WO2011046209A1 - 回り込みキャンセラ及び中継装置 - Google Patents

回り込みキャンセラ及び中継装置 Download PDF

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spectrum
fourier transform
discrete fourier
delay profile
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倫也 林
謙次 日比
拓見 山口
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マスプロ電工株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0063—Interference mitigation or co-ordination of multipath interference, e.g. Rake receivers

Definitions

  • the present invention relates to a wraparound canceller for removing a sneak signal superimposed on a reception signal when a transmission radio wave from the transmission antenna wraps around the reception antenna in a relay apparatus that relays an OFDM signal wirelessly transmitted by terrestrial digital broadcasting or the like.
  • the present invention also relates to a relay device provided with the wraparound canceller.
  • an SFN-type relay apparatus that relays an OFDM signal such as terrestrial digital broadcast without frequency conversion (in other words, channel conversion) is known.
  • This type of relay device measures the delay profile of the sneak signal in order to prevent problems such as oscillation due to the transmission signal sneaking to the receiving side, and from the received signal according to the measured delay profile.
  • a sneak canceller is provided to remove sneak signal components.
  • a transfer function of a transmission path is estimated using a reference signal such as an SP signal (Scattered Pilot Signal) inserted as an amplitude phase reference at the time of synchronous demodulation in an OFDM signal, and the estimated transfer path transfer function is inverted.
  • SP signal Sptered Pilot Signal
  • each spectrum on the frequency axis of the OFDM signal is averaged over time, the amplitude characteristic of each spectrum is obtained from the time average value, and the transmission path of the transmission line is determined using the minimum phase condition or the like.
  • a method of measuring a delay profile by estimating a transfer function and performing an inverse discrete Fourier transform on the estimated transfer function of the transmission path.
  • the delay profile can be measured without using the reference signal inserted into the OFDM signal as in the measurement method (a). Therefore, the OFDM in which the reference signal is not inserted is used. Even if the signal is an OFDM signal having a different insertion position of the reference signal, the wraparound signal can be removed.
  • the transfer function of the transmission line is not estimated using the minimum phase condition or the like, unlike the measurement method (c).
  • a calculation circuit having a low calculation capability can be used for the calculation circuit to be used, and the manufacturing cost of the wraparound canceller can be reduced.
  • a relay device that relays OFDM signals such as terrestrial digital broadcasting, has a particular problem in that it is not a delayed wave generated by reflection of a transmission radio wave from a broadcasting station or a relay device upstream from the own station, but the own station. This is a delayed wave caused by the sneak in the transmission radio wave from
  • each spectrum is obtained for every spectrum obtained by carrying out the discrete Fourier transform of the OFDM signal. 2 is obtained, and the inverse value A / S (n) 2 av ⁇ where A is a correction coefficient ⁇ of the average value S (n) 2 av is subjected to inverse discrete Fourier transform.
  • A is a correction coefficient ⁇ of the average value S (n) 2 av
  • the present invention has been made in view of these problems, and does not use a reference signal inserted into an OFDM signal, and does not calculate a transfer function using a minimum phase condition or the like, and wraps around in a relay apparatus. It is an object of the present invention to provide a sneak canceller capable of accurately measuring a delay profile of a signal and removing a sneak signal from a received signal, and a relay device including the sneak canceller.
  • the first aspect of the present invention made to achieve such an object is as follows: In a relay apparatus that receives an OFDM signal at a receiving antenna and retransmits the received signal from a transmitting antenna, a sneak signal superimposed on the received signal is removed by a transmission radio wave from the transmitting antenna wrapping around the receiving antenna A wraparound canceller that A discrete Fourier transform that extracts a spectrum on the frequency axis of the OFDM signal by performing a discrete Fourier transform on the OFDM signal received by the receiving antenna; For each spectrum extracted by the discrete Fourier transform unit, an absolute value of the amplitude of each spectrum is obtained, and an amplitude spectrum calculation unit that time-averages the absolute value of the amplitude; The time average value obtained for each spectrum by the amplitude spectrum calculator is averaged within the frequency band of the OFDM signal, and the in-band average value obtained by the averaging is divided by the time average value of each spectrum.
  • an inverse number calculation unit for calculating an inverse number of the time average value of each spectrum
  • An inverse discrete Fourier transform unit that calculates a delay profile of the wraparound signal by performing an inverse discrete Fourier transform on a calculation result by the inverse number calculation unit; By extracting 0 to N / 2 data from the delay profile composed of N data calculated by the inverse discrete Fourier transform unit, and multiplying the extracted data by a predetermined correction coefficient.
  • the transmission radio wave from the transmission antenna wraps around the reception antenna.
  • the sneak canceller of the first aspect is provided as a sneak canceller that removes a sneak signal superimposed on the received signal.
  • the amplitude spectrum calculation unit obtains the absolute value of the amplitude S (n) of each spectrum for each spectrum extracted by the discrete Fourier transform unit, and calculates the absolute value of the amplitude S (n) ⁇ ⁇ . Average the values over time. Then, the reciprocal calculating unit averages the time average value S (n) tav obtained for each spectrum by the amplitude spectrum calculating unit within the frequency band of the OFDM signal, and the in-band average value Av obtained by the averaging.
  • the delay profile of the wraparound signal is calculated by performing inverse discrete Fourier transform on the calculation result ⁇ Av / S (n) tav ⁇ by the reciprocal calculation unit.
  • the wraparound canceller of the present invention for each spectrum obtained by subjecting the OFDM signal to discrete Fourier transform, the square value S (n) of the amplitude S (n) of each spectrum is obtained. n) 2 the calculated, the average value S (n) 2 av inverse a / S (n) instead of the inverse discrete Fourier transform 2 av of, for each spectrum represented by the following formula (1) amplitude S ( The absolute value of n) is time-averaged, and the inverse profile ⁇ Av / S (n) tav ⁇ of the time average value S (n) tav is subjected to inverse discrete Fourier transform to calculate the delay profile of the wraparound signal.
  • the cause is that, in the present invention, the amplitude spectrum calculator calculates the absolute value of the amplitude S (n) ⁇ ⁇ of each spectrum by calculating the root of the square value of the amplitude S (n) of each spectrum. Since the absolute value is time-averaged, it is considered that the time average value S (n) tav of each spectrum obtained by the amplitude spectrum calculation unit is only the real part.
  • a correction processing unit is further provided.
  • this correction processing unit 0 to N / N among delay profiles composed of N pieces of data calculated by the inverse discrete Fourier transform unit. By extracting up to two pieces of data and multiplying the extracted data by a predetermined correction coefficient, the delay profile is corrected.
  • the delay profile calculation accuracy can be improved as compared with the measurement method (b), as will be apparent from the experimental example of the embodiment described later, and the inverse discrete Fourier transform is performed. Based on the delay profile obtained by the conversion unit, the sneak signal can be satisfactorily removed from the received signal.
  • the delay profile of the sneak signal can be calculated without using the reference signal inserted in the OFDM signal as in the measurement method (a) above, so that the reference signal is inserted. Even if the OFDM signal is not an OFDM signal or an OFDM signal having a different reference signal insertion position, the wraparound signal can be removed.
  • the transfer function of the transmission line is not estimated using the minimum phase condition or the like as in the measurement method of (c) above, so that the arithmetic circuit used for calculating the delay profile has the computing power. Can be used, and the manufacturing cost of the wraparound canceller can be reduced.
  • the wraparound canceller of the present invention described above is provided, even if the transmission radio wave from the transmission antenna wraps around the reception antenna and the wraparound signal is superimposed on the reception signal.
  • the sneak canceller can remove the sneak signal from the received signal.
  • the sneak canceller of the present invention not only can remove the sneak signal well, but also can reduce the manufacturing cost as compared with the conventional one.
  • the sneak signal A relay device that can prevent the occurrence of problems such as oscillation can be realized at low cost.
  • FIGS. 3A and 3B are explanatory diagrams for explaining the operation of the correction processing unit.
  • FIG. 3A shows a delay profile before the correction process
  • FIG. 3B shows a delay profile after the correction process.
  • 4A is a graph showing the measurement result of the delay profile before canceling the sneak signal
  • FIG. 4B is a graph showing the measurement result of the delay profile after canceling the sneak signal
  • FIG. 4C is a constellation before canceling the sneak signal
  • 4D is a graph showing a measurement result of the constellation after the sneak signal is canceled.
  • FIG. 6A is a graph showing the calculation result of the delay profile obtained by the configuration of FIG. 5, FIG. 6A shows the calculation result of the delay profile according to the present invention, and FIG. 6B shows the calculation result of the delay profile in the prior art. Represents. It is a block diagram showing the modification of the relay apparatus of embodiment.
  • the relay device receives a broadcast wave of terrestrial digital television broadcasting with a receiving antenna 2, amplifies the received signal with an amplifying device 4, and then retransmits it from a transmitting antenna 6. Is.
  • the relay apparatus includes an A / D conversion unit 12, a cancel signal generator, and a cancel signal generator for removing a sneak signal superimposed on a received signal when a transmission radio wave from the transmission antenna 6 wraps around the reception antenna 2.
  • the unit 10, the adder 8, and the D / A conversion unit 26 are provided.
  • the A / D conversion unit 12 selects a broadcast signal of a broadcast channel to be relayed (in other words, a wraparound signal removal target) from the reception signals received by the reception antenna 2.
  • the frequency is converted into a baseband OFDM signal, and the OFDM signal is converted into digital data.
  • the baseband OFDM signal converted into digital data by the A / D converter 12 is input to the cancel signal generator 10, and the cancel signal generator 10 is necessary to remove the sneak signal. Used to generate a cancel signal (digital data).
  • the adder 8 adds the cancel signal generated by the cancel signal generation unit 10 to the baseband OFDM signal converted into digital data by the A / D conversion unit 12, thereby removing the sneak signal from the OFDM signal.
  • the OFDM signal from which the sneak signal is removed by the adder 8 is input to the D / A converter 26.
  • the D / A converter 26 D / A converts the OFDM signal from which the sneak signal has been removed by the adder 8 into an analog signal, and upconverts the analog signal to the original broadcast channel, thereby providing a sneak signal.
  • the removed broadcast signal is generated and output to the amplifying device 4.
  • the broadcast radio wave received / retransmitted by the relay apparatus is one wave
  • the / A converter 26 is provided in the relay device in order to remove the sneak signal from the received signal of one wave, but when the broadcast radio wave to be relayed is multi-channel, These units may be provided in plural for each broadcast channel.
  • the digital processing circuit includes a discrete Fourier transform unit 14, an amplitude spectrum calculation unit 16, an inverse number calculation unit 18, an inverse discrete Fourier transform unit 20, a correction processing unit 22, and a cancellation error calculation unit 24. Configured.
  • the discrete Fourier transform unit 14 extracts a spectrum on the frequency axis of the OFDM signal by performing a discrete Fourier transform on the OFDM signal.
  • the amplitude spectrum calculation unit 16 includes an absolute value calculation unit 30 and an averaging unit 32 as shown in FIG. 2, and the spectrum extracted by the discrete Fourier transform unit 14 in the absolute value calculation unit 30.
  • the absolute value of the amplitude S (n) of each spectrum is calculated by obtaining the square root of the square value of the amplitude S (n) of each spectrum in accordance with the above equation (1).
  • the absolute value of the amplitude S (n) of each spectrum calculated by the absolute value calculation unit 30 is sampled for a certain period, and the average value (time average value) S (n) tav is calculated.
  • the reciprocal calculator 18 calculates the time average value S (n) tav for each spectrum calculated by the amplitude spectrum calculator 16 within the frequency band of the OFDM signal (in other words, for one channel of the digital TV broadcast signal). Within the frequency band), and by dividing the in-band average value Av obtained by the averaging by the time average value S (n) tav of each spectrum, the time average value S (n) tav of each spectrum is obtained. The reciprocal Av / S (n) tav is calculated.
  • the inverse discrete Fourier transform unit 20 calculates a delay profile of the wraparound signal by performing inverse discrete Fourier transform on the calculation result by the reciprocal calculation unit 18. Further, the correction processing unit 22 extracts 0 to N / 2 data from the delay profile composed of N data calculated by the inverse discrete Fourier transform unit 20, and adds the extracted data to the extracted data. The delay profile is corrected by multiplying by a predetermined correction coefficient (value “2” in the present embodiment).
  • the cause is that the amplitude spectrum calculation unit 16 calculates the absolute value of the amplitude S (n) of each spectrum by performing root calculation of the square value of the amplitude S (n) of each spectrum. Since the absolute value is time-averaged, it is considered that the time-average value S (n) tav of each spectrum obtained by the amplitude spectrum calculation unit 16 is only the real part.
  • a correction processing unit 22 is provided at the subsequent stage of the inverse discrete Fourier transform unit 20, and in this correction processing unit 22, a delay profile composed of N pieces of data calculated by the inverse discrete Fourier transform unit is provided.
  • the delay profile is corrected as shown in FIG. 3B by extracting 0 to N / 2 pieces of data from the inside and multiplying the extracted data by a predetermined correction coefficient.
  • the delay profile corrected by the correction processing unit 22 is input to the cancellation error calculation unit 24.
  • the cancellation error calculation unit 24 cancels the sneak signal from the received signal based on the input delay profile.
  • a signal (digital data) is generated and output to the D / A converter 26.
  • the square value S (n) 2 of the amplitude S (n) 2 of each spectrum is obtained for each spectrum obtained by subjecting the OFDM signal to discrete Fourier transform.
  • the square value of the amplitude S (n) of each spectrum is calculated according to the above equation (1).
  • the absolute value of the amplitude S (n) of each spectrum is calculated, the absolute value is time-averaged, and the reciprocal ⁇ Av / S (n) tav ⁇ of the time-average value S (n) tav Is subjected to inverse discrete Fourier transform to calculate a delay profile of the wraparound signal. Then, a conversion result of 0 to N / 2 is extracted from N pieces of data representing the delay profile, and the delay profile is corrected by correcting each data value.
  • the sneak around in the cancellation signal generation unit 10 It is possible to accurately calculate the delay profile of the signal and to successfully remove the sneak signal from the received signal based on the calculation result.
  • the delay profile of the sneak signal can be calculated without using the reference signal inserted into the OFDM signal, so that the reference to be inserted into the digital television broadcast signal (OFDM signal) in the future. Even if the insertion position of the signal (SP signal or the like) is changed, the wraparound signal can be removed from the received signal.
  • the arithmetic circuit used for calculating the delay profile can be used with a low arithmetic capability, and the wraparound canceller Manufacturing cost can be reduced.
  • the radio wave of the digital television broadcast signal (one channel) is a desired wave, and this desired A sneak signal delayed by a fixed time (specifically 50 ⁇ s) 10 dB higher than the wave is used as an interference wave, and when these radio waves are incident on the receiving antenna 2, the received signal before the sneak signal cancellation and after the sneak signal cancellation The received signal was measured (simulated).
  • FIGS. 4A-4D The measurement results are shown in FIGS. 4A-4D.
  • the sneak signal before cancellation is 10 dB higher than the desired digital TV broadcast signal (DU ratio: ⁇ 10 dB).
  • it is 40 dB lower than the desired digital TV broadcast signal (DU ratio: 40 dB), and according to the relay device of this embodiment, it can be seen that the sneak signal can be sufficiently suppressed during retransmission.
  • the delay amount of the sneak signal with respect to the desired wave is substantially the same as the input signal, 50 ⁇ s, and The signal level is ⁇ 5.557 dB (DU ratio: 5.657 dB) with respect to the desired wave (OFDM signal). That is, according to the present invention, the delay profile of the sneak signal can be obtained approximately accurately.
  • the delay amount of the sneak signal with respect to the desired wave is substantially the same as the input signal, 50 ⁇ s.
  • the signal level of the sneak signal as an interference wave is ⁇ 3.495 dB (DU ratio: 3.495 dB) with respect to the desired wave (OFDM signal), which is greatly different from the DU ratio of the input signal.
  • the amplitude S (n) of each spectrum is obtained for each spectrum obtained by performing a discrete Fourier transform (FFT) on the OFDM signal.
  • square value S (n) 2 ⁇ Re [S (n)] 2 + Im [S (n)] 2 ⁇ sought, reverse the inverse a / S (n) 2 av of the average value S (n) 2 av.
  • IFFT discrete Fourier transform
  • the delay profile of the wraparound signal is calculated, and the delay Since the profile is corrected by the correction processing unit 22, the delay profile of the sneak signal can be calculated with higher accuracy than the prior art (b) described above.
  • the A / D converter 12 converts the received signal into a baseband OFDM signal (digital data), and then inputs the OFDM signal to the cancel signal generator 10 and the adder 8.
  • the A / D conversion unit 26 generates the broadcast signal after the wraparound signal is removed by inputting the output from the D / A conversion unit 26.
  • the conversion unit 12 and the D / A conversion unit 26 may be provided in the cancel signal generation unit 10.
  • the received signal from the receiving antenna 2 is divided into two by the distributor 7, one of which is input to the adder 8 and the other is input to the cancel signal generator 10. ing.
  • the A / D conversion unit 12 converts the reception signal input via the distributor 7 into a baseband OFDM signal (digital data), and the D / A conversion unit 26
  • the cancel signal (digital data) generated by the cancel error calculation unit 24 is converted into an analog signal (broadcast signal) having a frequency corresponding to the broadcast signal of the channel from which the wraparound signal is to be removed, and output to the adder 8 To do.
  • the correction processing unit 22 extracts 0 to N / 2 data from the N data calculated by the inverse discrete Fourier transform unit 20, and adds the extracted data to the extracted data.
  • this correction coefficient is removed in consideration of the installation location of the relay device, the characteristics of the sneak signal, and the like. It may be a value suitable for the above.
  • the correction coefficient is set to the value “2” because, as shown in FIG. 3A, the two peaks in the delay profile before the correction process are approximately 1 ⁇ 2 of the peak of the normal delay profile. It is because it became.

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Abstract

　回り込みキャンセラは、離散フーリエ変換部と、振幅スペクトル算出部と、逆数算出部と、逆離散フーリエ変換部と、補正処理部と、を備え、前記補正処理部にて補正された遅延プロファイルに基づき、前記受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去する。逆数算出部は、前記振幅スペクトル算出部にてスペクトル毎に求められた時間平均値を前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で平均化し、該平均化により得られた帯域内平均値を前記各スペクトルの時間平均値で除算することで、前記各スペクトルの時間平均値の逆数を算出する。補正処理部は、前記逆離散フーリエ変換部にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出したデータに所定の補正係数を乗算することで、遅延プロファイルの振幅レベルを補正する。

Description

回り込みキャンセラ及び中継装置 関連出願の相互参照
　本国際出願は、２００９年１０月１６日に日本国特許庁に出願された日本国特許出願第２００９－２３９７７２号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２００９－２３９７７２号の全内容を参照により本国際出願に援用する。
　本発明は、地上デジタル放送等で無線送信されるＯＦＤＭ信号を中継する中継装置において、送信アンテナからの送信電波が受信アンテナに回り込むことにより受信信号に重畳される回り込み信号を除去するための回り込みキャンセラ、及び、この回り込みキャンセラを備えた中継装置に関する。
　従来、地上デジタル放送等のＯＦＤＭ信号を周波数変換（換言すればチャンネル変換）することなく中継する、ＳＦＮ方式の中継装置が知られている。
　この種の中継装置には、送信信号が受信側に回り込むことにより、発振等の不具合が発生するのを防止するために、回り込み信号の遅延プロファイルを測定し、その測定した遅延プロファイルに従い受信信号から回り込み信号成分を除去する、回り込みキャンセラが設けられる。
　この回り込みキャンセラによる遅延プロファイルの測定方法としては、例えば、下記(ａ)～（ｃ）のような各種測定方法が知られている（例えば、特許文献１等参照）。
　（ａ）ＯＦＤＭ信号に同期復調時の振幅位相基準として挿入されるＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）等の基準信号を用いて伝送路の伝達関数を推定し、その推定した伝送路の伝達関数を逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを測定する方法。
　（ｂ）受信したＯＦＤＭ信号を拡散フーリエ変換することで、受信帯域内のスペクトルを抽出し、各スペクトルを時間的に平均化して、その逆数を逆拡散フーリエ変換する方法（詳しくは、特許文献２参照）。
　（ｃ）上記（ｂ）と同様にＯＦＤＭ信号の周波数軸上の各スペクトルを時間的に平均化し、その時間平均値から各スペクトルの振幅特性を求めて、最小位相条件等を用いて伝送路の伝達関数を推定し、その推定した伝送路の伝達関数を逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを測定する方法。
　そして、上記（ｂ）の測定方法によれば、（ａ）の測定方法のように、ＯＦＤＭ信号に挿入された基準信号を用いることなく遅延プロファイルを測定できるので、基準信号が挿入されていないＯＦＤＭ信号であっても、基準信号の挿入位置が異なるＯＦＤＭ信号であっても、回り込み信号を除去することができる。
　また、上記（ｂ）の測定方法では、（ｃ）の測定方法のように、最小位相条件等を用いて伝送路の伝達関数を推定しないので、（ｃ）の測定方法に比べて、測定に用いる演算回路に演算能力の低いものを利用でき、回り込みキャンセラの製造コストを低減できる。
特開２００４－８０６６８号公報 特開２００２－２７１２９５号公報
　ところで、(ｂ)の測定方法では、伝送路の伝達関数を求めないので、(ａ)、（ｃ）の測定方法に比べて、遅延プロファイルの測定精度は低くなる。
　しかし、地上デジタル放送等のＯＦＤＭ信号を中継する中継装置において特に問題になるのは、放送局若しくは自局よりも前段の中継装置からの送信電波が反射することにより生じる遅延波ではなく、自局からの送信電波の回り込みによる遅延波である。
　このため、中継装置からの送信電波（ＯＦＤＭ信号）の品質を確保するには、自局からの送信電波の回り込み信号の遅延プロファイルを測定すればよいことになる。
　そして、この回り込み信号の位相は、ほぼ一定であることから、中継装置において、送信電波（ＯＦＤＭ信号）の品質を確保するために回り込み信号の遅延プロファイルを測定する際には、(ａ)、（ｃ）の測定方法のように、必ずしも、回り込み信号の位相を含む伝達関数を求める必要はなく、伝送路の伝達関数を算出しない（ｂ）の測定方法でも、送信品質を確保するのに必要な遅延プロファイルを測定できると考えられる。
　ところが、上記(ｂ)の測定方法（詳しくは、特許文献２に記載の測定方法）に従い、中継装置における回り込み信号の遅延プロファイルを実際に測定（シミュレーション）したところ、上記（ｂ）の測定方法では遅延プロファイルの算出精度が著しく低下することがあり、回り込み信号を十分除去することができない場合があることがわかった。
　そして、本願発明者らがこの原因を調べたところ、上記（ｂ）の測定方法では、特許文献２に記載のように、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することにより得られたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値Ｓ(n)2を求め、その平均値Ｓ(n)2avの逆数Ａ／Ｓ(n)2av｛但し、Ａは補正係数｝を逆離散フーリエ変換することで、回り込み信号の遅延プロファイルを算出しているためであることがわかった。
　本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、ＯＦＤＭ信号に挿入された基準信号を利用することなく、しかも、最小位相条件等を用いた伝達関数の計算を行うことなく、中継装置における回り込み信号の遅延プロファイルを精度よく測定して、受信信号から回り込み信号を除去することのできる回り込みキャンセラ、及び、この回り込みキャンセラを備えた中継装置を提供することを目的とする。
　かかる目的を達成するためになされた本発明の第１局面は、
　ＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラであって、
　前記受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで、前記ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出する離散フーリエ変換部と、
　前記離散フーリエ変換部にて抽出されたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅の絶対値を求め、該振幅の絶対値を時間平均する振幅スペクトル算出部と、
　前記振幅スペクトル算出部にてスペクトル毎に求められた時間平均値を前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で平均化し、該平均化により得られた帯域内平均値を前記各スペクトルの時間平均値で除算することで、前記各スペクトルの時間平均値の逆数を算出する逆数算出部と、
　該逆数算出部による算出結果を逆離散フーリエ変換することにより、前記回り込み信号の遅延プロファイルを算出する逆離散フーリエ変換部と、
　該逆離散フーリエ変換部にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出したデータに所定の補正係数を乗算することで、遅延プロファイルを補正する補正処理部と、
　を備え、前記補正処理部にて補正された遅延プロファイルに基づき、前記受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去することを特徴とする。
　また、本発明の第２局面は、ＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラとして、第１局面の回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする。
　第１局面の回り込みキャンセラにおいては、振幅スペクトル算出部が、離散フーリエ変換部にて抽出されたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を求め、その振幅Ｓ(n) の絶対値を時間平均する。そして、逆数算出部が、振幅スペクトル算出部にてスペクトル毎に求められた時間平均値Ｓ(n)tavをＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で平均化し、その平均化により得られた帯域内平均値Ａｖを各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavで除算することで、各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavの逆数｛Ａｖ／Ｓ(n)tav｝を算出し、逆離散フーリエ変換部が、逆数算出部による算出結果｛Ａｖ／Ｓ(n)tav｝を逆離散フーリエ変換することにより、回り込み信号の遅延プロファイルを算出する。
　つまり、本発明の回り込みキャンセラにおいては、上記（ｂ）の測定方法のように、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することにより得られたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値Ｓ(n)2を求め、その平均値Ｓ(n)2avの逆数Ａ／Ｓ(n)2avを逆離散フーリエ変換するのではなく、次式（１）で表される各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を時間平均し、その時間平均値Ｓ(n)tavの逆数｛Ａｖ／Ｓ(n)tav｝を逆離散フーリエ変換することで、回り込み信号の遅延プロファイルを算出する。
　絶対値＝√｛Ｒｅ［Ｓ(n) ］2＋Ｉｍ［Ｓ(n) ］2｝  …（１）
　但し、（１）式において、Ｒｅ［Ｓ(n) ］は振幅Ｓ(n) の実部、 Ｉｍ［Ｓ(n) ］は振幅Ｓ(n) の虚部を表し、√は｛　｝内の平方根をとること（つまりルート計算）を表す。
　ところで、このように逆離散フーリエ変換部で遅延プロファイルを算出した場合、逆離散フーリエ変換で得られるＮ個の振幅値に２つのピークが生じ、逆離散フーリエ変換部で得られた遅延プロファイルだけでは、回り込み信号を除去するためのキャンセル信号を精度よく生成することができない。
　なお、この原因は、本発明では、振幅スペクトル算出部にて、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値をルート計算することにより、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を求め、その絶対値を時間平均することから、振幅スペクトル算出部で得られる各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavが実部だけになってしまうためであると考えられる。
　そこで、本発明の回り込みキャンセラにおいては、更に補正処理部を設け、この補正処理部にて、逆離散フーリエ変換部にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出したデータに所定の補正係数を乗算することで、遅延プロファイルを補正するようにしている。
　この結果、本発明の回り込みキャンセラによれば、後述実施形態の実験例から明らかなように、上記（ｂ）の測定方法に比べて、遅延プロファイルの算出精度を向上することができ、逆離散フーリエ変換部にて得られた遅延プロファイルに基づき、受信信号から回り込み信号を良好に除去することができるようになる。
　また、本発明の回り込みキャンセラによれば、上記（ａ）の測定方法のように、ＯＦＤＭ信号に挿入された基準信号を用いることなく、回り込み信号の遅延プロファイルを算出できるので、基準信号が挿入されていないＯＦＤＭ信号であっても、基準信号の挿入位置が異なるＯＦＤＭ信号であっても、回り込み信号を除去することができる。
　また、本発明の回り込みキャンセラによれば、上記（ｃ）の測定方法のように、最小位相条件等を用いて伝送路の伝達関数を推定しないので、遅延プロファイルの算出に用いる演算回路に演算能力の低いものを利用でき、回り込みキャンセラの製造コストを低減することができる。
　また、第２局面の中継装置によれば、上述した本発明の回り込みキャンセラを備えているので、送信アンテナからの送信電波が受信アンテナに回り込んで、受信信号にその回り込み信号が重畳されても、回り込みキャンセラにて、受信信号から回り込み信号を除去することができる。
　そして、本発明の回り込みキャンセラは、回り込み信号を良好に除去することができるだけでなく、従来のものに比べて製造コストを低減することができることから、本発明の中継装置によれば、回り込み信号により発振等の不具合が生じるのを防止し得る中継装置を、低コストで実現できることになる。
本発明が適用された、実施形態の中継装置全体の構成を表すブロック図である。 振幅スペクトル算出部の構成を表すブロック図である。 補正処理部の動作を説明する説明図であって、図３Ａは、補正処理前の遅延プロファイルを表し、図３Ｂは、補正処理後の遅延プロファイルを表している。 図４Ａは、回り込み信号キャンセル前の遅延プロファイルの測定結果を表すグラフであり、図４Ｂは、回り込み信号キャンセル後の遅延プロファイルの測定結果を表すグラフであり、図４Ｃは、回り込み信号キャンセル前のコンスタレーションの測定結果を表すグラフであり、図４Ｄは、回り込み信号キャンセル後のコンスタレーションの測定結果を表すグラフである。 本発明と従来技術とで遅延プロファイルの算出結果を比較するのに用いたシステム構成を表す説明図である。 図５の構成で得られた遅延プロファイルの算出結果を表すグラフであって、図６Ａは、本発明での遅延プロファイルの算出結果を表し、図６Ｂは、従来技術での遅延プロファイルの算出結果を表している。 実施形態の中継装置の変形例を表すブロック図である。
　２…受信アンテナ、４…増幅装置、６…送信アンテナ、７…分配器、８…加算器、１０…キャンセル信号生成部、１２…Ａ／Ｄ変換部、１４…離散フーリエ変換部、１６…振幅スペクトル算出部、１８…逆数算出部、２０…逆離散フーリエ変換部、２２…補正処理部、２４…キャンセル誤差算出部、２６…Ｄ／Ａ変換部、３０…絶対値算出部、３２…平均化部
　以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
　図１に示すように、本実施形態の中継装置は、地上デジタルテレビ放送の放送電波を受信アンテナ２で受信し、その受信信号を増幅装置４にて増幅した後、送信アンテナ６から再送信するものである。
　そして、本実施形態の中継装置には、送信アンテナ６からの送信電波が受信アンテナ２に回り込むことにより受信信号に重畳された回り込み信号を除去するために、Ａ／Ｄ変換部１２、キャンセル信号生成部１０、加算器８、及びＤ／Ａ変換部２６が設けられている。
　ここで、Ａ／Ｄ変換部１２は、受信アンテナ２にて受信された受信信号の中から、中継対象（換言すれば回り込み信号の除去対象）となる放送チャンネルの放送信号を選局することでベースバンドのＯＦＤＭ信号に周波数変換し、ＯＦＤＭ信号をデジタルデータに変換するためのものである。
　そして、このＡ／Ｄ変換部１２にてデジタルデータに変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号は、キャンセル信号生成部１０に入力され、キャンセル信号生成部１０にて、回り込み信号を除去するのに必要なキャンセル信号（デジタルデータ）を生成するのに用いられる。
　また、加算器８は、キャンセル信号生成部１０で生成されたキャンセル信号をＡ／Ｄ変換部１２でデジタルデータに変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に加算することで、ＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去するためのものであり、加算器８にて回り込み信号が除去されたＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換部２６に入力される。
　そして、Ｄ／Ａ変換部２６では、加算器８にて回り込み信号が除去されたＯＦＤＭ信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換し、そのアナログ信号を元の放送チャンネルにアップコンバートすることで、回り込み信号除去後の放送信号を生成し、増幅装置４に出力する。
　なお、本実施形態では、説明を簡単にするため、中継装置が受信・再送信する放送電波は１波であり、Ａ／Ｄ変換部１２、キャンセル信号生成部１０、加算器８、及び、Ｄ／Ａ変換部２６は、その１波の受信信号から回り込み信号を除去するために、中継装置に一つ設けられているものとするが、中継対象となる放送電波が多チャンネルである場合には、これら各部を放送チャンネル毎に複数に設けるようにすればよい。
　次に、キャンセル信号生成部１０内でベースバンドのＯＦＤＭ信号をデジタル処理することによりキャンセル信号（デジタルデータ）を生成するのに用いられるデジタル処理回路について説明する。
　図１に示すように、このデジタル処理回路は、離散フーリエ変換部１４、振幅スペクトル算出部１６、逆数算出部１８、逆離散フーリエ変換部２０、補正処理部２２、及び、キャンセル誤差算出部２４にて構成されている。
　ここで、離散フーリエ変換部１４は、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで、ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出するものである。
　また、振幅スペクトル算出部１６は、図２に示すように絶対値算出部３０と平均化部３２とから構成されており、絶対値算出部３０において、離散フーリエ変換部１４にて抽出されたスペクトル毎に、上述の（１）式に従い、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値の平方根を求めることにより、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を算出し、平均化部３２にて、絶対値算出部３０で算出される各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を一定期間サンプリングして、その平均値（時間平均値）Ｓ(n)tavを算出する。
　次に、逆数算出部１８は、振幅スペクトル算出部１６にて算出されたスペクトル毎の時間平均値Ｓ(n)tavを、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内（換言すればデジタルテレビ放送信号１チャンネル分の周波数帯域内）で平均化し、その平均化により得られた帯域内平均値Ａｖを各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavで除算することで、各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavの逆数Ａｖ／Ｓ(n)tavを算出する。
　そして、逆離散フーリエ変換部２０は、逆数算出部１８による算出結果を逆離散フーリエ変換することにより、回り込み信号の遅延プロファイルを算出する。
　また、補正処理部２２は、逆離散フーリエ変換部２０にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出した各データに所定の補正係数（本実施形態では値「２」）を乗じることで、遅延プロファイルを補正する。
　つまり、本発明者らが実験を行ったところ、逆離散フーリエ変換部２０にて算出される遅延プロファイルの各データ（Ｎ個）を算出タイミング毎に時系列に記載すると、図３Ａに示すように、Ｎ個のデータの中間のデータ（Ｎ／２個目のデータ）を挟んで、その前途に略対称となる山ができて、２つのピークが現れることが判った。
　このため、逆離散フーリエ変換部２０で得られた遅延プロファイルでは、回り込み信号を除去するためのキャンセル信号を精度よく生成することができない。
　なお、この原因は、本実施形態では、振幅スペクトル算出部１６にて、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値をルート計算することにより、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を求め、その絶対値を時間平均することから、振幅スペクトル算出部１６で得られる各スペクトルの時間平均値Ｓ(n)tavが実部だけになってしまうためであると考えられる。
　そこで、本実施形態では、逆離散フーリエ変換部２０の後段に補正処理部２２を設け、この補正処理部２２にて、逆離散フーリエ変換部にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出したデータに所定の補正係数を乗算することで、図３Ｂに示すように、遅延プロファイルを補正するようにしているのである。
　そして、この補正処理部２２で補正された遅延プロファイルは、キャンセル誤差算出部２４に入力され、キャンセル誤差算出部２４は、その入力された遅延プロファイルに基づき受信信号から回り込み信号を除去するためのキャンセル信号（デジタルデータ）を生成し、Ｄ／Ａ変換部２６に出力する。
　以上説明したように、本実施形態のキャンセル信号生成部１０では、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することにより得られたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値Ｓ(n)2を求め、その平均値Ｓ(n)2avの逆数Ａ／Ｓ(n)2avを逆離散フーリエ変換するのではなく、上述の（１）式に従い各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値の平方根を求めることにより、各スペクトルの振幅Ｓ（ｎ）の絶対値を算出して、その絶対値を時間平均し、その時間平均値Ｓ(n)tavの逆数｛Ａｖ／Ｓ(n)tav｝を逆離散フーリエ変換することで、回り込み信号の遅延プロファイルを算出する。そして、その遅延プロファイルを表すＮ個のデータの中から、０～Ｎ／２の変換結果を抽出し、各データ値を補正することで、遅延プロファイルを補正する。
　この結果、本実施形態の中継装置によれば、送信アンテナ６からの送信電波が受信アンテナ２に回り込むことにより、受信信号に回り込み信号が重畳されたとしても、キャンセル信号生成部１０内でその回り込み信号の遅延プロファイルを正確に算出して、その算出結果に基づき、受信信号から回り込み信号を良好に除去することができるようになる。
　また、本実施形態の中継装置によれば、ＯＦＤＭ信号に挿入された基準信号を用いることなく、回り込み信号の遅延プロファイルを算出できるので、将来、デジタルテレビ放送信号（ＯＦＤＭ信号）に挿入される基準信号（ＳＰ信号等）の挿入位置が変更されても、受信信号から回り込み信号を除去することができる。
　また、本実施形態の中継装置によれば、最小位相条件等を用いて伝送路の伝達関数を推定しないので、遅延プロファイルの算出に用いる演算回路に演算能力の低いものを利用でき、回り込みキャンセラの製造コストを低減することができる。
［実験例１］
　次に、キャンセル信号生成部１０と加算器８とにより構成される本実施形態の回り込みキャンセラによる回り込み信号の除去効果を確認するため、デジタルテレビ放送信号（１チャンネル）の電波を希望波、この希望波に対し１０ｄＢ高く一定時間（詳しくは５０μｓ）だけ遅延させた回り込み信号を妨害波として、これら各電波が受信アンテナ２に入射されたときの、回り込み信号キャンセル前の受信信号と回り込み信号キャンセル後の受信信号とを測定（シミュレーション）した。
　その測定結果を、図４Ａ－４Ｄに示す。
　図４Ａに示すように、キャンセル前の回り込み信号は、希望波であるデジタルテレビ放送信号に対し１０ｄＢ高くなっている（ＤＵ比：－１０ｄＢ）にもかかわらず、キャンセル後の回り込み信号は、図４Ｂに示すように、希望波であるデジタルテレビ放送信号よりも４０ｄＢ低くなっており（ＤＵ比：４０ｄＢ）、本実施形態の中継装置によれば、再送信時に、回り込み信号を充分抑制できることが判る。
　また、図４Ｃ，４Ｄはそれぞれ、キャンセル前の受信信号とキャンセル後の受信信号のコンスタレーションを測定した測定結果を表しているが、この図から明らかなように、本実施形態の中継装置によれば、デジタルテレビ放送信号（ＯＦＤＭ信号）のコンスタレーションを、理想的なシンボル位置に近づけることができることが判る。
［実験例２］
　また次に、本発明による遅延プロファイルの測定結果が上述した（ｂ）の従来技術による測定結果に比べて高精度であることを確認するため、図５に示すように、希望波（ＯＦＤＭ信号）に対する妨害波（回り込み信号）の比（ＤＵ比）を６ｄＢ、回り込み信号の遅延時間を５０μｓとして、回り込み信号を含むＯＦＤＭ信号を遅延プロファイルの演算回路に入力し、本発明及び上記（ｂ）の従来技術に対応した演算手順で遅延プロファイルをそれぞれ演算した。
　その演算結果を、図６Ａ－６Ｂに示す。
　図６Ａに示すように、本発明による遅延プロファイル算出結果によれば、希望波（ＯＦＤＭ信号）に対する回り込み信号の遅延量は、入力信号とほぼ同じ５０μｓとなっており、妨害波である回り込み信号の信号レベルは、希望波（ＯＦＤＭ信号）に対し－５．６５７ｄＢ（ＤＵ比：５．６５７ｄＢ）となっている。つまり、本発明によれば、回り込み信号の遅延プロファイルを略正確に求めることができる。
　これに対し、図６Ｂに示すように、上述した（ｂ）の従来技術による遅延プロファイル算出結果では、希望波（ＯＦＤＭ信号）に対する回り込み信号の遅延量は、入力信号とほぼ同じ５０μｓとなっているものの、妨害波である回り込み信号の信号レベルは、希望波（ＯＦＤＭ信号）に対し－３．４９５ｄＢ（ＤＵ比：３．４９５ｄＢ）となっており、入力信号のＤＵ比とは大きく異なっている。
　これは、上述した（ｂ）の従来技術では、図５の下段に示すように、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより得られたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値Ｓ(n)2｛＝Ｒｅ［Ｓ(n)］2＋Ｉｍ［Ｓ(n)］2｝を求め、その平均値Ｓ(n)2avの逆数Ａ／Ｓ(n)2avを逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、回り込み信号の遅延プロファイルを算出しているためである。
　つまり、本発明では、図５の上段に示すように、ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより得られたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の二乗値Ｓ(n)2｛＝Ｒｅ［Ｓ(n)］2＋Ｉｍ［Ｓ(n)］2｝の平方根をとることで（ルート計算）、各スペクトルの振幅Ｓ(n) の絶対値を求め、その絶対値を時間平均して、時間平均値Ｓ(n)tavの逆数｛Ａｖ／Ｓ(n)tav｝を求めて、逆離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することで、回り込み信号の遅延プロファイルを算出し、更に、その遅延プロファイルを補正処理部２２で補正するようにしていることから、上述した（ｂ）の従来技術に比べ、回り込み信号の遅延プロファイルを高精度に算出することができるようになるのである。
　以上、本発明の実施形態及びその効果を裏付ける実験例について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。
　例えば、上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換部１２で受信信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号（デジタルデータ）に変換した後、ＯＦＤＭ信号をキャンセル信号生成部１０及び加算器８に入力し、加算器８からの出力は、Ｄ／Ａ変換部２６に入力することにより、Ａ／Ｄ変換部２６で回り込み信号除去後の放送信号を生成するものとして説明したが、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換部１２及びＤ／Ａ変換部２６は、キャンセル信号生成部１０に設けるようにしてもよい。
　すなわち、図７に示す中継装置には、受信アンテナ２からの受信信号を分配器７で２分配し、その一方を加算器８に入力し、他方をキャンセル信号生成部１０に入力するようにされている。
　そして、キャンセル信号生成部１０では、Ａ／Ｄ変換部１２が、分配器７を介して入力された受信信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号（デジタルデータ）に変換し、Ｄ／Ａ変換部２６が、キャンセル誤差算出部２４にて生成されたキャンセル信号（デジタルデータ）を、回り込み信号の除去対象となるチャンネルの放送信号に対応した周波数のアナログ信号（放送信号）に変換して、加算器８に出力する。
　そして、このように中継装置を構成しても、図１に示した上記実施形態の中継装置と同様の効果を得ることができる。
　また、上記実施形態では、補正処理部２２は、逆離散フーリエ変換部２０にて算出されたＮ個のデータの中から０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出した各データに補正係数として値「２」を乗じることで、遅延プロファイルを補正するものとして説明したが、この補正係数については、中継装置の設置場所や回り込み信号の特性等を考慮して、回り込み信号を除去するのに適した値にすればよい。
　なお、上記実施形態において、補正係数を値「２」としているのは、図３Ａに示すように、補正処理前の遅延プロファイルにおける２つのピークが、正規の遅延プロファイルのピークの略１／２となったためである。
　また、上記実施形態では、地上デジタルテレビ放送信号を中継する中継装置に本発明を適用する場合について説明したが、本発明の回り込みキャンセラは、ＯＦＤＭ信号を中継する中継装置であれば、上記実施形態と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。

Claims (2)

  1. 　ＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラであって、
    　前記受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換することで、前記ＯＦＤＭ信号の周波数軸上のスペクトルを抽出する離散フーリエ変換部と、
    　前記離散フーリエ変換部にて抽出されたスペクトル毎に、各スペクトルの振幅の絶対値を求め、該振幅の絶対値を時間平均する振幅スペクトル算出部と、
    　前記振幅スペクトル算出部にてスペクトル毎に求められた時間平均値を前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域内で平均化し、該平均化により得られた帯域内平均値を前記各スペクトルの時間平均値で除算することで、前記各スペクトルの時間平均値の逆数を算出する逆数算出部と、
    　該逆数算出部による算出結果を逆離散フーリエ変換することにより、前記回り込み信号の遅延プロファイルを算出する逆離散フーリエ変換部と、
    　該逆離散フーリエ変換部にて算出されたＮ個のデータからなる遅延プロファイルの中から、０からＮ／２個までのデータを抽出し、その抽出したデータに所定の補正係数を乗算することで、遅延プロファイルの振幅レベルを補正する補正処理部と、
    　を備え、前記補正処理部にて補正された遅延プロファイルに基づき、前記受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号から回り込み信号を除去することを特徴とする回り込みキャンセラ。
  2. 　ＯＦＤＭ信号を受信アンテナにて受信し、該受信信号を送信アンテナから再送信する中継装置において、
    　前記送信アンテナからの送信電波が前記受信アンテナに回り込むことにより前記受信信号に重畳された回り込み信号を除去する回り込みキャンセラとして、請求項１に記載の回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする中継装置。
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