JP2002534899A - スペクトル推定を用いてチャネル推定を平滑化する受信機 - Google Patents

スペクトル推定を用いてチャネル推定を平滑化する受信機

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Abstract

(57)【要約】 受信装置は、異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て信号を受信し、該信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換する受信機を含む。チャネル推定器が、前記受信機に動作上結合していて、既知記号に対応する前記ディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相関させ、前記遅延した伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生する。フィルタシステムが、前記数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用いて前記数値推定をフィルタする。データデコーダが、前記受信機および前記フィルタシステムに動作上結合していて、前記フィルタされた推定および前記ディジタルデータを用いてデータをデコードする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は、異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て受信された信号をデコ
ードする受信機に関し、特に、遅延伝搬経路の振幅および位相の数値推定の変動
の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタの使用に関する。
【０００２】 （発明の背景） 無線受信機はしばしば、瞬間的な伝搬チャネルの位相および振幅特性に補助さ
れた、フェージング信号のデコーディングに用いられる。そのような無線受信機
の代表的なアプリケーションは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルを用
いて基地局から送信される信号をデコードするセルラ電話機である。
【０００３】 ＣＤＭＡシステムにおけるような無線受信機は、送信機からのディジタル形式
にコード化されて変調された信号を受信する。これらの信号は、既知の時間間隔
毎に既知の事前選択された信号パターンを含む。既知の信号パターンと、データ
デコーディングの後に得られるオプションのデータ信号と、を用いて受信機は、
位相および振幅、すなわち送信機と受信機との間の伝搬経路特性の複素値、の連
続する推定を形成する。これらは、多重経路伝搬の場合には、多重経路のための
推定を含む。
【０００４】 雑音および推定エラーを減少させるためには、連続するチャネル推定のシーケ
ンスを平滑化することが望ましい。長期平均の場合に予期されるように、フェー
ジングスペクトルがゼロ周波数に関して対称である時は、対称フィルタ応答を有
する平滑化フィルタが適切である。しかし、数秒の程度の短期の場合には、多重
経路アレイの到着角の一様でない分布により、フェージングスペクトルは非対称
でありうる。
【０００５】 信号内に組込まれた既知の記号と、受信機によりデコードされた未知の情報記
号と、の双方を用いての、受信無線信号からのチャネル推定の使用は、本技術分
野において公知である。そのような受信機の例は、米国特許第５，３３１，６６
６号、第５，３３５，２５０号、第５，５５７，６４５号、および第５，６１９
，５３３号、またさらに、１９９４年９月１４日出願の米国特許出願第０８／３
０５，７２７号に示されており、これらの全ては、ここで参照することにより、
その内容を本願に取り込むこととする。ＣＤＭＡシステムに特有なチャネル推定
を用いている代表的な受信機は、米国特許第５，１５１，９１９号および第５，
２１８，６１９号に示されており、これらもまたここで参照することにより、そ
の内容を本願に取り込むこととする。
【０００６】 チャネル推定の平滑化は、一連の複素係数を有する有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）フィルタを用いて行われうる。ＦＩＲフィルタ、または自己回帰、を用いる
チャネル推定平滑化の議論は、「移動体無線チャネルのための適応等化（Ａｄａ
ｐｔｉｖｅ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ
Ｃｈａｎｎｅｌ）」（有資格者学位論文、ラース・リンドブロム（Ｌａｒｓ Ｌ
ｉｎｄｂｌｏｍ）、ウプサラ大学、１９９２年、ＩＳＳＮ ０３４６８８８７）
に見出され、これもまたここで参照することにより、その内容を本願に取り込む
こととする。この論文は、平滑化フィルタの特性を、信号のフェージングスペク
トルに適応させる利点を論じている。しかし、従来技術においては、信号のフェ
ージングスペクトルは、対称であると仮定された。例えば、数分という長期にわ
たっては、フェージングスペクトルは、都市の移動体無線伝搬環境におけるフェ
ージングのためのジェイク（Ｊａｋｅ）のモデルによれば、対称でありうる。通
信システムのパフォーマンスのシミュレーション中における計算を速めるための
、ジェイクのモデルおよびその改変の使用は、エレクトロニクスレターズ（ＥＬ
ＥＣＴＲＯＮＩＣＬＥＴＴＥＲＳ）、１９９３年６月２４日、第２９巻、第１３
号、第１１６２頁以下に所載の、デント（Ｄｅｎｔ）外著の「ジェイクのフェー
ジングモデルの再検討（Ｊａｋｅ’ｓ Ｆａｄｉｎｇ Ｍｏｄｅｌ Ｒｅｖｉｓ
ｉｔｅｄ）」と題する論文に見出され、この論文はここで参照することにより、
その内容を本願に取り込むこととする。
【０００７】 ジェイクのモデルは、移動受信機を取り巻く反射物体の一様な角分布を仮定す
る。移動の方向に対しての異なる角から生じる反射信号の相対ドップラー偏移は
、到着の角の余弦により変化する。角分布が一様である時は、ドップラースペク
トルは対称で２つの側を有し、移動受信機の後方から負のドップラー周波数をも
って到着する反射エネルギーは、受信機の前方からの正のドップラー周波数偏移
をもったエネルギーと同じ量を有する。後方から受信機に到着する放射線（ｒａ
ｙ）と、前方から受信機に到着する放射線とは、明らかに送信機から受信機まで
の等しい距離を伝搬していない。しかし、これらの遅延の差は、従来技術におい
ては無視された。ジェイクのモデルは、そのような遅延差を有する放射線が、そ
れにもかかわらず組合わされて、これらの放射線の平均に等しい遅延の経路のた
めの最終フェージング波形を発生しうると仮定した。さらに詳述すると、相互の
±０．５変調記号周期以内にある遅延は、組合わされて平均遅延を有する最終フ
ェージング放射線を発生する。その±０．５変調記号周期の外側の遅延は、異な
る±０．５記号ウィンドウ内へグループ化されて、異なる平均遅延を有する異な
る最終フェージング波形が得られる。関連する変調記号空間遅延を有する異なる
最終フェージング波形は次に、多重経路チャネルを特徴付けるために用いられる
。多重経路のそれぞれは、それにもかかわらずジェイクのフェージングモデルに
従うように、すなわち、それぞれの経路が全ての方向から一様に到着する放射線
の組合せであるように仮定される。
【０００８】 広帯域ＣＤＭＡシステム（ＷＢＣＤＭＡ）においては、変調記号間隔は遥かに
短い。これは、多重伝搬経路が遥かに微細な時間分解能をもって分解されること
を可能にする。従って、たとえ１マイクロ秒の何分の１かだけの伝搬遅延しか異
ならない放射線をも加算するジェイクのモデルを使用することは、もはや正当で
ない。この加算は、狭帯域ＦＤＭＡまたは中間帯域幅ＴＤＭＡシステムの環境に
おいてのみ正当であったのである。ＷＢＣＤＭＡシステムにおいては、受信機に
到着する異なる放射線の組合せを、基地局から移動局への、±０．５ＣＤＭＡチ
ップ期間以内の同じ伝搬遅延を有する放射線へ制限する必要がある。５ＭＨＺの
帯域幅のＷＢＣＤＭＡシステムにおいては、チップ期間は一般に０．２５マイク
ロ秒であるので、±０．５チップは、±０．１２５マイクロ秒、または伝搬経路
長の変動として表せば±３７．５ｍとなる。この程度の正確さで同じ遅延を有す
る放射線は、基地局および移動局を焦点とする楕円輪郭上にある物体から反射さ
れていなければならないことが示される。これらの物体は、もはや移動受信機の
周りに一様な角間隔をもっておらず、また移動局または基地局から等しい距離だ
け離れてもいない。さらに、基地局は楕円輪郭の内部にあるので、もし通常のよ
うに、それが方向性送信アンテナを使用していれば、楕円輪郭の周りの物体は一
様には照射されない。従って、±０．５チップ周期内の与えられた遅延の放射線
のフェージングスペクトルは、もはやゼロ周波数に関し対称ではない。さらに、
フェージングスペクトルの重心のゼロ周波数からの片寄りは、もはや移動方向と
無関係ではない。従って、チャネル推定およびチャネル推定の平滑化において用
いられる従来技術の仮定は、フェージングの帯域幅に関して非常に悲観的である
。
【０００９】 ＷＢＣＤＭＡ信号のための公表技術においてなされている主張は、高い時間分
解能が個々の反射物体の分解能を、それぞれの分解された放射線が単一の無フェ
ージング放射線であるようにしうる、すなわち、ＷＢＣＤＭＡが「フェージング
を解消する」ということである。追跡が容易な、ログの標準的シャドウイングの
比較的に長い時間スケールに基づけば、そのような「無フェージング」放射線が
入来し、出て行くことが認識される。しかし、それぞれの放射線は、変動するド
ップラー周波数を有し、それは、たとえその振幅がずっと遅く変化したとしても
、その位相はなおドップラーレートまでの速度で変化することを意味する。従っ
て、伝搬チャネルの変化する複素値を追跡することにより、すなわち位相基準の
知識により、コヒーレント信号のデコーディングを行う必要が残る。さらに、複
数の小さい反射物体を分解することによるフェージングの完全な解消は、予期さ
れるＷＢＣＤＭＡシステムの帯域幅を超えた極めて大きい帯域幅を用いなければ
達成されず、従ってそれらは、なおそれぞれが多重放射線を含む伝搬経路の中間
領域内にあることがわかる。これらのＷＢＣＤＭＡにおけるフェージングモデル
およびチャネル推定手段は、従来技術においては扱われなかった。 本発明は、上述の１つまたはそれ以上の問題を、新しい簡単な方法で解決する
ことを目的とする。
【００１０】 （発明の要約） 本発明によれば、受信機は、対称周波数応答を有し、分解可能な多重経路フェ
ージング波形のそれぞれの短期スペクトル形状に適応せしめられた平滑化フィル
タを用いる。
【００１１】 概略的にいうと、ここでは、異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て受信
した信号をデコードする受信機を開示する。この受信機は、その信号を受信し、
その信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換する受信手段を含む。第１処
理手段が、その受信手段に動作上関連していて、既知記号に応答してそれらのデ
ィジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相関させ、遅延した伝搬経路
の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生する。フィルタ手段が、そ
れらの数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用い
て、それらの数値推定をフィルタする。第２処理手段が、受信手段およびフィル
タ手段に動作上関連していて、フィルタされた推定およびディジタルデータを用
いてデータをデコードする。
【００１２】 本発明の特徴は、受信手段が符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を受信するよ
うにされていることである。 本発明のもう１つの特徴は、第１処理手段が既知記号に整合した整合フィルタ
を含むことである。 本発明のもう１つの特徴は、既知記号が、公知のＣＤＭＡ拡散コードにより拡
散せしめられたパイロット記号を含むことである。それらのパイロット記号は、
前記信号内において０．６２５ミリ秒毎に繰返される。
【００１３】 本発明のもう１つの特徴は、前記フィルタ手段が有限インパルス応答（ＦＩＲ
）フィルタを含むことである。そのＦＩＲフィルタは、複素係数の集合を連帯的
（ｊｏｉｎｔｌｙ）に用い、実数推定値のストリームおよび対応する虚数推定値
のストリームを処理する。そのＦＩＲフィルタは、最小位相フィルタを含む。 本発明のさらにもう１つの特徴は、前記フィルタ手段が移動平均フィルタを含
むことである。その移動平均フィルタは、フィルタされた値の周波数片寄りを補
償される。 本発明のさらにもう１つの特徴は、前記フィルタ手段が非対称周波数応答を有
することである。 本発明のさらにもう１つの特徴は、前記第２処理手段がレーキ（ｒａｋｅ）受
信機を含むことである。
【００１４】 本発明のさらにもう１つの特徴は、前記第１処理手段に動作上関連する第３処
理手段であって、周期的に発生された数値推定を用いて前記中心周波数を推定し
、また推定された中心周波数により前記フィルタ手段を更新する、前記第３処理
手段を備えることである。この第３処理手段は、複素自己相関を計算する。特に
、この第３処理手段は、複素フーリエ変換を計算する。
【００１５】 本発明のもう１つの特徴によれば、異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経
て信号を受信し、該信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換する受信機を
含む受信装置が開示される。チャネル推定器が、前記受信機に動作上結合してい
て、既知記号に対応するディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相
関させ、遅延した伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生
する。フィルタシステムが、それらの数値推定の変化の中心周波数に周期的に適
応せしめられるフィルタを用いてそれらの数値推定をフィルタする。データデコ
ーダが、前記受信機および前記フィルタシステムに動作上結合していて、フィル
タされた推定およびディジタルデータを用いてデータをデコードする。
【００１６】 本発明のもう１つの特徴によれば、異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経
て受信した信号をデコードする方法が開示され、その方法は、信号を受信し、そ
の信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換するステップと、既知記号に対
応するディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相関させ、遅延した
伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生するステップと、
それらの数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用
いてそれらの数値推定をフィルタするステップと、フィルタされた推定およびデ
ィジタルデータを用いてデータをデコードするステップと、を含む。
【００１７】 さらに詳述すると、本発明の１つの実施例においては、フェージングスペクトル
の重心が、フーリエ変換のような任意のスペクトル推定技術を用い、連続するチ
ャネル推定を処理することにより決定される。次に、スペクトルの重心のゼロ周
波数からの周波数片寄りを用いて、平滑化フィルタの周波数応答が中央に配置さ
れる。それにより、平滑化フィルタは、従来技術の非中央配置フィルタよりも、
狭い帯域幅を有し、より多くの雑音を抑制しうる。フィルタの中央配置は、連続
するチャネル推定に対して連続する位相ねじりを適用し、対称フィルタによるフ
ィルタリングのためにフェージングスペクトルを中央配置することを含む。ある
いは、ＦＩＲフィルタが、周波数片寄り応答を発生するための連続する位相ねじ
りを実現する、複素係数の系列を有しうる。
【００１８】 実施例においては、平滑化フィルタの周波数応答は、それぞれの経路の対称フ
ェージングスペクトルに個々に整合せしめられる。伝搬経路に対する連続する推
定は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用い、フェージングスペクトルを
決定するように処理される。スペクトル成分の絶対値は、電力スペクトルの平方
根の推定として形成される。周波数エラーおよびドップラー成分の非対称分布に
より生じるゼロ周波数に関する非対称を含む絶対値スペクトルは、将来の期間に
おけるその伝搬経路の推定を平滑化してその推定に基づき雑音を減少させるフィ
ルタを決定するために用いられる。例えば、絶対値スペクトルの逆ＦＦＴは、時
間領域において適用される複素ＦＩＲフィルタの複素係数を決定するために用い
られうる。これらの複素係数は、絶対値スペクトルの非対称に対応する系統的な
位相ねじりを示す。その時、計算されたＦＩＲ係数を有する整合フィルタ構造を
用いてフィルタされた伝搬経路推定は、例えば、フィルタされた経路推定がタッ
プ重みとして用いられるＣＤＭＡ信号の場合においては、レーキ受信機を用いて
データデコーディングを改善するために用いられる。ＦＩＲ係数は、短期フェー
ジングスペクトルが変化すると予期される速度でのみ更新されうる。例えば、１
６ポイントＦＦＴにより、１６個のチャネル推定が１０ミリ秒毎に計算され、か
つ処理されて、新しい電力スペクトルが得られる。この新しい電力スペクトルは
、前に平均された電力スペクトルと組合わされ、例えば、より早期の電力スペク
トルに、より最近のスペクトルよりも平均において低い重みが与えられる「指数
関数的忘却（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ ｆｏｒｇｅｔｔｉｎｇ）」を用い、新し
い平均電力スペクトルが得られうる。
【００１９】 最大予期ドップラー周波数より大きいスペクトル成分は、廃棄されうる。ある
いは、ノイズフロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）が推定され、ノイズフロアにあ
る、またはそれより低い成分は廃棄されうる。もう１つの代案によれば、最大ス
ペクトルエネルギーの場所が決定され、次にその周波数の重心のあたりに拡大ボ
ックスが置かれ、意味のある全てのスペクトル成分を含むと思われるまで、その
幅が増大せしめられる。意味のないスペクトル成分を削除するための、上述の技
術のいずれかにより処理された後、次に、残った成分の平方根が計算され、かつ
逆フーリエ変換されて、経路に対する平滑化フィルタとして用いられる複素ＦＩ
Ｒ係数の集合が決定される。このようにして、それぞれの経路のフェージングチ
ャネル推定は、それらの特定のフェージング特性に適応せしめられたフィルタに
よりフィルタされることになり、従って雑音抑制が改善される。 本発明のさらなる特徴および利点は、本明細書から、また図面から、容易に明
らかとなろう。
【００２０】 （発明の詳細な説明） 図１を参照すると、従来技術のＣＤＭＡ受信機１０が示されている。受信機１
０は、無線信号を受信するアンテナ１２を含む。それらの信号は、異なる伝搬遅
延を有する多重伝搬経路を経て受信される。アンテナ１２は、無線受信機および
変換器１４に結合している。無線受信機および変換器１４は、信号をフィルタし
て増幅し、それらの信号を複素数サンプル値のような、処理に適する形式に変換
する。それらの信号は、処理のためにディジタルサンプルの性質を有する。無線
受信機および変換器１４は、チャネル推定器１６およびデータデコーダ１８に結
合している。チャネル推定器はまた、ブロック２０から既知記号を受取る。それ
らの既知記号は、パイロットまたは基準記号を含み、これらはまた、チャネル推
定を決定するために用いられる受信信号にも含まれる。それらの既知記号は、メ
モリ内に記憶されているか、またはコード発生器において局部的に発生される。
チャネル推定器１６は、受信したディジタルサンプルを既知記号と相関させて、
データデコーダ１８へチャネル推定を供給する。データデコーダ１８は、信号サ
ンプルをチャネル推定と共に処理し、異なる放射線に重み付けを行い、情報を抽
出する。データデコーダ１８は、例えば、レーキ受信機でありうる。レーキ受信
機の例は、米国特許第５，３０５，３４９号および第５，５７２，５５２号に示
されており、これらの特許は、ここで参照してその内容を本願に取り込むことと
する。
【００２１】 ＩＳ９５として公知の、米国のＣＤＭＡセルラシステムにおいては、送信機は
、パイロットコードとして公知の既知記号のストリームを送信する。そのパイロ
ットコードは、異なる拡散コードを用いて、他の情報保持記号と同時に同じチャ
ネル上へ送信される。チャネル推定器１６は、パイロットコードおよび他のコー
ドを含む受信信号を、既知パイロットコードと相関させ、得られた複素相関をロ
ーパスフィルタしてチャネル推定を得る。原理的には、チャネル推定は連続的に
知られる。多重経路伝搬により、受信信号は、パイロットコードと受信信号との
間の異なった遅延と相関せしめられ、多重経路のそれぞれに対するチャネル推定
が得られる。受信信号はまた、デコードが所望される情報を搬送する他のコード
とも相関せしめられる。情報搬送コードとの相関の結果は、同じ遅延に対するパ
イロットコード相関の共役を乗算器され、その結果は加算されて、多重経路信号
はコヒーレントに組合わされる。これは、他の送信機からの妨害が優勢である時
にのみ最適の組合せを与える。ここで参照されてその内容を本願に取り込まれる
米国特許第５，５７２，２５２号は、同じ送信機からの妨害が優勢である時に、
どのように最適重み付け因子を得るかの詳細を提供している。
【００２２】 受信機と送信機とが相対運動している時は、チャネル推定は、相対速度に関係
する速度で連続的に変化する。これは、チャネル推定に適用されうるローパスフ
ィルタリングの量を制限し、従って、最高速度に適応せしめられたフィルタによ
りそれらのチャネル推定をフィルタすることにより得られうる雑音削減の量を制
限する。理想的には、速度の推定は、速度に関連するある最大の変化速度までの
チャネル推定の、全ての変化する成分を通過させる最低帯域幅フィルタにおいて
行われる。
【００２３】 従来技術においては、ジェイクのモデルとして公知の、伝搬経路の運動に依存
する変化のモデルが用いられた。ジェイクのモデルは、受信機において受信され
る多重放射線が、受信機のまわりに一様な間隔をもつ諸物体からの反射により生
じていると仮定する。この場合には、信号変化の周波数は、−最大ドップラー周
波数から＋最大ドップラー周波数まで分布する。異なる変化周波数におけるエネ
ルギーの分布は対称であり、運動方向には無関係である。
【００２４】 広帯域ＣＤＭＡ（ＷＢＣＤＭＡ）システムにおいては、受信機は、微細な時間
分解能により、異なる伝搬遅延の放射線を分解しうる。従って、特定遅延の放射
線は、受信機に中心を有する円のまわりに配置された反射物体からは生じない。
むしろ、それらの放射線は、「視線多重無線チャネルのための幾何学的基礎に基
づくモデル（Ａ Ｇｅｏｍｅｔｒｉｃａｌｌｙ Ｂａｓｅｄ Ｍｏｄｅｌ ｆｏ
ｒ Ｌｉｎｅ−ｏｆ−Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｒａｄｉｏ Ｃｈａｎ
ｎｅｌｓ）」（リバーチ（Ｌｉｂｅｒｔｉ）およびラパポート（Ｒａｐｐａｐｏ
ｒｔ）、ＶＴＣ９６／１９９６年４月２８日−５月１日／アトランタ）（ＩＥＥ
Ｅ刊行物第０−７８０３−３１５７−５／９６号）に示されているように、送信
機および受信機を焦点とする楕円上に配置された諸物体から反射する。方向性ア
ンテナの使用により、もし送信機が全楕円を一様に照射しなければ、受信機と送
信機との間にある物体に対応する反射は必ずしも、受信機からよりも送信機から
遠く離れている物体からの反射ほど多くない。この結果、もし受信機が送信機か
ら離れる向きに移動しつつあれば正のドップラー偏移に対しより多くのエネルギ
ーが分配され、もし受信機が送信機へ向かって移動しつつあれば負のドップラー
偏移に対しより多くのエネルギーが分配される、フェージングスペクトルエネル
ギーの非対称な分布を生じうる。従って、フェージングスペクトルの幅は、中心
片寄りのある対称な両側形スペクトルに比し減少する。本発明によれば、チャネ
ル推定のフィルタリングは、周波数の片寄りおよび減少した帯域幅を補償された
フィルタを用いることにより、雑音削減を改善するようにされる。フェージング
スペクトルは、異なる伝搬遅延を有する諸放射線については変化することが期待
される。従って、以下に説明するように、異なる多重経路成分に対しては異なる
適応フィルタが用いられる。
【００２５】 もう１つのタイプのＣＤＭＡシステムは、情報保持コードに重なり合う連続パ
イロットコードを送信しない。その代わりに、情報保持コードは、スペクトルコ
ードを拡散させるために用いられ、デコーディングの前に受信機にとって未知で
あるいくつかの情報保持記号は、受信機にとって既知であるいくつかのパイロッ
ト記号と共に時間的に散在せしめられる。このタイプのＣＤＭＡシステムにおけ
る受信機は、図１に示されている受信機になお適合する。しかし、チャネル推定
は、ＩＳ９５のパイロットコードの代わりにパイロット記号を用いて行われる。
得られるチャネル推定は、パイロット記号の送信時に周期的間隔毎に供給され、
中間においては内挿または外挿により推定されなければならない。これらの双方
は、ローパスフィルタリングの形式のものである。チャネル推定器１６により供
給されるチャネル推定は、情報保持記号の受信の前にパイロット記号を用いて行
われた最初の推定と考えることもできる。それらのチャネル推定は次に、デコー
ドされたパイロット記号からますます遠くにある情報記号として更新される。チ
ャネル推定の更新は、データデコーダ１８へ帰還を供給するチャネル推定更新器
２２を用いて、デコードされた後の情報保持記号に関して行われた相関を用いる
ことにより補助されうる。そのような、データにより補助されたチャネル追跡の
使用は、任意選択的なものであるが、デコーディングパフォーマンスを改善しう
る。これは特に、「ＣＤＭＡ信号のための最尤レーキデコーダ（Ｍａｘｉｍｕｍ
Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｋｅ Ｄｅｃｏｄｅｒ ｆｏｒ ＣＤＭＡ Ｓｉ
ｇｎａｌｓ）」、（明細書ＥＵＳ０２１６２−ＲＭＯＴ）、と題する出願の技術
が用いられる時にそうである。この出願の明細書は、ここで参照してその内容を
本願に取り込むこととする。
【００２６】 図２を参照すると、本発明による受信装置３０のブロック図が示されている。
受信装置３０は、無線受信機および変換器３４に接続されたアンテナ３２を含む
。無線受信機および変換器３４は一般に、図１の無線受信機および変換器１４と
同様のものである。特に、無線受信機および変換器３４は、異なる伝搬遅延を有
する多重伝搬経路を経て信号を受信し、それらの信号をチャネル推定器３６およ
びデータデコーダ３８による処理のために、ディジタルサンプルへ変換する。チ
ャネル推定器３６は、ブロック４０から既知記号を受取る。それらの既知記号は
、メモリ内に記憶されているか、または局部コード発生器において局部的に発生
される。チャネル推定器３６は、図１のブロック１６に関して上述したようにチ
ャネル推定を形成し、それらを本発明により、非対称平滑化フィルタ４２を用い
て、デコードされたデータサンプルに関して行われた相関により任意選択的に処
理する。異なる多重経路放射線に対応するそれぞれのチャネル推定に対しては、
異なる非対称平滑化フィルタが適用されうる。それぞれの平滑化フィルタ４２に
おけるフィルタパラメータは、データデコーダ３８およびチャネル推定器３６に
接続された平滑化フィルタシンセサイザ４４から供給される。データデコーダ３
８は、フィルタされた推定およびディジタルデータサンプルを用いてデータをデ
コードする。データデコーダ３８は、一般に図１のデータデコーダ１８と同様の
ものでありうる。
【００２７】 平滑化フィルタシンセサイザ４４は、チャネル推定器３６からのチャネル推定
と、任意選択的に、データデコーダ３８からの長期にわたって収集されたデコー
ドされたデータ記号に関して行われた相関と、を処理して、それぞれのフェージ
ング放射線のフェージングスペクトル特性を決定する。これらの長期スペクトル
特性は、受信機がその運動の方向または速度を変化する速度で、変化することの
みが期待される。これは、例えば、１秒の期間内には起こらないであろう。しか
し、１秒は、瞬時チャネル推定の形成に関しては長い期間である。本発明によれ
ば、シンセサイザ４４は、フェージング放射線の長期統計を解析し、これらの特
性を用いて平滑化フィルタ４２を最適化し、変動する放射線の位相および振幅の
、改善された短期推定を行う。
【００２８】 図３を参照すると、図２の受信装置３０に用いるのに適するＷＢＣＤＭＡ信号
の信号フォーマットが示されている。これは、日本およびヨーロッパのセルラシ
ステムにおける使用のために採用されている信号フォーマットであり、明瞭な送
信を実現する。
【００２９】 図示されているＷＢＣＤＭＡ信号フォーマットによれば、情報は、ページング
チャネル５０、トラヒックチャネル５２、および周期チャネル５４上へ送信され
る。このフォーマットは、図示されているように、１０ミリ秒の反復フレーム周
期を用いている。それぞれのフレームは、１６個のタイムスロットを含む。各ス
ロットは２５６０のチップを含む。それぞれのスロットはさらに、５６に図示さ
れているように、１０個の２５６チップ記号に分割される。
【００３０】 周期チャネル５４は、「周期チャネル１」（ＰＥＲＣＨ１）と呼ばれる情報送
信のために用いられる。これは、ことごとくの０．６２５ミリ秒タイムスロット
内の２５６チップの既知コードのバーストである。受信機は、まずＰＥＲＣＨ１
の送信を待ち受ける。そのわけは、送信機は、それぞれの２５６０チップスロッ
ト内の既知コードを認識しなければならないからである。これは、タイミングを
同期させるために用いられる。さらに、ことごとくのページングチャネル内の１
つの２５６チップ記号は、５８に図示されているようなＰＥＲＣＨ２コードであ
る。ＰＥＲＣＨ２コードは、１６個の既知コードの１つである。図示されている
ように、ＰＥＲＣＨ２コードは、ＰＥＲＣＨ１バーストと一致するようにタイミ
ングをとられている。このようにして、受信機は、タイミングをＰＥＲＣＨ１コ
ードの発見に同期させた後、ＰＥＲＣＨ２コードを探す。この２段階のプロセス
は、ＰＥＲＣＨ２コードの発見を簡単にし、それに要する時間を短縮する。ＰＥ
ＲＣＨ２コードはデコードされ、送信において用いられた拡散コードが決定され
る。公知のように、この拡散コードは送信の前に、送信される記号と組合わされ
る。いったん拡散コードが知られれば、それは、チャネル推定器３６においてい
ずれのデータを探すべきかを曖昧さなく知るために、既知記号と共に用いられう
る。 代案として、ＰＥＲＣＨ２コードは、６０に図示されているようなフレーム毎
の１スロット内のＣＷバーストとして供給されうる。
【００３１】 それぞれの放射線のフェージングスペクトルを決定するために、図３に示され
ている反復フレーム周期内の１６個の時間スロットのそれぞれにおいて、それぞ
れの放射線に対しチャネル推定が行われる。これは、複素受信ディジタル信号サ
ンプルを、それぞれのスロット内に含まれる既知記号と相関させることにより行
われる。放射線（ｋ）に対して得られる１６個の複素数である、ＦＲ（ｉ，ｋ）
＋ｊＦＩ（ｉ，ｋ）（ｉ＝１，２，．．．，１６）は、次に公知の１６ポイント
ＦＦＴアルゴリズムを用いて処理され、１６個の複素スペクトル値ＣＲ（ｉ，ｋ
）＋ｊＣＩ（ｉ，ｋ）、ただし（ｉ＝１，２，．．．，１６）、が得られる。次
に、これらのスペクトル値の２乗された絶対値が、ＣＲ2（ｉ，ｋ）＋ＣＩ2（ｉ
，ｋ）から計算され、１６個の平均電力スペクトル値、すなわちそれぞれの放射
線（ｋ）に対するＰ（ｉ，ｋ）の集合により平均され、それぞれの放射線（ｋ）
に対する平均電力スペクトルが更新される。それぞれの古いＰ（ｉ，ｋ）値に、
新しい２乗絶対値値と、古いＰ（ｉ，ｋ）値と、の間の差の１／１０を加算する
ことにより、例えば、１００ミリ秒の平均時間定数が用いられうる。
【００３２】 それぞれの放射線における更新された電力スペクトルは、それぞれの放射線に
おけるチャネル推定のための平滑化フィルタを決定するために用いられうる。図
５には、平均スペクトルの性質を用いて平滑化フィルタを決定する異なる方法を
想像する補助として、代表的なスペクトルプロットが示されている。図３に示さ
れているタイムスロットに対応する、０．６２５ミリ秒の間隔を有する１６個の
時間サンプルが、スペクトルを形成するためにＦＦＴにより処理されると、全ス
ペクトル幅は、０．６２５ミリ秒の逆数、すなわち１．６ＫＨｚになる。これは
、−８００Ｈｚから＋８００Ｈｚまでに相当する。図５の電力スペクトルにおい
ては、適度な低速で移動しつつある移動受信機において期待されるように、中央
の低周波成分が優勢である。しかし、この電力スペクトルは対称であり、最大エ
ネルギーが−１００Ｈｚにあって、０Ｈｚおよび＋１００Ｈｚにおいては小さく
なることを示している。雑音エネルギーもまた全ての周波数に存在し、たとえ不
可能なほどの高速度を示す周波数に対しても雑音エネルギーは存在する。従って
、途方もない速度に対応するドップラー偏移を有する全ての項は、まず第１にゼ
ロにセットされうる。例えば、もし受信機が、毎時１１２．７ｋｍ（７０マイル
）未満で走行することが期待される客車で運ばれており、その受信機の動作周波
数が２ＧＨｚであれば、２００Ｈｚまたはそれ以上のドップラー成分はないはず
である。従って、生き残りうる成分は、−１００Ｈｚ、０Ｈｚ、および＋１００
Ｈｚの成分のみである。別の枝刈りアルゴリズムは、限界をスペクトルピーク、
すなわち図５においては−１００Ｈｚの項、から外向きに、その限界の外側にそ
のピークより２０ｄＢ未満低い成分が存在しなくなるまで、移動させる。これは
、ピークから２２．５ｄＢ低い＋１００Ｈｚの項と、それより高周波の雑音項と
、を消去する。双方の戦略を適用することにより、−１００Ｈｚおよび０Ｈｚの
項のみが残る。従って、これらのスペクトル成分のみを通過させる非対称平滑化
フィルタが用いられるべきである。
【００３３】 そのような平滑化フィルタを作る１つの方法は、生き残っている項の平方根を
とることにより、枝刈りされた電力スペクトルを振幅スペクトルへ変換し返すこ
とである。得られた振幅スペクトルは次に逆ＦＦＴにより処理されて、同じ放射
線における１６個の連続するチャネル推定に重み付けするために用いられる１６
個の加重値が得られ、ＦＩＲフィルタされたチャネル推定が発生せしめられる。
このチャネル推定は、１６個のチャネル推定を与える１６個のスロットの、中央
スロット内のデータをデコードするために用いられる。そのようなフィルタは、
時間対称であるが周波数非対称である。電力スペクトルのそれぞれの項の平方根
をとることは、公知のスペクトル分解を行う１つの方法である。この特定の方法
は、実際の振幅スペクトル値、従って時間対称なインパルス応答を与える。これ
は、ひいては、現在のスロットをデコードするために、８つの将来のスロットが
受信され、８つの過去のスロットと共に用いられなければならないことを意味す
る。しかし、振幅スペクトルのことごとくのスペクトル線に適用されうる、任意
の位相に対応する他の有効なスペクトル分解が存在する。これらの位相の１つの
選択は、最小位相分解と呼ばれる。もし電力スペクトルが、スペクトル値を通過
する周波数の２乗（ｗ2）の多項式により表されるならば、その（ｗ2の）多項式
の根が見出され、次に周波数ｗにおけるその根は、±（これらの平方根）であり
、平方根多項式を構成するための、負の実数部分を有する根のみの選択は、最小
位相スペクトル分解を与える。次に、これの逆ＦＦＴは、できるだけ少ない「将
来の履歴」と、できるだけ多くの過去の履歴と、を用いるＦＩＲフィルタの係数
を与える。枝刈りから生き残った全ての項を含む長方形フィルタの周波数応答を
用いるような、他のより簡単なプロシージャも可能である。これの最小位相分解
もまた、好ましいものとして選択しうる。
【００３４】 もう１つの代案は、スペクトルエネルギーの重心、すなわち図５における−１
００Ｈｚ、を決定し、次に対応する連続して増加する位相ねじりを、新しいチャ
ネル推定に適用して、その周波数バイアスを除去することである。周波数バイア
スの除去の後、チャネル推定は、移動平均フィルタ、または過去の履歴のみを用
い、将来のスロットを用いない、指数関数的忘却を有するフィルタ、のような、
ゼロ周波数に中心を置く、より狭帯域のフィルタによりフィルタされる。例えば
、０．６２５ミリ秒のスロット周期当たりπ／８の位相偏移に対応する、−１０
０Ｈｚの周波数片寄りを除去するために、前のスロットにおいて用いられた前の
移動平均チャネル推定は、新しいチャネル推定と組合わされる前にπ／８だけ回
転され、現在のスロットに適用可能な新しい移動平均が得られる。この回転は、
決定されたスペクトルの非対称がゼロ、＋１００Ｈｚ、または−１００Ｈｚであ
ったかどうかにより、異なる放射線に対し適用されうる。
【００３５】 上述の例から、０．６２５ミリ秒間隔のチャネル推定を用いて１６ポイント電
力スペクトルを得たのみでは、周波数領域内の１００Ｈｚより小さいステップで
の平滑化フィルタを指定しえないことは明らかである。しかし、ハンドヘルド受
信機のような、低速の移動受信機は、より狭くフィルタすることが望ましい、か
なり遅く変化する放射線を有しうる。１６個より多くの連続するチャネル推定を
セーブすることにより、例えば、３２ポイントまたは６４ポイントの、より大き
いＦＦＴが、５０Ｈｚまたは２５Ｈｚの増分に指定された電力スペクトルを与え
るために行われうる。しかし、以上に略述した原理と同じ原理は、放射線毎の平
滑化フィルタを、その放射線において観測されたフェージングスペクトルに従っ
て最適化するために適用される。
【００３６】 図４を参照すると、そのフローチャートは、図２の受信装置３０において実行
される信号処理を示す。 この処理は、開始ノードから始まってブロック１００へ進み、そこでは、図２
の無線受信機および変換器３４が、信号の新しい０．６２５ミリ秒スロットを受
信する。この受信信号は、処理のためにディジタルサンプルに変換される。次に
、ブロック１０２においては、それらのサンプルを既知コードと相関させ、意味
のある全ての遅延放射線におけるチャネル推定を発生する。ブロック１０４にお
いては、それぞれの放射線のフェージング特性に適応せしめられた平滑化フィル
タを用いて、その放射線における新しいチャネル推定をフィルタする。フィルタ
されたチャネル推定は、次にブロック１０６において、例えば、ＣＤＭＡレーキ
受信機アルゴリズムを用いてデータをデコードするために用いられる。
【００３７】 判断ブロック１０８においては、ＦＦＴを実行することにより平滑化フィルタ
が最後に更新されてから、Ｎ個のスロットが通過し終わったかどうかが決定され
る。もしそのスロットの数がＮより小さければ、ブロック１１０において平滑化
されないチャネル推定が想起され、制御はブロック１００へ復帰して、次のスロ
ットを受信しかつ変換する。所定の数Ｎは、例えば、１６、３２、または６４の
ような数でありうる。もしセーブされた推定の数が所定数Ｎに等しくなれば、そ
の最後のＮ個の平滑化されないチャネル推定は、ブロック１１２において、例え
ば、ＦＦＴを用いて処理され、その最後のＮ個のチャネル推定におけるフェージ
ングのスペクトル特性が決定される。ブロック１１４においては、それぞれの放
射線における平均電力スペクトルが更新され、その新しい平均スペクトルは、ブ
ロック１１６において、平滑化フィルタをその更新された平均スペクトルに再適
応させるために用いられる。ブロック１１６において決定された更新された係数
は、破線で図示されているようにブロック１０４へ送られ、次のチャネル推定の
フィルタリングにおいて用いられる。
【００３８】 特に、図４のフローチャートは、平滑化フィルタがどのようにして構成される
かを示している。Ｎスロットの推定が収集される。Ｎスロットの推定が収集され
た後、ＦＦＴを用いて、時間シーケンスが周波数スペクトルに変換される。それ
ぞれの放射線において、電力スペクトルが平均される。非対称周波数応答により
、電力スペクトルはゼロを中心としない。もしフィルタが、片寄ったスペクトル
に基づいて中心を定められうるならば、狭いフィルタを用いうる。これは、より
多くの雑音をフィルタする。このようにして、フェージングスペクトルの全体を
決定することにより、システムは、平滑化フィルタの特性を決定しうる。平滑化
される信号と同じ形状のパスバンドフィルタを形成することができる。これは、
意味のあることごとくのスペクトル成分を通過させうる。
【００３９】 例として、もしかなりのエネルギーが、７５Ｈｚと１２５Ｈｚとの間に見出さ
れれば、ゼロを中心とするフィルタは、２５０の帯域幅、すなわち−１２５から
＋１２５までの帯域幅をもたなければならない。＋１００を中心とする非対称フ
ィルタを用いれば、得られるフィルタは５０の帯域幅を用いることになり、これ
はゼロを中心とするフィルタの帯域幅の１／５である。
【００４０】 処理負荷を平滑化するためには、それぞれの放射線におけるＮスロット周期を
をスタガ（ｓｔａｇｇｅｒ）させ、その放射線における新しいスペクトル推定を
行うことが望ましい。例えば、放射線１のスペクトル推定をスロット１ないし１
６から計算し、放射線２のスペクトル推定をスロット２ないし１７から計算し、
放射線３のスペクトル推定をスロット３ないし１８から計算し、などとし、次回
の放射線１がスロット１７ないし３２を用いるに至る。そのようにすれば、全て
の放射線に対して、一度に全てのＦＦＴを行う必要はなくなる。代わりに、それ
ぞれのスロットにおいて、１つの放射線に対し１つのＦＦＴが行われ、その放射
線のフィルタは更新される。従って、任意の時点において、放射線平滑化フィル
タのあるものは他のものよりも最近に更新されており、受信機は、直ちに処理の
突然のバーストを行う必要はない。
【００４１】 当業者は、フーリエ変換が複素数値シーケンスのスペクトル特性を推定するた
めの唯一の方法ではないことを認識しえよう。チャネル推定のシーケンスの複素
自己相関を用いる別のインプリメンテーションも可能である。複素自己相関値を
用いると、予測フィルタを、本発明のための予測係数が予期される周波数非対称
のために複素数となり、従来技術におけるように実数係数とならないことを除外
すれば、公知の手段により構成しうる。
【００４２】 広帯域ＣＤＭＡシステムにおいて予期される非対称フェージングスペクトルを
利用する多くの方法が以上に開示され、その結果、明らかなフェージング速度の
効果的な低減、従って受信機パフォーマンスの改善が得られた。この改善は直接
、システム容量の増大、従って経済的に競争力のある移動体通信システム、をも
たらす。
【００４３】 当業者により認識されるように、本発明は、方法および装置として具体化され
うる。従って、本発明は、完全にハードウェアである実施例、完全にソフトウェ
アである実施例、またはハードウェアおよびソフトウェアの特徴を組合わせた実
施例の形式をとりうる。本発明は、部分的には図２のブロック図および図４のフ
ローチャートに関して説明された。図示されているブロック図またはフローチャ
ートのそれぞれのブロック、またはいずれかにおけるブロックの組合せは、コン
ピュータプログラム命令により実行されうる。ステップを表すこれらのプログラ
ム命令は、マシンを作り出すためにプロセッサへ供給されうる。
【００４４】 従って、図示されているブロック図およびフローチャートのブロックは、指定
された機能と、指定された機能を行うステップの組合せと、を行う手段の組合せ
をサポートする。それぞれのブロック、およびブロックの組合せは、指定された
機能またはステップを行う専用ハードウェアに基づくシステム、または専用ハー
ドウェアおよびコンピュータ命令の組合せ、により実行されうることを理解すべ
きである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 チャネル推定を用いてＣＤＭＡ信号をデコードする、従来技術の受信機のブロ
ック図である。
【図２】 適応可能な平滑化されたチャネル推定を用いてＣＤＭＡ信号をデコードする、
本発明による受信装置のブロック図である。
【図３】 図２の受信機が用いられる、代表的なＷＢＣＤＭＡ送信の波形である。
【図４】 図２の受信装置において実行される信号処理のフローチャートである。
【図５】 フェージング放射線における可能な電力スペクトルのプロットを示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (47)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て受信した信号を
    デコードする受信機において、該受信機が、 前記信号を受信し、該信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換する受信
    手段と、 前記受信手段に動作上関連する第１処理手段であって、既知記号に対応する前
    記ディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相関させ、前記遅延した
    伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生するための、前記
    第１処理手段と、 前記数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用い
    て前記数値推定をフィルタするフィルタ手段と、 前記受信手段および前記フィルタ手段に動作上関連する第２処理手段であって
    、前記フィルタされた推定および前記ディジタルデータを用いてデータをデコー
    ドする、前記第２処理手段と、 を含む、前記受信機。
  2. 【請求項２】 前記受信手段が符号分割多元接続信号を受信するようにされ
    ている、請求項１に記載の受信機。
  3. 【請求項３】 前記第１処理手段が前記既知記号に整合した整合フィルタを
    含む、請求項１に記載の受信機。
  4. 【請求項４】 前記既知記号が、公知のＣＤＭＡ拡散コードにより拡散せし
    められたパイロット記号を含む、請求項１に記載の受信機。
  5. 【請求項５】 前記パイロット記号が前記信号内において０．６２５ミリ秒
    毎に繰返される、請求項４に記載の受信機。
  6. 【請求項６】 前記フィルタ手段が有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ
    を含む、請求項１に記載の受信機。
  7. 【請求項７】 前記ＦＩＲフィルタが、複素係数の集合を連帯的に用い、実
    数推定値のストリームおよび対応する虚数推定値のストリームを処理する、請求
    項６に記載の受信機。
  8. 【請求項８】 前記ＦＩＲフィルタが最小位相フィルタを含む、請求項６に
    記載の受信機。
  9. 【請求項９】 前記フィルタ手段が移動平均フィルタを含む、請求項１に記
    載の受信機。
  10. 【請求項１０】 前記移動平均フィルタが、フィルタされた値の周波数片寄
    りを補償される、請求項９に記載の受信機。
  11. 【請求項１１】 前記フィルタ手段が非対称周波数応答を有する、請求項１
    に記載の受信機。
  12. 【請求項１２】 前記第２処理手段がレーキ（ｒａｋｅ）受信機を含む、請
    求項１に記載の受信機。
  13. 【請求項１３】 前記第１処理手段に動作上関連する第３処理手段であって
    、前記周期的に発生された数値推定を用いて前記中心周波数を推定し、また該推
    定された中心周波数により前記フィルタ手段を更新する、前記第３処理手段をさ
    らに含む、請求項１に記載の受信機。
  14. 【請求項１４】 前記第３処理手段が複素自己相関を計算する、請求項１３
    に記載の受信機。
  15. 【請求項１５】 前記第３処理手段が複素フーリエ変換を計算する、請求項
    １３に記載の受信機。
  16. 【請求項１６】 異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て信号を受信し
    、該信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換する受信機と、 前記受信機に動作上結合したチャネル推定器であって、既知記号に対応する前
    記ディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に相関させ、前記遅延した
    伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的に発生するための、前記
    チャネル推定器と、 前記数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用い
    て前記数値推定をフィルタするフィルタシステムと、 前記受信機および前記フィルタシステムに動作上結合したデータデコーダであ
    って、前記フィルタされた推定および前記ディジタルデータを用いてデータをデ
    コードする、前記データデコーダと、 を含む、受信装置。
  17. 【請求項１７】 前記受信機が符号分割多元接続信号を受信するようにされ
    ている、請求項１６に記載の受信装置。
  18. 【請求項１８】 前記チャネル推定器が前記既知記号に整合した整合フィル
    タを含む、請求項１６に記載の受信装置。
  19. 【請求項１９】 前記既知記号が、公知のＣＤＭＡ拡散コードにより拡散せ
    しめられたパイロット記号を含む、請求項１６に記載の受信装置。
  20. 【請求項２０】 前記パイロット記号が前記信号内において０．６２５ミリ
    秒毎に繰返される、請求項１９に記載の受信装置。
  21. 【請求項２１】 前記フィルタシステムが有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
    ィルタを含む、請求項１６に記載の受信装置。
  22. 【請求項２２】 前記ＦＩＲフィルタが、複素係数の集合を連帯的に用い、
    実数推定値のストリームおよび対応する虚数推定値のストリームを処理する、請
    求項２１に記載の受信装置。
  23. 【請求項２３】 前記ＦＩＲフィルタが最小位相フィルタを含む、請求項２
    １に記載の受信装置。
  24. 【請求項２４】 前記フィルタシステムが移動平均フィルタを含む、請求項
    １６に記載の受信装置。
  25. 【請求項２５】 前記移動平均フィルタが、フィルタされた値の周波数片寄
    りを補償される、請求項２４に記載の受信装置。
  26. 【請求項２６】 前記フィルタシステムが非対称周波数応答を有する、請求
    項１６に記載の受信装置。
  27. 【請求項２７】 前記デコーダがレーキ受信機を含む、請求項１６に記載の
    受信装置。
  28. 【請求項２８】 前記チャネル推定器に動作上関連するフィルタシンセサイ
    ザであって、前記周期的に発生された数値推定を用いて前記中心周波数を推定し
    、また該推定された中心周波数により前記フィルタシステムを更新する、前記フ
    ィルタシンセサイザをさらに含む、請求項１６に記載の受信装置。
  29. 【請求項２９】 前記フィルタシンセサイザが複素自己相関を計算する、請
    求項２８に記載の受信装置。
  30. 【請求項３０】 前記フィルタシンセサイザが複素フーリエ変換を計算する
    、請求項２８に記載の受信装置。
  31. 【請求項３１】 異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て受信した信号
    をデコードする方法において、該方法が、 前記信号を受信し、該信号を処理のためにディジタルサンプルへ変換するステ
    ップと、 既知記号に対応する前記ディジタルサンプルの選択されたグループを周期的に
    相関させ、前記遅延した伝搬経路の振幅および位相に関連する数値推定を周期的
    に発生するステップと、 前記数値推定の変化の中心周波数に周期的に適応せしめられるフィルタを用い
    て前記数値推定をフィルタするステップと、 前記フィルタされた推定および前記ディジタルデータを用いてデータをデコー
    ドするステップと、 を含む、前記方法。
  32. 【請求項３２】 前記受信ステップが符号分割多元接続信号を受信する、請
    求項３１に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 前記相関ステップが前記既知記号に整合した整合フィルタ
    を用いる、請求項３１に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 前記既知記号が、公知のＣＤＭＡ拡散コードにより拡散せ
    しめられたパイロット記号を含む、請求項３１に記載の方法。
  35. 【請求項３５】 前記パイロット記号が前記信号内において０．６２５ミリ
    秒毎に繰返される、請求項３４に記載の方法。
  36. 【請求項３６】 前記フィルタステップが有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
    ィルタを用いる、請求項３１に記載の方法。
  37. 【請求項３７】 前記ＦＩＲフィルタが、複素係数の集合を連帯的に用い、
    実数推定値のストリームおよび対応する虚数推定値のストリームを処理する、請
    求項３６に記載の方法。
  38. 【請求項３８】 前記ＦＩＲフィルタが最小位相フィルタを含む、請求項３
    ６に記載の方法。
  39. 【請求項３９】 前記フィルタするステップが移動平均フィルタを用いる、
    請求項３１に記載の方法。
  40. 【請求項４０】 前記移動平均フィルタが、フィルタされた値の周波数片寄
    りを補償される、請求項３９に記載の方法。
  41. 【請求項４１】 前記フィルタするステップが非対称周波数応答を有する、
    請求項３１に記載の方法。
  42. 【請求項４２】 前記デコードするステップがレーキ受信機を用いて前記デ
    コーダをデコードする、請求項３１に記載の方法。
  43. 【請求項４３】 前記周期的に発生された数値推定を用いて前記中心周波数
    を推定し、また該推定された中心周波数により前記フィルタ手段を更新するステ
    ップをさらに含む、請求項３１に記載の方法。
  44. 【請求項４４】 前記推定するステップが複素自己相関を計算する、請求項
    ４３に記載の方法。
  45. 【請求項４５】 前記推定するステップが複素フーリエ変換を計算する、請
    求項４３に記載の方法。
  46. 【請求項４６】 異なる伝搬遅延を有する多重伝搬経路を経て受信した信号
    をデコードする受信機において、該受信機が、 それぞれの伝搬経路を経て受信した信号の位相および振幅を周期的に推定し、
    対応する複素チャネル推定を発生するチャネル推定器と、 意味のある振幅の前記伝搬経路を選択するセレクタと、 それぞれの選択された伝搬経路において、該それぞれの伝搬経路に適応せしめ
    られたフィルタリングパラメータの集合を用い、関連した連続する複素チャネル
    推定のシーケンスを平滑化し、それぞれの経路における平滑化された推定を発生
    するフィルタと、 前記フィルタリングパラメータの集合を、決定されたスタガ間隔毎にそれぞれ
    の伝搬経路に周期的に再適応させるアダプタであって、それにより前記フィルタ
    リングパラメータの集合のある部分集合がそれぞれのスタガ間隔において再適応
    せしめられ、他の部分集合が他の介在するスタガ間隔毎に再適応せしめられる、
    前記アダプタと、 を含む、前記受信機。
  47. 【請求項４７】 前記部分集合のそれぞれがフィルタリングパラメータの１
    つの集合のみを含む、請求項４６に記載の受信機。
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