WO2010101032A1

WO2010101032A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2010101032A1
Application number: PCT/JP2010/052548
Authority: WO
Inventors: 賢生赤石; 能登　康雄; 光一八幡; 船場　誠司; 雅薫辻
Original assignee: 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date: 2009-03-03
Filing date: 2010-02-19
Publication date: 2010-09-10
Also published as: CN102326327A; CN102326327B; US20120020136A1; US8791681B2; JP2010206909A; JP5244653B2; EP2405565B1; EP2405565A1; EP2405565A4

Abstract

　本発明に係る電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換し、かつこの直流電力が導通及び遮断するためのコンタクタを介して供給されるインバータ回路部と、この直流電力を平滑化するためのコンデンサと、このコンデンサに貯まった電荷を放電するための放電抵抗と、この放電抵抗に直列接続される放電抵抗用スイッチング素子とから構成され、かつ前記コンデンサと並列に接続される放電回路部と、前記コンデンサの両端電圧を検出するための電圧検出回路部と、第１のマイクロコンピュータを備えた前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力する第１放電制御回路と、前記放電抵抗用スイッチング素子を遮断するための遮断信号を出力する第２放電制御回路と、を備える。

Description

電力変換装置

　本発明は、コンデンサに蓄積される電荷を放電する放電制御装置及びそれを備えた電力変換装置に関する。

　電気自動車のインバータ装置には、多くの場合、主回路直流電圧の平滑用コンデンサが設けられている。インバータ装置の電源を切った後に残存する該コンデンサに蓄えられた電荷を放電する方法として、コンデンサ両端に放電抵抗を接続する方法が取られているが、放電抵抗への常時通電による抵抗器の発熱，インバータ効率の低下を招くことから、放電抵抗と直列にスイッチング素子などを接続し、放電が必要な場合にのみ出力される放電信号によりスイッチング素子を導通させて放電を開始する方法が取られている。また、放電信号を出力するか否かの判定については、特許文献１では微分回路によりコンデンサ両端電圧の変化を検知する方法が用いられている。

　しかしながら、インバータ装置における放電制御の更なる信頼性向上が求められている。

特開２００６－４２４５９号公報

　本発明が解決しようとする課題は、放電制御装置及びそれを用いた電力変換装置における放電制御の信頼性を向上させることである。

　本発明の第１の態様によると、電力変換装置であって、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換し、かつこの直流電力が導通及び遮断するためのコンタクタを介して供給されるインバータ回路部と、この直流電力を平滑化するためのコンデンサと、前記コンデンサに貯まった電荷を放電するための放電抵抗と、この放電抵抗に直列接続される放電抵抗用スイッチング素子とから構成され、かつ前記コンデンサと並列に接続される放電回路部と、前記コンデンサの両端電圧を検出するための電圧検出回路部と、第１のマイクロコンピュータを備えた前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力する第１放電制御回路と、前記放電抵抗用スイッチング素子を遮断するための遮断信号を出力する第２放電制御回路と、を備える。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路は、前記電圧検出回路部が検出した電圧値、及び外部の上位コントローラから出力される前記コンタクタの開閉信号に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力することが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路は、外部の上位コントローラから出力される放電を開始するための放電信号を受信し、　当該放電信号及び前記電圧値に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力することが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路は、前記電圧検出回路部が検出した電圧値、及び外部の上位コントローラから出力される放電を開始するための放電信号に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力し、前記第２放電制御回路は、前記制御信号に基づいて、前記放電抵抗用スイッチング素子を所定期間導通するための導通信号及び前記所定期間導通した後に当該放電抵抗用スイッチング素子を遮断するための遮断信号を出力することが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第１から第４の態様のいずれか１つの態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路が出力する制御信号は、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを有する信号であり、前記第２放電制御回路は、前記立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに応じて、前記導通信号又は遮断信号を出力することが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第１から第４の態様のいずれか１つの態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路が出力する制御信号は、Ｈｉｇｈレベル信号及びＬｏｗレベル信号を有する信号であり、前記第２放電制御回路は、前記Ｈｉｇｈレベル信号及びＬｏｗレベル信号に応じて、前記導通信号又は遮断信号を出力することが好ましい。
　本発明の第７の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第１放電制御回路と前記第２放電制御回路とは絶縁伝達素子によって絶縁されていることが好ましい。
　本発明の第８の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第２放電制御回路は、第２のマイクロコンピュータを備えた回路で構成されていることが好ましい。
　本発明の第９の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記第２放電制御回路は、１ショット回路を備えた回路で構成されていることが好ましい。
　本発明の第１０の態様によると、第８または第９の態様の電力変換装置において、前記第２の放電制御回路は、前記第１放電制御回路よって生成される制御信号のパルス幅、又は第２放電制御回路によって生成される第２制御信号のパルス幅を制御することが好ましい。
　本発明の第１１の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、前記コンデンサに並列に接続され、かつ当該コンデンサに充電された電荷が放電されたか否かを報知するための報知回路を有することが好ましい。
　本発明の第１２の態様によると、第１１の態様の電力変換装置において、前記直流電源からの直流電力が供給され、かつ前記インバータ回路部に当該直流電力を供給する直流側電源端子と、前記インバータ回路部から前記交流電力が供給される交流出力端子と、を備え、前記報知回路は、発光素子で構成され、かつ前記交流出力端子よりも前記直流側電源端子に近い側に配置されることが好ましい。
　本発明の第１３の態様によると、放電制御装置であって、インバータ回路部に入力される電流又は電圧を平滑化するためのコンデンサと電気的に接続される放電抵抗と、当該放電抵抗と直列に接続されるスイッチング回路から構成される放電回路部と、前記コンデンサに溜まった電荷を前記放電回路部に放電するか否かを制御するための第１パルスを出力するマイクロコンピュータと、前記第１パルスの立ち上がり又は立ち下がり若しくは双方に基づいて、所定パルス幅の第２パルスを生成するパルス生成回路部と、を備え、前記第２パルスの出力に基づいて、前記コンデンサに溜まった電荷を前記放電抵抗に放電することを停止するように前記スイッチング回路が制御される。

　本発明の電力変換装置により、コンタクタや第１放電制御回路などの故障時であっても、第２放電制御回路によって、コンデンサの放電を停止することができ、電力変換装置における放電制御の信頼性を向上させることができる。
　また、マイクロコンピュータなどの故障時であっても、パルス生成回路部によって、コンデンサの放電を停止することができ、放電制御の信頼性を向上させることができる。
　本発明ではこれらにより、放電制御装置及びそれを用いた電力変換装置における放電制御の信頼性を向上させることができる。

本実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御ブロック図である。本実施形態に係る電力変換装置の電気回路構成図である。本実施形態に係る電力変換装置の放電制御回路のブロック図である。本実施形態の第１の実施例を示す回路図である。本実施形態の第２の実施例を示す回路図である。本実施形態の第２放電制御回路を持たない従来構成を示す回路図である。本実施形態における正常放電時の各信号を示すタイミングチャートである。本実施形態におけるコンタクタ異常時の各信号を示すタイミングチャートである。本実施形態における第１放電制御回路異常時の各信号を示すタイミングチャートである。本実施形態における放電動作を示すフローチャートである。

　本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

　本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用インバータ装置を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

　なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適である。

　図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

　車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

　前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

　モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

　本実施形態では、モータジェネレータ１９２及びインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及びインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

　また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

　バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としては例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータであり、バッテリ１３６からインバータ装置４３に直流電力が供給され、インバータ装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。前記インバータ装置４３はインバータ装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数，電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このようなインバータ装置４３の制御機能はインバータ装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、インバータ装置４３の最大変換電力がインバータ装置１４０や１４２より小さいが、インバータ装置４３の回路構成は基本的にインバータ装置１４０や１４２の回路構成と同じである。

　インバータ装置１４０や１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、インバータ装置１４０や１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

　またインバータ装置１４０や１４２およびインバータ装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００とインバータ装置１４０や１４２およびインバータ装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。　
　次に、図２を用いてインバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１，図２に示す実施形態では、インバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置１４０の説明を行う。

　本実施形態に係る電力変換装置２００は、インバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ装置１４０はインバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

　上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。

　インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。

　本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３，エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５），ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

　上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９，交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相，Ｖ相，Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

　コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側がそれぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

　制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライバ回路１７４とを備えている。

　制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値，上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号１８２に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

　制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

　ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

　また、制御部１７０は、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アーム直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路１５０（引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール）を過温度或いは過電圧から保護する。

　インバータ回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

　上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Positive端子（Ｐ端子，正極端子）１５７，Negative端子（Ｎ端子，負極端子）１５８，上下アームの中間電極１６９からの交流端子１５９，上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５，上アームのゲート電極端子１５４，下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５，下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。
　以上のように構成される電力変換装置における放電制御回路に関して説明する。

　図３は、本実施形態の放電回路の構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１，図２で示した構成要素と同一である要素には、同一の符号が付されている。バッテリ１３６は、インバータ回路内部に設けられた電圧平滑用のコンデンサモジュール５００と並列に接続されており、バッテリ１３６およびコンデンサモジュール５００の間に直列に設けられたコンタクタ４５１を介することでインバータ回路へ電圧を供給する。コンタクタ４５１の開閉は、エンジンコントローラ又はバッテリコントローラなどの上位コントローラ４５４により制御されており、例えばＨＥＶではエンジン始動・停止動作と連携した上位コントローラ４５４からのコンタクタ開閉信号により動作する。

　第１放電制御回路４７０は、マイクロコンピュータ（以下マイコンという）を備えた回路であり、電圧検出回路４６０からコンデンサモジュール５００の両端電圧値と上位コントローラ４５４からの放電可否信号（Active discharge signal）を検出しており、これらの信号に基づき第１放電信号（A_DCHG）を生成する。

　また、電圧検出回路４６０は、直列に接続された複数の抵抗器などにより構成されており、コンデンサモジュール５００の両端電圧を分圧し、その分圧電圧を第１放電制御回路４７０へ出力している。第１放電制御回路４７０から出力された第１放電信号（A_DCHG）は、フォトカプラなどの絶縁伝達素子４５３ａを介して、第２放電制御回路４８０へ入力される。

　第２放電制御回路４８０は、マイコンや１ショット回路などを備えた回路であり、第１放電信号（A_DCHG）に基づき第２放電信号（DCHG_FET）を生成する。このように、第１放電制御回路４７０から出力される第１放電信号（A_DCHG）は、第２放電制御回路を介して第２放電信号（DCHG_FET）として再生成されることで、ノイズの影響を受け難い放電信号として扱うことができる。ここで、第２放電信号（DCHG_FET）は、放電抵抗４５０と直列に接続された放電用スイッチング素子４５２の導通を制御する信号である。本信号を基に放電用スイッチング素子４５２が導通することで、コンデンサモジュール５００と放電抵抗４５０が電気的に接続されて、コンデンサモジュール５００に充電された電荷は、並列に接続される放電抵抗４５０により熱エネルギーへ変換されることにより放電される。

　また、放電用スイッチング素子４５２のドレイン，ソース間（トランジスタの場合はコレクタ，エミッタ間）には、放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０を設けており、放電用スイッチング素子４５２の両端電圧を検出している。放電用スイッチング素子４５２の両端電圧は、絶縁伝達素子４５３ｂを介して第１放電制御回路４７０に出力されている。第１放電制御回路４７０では、回路内に備え付けられたマイコンによりこの電圧値を検出しており、放電用スイッチング素子４５２が正常に動作しているか否か、また、放電が確実に実施されているか否かを判定する。

　ＬＥＤ４５８は、コンデンサモジュール５００に電荷が充電されているか否かを報知するものである。コンデンサモジュール５００と並列に接続されたＬＥＤ４５８は、コンデンサモジュール５００に電荷が充電されている場合には点灯し、メンテナンス作業者に対して感電の危険性があることを報知する。一方で、コンデンサモジュール５００の放電が完了している場合には、ＬＥＤ４５８は消灯しているため、本ＬＥＤ点灯状態を確認することにより、コンデンサモジュール５００の充放電状況を確認できる手段を備える。

　なお、ＬＥＤ４５８は、メンテナンス作業者が電力変換装置２００に触れる際の感電を防ぐことを目的としたものであり、メンテナンス作業時にはＬＥＤ４５８の点灯状態を目視できる場所に設ける必要がある。従って、ＬＥＤ４５８は、電力変換装置２００の表面に設ける必要があり、特に電力変換装置２００で最も感電の危険性がある直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の近傍或いは直流コネクタ１３８近傍に設けることが望ましい。

　さらに、第１放電制御回路４７０に備えられたマイコンは、コンデンサモジュール５００の両端電圧値及び放電用スイッチング素子４５２の電圧値から、コンデンサモジュール５００に電荷が溜まっているのか、完全に放電されているのか、または放電用スイッチング素子４５２が導通中であり放電中であるのかなどのコンデンサモジュール５００の放電状況を、上位コントローラ４５４へ出力する。

　上位コントローラ４５４は、第１放電制御回路４７０から入力されたコンデンサモジュール５００の充電状況をＣＡＮ通信などによりＨＥＶインパネに表示、或いは電力変換装置やその周辺回路に備えられたＬＥＤの点灯を利用することにより、メンテナンス作業者へコンデンサモジュール５００の放電状況を報知する。

　図４は、本発明による電力変換装置の第１実施形態の回路構成を示したものである。

　図４において、第１放電制御回路４７０は、第１マイコン４５５を備えており、電圧検出回路４６０によるコンデンサモジュール５００の両端電圧を検出し、第１放電信号（A_DCHG）を生成する。第１放電信号（A_DCHG）は、フォトカプラなどの絶縁伝達素子４５３ａを介して第２放電制御回路４８０に備えられた第２マイコン４５６へ入力される。

　第２マイコン４５６は、第１放電信号（A_DCHG）の立ち上がり或いは立ち下がりエッジに基づき、第２放電信号（DCHG_FET）を生成する。なお、このような放電信号生成方法は、例えばコンタクタ溶着時に第１マイコン４５５の故障或いは誤動作した場合、第１放電信号（A_DCHG）がＨまたはＬに張り付いた状況でも、第２マイコン４５６からは第１放電信号（A_DCHG）の立ち上がりまたは立ち下がりエッジにより第２放電信号（DCHG_FET）を出力しているため、放電抵抗４５０への放電を停止し、放電抵抗４５０の焼損を防ぐことができる。

　第２放電信号（DCHG_FET）に基づいて放電用スイッチング素子４５２は導通し、直列に接続される放電抵抗４５０により、コンデンサモジュール５００に充電された電荷は放電される。

　放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０は、トランジスタＴ１，ダイオードＤ１，抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６から構成されている。放電実行時には、放電用スイッチング素子４５２がオンとなり、放電用スイッチング素子両端電圧を検知してトランジスタＴ１がオンになるため、トランジスタＴ１と直列に接続される絶縁伝達素子４５３ｂもオンになり、第１マイコン４５５にはＬの信号が入力される。

　一方で、放電が実施されていない場合には、放電用スイッチング素子４５２はオフのため、トランジスタＴ１および絶縁伝達素子４５３ｂもオフとなる。従って、第１マイコン４５５には第１放電制御回路４７０の電源電圧を抵抗Ｒ２によりプルアップしたＨの信号が入力される。この信号のＨ或いはＬの信号に基づき放電が正常に実施されているか否かを判定できる。

　さらに、第１マイコン４５５は、第１マイコン４５５から出力している第１放電信号と、放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０からの信号とを比較することにより放電用スイッチング素子４５２の故障検知に利用することもできる。

　さらに、第２マイコン４５６も、第１マイコン４５５と同様に電圧検出回路４６０からの検出電圧と、放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０からの検出電圧とを検出するための検出機能を備える。これにより、第２マイコン４５６のみで独立した第２放電信号（DCHG_FET）を生成して放電を実施することができる。ただし、その際には、第２マイコン４５６と上位コントローラ４５４間での放電可否信号（Active discharge signal）の授受には絶縁伝達素子４５３ａと同様の絶縁伝達素子を用いて、強電電位の第２放電制御回路４８０と弱電電位の上位コントローラ４５４の回路とを絶縁した回路構成にする必要がある。

　図５は、本発明に係る電力変換装置の第２実施形態の回路構成を示したものである。図４に示した第１の実施形態において、第２マイコン４５６の代わりに、１ショットＩＣ４５７を用いた場合の回路であり、基本的な回路動作は第１の実施形態で説明した通りである。第１実施形態との違いを下記説明する。

　第１マイコン４５５から出力される第１放電信号（A_DCHG）は、絶縁増幅回路、例えば、絶縁伝達素子４５３ａを介して、１ショットＩＣ４５７へ入力される。１ショットＩＣ４５７では、入力信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジに基づき所定のパルス幅を有する第２放電信号（DCHG_FET）が生成される。なお、このような放電信号生成方法は、例えばコンタクタ溶着時に第１マイコン４５５の故障或いは誤動作した場合、第１放電信号（A_DCHG）がＨまたはＬに張り付いた状況でも、１ショットＩＣ４５７からは第１放電信号（A_DCHG）の立ち上がりまたは立ち下がりエッジにより第２放電信号（DCHG_FET）を出力しているため、放電抵抗４５０への放電を停止し、放電抵抗４５０の焼損を防ぐことができる。この場合の第２放電制御回路４８０は、第１マイコン４５５の故障時或いは誤動作時における放電抵抗の焼損を防ぐ機能は保有したまま、マイコンを利用しない分だけ安価で単純な回路構成をとることができる。

　図６は、本実施形態の回路構成を備えていない従来の放電回路構成を示したものである。図４或いは図５に示した実施例との差異は後に説明する。

　図７（ａ）は、本実施形態における正常放電時の各信号を示すタイミングチャートである。コンデンサモジュール５００に充電された電荷の正常放電は、コンタクタ４５１がＯＰＥＮとなり、並列に設けられたバッテリ１３６とは切断された状態で実行される。

　第１放電制御回路４７０は、上位コントローラ４５４から放電可否信号（Active discharge signal）のＯＮを受け、ある一定期間のチェックパルスを第１放電信号（A_DCHG）として出力する。また、その時点（Ａ）でのコンデンサモジュール５００の両端電圧を電圧検出回路４６０より検出し、当該両端電圧値を記憶する。第１放電制御回路４７０から出力された第１放電信号（A_DCHG）のチェックパルスは、絶縁伝達素子４５３ａを介して第２放電制御回路４８０に入力される。

　第２放電制御回路４８０は、入力された第１放電信号（A_DCHG）に基づき第２マイコン４５６或いは１ショットＩＣ４５７により第２放電信号（DCHG_FET）を生成する。コンデンサモジュール５００に充電された電荷は、第２放電制御回路４８０から出力された第２放電信号（DCHG_FET）に基づき、放電用スイッチング素子４５２が導通され、放電用スイッチング素子４５２と直列に接続される放電抵抗４５０により放電される。ある一定期間のチェックパルス期間のみ放電（予備放電）を実施した後、チェックパルス出力直後（Ｂ）でのコンデンサモジュール５００の両端電圧を電圧検出回路４６０より検出する。

　第１放電制御回路４７０に備えられた第１マイコン４５５では、（Ａ）時点での検出電圧値と（Ｂ）時点での検出電圧値との差分を演算処理し、（Ａ）－（Ｂ）の差分電圧ΔＶが設定された降下電圧値ΔＶｓｈ以上（ΔＶ＞ΔＶｓｈ）である場合には、コンタクタがＯＰＥＮであると判定され、主放電が実施される。

　図８（ａ）は、本発明におけるコンタクタ異常時の各信号を示すタイミングチャートである。図７（ａ）で示した正常放電時と同様に、チェックパルスでの放電が実施される。第１放電制御回路４７０に備えられた第１マイコン４５５では、（Ａ）－（Ｂ）の差分電圧ΔＶと設定された降下電圧値ΔＶｓｈの比較がなされるが、コンタクタ４５１溶着時などは、その比較演算が（ΔＶ＜ΔＶｓｈ）となり、コンタクタ４５１がＣＬＯＳＥ状態であると判定し、主放電は実施されない。従って、コンタクタ４５１溶着時の放電を防ぐことができる。

　なお、図７（ｂ）及び図８（ｂ）に示したタイミングチャートは、第１放電信号（A_DCHG）及び第２放電信号（DCHG_FET）をデューティの短いパルス状に生成した場合の実施例を示したものである。第１放電制御回路４７０或いは第２放電制御回路４８０でマイコンを用いることにより、第１放電信号（A_DCHG）及び第２放電信号（DCHG_FET）のパルス幅は、マイコンソフト上の設定により自由に可変することができる。そのため、各放電信号をデューティの短いパルス状で出力することが可能であり、放電信号１パルスあたりの放電電力を小さくすることができる。すなわち、小刻みなパルス状の放電信号により、少しずつ放電を実施することは、放電抵抗４５０の発熱を抑えることができる。従って、放電時間によらなければ、放電抵抗４５０の発熱を極力抑えた小刻みな放電を繰り返すことで、定格電力が小さく、且つ体積が小さい放電抵抗４５０を用いることが可能となり、電力変換装置の小型化が可能になる。

　図９（ａ），（ｂ）は、第１放電制御回路異常時における、本実施形態の回路を備えない従来回路での各信号を示すタイミングチャートと本発明を備えた回路での各信号を示すタイミングチャートとの比較である。例えば、コンタクタ４５１がＣＬＯＳＥ状態かつ上位コントローラ４５４からの放電可否信号（Active discharge signal）がＯＦＦである状況にて、第１マイコン４５５の故障或いは誤動作により、第１放電信号（A_DCHG）がＨまたはＬに張り付いた場合を示している。

　従来回路では、第１放電信号（A_DCHG）が反転され、そのまま第２放電信号（DCHG_FET）となるため、第１放電信号（A_DCHG）が放電実施信号として常時ＯＮとなる場合には、コンタクタＣＬＯＳＥ状態でも放電を実行してしまい、放電抵抗４５０の焼損を招く危険性があった。

　一方、本実施形態に係る電力変換装置の放電回路では、第１放電信号（A_DCHG）のエッジにより第２放電信号（DCHG_FET）を生成しているため、第１マイコン４５５故障或いは誤動作より、常時ＯＮの第１放電信号（A_DCHG）が出力された場合でも、出力される第２放電信号（DCHG_FET）は短時間の放電パルスであるため、放電抵抗４５０の焼損を防ぐことが可能である。

　さらに、第２マイコン４５６でも第１マイコン４５５と同様に電圧検出回路４６０からの検出電圧と放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０からの検出電圧とを検出機能を備えることにより第２マイコン４５６のみで独立した第２放電信号（DCHG_FET）を生成して放電を実施することができる。

　ただし、前述した通り、その際には第２マイコン４５６と上位コントローラ４５４間での放電可否信号（Active discharge signal）の授受には絶縁伝達素子４５３ａと同様の絶縁伝達素子を用いて、強電電位の第２放電制御回路４８０と弱電電位の上位コントローラ４５４の回路とを絶縁した回路構成にする必要がある。

　図１０は、本実施形態における放電動作を示すフローチャートである。上位コントローラ４５４は、第１放電制御回路４７０或いは第２放電制御回路４８０へのコンタクタ４５１の開閉信号および放電用スイッチング素子４５２の放電可否信号（Active discharge signal）を制御している。放電実行時には、上位コントローラ４５４は、コンタクタ４５１をＯＰＥＮにした後、放電可否信号（Active discharge signal）を第１放電制御回路４７０へ出力する。しかし、コンタクタ４５１がＣＬＯＳＥの場合には、放電可否信号（Active discharge signal）は出力されずＯＦＦとなり、放電フローはＳＴＡＲＴへ戻る。

　第１放電制御回路４７０は、入力された放電可否信号（Active discharge signal）に基づき自己回路の動作診断を実施し、正常判定であれば電圧検出回路４６０により電圧チェックＡを実施し、（Ａ）時点のコンデンサモジュール５００の両端電圧を検出、保持する。一方、異常判定の場合には、上位コントローラ４５４へ異常判定信号を送信する。

　第１放電制御回路４７０が異常判定とされた時、第２放電制御回路４８０が第２マイコン４５６を有する回路構成の場合には、上位コントローラ４５４からの放電可否信号（Active discharge signal）は、第２放電制御回路４８０へ出力される。また、第２放電制御回路４８０が１ショットＩＣ４５７などによる構成の場合には、上位コントローラ４５４へ異常判定信号を出力するのみであり、コンタクタ開閉の判定ループを循環する。

　第１放電制御回路４７０が正常判定となり、電圧チェックＡを実施した後、第１放電制御回路４７０は放電チェックパルスを出力し、予備放電を実施する。第１放電制御回路４７０に備えられた第１マイコン４５５は、電圧チェックＢにより予備放電実施直後の（Ｂ）時点でのコンデンサモジュール５００の両端電圧を電圧検出回路４６０により検出する。第１マイコン４５５は、検出した（Ａ）時点および（Ｂ）時点での電圧の差分ΔＶ（（Ａ）－（Ｂ））を演算処理し、設定された電圧閾値ΔＶｓｈ以上（ΔＶ＞ΔＶｓｈ）である場合には主放電を実施する。一方、電圧閾値ΔＶｓｈ以下（ΔＶ＞ΔＶｓｈ）である場合には、一定時間間隔（Time interval）を置いた後、再度、電圧チェックＡから放電フローを実施する。

　第１放電制御回路４７０の異常時に第２放電制御回路４８０にて放電を実施する場合もまた、第２放電制御回路４８０での放電フローは前述第１放電制御回路４７０による放電フローと同様である。上位コントローラ４５４からの放電可否信号（Active discharge signal）を受けた後、電圧チェックＡにてコンデンサモジュール５００の両端電圧を検出し、放電チェックパルスによる予備放電を実施する。予備放電後の電圧チェックＢを実施し、検出電圧の差分ΔＶを演算して電圧閾値ΔＶｓｈと比較を行い、主放電を実施する。

　本実施形態によれば、コンタクタが閉じている状態での放電制御回路故障または誤放電信号による放電抵抗の焼損を防ぐことができ、信頼性の向上が図れるインバータ制御装置を提供できる。かつ、放電信号の可変により放電時間の調整が可能になる他、放電時間によらなければ、定格の小さい放電抵抗を用いることができるので、小型化インバータ制御装置を提供できる。

　上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２００９年第４８７１８号（２００９年３月３日出願）。

Claims

　直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換し、かつ当該直流電力が導通及び遮断するためのコンタクタを介して供給されるインバータ回路部と、
　前記直流電力を平滑化するためのコンデンサと、
　前記コンデンサに貯まった電荷を放電するための放電抵抗と、当該放電抵抗に直列接続される放電抵抗用スイッチング素子とから構成され、かつ前記コンデンサと並列に接続される放電回路部と、
　前記コンデンサの両端電圧を検出するための電圧検出回路部と、
　第１のマイクロコンピュータを備えた前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力する第１放電制御回路と、
　前記放電抵抗用スイッチング素子を遮断するための遮断信号を出力する第２放電制御回路と、を備える電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路は、前記電圧検出回路部が検出した電圧値、及び外部の上位コントローラから出力される前記コンタクタの開閉信号に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力する電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路は、　外部の上位コントローラから出力される放電を開始するための放電信号を受信し、
　当該放電信号及び前記電圧値に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力する電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路は、前記電圧検出回路部が検出した電圧値、及び外部の上位コントローラから出力される放電を開始するための放電信号に基づいて、前記放電用スイッチング素子のスイッチングを制御するための制御信号を出力し、
　前記第２放電制御回路は、前記制御信号に基づいて、前記放電抵抗用スイッチング素子を所定期間導通するための導通信号及び前記所定期間導通した後に当該放電抵抗用スイッチング素子を遮断するための遮断信号を出力する電力変換装置。
　請求項１ないし４に記載されたいずれかの電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路が出力する制御信号は、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを有する信号であり、
　前記第２放電制御回路は、前記立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに応じて、前記導通信号又は遮断信号を出力する電力変換装置。
　請求項１ないし４に記載されたいずれかの電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路が出力する制御信号は、Ｈｉｇｈレベル信号及びＬｏｗレベル信号を有する信号であり、
　前記第２放電制御回路は、前記Ｈｉｇｈレベル信号及びＬｏｗレベル信号に応じて、前記導通信号又は遮断信号を出力する電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第１放電制御回路と前記第２放電制御回路とは絶縁伝達素子によって絶縁されている電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第２放電制御回路は、第２のマイクロコンピュータを備えた回路で構成されている電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記第２放電制御回路は、１ショット回路を備えた回路で構成されている電力変換装置。
　請求項７または８に記載されたいずれかの電力変換装置であって、
　前記第２の放電制御回路は、前記第１放電制御回路よって生成される制御信号のパルス幅、又は第２放電制御回路によって生成される第２制御信号のパルス幅を制御する電力変換装置。
　請求項１に記載された電力変換装置であって、
　前記コンデンサに並列に接続され、かつ当該コンデンサに充電された電荷が放電されたか否かを報知するための報知回路を有する電力変換装置。
　請求項１０に記載された電力変換装置であって、
　前記直流電源からの直流電力が供給され、かつ前記インバータ回路部に当該直流電力を供給する直流側電源端子と、
　前記インバータ回路部から前記交流電力が供給される交流出力端子と、を備え、
　前記報知回路は、発光素子で構成され、かつ前記交流出力端子よりも前記直流側電源端子に近い側に配置される電力変換装置。
　インバータ回路部に入力される電流又は電圧を平滑化するためのコンデンサと電気的に接続される放電抵抗と、当該放電抵抗と直列に接続されるスイッチング回路から構成される放電回路部と、
　前記コンデンサに溜まった電荷を前記放電回路部に放電するか否かを制御するための第１パルスを出力するマイクロコンピュータと、
　前記第１パルスの立ち上がり又は立ち下がり若しくは双方に基づいて、所定パルス幅の第２パルスを生成するパルス生成回路部と、を備え、
　前記第２パルスの出力に基づいて、前記コンデンサに溜まった電荷を前記放電抵抗に放電することを停止するように前記スイッチング回路が制御される放電制御装置。