WO2009131156A1 - 無線通信システム、送信装置、受信装置及び通信方法 - Google Patents

無線通信システム、送信装置、受信装置及び通信方法 Download PDF

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WO2009131156A1
WO2009131156A1 PCT/JP2009/058013 JP2009058013W WO2009131156A1 WO 2009131156 A1 WO2009131156 A1 WO 2009131156A1 JP 2009058013 W JP2009058013 W JP 2009058013W WO 2009131156 A1 WO2009131156 A1 WO 2009131156A1
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transmission
clipping
information
signal
propagation path
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PCT/JP2009/058013
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信介 衣斐
政一 三瓶
伸一 宮本
一成 横枕
稔 窪田
泰弘 浜口
晋平 藤
理 中村
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国立大学法人大阪大学
シャープ株式会社
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects

Definitions

  • the present invention relates to a radio communication system that performs communication using a frequency-spread signal such as SC-FDMA system, a radio communication system that controls the rate of clipping in spectrum shaping according to a propagation path, a transmitter, a receiver, and It relates to a communication method.
  • a frequency-spread signal such as SC-FDMA system
  • each cell uses the same frequency band, so that each cell is allocated to the system.
  • a one-frequency repetitive cellular system that can be used as a whole has been proposed.
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • communication is performed by applying different modulation methods to information data according to reception conditions such as 64-QAM (64-ary Quadrature Amplitude Modulation) and BPSK (Binary Phase Shift Keying).
  • 64-QAM 64-ary Quadrature Amplitude Modulation
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • the PAPR Peak to Average Power Ratio
  • the PAPR Peak to Average Power Ratio
  • the high peak power is a downlink with a relatively large margin for the transmission power amplification function.
  • SC-FDMA which converts a single carrier signal on the time axis into a frequency signal by time-frequency conversion such as Discrete Fourier Transform (DFT), and maps the frequency signal to a part of a frequency band with good reception conditions.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • the Single Carrier-Frequency Division Multiple Access method is adopted as an uplink transmission method in a next-generation cellular system called LTE (Long Term Evolution).
  • a signal that is blocked for time-frequency conversion (hereinafter referred to as a frame in this specification) in a radio propagation path.
  • a partial waveform behind the frame having a length equal to or longer than the maximum delay time of the delay wave is added as a CP (Cyclic Prefix) at the head of the frame, and the CP is removed by the receiving device, so that the delay wave in the propagation path The effect can be cycled within the received frame.
  • the impulse response in the radio propagation path can be equivalently expressed as cyclic convolution, and the value of the discrete frequency signal obtained by DFT can be signal-processed independently.
  • the water injection theorem is widely known in the field of information theory and the like as a spectrum shaping technique for maximizing the reception energy in the receiver.
  • FIG. 8 shows the concept of the water injection theorem.
  • the received noise-to-signal power ratio which is the reciprocal of the received signal-to-noise power ratio
  • the area below the straight line P and surrounded by the noise signal power ratio and the straight line P (the shaded area in FIG. 5B) is set to be the transmission power Q.
  • the transmission power assigned to each frequency can be determined as shown in FIG. This is an optimal transmission power distribution in which an amount of water corresponding to the transmission power is poured from the top with respect to the noise signal power ratio in FIG. Because there is, it is called the water injection theorem.
  • nonlinear iterative equalization with excellent interference suppression function represented by turbo equalization is premised on error correction coding and improves the reliability of transmitted bits by removing distortion caused by propagation path. And the decoding that improves the reliability of the transmitted bits by error correction processing, improve the reliability, and pass this improved reliability information between the equalization-decoders as prior information and repeat it Thus, complete equalization is realized even for the signal whose spectrum has been shaped by the water injection theorem.
  • the spectrum shaping technique using the turbo equalization technique can completely suppress the intersymbol interference due to the spectrum shaping and the radio propagation path by the turbo equalization if the iterative process is converged, and on the time axis.
  • the spread delayed wave component can be synthesized, and the received energy maximized by the water injection theorem can be used effectively (for example, Non-Patent Document 2).
  • the convergence state of the iterative process refers to a state in which transmission bit information can be completely grasped without stopping improvement in reliability by equalization and improvement in reliability by decoding.
  • FIG. 9 shows the concept of spectrum shaping by clipping when two transmitters communicate with a base station.
  • FIG. 4A shows an example of a primary spectrum shaping that maximizes received energy
  • FIG. 5B shows an example of a concept of secondary spectrum shaping for multiplexing signals from a plurality of transmission apparatuses.
  • each transmitting apparatus performs spectrum shaping based on a water injection theorem that can maximize received energy (overlapping spectrum B101).
  • the secondary spectrum shaping in FIG. 5B the clipped spectrum C101
  • Clipping in the secondary spectrum shaping is performed on the spectrum notified from the base station apparatus.
  • the base station selects the frequency to be used for transmission alternately from the highest of the gains of the propagation path among the discrete frequencies that overlap between transmitters (so as to avoid spectral overlap between users), and a predetermined band.
  • Scheduling is performed to clip the remaining frequencies, and the scheduling result is notified to each transmitter.
  • the signal of the transmitter when the signal of the transmitter is multiplexed with the frequency, it cannot be used for transmission using a frequency with a good propagation condition for a certain user, and therefore, further spectrum shaping is performed for the optimal water injection theorem. Therefore, it can be considered that both suboptimal spectrum shaping and signal frequency multiplexing are realized.
  • FIG. 10 shows a block diagram of the analysis model
  • FIG. 11A shows an example of the convergence state
  • FIG. 11B shows an example of the non-convergence state.
  • the analysis model includes an equalizer 1101 and a decoder 1102, and is a model that delivers improved reliability to each other.
  • the received signal and propagation path characteristics, the average received signal-to-noise power ratio, and the reliability obtained from the decoder 1102 are required for the equalization processing.
  • the reliability of the transmission bits obtained from the equalizer 1101 is input, and improved reliability is output by performing error correction processing.
  • MI mutual information
  • FIGS. 11A and 11B These are shown as input / output characteristics of the equalizer 1101 and the decoder 1102 in FIGS. 11A and 11B.
  • the horizontal axis represents the input MI of the equalizer
  • the vertical axis represents the output MI of the equalizer. This is because, in turbo equalization, the equalizer output MI becomes the input MI of the decoder, so the input / output MI characteristics of the decoder are reversed in the same graph as the input / output MI characteristics of the equalizer. It also means that.
  • FIG. 11A shows the convergence state of the iterative process
  • L1101 shows the input / output characteristics of the equalizer
  • L1102 shows the input / output characteristics of the decoder.
  • the MI starts from the origin and is equalized by the equalization processing as in A1101.
  • the MI obtained by the equalization process becomes the input MI of the decoder
  • the process proceeds horizontally as in A1102, and improvement by error correction is obtained.
  • the trajectories are drawn in the order of A1103 and A1104
  • the input / output characteristics of the respective lines do not intersect with each other, so that 1 is finally obtained at the decoder output MI, and the transmission bit can be completely grasped.
  • FIG. 11B the input / output characteristics of each other intersect, and when the locus is drawn, the improvement is not made at the intersection.
  • This state is called a stack, and no matter how many times it is repeated based on the turbo principle, no detection error is lost, and the iterative process becomes a non-convergent state.
  • Non-Patent Document 4 An adaptive coding modulation method that adaptively selects a combination of the coding rate and the coding rate has also been proposed (for example, Non-Patent Document 4).
  • the adaptive coding and modulation method is a method in which the number of bits transmitted for each frame changes, and the transmission rate is unstable because the amount of information that can be transmitted is reduced particularly in a poor channel condition. There was a problem of becoming.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to improve transmission characteristics by controlling the ratio of clipping in spectrum shaping according to a propagation path, and perform wireless communication at a stable transmission rate.
  • a communication system, a transmission device, a reception device, and a communication method are provided.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problem.
  • the spectrum shaping includes frequency-spreading a transmission signal, assigning the frequency-spread signal to a discrete frequency, and including at least clipping with respect to the assigned signal.
  • a wireless communication system comprising a plurality of transmission devices that perform transmission and a reception device that receives the transmission signal, Based on the transmission signal, the reception apparatus performs transmission path information regarding propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and reception apparatuses, and clipping regarding a clipping ratio of a spectrum adaptively controlled according to the propagation path characteristics. Information is generated and fed back to the transmitting device, and the transmitting device determines the clipping ratio based on the fed back transmission path information and the clipping information between all the transmitting devices and the receiving device. It is characterized in that spectrum shaping is performed adaptively according to the characteristics, and multiplexing is performed at a frequency.
  • the present invention also includes a plurality of transmission apparatuses that frequency-spread a transmission signal, assign the frequency-spread signal to a discrete frequency, perform spectrum shaping including at least clipping on the assigned signal, and transmit the spectrum signal.
  • a wireless communication system comprising a receiving device for receiving the transmission signal,
  • the reception apparatus is a spectrum that is adaptively controlled according to transmission path information related to propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and the reception apparatuses, and the coding characteristics of the propagation path characteristics and error correction codes of received signals.
  • Clipping information related to the clipping ratio and coding information related to the coding rate are generated and fed back to the transmission device, and the transmission device is based on the feedback channel information, the clipping information, and the coding information.
  • the clipping ratio is adaptively controlled according to the propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and the receiving apparatuses, and the coding rate of the error correction code in the transmission apparatus is controlled according to the clipping ratio. It is characterized by spectrum shaping and multiplexing by frequency.
  • the wireless communication system of the present invention is any one of the wireless communication systems described above, wherein the transmitting device does not overlap the spectrum by clipping with respect to the transmission signal of another transmitting device.
  • the radio communication system according to the present invention is any one of the radio communication systems described above, wherein the transmission device overlaps a part of a spectrum by clipping a transmission signal of another transmission device. .
  • the radio communication system of the present invention is any one of the radio communication systems described above, wherein the transmission device distributes power so that received energy is increased based on the propagation path characteristic information. And a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping based on the clipping information,
  • the receiving apparatus determines a channel estimation unit that estimates a channel characteristic that is a frequency response characteristic of a channel from the transmitting apparatus to the receiving apparatus, and determines the clipping ratio in each transmitting apparatus based on the channel characteristic.
  • a transmission unit that extracts a frequency-spread signal from each of the transmission devices based on the spectrum allocation information from the received signal, and a replica of the transmission signal from the signal extracted by the spectrum extraction unit.
  • a soft cancel unit that cancels at least the signal, an equalization unit that detects a transmission signal transmitted from the transmission apparatus with respect to an output from the soft cancel unit, and a demodulation unit that extracts information about code data from the detected signal Then, error correction processing is performed on the information regarding the extracted code data, and the information is updated.
  • a decoding unit, a soft replica generation unit that generates a replica of the transmission signal from information on the updated code data, and a reception signal replica as a propagation path characteristic that is also the effect of spectrum shaping performed by the transmission device An equivalent channel characteristic multiplying unit, a channel information related to the channel characteristic estimated by the channel estimation unit, and an information generation unit that generates clipping information related to the clipping ratio determined by the scheduling unit and feeds back to the transmission device It is characterized by comprising.
  • the wireless communication system of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the transmission device is based on the channel characteristic information and an encoding unit that encodes a transmission signal based on the encoding information.
  • a primary spectrum shaping unit that distributes power so as to increase received energy, and a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping based on the clipping information,
  • the receiving apparatus includes: a propagation path estimation unit that estimates a propagation path characteristic that is a frequency response characteristic of a propagation path from the transmission apparatus to the receiving apparatus; and an error correction code of a received signal based on the propagation path characteristic.
  • a coding rate a scheduling unit that determines the clipping ratio in each transmission device according to the coding rate, and a spectrum from which each of the transmission devices extracts a frequency-spread signal based on the spectrum allocation information from the received signal
  • An extraction unit a soft cancellation unit that at least cancels a replica of the transmission signal from the signal extracted by the spectrum extraction unit, and a transmission signal transmitted by the transmission device with respect to an output from the soft cancellation unit, etc.
  • a demodulator that extracts information on code data from the detected signal, and the extracted code An error correction process is performed on the information on the data, and the decoding unit that updates the information, the soft replica generation unit that generates a replica of the transmission signal from the information on the updated code data, and the transmission device
  • the effect of the shaped spectrum is also the equivalent channel characteristic multiplier that generates a received signal replica as the channel characteristic, the channel information related to the channel characteristic estimated by the channel estimator, and the encoding determined by the scheduling unit
  • an information generating unit that generates coding information related to a rate and clipping information related to a clipping ratio and feeds back to the transmitting apparatus.
  • the wireless communication system of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the scheduling unit determines a coding rate according to a decoding characteristic of the decoding unit based on a coding rate.
  • the wireless communication system of the present invention is any one of the wireless communication systems described above, wherein the scheduling unit calculates the clipping ratio based on a mutual information amount of input / output characteristics of the equalization unit. It is determined based on a chart.
  • the wireless communication system of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the scheduling unit is connected to the first transmission device among equalization characteristics between at least two transmission devices and at least one reception device.
  • the difference between the mutual information is obtained using the first equalization characteristic and the second equalization characteristic, If the difference is positive, increase the clipping ratio of the second transmission apparatus or decrease the clipping ratio of the first transmission apparatus. If the difference is negative, decrease the clipping ratio of the second transmission apparatus. Or increasing the clipping ratio of the first transmitter.
  • the present invention also provides a plurality of transmission devices that frequency-spread a transmission signal, assign the frequency-spread signal to discrete frequencies, perform spectrum shaping on the assigned signal, and transmit the spectrum to a reception device.
  • a primary spectrum shaping unit that distributes power so that reception energy is increased according to transmission path information related to propagation path characteristics between the transmission apparatus and the reception apparatus fed back from the reception apparatus, and fed back from the reception apparatus
  • a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping based on clipping information relating to a clipping ratio of the spectrum that is adaptively controlled in accordance with propagation path characteristics, and the spectrum shaping is performed on all the transmission devices and the reception devices. It is characterized in that it is adaptively applied according to the propagation path characteristic between and multiplexed by frequency.
  • the present invention also provides a plurality of transmission devices that frequency-spread a transmission signal, assign the frequency-spread signal to discrete frequencies, perform spectrum shaping on the assigned signal, and transmit the spectrum to a reception device.
  • a primary spectrum shaping unit that distributes power so that received energy is increased based on transmission path information relating to propagation path characteristics between the transmission apparatus and the reception apparatus fed back from the reception apparatus, and from the reception apparatus
  • a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping based on the clipping information on the clipping ratio of the spectrum that is adaptively controlled according to the feedback channel characteristics and the coding rate of the error correction code of the received signal;
  • the spectrum shaping is adaptively performed according to propagation path characteristics and coding rates between all the transmission apparatuses and the reception apparatuses, and multiplexed in frequency.
  • the present invention also includes a primary spectrum shaping unit that distributes power so that received energy is increased, and a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping, and assigns a frequency-spread signal to discrete frequencies,
  • a receiving device that receives a signal from a transmitting device that performs spectrum shaping on the assigned signal and transmits the signal,
  • a propagation path estimation unit that estimates a propagation path characteristic that is a frequency response characteristic of a propagation path from the transmission apparatus to the reception apparatus; a scheduling unit that determines the clipping ratio in each transmission apparatus based on the propagation path characteristic;
  • each of the transmission devices extracts a spectrum spread signal, and software for canceling at least a replica of the transmission signal from the signal extracted by the spectrum extraction unit
  • a cancellation unit an equalization unit that detects a transmission signal transmitted by the transmission apparatus with respect to an output from the soft cancellation unit;
  • a demodulation unit that extracts information about code data from the detected signal;
  • a decoding unit that performs error correction processing on the information about the
  • the present invention also includes a primary spectrum shaping unit that distributes power so that received energy is increased, and a secondary spectrum shaping unit that performs at least clipping, and assigns a frequency-spread signal to discrete frequencies,
  • a receiving device that receives a signal from a transmitting device that performs spectrum shaping on the assigned signal and transmits the signal,
  • a propagation path estimation unit that estimates a propagation path characteristic that is a frequency response characteristic of a propagation path from the transmission apparatus to the reception apparatus, and an encoding rate of an error correction code of a received signal based on the propagation path characteristic;
  • a scheduling unit that determines the clipping ratio in each transmission device according to the coding rate;
  • a spectrum extraction unit that extracts a frequency-spread signal from each of the transmission devices based on the spectrum allocation information from the received signal; From the signal extracted by the spectrum extraction unit, a soft cancellation unit that at least cancels the replica of the transmission signal, an equalization unit that detects the transmission signal transmitted by the transmission device, with respect to the
  • the effect of spectrum shaping is also related to the equivalent channel characteristic multiplier that generates a received signal replica as the channel characteristic, the channel information related to the channel characteristic estimated by the channel estimator, and the coding rate determined by the scheduling unit. And an information generation unit that generates encoding information and clipping information related to a clipping ratio and feeds back to the transmission apparatus.
  • the receiving apparatus is any of the above-described receiving apparatuses, wherein the scheduling unit determines the clipping ratio based on an EXIT chart calculated from the propagation path characteristics. To do.
  • the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, wherein the scheduling unit calculates a difference in mutual information amount in an initial state of an EXIT chart calculated from propagation path characteristics and an initial value of a clipping ratio.
  • a means for determining whether the difference is positive a means for increasing the clipping ratio if the difference is positive, a means for decreasing the clipping ratio if the difference is negative, and a
  • the present invention also includes a plurality of transmission apparatuses that frequency-spread a transmission signal, assign the frequency-spread signal to a discrete frequency, perform spectrum shaping including at least clipping on the assigned signal, and transmit the spectrum signal.
  • a communication method of a wireless communication system comprising a receiving device for receiving the transmission signal, Based on the transmission signal, the reception apparatus performs transmission path information related to propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and reception apparatuses, and clipping related to a spectrum clipping ratio adaptively controlled according to the propagation path characteristics. Information is generated and fed back to the transmitter, and the clipping ratio is set to a propagation path between all the transmitters and receivers based on the transmission path information and the clipping information fed back by the transmitter. It is characterized in that spectrum shaping is performed adaptively according to the characteristics, and multiplexing is performed at a frequency.
  • the present invention also includes a plurality of transmission apparatuses that frequency-spread a transmission signal, assign the frequency-spread signal to a discrete frequency, perform spectrum shaping including at least clipping on the assigned signal, and transmit the spectrum signal.
  • a communication method of a wireless communication system comprising a receiving device for receiving the transmission signal, Spectrum that is adaptively controlled by the receiving apparatus according to transmission path information related to propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and the receiving apparatuses, and the coding characteristics of the propagation path characteristics and error correction codes of received signals. Clipping information related to the clipping ratio and coding information related to the coding rate are generated and fed back to the transmission device.
  • the clipping ratio is adaptively controlled according to the propagation path characteristics between all the transmission apparatuses and the receiving apparatuses, and the coding rate of the error correction code in the transmission apparatus is controlled according to the clipping ratio. It is characterized by spectrum shaping and multiplexing by frequency.
  • the communication method of the present invention is any one of the communication methods described above, wherein the transmission device does not overlap the spectrum by clipping the transmission signal of another transmission device.
  • the communication method of the present invention is any one of the communication methods described above, wherein a part of spectrum is overlapped by clipping the transmission signal of another transmission device by the transmission device.
  • the communication method of the present invention is any one of the communication methods described above, wherein the clipping ratio is determined based on an EXIT chart calculated from propagation path characteristics.
  • the communication method of the present invention is the communication method described above, wherein the clipping ratio is calculated based on the EXIT chart calculated from the propagation path characteristics and the initial value of the clipping ratio. Calculating the difference between the two, determining whether the difference is positive, increasing the clipping percentage if the difference is positive, and decreasing the clipping ratio if the difference is negative.
  • a step of setting a difference in mutual information amount in the state before transition and a difference in mutual information amount in the state after transition and comparing the magnitudes If the difference in mutual information in the previous state is smaller, the state before transition is set as the optimal clipping ratio, while the state in the state after transition is When towards each other the information amount of the difference is large, the state before transition the state after transition, characterized in that it comprises the steps of: returning to the step of determining the difference in the mutual information again.
  • the convergence rate of repetitive control is ensured by increasing the clipping ratio according to the propagation path that changes every moment, or by reducing the clipping ratio by assigning the clipped frequency to the transmission. It is possible to transmit information at a stable transmission rate while increasing the amount of energy transmission.
  • a part of the spectrum can be overlapped, not only can transmission be performed using a frequency with a better reception situation, but also a large amount of information can be obtained with less frequency resources by overlapping. Can be transmitted.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows 1st Embodiment of the transmitter which concerns on this invention. It is a block diagram which shows 1st Embodiment of the receiver which concerns on this invention. It is a figure which shows the input-output characteristic of an equalizer and a decoder, (a) shows the example of the EXIT chart in the received signal of each transmission apparatus when a spectrum is clipped in the ratio of 50% by secondary spectrum shaping. (B) shows the example of the EXIT chart in the received signal when the clipping ratio is changed between the signal of the transmitting apparatus 1 and the signal of the transmitting apparatus 2 to obtain the optimum clipping ratio. It is a figure which shows the concept of the setting method of the ratio of clipping using an EXIT chart.
  • FIG. 1 shows an example of a transmission apparatus (mobile station apparatus).
  • the transmission apparatus includes a coding unit 1, an interleaver 2, a modulation unit 3, a DFT unit 4, a propagation path information detection unit 5, a primary spectrum shaping unit 6, a clipping information detection unit 7, a secondary spectrum shaping unit 8, an IDFT (Inverse (DFT) unit 9, pilot signal generation unit 10, pilot signal multiplexing unit 11, CP insertion unit 12, radio unit 13, and transmission antenna 14.
  • DFT Inverse
  • the information bits are subjected to error correction coding in the coding unit 1, and the obtained code bits are rearranged in the interleaver 2.
  • the modulation unit 3 modulates the interleaved code bits, and the DFT unit 4 converts the code bits into frequency signals.
  • the channel characteristic is detected by the channel information detecting unit 5 for detecting the channel characteristic information (channel information) fed back from the base station apparatus (receiving apparatus), and propagated by the primary spectrum shaping unit 6.
  • the water injection theorem for allocating energy according to the road characteristics is applied to the transmission spectrum obtained from the DFT unit 4.
  • clipping information in the secondary spectrum shaping determined by the scheduling of the base station apparatus fed back from the base station apparatus is detected by the clipping information detection unit 7 and the secondary spectrum shaping unit 8 performs the secondary spectrum shaping. .
  • the signal is converted again into a time signal by the IDFT unit 9.
  • a pilot signal for estimating the propagation path characteristic is generated by the pilot signal generation unit 10 and multiplexed with the time signal output from the IDFT unit 9 by the pilot signal multiplexing unit 11.
  • a CP is added to the multiplexed transmission signal by the CP insertion unit 12, up-converted to a radio frequency by the radio unit 13, and transmitted from the transmission antenna 14. This is the same for each transmitter.
  • the case of the water injection theorem in the primary spectrum shaping unit 6 has been described, but the shaping that increases the received energy is essentially the same technique, and is not limited to the water injection theorem.
  • FIG. 2 shows an example of a receiving device.
  • the reception apparatus includes a reception antenna 21, a radio unit 22, a CP removal unit 23, a pilot separation unit 24, a first propagation path estimation unit 25-1, a second propagation path estimation unit 25-2, a scheduling unit 26, a propagation path Information generation unit / clipping information generation unit 27, buffer 28, first DFT unit 29, spectrum extraction unit 30, soft cancellation units 31-1, 31-2, equalization units 32-1, 32-2, IDFT unit 33 -1, 33-2, demodulation units 34-1 and 34-2, deinterleavers 35-1 and 35-2, decoding units 36-1 and 36-2, interleavers 37-1 and 37-2, and soft replicas It includes generation units 38-1 and 38-2, second DFT units 39-1 and 39-2, equivalent channel multiplication units 40-1 and 40-2, and determination units 41-1 and 41-2.
  • the block 50-1 is a block for detecting only the signal from the first transmitter
  • the block 50-2 is a block for detecting only the signal from the second transmitter.
  • the received signals transmitted from the two transmitting devices are simultaneously received by the receiving antenna 21 and are down-converted from the radio frequency to the baseband by the radio unit 22.
  • CP is removed by the CP removal unit 23 and input to the pilot separation unit 24.
  • the pilot separation unit 24 separates the pilot signal and the data signal from each transmission device from the received signal, and the separated pilot signal is used as the first propagation path estimation unit 25-1 and the second propagation path estimation unit 25-2.
  • the frequency response of the propagation path from each transmitting device to the receiving device is estimated.
  • the scheduling unit 26 determines the water injection theorem and the clipping ratio in each transmission device based on the estimated values of the propagation channel estimation units 25-1 and 25-2, and the propagation channel information generation unit / clipping information generation unit 27 performs propagation.
  • Information relating to the path characteristics and information relating to the clipping ratio are generated, converted into signals for feedback to the respective transmission devices, and transmitted to the transmission devices.
  • the information on the propagation path characteristics and the information on the clipping ratio are stored in the buffer 28 for use in detecting the signal of the next frame.
  • the transmission power assigned to the kth discrete frequency in the uth transmission apparatus is expressed by Expression (1).
  • ⁇ u (k) is the real transmission power assigned to the k-th discrete frequency
  • N 0 is the noise power density
  • ⁇ u (k) is the complex gain of the propagation path at the k-th discrete frequency
  • ⁇ * u ( k) is the complex conjugate of u u (k).
  • ⁇ is a value common to all discrete frequencies used for transmission determined by the total transmission power
  • (x) + is a clipping that outputs 0 when x is smaller than 0 and outputs x when x is 0 or more. It is an operator.
  • Further clipping is performed on the transmission power of each frequency thus obtained in the secondary spectrum shaping unit so as not to overlap between the transmission apparatuses.
  • the clipping is performed alternately from the overlapping discrete frequencies having the smallest propagation path gain.
  • the gain for the frequency signal applied by the spectrum shaping process is regarded as a gain by the propagation path in the base station apparatus and the reception process is performed. At this time, the gain of the propagation path is regarded as zero for the clipped discrete frequency signal.
  • the data signal separated by the pilot separation unit 24 is converted into a frequency signal by the first DFT unit 29, and information regarding the clipping ratio in the previous frame stored in the buffer 28 by the spectrum extraction unit 30 is obtained.
  • the separated signals from the transmitters are respectively input to soft cancel sections 31-1 and 31-2, and the received signal replicas output from equivalent channel multiplication sections 40-1 and 40-2 described later are canceled. .
  • a received signal replica is not obtained at the first time, nothing is canceled.
  • the respective signals output from the soft cancellation units 31-1 and 31-2 are subjected to frequency domain equalization in the equalization units 32-1 and 32-2, and the equalized reception signals are output.
  • the equalized signals in IDFT units 33-1 and 33-2 are converted into time domains, input to demodulation units 34-1 and 34-2, and decomposed into LLRs of code bits.
  • the obtained LLR is restored to the original LLR arrangement of the code bits by the deinterleavers 35-1 and 35-2, and subjected to error correction processing by the decoding units 36-1 and 36-2, thereby improving reliability. LLR is output.
  • the output LLRs are rearranged again by interleavers 37-1 and 37-2, and replicas of transmission signals having amplitudes proportional to the reliability are generated by soft replica generation units 38-1 and 38-2.
  • the modulation method is quaternary phase shift keying (QPSK) and the LLRs of the first and second bits of the code bits constituting the QPSK symbol are ⁇ 1 and ⁇ 2 respectively
  • the soft replica s “soft” is expressed by Expression (2).
  • the soft replica obtained as in equation (2) is necessary for calculation of the received signal after equalization, it is input to the equalization units 32-1 and 32-2, and the soft cancellation is performed. Therefore, they are input to the second DFT units 39-1 and 39-2, respectively.
  • a gain for the transmission signal including spectrum shaping by the equivalent propagation path multipliers 40-1 and 40-2 is defined as an equivalent propagation path, and a reception signal replica is generated by multiplying the gain.
  • the gain of the equivalent propagation path in which the gain by spectrum shaping on the transmission apparatus side is also regarded as the propagation path is expressed by, for example, the expression (3) in the case of the transmission apparatus 1.
  • Equation (3) ⁇ 1 (k) is the equivalent channel gain at the k-th discrete frequency represented by a complex number, and m 1 (k) is the spectrum shaping at the k-th discrete frequency calculated by Equation (1). ⁇ 1 (k) is a complex channel gain at the kth discrete frequency.
  • the equivalent channel gain expressed by the equation (3) is multiplied by the transmission signal replica on the frequency axis, and again transmitted to the soft cancellation units 31-1 and 31-2. Enter and repeat. This process is repeated a predetermined number of times or until there is no error, and finally the information bits are determined by the determination units 41-1 and 41-2. In this way, even inter-symbol interference generated by spectrum shaping is considered and suppressed as inter-symbol interference due to the propagation path, information bits can be detected with high energy, and missing spectrum due to clipping can be reproduced.
  • the scheduling unit 26 changes the overlapping spectrum when the primary spectrum shaping is performed to use a frequency that is not used by any other transmission apparatus.
  • a propagation path that is converted every moment is different for each transmission apparatus. Since it is independent, it is important not to clip the signal of each transmitting apparatus uniformly but to make the ratio of clipping adaptive to each transmitting terminal so as to keep the convergence state of all transmitting apparatuses.
  • An EXIT chart is used as a method for realizing this.
  • FIG. 3 shows an example in which clipping is performed uniformly when the number of transmitting terminals is two.
  • FIG. 6A shows the EXIT in the received signal of each transmitter when the spectrum is clipped at a rate of 50% by the secondary spectrum shaping including the clipping by the primary spectrum shaping (water injection theorem) shown as the prior art.
  • An example of a chart is shown.
  • L31 is the input / output characteristic of the MI of the equalization unit 32-1 that detects the signal of the transmission apparatus 1
  • L32 is the input / output characteristic of the MI of the equalization unit 32-2 that detects the signal of the transmission apparatus 2
  • L33 is the decoding unit
  • the input / output characteristics of MI in 36-1 and 36-2 are shown.
  • L31 is in a non-convergent state, but L31 is a decoding unit 36-1, 36. This means that there is a distance for the characteristic ⁇ 2, and that the capacity that can be supported by the propagation path is redundant with respect to the transmission rate of the error correction code.
  • FIG. 4B shows a case where the clipping ratio is changed between the signal from the transmission apparatus 1 and the signal from the transmission apparatus 2 to obtain an optimum clipping ratio.
  • L34 is the input / output characteristic of the MI of the equalization unit 32-1 that detects the signal of the transmission apparatus 1
  • L35 is the input / output characteristic of the MI of the equalization part 32-2 that detects the signal of the transmission apparatus 2
  • L36 is the decoding unit
  • the input / output characteristics of MI in 36-1 and 36-2 are shown, which are the same as those in L33.
  • the transmitter 2 is not subjected to much clipping, and the clipping ratio is reduced.
  • the clipping ratio is set to more than 50%. By doing so, the difference in the input / output characteristics of the MI of the equalization unit in each transmission apparatus is reduced, and control is performed so that the convergence state can be easily maintained.
  • FIG. 4 shows a concept of a clipping ratio setting method using the EXIT chart.
  • L41 is the input / output characteristic of the MI of the equalizer 32-1 for detecting the signal of the transmitting apparatus 1 in the initial state s
  • L42 is the input / output of the MI of the equalizer 32-2 for detecting the signal of the transmitting apparatus 2
  • Characteristic L43 represents the MI input / output characteristics of the decoders 36-1 and 36-2, which are the same as L31, L32 and L33, respectively.
  • the equalization unit outputs MI for detecting the signals of the transmission apparatuses 1 and 2 in the initial state ⁇ are I 1 start (s) and I 2 start (s), and the end points are I 1 end (s) and I Let 2 end (s).
  • the received signal-to-noise power ratio of the equalizer output at the start point and the end point of the transmission apparatus 1 is expressed by the following equation.
  • ⁇ 1 start and ⁇ 1 end are real numbers in the transmission apparatus 1 represented by the following equations, respectively.
  • the output MI at the start point and the end point is expressed by the following equation in the case of QPSK.
  • Equations (8) and (9) are applicable in the case of BPSK or QPSK, and in the case of other multilevel modulation schemes, 4SNR 1 start and 4SNR 1 end constant multiple 4 differ depending on the modulation scheme.
  • Equation (8) and Equation (9) are 3.2 in Layer 1 and 3.2 Becomes 0.8.
  • the equation (12) is an equalization unit for signal detection of the transmission device 2 from the output of the equalization unit for signal detection of the transmission device 1 represented by the equations (10) and (11). Represents the sum of output differences. If this value is positive, it means that the characteristic of the equalizer 32-1 for signal detection of the transmission apparatus 1 is higher in FIG. In the case of FIG. 4, the ratio of the equalizing unit 32-2 for detection is higher. Therefore, if this value is positive, the signal clipping ratio of the transmission apparatus 1 is increased and the signal clipping ratio of the transmission apparatus 2 is decreased. On the other hand, if negative, the reverse is done.
  • the spectrum shaping at the time of the primary spectrum shaping is stored, and clipping is provisionally performed to calculate the start point and the end point.
  • clipping is provisionally performed to calculate the start point and the end point.
  • the signals of both transmitters are clipped by 50%, the overlapping spectrum is alternately clipped from the one with the poor reception status.
  • the ratio of clipping to the signal of each transmitting terminal is different between 60% and 40%, the transmission apparatus that performs clipping up to 40% alternately and the 60% to be clipped is the remaining overlap. Clip all spectra. Note that when both transmitters clip the same frequency in primary spectrum shaping, the result may not be exactly the same as the set ratio, but it is possible to assume that it should not overlap.
  • the increase / decrease of the clipping ratio may be changed for each discrete frequency, but it becomes complicated as the number of DFT points increases, so the combinations of ratios as shown in Table 1 are preliminarily stored in the LUT (Look Up Table). And may be changed according to the value of Expression (12).
  • FIG. 5 shows a flowchart of the processing of the scheduling unit 26 described above.
  • step S1 a mutual information amount difference ⁇ I (s) in the initial state s is calculated, and in step S2, it is determined whether or not it is positive. If ⁇ I (s) is positive, one shift is made in the direction of + (plus) in Table 1 in step S3, and if negative, shift is made in the ⁇ (minus) direction in step S4.
  • step S5 ⁇ I (s + p) in the state s + p before the transition and ⁇ I (s + n) in the state s + n after the transition are set for the combination of the clipping ratios in the next state determined in this way, and in step S6. Compare their sizes.
  • ⁇ I (s + p) in the state before transition is smaller, it can be considered that the difference has begun to increase, so the state in state ⁇ I (s + p) before transition is set as the optimum clipping ratio.
  • ⁇ I (s + p) is larger, the difference in the input / output characteristics of the equalizer MI may still be reduced, so s is replaced with s + n, and the process returns to step S2 to repeat.
  • a stable transmission rate can be achieved by controlling the clipping ratio so that the convergence state is adaptively maintained for a propagation path that changes every moment.
  • the reception apparatus base station apparatus
  • the reception apparatus has an interference suppression function. Therefore, even if they are overlapped, even signals from other transmitters are input to the canceller that detects the intersymbol interference component in the signal of each transmitter with respect to the overlapping spectrum, and canceled together. Then, the signal can be completely separated.
  • FIG. 6 shows the concept of primary spectrum shaping and secondary spectrum shaping in the case where signal duplication of each transmitting apparatus is allowed.
  • FIG. 5A shows the concept of primary spectrum shaping (overlapping spectrum B1), and the control is based on the same water injection theorem as in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 6B shows the concept of secondary spectrum shaping, and since overlapping is allowed (overlapping spectrum B2), clipping is performed at a certain ratio in order from the poorest propagation path state (clipped). Spectrum C1). Therefore, as shown in the figure, some of the spectrum overlaps, but the receiving device (base station device) may demodulate the signals from both transmitting devices, so only intersymbol interference can be used in interference suppression. In addition, if the interference of signals between transmitters is also suppressed in a lump, the signals can be completely separated, and this method can obtain the maximum transmission characteristics.
  • FIG. 7 shows an example of a receiving device (base station device).
  • the reception apparatus includes a reception antenna 101, a radio unit 102, a CP removal unit 103, a pilot separation unit 104, a first propagation path estimation unit 105-1, a second propagation path estimation unit 105-2, a scheduling unit 106, a propagation path Information generation unit / clipping information generation unit 107, buffer 108, first DFT unit 109, spectrum extraction unit 110, soft cancellation units 111-1, 111-2, equalization units 112-1, 112-2, IDFT 113-1 113-2, demodulation units 114-1 and 114-2, deinterleavers 115-1 and 115-2, decoding units 116-1 and 116-2, interleavers 117-1 and 117-2, a soft replica generation unit 118-1, 118-2, second DFT units 119-1, 119-2, equivalent channel multiplication units 120-1, 120-2, interference extraction unit 121- , 121-2, and a determination unit 122-1, 122-2.
  • the block 150-1 is a block for detecting only the signal from the first transmitter
  • the block 150-2 is a block for detecting only the signal from the second transmitter.
  • the interference extraction units 121-1 and 121-2 extract only overlapping interference from signals from other transmission apparatuses, and are canceled by the soft cancellation units 111-1 and 111-2, respectively.
  • the scheduling unit 106 determines a ratio of clipping a spectrum having a low channel gain frequency in the primary spectrum shaping and the secondary spectrum shaping shown in FIG. 6 according to the channel variation.
  • the method for determining the clipping ratio is the same as that in the first embodiment. However, in this case, since signals from other transmission apparatuses remain as interference, Expression (6) representing the reception signal-to-noise power ratio at the starting point in the transmission apparatus 1 is expressed by the following Expression (13).
  • u represents the index of the transmitting apparatus
  • U represents the total number of transmitting apparatuses multiplexed simultaneously.
  • the received signal-to-noise power ratio is calculated by equation (4).
  • ⁇ ′ u (k) is an equivalent channel gain obtained by extracting only the frequency overlapping with the signal from the transmitter 1 in the equivalent channel gain including the spectrum shaping effect of the signal of the u th transmitter. It is.
  • duplication not only duplication is allowed and multiplexing is performed, but also scheduling is simplified, and a large number of transmission devices can be accommodated with less frequency, and empty spectrum can be created by allowing duplication. Multiple devices can also be multiplexed.
  • FIG. 12 shows coding rates 1/8, 1/7, 1/6, 1/5, 1/4, 1/3, 1/2, 2/3, 3 when the error correction code is a convolutional code.
  • the input / output characteristics of the mutual information amount of the decoder in the case of / 4, 4/5, 5/6, 6/7, and 7/8 are shown.
  • 201 represents a decoder characteristic with a coding rate of 1/8
  • similarly 202 to 212 represent decoder characteristics with a coding rate in the above-described order.
  • the vertical axis represents the decoder input mutual information amount
  • the horizontal axis represents the decoder output mutual information amount. Since this input / output characteristic is uniquely determined by the structure of the code, each transmission opportunity is determined. It is not necessary to perform the calculation, and it may be stored in a memory or the like. In this way, the lower the coding rate, the more redundant bits, and the stronger the error correction, the lower the input mutual information amount necessary to achieve the same output mutual information amount. In this way, the clipping and the coding rate are optimized together by utilizing the fact that the characteristics are different at each coding rate.
  • FIG. 13 shows an example of an EXIT chart for optimization in the present embodiment.
  • the viewpoints of the transmission apparatus optimized in the first embodiment or the second embodiment are I 1 start (s ′) and I 2 start (s ′), and the end points are I 1 end (s ′) and I 2.
  • 301 is an input / output characteristic of the mutual information amount of the equalization unit obtained by connecting the start point and end point values optimized in the transmission apparatus 1 with a straight line
  • 302 is a start point and end point value optimized in the transmission apparatus 2.
  • the receiving apparatus performs processing for determining the clipping ratio and the coding rate by the scheduling unit 26 in FIG. 2 and the scheduling unit 106 in FIG. 7, and sends the coding information related to the determined coding rate to the transmitting device. (Propagation path information, clipping information) and the transmission path information generation unit / clipping information generation units 27 and 107 transmit the result.
  • the encoded information fed back from the receiving apparatus is received by the transmitting apparatus in FIG. 1, detected by an encoded information detecting unit (not shown), and encoded by the encoding unit 1 at the encoding rate of the encoded information. Turn into.
  • a convolutional code for example, an error correction code such as a turbo code or a low density parity check (LDPC: Low Density Parity Check) code may be used.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • a predetermined threshold is provided to set the input / output characteristics of the equalization unit.
  • a coding rate larger than the width and closest to the input / output characteristic of the equalization unit may be selected at the point where the input / output characteristic of the decoding unit is closest.

Abstract

　伝搬路に応じてスペクトル整形にクリッピングの割合を制御することで伝送特性を改善し、安定した伝送速度で通信を行うようにする。 　基地局装置よりフィードバックされた伝搬路情報を検出するための伝搬路情報検出部５により伝搬路特性が検出され、１次スペクトル整形部６により伝搬路特性に応じてエネルギーを配分する注水定理がＤＦＴ部４より得られた送信スペクトルに施される。基地局装置よりフィードバックされた２次スペクトル整形におけるクリッピング情報がクリッピング情報検出部７により検出され、２次スペクトル整形部８により２次スペクトル整形が行われる。このとき、２次スペクトル整形部８によるクリッピングの割合は、基地局装置のスケジューリング部２６において多重される全ての送信装置のクリッピングの割合を適応的に制御する。

Description

無線通信システム、送信装置、受信装置及び通信方法
　本発明は、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式などの周波数拡散された信号を用いて通信を行う無線通信システムにおいて、伝搬路に応じてスペクトル整形にクリッピングの割合を制御する無線通信システム、送信装置、受信装置及び通信方法に関する。
　近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行われており、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用することで各セルがシステムに割り当てられた帯域全体を利用可能な１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。
　下りリンク（基地局装置から移動局への通信）では、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに対して６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：64値直交振幅変調）やＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：2相位相変調）など受信状況に応じて異なる変調方式をかけて通信を行うＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成される無線リソースを複数の移動端末装置で柔軟に割り当てて通信を行うシステムである。
　この場合、ＯＦＤＭ信号を使用するため、非常にＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなることがあり、高いピーク電力が、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク（移動局から基地局装置への通信）における移動端末では致命的な問題となってしまう。そのため、上りリンクでは、ＰＡＰＲの低いシングルキャリア方式を基にした通信方式が望ましい。
　しかしながら、シングルキャリア方式を用いると、ＯＦＤＭＡ方式のような周波数軸で受信状況に応じた制御を行うことができないことから、伝送効率を向上させるために、システム帯域全体の受信状況を把握した上で、時間軸のシングルキャリア信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）などの時間周波数変換により周波数信号に変換し、周波数信号を受信状況の良好な一部の周波数帯域にマッピングするＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier - Frequency Division Multiple Access）方式がＬＴＥ（Long Term Evolution）と呼ばれる次世代のセルラシステムにおける上りリンクの伝送方式として採用されている。
　さらに、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式において、離散周波数で信号を制御可能にするために、時間周波数変換するためにブロック化された信号（以降、本明細書ではフレームと称する。）に対して無線伝搬路における遅延波の最大遅延時間以上の長さを有するフレーム後方の一部の波形を、フレームの先頭にＣＰ（Cyclic Prefix）として付加し、受信装置においてＣＰを除去することで、伝搬路における遅延波の影響を受信フレーム内で巡回させることができる。これにより、無線伝搬路におけるインパルス応答を等価的に巡回畳み込みと表現でき、ＤＦＴにより得られる離散周波数信号の値を独立に信号処理できるようになる。
　一般に、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式では無線伝搬路による歪みを補償する等化処理が必要であるが、先に述べたようにＣＰを用いて離散周波数での制御を可能とした場合、予め無線伝搬路のインパルス応答を把握した上で、その周波数応答の逆特性を周波数信号に乗積して送信する送信等化技術が挙げられる。この送信等化技術では、受信装置において信号の歪みが完全に補償されたものを受信信号とする目的で、伝搬路の利得の低い離散周波数に多くの電力を割り当て、利得の高い離散周波数に少ない電力を割り当てる。このため小型な端末が送信を行う上りリンクにおいては、エネルギー伝達の効率が低くなる。
　エネルギー伝達という観点から受信装置における受信エネルギーを最大にするスペクトル整形技術として、情報理論の分野などにおいて注水定理が広く知られている。図８に、注水定理の概念を示す。
　まず、同図（ａ）に示すように、全ての周波数に対して同じ電力で受信した場合に受信信号対雑音電力比が得られたとすると、受信信号対雑音電力比の高い周波数ほどエネルギーの伝達効率が高く、低い周波数ほどエネルギーの伝達効率が低いことが確認できる。
　次に、同図（ｂ）に示すように、受信信号対雑音電力比の逆数である受信雑音対信号電力比に変換し、このグラフに対して横軸と平行な直線Ｐを次の条件を満たすように設定する。この直線Ｐより下の領域であって、雑音信号電力比と直線Ｐとで囲まれた部分の面積（同図（ｂ）の斜線部）が送信電力Ｑとなるようにする。このとき、各周波数において直線と雑音信号電力比の差がその周波数における送信電力Ｑとなるため、同図（ｃ）のように各周波数に割り当てる送信電力を決定することができる。これは、同図（ｂ）の雑音信号電力比に対して上から送信電力に相当する量の水を注ぎ、溜まった水の深さを送信電力Ｑとして設定することが最適な送信電力配分であるから、注水定理と呼ばれる。
　注水定理を適用することにより、伝搬路の利得の高い周波数により多くのエネルギーを割り当てるとともに、利得の低い周波数にはより少ないエネルギーを割り当て、ひいては著しく利得の低い周波数には電力を割り当てない（図８（ｂ）の送信電力を割り当てない部分Ｒ）クリッピング処理が施される。この場合、エネルギーの観点からは受信エネルギーを最大化できるものの、伝搬路のインパルス応答のパス数（タップ数）が増加し、フレーム内の信号の干渉である符号間干渉を強調してしまうため、結果的に最大化した受信エネルギーを活用できないという問題点がある。
　これに対し、ターボ等化に代表される優れた干渉抑圧機能を有した非線形繰り返し等化は、誤り訂正符号化を前提とし、伝搬路による歪みを除去して送信ビットの信頼性を改善する等化と、誤り訂正処理により送信ビットの信頼性を向上させる復号とにより、信頼性を改善し、この改善した信頼性情報を事前情報として等化-復号器間で相互に受け渡し、それを繰り返すことで注水定理によるスペクトル整形がなされた信号に対しても完全な等化が実現される。
　ここで、ターボ等化技術を用いたスペクトル整形技術は、繰り返し処理が収束すれば、スペクトル整形と無線伝搬路による符号間干渉をターボ等化により完全に抑圧することができるとともに、時間軸上に拡がった遅延波成分を合成でき、注水定理により最大化された受信エネルギーを有効に活用できる（例えば、非特許文献２）。ここで、繰り返し処理の収束状態とは、等化による信頼性の向上と復号による信頼性の向上が途中で止まることなく完全に送信ビットの情報を把握できる状態のことを言う。
　このようなスペクトル整形技術を複数の送信装置で上りリンクで使用する場合、一次スペクトル整形として注水定理によるスペクトル整形を行う。このとき、同一時刻・同一周波数帯を用いて送信すると、一部のスペクトルが重複してしまうので、１次スペクトル整形によりクリッピングされていない周波数（スペクトル）の一部を他の送信装置で伝送に使用するという前提でクリッピングを行い、その分の電力を伝送に使用する周波数に再配分する。このことで送信ビットレートを落とさずに送信装置の信号を多重することができる（例えば、非特許文献３）。
　図９に、２つの送信装置が基地局と通信する場合のクリッピングによるスペクトル整形の概念を示す。同図（ａ）は受信エネルギーを最大化するような１次スペクトル整形、（ｂ）は複数の送信装置からの信号を多重するための２次スペクトル整形の概念の一例を示している。
　まず、同図（ａ）において、各送信装置は受信エネルギーを最大化できる注水定理に基づいてスペクトル整形を行う（重複するスペクトルＢ１０１）。次に、同図（ｂ）において２次スペクトル整形としてスペクトルの一部をクリッピングすることで（クリッピングされたスペクトルＣ１０１）、送信装置間の信号が重複しないように多重することができる。この２次スペクトル整形におけるクリッピングは、基地局装置から通知されたスペクトルに対して行われる。基地局では、送信装置間で重複している離散周波数のうち最も伝搬路の利得の高いものから交互に伝送に使用する周波数として選定し（ユーザ同士のスペクトル重複を避けるように），所定の帯域を確保した後，残りの周波数をクリッピングしていくスケジューリングを行い、そのスケジューリング結果を各送信装置に通知する。このように、送信装置の信号を周波数で多重する際，あるユーザにとって伝搬状況の良好な周波数を用いて伝送に使用することができないため、最適である注水定理に対してさらなるスペクトル整形を行うことになり、準最適なスペクトル整形と信号の周波数多重の両方を実現するものであると考えることができる。
　次に、非線形繰り返し等化による信号の分離・検出が完全な場合の収束状態について、収束しない場合も存在するが、その振る舞いは外部情報交換（ＥＸＩＴ：EXtrinsic Information Transfer）解析により視覚的に行うことができることが知られている。図１０に解析モデルのブロック図、図１１（ａ）に収束状態、図１１（ｂ）に非収束状態の一例を示す。まず、図１０において、解析モデルは等化器１１０１と復号器１１０２から構成されており、改善した信頼性を相互に受け渡すモデルとなる。このとき、等化器１１０１に関しては、等化処理には受信信号と伝搬路特性、平均受信信号対雑音電力比と復号器１１０２より得られた信頼性が必要となる。一方、復号器１１０２に関しては、等化器１１０１より得られた送信ビットの信頼性が入力され、誤り訂正処理が施されることにより改善した信頼性が出力される。
　ＥＸＩＴ解析では、相互に改善した送信ビットの信頼性を定量的に表現するために、相互情報量（ＭＩ：Mutual Information）の入出力特性で図示する。まず、ターボ等化技術において、相互に受け渡されるのは、送信ビットが１である確率と０である確率の比に対して自然対数（底がｅ（ネピア数）の対数）をとった送信ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）である。ここで、ＬＬＲから得られる送信ビットに関するＭＩは、０から１に拘束されており、０の場合には全く送信ビットに関する情報が得られていないこと、１の場合には完全に送信ビットに関する情報が得られていることを表している。
　これを等化器１１０１と復号器１１０２の入出力特性として示したものが図１１（ａ）、（ｂ）である。これらの図において、横軸が等化器の入力ＭＩ、縦軸が等化器の出力ＭＩを表している。これは、ターボ等化においては等化器出力ＭＩが復号器の入力ＭＩとなることから、復号器の入出力ＭＩ特性は等化器の入出力ＭＩ特性と同一グラフ内で軸が逆になることも意味している。
　まず、図１１（ａ）は繰り返し処理の収束状態を表しており、Ｌ１１０１が等化器の入出力特性、Ｌ１１０２が復号器の入出力特性を示している。同図において、最初は事前情報がないため、原点からスタートし、Ａ１１０１のように等化処理によりＭＩが得られる。次に、等化処理により得られたＭＩが復号器の入力ＭＩとなるため、Ａ１１０２のように横に進み誤り訂正による改善が得られる。同様に、Ａ１１０３、Ａ１１０４の順で軌跡を引くと、それぞれの入出力特性が交わることがないため、最終的に復号器出力ＭＩで１が得られ、完全に送信ビットを把握できる。一方、図１１（ｂ）はそれぞれの入出力特性が交わってしまい、軌跡を引くと交点で改善されなくなってしまう。この状態をスタックといい、ターボ原理に基づき何回繰り返しても検出誤りがなくならず、繰り返し処理が非収束状態となる。
　この原因は時々刻々と変化する伝搬路が原因であり、これに対応する目的で収束状態となる変調方式と誤り訂正符号の符号化率の組み合わせの中で最も多くの情報ビットを伝送できる変調方式と符号化率の組み合わせを適応的に選択する適応符号化変調方式も既に提案されている（例えば、非特許文献４）。
3GPP TR 25.814 V.7.1.0,"Physical layer aspects for evolved Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) Release 7," Sept. 2006. 岡田、衣斐、三瓶、"ターボ等化に対する周波数クリッピングによるスペクトル整形の提案、"電子情報通信学会技術報告、無線通信システム研究会、RCS2006-258、２００７年３月。 A. Okada, S.Ibi and S. Sampei, " Spectrum Shaping Technique Combined with SC/MMSE Turbo Equalizer for High Spectral Efficient Broadband Wireless Access Systems," ICSPCS2007, Gold Coast, Australia, Dec. 2007. S. IBI, T. Matsumoto, R. Thoma, S. Sampei, and N. Morinaga, "EXIT Chart-Aided Adaptive Coding for MMSE Turbo Equalization with Multilevel BICM infrequency Selective MIMO Channels," IEEE Trans. VT，Vol. 56，No. 6，pp. 3749-3756. Nov. 2007.
　しかしながら、適応符号化変調方式はフレーム毎に伝送されるビット数が変化する方式であり、特に劣悪な伝搬路状況となった場合には伝送可能な情報量が少なくなるため、伝送レートが不安定となるという問題があった。
　さらに、複数の送信装置の信号を多重する場合にはクリッピングにより周波数で多重できるよう整形するか、ユーザ間干渉として重複を許容させるかになるが、いずれの手法も非収束状態に近づく処理であり、特に、重複を許容する場合にはユーザ間干渉が不完全となることで全ての送信装置からの信号の検出精度が劣化するという問題があった。
　本発明は、このような事情を鑑みてなされたもので、その目的は伝搬路に応じてスペクトル整形にクリッピングの割合を制御することで伝送特性を改善し、安定した伝送速度で通信を行う無線通信システム、送信装置、受信装置及び通信方法を提供することである。
　本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置と、を具備する無線通信システムであって、
　前記受信装置は、前記送信信号に基づいて、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報及び該伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、前記送信装置は、フィードバックされた前記伝送路情報及び前記クリッピング情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする。
　また、本発明は、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置と、を具備する無線通信システムであって、
　前記受信装置は、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報、該伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報及びその符号化率に関する符号化情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、前記送信装置は、フィードバックされた前記伝送路情報、前記クリッピング情報及び符号化情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御し、前記クリッピングの割合に応じて前記送信装置における誤り訂正符号の符号化率を制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述のいずれかの無線通信システムであって、前記送信装置は、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングによりスペクトルを重複させないことを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述のいずれかの無線通信システムであって、前記送信装置は、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングにより一部のスペクトルを重複させることを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述のいずれかの無線通信システムであって、前記送信装置は、前記伝搬路特性情報に基づいて受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、前記クリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、を具備し、
　前記受信装置は、前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路特性に基づいて各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定したクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、を具備することを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記送信装置は、前記符号化情報に基づいて送信信号を符号化する符号化部と、前記伝搬路特性情報に基づいて受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、前記クリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、を具備し、
　前記受信装置は、前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路特性に基づいて、受信した信号の誤り訂正符号の符号化率と、その符号化率による各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定した符号化率に関する符号化情報及びクリッピング割合に関するクリッピング情報とを生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、を具備することを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記スケジューリング部は、符号化率による前記復号部の復号特性に応じて符号化率を決定することを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述のいずれかの無線通信システムであって、前記スケジューリング部は、前記クリッピングの割合を、前記等化部の入出力特性の相互情報量により算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定することを特徴とする。
　また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記スケジューリング部は、少なくとも２つの送信装置と少なくとも１つの受信装置間の等化特性のうち、第一の送信装置との間の第一の等化特性と第二の送信装置との間の第二の等化特性において、第一の等化特性と第二の等化特性を用いて相互情報量の差をとり、差異が正であれば、第二の送信装置のクリッピング割合を大きくするか、または第一の送信装置のクリッピング割合を小さくし、差異が負であれば、第二の送信装置のクリッピング割合を小さくするか、または第一の送信装置のクリッピング割合を大きくすることを特徴とする。
　また、本発明は、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して受信装置に送信する複数の送信装置であって、
　前記受信装置からフィードバックされた前記送信装置と前記受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報により受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、前記受信装置からフィードバックされた伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、を具備し、前記スペクトル整形を、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に施し、周波数で多重することを特徴とする。
　また、本発明は、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して受信装置に送信する複数の送信装置であって、
　前記受信装置からフィードバックされた前記送信装置と前記受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報に基づいて、受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、前記受信装置からフィードバックされた前記伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報に基づいて、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、を具備し、前記スペクトル整形を、前記スペクトル整形を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性と符号化率に応じて適応的に施し、周波数で多重することを特徴とする。
　また、本発明は、受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部とを具備して、周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、
　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路特性に基づいて各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定したクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、を具備することを特徴とする。
　また、本発明は、受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部とを具備して、周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、
　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路特性に基づいて、受信した信号の誤り訂正符号の符号化率と、その符号化率による各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定した符号化率に関する符号化情報及びクリッピング割合に関するクリッピング情報とを生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、を具備することを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、上述のいずれかの受信装置であって、前記スケジューリング部は、前記クリッピングの割合を、前記伝搬路特性から算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定することを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、前記スケジューリング部は、伝搬路特性とクリッピングの割合の初期値から算出されるＥＸＩＴチャートの初期状態における相互情報量の差異を計算し、その差異が正かどうかを判断する手段と、差異が正であれば、クリッピングの割合を増加させ、差異が負であれば、クリッピングの割合を減少させる手段と、決定された次の状態のクリッピングの割合の組み合わせに対し、変移前の状態における相互情報量の差異と、変移後の状態における相互情報量の差異を設定して、その大きさを比較する手段と、もし変移前の状態における相互情報量の差異の方が小さい場合は、変移前の状態を最適なクリッピングの割合として設定し、一方、変移後の状態における相互情報量の差異の方が大きい場合には、変移後の状態を変移前の状態として、再び相互情報量の差異を判断して処理を繰り返す手段と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明は、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムの通信方法であって、
　前記受信装置により、前記送信信号に基づいて、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報及び該伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、前記送信装置により、フィードバックされた前記伝送路情報及び前記クリッピング情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする。
　又、本発明は、送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムの通信方法であって、
　前記受信装置により、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報、該伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報及びその符号化率に関する符号化情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、前記送信装置により、フィードバックされた前記伝送路情報、前記クリッピング情報及び符号化情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御し、前記クリッピングの割合に応じて前記送信装置における誤り訂正符号の符号化率を制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする。
　また、本発明の通信方法は、上述のいずれかの通信方法であって、前記送信装置により、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングによりスペクトルを重複させないことを特徴とする。
　また、本発明の通信方法は、上述のいずれかの通信方法であって、前記送信装置により、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングにより一部のスペクトルを重複させることを特徴とする。
　また、本発明の通信方法は、上述のいずれかの通信方法であって、前記クリッピングの割合は、伝搬路特性から算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定されることを特徴とする。
　また、本発明の通信方法は、上述の通信方法であって、前記クリッピングの割合は、前記伝搬路特性とクリッピングの割合の初期値からから算出されるＥＸＩＴチャートを用いて初期状態における相互情報量の差異を計算し、その差異が正かどうかを判断するステップと、差異が正であれば、クリッピングの割合を増加させ、差異が負であれば、クリッピングの割合を減少させるステップと、決定された次の状態のクリッピングの割合の組み合わせに対し、変移前の状態における相互情報量の差異と、変移後の状態における相互情報量の差異を設定して、その大きさを比較するステップと、変移前の状態における相互情報量の差異の方が小さい場合は、変移前の状態を最適なクリッピングの割合として設定し、一方、変移後の状態における相互情報量の差異の方が大きい場合には、変移後の状態を変移前の状態として、再び相互情報量の差異を判断するステップに戻るステップと、を備えることを特徴とする。
　この発明によれば、時々刻々と変化する伝搬路に応じてクリッピングの割合を増加させるか、クリッピングされていた周波数を伝送に割り当てることでクリッピングの割合を減少させることで繰り返し制御の収束状態を確保でき、エネルギーの伝達量を大きくしながら安定した伝送レートで情報を伝送することができる。
　この発明によれば、スペクトルの一部を重複させることができるため、より受信状況の良好な周波数を用いて伝送を可能とするだけでなく、重複させることにより、より少ない周波数資源で多くの情報を伝送することができる。
本発明に係る送信装置の第１の実施形態を示すブロック図である。 本発明に係る受信装置の第１の実施形態を示すブロック図である。 等化器と復号器の入出力特性を示す図であり、（ａ）は２次スペクトル整形で５０％の割合でスペクトルがクリッピングされた場合の各送信装置の受信信号におけるＥＸＩＴチャートの例を示し、（ｂ）はクリッピングの割合を送信装置１の信号と送信装置２の信号で変更し、最適なクリッピングの割合にした場合の受信信号におけるＥＸＩＴチャートの例を示す。 ＥＸＩＴチャートを用いたクリッピングの割合の設定法の概念を示す図である。 処理のフローチャートである。 各送信装置の信号の重複を許容する場合のスペクトル整形の概念を示す図であり、（ａ）は１次スペクトル整形の概念を示し、（ｂ）は２次スペクトル整形の概念を示す。 本発明に係る受信装置の第２の実施形態を示すブロック図である。 注水定理の概念を示す説明図である。 ２つの送信装置が基地局と通信する場合のクリッピングによるスペクトル整形の概念を示す説明図である。 外部情報交換解析モデルのブロック図である。 等化器と復号器の入出力特性を示す図であり、（ａ）は非線形繰り返し等化による信号の分離・検出が完全な場合の収束状態の一例を示し、（ｂ）は非収束状態の一例を示す。 誤り訂正符号が畳み込み符号である場合の各符号化率における復号器の相互情報量の入出力特性を示す図である。 第３の実施形態における最適化するためのＥＸＩＴチャートの一例を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
　以下の実施形態では、多重される送信装置数を２として説明する。以下に示す実施形態においては、特に断りのない限り、一般的に言われる移動局から基地局への通信である上りリンクでの通信を対象としているが、本発明の対象とする通信は、これに限定されない。なお、移動局は前述の送信装置を表している。また、干渉抑圧機能を有する非線形繰り返し等化技術として周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥ（Soft Canceller with Minimum Mean Square Error）ターボ等化を用いるものとするが、干渉抑圧機能を有する非線形繰り返し等化であれば本質的に同一であるため、これに限定されない。
［第１の実施形態］
　第１の実施形態として、重複を許容せずにスペクトルをクリッピングさせる割合を適応的に制御する場合について説明する。図１に送信装置（移動局装置）の一例を示す。送信装置は、符号部１、インターリーバ２、変調部３、ＤＦＴ部４、伝搬路情報検出部５、１次スペクトル整形部６、クリッピング情報検出部７、２次スペクトル整形部８、ＩＤＦＴ（Inverse ＤＦＴ）部９、パイロット信号生成部１０、パイロット信号多重部１１、ＣＰ挿入部１２、無線部１３、送信アンテナ１４から構成されている。
　まず、情報ビットは、符号部１において誤り訂正符号化され、得られた符号ビットは、インターリーバ２において並び替えられる。インターリーバが施された符号ビットに対して変調部３において変調がなされ、ＤＦＴ部４により周波数信号に変換される。一方、基地局装置（受信装置）よりフィードバックされた伝搬路特性に関する情報（伝搬路情報）を検出するための伝搬路情報検出部５により伝搬路特性が検出され、１次スペクトル整形部６により伝搬路特性に応じてエネルギーを配分する注水定理がＤＦＴ部４より得られた送信スペクトルに施される。
　次に、基地局装置よりフィードバックされた基地局装置のスケジューリングにより決定された２次スペクトル整形におけるクリッピング情報がクリッピング情報検出部７により検出され、２次スペクトル整形部８により２次スペクトル整形が行われる。その後、ＩＤＦＴ部９により時間信号に再度変換される。次に、パイロット信号生成部１０により伝搬路特性を推定するためのパイロット信号が生成され、パイロット信号多重部１１によりＩＤＦＴ部９より出力された時間信号と多重される。その後、多重された送信信号はＣＰ挿入部１２によりＣＰが付加され、無線部１３により無線周波数にアップコンバートされ、送信アンテナ１４より送信される。これは各送信装置とも同じである。なお、ここでは１次スペクトル整形部６において注水定理の場合で説明したが、受信エネルギーが大きくなるような整形も本質的には同一の技術であるため、注水定理に限定されない。
　図２に、受信装置の一例を示す。受信装置は、受信アンテナ２１、無線部２２、ＣＰ除去部２３、パイロット分離部２４、第１の伝搬路推定部２５－１、第２の伝搬路推定部２５－２、スケジューリング部２６、伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部２７、バッファ２８、第１のＤＦＴ部２９、スペクトル抽出部３０、ソフトキャンセル部３１－１、３１－２、等化部３２－１、３２－２、ＩＤＦＴ部３３－１、３３－２、復調部３４－１、３４－２、デインターリーバ３５－１，３５－２、復号部３６－１、３６－２、インターリーバ３７－１、３７－２、ソフトレプリカ生成部３８－１、３８－２、第２のＤＦＴ部３９－１、３９－２、等価伝搬路乗算部４０－１、４０－２、判定部４１－１、４１－２から構成される。ここで、５０－１のブロックは１番目の送信装置からの信号のみを検出するためのブロック、５０－２のブロックは２番目の送信装置からの信号のみを検出するためのブロックである。
　受信装置では、２つの送信装置から送信された受信信号は受信アンテナ２１で同時に受信され、無線部２２において無線周波数からベースバンドにダウンコンバートされる。次に、ＣＰ除去部２３においてＣＰを除去され、パイロット分離部２４に入力される。パイロット分離部２４では、受信信号から各送信装置からのパイロット信号とデータ信号が分離され、分離されたパイロット信号は第１の伝搬路推定部２５－１と第２の伝搬路推定部２５－２においてそれぞれの送信装置から受信装置までの伝搬路の周波数応答を推定する。スケジューリング部２６において、伝搬路推定部２５－１、２５－２の推定値に基づいて注水定理と各送信装置におけるクリッピングの割合を決定し、伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部２７において、伝搬路特性に関する情報とクリッピングの割合に関する情報を生成し、各送信装置にフィードバックするための信号に変換し、送信装置に送信する。同時に、伝搬路特性に関する情報とクリッピングの割合に関する情報は、次のフレームの信号を検出する際に利用するため、バッファ２８に保存しておく。
　ここで、注水定理による電力配分とクリッピングの方法について説明する。ｕ番目の送信装置におけるｋ番目の離散周波数に割り当てられる送信電力は、式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、ｍｕ（ｋ）はｋ番目の離散周波数に割り当てられる実数の送信電力、Ｎ０は雑音電力密度、Ξｕ（ｋ）はｋ番目の離散周波数における伝搬路の複素利得、Ξ＊ ｕ（ｋ）はΞｕ（ｋ）の複素共役である。また、ξは総送信電力で決まる伝送に用いる全離散周波数共通の値であり、（ｘ）＋はｘが０より小さい場合には０を出力し、０以上の場合にはｘを出力するクリッピング演算子である。なお、ここでは注水定理に基づくものを示しているが、受信エネルギーが大きくなるよう受信状況の良好なスペクトルほど大きな電力を割り当てるという処理であれば本質的には同一であるため、１次スペクトル制御は注水定理に限定されない。
　このように求められた各周波数の送信電力に対して、さらに２次スペクトル整形部において、各送信装置間で重複しないようにさらなるクリッピングが施される。ここで、クリッピングは、重複している離散周波数のうち最も伝搬路の利得の小さいものから交互にクリッピングしていく。このスペクトル整形処理により施される周波数信号に対する利得は、基地局装置においては伝搬路による利得とみなして受信処理を行う。このとき、クリッピングされた離散周波数の信号に対しては伝搬路の利得をゼロとみなす。
　一方で、パイロット分離部２４で分離されたデータ信号は、第１のＤＦＴ部２９において周波数信号に変換され、スペクトル抽出部３０においてバッファ２８に保存されていた前のフレームにおけるクリッピングの割合に関する情報を用いて各送信装置からの信号を分離する。分離された各送信装置からの信号はそれぞれ、ソフトキャンセル部３１－１、３１－２に入力され、後述する等価伝搬路乗算部４０－１、４０－２より出力された受信信号レプリカをキャンセルする。ただし、１回目では受信信号レプリカが得られていないので、何もキャンセルされない。
　次に、ソフトキャンセル部３１－１、３１－２より出力されたそれぞれの信号は等化部３２－１、３２－２において周波数領域の等化が施され、等化後の受信信号が出力される。その後、ＩＤＦＴ部３３－１、３３－２においてそれぞれの等化後の信号は時間領域に変換され、復調部３４－１、３４－２に入力され、符号ビットのＬＬＲに分解される。得られたＬＬＲは、デインターリーバ３５－１、３５－２により符号ビットのＬＬＲの並びが元に戻され、復号部３６－１、３６－２により誤り訂正処理が施され、信頼性の高まったＬＬＲが出力される。出力されたＬＬＲは、再びインターリーバ３７－１、３７－２によりＬＬＲが並び変えられ、ソフトレプリカ生成部３８－１、３８－２により信頼度に比例した振幅を有する送信信号のレプリカが生成される。ここで、変調方式を四相位相変調（ＱＰＳＫ：Quaternary Phase Shift Keying）とし、ＱＰＳＫシンボルを構成する符号ビットの１ビット目、２ビット目のＬＬＲをそれぞれλ１、λ２とすると、ソフトレプリカｓｓｏｆｔは式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、ｊはｊ２＝－１を満たす虚数単位である。
　次に、式（２）のように得られたソフトレプリカは、等化後の受信信号の算出に必要であることから等化部３２－１、３２－２に入力されるとともに、ソフトキャンセルのために第２のＤＦＴ部３９－１、３９－２にそれぞれ入力される。次に、等価伝搬路乗算部４０－１、４０－２によりスペクトル整形まで含めた送信信号に対する利得を等価伝搬路と定義し、その利得を乗積することで受信信号レプリカを生成する。送信装置側でのスペクトル整形による利得も伝搬路とみなした等価伝搬路の利得は、例えば、送信装置１の場合式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、η１（ｋ）は複素数で表されるｋ番目の離散周波数における等価伝搬路利得、ｍ１（ｋ）は式（１）で算出されたｋ番目の離散周波数におけるスペクトル整形の利得、Ξ１（ｋ）はｋ番目の離散周波数における複素数の伝搬路利得である。
　等価伝搬路乗算部４０－１、４０－２では、式（３）で表される等価伝搬路利得を周波数軸の送信信号レプリカに乗積し、再びソフトキャンセル部３１－１、３１－２に入力し、繰り返す。この処理を所定の回数もしくは誤りがなくなるまで繰り返し、最後に判定部４１－１、４１－２により情報ビットの判定を行う。このように、スペクトル整形により発生する符号間干渉までも含めて伝搬路による符号間干渉とみなして抑圧し、情報ビットを高いエネルギーで検出でき、クリッピングにより欠落したスペクトルも再生することができる。
　ここで、先述したスケジューリング部２６における２次スペクトル整形の手法について述べる。スケジューリング部２６では、一次スペクトル整形を施した時に重複するスペクトルを他のどの送信装置も使用していない周波数を使用するよう変更するが、このときに時々刻々と変換する伝搬路は送信装置毎に独立であるから、均一に各送信装置の信号をクリッピングするのではなく、全送信装置の収束状態を保つようにクリッピングの割合を送信端末ごとに適応的にすることが重要である。これを実現する手法としてＥＸＩＴチャートを使用する。
　図３に、送信端末数が２の場合に均一にクリッピングした場合の例を示す。同図（ａ）は、従来技術として示した１次スペクトル整形（注水定理）によるクリッピングまで含めて２次スペクトル整形で５０％の割合でスペクトルがクリッピングされた場合の各送信装置の受信信号におけるＥＸＩＴチャートの例を示している。Ｌ３１は送信装置１の信号を検出する等化部３２－１のＭＩの入出力特性、Ｌ３２は送信装置２の信号を検出する等化部３２－２のＭＩの入出力特性、Ｌ３３は復号部３６－１、３６－２におけるＭＩの入出力特性を示している。同図では、送信装置２から基地局装置までの伝搬路の状態が悪いにも関わらずクリッピングを施したためＬ３２は非収束状態になっているにもかかわらず、Ｌ３１は復号部３６－１、３６－２の特性に対して距離があり、誤り訂正符号の伝送レートに対して，伝搬路のサポート可能な容量に冗長があることを意味している。
　同図（ｂ）は、クリッピングの割合を送信装置１の信号と送信装置２の信号で変更し、最適なクリッピングの割合にした場合を示している。Ｌ３４は送信装置１の信号を検出する等化部３２－１のＭＩの入出力特性、Ｌ３５は送信装置２の信号を検出する等化部３２－２のＭＩの入出力特性、Ｌ３６は復号部３６－１、３６－２におけるＭＩの入出力特性を示しており、Ｌ３３と同じものである。この場合、送信装置２に関してはあまりクリッピングを施さず、クリッピングする割合を減らす。一方、送信装置１からの信号は余裕があることからクリッピングの割合を５０％よりも多くする。こうすることにより各送信装置における等化部のＭＩの入出力特性の差異を小さくし、収束状態を保ちやすいように制御する。
　次に、スケジューリング部２６におけるクリッピングの割合の設定法について説明する。図４に、ＥＸＩＴチャートを用いたクリッピングの割合の設定法の概念を示す。まず、初期状態をどちらもクリッピングの割合が５０％であるものとする（状態ｓ）。Ｌ４１は初期状態ｓにおける送信装置１の信号検出のための等化器３２－１のＭＩの入出力特性、Ｌ４２は送信装置２の信号検出のための等化器３２－２のＭＩの入出力特性、Ｌ４３は復号器３６－１、３６－２のＭＩの入出力特性を表しており、Ｌ３１、Ｌ３２、Ｌ３３とそれぞれ同一である。このとき、始点（横軸が０のときの出力ＭＩ）と終点（横軸が１のときの出力ＭＩ）の値を計算し、その差ΔＩｓｔａｒｔ、ΔＩｅｎｄが最小なものを最適とする。まず、初期状態σにおける送信装置１、２それぞれの信号を検出するための等化部出力ＭＩをＩ１ ｓｔａｒｔ（ｓ）、Ｉ２ ｓｔａｒｔ（ｓ）とし、終点をＩ１ ｅｎｄ（ｓ）、Ｉ２ ｅｎｄ（ｓ）とする。送信装置１の始点および終点における等化器出力の受信信号対雑音電力比は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）、式（５）において、γ１ ｓｔａｒｔ、γ１ ｅｎｄはそれぞれ次式で表される送信装置１における実数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（４）、式（５）のように計算した受信信号対雑音電力比を用いて、始点と終点の出力ＭＩは、ＱＰＳＫの場合には次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ただし、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３はそれぞれＨ１＝０．３０７３、Ｈ２＝０．８９３５、Ｈ３＝１．１０６４である。また、式（８）、式（９）はＢＰＳＫもしくはＱＰＳＫの場合で適用可能であり、他の多値変調方式の場合には４ＳＮＲ１ ｓｔａｒｔ、４ＳＮＲ１ ｅｎｄの定数倍４が変調方式により異なる。例えば、マルチレイヤのＱＰＳＫとして構成されるＭＬ－ＢＩＣＭ（Multi-Level Bit Interleaved Coded Modulation）を用いた１６ＱＡＭの場合、式（８）、式（９）はレイヤ１においては３．２、レイヤ２においては０．８となる。　
　式（８）、式（９）を用いて始点と終点のＭＩを送信装置毎に算出する。次に、初期状態ｓにおけるΔＩｓｔａｒｔ（ｓ）およびΔＩｅｎｄ（ｓ）を、式（１０）、式（１１）で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　このように計算した差を用いて式（１２）で表される指標を考える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（１２）は、初期状態ｓにおいて、式（１０）、式（１１）で表される送信装置１の信号検出のための等化部出力から送信装置２の信号検出のための等化部出力の差の和を表している。この値が正であれば送信装置１の信号検出のための等化部３２－１の特性の方が図４の上にある割合が高いことを意味し、負であれば送信装置２の信号検出のための等化部３２－２の方が図４の場合には上に位置する割合が高い。したがって、この値が正であれば送信装置１の信号のクリッピングの割合を増加させ、送信装置２の信号のクリッピングの割合を減少させる。一方で、負であればその逆を行う。
　ここで、割合を変更する際の始点と終点を計算する際、例えば、１次スペクトル整形の時点でのスペクトル整形を記憶しておき、それに対してクリッピングを暫定的に行い、始点と終点を計算する。例えば、両送信装置の信号がともに５０％クリッピングされる場合、重複しているスペクトルの中から受信状況の悪い方から交互にクリッピングする。また、６０％と４０％と各送信端末の信号に対するクリッピングの割合が異なる場合には、４０％のクリッピングまでは交互に行い、６０％をクリッピングしなければならない送信装置は残りの重複しているスペクトルを全てクリッピングする。なお、１次スペクトル整形で両方の送信装置が同じ周波数をクリッピングした場合、厳密に設定された割合通りに結果的にならない場合があるが、重複してはならないという前提であるため構わない。
　以上の式（４）以降の処理を繰り返し、最もΔＩが前のクリッピングの割合のΔＩより大きくなった時点で、１つ前のクリッピングの割合を最適なクリッピングの割合とする。ここで、クリッピングの割合の増減に関しては、離散周波数ごとに変更しても構わないが、ＤＦＴポイント数が多くなると煩雑になるため、表１のような割合の組み合わせを予めＬＵＴ（Look Up Table）として設定しておき、式（１２）の値に応じて変移させてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000009
　例えば、表１を用いる場合、ΔＩが正の場合には＋（プラス）の方向に１つ変移させ、負の場合には－（マイナス）の方向に１つ変移させる。これを繰り返し、変移後のΔＩ（ｓ＋ｎ）が前の状態のΔＩ（ｓ＋ｐ）より大きくなった時点で前の状態ｓ＋ｐのクリッピングの割合を最適にする。このように、時々刻々と変化する伝搬路変動に応じて最も各送信装置の信号検出のための等化部のＭＩの入出力特性の差異が小さくなるように制御することで、収束状態を保ちやすくし、安定的にデータを伝送することができる。
　以上のスケジューリング部２６の処理のフローチャートを図５に示す。まず、ステップＳ１において初期状態ｓにおける相互情報量の差異ΔＩ（ｓ）を計算し、ステップＳ２においてそれが正かどうかを判断する。ΔＩ（ｓ）が正であればステップＳ３において表１の＋（プラス）の方向へ１つ変移させ、負であればステップＳ４において－（マイナス）の方向へ変移させる。このようにして決定された次の状態のクリッピングの割合の組み合わせに対し、ステップＳ５において変移前の状態ｓ＋ｐにおけるΔＩ（ｓ＋ｐ）と変移後の状態ｓ＋ｎにおけるΔＩ（ｓ＋ｎ）を設定し、ステップＳ６においてその大きさを比較する。もし変移前の状態におけるΔＩ（ｓ＋ｐ）の方が小さい場合は、差異が大きくなり始めたと考えることができるため、変移前の状態ΔＩ（ｓ＋ｐ）の状態を最適なクリッピングの割合として設定する。一方、ΔＩ（ｓ＋ｐ）の方が大きい場合にはまだ等化器のＭＩの入出力特性の差異を小さくできる可能性があるため、ｓをｓ＋ｎと置き換えてステップＳ２に戻り、繰り返す。
　このように、時々刻々と変化する伝搬路に対して適応的に収束状態を維持するようクリッピングの割合を制御することで、安定的な伝送レートを達成することができる。
　［第２の実施形態］
　第１の実施形態では、重複させることを許容せず、周波数軸上で全送信装置からの信号を直交させる場合について説明したが、干渉抑圧機能を受信装置（基地局装置）が有しているので、例え重複させたとしても、重複しているスペクトルに対して各送信装置の信号における符号間干渉成分を検出するキャンセラに対して他の送信装置からの信号までも入力し、一括してキャンセルすれば信号を完全に分離することができる。
　図６に、各送信装置の信号の重複を許容する場合の１次スペクトル整形、２次スペクトル整形の概念を示す。同図（ａ）は１次スペクトル整形の概念を示しており（重複するスペクトルＢ１）、第１の実施形態と同じ注水定理に基づく制御であるため、説明を省略する。同図（ｂ）は、２次スペクトル整形の概念を示しており、重複が許容されるため（重複するスペクトルＢ２）、伝搬路の状態が悪いものから順番にある割合でクリッピングを行う（クリッピングされたスペクトルＣ１）。そのため、図中に示されるように一部のスペクトルの重複は残るが、受信装置（基地局装置）は両送信装置からの信号を復調してもよいため、干渉抑圧の際に符号間干渉だけでなく送信装置間の信号の干渉も一括して抑圧すれば完全に信号を分離でき、この手法の方が最終的な伝送特性は最大限得られることになる。
　図７に、受信装置（基地局装置）の一例を示す。受信装置は、受信アンテナ１０１、無線部１０２、ＣＰ除去部１０３、パイロット分離部１０４、第１の伝搬路推定部１０５－１、第２の伝搬路推定部１０５－２、スケジューリング部１０６、伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部１０７、バッファ１０８、第１のＤＦＴ部１０９、スペクトル抽出部１１０、ソフトキャンセル部１１１－１、１１１－２、等化部１１２－１、１１２－２、ＩＤＦＴ１１３－１、１１３－２、復調部１１４－１、１１４－２、デインターリーバ１１５－１、１１５－２、復号部１１６－１、１１６－２、インターリーバ１１７－１、１１７－２、ソフトレプリカ生成部１１８－１、１１８－２、第２のＤＦＴ部１１９－１、１１９－２、等価伝搬路乗算部１２０－１、１２０－２、干渉抽出部１２１－１、１２１－２、判定部１２２－１、１２２－２から構成される。受信アンテナ１０１、無線部１０２、ＣＰ除去部１０３、パイロット分離部１０４、第１の伝搬路推定部１０５－１、第２の伝搬路推定部１０５－２、スケジューリング部１０６、伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部１０７、バッファ１０８、第１のＤＦＴ部１０９、スペクトル抽出部１１０、ソフトキャンセル部１１１－１、１１１－２、等化部１１２－１、１１２－２、ＩＤＦＴ部１１３－１、１１３－２、復調部１１４－１、１１４－２、デインターリーバ１１５－１、１１５－２、復号部１１６－１、１１６－２、インターリーバ１１７－１、１１７－２、ソフトレプリカ生成部１１８－１、１１８－２、第２のＤＦＴ部１１９－１、１１９－２、等価伝搬路乗算部１２０－１、１２０－２、判定部１２２－１、１２２－２は、第１の実施形態における図２と同一名称のブロックの機能と同一であるため、説明を省略する。また、１５０－１のブロックは１番目の送信装置からの信号のみを検出するためのブロック、１５０－２のブロックは２番目の送信装置からの信号のみを検出するためのブロックである。干渉抽出部１２１－１、１２１－２では、前述したように他の送信装置からの信号から重複している干渉だけを抽出し、ソフトキャンセル部１１１－１、１１１－２によりそれぞれキャンセルされる。
　スケジューリング部１０６では、図６に示した１次スペクトル整形と２次スペクトル整形において伝搬路利得の低い周波数のスペクトルを伝搬路の変動に応じてクリッピングする割合を決定する。なお、クリッピングの割合の決定法は第１の実施形態と同一である。ただし、この場合は他の送信装置からの信号が干渉として残るため、送信装置１における始点の受信信号対雑音電力比を表す式（６）は、次式（１３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ただし、ｕは送信装置のインデックス、Ｕは同時に多重されている全送信装置数を表している。この値を用いて式（４）により受信信号対雑音電力比を算出する。また、η’ｕ（ｋ）はｕ番目の送信装置の信号のスペクトル整形の効果まで含めた等価伝搬路利得において、送信装置１からの信号と重複している周波数のみを抽出した等価伝搬路利得である。
　このように、重複まで許容して多重することで、スケジューリングも簡易になるだけでなく、少ない周波数で多くの送信装置を収容できるとともに、重複を許容することで空きスペクトルができるため、他の送信装置を多重することもできる。
［第３の実施形態］
　第３の実施形態として、これまでの実施形態は全送信装置の符号化率が同一である場合を示したが、本実施形態は各送信装置が適用する誤り訂正符号の符号化率も併せて制御することができる。図１２に、誤り訂正符号が畳み込み符号である場合の符号化率１／８、１／７、１／６、１／５、１／４、１／３、１／２、２／３、３／４、４／５、５／６、６／７、７／８の場合の復号器の相互情報量の入出力特性を示す。同図において、２０１は符号化率１／８の復号器特性を表し、同様に２０２～２１２はそれぞれ上述の順の符号化率の復号器特性を示している。また、図１１と同様に縦軸が復号器入力相互情報量、横軸が復号器出力相互情報量を表しており、この入出力特性は符号の構造により一意に決定されるため、伝送機会毎に計算する必要はなく、メモリなどに保存しておいても良い。このように、符号化率が低いほど冗長ビットが多いため、誤り訂正が強いので同じ出力相互情報量を達成するために必要な入力相互情報量は低くなる。このように、各符号化率で特性が異なることを利用してクリッピングと符号化率を一括して最適化する。
　図１３に、本実施形態における最適化するためのＥＸＩＴチャートの一例を示す。第１の実施形態あるいは第２の実施形態で最適化された送信装置の視点をＩ１ ｓｔａｒｔ（ｓ’）、Ｉ２ ｓｔａｒｔ（ｓ’）とし、終点をＩ１ ｅｎｄ（ｓ’）、Ｉ２ ｅｎｄ（ｓ’）とする。ここでは、送信装置の数を２として説明するが、３以上の場合でも適用可能である。同図において、３０１は送信装置１において最適化した始点と終点の値を直線で結んだ等化部の相互情報量の入出力特性、３０２は送信装置２において最適化した始点と終点の値を直線で結んだ等化部の相互情報量の入出力特性を表している。同図に表される３０１および３０２が交差しない符号化率を選択することで、ターボ等化を正しく収束させることができる。受信装置は、図示しないが図２におけるスケジューリング部２６、図７のスケジューリング部１０６によりクリッピングの割合と符号化率を決定する処理を行い、決定した符号化率に関する符号化情報を送信装置に整形情報（伝搬路情報、クリッピング情報）とともに伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部２７、１０７により送信する。受信装置からフィードバックされた符号化情報を、図１の送信装置が受信し、図示されていない符号化情報検出部により検出して、符号化部１により、その符号化情報の符号化率で符号化する。
　なお、ここでは畳み込み符号を用いたが、例えば、ターボ符号や低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ：Low Density Parity Check）符号などの誤り訂正符号でもよい。また、各送信装置で算出された等化部の相互情報量の入出力特性と復号部の入出力特性が交差しないように設定する手法として、所定の閾値を設けて等化部の入出力特性と復号部の入出力特性が最も近くなる点においてその幅より大きく最も等化部の入出力特性と近い符号化率を選択しても良い。
　これらの実施形態は２つの送信装置が同時に通信を行う場合で適用したが、３以上の送信装置の場合にも、適用は可能である。
　また、これらの実施形態はシングルキャリア伝送方式で記載したが、伝送可能な周波数帯が信号の帯域幅より広い場合には各離散スペクトルを受信状況の良好な周波数に割り当て、受信側で元の並びに戻すダイナミックスペクトル制御に関しても、伝搬路の周波数特性を、信号を割り当てた周波数から抽出して再構成すればシングルキャリア方式に帰着されるため、適用可能である。
　さらに、シングルキャリア伝送は周波数拡散を施したマルチキャリア方式とも考えることができるため、ＤＦＴの代わりに拡散符号を用いたマルチキャリア方式であるＭＣ－ＣＤＭ（Multi-Carrier Code Division Multiplexing）にも適用可能である。
１　符号部
２　インターリーバ
３　変調部
４　ＤＦＴ部
５　伝搬路情報検出部
６　１次スペクトル整形部
７　クリッピング情報検出部
８　２次スペクトル整形部
９　ＩＤＦＴ部
１０　パイロット信号生成部
１１　パイロット信号多重部
１２　ＣＰ挿入部
１３　無線部
１４　送信アンテナ
２１　受信アンテナ
２２　無線部
２３　ＣＰ除去部
２４　パイロット分離部
２５－１　第１の伝搬路推定部
２５－２　第２の伝搬路推定部
２６　スケジューリング部
２７　伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部
２８　バッファ
２９　第１のＤＦＴ部
３０　スペクトル抽出部
３１－１，３１－２　ソフトキャンセル部
３２－１，３２－２　等化部
３３－１、３３－２　ＩＤＦＴ部
３４－１，３４－２　復調部
３５－１，３５－２　デインターリーバ
３６－１，３６－２　復号部
３７－１，３７－２　インターリーバ
３８－１，３８－２　ソフトレプリカ生成部
３９－１，３９－２　第２のＤＦＴ部
４０－１，４０－２　等価伝搬路乗算部
４１－１，４１－２　判定部
１０１　受信アンテナ
１０２　無線部
１０３　ＣＰ除去部
１０４　パイロット分離部
１０５　伝搬路推定部
１０５－１　第１の伝搬路推定部
１０５－２　第２の伝搬路推定部
１０６　スケジューリング部
１０７　伝搬路情報生成部・クリッピング情報生成部
１０８　バッファ
１０９　第１のＤＦＴ部
１１０　スペクトル抽出部
１１１－１，１１１－２　ソフトキャンセル部
１１２－１，１１２－２　等化部
１１３－１、１１３－２　ＩＤＦＴ部
１１４－１，１１４－２　復調部
１１５－１，１１５－２　デインターリーバ
１１６－１，１１６－２　復号部
１１７－１，１１７－２　インターリーバ
１１８－１，１１８－２　ソフトレプリカ生成部
１１９－１，１１９－２　第２のＤＦＴ部
１２０－１，１２０－２　等価伝搬路乗算部
１２１－１，１２１－２　干渉抽出部
１２２－１，１２２－２　判定部

Claims (21)

  1. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、
    　前記送信信号を受信する受信装置と、
    を具備する無線通信システムであって、
    　前記受信装置は、前記送信信号に基づいて、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報及び該伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、
    　前記送信装置は、フィードバックされた前記伝送路情報及び前記クリッピング情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする無線通信システム。
  2. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、
    　前記送信信号を受信する受信装置と、
    を具備する無線通信システムであって、
    　前記受信装置は、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報、該伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報及びその符号化率に関する符号化情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、
    　前記送信装置は、フィードバックされた前記伝送路情報、前記クリッピング情報及び符号化情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御し、前記クリッピングの割合に応じて前記送信装置における誤り訂正符号の符号化率を制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする無線通信システム。
  3. 　前記送信装置は、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングによりスペクトルを重複させないことを特徴とする請求項１又は２に記載の無線通信システム。
  4. 　前記送信装置は、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングにより一部のスペクトルを重複させることを特徴とする請求項１又は２に記載の無線通信システム。
  5. 　前記送信装置は、
    　前記伝搬路特性情報に基づいて受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、
    　前記クリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、
    　を具備し、
    　前記受信装置は、
    　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、
    　前記伝搬路特性に基づいて各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、
    　受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、
    　前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、
    　前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、
    　前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、
    　前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、
    　前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、
    　前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、
    　前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定したクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、
    　を具備することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
  6. 　前記送信装置は、
    　前記符号化情報に基づいて送信信号を符号化する符号化部と、
    　前記伝搬路特性情報に基づいて受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、
    　前記クリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、
    　を具備し、
    　前記受信装置は、
    　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、
    　前記伝搬路特性に基づいて、受信した信号の誤り訂正符号の符号化率と、その符号化率による各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、
    　受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、
    　前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、
    　前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、
    　前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、
    　前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、
    　前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、
    　前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、
    　前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定した符号化率に関する符号化情報及びクリッピング割合に関するクリッピング情報とを生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、
    　を具備することを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
  7. 　前記スケジューリング部は、符号化率による前記復号部の復号特性に応じて符号化率を決定することを特徴とする請求項６に記載の無線通信システム。
  8. 　前記スケジューリング部は、前記クリッピングの割合を、前記等化部の入出力特性の相互情報量により算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定することを特徴とする請求項５乃至７のいずれかに記載の無線通信システム。
  9. 　前記スケジューリング部は、
    　少なくとも２つの送信装置と少なくとも１つの受信装置間の等化特性のうち、第一の送信装置との間の第一の等化特性と第二の送信装置との間の第二の等化特性において、第一の等化特性と第二の等化特性を用いて相互情報量の差をとり、差異が正であれば、第二の送信装置のクリッピング割合を大きくするか、または第一の送信装置のクリッピング割合を小さくし、差異が負であれば、第二の送信装置のクリッピング割合を小さくするか、または第一の送信装置のクリッピング割合を大きくすることを特徴とする請求項８に記載の無線通信システム。
  10. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して受信装置に送信する複数の送信装置であって、
    　前記受信装置からフィードバックされた前記送信装置と前記受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報により受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、
    　前記受信装置からフィードバックされた伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報に基づいて少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、
    　を具備し、
    　前記スペクトル整形を、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に施し、周波数で多重することを特徴とする送信装置。
  11. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して受信装置に送信する複数の送信装置であって、
    　前記受信装置からフィードバックされた前記送信装置と前記受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報に基づいて、受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、
    　前記受信装置からフィードバックされた前記伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報に基づいて、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部と、
    　を具備し、
    　前記スペクトル整形を、前記スペクトル整形を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性と符号化率に応じて適応的に施し、周波数で多重することを特徴とする送信装置。
  12. 　受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部とを具備して、周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、
    　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、
    　前記伝搬路特性に基づいて各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、
    　受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、
    　前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、
    　前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、
    　前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、
    　前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、
    　前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、
    　前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、
    　前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定したクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、
    　を具備することを特徴とする受信装置。
  13. 　受信エネルギーが大きくなるように電力を配分する１次スペクトル整形部と、少なくともクリッピングを施す２次スペクトル整形部とを具備して、周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対してスペクトル整形を施して送信する送信装置からの信号を受信する受信装置であって、
    　前記送信装置から前記受信装置までの伝搬路の周波数応答特性である伝搬路特性を推定する伝搬路推定部と、
    　前記伝搬路特性に基づいて、受信した信号の誤り訂正符号の符号化率と、その符号化率による各送信装置における前記クリッピング割合を決定するスケジューリング部と、
    　受信した信号から、前記スペクトル割当情報に基づき、前記送信装置各々が周波数拡散された信号を抽出するスペクトル抽出部と、
    　前記スペクトル抽出部が抽出した信号から、前記送信信号のレプリカを少なくともキャンセルするソフトキャンセル部と、
    　前記ソフトキャンセル部からの出力に対し、前記送信装置が送信した送信信号を検出する等化部と、
    　前記検出された信号から符号データに関する情報を抽出する復調部と、
    　前記抽出された符号データに関する情報に対し、誤り訂正処理を行い、該情報を更新する復号部と、
    　前記更新された符号データに関する情報から、前記送信信号のレプリカを生成するソフトレプリカ生成部と、
    　前記送信装置で施されたスペクトル整形の効果も伝搬路特性として受信信号レプリカを生成する等価伝搬路特性乗算部と、
    　前記伝搬路推定部により推定した伝搬路特性に関する伝搬路情報と、前記スケジューリング部により決定した符号化率に関する符号化情報及びクリッピング割合に関するクリッピング情報とを生成して前記送信装置にフィードバックする情報生成部と、
    　を具備することを特徴とする受信装置。
  14. 　前記スケジューリング部は、前記クリッピングの割合を、前記伝搬路特性から算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定することを特徴とする請求項１２又は１３に記載の受信装置。
  15. 　前記スケジューリング部は、
    　伝搬路特性とクリッピングの割合の初期値から算出されるＥＸＩＴチャートの初期状態における相互情報量の差異を計算し、その差異が正かどうかを判断する手段と、
    　差異が正であれば、クリッピングの割合を増加させ、差異が負であれば、クリッピングの割合を減少させる手段と、
    　決定された次の状態のクリッピングの割合の組み合わせに対し、変移前の状態における相互情報量の差異と、変移後の状態における相互情報量の差異を設定して、その大きさを比較する手段と、
    　もし変移前の状態における相互情報量の差異の方が小さい場合は、変移前の状態を最適なクリッピングの割合として設定し、一方、変移後の状態における相互情報量の差異の方が大きい場合には、変移後の状態を変移前の状態として、再び相互情報量の差異を判断して処理を繰り返す手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。
  16. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムの通信方法であって、
    　前記受信装置により、前記送信信号に基づいて、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報及び該伝搬路特性に応じて適応的に制御されたスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、
    　前記送信装置により、フィードバックされた前記伝送路情報及び前記クリッピング情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする通信方法。
  17. 　送信信号を周波数拡散し、前記周波数拡散された信号を離散周波数に割り当て、前記割り当てられた信号に対して少なくともクリッピングを含むスペクトル整形を施して送信する複数の送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置とを具備する無線通信システムの通信方法であって、
    　前記受信装置により、前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に関する伝送路情報、該伝搬路特性と受信した信号の誤り訂正符号の符号化率に応じて適応的に制御されるスペクトルのクリッピング割合に関するクリッピング情報及びその符号化率に関する符号化情報を生成して、前記送信装置にフィードバックし、
    　前記送信装置により、フィードバックされた前記伝送路情報、前記クリッピング情報及び符号化情報に基づいて、前記クリッピング割合を前記全ての送信装置と受信装置の間の伝搬路特性に応じて適応的に制御し、前記クリッピングの割合に応じて前記送信装置における誤り訂正符号の符号化率を制御してスペクトル整形を施し、周波数で多重することを特徴とする通信方法。
  18. 　前記送信装置により、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングによりスペクトルを重複させないことを特徴とする請求項１６又は１７に記載の通信方法。
  19. 　前記送信装置により、他の送信装置の送信信号に対しクリッピングにより一部のスペクトルを重複させることを特徴とする請求項１６又は１７に記載の通信方法。
  20. 　前記クリッピングの割合は、伝搬路特性から算出されるＥＸＩＴチャートに基づいて決定されることを特徴とする請求項１６または請求項１７に記載の通信方法。
  21. 　前記クリッピングの割合は、前記伝搬路特性とクリッピングの割合の初期値からから算出されるＥＸＩＴチャートを用いて初期状態における相互情報量の差異を計算し、その差異が正かどうかを判断するステップと、
    　差異が正であれば、クリッピングの割合を増加させ、差異が負であれば、クリッピングの割合を減少させるステップと、
    　決定された次の状態のクリッピングの割合の組み合わせに対し、変移前の状態における相互情報量の差異と、変移後の状態における相互情報量の差異を設定して、その大きさを比較するステップと、
    　変移前の状態における相互情報量の差異の方が小さい場合は、変移前の状態を最適なクリッピングの割合として設定し、一方、変移後の状態における相互情報量の差異の方が大きい場合には、変移後の状態を変移前の状態として、再び相互情報量の差異を判断するステップに戻るステップと、
    を備えることを特徴とする請求項２０に記載の通信方法。
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