WO2011105275A1 - 無線通信システム、無線送信装置および無線送信方法 - Google Patents

無線通信システム、無線送信装置および無線送信方法 Download PDF

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WO2011105275A1
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clipping
signal
unit
transmission
wireless
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PCT/JP2011/053354
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泰弘 浜口
一成 横枕
中村　理
淳悟 後藤
高橋　宏樹
藤　晋平
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シャープ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, a wireless transmission device, and a wireless transmission method.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2010-043095 filed in Japan on Feb. 26, 2010, the contents of which are incorporated herein by reference.
  • E-UTRA Evolved Universal Terrestrial Radio Access system with advanced functionality
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • 3rd Generation Partnership Project 3rd Generation Partnership Project
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • Non-continuous / continuous DFT-S-OFDM Discrete Fourier Transform Spread OFDM; Discrete Fourier Transform Spread OFDM, which supports non-continuous use of frequency and continuous use of frequency
  • This OFDMA scheme is a scheme in which a user accesses a resource block (RB) unit divided by time and frequency using an OFDM signal excellent in resistance to multipath fading.
  • the OFDMA scheme has a high PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) ratio, it is not suitable as an uplink transmission scheme with severe transmission power limitation.
  • the DFT-S-OFDM scheme can maintain PAPR characteristics better than a multicarrier scheme such as OFDM by continuously using the frequency (RB), and can secure a wide coverage.
  • the DFT-S-OFDM scheme can suppress degradation of PAPR characteristics to some extent while using frequencies flexibly by using frequencies discontinuously.
  • non-continuous / continuous DFT-S-OFDM it has been studied that switching between non-continuous and continuous is performed based on transmission power (see, for example, Patent Document 1).
  • FIG. 11 shows an example of the configuration of a terminal apparatus when this non-contiguous / continuous DFT-S-OFDM scheme is used for uplink transmission.
  • the encoding unit 700 performs error correction coding of the transmission data S701, and then the modulation unit 701 modulates the transmission data S701.
  • the S / P conversion unit 702 performs serial / parallel conversion on the modulated transmission signal
  • the DFT (Discrete Fourier Transform) unit 703 converts the serial / parallel conversion transmission signal into a frequency domain signal.
  • the subcarrier mapping unit 704 assigns the transmission signal converted into the frequency domain signal to the subcarrier (resource block) used for transmission.
  • the subcarrier mapping unit 704 transmits this assignment from the base station apparatus, received by the receiving antenna unit 711, and received by the receiving unit 714 via the radio unit 712 and the A / D (analog signal-digital signal) converting unit 713. Is performed based on the mapping information S702 demodulated in step 702, and zeros are inserted into subcarriers that are not used for transmission.
  • the subcarrier mapping unit 704 assigns all signals after time-frequency conversion to given subcarriers (resource blocks).
  • SC-FDMA single carrier-frequency division multiple access
  • Clustered DFT-S which assigns discontinuously.
  • OFDM OFDM
  • SC-FDMA is a technique with very excellent PAPR characteristics
  • Clustered DFT-S-OFDM is a technique that allows deterioration of the PAPR characteristics and places importance on allocation flexibility.
  • FIG. 12A is a diagram showing an example of an arrangement in the case of SC-FDMA
  • FIG. 12B is a diagram showing an example of an arrangement in the case of Clustered DFT-S-OFDM. As shown in FIG.
  • each of six RBs is composed of 12 subcarriers, 3 RB (symbol sg1111) for user A, 1RB (symbol sg1112) for user B, and 2RB (symbol sg1111) for user C. sg1113) It is a figure at the time of allocation. As shown in FIG.
  • each of the six RBs (symbol sg1201) is composed of 12 subcarriers, 3 RBs for user A (symbols sg1211 and sg1214), 1RB for user B (symbols sg1212 and sg1215), and user C Is a diagram when 2RB (symbol sg1213) is allocated.
  • resource blocks RB are sequentially allocated to users A, B, and C from the lowest frequency, but in FIG.
  • 1 RB (sig 1201) is first assigned to user A from the lowest frequency, and 1 RB ( The code sg1212) is assigned, 1RB (code sg1213) is assigned to the user C, 2RB (code sg1214) is assigned to the user A, and finally 1RB (code sg1215) is assigned to the user B. That is, in FIG. 12B, 3 RBs (codes sg1211 and sg1214) are assigned discontinuously to the user A.
  • an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 705 receives a transmission signal allocated on a subcarrier used for transmission, and converts the input transmission signal from a frequency domain signal to a time. Convert to domain signal. Then, the converted signal is converted from a parallel signal to a serial signal via the P / S conversion unit 706 and input to a CP (Cyclic Prefix) insertion unit 707. CP insertion section 707 inserts CP (a signal obtained by copying the symbol after IFFT) into the converted signal. Next, a D / A (analog signal-digital signal) conversion unit 708 converts the signal with the CP inserted into an analog signal.
  • CP Cyclic Prefix
  • the radio unit 709 up-converts the signal converted into the analog signal into a radio frequency band signal and transmits it from the transmission antenna unit 710.
  • the transmission signal generated in this way has a feature that the PAPR characteristic is superior to that of the multicarrier signal in both cases of SC-FDMA and Clustered DFT-S-OFDM.
  • FIG. 13 shows the configuration of a base station apparatus that receives a non-continuous / continuous DFT-S-OFDM signal transmitted from the terminal apparatus of FIG.
  • the radio unit 801 converts a signal received by the antenna unit 800 into a frequency that can be A / D converted, and the A / D conversion unit 802 converts the frequency-converted signal into a digital signal.
  • the synchronization unit 803 establishes symbol synchronization for this digital signal, and the CP removal unit 804 removes the CP for each symbol.
  • the serial signal is converted into a parallel signal via the S / P converter 805, and the FFT unit 806 converts this time domain signal into a frequency domain signal.
  • a propagation path estimation pilot signal (known signal transmitted together with the data signal in the terminal device) S801 converted into a frequency domain signal is input from the FFT section 806 to the propagation path estimation section 807 and input.
  • the propagation path state is estimated using the propagation path estimation pilot signal S801.
  • the signal received by the base station apparatus is obtained by frequency-division multiplexing signals transmitted from a plurality of terminal apparatuses as shown in FIGS. 12A to 12B, and the subcarrier demapping section 808 outputs the output from the FFT section 806.
  • mapping information information indicating which terminal apparatus uses which subcarrier
  • the equalization part 809 performs the equalization process with respect to the reception subcarrier put together for every terminal device on a frequency axis using the propagation path estimated value S803 output from the propagation path estimation part 807.
  • the IDFT unit 810 converts a frequency domain signal into a time domain signal. After the conversion, the signal in the time domain is demodulated by the demodulation / error correction decoding unit 811 and subjected to error correction composite, reproduction of transmission data for each terminal device is performed, and reception data S804 is generated. .
  • the FFT unit 806 sends a reception level measurement pilot signal S801 to the scheduling unit 812. Based on the measurement result of the reception level using this signal, the scheduling unit 812 performs scheduling in consideration of the propagation status of each terminal device based on the measurement result of the reception level using this signal, and obtains mapping information S802. decide. Then, the transmission unit 813 modulates the mapping information S802 determined by the scheduling unit 812. After modulation and the like, the antenna unit 816 transmits the mapping information to each terminal device via the D / A unit 814, the radio unit 815, and the like. This mapping information is used for transmission on the terminal device side after the next frame.
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a wireless communication system, a wireless transmission device, and a wireless transmission method capable of improving cell throughput and terminal device throughput. is there.
  • the wireless communication apparatus includes a wireless transmission device and a wireless reception device, and the wireless transmission device converts the time-domain signal into a first frequency signal obtained by frequency conversion.
  • the second frequency signal generated by clipping a part of the frequency signal is allocated to the subcarrier and data is transmitted, and the radio receiving apparatus demodulates the time domain data transmitted from the received signal.
  • communication is performed with a clipping ratio which is the second frequency signal number / the first frequency signal number set for each wireless transmission device.
  • information related to transmission power of the wireless transmission device is determined based on the clipping rate, or the clipping rate is determined based on information related to transmission power of the wireless transmission device. It may be.
  • the information on the transmission power includes the transmission power of the wireless transmission device, the maximum possible power of the transmission amplifier of the wireless transmission device, and from the wireless transmission device to the wireless reception device. May be at least one of the distances.
  • the transmission power for transmitting data when the transmission power for transmitting data is larger than a predetermined value, communication may be performed without performing clipping.
  • the wireless transmission devices are grouped for each distance from the wireless reception device so that the wireless transmission devices belonging to a group far from the wireless reception device do not perform clipping. It may be.
  • the radio reception apparatus notifies the radio transmission apparatus of either the subcarrier position to which the second frequency signal is allocated and the number of first frequency signals or the clipping ratio. You may do it.
  • the wireless reception device notifies the wireless transmission device of information regarding a frequency position used by the wireless transmission device, and the wireless transmission device transmits one of the notified frequency positions. Transmission may be performed without using the frequency of the part.
  • clipping when the wireless transmission device is operating in the low power consumption mode, clipping may not be performed.
  • the wireless reception device may repeatedly perform demodulation processing when the wireless transmission device performs clipping and transmits data.
  • a time-frequency axis conversion unit that converts a time-axis signal into a frequency-axis signal to generate a first frequency signal
  • the first frequency signal A clipping unit that clips a part of the frequency signals to generate a second frequency signal, and generates clipping control information based on a clipping ratio that is the number of second frequency signals / the number of first frequency signals, and the clipping A clipping control unit that controls a transmission unit, a subcarrier allocation unit that allocates the second frequency signal to a subcarrier, and a transmission power adjustment unit that adjusts transmission power of a transmission signal composed of the subcarriers based on the clipping control information And the clipping ratio controlled by the clipping control unit and the transmission power adjusted by the transmission power adjustment unit And a radio section that transmits the transmission data based on.
  • the power adjustment unit when the power adjustment unit has the same number of first frequency signals of a plurality of wireless transmission devices within a communication range capable of communicating with the same wireless reception device, The power may be adjusted so that the transmission power increases as the clipping ratio increases.
  • the transmission power adjustment unit in the previous period may set the maximum value of the transmission power to a different value based on the clipping ratio.
  • the wireless unit further includes a high power amplifier unit that performs high gain amplification, and the transmission power adjustment unit operates in an operating region of the high power amplifier unit according to the clipping ratio.
  • the transmission power may be adjusted so as to be different.
  • the transmission power adjustment unit in the previous period may control average input power to the high power amplifier unit according to the clipping rate.
  • the transmission power adjustment unit in the previous period is averaged to the high power amplifier unit so as to be within the maximum possible transmission power of the wireless transmission device and within a linear region operation range based on the clipping ratio.
  • the input power may be controlled.
  • the time-frequency axis conversion unit generates a first frequency signal by converting the time-axis signal into a frequency-axis signal.
  • a clipping step in which a clipping unit generates a second frequency signal by clipping a part of the frequency signal with respect to the first frequency signal, and a clipping control unit includes a second frequency signal number / number
  • cell throughput and terminal device throughput can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram of a wireless transmission device according to a first embodiment. It is a figure which shows the relationship between a non-clipping rate and CM when 240 subcarriers based on the embodiment are used and a modulation system is set to QPSK. It is a figure explaining selection of the operating point by the prior art in the input-output characteristic of HP amplifier. It is a figure explaining selection of the operating point by this invention in the input-output characteristic of HP amplifier. It is a figure explaining the relationship between the average input power to the HP amplifier which concerns on the same embodiment, and a non-clipping rate.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a positional relationship between a wireless transmission device (terminal device) and a wireless reception device (base station device) that transmit a Clipped DFT-S-OFDM signal in the cellular system according to the third embodiment. It is a figure which shows the mode of the 1st frequency signal and 2nd frequency signal in a radio
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of an arrangement in the case of Clustered DFT-S-OFDM according to the related art.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a configuration of a base station apparatus that receives a non-continuous / continuous DFT-S-OFDM signal transmitted from the terminal apparatus of FIG. 11 according to the prior art.
  • FIG. 1 is a block diagram of a wireless transmission device according to the present invention.
  • this wireless communication apparatus is a terminal apparatus that performs transmission with a base station apparatus in a wireless communication system.
  • the base station apparatus is referred to as a radio reception apparatus.
  • This wireless transmission apparatus includes an encoding unit 100, a modulation unit 101, an S / P conversion unit 102, a DFT unit 103, a spectrum clipping unit 104, a subcarrier mapping unit 105, an IFFT unit 106, a P / S conversion unit 107, and a CP insertion unit.
  • 108, D / A conversion unit 109, radio unit 110, transmission antenna unit 111, reception antenna unit 112, radio unit 113, A / D conversion unit 114, reception unit 115, clipping control unit 120, and transmission power adjustment unit 122 Prepare.
  • Encoding section 100 receives transmission data S4, performs error correction encoding on the input transmission data S4, and outputs the transmission data subjected to error correction encoding to modulation section 101.
  • Modulation section 101 receives transmission data subjected to error correction coding, modulates transmission data subjected to error correction coding, and outputs the modulated transmission signal to S / P conversion section 102.
  • the S / P converter 102 receives the modulated transmission signal, converts the modulated transmission signal from a serial signal to a parallel signal, and outputs the signal converted into the parallel signal to the DFT unit 103.
  • a DFT (Discrete Fourier Transform) unit (time frequency axis conversion unit) 103 receives transmission data after serial / parallel conversion, performs discrete Fourier transform on the transmission data converted into a parallel signal, and generates a time axis. Convert signal to frequency axis signal.
  • the signal converted into the frequency axis signal is referred to as a first frequency signal.
  • the spectrum clipping unit (clipping unit) 104 performs clipping (missing) on the frequency signal (spectrum) converted into the frequency axis signal based on the clipping control signal S1 output from the clipping control unit 120.
  • the clipping ratio as in the case of subcarrier information to be used, it is synchronized every time it is notified from the base station device or the like for each transmitting device, or whenever the location information of the terminal device (whether or not at the cell edge) changes.
  • the clipping operation is an operation for deleting several signals (spectrums) from the output of the DFT unit 103 based on a certain rule.
  • N / M is defined as a non-clipping rate
  • (MN) / M is defined as a clipping rate.
  • the output of the spectrum clipping unit 104 is referred to as a second frequency signal.
  • the non-clipping rate is 1, the spectrum clipping unit 104 outputs the input first frequency signal as it is as the second frequency signal without performing clipping.
  • the output of the DFT unit 103 may be performed from a high frequency band or from a low frequency, for example. Further, clipping may be performed from both sides of the band.
  • the subcarrier mapping unit (subcarrier allocation unit) 105 receives the signal clipped by the spectrum clipping unit 104 and the mapping information S3 demodulated by the receiving unit 115. Also, the subcarrier mapping unit 105 allocates the input signal to subcarriers used for transmission based on the mapping information S3. Furthermore, subcarrier mapping section 105 inserts zeros into subcarriers that are not used for transmission. Further, the assigned subcarriers may be continuous or discontinuous.
  • This mapping information is transmitted from the base station apparatus (radio reception apparatus), received by the reception antenna unit 112, and demodulated by the reception unit 115 via the radio unit 113 and the A / D conversion unit 114. Then, receiving section 115 outputs demodulated mapping information s3 to subcarrier mapping section 105.
  • the IFFT unit 106 receives a transmission signal assigned to a subcarrier used for transmission by the subcarrier mapping unit 105, and performs inverse Fourier transform on the input transmission signal, thereby converting a frequency domain signal into a time domain signal. And the converted time domain signal is output to the P / S converter 107.
  • a P / S (Parallel Serial) converter 107 receives the converted time domain signal, converts the converted time domain signal from a parallel signal to a serial signal, and inserts the converted signal into a CP. Output to the unit 108.
  • CP (Cyclic Prefix) insertion section 108 receives a signal converted into a serial signal, inserts CP (a signal obtained by copying the symbol after IFFT) into the signal converted into a serial signal, and inserts CP Is output to the D / A converter 109.
  • the D / A conversion unit 109 converts the CP inserted signal from a digital signal to an analog signal, and outputs the converted signal to the radio unit 110.
  • Radio section 110 receives a signal converted into an analog signal, up-converts the signal converted into an analog signal into a radio frequency band signal, and transmits the signal up-converted into a radio frequency band signal from transmission antenna section 111.
  • the wireless unit 110 includes a TPC (Transmission Power Control) amplifier (high power amplifier, a gain of 1 or less is included in the TPC amplifier) for changing the transmission power, and high output. An HP (High Power) amplifier for illustration is included.
  • the radio unit 110 controls the amplification factor of the TPC amplifier, for example, based on the control information S2 output from the transmission power adjustment unit 122.
  • the transmission power adjustment unit 122 uses the clipping information S1 output from the clipping control unit 120 as one of the parameters, and receives a control signal S2 for controlling the gain of the TPC amplifier of the radio unit 110, the maximum transmission power output from the HP amplifier, and the like.
  • the generated control signal S2 is output to the wireless unit 110.
  • the transmission power of a signal adjusted by controlling the gain of TPC, the maximum transmission power that can be transmitted, and the like are referred to as information regarding transmission power.
  • the distance from the base station apparatus considered in controlling the gain of the TPC amplifier may be included in this information.
  • the reason for considering S1 when controlling the TPC amplifier is to perform adjustment so that the total transmission power does not change depending on the presence or absence of clipping or a change in the clipping ratio. However, this adjustment can be performed even in a digital signal, and is not necessarily required.
  • FIG. 1 the relationship between the clipping control unit and the transmission power adjustment unit is illustrated on the assumption that the information about transmission power is controlled based on the clipping information S1, but the information about transmission power and the clipping control are controlled independently. In some cases, it is not meant to exclude it from the present invention. Further, the clipping rate may be determined after the information regarding the transmission power is determined first.
  • FIG. 2 shows the relationship between the non-clipping rate and CM (Cubic Metric) when 240 (240 is the number of subcarriers) and the modulation method is QPSK (Quadrature Phase Shift Keying).
  • FIG. CM is a transmission signal evaluation method that takes into account backoff of HP amplifiers (difference between saturation output power and actual operation output power), and conforms to PAPR characteristics. CM indicates that the lower the value, the better the PAPR characteristic (the smaller the PAPR).
  • FIG. 2 shows a case where the number M of input signals of the spectrum clipping unit 104 is constant, and the CM value deteriorates as the non-clipping rate decreases.
  • this CM value is an example of a condition and varies depending on the number of subcarriers used, the modulation method, and the like.
  • the data after clipping is assigned to continuous subcarriers, and when these are assigned discretely, the CM characteristics further deteriorate.
  • the radio receiver can accurately demodulate, if the non-clipping rate is made as low as possible, more users can be multiplexed and cell throughput is improved.
  • clipping is performed on the DFT-S-OFDM signal, which is referred to as Clipped DFT-S-OFDM.
  • the present invention can be applied not only to a DFT-S-OFDM signal but also to a method of transmitting one piece of information divided into a plurality of data.
  • Another typical method is the MC-CDM (Multi-Carrier Code Division Multiplexing) method.
  • it may be combined with a transmission method including a plurality of transmission / reception antennas such as MIMO (Multiple Input Multiple Output; a space division multiplexing method using a plurality of antennas).
  • FIG. 3A is a diagram for explaining selection of an operating point according to the prior art in the input / output characteristics of the HP amplifier.
  • FIG. 3B is a diagram for explaining the selection of the operating point according to the present invention in the input / output characteristics of the HP amplifier.
  • an amplifier generally has a linear region (reference symbol g101 in FIG. 3A, reference symbol g111 in FIG. 3B) and a nonlinear region (reference symbol g102 in FIG. 3A, reference symbol g112 in FIG. 3B).
  • the non-linear region often indicates a region where the output power does not increase in proportion to the increase of the input power, and the input power corresponds to a region of high power input.
  • distortion occurs in the transmission signal in this non-linear region, so that not only the characteristics of the own signal deteriorate, but also the influence on other users performing simultaneous transmission or leakage power outside the system band occurs. It will be. That is, it can be said that it is not preferable to use the HP amplifier in the non-linear region.
  • I1 to I3 are average input powers to the HP amplifier
  • O1 to O3 are average output powers corresponding to I1 to I3
  • I3 is greater than I2
  • I2 is greater than I1 (I1 ⁇ I2 ⁇ I3)
  • O3 is greater than O2
  • O2 is greater than O1 (O1 ⁇ O2 ⁇ O3).
  • dotted lines a1 to a6 with arrows on both sides indicate the range in which the instantaneous power of the input signal changes at the non-clipping rates C1 to C3.
  • Dotted lines a1 and a4 with arrows on both sides are changes in signal power at C1.
  • Dotted lines a2 and a5 with arrows on both sides are changes in signal power at C2.
  • the input power to the HP amplifier is changed according to the non-clipping rate. That is, when the non-clipping rate is C1 and the change in the instantaneous power of the input signal is large as indicated by the dotted line a4 with arrows on both sides, the average input power to the HP amplifier is set to be small I1.
  • the transmission output is increased when the non-clipping rate is high without distorting the transmission signal. There is an advantage that the communication distance can be increased.
  • the transmission power adjustment unit 122 generates the control signal S2 based on the clipping information S1 output from the clipping control unit 120, and the TPC amplifier of the wireless unit 110 changes the transmission power based on the generated control signal S2. Change the input power to the amplifier.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the average input power to the HP amplifier and the non-clipping rate. That is, referring also to FIG. 3B, when the average input power X to the HP amplifier is smaller than a small value I1, the non-clipping rate is set to a low value C1, and the non-clipping rate is further increased as the average input power X increases. High C2, C3, and 1.
  • FIG. 3B when the average input power X to the HP amplifier is smaller than a small value I1, the non-clipping rate is set to a low value C1, and the non-clipping rate is further increased as the average input power X increases. High C2, C3, and 1.
  • the transmission power adjustment unit 122 stores the relationship according to the modulation scheme and the number of subcarriers, generates the control signal S2 based on the stored relationship and the clipping information S1 from the clipping control unit 120, and generates the control signal S2.
  • the control signal S2 is output to the wireless unit 110.
  • the wireless unit 110 controls the average power input to the HP amplifier based on the control signal S2.
  • CM characteristics PAPR characteristics
  • the expression (1) is an expression used for determining a transmission power value used for uplink data communication defined in the specification of the next generation cellular communication (3.9G).
  • P PUSCH (i) min ⁇ P CMAX , 10 ⁇ log 10 (M PUSCH (i)) + P O_PUSCH (j) + ⁇ (j) ⁇ PL + ⁇ TF (i) + f (i) ⁇ (1)
  • PUSCH is an abbreviation for Physical Uplink Shared Channel, and indicates a data channel for transmitting uplink data.
  • P PUSCH (i) indicates a transmission power value in the i-th frame.
  • j is a parameter determined by the frequency allocation method, for example, when frequency allocation is determined for each communication opportunity (Dynamic Scheduled Grant), when frequency allocation is determined semi-fixed (Semi-Persistent Scheduled Grant) Different values are used when a random access channel is used.
  • min ⁇ X, Y ⁇ is a function for selecting the minimum value of X and Y.
  • PO_PUSCH is the transmission power that is the basis of PUSCH, and is defined by the sum of a value specified by the base station apparatus and a value set for each terminal apparatus.
  • M PUSCH indicates the number of resource blocks (RB: a unit by which the terminal device accesses the base station device) used for data channel transmission, and indicates that the transmission power increases as the number of RBs used increases.
  • PL indicates a path loss (propagation loss)
  • ⁇ is a coefficient by which the path loss is multiplied and is designated by an upper layer.
  • ⁇ TF is an offset value based on a modulation scheme or the like
  • f is an offset value (transmission power control value based on a closed loop) calculated by a control signal from the base station apparatus.
  • PCMAX is a maximum transmission power value, which may be a physical maximum transmission power, or may be specified from an upper layer.
  • LTE_P 10 ⁇ log 10 (M PUSCH (i)) + P O_PUSCH (j) + ⁇ (j) ⁇ PL + ⁇ TF (i) + f (i) (2)
  • Expression (3) represents transmission power control that takes into account degradation of reception characteristics performed by the transmission power adjustment unit 122.
  • P PUSCH (i) min ⁇ P CMAX , LTE_P + CL (C) ⁇ (3)
  • the wireless reception device is an advanced wireless reception device described later (for example, non-linear iterative equalization (for example, frequency domain SC / MMSE (Soft Cancelled by Minimum Medium Mean), even when receiving a signal in which a part of the spectrum is clipped). (Square Error) equipment that can use turbo equalization) may or may not be used, and it is also possible to use equation (4) in consideration of this.
  • non-linear iterative equalization for example, frequency domain SC / MMSE (Soft Cancelled by Minimum Medium Mean
  • SC / MMSE Soft Cancelled by Minimum Medium Mean
  • P PUSCH (i) min ⁇ P CMAX , LTE_P + R ⁇ CL (C) ⁇ (4)
  • the wireless unit 110 sets R to 0, for example, and when the wireless reception device is not advanced, it sets R to 1. For this reason, advanced processing (for example, processing using non-linear iterative equalization (for example, frequency domain SC / MMSE turbo equalization) is used even when a signal with a partial spectrum clipped is received) is used. Thus, the power transmitted by the wireless transmission device can be suppressed, and the influence on other cells can be suppressed as much as possible. That is, the radio unit 110 can correct the reception characteristics by non-clipping by suppressing the transmission power based on the control signal S2 generated by the transmission power adjustment unit 122 and suppressing the power transmitted by the radio transmission apparatus.
  • advanced processing for example, processing using non-linear iterative equalization (for example, frequency domain SC / MMSE turbo equalization) is used even when a signal with a partial spectrum clipped is received
  • the radio unit 110 can correct the reception characteristics by non-clipping by suppressing the transmission power based on the control signal S2 generated by the transmission power adjustment unit
  • Equation (1) assumes that the transmission bandwidth (number of RBs) is variable. In this case, there is no problem if the radio unit 110 of the radio receiving apparatus accurately manages the transmission power of the terminal apparatus during the control, but there is uncertainty in the management or when it is not managed ( 1) The importance of taking the maximum value on the right side of the equation comes out. In other words, the wireless unit 110 of the wireless reception device limits the maximum value so as not to generate power that should not be transmitted systematically, or prevents the influence on the human body due to excessive transmission power. It becomes possible. Furthermore, it is considered that there is an object to prevent the transmission signal from being distorted when the transmission power from the terminal device operates exceeding the capacity of the HP amplifier.
  • P PUSCH (i) min ⁇ P CMAX ⁇ DST (C), LTE_P ⁇ (5)
  • DST (C) is a positive value that changes with the non-clipping rate C, and increases as the non-clipping rate C decreases.
  • the CL is intended to correct reception characteristics by non-clipping, whereas the DST is used to suppress transmission signal distortion due to clipping.
  • DST is effective when the transmission power exceeds the maximum value of the operating range of the HP amplifier. That is, the radio unit 110 can suppress distortion of the transmission signal due to clipping based on the control signal S2 generated by the transmission power adjustment unit 122.
  • CM characteristics PAPR characteristics
  • transmission power control is performed based on the clipping rate in consideration of degradation of reception characteristics, or the power transmitted by the wireless transmission device is By suppressing, cell throughput and terminal device throughput can be improved.
  • FIG. 5A is a diagram showing a positional relationship between radio transmission apparatuses (terminal apparatuses) 201 to 203 and radio reception apparatuses (base station apparatuses) 210 that transmit Clipped DFT-S-OFDM signals in the cellular system.
  • terminal apparatuses terminal apparatuses
  • base station apparatuses base station apparatuses
  • FIG. 5A it is assumed that the terminal devices A (201), B (202), and C (203) are in a position far from the base station device 210 in this order.
  • An ellipse 220 indicates a serviceable area where the radio base station apparatus can communicate with the terminal apparatus.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between each terminal apparatus and the non-clipping rate in the present embodiment. As shown in FIG. 5A and FIG. 6, the farther the terminal apparatuses 201 to 203 are from the base station apparatus 210, the lower the probability that the signal will be distorted by increasing the non-clipping rate. This is because a terminal device farther away from the base station apparatus 210 requires a larger transmission power in order to perform communication with the same data amount with the same performance.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating the states of the first frequency signal and the second frequency signal in the wireless transmission devices 201 to 203 for the terminal devices A, B, and C. In FIG.
  • the left side of the arrow, that is, the start point side is the first frequency signal sg101
  • the right side of the arrow, that is, the end point side is the second frequency signal (sg111 to sg113).
  • code sg111 is the second frequency signal of terminal A
  • code sg112 is the second frequency signal of terminal B
  • code sg113 is the second frequency signal of terminal C. 2 frequency signal.
  • the non-clipping rate of the terminal device A (201) far from the base station device 210 is increased (the second frequency signal number and the first frequency signal number in FIG. 5B are close to each other).
  • the non-clipping rate of the terminal device C (203) close to the station device 210 the difference between the number of the second frequency signals and the number of the first frequency signals in FIG. 5B increases
  • the terminal apparatuses 201 to 203 and the base station apparatus 210 may be installed in specific places, or may be installed in a moving vehicle or the like.
  • the clipping control unit 120 controls the non-clipping rate based on the relationship between the distance between the base station device 210 and the terminal device, and the radio unit 110 further based on the non-clipping rate output from the transmission power adjustment unit 122. Based on the control signal S2, the operating point of the HP amplifier is controlled by controlling the average input power to the HP amplifier.
  • PH transmission power reserve
  • P PUSCH is the transmission power of the data channel shown in the second embodiment
  • P MAX is the maximum transmission power that can be transmitted by the terminal device. That is, the clipping control unit 120 controls the non-clipping rate based on the transmission power reserve (PH), and the radio unit 110 further executes the HP based on the control signal S2 based on the non-clipping rate output from the transmission power adjustment unit 122.
  • the operating point of the HP amplifier is controlled by controlling the average input power to the amplifier.
  • the distance from the base station apparatus and PH are not deeply related, but it is also possible to set the non-clipping rate according to the QoS (quality of service) of the terminal apparatus, particularly parameters relating to processing delay.
  • the QoS quality of service
  • the clipping control unit 120 controls the non-clipping rate based on the QoS of the terminal device, particularly a parameter related to processing delay
  • the radio unit 110 further controls the control signal S2 based on the non-clipping rate output from the transmission power adjustment unit 122.
  • the operating point of the HP amplifier is controlled by controlling the average input power to the HP amplifier.
  • the base station device does not set a non-clipping rate for each terminal device, but groups the terminal devices and sets the non-clipping rate for each grouped terminal device. If controlled, management becomes easier. It is also effective to perform grouping only on whether to perform clipping, and to set the non-clipping rate for each communication.
  • the non-clipping rate is determined by the number of RBs transmitted at the same timing in addition to the transmission power of the terminal device, including the case where the non-clipping rate is 1, and in the group that does not perform clipping. The non-clipping rate is set to 1.
  • the clipping control unit 120 does not set the non-clipping rate for each terminal device, but groups the terminal devices, controls the non-clipping rate for each grouped terminal device, and the radio unit 110 transmits the transmission power.
  • the operating point of the HP amplifier is controlled by controlling the average input power to the HP amplifier.
  • CM characteristics PAPR characteristics
  • the operating point of the HP amplifier by controlling the average input power to the HP amplifier based on the clipping rate, Cell throughput and terminal device throughput can be improved.
  • the present embodiment is a method for exchanging control signals and generating signals when the Clipped DFT-S-OFDM is effectively used for the uplink of a cellular system.
  • the base station apparatus sets the non-clipping rate.
  • the base station apparatus is capable of performing advanced reception processing (deterioration in demodulation performance due to clipping is small), and the terminal apparatus is periodically notified of the remaining transmission power capacity. It shall be.
  • the terminal devices that access simultaneously are the terminal devices A, B, and C (201 to 203) shown in the third embodiment, and the non-clipping rates are the values shown in FIG.
  • 1RB shall be comprised with 6 subcarriers, and the case where 2 RB is allocated to terminal device A (201) and C (203) and 4 RB is allocated to terminal device B (202) is demonstrated.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating assignment in the conventional case where clipping is not performed.
  • FIG. 7B is a diagram illustrating a state in which each terminal device performs clipping in accordance with a non-clipping rate in which the terminal device is designated or notified in advance.
  • clipping is performed in units of RBs, and for each terminal device, clipping is performed at a non-clipping rate that is not lower than the non-clipping rate shown in FIG. 6 and is close to the set non-clipping rate. .
  • FIG. 7A is a diagram illustrating assignment in the conventional case where clipping is not performed.
  • FIG. 7B is a diagram illustrating a state in which each terminal device performs clipping in accordance with a non-clipping rate in which the terminal device is designated or notified in advance.
  • clipping is performed in units of RBs, and for each terminal device, clipping is performed at a non-clipping rate that is not lower than the non-clipping rate shown in FIG. 6 and is close to
  • a code sg201 is a transmission signal that does not perform clipping
  • a code sg211 is a transmission signal of the terminal apparatus A
  • a code sg212 is a transmission signal of the terminal apparatus B
  • a code sg213 is the transmission signal of the terminal apparatus C. It is a transmission signal.
  • the result of clipping the non-clipping rate C 0.667 (however, 0.75 or less) with respect to the signal before clipping to terminal apparatus B (user B) (symbol sg302) is code sg312.
  • the result of clipping the non-clipping rate C 0.5 with respect to the signal before the clipping to the terminal device C (user C) (symbol sg303) is a code sg313. Therefore, as shown in FIG. 7B, in the case of the present embodiment, the number of RBs used by each terminal device after clipping is 2 RB (reference sg 311) for terminal device A (201) and 3 RB (reference sg 312) for terminal device B (202).
  • the terminal device C (203) becomes 1RB (symbol sg313).
  • reference numeral sg321 is data to be clipped.
  • clipping is performed from a high frequency band. Clipping may be performed from a low frequency.
  • FIG. 7C is a diagram illustrating an arrangement after clipping. As illustrated in FIG. 7C, the transmission signal sg401 includes 2RB (symbol sg411) for the terminal device A (user A), 3RB (symbol sg412) for the terminal device B (user B), and 1RB (symbol sg412) for the terminal device C (user C). Sg413). Then, as shown in FIG.
  • the base station apparatus sets the non-clipping rate, the base station apparatus transmits information regarding the “number of RBs to be used” and “non-clipping ratio or the number of RBs before clipping” to the terminal apparatus. It is possible to use the Clipped DFT-S-OFDM scheme. However, when the non-clipping rate is determined in advance between the base station device and the terminal device, the “non-clipping rate or the number of RBs before clipping” need not be notified.
  • the base station apparatus when using the Clipped DFT-S-OFDM method, notifies the terminal apparatus of information related to “number of RBs to be used” and “non-clipping rate or number of RBs before clipping”. By doing so, the base station apparatus sets the non-clipping rate.
  • FIG. 8A is a diagram for explaining a method for improving throughput per terminal device (a diagram illustrating assignment when clipping is not performed).
  • FIG. 8B is a diagram for explaining a method for improving throughput per terminal device (a diagram showing a state in which each terminal device performs clipping in accordance with a non-clipping rate).
  • FIG. 8C is a diagram (a diagram illustrating an arrangement after clipping) illustrating a method for improving throughput per terminal device.
  • a code sg501 is a transmission signal that does not perform clipping
  • a code sg511 is a transmission signal of the terminal apparatus A
  • a code sg512 is a transmission signal of the terminal apparatus B
  • a code sg513 is the transmission signal of the terminal apparatus C. It is a transmission signal.
  • the code sg701 is a transmission signal after clipping
  • the code sg711 is a transmission signal of the terminal apparatus A
  • the code sg712 is a transmission signal of the terminal apparatus B
  • the code sg713 is a transmission of the terminal apparatus C. Signal.
  • FIGS. 8A and 8C have the same waveform.
  • the difference from FIGS. 7A to 7C is FIG. 8B.
  • the number M of input signals of the spectrum clipping unit 104 is calculated according to the non-clipping rate. According to this method, it is possible for a user other than the terminal device A (201) having a non-clipping rate of 1 to improve the throughput as compared with the conventional method.
  • clipping is performed from a high frequency band. Clipping may be performed from a low frequency.
  • the number M of input signals of the spectrum clipping unit 104 is calculated according to the non-clipping rate, so that the terminal device A (201) other than the non-clipping rate of 1 is used.
  • the user can improve the throughput as compared with the conventional method.
  • FIG. 9A is a diagram for explaining a method for improving the throughput per terminal device (a diagram illustrating assignment when clipping is not performed).
  • FIG. 9B is a diagram for explaining a method for improving throughput per terminal device (a diagram showing how each terminal device performs clipping in accordance with a non-clipping rate).
  • FIG. 9C is a diagram (a diagram illustrating an arrangement after clipping) illustrating a method for improving throughput per terminal device.
  • each terminal apparatus performs clipping from both sides of the band as shown in FIG. 9B in units of subcarriers instead of in units of RBs.
  • the terminal device B (202) and the terminal device C (203) are shown using discontinuous RBs.
  • reference numeral sg801 is a transmission signal without clipping
  • reference numeral sg811 is a transmission signal of terminal apparatus A
  • reference numerals sg812, sg814 and sg816 are transmission signals of terminal apparatus B
  • reference numerals sg813 and sg815 is a transmission signal of the terminal device C.
  • reference numeral sg921 is data to be clipped. As shown in FIG.
  • reference numeral sg1001 is a transmission signal after clipping
  • reference numeral sg1011 is a transmission signal of the terminal apparatus A
  • reference numerals sg1012, sg1014, and sg1016 are transmission signals of the terminal apparatus B.
  • Reference numerals sg1013 and sg1015 Is a transmission signal of the terminal device C.
  • reference numeral sg1021 is data to be clipped.
  • FIG. 9C shows a state of RB allocation after clipping, but subcarriers that are not used in the band are generated.
  • the terminal device performs clipping independently, it can be said that the system is highly compatible with a system that does not perform clipping at all. Further, by setting the clipping method for each cell, the probability of using a subcarrier that is not used by another cell increases, and communication performance is improved. Therefore, when the terminal apparatus sets the non-clipping rate, the base station apparatus only notifies the terminal apparatus of “number to be used”.
  • the terminal device by setting the non-clipping rate or the clipping method for each cell by the terminal device, even if there is a neighboring cell, it becomes a subcarrier that does not interfere with the neighboring cell.
  • the communication probability is improved and the communication performance is improved.
  • the base station device or terminal device sets the non-clipping rate and varies the transmission power based on the clipping rate.
  • the throughput of the terminal device can be improved.
  • FIG. 10 is a block diagram of the base station apparatus in the present embodiment. As shown in FIG.
  • the base station apparatus includes a reception antenna unit 500, a radio unit 501, an A / D conversion unit 502, a synchronization unit 503, a CP removal unit 504, an S / P conversion unit 505, and an FFT unit.
  • 506, subcarrier demapping unit 507, first zero insertion unit 508, cancellation unit 509, equalization unit 510, demodulation / error correction decoding unit 511, repetition control unit 512, determination unit 513, propagation path estimation unit 514, second A zero insertion unit 515, a propagation path multiplication unit 516, a DFT unit 517, and a replica generation unit 518 are provided.
  • Radio section 501 receives a signal received by receiving antenna section 500, converts the input signal to a frequency that can be A / D converted, and outputs the converted signal to A / D conversion section 502.
  • the A / D conversion unit 502 receives the converted signal, converts the input signal from an analog signal to a digital signal, and outputs the converted signal to the synchronization unit 503.
  • Synchronizing section 503 receives a signal converted into a digital signal, establishes symbol synchronization with respect to the input signal, and outputs a signal that has established symbol synchronization to CP removing section 504.
  • the CP removal unit 504 receives a signal with established symbol synchronization, removes the CP for each symbol from the input signal with established symbol synchronization, and sends the signal removed by the CP for each symbol to the S / P conversion unit 505. Output.
  • the S / P converter 505 receives a signal from which the CP for each symbol has been removed, converts the input signal from which the CP for each symbol has been removed from a serial signal to a parallel signal, and performs an FFT on the signal that has been converted to a parallel signal.
  • the FFT unit 506 receives the signal converted into the parallel signal, converts the input signal converted into the parallel signal from the time domain signal into the frequency domain signal, and converts the converted signal into the frequency domain signal.
  • the subcarrier demapping unit 507 separates the signal converted into the frequency domain signal into signals for each user, and outputs a signal S501 separated into signals for each user to the first zero insertion unit 508.
  • the signal S501 separated by the subcarrier demapping unit 507 is smaller than the output of the DFT used on the transmission side. Further, subcarrier demapping section 507 extracts pilot signal S503 for propagation path estimation from the signal converted into the frequency domain signal, and outputs extracted pilot signal S503 to transmission path estimation section 514. Subsequent signal processing is performed for each user's received signal.
  • the first zero insertion unit 508 receives the signal S501 separated into signals for each user, and is the same as the signal clipped on the wireless transmission device side with respect to the signal S501 separated into the inputted signals for each user. Zero is inserted into the frequency component, and the signal S502 with the zero inserted is output to the cancel unit 509. This is an operation of adding zeros to both ends or one end of the output signal of the subcarrier demapping unit 507, whereby the same number of frequency signals as the outputs of the DFT used on the transmission side are inserted into the first zero. This is output from the unit 508.
  • the propagation path estimation unit 514 receives a pilot signal S503 for propagation path estimation, calculates a propagation path estimation value using the input pilot signal S503, and sends the calculated propagation path estimation value to the second zero insertion unit 515. Output.
  • the second zero insertion unit 515 receives the calculated propagation path estimated value S505, inserts a zero at the position of the clipped spectrum with respect to the input propagation path estimated value S505, and inserts the zero.
  • the value is output to equalization section 510 and transmission line multiplication section 516.
  • the transmission path multiplication unit 516 receives the propagation path estimation value S505 with the zero inserted, and multiplies the input propagation path estimation value S505 with the zero inserted by the frequency domain signal output by the DFT section 517.
  • the multiplication result of the propagation path estimated value S505 is output to the cancel unit 509.
  • the cancel unit 509 receives a signal with zero inserted and a multiplication result of the propagation path estimation value S505, and generates a soft replica generated by the replica generation unit 518 based on the reliability of the own signal with respect to the input signal. Then, the multiplication result of the propagation path estimated value S505 in which zero is inserted at the position of the clipped spectrum is subtracted. As described above, in the frequency domain SC / MMSE turbo equalization targeted in this embodiment, the replica of the desired signal is once canceled and the residual signal component is calculated. This is because an equalization unit 510 (to be described later) performs an inverse matrix operation.
  • the equalization unit 510 obtains the residual component that is the output of the cancellation unit 509, the propagation path estimated value S505 of the desired signal that is the output of the second zero insertion unit 515, and the replica of the desired signal that is the output of the replica generation unit 518. Signal equalization. Specifically, the equalization unit 510 calculates the optimum weight from the residual component, the propagation path estimation value, and the signal replica, and demodulates the final equalized time axis signal multiplied by the optimum weight. Output to error correction decoding unit 511. However, since the replica is not input in the first processing, this is equivalent to the conventional MMSE (minimum mean square error) equalization without cancellation.
  • MMSE minimum mean square error
  • the radio reception apparatus performs equalization by treating the spectrum clipped on the radio transmission apparatus side as if it has been lost due to a drop in the propagation path. By doing this, it is possible to correctly reproduce the signal that should be transmitted (the signal before clipping on the transmission side).
  • Demodulation / error correction decoding section 511 receives an equalized signal, performs demodulation and error correction on the input signal, and provides logarithmic likelihood of the sign bit with improved reliability for the demodulated and error-corrected signal.
  • a ratio (LLR: Log likehood Ratio) is calculated, and the calculated LLR and the signal subjected to demodulation and error correction are repeatedly output to the control unit 512.
  • the repetition number control unit 512 receives the calculated LLR and the demodulated and error-corrected signal, calculates the number of times the process is repeatedly performed based on the input LLR, and controls the repetition process based on the calculation result.
  • the repetition number control unit 512 When the process is repeated, the repetition number control unit 512 outputs a signal obtained by performing LLR, demodulation, and error correction to the replica generation unit 518 in order to generate a soft replica of the signal. Further, the repetition number control unit 512 outputs the signal subjected to demodulation and error correction to the determination unit 513 after repeating the process a predetermined number of times.
  • the replica generation unit 518 generates a soft replica proportional to the reliability according to the LLR of the sign bit. Further, the replica generation unit 518 outputs the replica generated in this way to the DFT unit 517 in order to cancel the desired frequency signal once in the cancellation unit 509, and further reconfigures the desired signal at the time of equalization. Therefore, the data is output to the equalization unit 510. In this way, by repeatedly performing the processes of the cancel unit 509 to the repetition control unit 512 and the transmission path 516 to the replica generation unit 518, code bits with gradually increasing reliability can be obtained.
  • the determination unit 513 After repeating a predetermined number of times controlled by the repetition control unit 512, the determination unit 513 receives the demodulation and error-corrected signal output from the repetition control unit 512, and converts the input demodulation and error-corrected signal to the input demodulation signal. On the other hand, a hard decision is made and the decoded data is extracted. Then, the determination unit 513 outputs the extracted code data as reception data S506 to a signal processing unit (not shown) of the wireless reception device.
  • the configuration example of the base station apparatus that sequentially selects the received signal of each user and serially processes the selected signal has been described.
  • the first zero insertion unit 508, the cancellation unit 509, etc. The processing unit 510, the demodulation / error correction decoding unit 511, the replica generation unit 518, the DFT unit 517, the propagation path multiplication unit 516, etc. are provided in the same number as the number of users, so that all users can be processed simultaneously. It can also be done.
  • the predetermined number of repetitions may be fixed, and adaptive control such as repetition until the demodulation / error correction decoding unit 511LLR determination result has no errors is also possible.
  • the problem of advanced reception processing shown in this embodiment is the problem of processing delay and power consumption due to repeated processing. Therefore, it is possible to solve such a problem without deteriorating characteristics by repeatedly performing processing only on a terminal device that performs clipping.
  • the unit of the frequency to be accessed is basically referred to as RB, and the description has been made on the assumption that the RB is composed of a plurality of subcarriers. However, when the RB is composed of one subcarrier. It can also be applied to.
  • CM characteristic PAPR characteristic
  • the program that operates in the mobile station apparatus and the base station apparatus related to the present invention is a program (a program that causes a computer to function) that controls the CPU and the like so as to realize the functions of the above-described embodiments related to the present invention.
  • Information handled by these devices is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary.
  • a recording medium for storing the program a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient.
  • the processing is performed in cooperation with the operating system or other application programs.
  • the functions of the invention may be realized.
  • the program when distributing to the market, can be stored and distributed on a portable recording medium, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet.
  • the storage device of the server computer is also included in the present invention.
  • LSI which is typically an integrated circuit.
  • Each functional block of the mobile station apparatus and the base station apparatus may be individually chipped, or a part or all of them may be integrated into a chip.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • an integrated circuit based on the technology can also be used.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Code

Abstract

　無線送信装置と無線受信装置から構成され、無線送信装置は時間領域の信号を周波数変換することで得られる第1の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングさせて生成する第２の周波数信号をサブキャリアに割り当ててデータを送信し、無線受信装置は受信した信号から送信された時間領域のデータを復調する無線通信システムにおいて、無線送信装置毎に設定される第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率により通信を行う。

Description

無線通信システム、無線送信装置および無線送信方法
　本発明は、無線通信システム、無線送信装置および無線送信方法に関する。
　本願は、２０１０年０２月２６日に、日本に出願された特願２０１０－０４３０９５号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　近年のデータ通信量の増加に伴い、より高い周波数利用効率を有する移動体通信システムの必要性が高まっており、全てのセルで同じ周波数帯域を使用する１セルリユース・セルラシステムに関する様々な検討が進められている。１セルリユース・セルラシステムの１つである３ＧＰＰ（３ｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ；第三世代パートナシッププロジェクト）を中心に標準化が進められているＥ－ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　Ｒａｄｉｏ　Ａｃｃｅｓｓ；高機能無線アクセス方式におけるエアインタフェース）システムでは、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ；直交周波数分割多重）方式が、ダウンリンクの伝送方式の候補として検討されている。また、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｓｐｒｅａｄ　ＯＦＤＭ；周波数の非連続使用（ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）と周波数の連続使用（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）をサポートする離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）方式がアップリンクの伝送方式の有力な候補として検討されている。
　このＯＦＤＭＡ方式は、マルチパスフェージングに対する耐性に優れたＯＦＤＭ信号を用いて、時間及び周波数で分割されたリソースブロック（ＲＢ）単位でユーザがアクセスする方式である。しかし、ＯＦＤＭＡ方式は、高いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ－ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ；平均出力電力と最大出力電力との比）特性を有するため、送信電力制限の厳しいアップリンクの伝送方式としては適していない。
　一方ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式は、周波数（ＲＢ）を連続で使用することでＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式に対してＰＡＰＲ特性を良好に保つことができ、広いカバレッジを確保できる。また、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式は、周波数を非連続で使用することで柔軟に周波数を使用しながら、ある程度のＰＡＰＲ特性の劣化を抑えることができる。また、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭにおいて、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓとｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓの切り替えは、送信電力に基づいて行われることが検討されている（例えば、特許文献１参照）。
　このｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式をアップリンクの伝送に用いた場合の端末装置の構成の例を図１１に示す。図１１のように、まず、符号部７００は送信データＳ７０１の誤り訂正符号化を行い、次に、変調部７０１は送信データＳ７０１の変調を行う。次に、Ｓ／Ｐ変換部７０２は、変調された送信信号をシリアル・パラレル変換し、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）部７０３は、シリアル・パラレル変換された送信信号を周波数領域の信号に変換する。
　次に、サブキャリアマッピング部７０４は、周波数領域の信号に変換された送信信号を、伝送に用いるサブキャリア（リソースブロック）に割り当てる。また、サブキャリアマッピング部７０４は、この割り当てを、基地局装置から送信され、受信アンテナ部７１１で受信され無線部７１２、Ａ／Ｄ（アナログ信号－デジタル信号）変換部７１３を介して受信部７１４で復調されたマッピング情報Ｓ７０２に基づいて行い、伝送に用いられないサブキャリアにはゼロを挿入する。サブキャリアマッピング部７０４は、時間－周波数変換後の全信号を、与えられたサブキャリア（リソースブロック）に割り当てている。
　送信信号を伝送に用いるサブキャリアに割り当てる手法は、連続的にサブキャリアを使用するＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ；シングルキャリア周波数分割多元接続）と、不連続に割り当てるＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭがある。ＳＣ－ＦＤＭＡは、非常にＰＡＰＲ特性の優れた手法であり、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭは、ＰＡＰＲ特性の劣化を許容し、割り当ての柔軟性を重視した手法である。
　図１２ＡはＳＣ－ＦＤＭＡの場合の配置の一例を示した図であり、図１２ＢはＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭの場合の配置の一例を示した図である。図１２Ａに示すように、６つのＲＢ（符号ｓｇ１１０１）は、それぞれサブキャリア数が１２で構成され、ユーザＡに３ＲＢ（符号ｓｇ１１１１）、ユーザＢに１ＲＢ（符号ｓｇ１１１２）、ユーザＣに２ＲＢ（符号ｓｇ１１１３）割り当てた場合の図である。図１２Ｂに示すように、６つのＲＢ（符号ｓｇ１２０１）は、それぞれサブキャリア数が１２で構成され、ユーザＡに３ＲＢ（符号ｓｇ１２１１とｓｇ１２１４）、ユーザＢに１ＲＢ（符号ｓｇ１２１２とｓｇ１２１５）、ユーザＣに２ＲＢ（符号ｓｇ１２１３）割り当てた場合の図である。図１２Ａでは、周波数の低い方からユーザＡ、Ｂ、ＣにリソースブロックＲＢを順次割り当てるが、図１２Ｂでは、周波数の低い方から先ずユーザＡに１ＲＢ（符号ｓｇ１２０１）を割り当て、ユーザＢに１ＲＢ（符号ｓｇ１２１２）を割り当て、ユーザＣに１ＲＢ（符号ｓｇ１２１３）を割り当て、ユーザＡに２ＲＢ（符号ｓｇ１２１４）を割り当て、最後にユーザＢに１ＲＢ（符号ｓｇ１２１５）を割り当てる。つまり、図１２Ｂでは、ユーザＡに３ＲＢ（符号ｓｇ１２１１とｓｇ１２１４）を不連続に割り当てている。
　図１１に戻り、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ逆変換）部７０５は、伝送に用いられるサブキャリア上に割り当てられた送信信号が入力され、入力された送信信号を周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。そして、変換された信号がＰ／Ｓ変換部７０６を経由してパラレル信号からシリアル信号に変換され、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプレフィックス）挿入部７０７に入力される。ＣＰ挿入部７０７は、変換された信号にＣＰ（ＩＦＦＴ後のシンボル後方をコピーした信号）を挿入する。次に、Ｄ／Ａ（アナログ信号－デジタル信号）変換部７０８は、ＣＰが挿入された信号をアナログ信号に変換する。次に、無線部７０９は、アナログ信号に変換された信号を無線周波数帯域信号にアップコンバートし、送信アンテナ部７１０から送信する。このように生成された送信信号は、ＳＣ－ＦＤＭＡの場合でも、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭの場合でも、マルチキャリア信号と比較してＰＡＰＲ特性が優れているという特長を有する。
　また、図１１の端末装置から送信されるｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式の信号を受信する基地局装置の構成を図１３に示す。図１３のように、まず、無線部８０１は、アンテナ部８００で受信された信号をＡ／Ｄ変換可能な周波数に変換し、Ａ／Ｄ変換部８０２は、周波数が変換された信号をデジタル信号に変換する。
　次に、同期部８０３は、このデジタル信号についてシンボル同期を確立し、ＣＰ除去部８０４は、シンボル毎にＣＰを除去する。そして、ＣＰ除去後、Ｓ／Ｐ変換部８０５を経由して、シリアル信号からパラレル信号に変換され、ＦＦＴ部８０６は、この時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。そして、伝搬路推定部８０７にはＦＦＴ部８０６から、周波数領域の信号に変換された伝搬路推定用のパイロット信号（端末装置でデータ信号と共に送信された既知の信号）Ｓ８０１が入力され、入力された伝搬路推定用のパイロット信号Ｓ８０１を用いて伝搬路状態の推定を行う。
　基地局装置が受信する信号は、図１２Ａ～図１２Ｂに示すように複数の端末装置から送信された信号が周波数分割多重されたものであり、サブキャリアデマッピング部８０８は、ＦＦＴ部８０６の出力信号について、スケジューリング部８１２で事前に決められたマッピング情報（どの端末装置がどのサブキャリアを使用しているかを示す情報）Ｓ８０２を基に、端末装置毎の使用サブキャリアをまとめる。そして、等化部８０９は、端末装置毎にまとめられた受信サブキャリアに対する等化処理を、伝搬路推定部８０７から出力される伝搬路推定値Ｓ８０３を用いて周波数軸上で行う。さらに、ＩＤＦＴ部８１０は、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。そして、変換後、この時間軸領域の信号は、復調・誤り訂正復号部８１１によって復調され、誤り訂正複合がされて、端末装置毎の送信データの再生が行われ、受信データＳ８０４が生成される。
　また、ＦＦＴ部８０６は、受信レベル測定用のパイロット信号Ｓ８０１をスケジューリング部８１２へ送る。この信号を用いた受信レベルの測定結果に基づいて、スケジューリング部８１２は、この信号を用いた受信レベルの測定結果に基づいて、各端末装置の伝搬状況を考慮したスケジューリングを行い、マッピング情報Ｓ８０２を決定する。そして、送信部８１３は、スケジューリング部８１２で決定されたマッピング情報Ｓ８０２の変調等を行う。変調等後、Ｄ／Ａ部８１４、無線部８１５等を経由し、アンテナ部８１６は、マッピング情報を各端末装置へ送信する。そして、このマッピング情報は、次フレーム以降の端末装置側の送信に利用される。
国際公開第２００８／０８１８７６号
　しかしながら、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を用いた場合でも、ユーザ数や情報量の増大に伴い周波数資源の逼迫がさらに加速している現在の通信環境では、セルスループットや端末装置のスループットが不足することがあるという問題がある。
　本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は、セルスループットや端末装置のスループットを改善することを可能にする無線通信システム、無線送信装置および無線送信方法を提供することにある。
　上記目的を達成するため、本発明に係る無線通信システムにおいて、無線送信装置と無線受信装置から構成され、前記無線送信装置は時間領域の信号を周波数変換することで得られる第1の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングさせて生成する第２の周波数信号をサブキャリアに割り当ててデータを送信し、前記無線受信装置は受信した信号から送信された時間領域のデータを復調する無線通信システムにおいて、前記無線送信装置毎に設定される第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率により通信を行う。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記クリッピング率に基づき前記無線送信装置の送信電力に関する情報を決定するか、あるいは、前記無線送信装置の送信電力に関する情報に基づき前記クリッピング率を決定するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記送信電力に関する情報は、前記無線送信装置の送信電力、前記無線送信装置の送信アンプの可能な最大電力、前記無線送信装置からの前記無線受信装置までの距離の少なくとも１つであるようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、データを送信するための送信電力が所定の値より大きい場合、クリッピングを行わないで通信を行うようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記無線送信装置を前記無線受信装置からの距離毎にグループ化し、前記無線受信装置からの距離が遠いグループに属する前記無線送信装置はクリッピングを行わないようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記無線受信装置は前記無線送信装置に対し、第２の周波数信号を割り当てるサブキャリア位置と第1の周波数信号数あるいはクリッピング率のいずれか一方を通知するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記無線受信装置は前記無線送信装置に対し、前記無線送信装置が使用する周波数位置に関する情報通知し、前記無線送信装置は通知された前記周波数位置の一部の周波数を使用せず送信を行うようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記無線送信装置が低消費電力モードで動作している場合、クリッピングを行わないようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線通信システムにおいて、前記無線受信装置は前記無線送信装置がクリッピングを行ってデータを送信した場合、繰り返し復調処理を行うようにしてもよい。
　上記目的を達成するため、本発明に係る無線送信装置において、時間軸信号を周波数軸信号に変換して第１の周波数信号を生成する時間周波数軸変換部と、前記第１の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングして第２の周波数信号を生成するクリッピング部と、第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率に基づきクリッピング制御情報を生成し、前記クリッピング部の制御を行うクリッピング制御部と、前記第２の周波数信号をサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て部と、前記クリッピング制御情報に基づき前記サブキャリアからなる送信信号の送信電力を調整する送信電力調整部と、前記クリッピング制御部で制御される前記クリッピング率と前記送信電力調整部により調整される送信電力とに基づき送信データを送信する無線部とを備える。
　また、本発明に係る無線送信装置において、前記電力調整部は、同一の無線受信装置と通信を行える通信範囲内にある複数の無線送信装置の前記第1の周波数信号数が同一の場合、前記クリッピング率が大きいほど、送信電力が大きくなるように電力を調整するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線送信装置において、前期送信電力調整部は、前記クリッピング率に基づき送信電力の最大値を異なる値に設定するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線送信装置において、前記無線部は、高利得増幅を行うハイパワーアンプ部を更に備え、前記送信電力調整部は、前記クリッピング率に応じて前記ハイパワーアンプ部の動作領域が異なるように送信電力を調整するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線送信装置において、前期送信電力調整部は、前記クリッピング率に応じて前記ハイパワーアンプ部へ平均入力電力を制御するようにしてもよい。
　また、本発明に係る無線送信装置において、前期送信電力調整部は、クリッピング率に基づき、前記無線送信装置の最大可能送信電力内且つ線形領域動作範囲内に収めるように前記ハイパワーアンプ部へ平均入力電力を制御するようにしてもよい。
　上記目的を達成するため、本発明に係る無線送信装置における無線送信方法において、時間周波数軸変換部が、時間軸信号を周波数軸信号に変換して第１の周波数信号を生成する時間周波数軸変換工程と、クリッピング部が、前記第１の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングして第２の周波数信号を生成するクリッピング工程と、クリッピング制御部が、第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率に基づきクリッピング制御情報を生成し、前記クリッピング部の制御を行うクリッピング制御工程と、サブキャリア割り当て部が、前記第２の周波数信号をサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て工程と、送信電力調整部が、前記クリッピング制御情報に基づき前記サブキャリアからなる送信信号の送信電力を調整する送信電力調整工程と、無線部が、前記クリッピング制御部で制御される前記クリッピング率と前記送信電力調整部により調整される送信電力とに基づき送信データを送信する無線工程とを備える。
　本発明によれば、セルスループットや端末装置のスループットを改善することが可能になる。
第１実施形態に係る無線送信装置のブロック図である。 同実施形態に係る２４０サブキャリアを使用し変調方式をＱＰＳＫとした時の非クリッピング率とＣＭの関係を示す図である。 ＨＰアンプの入出力特性における従来技術による動作点の選択を説明する図である。 ＨＰアンプの入出力特性における本発明による動作点の選択を説明する図である。 同実施形態に係るＨＰアンプへの平均入力電力と非クリッピング率の関係を説明する図である。 第３実施形態に係るセルラシステムにおいてＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ信号を送信する無線送信装置（端末装置）と無線受信装置（基地局装置）の位置関係を示した図である。 同実施形態に係るセルラシステムにおいて無線送信装置における第１の周波数信号と第２の周波数信号の様子を端末装置Ａ、Ｂ、Ｃについて示す図である。 同実施形態におけるそれぞれの端末装置と非クリッピング率の関係を示す図である。 第４実施形態に係るクリッピングを行わない従来の場合の割り当てを示す図である。 同実施形態に係る端末装置が指定される、あるいはあらかじめ通知される非クリッピング率に従って各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図である。 同実施形態に係るクリッピング後の配置を示す図である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピングを行わない場合の割り当てを示す図）である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（非クリッピング率に従って各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図）である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピング後の配置を示す図）である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピングを行わない場合の割り当てを示す図）である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（非クリッピング率に従って各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図）である。 同実施形態に係る端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピング後の配置を示す図）である。 第５実施形態に係る基地局装置のブロック図である。 従来技術に係るｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式をアップリンクの伝送に用いた場合の端末装置の構成の例を示す図である。 従来技術に係るＳＣ－ＦＤＭＡの場合の配置の一例を示した図である。 従来技術に係るＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭの場合の配置の一例を示した図である。 従来技術に係る図１１の端末装置から送信されるｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式の信号を受信する基地局装置の構成の例を示す図である。
　以下、図１～図１０を用いて本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、本発明は斯かる実施形態に限定されず、その技術思想の範囲内で種々の変更が可能である。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明に係る無線送信装置のブロック図である。この無線通信装置は、一例として、無線通信システムにおいて基地局装置と送信を行う端末装置である。なお、以下では、基地局装置のことを無線受信装置と称する。この無線送信装置は、符号部１００、変調部１０１、Ｓ／Ｐ変換部１０２、ＤＦＴ部１０３、スペクトルクリッピング部１０４、サブキャリアマッピング部１０５、ＩＦＦＴ部１０６、Ｐ／Ｓ変換部１０７、ＣＰ挿入部１０８、Ｄ／Ａ変換部１０９、無線部１１０、送信アンテナ部１１１、受信アンテナ部１１２、無線部１１３、Ａ／Ｄ変換部１１４、受信部１１５、クリッピング制御部１２０、および送信電力調整部１２２を備える。
　符号部１００は、送信データＳ４が入力され、入力された送信データＳ４の誤り訂正符号化を行い、誤り訂正符号化した送信データを変調部１０１に出力する。
　変調部１０１は、誤り訂正符号化された送信データが入力され、誤り訂正符号化された送信データを変調し、変調した送信信号をＳ／Ｐ変換部１０２に出力する。
　Ｓ／Ｐ変換部１０２は、変調された送信信号が入力され、変調された送信信号をシリアル信号からパラレル信号に変換し、パラレル信号に変換した信号をＤＦＴ部１０３に出力する。
　ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）部（時間周波数軸変換部）１０３は、シリアル・パラレル変換後の送信データが入力され、パラレル信号に変換された送信データを離散フーリエ変換して、時間軸信号から周波数軸信号に変換する。この周波数軸信号に変換された信号を、以後、第１の周波数信号と称する。
　スペクトルクリッピング部（クリッピング部）１０４は、周波数軸信号に変換された周波数信号（スペクトル）に対して、クリッピング制御部１２０が出力するクリッピング制御信号Ｓ１に基づきクリッピング(欠落)を行う。クリッピング率については、使用するサブキャリア情報のように、送信装置毎に基地局装置等から通知される場合や、端末装置の位置情報（セルエッジにいるのか、否か）が変わる毎に同期して通知される場合や、送信装置が独自に設定する場合等、様々な場合が考えられる。クリッピング動作は、ＤＦＴ部１０３の出力を一定の規則に基づき幾つかの信号（スペクトル）を削除する動作であり、スペクトルクリッピング部１０４の入力信号数をＭ、出力信号数Ｎとすると、Ｍ≧Ｎが成り立つ。以後、Ｎ／Ｍを非クリッピング率、（Ｍ－Ｎ）／Ｍをクリッピング率と定義する。これは非クリッピング率が低い程クリッピングの割合が高くなる。また、スペクトルクリッピング部１０４の出力を、以後、第２の周波数信号と称す。非クリッピング率が１の場合、スペクトルクリッピング部１０４は、クリッピングを行わずに、入力された第１の周波数信号を、そのまま第２の周波数信号として出力する。また、クリッピング動作において、ＤＦＴ部１０３の出力を一定の規則に基づき幾つかの信号（スペクトル）を削除する場合、例えば、クリッピングは高い周波数帯域から行っても良く、低い周波数から行っても良く、さらに、クリッピングを帯域の両側から行っても良い。
　サブキャリアマッピング部（サブキャリア割り当て部）１０５は、スペクトルクリッピング部１０４でクリッピングされた信号と受信部１１５で復調されたマッピング情報Ｓ３とが入力される。また、サブキャリアマッピング部１０５は、マッピング情報Ｓ３に基づき、入力された信号を伝送に用いるサブキャリアに割り当てる。さらに、サブキャリアマッピング部１０５は、伝送に用いられないサブキャリアにはゼロを挿入する。また、割り当てられるサブキャリアは連続の場合も、不連続の場合もある。
　このマッピング情報は、基地局装置（無線受信装置）から送信され、受信アンテナ部１１２で受信され、無線部１１３、Ａ／Ｄ変換部１１４を経て受信部１１５が復調する。そして、受信部１１５は、復調したマッピング情報ｓ３をサブキャリアマッピング部１０５に出力する。
　ＩＦＦＴ部１０６には、サブキャリアマッピング部１０５が伝送に用いられるサブキャリア上に割り当てた送信信号が入力され、入力された送信信号を逆フーリエ変換することで、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、変換した時間領域の信号をＰ／Ｓ変換部１０７に出力する。
　Ｐ／Ｓ（パラレルーシリアル）変換部１０７は、変換された時間領域の信号が入力され、変換された時間領域の信号をパラレル信号からシリアル信号に変換し、シリアル信号に変換した信号をＣＰ挿入部１０８に出力する。
　ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）挿入部１０８は、シリアル信号に変換された信号が入力され、シリアル信号に変換された信号にＣＰ（ＩＦＦＴ後のシンボル後方をコピーした信号）を挿入し、ＣＰを挿入した信号をＤ／Ａ変換部１０９に出力する。
　Ｄ／Ａ変換部１０９は、ＣＰ挿入された信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した信号を無線部１１０に出力する。
　無線部１１０は、アナログ信号に変換された信号が入力され、アナログ信号に変換された信号を無線周波数帯域信号にアップコンバートし、無線周波数帯域信号にアップコンバートした信号を送信アンテナ部１１１から送信する。なお、無線部１１０には、送信電力を可変するためのＴＰＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ；送信電力制御）アンプ（高電力増幅器、利得が１以下のものもＴＰＣアンプに含まれる）と、高出力化を図るためのＨＰ（Ｈｉｇｈ　Ｐｏｗｅｒ）アンプが含まれている。さらに、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が出力する制御情報Ｓ２に基づき、例えばＴＰＣアンプの増幅率を制御する。
　送信電力調整部１２２は、クリッピング制御部１２０が出力するクリッピング情報Ｓ１をパラメータの１つとして、無線部１１０のＴＰＣアンプのゲインやＨＰアンプの出力である最大送信電力等を制御する制御信号Ｓ２を生成し、生成した制御信号Ｓ２を無線部１１０に出力する。本発明においては、ＴＰＣのゲインを制御することで調整される信号の送信電力や、送信可能な最大送信電力等を送信電力に関する情報と呼ぶ。また、ＴＰＣアンプのゲインを制御する上で考慮される基地局装置からの距離をこの情報に含める場合もある。ＴＰＣアンプの制御に際してＳ１を考慮する理由は、クリッピングの有無、あるいはクリッピング率の変化によって総送信電力が変わらないような調整を行うためである。
　ただし、この調整はデジタル信号中でも行うことが可能であり、また、必ず必要となる調整ではない。図１では、クリッピング情報Ｓ１に基づいて送信電力に関する情報を制御することを前提にクリッピング制御部と送信電力調整部の関係を図示したが、送信電力に関する情報とクリッピング制御は独立して制御される場合もあり、本発明からそれを除外する意味ではない。
　また、送信電力に関する情報を先に決定してから、クリッピング率を決定するようにしてもよい。
　図２は、２４０（２４０とはサブキャリアの数）サブキャリアを使用し変調方式をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ；四位相偏移変調）とした場合の非クリッピング率とＣＭ（Ｃｕｂｉｃ　Ｍｅｔｒｉｃ）の関係を示す図である。ＣＭとは、ＨＰアンプのバックオフ（飽和出力電力と実際の動作出力電力との差）を考慮した送信信号の評価手法であり、ＰＡＰＲ特性に準ずるものである。ＣＭはその値が低いほどＰＡＰＲ特性が優れている（ＰＡＰＲが小さい）ことを示している。
　図２は、スペクトルクリッピング部１０４の入力信号数Ｍを一定とした場合であり、非クリッピング率が低くなるほどＣＭ値が劣化する。ただし、このＣＭ値は条件の一例であり、使用するサブキャリア数や変調方式等によっても異なる値となる。また、図２はクリッピング後のデータを連続するサブキャリアに割り当てたものであり、これらを離散的に割りあてると更にＣＭ特性は劣化する。また、セルラシステムにおいてクリッピングを使用する際は、無線受信装置で正確に復調できることを前提におくと、非クリッピング率をできるだけ低くすれば、より多くのユーザを多重でき、セルスループットが向上する。
　以降、本明細書ではＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ信号に対してクリッピングを行うものとし、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭと称する。ただし、本発明は、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ信号に対してのみ用いることができるのではなく、１つの情報を複数のデータに分割して送信する方法に適用することができる。その他の代表的な方法は、ＭＣ－ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ－Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；マルチキャリア符号分割多重）方式である。また、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｅ　Ｏｕｔｐｕｔ；複数のアンテナを使用する空間分割多重方式）などの複数の送受信アンテナを具備する伝送方法と組み合わせても良い。
　次に、無線部１１０が非クリッピング率に応じて、ＨＰアンプの動作点を変える方法を説明する。
　図３Ａは、ＨＰアンプの入出力特性における従来技術による動作点の選択を説明する図である。図３Ｂは、ＨＰアンプの入出力特性における本発明による動作点の選択を説明する図である。
図３Ａおよび図３Ｂに示すように、アンプは、一般的に線形領域（図３Ａの符号ｇ１０１、図３Ｂの符号ｇ１１１）と非線形領域（図３Ａの符号ｇ１０２、図３Ｂの符号ｇ１１２）があり、非線形領域では、入力電力の増加にともなって、出力電力が比例して増加しない領域を示すことが多く、入力電力では高電力入力の領域に相当する。無線送信装置において、この非線形領域では送信信号に歪が生じるため、自信号の特性が劣化するだけでなく、同時送信を行っている他ユーザへの影響、あるいはシステム帯域外への漏洩電力が生じることになる。即ち、ＨＰアンプを非線形領域で使用するのは好ましくないといえる。
　図３Ａと図３Ｂにおいて、Ｉ１からＩ３は、ＨＰアンプへの平均入力電力、Ｏ１からＯ３は、Ｉ１からＩ３に対応した平均出力電力であり、Ｉ３はＩ２より大きく且つＩ２はＩ１より大きく（Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３）、Ｏ３はＯ２より大きく且つＯ２はＯ１より大きい（Ｏ１＜Ｏ２＜Ｏ３）。また、両側に矢印のある点線ａ１～ａ６は、非クリッピング率Ｃ１からＣ３における入力信号の瞬時電力が変化する範囲を示すものである。両側に矢印のある点線ａ１とａ４は、Ｃ１における信号電力の変化である。両側に矢印のある点線ａ２とａ５は、Ｃ２における信号電力の変化である。両側に矢印のある点線ａ３とａ６は、Ｃ３における信号電力の変化である。また、Ｃ３はＣ２より大きく且つＣ２はＣ１より大きい（Ｃ１＜Ｃ２＜Ｃ３）。非クリッピング率が低くなるほど瞬時電力の変化が大きいのは、図２に示したＣＭ特性に起因している。
　また、従来技術の考え方によれば、図３Ａに示すように全ての非クリッピング率Ｃ１～Ｃ３で信号が歪まないような動作点、例えばＩ１でＨＰアンプを動作させる。このときの入力信号の瞬間電力の変化を両側に矢印のある点線ａ１～ａ３で示す。
　一方、本発明では、図３Ｂに示すように、非クリッピング率に従って、ＨＰアンプへの入力電力を変えている。すなわち、非クリッピング率が低いＣ１であって、このときの入力信号の瞬間電力の変化が両側に矢印のある点線ａ４で示されるように大きいときは、ＨＰアンプへの平均入力電力を小さなＩ１とし、非クリッピング率がＣ２、Ｃ３と高くなるに従ってＨＰアンプへの平均入力電力をＩ２、Ｉ３と大きくする方法により、送信信号に歪みを与えることなく、非クリッピング率が高いときに送信出力を大きくすることができ、通信距離を長くできるといったメリットがある。
　すなわち、送信電力調整部１２２は、クリッピング制御部１２０が出力するクリッピング情報Ｓ１に基づき制御信号Ｓ２を生成し、生成された制御信号Ｓ２に基づき無線部１１０のＴＰＣアンプは、送信電力を可変しＨＰアンプへの入力電力を変える。
　また、セルラシステムのように送信電力制御を行う場合、ＨＰアンプへの平均入力電力が変化するような場合がある。このような場合、図４に示すようにＨＰアンプへの平均入力電力と非クリッピング率の関係を設定すれば、送信信号を歪ませることなくセルスループットを改善できる。図４は、ＨＰアンプへの平均入力電力と非クリッピング率の関係を説明する図である。すなわち図３Ｂも参照して、ＨＰアンプへの平均入力電力Ｘが小さな値Ｉ１よりも小さいときは、非クリッピング率を低い値のＣ１とし、平均入力電力Ｘが大きくなるに従って、非クリッピング率をより高いＣ２、Ｃ３、１とする。図４は一例であり、例えばＨＰアンプへの平均電力を排他的に設定しているが、重複するように設定することも可能である。なお、平均入力電力が最も大きい領域で非クリッピング率を１としたのは、できるだけ歪みを発生しないようにするためである。
　すなわち、送信電力調整部１２２は、変調方式、サブキャリア数に応じた関係を記憶し、記憶されている関係とクリッピング制御部１２０からのクリッピング情報Ｓ１に基づいて制御信号Ｓ２を生成し、生成した制御信号Ｓ２を無線部１１０に出力する。そして、無線部１１０は、制御信号Ｓ２に基づいてＨＰアンプへ入力する平均電力を制御する。
　以上のように、クリッピング率によりＣＭ特性（ＰＡＰＲ特性）が異なることに着目し、クリッピング率に基づきＨＰアップへの入力電力を制御して送信電力を可変することで、セルスループットや端末装置のスループットを改善できる。
（第２の実施形態）
　本実施形態では、次世代のセルラ通信（３．９Ｇ）の仕様書に示される方法を参照し、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭをアップリンクに使用する場合を想定し、特に送信電力制御とクリッピングの関係を用いる方法を説明する。３．９ＧではＳＣ－ＦＤＭＡ方式が使用されることが決定している。（１）式は、次世代のセルラ通信（３．９Ｇ）の仕様書に規定されるアップリンクのデータ通信に使用される送信電力値を決定するために用いられる式である。
　ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）＝ｍｉｎ｛ＰＣＭＡＸ，１０×ｌｏｇ１０（ＭＰＵＳＣＨ（ｉ））＋ＰＯ＿ＰＵＳＣＨ（ｊ）＋α（ｊ）×ＰＬ＋ΔＴＦ（ｉ）＋ｆ（ｉ）｝・・・（１）
　（１）式において、ＰＵＳＣＨとはＰｈｙｓｉｃａｌ　Ｕｐｌｉｎｋ　Ｓｈａｒｅｄ　Ｃｈａｎｎｅｌの略であり、アップリンクのデータを送信するデータチャネルを示す。ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）は、第ｉフレームにおける送信電力値を示す。ｊは使用周波数の割り当て方法により定まるパラメータであり、例えば、通信機会毎に周波数割り当てが決定される場合（Ｄｙｎａｍｉｃ　Ｓｃｈｅｄｕｌｅｄ　Ｇｒａｎｔ）、半固定的に周波数割り当てが決定される場合（Ｓｅｍｉ－Ｐｅｒｓｉｓｔｅｎｔ　Ｓｃｈｅｄｕｌｅｄ　Ｇｒａｎｔ）、ランダムアクセスチャネルを使用する場合で異なる値をとる。ｍｉｎ｛Ｘ，Ｙ｝は、Ｘ，Ｙのうち最小値を選択するための関数である。ＰＯ＿ＰＵＳＣＨは、ＰＵＳＣＨの基本となる送信電力であり、基地局装置から指定される値と端末装置個々に設定される値の和で定義される。ＭＰＵＳＣＨは、データチャネルの送信に使用されるリソースブロック（ＲＢ:端末装置が基地局装置にアクセスする単位）数を示し、使用されるＲＢ数が多くなるに従って、送信電力が大きくなることを示している。また、ＰＬは、パスロス（伝播損失）を示し、αは、パスロスに乗算する係数であり、上位層により指定される。ΔＴＦは、変調方式等によるオフセット値であり、ｆは、基地局装置から制御信号で算出されるオフセット値（クローズドループによる送信電力制御値）である。また、ＰＣＭＡＸは、最大送信電力値であり、物理的な最大送信電力である場合や、上位層から指定される場合がある。以降、式を簡単に示すために、（１）式の一部を（２）式のようにＬＴＥ＿Ｐに置き換える。
　ＬＴＥ＿Ｐ＝１０×ｌｏｇ１０（ＭＰＵＳＣＨ（ｉ））＋ＰＯ＿ＰＵＳＣＨ（ｊ）＋α（ｊ）×ＰＬ＋ΔＴＦ（ｉ）＋ｆ（ｉ）・・・（２）
　Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭを用いる方法の問題点として、クリッピングすることによるＣＭの劣化（ＰＡＰＲ特性の劣化）の他、受信性能の劣化という問題点がある（受信性能については、無線受信装置を工夫することで劣化させないことも可能であり、詳細は後述する）。（３）式は、送信電力調整部１２２が行う受信特性の劣化を考慮した送信電力制御を表している。
　ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）＝ｍｉｎ｛ＰＣＭＡＸ，ＬＴＥ＿Ｐ＋ＣＬ（Ｃ）｝・・・（３）
　（３）式は、（１）式に対して、ＣＬ（Ｃ）（正の値）が追加されている。これは、非クリッピング率Ｃにともなって劣化する受信特性を、送信電力を増加させることで補償するものである。例えば、非クリッピング率がＣ１のとき、ＣＬ（Ｃ１）＝３ｄＢ、非クリッピング率がＣ２のとき、ＣＬ（Ｃ２）＝１．５ｄＢ、非クリッピング率がＣ３のとき、ＣＬ（Ｃ３）＝０．５ｄＢのように、それぞれ補正することを意味する。
　すなわち、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が生成した制御信号Ｓ２に基づき、送電電力を補正することで、無線受信装置側の受信性能を改善することができる。
　また、無線受信装置は後述する高度な無線受信装置（例えば、一部のスペクトルがクリッピングされた信号を受信する場合でも、非線形繰り返し等化（例えば、周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥ（Ｓｏｆｔ　Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ　ｆｏｌｌｏｗｅｄ　ｂｙ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）ターボ等化）を用いることができる装置）を使用する場合とそうではない場合があり、そのことを考慮して（４）式のようにすることも可能である。
　ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）＝ｍｉｎ｛ＰＣＭＡＸ，ＬＴＥ＿Ｐ＋Ｒ×ＣＬ（Ｃ）｝・・・（４）
　無線受信装置が高度な場合、無線部１１０は、Ｒを例えば０に設定し、無線受信装置が高度ではない場合、Ｒを１に設定する。このため、無線受信装置の高度な処理（例えば、一部のスペクトルがクリッピングされた信号を受信する場合でも、非線形繰り返し等化（例えば、周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化）を用いる処理）を用いれば、無線送信装置が送信する電力を抑えることができ、他セルへの影響を極力抑えることが可能になる。
　すなわち、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が生成した制御信号Ｓ２に基づき、送信電力を抑え、無線送信装置が送信する電力を抑えることで、非クリッピングにより受信特性の補正ができる。
　また、（３）式および（４）式では、無線送信装置の無線部１１０が非クリッピング率を考慮して送信電力を補正する場合について示したが、クローズドループによる送信制御、即ち（１）式におけるｆ（ｉ）を使用して、受信特性の劣化を補正することも可能である。
（１）式では送信帯域幅（ＲＢ数）が可変であることを前提としている。この場合、無線受信装置の無線部１１０が制御に際し、端末装置の送信電力を正確に管理していた場合は問題ないが、管理に不確定性があったり、管理していなかったりする場合に（１）式の右辺で最大値をとる重要性がでてくる。即ち、無線受信装置の無線部１１０が、最大値を制限することで、システム的に送信してはいけない電力にしなようにしたり、送信電力が過剰になることによる人体への影響を防いだりすることが可能になる。更に、端末装置からの送信電力が、ＨＰアンプの能力を超えて動作することにより送信信号が歪むことを防止する目的もあると考えられる。
　ここで、説明を簡単にするためにシステムから要求されるＰＣＭＡＸと端末装置の最大可能送信電力（線形領域動作範囲）であるＰＭＡＸが同じ値である場合を想定する。（１）式を（５）式のように変形することで、端末装置は、非クリッピング率が変わっても信号を歪ませることがなくなる。
　ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）＝ｍｉｎ｛ＰＣＭＡＸ－ＤＳＴ（Ｃ），ＬＴＥ＿Ｐ｝・・・（５）
　ＤＳＴ（Ｃ）は、非クリッピング率Ｃに伴い変化する正の値であり、非クリッピング率Ｃの減少とともに大きくなる値である。ＣＬが非クリッピングにより受信特性の補正を目的としたものに対し、ＤＳＴは、クリッピングによる送信信号の歪みを抑えるためのものである。（５）式によると、ＤＳＴは、送信電力がＨＰアンプの動作領域の最大値を超えるときに有効になるものである。
　すなわち、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が生成した制御信号Ｓ２に基づき、クリッピングによる送信信号の歪みを抑えられる。
　以上のように、クリッピング率によりＣＭ特性（ＰＡＰＲ特性）が異なることに着目し、クリッピング率に基づき、受信特性の劣化を考慮した送信電力制御が行われ、または、無線送信装置が送信する電力を抑えることで、セルスループットや端末装置のスループットを改善できる。
（第３の実施形態）
　本実施形態は、有効にＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭをセルラシステムのアップリンクに使用することで、セルスループットや端末装置のスループットを改善する方法を説明する。
　図５Ａは、セルラシステムにおいてＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ信号を送信する無線送信装置（端末装置）２０１～２０３と無線受信装置（基地局装置）２１０の位置関係を示した図である。図５Ａにおいて、端末装置Ａ（２０１）、Ｂ（２０２）、Ｃ（２０３）の順で基地局装置２１０から遠い位置にあるものとしている。楕円２２０は、無線基地局装置が端末装置と通信を行うことができるサービス可能エリアを示している。図６は、本実施形態におけるそれぞれの端末装置と非クリッピング率の関係を示す図である。
　図５Ａと図６のように、端末装置２０１～２０３が基地局装置２１０から遠いほど、非クリッピング率を高くすることで信号に歪が生じる確率を低くすることができる。これは、基地局装置２１０から遠い端末装置ほど、同じデータ量の通信を同じ性能で行うために大きな送信電力が必要なことに起因している。図５Ｂは、無線送信装置２０１～２０３における第１の周波数信号と第２の周波数信号の様子を、端末装置Ａ、Ｂ、Ｃについて示す図である。図５Ｂにおいて、矢印の左側、即ち、始点側が第１の周波数信号ｓｇ１０１であり、矢印の右側、即ち、終点側が第２の周波数信号（ｓｇ１１１～ｓｇ１１３）である。図５Ｂに示すように、各第２の周波数信号は、符号ｓｇ１１１が端末Ａの第２の周波数信号であり、符号ｓｇ１１２が端末Ｂの第２の周波数信号であり、符号ｓｇ１１３が端末Ｃの第２の周波数信号である。簡略化のために端末装置Ａ（２０１）～Ｃ（２０３）において、それぞれの第１の周波数信号数（図１のクリッピング制御部１２０から送信電力調整部１２２に加えられる周波数軸信号）は同じとしている。図５Ｂのように、基地局装置２１０から遠い端末装置Ａ（２０１）の非クリッピング率を高くし（図５Ｂにおける第２の周波数信号数と第１の周波数信号数が近い値になる）、基地局装置２１０から近い端末装置Ｃ（２０３）の非クリッピング率を低くすることで（図５Ｂにおける第２の周波数信号数と第１の周波数信号数の違いが大きくなる）、ＰＡＰＲ特性の劣化の影響を小さくしている。
　なお、端末装置２０１～２０３および基地局装置２１０は、特定の箇所に設置されたものでも良く、あるいは、移動する車両等に設置するようにしても良い。
　すなわち、クリッピング制御部１２０は、基地局装置２１０と端末装置との距離との関係に基づき非クリッピング率を制御し、さらに、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が出力する非クリッピング率に基づく制御信号Ｓ２に基づき、ＨＰアンプへの平均入力電力を制御することでＨＰアンプの動作点等を制御する。
　基地局装置との距離との関係を使用する他に、送信電力余力（ＰＨ）を使うことも可能である。このＰＨは、端末装置から定期的あるいは非定期的に基地局装置に通知される情報とする。ＰＨは（６）式で定義され、基地局装置と端末装置との距離の代わりにＰＨを使うことも可能である。
　ＰＨ（ｉ）＝ＰＭＡＸ－ＰＰＵＳＣＨ（ｉ）・・・（６）
　ＰＰＵＳＣＨは、第２実施形態で示したデータチャネルの送信電力であり、ＰＭＡＸは端末装置が送信可能な最大送信電力である。
　すなわち、クリッピング制御部１２０は、送信電力余力（ＰＨ）に基づき非クリッピング率を制御し、さらに、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が出力する非クリッピング率に基づく制御信号Ｓ２に基づき、ＨＰアンプへの平均入力電力を制御することでＨＰアンプの動作点等を制御する。
　また、基地局装置からの距離、ＰＨとは関係は深くないが、端末装置のＱｏＳ（ｑｕａｌｉｔｙ　ｏｆ　ｓｅｒｖｉｃｅ）、特に処理遅延に関するパラメータによって非クリッピング率を設定することも可能である。これは、非クリッピング率が低くなるほど、受信処理が複雑（後述する高度な受信処理における繰り返し処理の繰り返し回数の増加）が複雑になるため、即時性の低いデータに対しては非クリッピング率を高く設定するといった方法である。
　すなわち、クリッピング制御部１２０は、端末装置のＱｏＳ、特に処理遅延に関するパラメータに基づき非クリッピング率を制御し、さらに、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が出力する非クリッピング率に基づく制御信号Ｓ２に基づき、ＨＰアンプへの平均入力電力を制御することでＨＰアンプの動作点等を制御する。
　通常、一つの基地局装置にはたくさんの端末装置が接続される。このような場合、基地局装置は端末装置の管理を簡単にするために、端末装置毎に非クリッピング率を設定するのではなく、端末装置をグルーピングし、グルーピングした端末装置毎に非クリッピング率を制御すれば、管理が容易になる。
　また、グルーピングはクリッピングを行うか否かについてのみ行い、非クリッピング率は通信のたびに設定するといった方法も有効である。この場合、クリッピングを行うグループでは、非クリッピング率が１である場合も含め、端末装置の送信電力のほか、同一タイミングで送信するＲＢ数等で非クリッピング率を決定し、クリッピングを行わないグループでは非クリッピング率は１に設定されることになる。
　すなわち、クリッピング制御部１２０は、端末装置毎に非クリッピング率を設定するのではなく、端末装置をグルーピングし、グルーピングした端末装置毎に非クリッピング率を制御し、さらに、無線部１１０は、送信電力調整部１２２が出力する非クリッピング率に基づく制御信号Ｓ２に基づき、ＨＰアンプへの平均入力電力を制御することでＨＰアンプの動作点等を制御する。
　以上のように、クリッピング率によりＣＭ特性（ＰＡＰＲ特性）が異なることに着目し、クリッピング率に基づき、ＨＰアンプへの平均入力電力を制御することでＨＰアンプの動作点等を制御することで、セルスループットや端末装置のスループットを改善できる。
（第４の実施形態）
　本実施形態は、有効にＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭをセルラシステムのアップリンクに使用する際の制御信号のやり取りと信号の生成方法である。
　最初に非クリッピング率を基地局装置が設定する方法について説明する。ただし、説明を簡単にするために基地局装置は高度な受信処理（クリッピングによる復調性能の劣化が少ない）をすることが可能であるとし、端末装置からは定期的に送信電力余力が通知されているものとする。また、同時にアクセスする端末装置は、第３実施形態で示した端末装置Ａ、Ｂ、Ｃ（２０１～２０３）であり、それぞれの非クリッピング率は図６で示されている値とする。ここでは、１ＲＢは６サブキャリアで構成されるものとし、端末装置Ａ（２０１）とＣ（２０３）には２ＲＢ、端末装置Ｂ（２０２）には４ＲＢ割りあてられる場合を説明する。
　図７Ａは、クリッピングを行わない従来の場合の割り当てを示す図である。図７Ｂは、端末装置が指定される、あるいはあらかじめ通知される非クリッピング率に従って、各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図である。ただし、クリッピングはＲＢ単位で行うこととし、各端末装置に対しては図６で示される非クリッピング率を下回らず、かつ、設定された非クリッピング率に近い非クリッピング率でクリッピングを行うこととする。図７Ａに示すように、符号ｓｇ２０１がクリッピングを行わない送信信号であり、符号ｓｇ２１１が端末装置Ａの送信信号であり、符号ｓｇ２１２が端末装置Ｂの送信信号であり、符号ｓｇ２１３が端末装置Ｃの送信信号である。
　図７Ｂに示すように、端末装置Ａ（ユーザＡ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ３０１）に対して非クリッピング率Ｃ＝１でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ３１１である。同様に、端末装置Ｂ（ユーザＢ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ３０２）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．６６７（ただし０．７５以下）でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ３１２である。同様に、端末装置Ｃ（ユーザＣ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ３０３）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．５でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ３１３である。
従って、図７Ｂに示すように、本実施形態の場合、クリッピング後に各端末装置が使用するＲＢ数は端末装置Ａ（２０１）が２ＲＢ（符号ｓｇ３１１）、端末装置Ｂ（２０２）が３ＲＢ（符号ｓｇ３１２）、端末装置Ｃ（２０３）が１ＲＢ（符号ｓｇ３１３）となる。なお、図７Ｂにおいて、符号ｓｇ３２１は、クリッピングされるデータである。また、図７Ｂでは、クリッピングは高い周波数帯域から行うこととしている。なお、クリッピングは低い周波数から行ってもよい。図７Ｃは、クリッピング後の配置を示す図である。図７Ｃに示すように、送信信号ｓｇ４０１は、端末装置Ａ（ユーザＡ）が２ＲＢ（符号ｓｇ４１１）、端末装置Ｂ（ユーザＢ）が３ＲＢ（符号ｓｇ４１２）、端末装置Ｃ（ユーザＣ）が１ＲＢ（符号ｓｇ４１３）となる。そして、図７Ｃに示すように、クリッピングされた結果、ＲＢ７、ＲＢ８には割り当てがなくなり、更に他のユーザが多重できるようになることわかる。
　したがって、基地局装置が非クリッピング率を設定する場合、基地局装置から端末装置に対しては、「使用するＲＢの番号」に関する情報と「非クリッピング率、あるいは、クリッピングを行う前のＲＢ数」を通知することで、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を使用することが可能となる。ただし、基地局装置－端末装置間で非クリッピング率が予め決められている場合は、「非クリッピング率、あるいは、クリッピングを行う前のRB数」を通知しなくても良い。
　すなわち、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を使用する場合、基地局装置から端末装置に対して「使用するＲＢの番号」に関する情報と「非クリッピング率、あるいは、クリッピングを行う前のＲＢ数」を通知することで、非クリッピング率を基地局装置が設定する。
　更に図８Ａ～図８Ｃを用いて、従来の方式に比べ、多重可能なユーザ数を増やす方法ではなく、端末装置あたりのスループットの改善を行うことが可能な方法を説明する。
図８Ａは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピングを行わない場合の割り当てを示す図）である。図８Ｂは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（非クリッピング率に従って各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図）である。図８Ｃは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピング後の配置を示す図）である。
　図８Ａに示すように、符号ｓｇ５０１がクリッピングを行わない送信信号であり、符号ｓｇ５１１が端末装置Ａの送信信号であり、符号ｓｇ５１２が端末装置Ｂの送信信号であり、符号ｓｇ５１３が端末装置Ｃの送信信号である。
図８Ｂに示すように、端末装置Ａ（ユーザＡ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ６０１）に対して非クリッピング率Ｃ＝１でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ６１１である。同様に、端末装置Ｂ（ユーザＢ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ６０２）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．６６７でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ６１２である。同様に、端末装置Ｃ（ユーザＣ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ６０３）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．５でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ６１３である。なお、図８Ｂにおいて、符号ｓｇ６２１は、クリッピングされるデータである。
図８Ｃに示すように、符号ｓｇ７０１がクリッピング後の送信信号であり、符号ｓｇ７１１が端末装置Ａの送信信号であり、符号ｓｇ７１２が端末装置Ｂの送信信号であり、符号ｓｇ７１３が端末装置Ｃの送信信号である。
　図７Ａ～図７Ｃとは異なり、図８Ａと図８Ｃは同じ波形である。図７Ａ～図７Ｃとの違いは図８Ｂである。この方法では、ユーザに割りあてるサブキャリア数（Ｎ）を決定後、非クリッピング率に従って、スペクトルクリッピング部１０４の入力信号数Ｍを算出することになる。この方法によれば、非クリッピング率が１である端末装置Ａ（２０１）以外のユーザにおいて、従来方式に比べてスループットを改善することが可能になる。図８Ｂでは、クリッピングは高い周波数帯域から行うこととしている。なお、クリッピングは低い周波数から行ってもよい。
　すなわち、ユーザに割りあてるサブキャリア数（Ｎ）を決定後、非クリッピング率に従って、スペクトルクリッピング部１０４の入力信号数Ｍを算出するため、非クリッピング率が１である端末装置Ａ（２０１）以外のユーザにおいて、従来方式に比べてスループットを改善できる。
　次に、端末装置が、非クリッピング率を設定する方法について図９Ａ～図９Ｃを用いて説明する。
　説明のための基本的な条件は、基地局装置が非クリッピング率を設定する場合と同じである。図９Ａは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピングを行わない場合の割り当てを示す図）である。図９Ｂは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（非クリッピング率に従って各端末装置がクリッピングを行う様子を示す図）である。図９Ｃは、端末装置あたりのスループットの改善を行う方法を説明する図（クリッピング後の配置を示す図）である。ただし、各端末装置は、クリッピングをＲＢ単位ではなく、サブキャリア単位で図９Ｂのようにクリッピングを帯域の両側から行うものとする。また、端末装置Ｂ（２０２）、端末装置Ｃ（２０３）については非連続なＲＢを使用する場合を示している。
　図９Ａに示すように、符号ｓｇ８０１がクリッピングを行わない送信信号であり、符号ｓｇ８１１が端末装置Ａの送信信号であり、符号ｓｇ８１２、ｓｇ８１４およびｓｇ８１６が端末装置Ｂの送信信号であり、符号ｓｇ８１３およびｓｇ８１５が端末装置Ｃの送信信号である。
図９Ｂに示すように、端末装置Ａ（ユーザＡ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ９０１）に対して非クリッピング率Ｃ＝１でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ９１１である。同様に、端末装置Ｂ（ユーザＢ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ９０２）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．６６７でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ９１２である。同様に、端末装置Ｃ（ユーザＣ）へのクリッピング前の信号（符号ｓｇ９０３）に対して非クリッピング率Ｃ＝０．５でクリッピングを行った結果が符号ｓｇ９１３である。なお、図９Ｂにおいて、符号ｓｇ９２１は、クリッピングされるデータである。
　図９Ｃに示すように、符号ｓｇ１００１がクリッピング後の送信信号であり、符号ｓｇ１０１１が端末装置Ａの送信信号であり、符号ｓｇ１０１２、ｓｇ１０１４およびｓｇ１０１６が端末装置Ｂの送信信号であり、符号ｓｇ１０１３およびｓｇ１０１５が端末装置Ｃの送信信号である。なお、図９Ｃにおいて、符号ｓｇ１０２１は、クリッピングされるデータである。
　図９Ｃは、クリッピング後のＲＢ割り当ての様子であるが、帯域の所々に使用しないサブキャリアが生ずることになる。この場合、図７Ａ～図７Ｃのクリッピングを基地局装置で設定する場合に比べ、クリッピングしたサブキャリアに対し、新たに他ユーザを多重することはできないが、隣接セルがある場合に、隣接セルへ干渉を与えないサブキャリアとなるため、セルスループットが向上する。また、端末装置が独自にクリッピングを行うため、クリッピングを全く行わないシステムに対して互換性が高い方式といえる。
　また、クリッピングする方法をセル毎に設定することで、さらに他のセルが使用しないサブキャリアを使用する確率が高まり、通信性能が向上する。従って、端末装置が非クリッピング率を設定する場合は、基地局装置から端末装置に対しては「使用する番号」のみを通知するに過ぎない。
　すなわち、端末装置が非クリッピング率またはクリッピングする方法をセル毎に設定することで、隣接セルがある場合でも、隣接セルへ干渉を与えないサブキャリアとなるため、さらに他のセルが使用しないサブキャリアを使用する確率が高まり通信性能が向上する。
　以上のように、クリッピング率によりＣＭ特性（ＰＡＰＲ特性）が異なることに着目し、基地局装置または端末装置が非クリッピング率を設定し、クリッピング率に基づき送信電力を可変することで、セルスループットや端末装置のスループットを改善できる。
（第５の実施形態）
　本実施の形態では、一部のスペクトルがクリッピングされた信号を受信する場合でも、非線形繰り返し等化（例えば、周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化）を用いることにより特性をあまり劣化させることなく送信データの再生を可能とする無線受信装置（基地局装置）の構成について説明する。本実施形態は、第１実施形態～第４実施形態で示した高度な受信処理に相当する。
　図１０は、本実施の形態における基地局装置のブロック図である。図１０のように、本実施の形態における基地局装置は、受信アンテナ部５００、無線部５０１、Ａ／Ｄ変換部５０２、同期部５０３、ＣＰ除去部５０４、Ｓ／Ｐ変換部５０５、ＦＦＴ部５０６、サブキャリアデマッピング部５０７、第１ゼロ挿入部５０８、キャンセル部５０９、等化部５１０、復調・誤り訂正復号部５１１、繰り返し制御部５１２、判定部５１３、伝搬路推定部５１４、第２ゼロ挿入部５１５、伝搬路乗算部５１６、ＤＦＴ部５１７、レプリカ生成部５１８を備える。
　無線部５０１は、受信アンテナ部５００で受信された信号が入力され、入力された信号をＡ／Ｄ変換可能な周波数に変換し、変換した信号をＡ／Ｄ変換部５０２に出力する。
　Ａ／Ｄ変換部５０２は、変換された信号が入力され、入力された信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換した信号を同期部５０３に出力する。
　同期部５０３は、デジタル信号に変換された信号が入力され、入力された信号に対してシンボル同期を確立し、シンボル同期を確立した信号をＣＰ除去部５０４に出力する。
　ＣＰ除去部５０４は、シンボル同期を確立された信号が入力され、入力されたシンボル同期を確立された信号からシンボル毎ＣＰが除去し、シンボル毎ＣＰが除去した信号をＳ／Ｐ変換部５０５に出力する。
　Ｓ／Ｐ変換部５０５は、シンボル毎ＣＰが除去された信号が入力され、入力されたシンボル毎ＣＰが除去された信号をシリアル信号からパラレル信号に変換し、パラレル信号に変換された信号をＦＦＴ部５０６に出力する。
　ＦＦＴ部５０６は、パラレル信号に変換された信号が入力され、入力されたパラレル信号に変換された信号を時間領域の信号から周波数領域の信号にそれぞれ変換し、周波数領域の信号に変換した信号をサブキャリアデマッピング部５０７に出力する。
　サブキャリアデマッピング部５０７は、周波数領域の信号に変換された信号をユーザ毎の信号に分離し、ユーザ毎の信号に分離した信号Ｓ５０１を第１ゼロ挿入部５０８に出力する。また、サブキャリアデマッピング部５０７で分離された信号Ｓ５０１は、送信側で用いられたＤＦＴの出力よりも少ない。さらに、サブキャリアデマッピング部５０７は、周波数領域の信号に変換された信号から伝搬路推定用のパイロット信号Ｓ５０３を抽出し、抽出したパイロット信号Ｓ５０３を伝送路推定部５１４に出力する。これ以降の信号処理は、各ユーザの受信信号毎に行う。
　第１ゼロ挿入部５０８は、ユーザ毎の信号に分離された信号Ｓ５０１が入力され、入力されたユーザ毎の信号に分離された信号Ｓ５０１に対して、無線送信装置側でクリッピングされた信号と同じ周波数成分にゼロを挿入し、ゼロを挿入した信号Ｓ５０２をキャンセル部５０９に出力する。これは、サブキャリアデマッピング部５０７の出力信号の両端または片側の端にゼロを追加する動作であり、これにより送信側で用いられたＤＦＴの出力と同じ数の周波数信号が、第１ゼロ挿入部５０８から出力されることになる。
　伝搬路推定部５１４は、伝搬路推定用のパイロット信号Ｓ５０３が入力され、入力されたパイロット信号Ｓ５０３を用いて伝搬路推定値を算出し、算出した伝搬路推定値を第２ゼロ挿入部５１５に出力する。
　第２ゼロ挿入部５１５は、算出された伝搬路推定値Ｓ５０５が入力され、入力された伝搬路推定値Ｓ５０５に対してクリッピングされたスペクトルの位置にゼロを挿入し、ゼロを挿入した伝搬路推定値を等化部５１０と伝送路乗算部５１６とに出力する。
　伝送路乗算部５１６は、ゼロを挿入された伝搬路推定値Ｓ５０５が入力され、ＤＦＴ部５１７が出力した周波数領域の信号を、入力されたゼロを挿入された伝搬路推定値Ｓ５０５に対して乗算をし、伝搬路推定値Ｓ５０５の乗算結果をキャンセル部５０９に出力する。
　キャンセル部５０９は、ゼロを挿入された信号と伝搬路推定値Ｓ５０５の乗算結果とが入力され、入力された信号に対して自信号の信頼性に基づいてレプリカ生成部５１８で生成されるソフトレプリカと、クリッピングされたスペクトルの位置にゼロを挿入した伝搬路推定値Ｓ５０５の乗算結果が減算される。このように、本実施形態で対象とする周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化では、一旦、希望信号のレプリカがキャンセルされ、残留信号成分が計算される。
　これは、後述する等化部５１０が逆行列演算を行うため、希望信号だけ残してキャンセル、等化を繰り返すと、ブロック内に含まれる希望信号数回も逆行列演算をする必要がある。このため、等化部５１０に全てキャンセルした残留成分を入力とすることで、残差はブロック内で共通に扱え、ブロック内で逆行列演算を１回すれば全ての重みを計算できる。すなわち、等化部５１０にレプリカを別に入力して再構成する形にすることで逆行列演算に伴う演算量を削減している。但し、キャンセル部５０９は、１回目の処理では信号レプリカを生成していないため、キャンセル処理は行わず受信信号をそのまま等化部５１０へ出力する。
　等化部５１０は、キャンセル部５０９の出力である残留成分と、第２ゼロ挿入部５１５の出力である希望信号の伝搬路推定値Ｓ５０５、及びレプリカ生成部５１８の出力である希望信号のレプリカを用いて信号の等化を行う。具体的には、等化部５１０は、最適な重みを残留成分や伝搬路推定値、信号のレプリカから算出し、その最適重みを乗積した最終的な等化後の時間軸の信号を復調・誤り訂正復号部５１１に出力する。但し、1回目の処理の場合はレプリカが入力されないので、キャンセルを行わない従来のＭＭＳＥ（ｍｉｎｕｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｄ ｅｒｒｏｒ；最小２乗誤差法）等化と等しいものとなる。このように、本実施形態における無線受信装置は、無線送信装置側でクリッピングされたスペクトルを、あたかも伝搬路の落ち込みによって欠けてしまったかのように扱って等化を行う。こうすることにより、本来伝送されるはずの信号（送信側におけるクリッピング前の信号）を正しく再生することが可能となる。
　復調・誤り訂正復号部５１１は、等化された信号が入力され、入力された信号を復調と誤り訂正を行い、復調と誤り訂正した信号に対して信頼性の高まった符号ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出し、算出したＬＬＲと復調と誤り訂正を行った信号とを繰り返し制御部５１２に出力する。
　繰り返し数制御部５１２は、算出されたＬＬＲと復調と誤り訂正された信号が入力され、入力されたＬＬＲに基づき処理を繰り返し処理する回数を算出し、算出結果に基づき繰り返し処理を制御する。処理を繰り返す場合、繰り返し数制御部５１２は、信号のソフトレプリカを生成するために、ＬＬＲと復調と誤り訂正を行った信号をレプリカ生成部５１８に出力する。また、繰り返し数制御部５１２は、所定の回数だけ処理を繰り返した後、復調と誤り訂正された信号を判定部５１３に出力する。
　レプリカ生成部５１８は、符号ビットのＬＬＲに応じてその信頼性に比例したソフトレプリカを生成する。また、レプリカ生成部５１８は、このように生成されたレプリカを、キャンセル部５０９において希望周波数信号を一旦キャンセルするためにＤＦＴ部５１７に出力し、さらに、等化の際に希望信号を再構成するために等化部５１０に出力する。
　このように、キャンセル部５０９～繰り返し制御部５１２、伝送路５１６～レプリカ生成部５１８の処理を繰り返して行うことにより、徐々に信頼性の高まった符号ビットを得ることができる。
　繰り返し制御部５１２が制御する所定の回数だけ繰り返した後、判定部５１３は、繰り返し制御部５１２の出力である復調と誤り訂正された信号が入力され、入力された復調と誤り訂正された信号に対して硬判定を行い、復号データを抽出する。そして、判定部５１３は、抽出した符号データを受信データＳ５０６として無線受信装置の非図示の信号処理部に出力する。
　また、本実施形態では、各ユーザの受信信号を順次選択し、選択された信号に対する処理をシリアルに行う基地局装置の構成例を示したが、第１ゼロ挿入部５０８、キャンセル部５０９、等化部５１０、復調・誤り訂正復号部５１１、レプリカ生成部５１８、ＤＦＴ部５１７、伝搬路乗算部５１６等をユーザ数と同じだけ設けた構成とすることにより、全てのユーザに対して同時に処理を行うこともできる。さらに、所定の繰り返し回数は固定でもよく、復調・誤り訂正復号部５１１ＬＬＲ判定結果に誤りがなくなるまで繰り返すといった適応的な制御も可能である。
　本実施形態で示した高度な受信処理の問題点は、繰り返し処理を行うことの処理遅延と消費電力の問題である。そこで、クリッピングを行う端末装置のみ繰り返し処理を行う事で、特性を劣化させることなくこのような問題点を解決できる。
　以上の実施形態では基本的にアクセスを行う周波数の単位をＲＢと称し、ＲＢは複数のサブキャリアで構成されることを前提に説明を行ったが、ＲＢが１つのサブキャリアで構成される場合にも適用できる。
　以上のように、クリッピング率によりＣＭ特性（ＰＡＰＲ特性）が異なることに着目し、クリッピング率に基づき、一部のスペクトルがクリッピングされた信号を受信する場合でも、非線形繰り返し等化を用いることで、セルスループットや端末装置のスループットを改善できる。
　本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
１００・・・符号部　１０１・・・変調部　１０２・・・Ｓ／Ｐ変換部
１０３・・・ＤＦＴ部　１０４・・・スペクトルクリッピング部
１０５・・・サブキャリアマッピング部　１０６・・・ＩＦＦＴ部
１０７・・・Ｐ／Ｓ変換部　１０８・・・ＣＰ挿入部
１０９・・・Ｄ／Ａ変換部　１１０・・・無線部　１１１・・・送信アンテナ部
１１２・・・受信アンテナ部　１１３・・・無線部　１１４・・・Ａ／Ｄ変換部
１１５・・・受信部　１２０・・・クリッピング制御部
１２２・・・送信電力調整部

Claims (16)

  1. 無線送信装置と無線受信装置から構成され、
    　前記無線送信装置は時間領域の信号を周波数変換することで得られる第1の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングさせて生成する第２の周波数信号をサブキャリアに割り当ててデータを送信し、
    　前記無線受信装置は受信した信号から送信された時間領域のデータを復調する無線通信システムにおいて、
    　前記無線送信装置毎に設定される第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率により通信を行う、
    　無線通信システム。
  2. 　前記クリッピング率に基づき前記無線送信装置の送信電力に関する情報を決定するか、あるいは、前記無線送信装置の送信電力に関する情報に基づき前記クリッピング率を決定する、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  3. 　前記送信電力に関する情報は、前記無線送信装置の送信電力、前記無線送信装置の送信アンプの可能な最大電力、前記無線送信装置からの前記無線受信装置までの距離の少なくとも１つである、
    　請求項２に記載の無線通信システム。
  4. 　データを送信するための送信電力が所定の値より大きい場合、クリッピングを行わないで通信を行う、
    　請求項３に記載の無線通信システム。
  5. 　前記無線送信装置を前記無線受信装置からの距離毎にグループ化し、前記無線受信装置からの距離が遠いグループに属する前記無線送信装置はクリッピングを行わない、
    　請求項３に記載の無線通信システム。
  6. 　前記無線受信装置は前記無線送信装置に対し、第２の周波数信号を割り当てるサブキャリア位置と第1の周波数信号数あるいはクリッピング率のいずれか一方を通知する、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  7. 　前記無線受信装置は前記無線送信装置に対し、前記無線送信装置が使用する周波数位置に関する情報通知し、前記無線送信装置は通知された前記周波数位置の一部の周波数を使用せず送信を行う、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  8. 　前記無線送信装置が低消費電力モードで動作している場合、クリッピングを行わない、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  9. 　前記無線受信装置は前記無線送信装置がクリッピングを行ってデータを送信した場合、繰り返し復調処理を行う、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  10. 　時間軸信号を周波数軸信号に変換して第１の周波数信号を生成する時間周波数軸変換部と、
    　前記第１の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングして第２の周波数信号を生成するクリッピング部と、
    　第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率に基づきクリッピング制御情報を生成し、前記クリッピング部の制御を行うクリッピング制御部と、
    　前記第２の周波数信号をサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て部と、
    　前記クリッピング制御情報に基づき前記サブキャリアからなる送信信号の送信電力を調整する送信電力調整部と、
    　前記クリッピング制御部で制御される前記クリッピング率と前記送信電力調整部により調整される送信電力とに基づき送信データを送信する無線部と、
    　を備える無線送信装置。
  11. 　前記電力調整部は、
    　同一の無線受信装置と通信を行える通信範囲内にある複数の無線送信装置の前記第1の周波数信号数が同一の場合、前記クリッピング率が大きいほど、送信電力が大きくなるように電力を調整する、
    　請求項１０に記載の無線送信装置。
  12. 　前期送信電力調整部は、
    　前記クリッピング率に基づき送信電力の最大値を異なる値に設定する、
    　請求項１０に記載の無線送信装置。
  13. 　前記無線部は、
    　高利得増幅を行うハイパワーアンプ部、
    　を更に備え、
    　前記送信電力調整部は、
    　前記クリッピング率に応じて前記ハイパワーアンプ部の動作領域が異なるように送信電力を調整する、
    　請求項１０に記載の無線送信装置。
  14. 　前期送信電力調整部は、
    　前記クリッピング率に応じて前記ハイパワーアンプ部へ平均入力電力を制御する、
    　請求項１３に記載の無線送信装置。
  15. 　前期送信電力調整部は、
    　クリッピング率に基づき、前記無線送信装置の最大可能送信電力内且つ線形領域動作範囲内に収めるように前記ハイパワーアンプ部へ平均入力電力を制御する、
    　請求項１３に記載の無線送信装置。　
  16. 　無線送信装置における無線送信方法において、
    　時間周波数軸変換部が、時間軸信号を周波数軸信号に変換して第１の周波数信号を生成する時間周波数軸変換工程と、
    　クリッピング部が、前記第１の周波数信号に対し、一部の周波数信号をクリッピングして第２の周波数信号を生成するクリッピング工程と、
    　クリッピング制御部が、第２の周波数信号数／第１の周波数信号数であるクリッピング率に基づきクリッピング制御情報を生成し、前記クリッピング部の制御を行うクリッピング制御工程と、
    　サブキャリア割り当て部が、前記第２の周波数信号をサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て工程と、
    　送信電力調整部が、前記クリッピング制御情報に基づき前記サブキャリアからなる送信信号の送信電力を調整する送信電力調整工程と、
    　無線部が、前記クリッピング制御部で制御される前記クリッピング率と前記送信電力調整部により調整される送信電力とに基づき送信データを送信する無線工程と、
    　を備える無線送信方法。
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