WO2009128536A1 - 温度検出回路 - Google Patents

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WO2009128536A1
WO2009128536A1 PCT/JP2009/057775 JP2009057775W WO2009128536A1 WO 2009128536 A1 WO2009128536 A1 WO 2009128536A1 JP 2009057775 W JP2009057775 W JP 2009057775W WO 2009128536 A1 WO2009128536 A1 WO 2009128536A1
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temperature
pwm signal
circuit
detection circuit
temperature detection
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PCT/JP2009/057775
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隆太 長谷川
竜一 森川
田多　伸光
雅己 平田
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株式会社 東芝
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    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
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    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures

Definitions

  • the present invention relates to a temperature detection circuit, and more particularly to temperature detection of switching elements constituting an inverter device.
  • the electric motor is used as a power source for a hybrid vehicle or an electric vehicle combined with an engine.
  • an inverter is used to obtain a predetermined torque and frequency. Inverters are incorporated in automobiles, and miniaturization and high power are desired for securing boarding space.
  • the operating temperature of the inverter varies greatly depending on the driving environment of the vehicle. Especially in a hybrid vehicle equipped with an inverter in the engine room, the inverter becomes hot due to the heat generated by the engine.
  • the switching element (hereinafter referred to as SW element) in the inverter rises due to the steady loss caused by the current flowing through the SW element itself and the switching loss caused by on / off in addition to the ambient temperature. If exceeded, there is a risk of destruction.
  • the temperature of the SW element is detected and the inverter is cooled based on the obtained information, or the temperature of the SW element or the inverter is measured to limit the torque and the switching frequency. Proposed.
  • a PN junction semiconductor element such as a diode
  • the voltage changes linearly with respect to a temperature change.
  • torque limitation is started when the temperature of the SW element exceeds a certain temperature, and torque limitation proportional to the rising temperature and the temperature change rate is applied. With this method, the heat generation of the SW element can be suppressed and the destruction can be avoided.
  • inverters are controlled by an arithmetic device such as a microcontroller (hereinafter referred to as a microcomputer).
  • a microcontroller hereinafter referred to as a microcomputer.
  • the inverter is composed of a plurality of SW elements, temperature sensors are required as many as the number of SW elements in order to detect all SW element temperatures.
  • signals from a current sensor, a voltage sensor, an angle sensor, etc. that are indispensable for inverter operation have already been input, and there is no room in the input port of the microcomputer.
  • the sensor When high accuracy and high responsiveness are required for temperature information, since the sensor is installed in the vicinity of the SW element, the sensor has substantially the same potential as the SW element, and it is necessary to insulate the sensor from the microcomputer. Since the temperature detection circuit that transmits temperature information from the sensor to the microcomputer also requires insulation, it is difficult to extract the temperature information having the highest temperature at the stage of the temperature detection circuit.
  • the present invention proposes a temperature detection circuit that satisfies the insulation and high responsiveness by minimizing the increase in cost by adding a few parts, and solves the above-mentioned problems.
  • a temperature detection circuit includes a first temperature detection circuit unit having a first temperature sensor, and a second temperature detection circuit unit having a second temperature sensor and insulated from the first temperature detection circuit unit.
  • the first temperature detection circuit unit includes a first comparison circuit that outputs a first square wave, a first integration circuit that integrates the first square wave and outputs a first triangular wave, the first triangular wave, and the first A second comparison circuit that compares a temperature value obtained from one temperature sensor and outputs a first PWM signal; a first insulation circuit that insulates the first PWM signal and outputs a second PWM signal corresponding to the first PWM signal; Is provided.
  • the second temperature detection circuit unit integrates the second square wave with a second insulation circuit that insulates the first square wave and outputs a second square wave corresponding to the first square wave.
  • a second integration circuit that outputs a triangular wave, a second comparison circuit that outputs a third PWM signal by comparing the temperature value obtained from the second temperature sensor with the second triangular wave, and insulates the third PWM signal;
  • a third insulation circuit that outputs a fourth PWM signal corresponding to the third PWM signal.
  • the computing device computes the higher one of the temperatures detected by the first and second temperature sensors based on the second and fourth PWM signals output from the first and third insulation circuits. .
  • a temperature detection circuit that satisfies the insulation and high responsiveness is provided by minimizing the increase in cost by adding a few parts.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a temperature detection circuit according to a third embodiment of the present invention. A configuration in which three or more temperature sensors are provided and the temperature of the SW element having the highest temperature is measured from an asynchronous PWM signal is shown.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a temperature detection circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a configuration when a temperature detection circuit according to the present invention is applied to an inverter device for an electric vehicle.
  • the temperature detection circuit according to the present invention can be applied not only to an inverter device but also to a use for obtaining temperature information from a plurality of temperature sensors that need to be insulated from each other.
  • This inverter device receives a torque command value 3 from the accelerator device 1, converts the output voltage of the DC power source 4 into an AC voltage having a desired frequency and magnitude according to the torque command value 3, and drives the motor 5 to drive the wheel. 6 is controlled.
  • the inverter 2 is connected to the electric motor 5 with three electric wires, and drives the electric motor 5 with three-phase AC power.
  • a capacitor 7 that smoothes a DC voltage is connected to an input stage, and a U-phase, V-phase, and W-phase bridge circuit is configured by SW elements.
  • the connection point of the SW element S U and the switching element S X is connected to the electric motor 5 by an electric wire.
  • a current sensor 8 for measuring current is installed on this electric wire, and the obtained current value 9 is input to the control arithmetic device 10.
  • Free-wheeling diodes FD U and FD X are connected in antiparallel to switching element S U and switching element S X , respectively.
  • the bridge circuit of the V-phase consists of a freewheeling diode FD V and FD Y, SW element S W and S Z, also bridge circuit composed W phase reflux diode FD W and FD Z It is constituted similarly.
  • Temperature sensors TD U to TD Z are provided in the vicinity of the SW elements S U to S Z , respectively.
  • the temperature sensors TD U to TD Z are diodes.
  • the diode 11 as the temperature sensor is formed close to the same semiconductor chip together with the switching element and the reflux diode. Therefore, the diode 11 can accurately detect the temperature of the switching element.
  • the diode has a characteristic that the forward voltage decreases as the temperature rises under constant current conditions.
  • the temperature of the SW element can be obtained by supplying a constant current to the diode and measuring the forward voltage.
  • the temperature sensors TD U to TD Z may be elements other than diodes, but are preferably highly responsive and highly accurate.
  • the voltages Vf U to Vf Z output from the temperature sensors TD U to TD Z are input to the control arithmetic device 10 through the temperature detection circuit 11.
  • the control arithmetic device 10 Based on the torque command value 3 input from the accelerator device 1 and the current value 9 fed back from the current sensor 8, the control arithmetic device 10 sends a gate signal 12 for obtaining a desired torque to the gate drive circuit 13. Output. In addition, the control arithmetic device 10 calculates the temperature of each SW element from the signal 14 input from the temperature detection circuit, and takes various protection means if there is a possibility that the SW element is destroyed due to the temperature rise.
  • the gate drive circuit 13 is connected to all the gates having the SW element S U ⁇ S Z, and switches the gate voltage Vg U ⁇ Vg Z in response to the gate signal 12 is input from the control arithmetic unit 10.
  • the above is the configuration of the entire inverter device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a temperature detection circuit that measures the temperatures of the SW elements S U and S X. Since the temperature sensors TD U and TD X are installed close to the SW elements S U and S X , a voltage of several hundred volts or more is applied in the same manner as the SW element depending on the on / off state of the SW element. It is necessary to insulate the temperature detection circuits including the temperature sensor so as not to be destroyed even when such a high voltage is applied.
  • Temperature detection circuit 15 operates with a supply voltage V N, the reference potential G N, including a triangular wave generating circuit 16, a comparator 17.
  • the triangular wave generation circuit 16 includes a comparator 18 and an integration circuit 19.
  • the integrating circuit 19 includes a resistor 20, a capacitor 21, and an OP amplifier 22.
  • the operation of generating a triangular wave will be described.
  • the output terminal of the comparator 18 is set to a Low (hereinafter, L) state.
  • the capacitor 21 is discharged through the resistor 20, and the output terminal potential of the OP amplifier 22 gradually increases.
  • the non-inverting input terminal potential of the comparator 18 is a potential obtained by dividing the output of the OP amplifier 22 and the output of the comparator 18 by the resistor 23 and the resistor 24.
  • the output terminal of the comparator 18 Since the output terminal of the comparator 18 is fixed at L in the initial state and the output voltage of the OP amplifier 22 increases, the potential of the non-inverting input terminal of the comparator 18 also increases. Further, if it exceeds the potential of the inverting input terminal (one-half of the supply voltage V N) of the comparator 18, the output terminal turns to High (hereinafter H) from L. The capacitor 21 is charged through the resistor 20, and the output voltage of the OP amplifier 22 decreases from H to L. The potential of the non-inverting input terminal of the comparator 18 divided by the resistors 23 and 24 also decreases, and becomes equal to or lower than the potential V N / 2 of the inverting input terminal.
  • the output terminal of the OP amplifier 22 that outputs the triangular wave 26 is connected to the inverting input terminal of the comparator 17.
  • Forward voltage Vf X of the temperature sensor TD X is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 17.
  • the anode of temperature sensor TD X is connected, for example via a resistor to the power supply V N of the temperature detection circuit 15.
  • a diode whose forward voltage decreases as the temperature rises is used for the temperature sensor.
  • the temperature rises the forward voltage decreases from 28 to 29, and the on-pulse width (H level signal width) of the PWM signal becomes as short as 30 to 31.
  • the relationship between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the comparator may be reversed so that the on-pulse width increases as the temperature rises.
  • the PWM signal 27 is transmitted to the low voltage side through an open collector or open drain output photocoupler 32 and a current limiting resistor 33.
  • the PWM signal 27 is input to the cathode of the input diode of the photocoupler 32. If the PWM signal 27 is connected to the anode of the photocoupler input and the cathode is grounded, the on-pulse width becomes longer due to the temperature rise. In this case, the connection may be changed according to the application.
  • the circuit 34 is a triangular wave insulating synchronous circuit 35 includes a comparator 36, a power supply V N, the reference potential G N and insulated power V U of the temperature detection circuit 15 operates at the reference potential G U.
  • the triangular wave insulation synchronizing circuit 35 is insulated from the temperature detection circuit 15 of the SW element S X and generates a triangular wave 37 synchronized with the triangular wave 26.
  • the triangular wave insulation synchronizing circuit 35 includes an insulation circuit 38, a comparator 39, an integration circuit 40, and an inverting filter circuit 41.
  • a square wave 25 generated incidentally by the triangular wave generation circuit 16 is integrated to generate a triangular wave 37 having a waveform substantially the same as that of the triangular wave 26.
  • the square wave 25 generated by the triangular wave generation circuit 16 is input to the insulation circuit 38.
  • the insulating circuit 38 includes an input resistor 42 that limits current, a photocoupler 43, and a pull-up resistor 44.
  • a square wave 45 that is insulated from the temperature detection circuit 15 is output through the photocoupler 43.
  • the square wave 45 has a waveform different from that of the square wave 25, so that the insulated synchronous triangular wave 37 does not have the same waveform as the triangular wave 26.
  • the comparator 39 has the same performance as the comparator 18 and the square wave 45 is input to the inverting input terminal, the L potential of the square wave 46 output from the comparator 39 is shifted to the L potential of the square wave 25 to avoid this problem. it can.
  • the square wave 46 output from the comparator 39 is input to the integration circuit 40. Similar to the integration circuit 19, the integration circuit 40 includes a resistor 47, a capacitor 48, and an OP amplifier 49. Further, the resistor 47 and the capacitor 48 are selected so that the time constant is the same as that of the integrating circuit 19. If the H ⁇ L period of the square wave 46 is exactly half each (duty ratio 50%), the integrating circuit 40 generates a triangular wave. However, the HL period of the square wave 46 is not exactly half, and is slightly shifted. As a result, the output of the integrating circuit 40 is saturated to either positive or negative, and a triangular wave cannot be output.
  • the filter circuit 41 includes resistors 50 and 51, a capacitor 52, and an OP amplifier 53.
  • the resistor 50 and the capacitor 52 are selected so that the time constant is sufficiently larger than the period of the triangular wave.
  • the circuit operation to avoid saturation is described below.
  • the capacitor 52 is charged through the resistor 50 and the output voltage of the OP amplifier 53 is lowered. Since the potential of the non-inverting input terminal of the OP amplifier 49 having the same potential is also lowered, the potential of the inverting input terminal that is virtually short-circuited is also lowered.
  • the current flowing from the comparator 39 to the integrating circuit 40 through the resistor 47 increases, and the output voltage of the OP amplifier 49 decreases.
  • the output of the integration circuit 40 can generate the triangular wave 37 without being saturated in either the positive or negative direction.
  • the saturation of the integration circuit 40 can be corrected more quickly. As shown in FIG. 4, the same effect can be obtained by inputting the square wave 46 to the filter circuit 81 including the resistor 79 and the capacitor 80 and inputting the output of the filter circuit to the non-inverting input terminal of the OP amplifier 49. .
  • Voltage Vf u of the triangular wave 37 and a temperature sensor TD U is similar to the comparator 17, is compared by the comparator 36, and outputs the PWM signal 54. At this time, the PWM signal 54 is in a relationship of decreasing the on-pulse width as the temperature rises, as in the PWM signal 27.
  • the PWM signal 54 is transmitted to the low voltage side through the current limiting resistor 55 and the photocoupler 56.
  • the collector output of the photocoupler 56 is connected to the collector output of the photocoupler 32 and pulled up by the resistor 57.
  • the low voltage side operates with the power supply voltage V L and the reference voltage GL .
  • the output signal operation of the photocouplers 56 and 32 will be described with reference to FIG. 5 by taking as an example a case where the temperature of the SW element S U is higher than that of S X.
  • the PWM signal 54 has a shorter pulse width than the PWM signal 27.
  • the PWM signal 54 is L and the PWM signal 27 is H as in the period 58
  • the output transistor of the photocoupler 56 is turned on and the output transistor of the photocoupler 32 is turned off. Therefore, the connection point of the photocoupler is set to the reference potential GL , and the PWM signal 59 becomes L.
  • both the PWM signal 54 and the PWM signal 27 are in the H state.
  • the PWM signal 59 becomes H.
  • both the PWM signal 54 and the PWM signal 27 in the period 61 are L, both the output transistors of the photocoupler are turned on, and the PWM signal 59 becomes L.
  • the PWM signal 59 has the same waveform as the PWM signal 54, and transmits the PWM signal of the SW element having the higher temperature.
  • an example in which there are two temperature detection circuits is shown. However, as will be described later, if the same configuration is implemented when there are three or more temperature detection circuits, only the PWM signal of the SW element having the highest temperature can be transmitted. Thus, even if it is necessary to detect the temperatures of the plurality of SW elements, only one input port of the control arithmetic device 10 is sufficient.
  • the output PWM signal 65 is the same as the PWM signal 59. At this time, since a logic IC is required, the number of parts increases.
  • the PWM signal 59 or 65 is input to the control arithmetic unit 10 to calculate the ratio between the on-pulse width and the pulse period (hereinafter referred to as duty ratio).
  • the control arithmetic device 10 stores in advance the relationship between the SW element temperature and the duty ratio, and the SW element temperature is obtained using this relationship. At this time, the SW element temperature may be obtained using only the on-pulse or off-pulse width instead of the duty ratio.
  • a temperature sensor for all of the SW element as in FIG 1 is provided, corresponding the case where the temperature detection circuit is installed, respectively, in addition to the configuration of FIG. 2, the temperature sensor TD V, same temperature as the temperature detection circuit 34 for TD W A detection circuit is configured, and a square wave 25 generated by the triangular wave generation circuit 16 is supplied to an input terminal of each temperature detection circuit.
  • a circuit on the right side of the temperature detection circuit 15 in the drawing that is, a circuit composed of a comparator and a photo interrupter is provided, and the inverting input terminal of each comparator is generated by the triangular wave generation circuit 16.
  • the triangular wave 26 is supplied.
  • the photointerrupter output terminals of all the temperature detection circuits are connected in common as shown in FIG. 2 and pulled up.
  • a temperature sensor and a temperature detection circuit are provided for all the SW elements as described above, when a large current flows through the SW element or the free wheel diode of the inverter 2, a large current also flows through the reference potential wiring N.
  • a deviation also occurs in the PWM wave generated by each comparator 17 and it may be difficult to measure the temperature accurately.
  • a circuit similar to the temperature detection circuit 34 is provided for the temperature sensors TD V , TD W , TD Y , and TD Z in addition to the configuration of FIG. 2, and a triangular wave generation circuit is provided at the input terminal of each temperature detection circuit.
  • a square wave 25 generated at 16 is supplied. Then, the photointerrupter output terminals of all the temperature detection circuits are connected in common as shown in FIG. 2 and pulled up. Thereby, it is possible to prevent a deviation from occurring in the PWM wave generated by each temperature detection circuit.
  • Example 2 Actually, the temperature detection accuracy of the SW element decreases due to variations in temperature sensors and detection circuits. In this embodiment, a method for improving the temperature detection accuracy when the inverter 2 is operated will be described.
  • the SW element “temperature / duty ratio” relationship also varies. If the same “SW element temperature / duty ratio” relationship is uniformly applied to the input PWM signal, the detection accuracy of the SW element temperature decreases. Although by applying the relationship between the temperature sensors TD U ⁇ TD Z combined SW element temperature / duty ratio are each variation problem can be avoided, PWM signal hottest SW element inputted to the control arithmetic unit 10, It is necessary to determine which SW element it is.
  • the current sensor 8 can identify the U, V, and W phase current values I U , I V, and I W. For example, the largest current flows in the negative direction of the U phase at the time of the dotted line 66 in FIG. Since this current flows through the SW element S X , it is estimated that S X has the highest temperature among the SW elements S U to S Z at this time.
  • Control arithmetic unit 10 PWM signal inputted is determined that the temperature sensor TD X, by utilizing the relationship between the temperature / duty ratio of the temperature sensor TD X, calculates the SW element temperature.
  • control arithmetic unit 10 always or periodically detects the SW element through which the largest current flows from each of the current values I U , I V, I W obtained from the current sensor 8, and the input PWM signal is It is determined that the signal corresponds to the detected temperature of the SW element, and the temperature of the element is calculated using the temperature / duty ratio relationship of the element.
  • the SW element with the highest temperature can be estimated, the SW element temperature can be obtained with high accuracy even if the accuracy of the temperature sensor and the detection circuit varies.
  • FIG. 8 shows an embodiment in which the PWM signal of the SW element having the highest temperature is input to the control arithmetic unit 10 without synchronizing the triangular waves generated by the plurality of temperature detection circuits. Also in this embodiment, a case where the temperatures of the SW elements S U and S X are measured will be described as an example.
  • Circuits 67 and 68 having the same configuration as the temperature detection circuit 15 described in the first embodiment are installed in the temperature sensors TD U and TD X, respectively.
  • PWM signals 69 and 70 insulated from the high voltage side are input to the data selector 71.
  • the PWM signal 69 is input to the inverting input terminal of the comparator 74 through an RC filter composed of a resistor 72 and a capacitor 73.
  • the PWM signal 70 passes through the filter of the resistor 75 and the capacitor 76 and is input to the non-inverting input terminal of the comparator 74.
  • the time constant of the filter circuit is set so that the PWM signals 69 and 70 can be sufficiently smoothed.
  • the output terminal of the comparator 74 is connected to the selection terminal of the data selector 71.
  • the on-duty ratio is such that the PWM signal 69 is smaller than the PWM signal 70.
  • the voltage signal 77 becomes lower than the voltage signal 78.
  • the output of the comparator 74 becomes H, and the data selector 71 passes the PWM signal 69.
  • Results in transmitting a PWM signal 69 of the temperature is high SW element S U to the control arithmetic unit 10. If contrary to the SW element S X temperature is higher than the S U, the data selector 71 passes the PWM signal 70.
  • the comparator 74 may be provided with hysteresis.
  • FIG. 9 shows a configuration in which three or more temperature sensors and temperature detection circuits are provided, the PWM signal is generated asynchronously, and the temperature is measured for the PWM signal of the SW element having the highest temperature.
  • the time constant of signal selection is increased by the filter circuit, so whether the PWM signal transmitted to the control arithmetic device 10 is that of the temperature sensor with the highest temperature. Compared to Example 1, it is not accurate. Therefore, the time constant of the filter circuit is set as short as possible within a value that can sufficiently smooth the PWM signal.
  • the temperature sensor having the highest temperature can be obtained by combining the method of estimating the temperature sensor having the highest temperature from the magnitude and direction of each current as in the second embodiment, and considering the time constant of the filter circuit. It is possible to accurately estimate and calculate the temperature of the element.
  • Example 4 In this embodiment, a measure for improving the accuracy of the temperature detection circuit will be described.
  • the intermediate voltage V N / 2 used in the triangular wave generation circuit 16 and the intermediate voltage V U / 2 used in the insulation-side comparator 39 vary depending on the accuracy of the power supply voltage and the voltage dividing resistor. Arise. As a result, the temperature-duty ratio relationship between the PWM signal 27 and the PWM signal 54 obtained as the temperature detection signal is different, and the temperature detection accuracy is lowered.
  • the temperature detection accuracy is improved by improving the temperature detection circuit of FIG. 2 as shown in FIG.
  • the difference from FIG. 2 is that a filter circuit 80 for smoothing the square wave 46 to the DC voltage 79 is added, and the output DC voltage 79 is input to the comparator 39 and the non-inverting input terminal of the OP amplifier 53.
  • the filter circuit 80 is constituted by a resistor 81 and a capacitor 82, but any configuration may be used as long as it is smoothed to a DC voltage.
  • the square wave 46 has the same waveform as the square wave 25, and the average voltage of the square wave 25 is equal to the intermediate voltage V N / 2.
  • the average voltage of the square wave 46 is equal to the intermediate voltage V N / 2, a DC voltage 79 to a square wave 46 and smoothed at the same potential as the intermediate voltage V N / 2. That is, only the intermediate voltage V N / 2 used in the triangular wave generation circuit 16 uses a high-precision voltage dividing resistor, and the insulation side circuit 34 does not use a high-precision voltage dividing resistor, and the duty ratio is accurately 50%.
  • the square wave 46 can be generated.
  • the DC voltage 79 obtained in this way is input to the non-inverting input terminal of the OP amplifier 53, variation in the temperature-duty ratio relationship is suppressed, and the temperature detection accuracy is improved. Furthermore, if the DC voltage 79 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 39, it is not necessary to create an intermediate voltage with a voltage dividing resistor, leading to cost reduction.

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Abstract

　本発明は、わずかな部品の追加によりコストの増大を最小限に抑え、絶縁と高応答性を満足する温度検出回路を提供する。温度検出回路１５は、第１温度センサＴＤＸの温度に対応する第１ＰＷＭ信号を、第１温度センサＴＤＸとは絶縁された信号としてフォトインタラプタ３２から出力する。温度検出回路部３４は、第２温度センサＴＤＵの温度に対応する第２ＰＷＭ信号を、第２温度センサＴＤＵとは絶縁された信号としてフォトインタラプタ５６から出力する。制御演算装置１０はフォトインタラプタ３２、５６から出力されるＰＷＭ信号に基づいて、前記第１及び第２温度センサＴＤＵ、ＴＤＸにより検出される温度のうち、高い方の温度を演算する。

Description

温度検出回路
　本発明は温度検出回路に関し、特にインバータ装置を構成するスイッチング素子の温度検出に関する。
　電動機は、エンジンと組み合わせたハイブリッド自動車または電気自動車等の動力源として用いられる。電動機を駆動する際、所定のトルク、周波数を得るのにインバータが用いられる。インバータは自動車内に組み込まれ、搭乗スペースの確保のために小型化及び高パワー化が望まれている。
　自動車の走行環境によってインバータの運転温度が大きく変動し、特にエンジンルームにインバータを搭載したハイブリッド自動車においては、エンジンの発熱の影響でインバータは高温になる。インバータ内のスイッチング素子（以下ＳＷ素子）は、このような周囲温度に加えて、ＳＷ素子自身に電流が流れることによる定常損失、オン・オフによるスイッチング損失の影響で温度が上昇し、ある温度を超えると破壊に至る恐れがある。
　ＳＷ素子の破壊を回避するために、ＳＷ素子の温度を検出し、得た情報を基にインバータを冷却するか、またはＳＷ素子やインバータの温度を測定してトルクやスイッチング周波数を制限する方法が提案されている。ダイオードなどのＰＮ接合半導体素子は温度変化に対して電圧が線形に変化する。温度検出センサとしてダイオードをＳＷ素子近傍に設置し、電圧を観測すると、高精度、高応答性の温度情報を得られる。高精度な温度情報が得られればＳＷ素子の破壊温度近くまでトルクを出力でき、インバータの高密度化が期待できる。
　特許文献１では、ＳＷ素子の温度がある温度を超えたらトルク制限を開始し、上昇温度と温度変化率に比例したトルク制限をかけている。この手法でＳＷ素子の発熱を抑え、破壊を回避することができる。
特開平１０－２１０７９０号公報
　インバータはマイクロコントローラ（以下マイコン）などの演算装置によって制御されるものが多い。上記文献のようにトルク制御を行う場合、温度センサから出力される信号をマイコンに入力する必要がある。インバータは複数のＳＷ素子で構成されるため、全てのＳＷ素子温度を検出するには温度センサがＳＷ素子の数だけ必要となる。これら複数の温度情報をマイコンに入力する必要があるが、インバータ運転に欠かせない電流センサ、電圧センサ、角度センサなどからの信号が既に入力され、マイコンの入力ポートに空きがない場合がある。
　入力ポートの多いマイコンを使用すればこの問題を回避できるが、コストの増大につながる。そこで、最も温度が高いＳＷ素子の温度情報のみを伝達する方法が考えられる。
温度情報に高精度、高応答性を求める場合、センサをＳＷ素子近傍に設置するため、センサはＳＷ素子とほぼ同電位となり、センサとマイコンとの間を絶縁する必要がある。センサからマイコンに温度情報を伝達する温度検出回路も絶縁を必要とするため、温度検出回路の段階で最も温度が高い温度情報を抽出することは困難である。
　本発明は、わずかな部品の追加によりコストの増大を最小限に抑え、絶縁と高応答性を満足する温度検出回路を提案し、上記に挙げた課題を解決するものである。
　本発明に係る温度検出回路は、第１温度センサを有する第１温度検出回路部と、第２温度センサを有し第１温度検出回路部とは絶縁された第２温度検出回路部とを含む。前記第１温度検出回路部は、第１方形波を出力する第１比較回路と、前記第１方形波を積分して第１三角波を出力する第１積分回路と、前記第１三角波と前記第１温度センサから得られる温度値を比較して第１ＰＷＭ信号を出力する第２比較回路と、前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し、該第１ＰＷＭ信号に対応する第２ＰＷＭ信号を出力する第１絶縁回路とを備える。前記第２温度検出回路部は、前記第１方形波を絶縁し、該第１方形波に対応する第２方形波を出力する第２絶縁回路と、前記第２方形波を積分して第２三角波を出力する第２積分回路と、前記第２温度センサから得られる温度値と前記第２三角波を比較して第３ＰＷＭ信号を出力する第２比較回路と、前記第３ＰＷＭ信号を絶縁し、該第３ＰＷＭ信号に対応する第４ＰＷＭ信号を出力する第３絶縁回路とを備える。演算装置は、前記第１及び第３絶縁回路ら出力される前記第２及び第４ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１及び第２温度センサにより検出される温度のうち、高い方の温度を演算する。
　わずかな部品の追加によりコストの増大を最小限に抑え、絶縁と高応答性を満足する温度検出回路が提供される。
本発明の実施形態に係るインバータ回路と制御ブロックを示す図。 本発明の実施例１に係る温度検出回路を示す図。 本発明の実施例１に係る温度センサの電圧と三角波とＰＷＭ信号の時系列変化を示す図。 本発明の実施例１に係る温度検出回路を示す図。 本発明の実施例１に係るＰＷＭ信号の時系列変化を示す図。 本発明の実施例１に係る論理回路を用いた温度検出回路を示す図。 本発明の実施例２に係る電流センサから得られる電流波形を示す図。 本発明の実施例３に係る温度検出回路を示す図。 温度センサを３つ以上設け、非同期のＰＷＭ信号から最も温度が高いＳＷ素子の温度を測定する構成を示す。 本発明の実施例４に係る温度検出回路を示す図。
　以下、本発明に係る温度検出回路ついて、図面を参照して説明する。尚、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
（全体構成）
　図１は本発明による温度検出回路を電気車用のインバータ装置に適用したときの構成を示す。本発明による温度検出回路は、インバータ装置のみならず、複数の互いに絶縁が必要な温度センサから温度情報を得る用途に適用できる。
　このインバータ装置は、アクセル装置１からトルク指令値３を入力し、トルク指令値３に応じて直流電源４の出力電圧を所望周波数及び大きさの交流電圧に変換し、電動機５を駆動して車輪６の回転を制御する。インバータ２は電動機５と３本の電線で接続され、三相交流電力により電動機５を駆動する。
　インバータ２は、直流電圧を平滑化するコンデンサ７が入力段に接続され、ＳＷ素子によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相のブリッジ回路が構成されている。Ｕ相のブリッジ回路は、ＳＷ素子ＳＵとスイッチング素子ＳＸの接続点が電線によって電動機５に接続されている。この電線には電流を測定する電流センサ８を設置し、得られた電流値９を制御演算装置１０に入力する。スイッチング素子ＳＵとスイッチング素子ＳＸには還流ダイオードＦＤＵとＦＤＸがそれぞれ逆並列に接続されている。
　ＳＷ素子ＳＶとＳＹ，還流ダイオードＦＤＶとＦＤＹで構成されるＶ相のブリッジ回路、ＳＷ素子ＳＷとＳＺ，還流ダイオードＦＤＷとＦＤＺで構成されるＷ相のブリッジ回路も同様に構成されている。
　ＳＷ素子ＳＵ～ＳＺの近傍に温度センサＴＤＵ～ＴＤＺがそれぞれ設けられる。本実施例では温度センサＴＤＵ～ＴＤＺをダイオードとする。この温度センサとしてのダイオード１１は、スイッチング素子及び還流ダイオードと共に同一半導体チップ上に近接して形成されている。従って、ダイオード１１はスイッチング素子の温度を正確に検出することができる。ダイオードは定電流の条件では、温度が上昇すると順方向電圧が小さくなる特性を有している。ダイオードに一定の電流を供給し、順方向電圧を測定することによって、ＳＷ素子の温度が得られる。温度センサＴＤＵ～ＴＤＺはダイオード以外の素子でもよいが、応答性が高く、高精度のものが望ましい。温度センサＴＤＵ～ＴＤＺが出力した電圧ＶｆＵ～ＶｆＺは、温度検出回路１１を通して制御演算装置１０に入力される。
　制御演算装置１０は、アクセル装置１から入力されるトルク指令値３と、電流センサ８からフィードバックされる電流値９に基づいて、所望のトルクが得られるようなゲート信号１２をゲート駆動回路１３に出力する。また制御演算装置１０は、温度検出回路から入力される信号１４から各ＳＷ素子温度を演算し、温度の上昇によりＳＷ素子が破壊する恐れがあれば、各種の保護手段を講じる。
　ゲート駆動回路１３はＳＷ素子ＳＵ～ＳＺが有するゲートの全てに接続され、制御演算装置１０から入力されたゲート信号１２に応じてゲート電圧ＶｇＵ～ＶｇＺの切り替えを行う。以上がインバータ装置全体の構成である。
　［実施例１］
　図２はＳＷ素子ＳＵ、ＳＸの温度を測定する温度検出回路の構成を示す図である。温度センサＴＤＵとＴＤＸはＳＷ素子ＳＵ、ＳＸに近接して設置されるので、ＳＷ素子のオン・オフの状態によって、ＳＷ素子と同様に数１００Ｖ以上の電圧が印加される。このような高電圧となっても破壊しないように、温度センサを含めた温度検出回路同士に絶縁をとる必要がある。
　先ずはＳＷ素子ＳＸの温度検出回路１５の詳細を説明する。温度検出回路１５は電源電圧ＶＮ、基準電位ＧＮで動作し、三角波発生回路１６、コンパレータ１７を含む。
　三角波発生回路１６はコンパレータ１８と積分回路１９を含む。積分回路１９は抵抗２０、コンデンサ２１、ＯＰアンプ２２を使用して構成される。三角波発生の動作を説明する。先ず、コンパレータ１８の出力端子がＬｏｗ（以下Ｌ）の状態とする。抵抗２０を通してコンデンサ２１が放電し、ＯＰアンプ２２の出力端子電位が徐々に上がっていく。コンパレータ１８の非反転入力端子電位は、ＯＰアンプ２２の出力とコンパレータ１８の出力を抵抗２３と抵抗２４で分圧した電位である。コンパレータ１８の出力端子は初期状態のＬで固定されており、ＯＰアンプ２２の出力電圧が上がっていくので、コンパレータ１８の非反転入力端子の電位も上がる。さらに、コンパレータ１８の反転入力端子の電位（電源電圧ＶＮの２分の１）を超えると、出力端子がＬからＨｉｇｈ（以下Ｈ）に転じる。抵抗２０を通してコンデンサ２１が充電され、ＯＰアンプ２２の出力電圧はＨからＬに下がっていく。抵抗２３，２４で分圧されたコンパレータ１８の非反転入力端子の電位も下がり、反転入力端子の電位ＶＮ／２以下となる。すると、再びコンパレータ１８の出力端子はＬに転じて初期の状態に戻り、以下同じ動作を繰り返す。その結果、コンパレータ１８の出力端子からは方形波２５が、ＯＰアンプ２２の出力端子からは三角波２６がそれぞれ出力される。
　三角波２６を出力するＯＰアンプ２２の出力端子はコンパレータ１７の反転入力端子に接続する。コンパレータ１７の非反転入力端子には温度センサＴＤＸの順方向電圧ＶｆＸが印加される。温度センサＴＤＸのアノードは、例えば抵抗を介してこの温度検出回路１５の電源ＶＮに接続される。ＶｆＸが三角波の電圧より高いときはコンパレータ１７の出力がＨ状態、逆のときはＬ状態となり、ＰＷＭ信号２７が出力端子から生成される。
　本実施例においては、温度が上昇すると順方向電圧が低下するダイオードを温度センサに用いている。図３を参照すると、温度が上昇して順方向電圧が２８から２９に低下し、ＰＷＭ信号のオンパルス幅（Ｈレベル信号幅）が３０から３１のように短くなる。用途によってはコンパレータの非反転入力端子と反転入力端子の関係を逆にして、温度が上昇するとオンパルス幅が長くなるようにしてもよい。
　ＰＷＭ信号２７はオープンコレクタまたはオープンドレイン出力のフォトカプラ３２と電流制限用の抵抗３３を通じて、低圧側へ伝達される。ＰＷＭ信号２７はフォトカプラ３２の入力ダイオードのカソードに入力する。ＰＷＭ信号２７をフォトカプラ入力のアノードに接続し、カソードを接地すれば、温度上昇によりオンパルス幅が長くなる。これも用途に応じて接続を変更してよい。
　次に、ＳＷ素子ＳＵの温度検出回路３４の構成及び動作を説明する。本回路３４は三角波絶縁同期回路３５、コンパレータ３６を含み、温度検出回路１５の電源ＶＮ、基準電位ＧＮと絶縁された電源ＶＵ、基準電位ＧＵで動作する。
　上述のように三角波絶縁同期回路３５は、ＳＷ素子ＳＸの温度検出回路１５と絶縁され、三角波２６と同期した三角波３７を発生する。三角波絶縁同期回路３５は絶縁回路３８、コンパレータ３９、積分回路４０、反転フィルタ回路４１で構成する。大まかな動作としては、三角波発生回路１６で付随的に発生する方形波２５を積分し、三角波２６とほぼ同じ波形の三角波３７を発生する。
　先ず、三角波発生回路１６で発生する方形波２５を絶縁回路３８に入力する。絶縁回路３８は電流を制限する入力抵抗４２、フォトカプラ４３、プルアップ抵抗４４で構成する。フォトカプラ４３を通し、温度検出回路１５とは絶縁された方形波４５が出力される。方形波４５はＬのときにフォトカプラ４３の出力オン抵抗により、基準電位ＧＵよりわずかに高い電位になる。これにより、方形波４５は方形波２５と異なる波形になるので、絶縁同期三角波３７は三角波２６と同じ波形にならない。コンパレータ３９をコンパレータ１８と同じ性能とし、反転入力端子に方形波４５を入力すれば、コンパレータ３９から出力される方形波４６のＬ電位は方形波２５のＬ電位にシフトして、この問題を回避できる。
　コンパレータ３９から出力した方形波４６は積分回路４０に入力する。この積分回路４０は積分回路１９と同様、抵抗４７、コンデンサ４８、ＯＰアンプ４９で構成される。また、積分回路１９と時定数が同じになるように抵抗４７、コンデンサ４８を選択する。方形波４６のＨ・Ｌの期間がちょうど半分ずつ（デューティ比５０％）であれば、積分回路４０は三角波を発生する。しかし、方形波４６のＨ・Ｌの期間がちょうど半分であることはなく、わずかにずれている。その結果、積分回路４０の出力は正または負のどちらかに飽和してしまい、三角波を出力することができない。
　そこで、積分回路４０の出力をフィルタ回路４１に入力し、その出力を積分回路４０のＯＰアンプ４９の非反転入力端子にフィードバックする。フィルタ回路４１は抵抗５０、５１、コンデンサ５２、ＯＰアンプ５３で構成する。時定数を三角波の周期より十分に大きくなるように、抵抗５０、コンデンサ５２を選択する。
　以下に飽和を回避する回路動作を説明する。例えば積分回路４０の出力電圧が上昇し、正の方向へ飽和しようとすると、抵抗５０を通してコンデンサ５２が充電され、ＯＰアンプ５３の出力電圧が下がる。これと同電位のＯＰアンプ４９の非反転入力端子の電位も下がるので、仮想短絡されている反転入力端子の電位も下がる。コンパレータ３９から抵抗４７を通じて積分回路４０へ流れる電流が大きくなり、ＯＰアンプ４９の出力電圧は下がる。このように、積分回路４０の出力は正・負の方向どちらにも飽和することなく、三角波３７を発生できる。フィルタ回路４１のゲインを抵抗５１で大きくすれば、積分回路４０の飽和に対してより早く修正をかけられる。図４のように、方形波４６を抵抗７９、コンデンサ８０で構成したフィルタ回路８１に入力し、フィルタ回路の出力をＯＰアンプ４９の非反転入力端子に入力しても、同様の効果が得られる。
　三角波３７と温度センサＴＤＵの電圧Ｖｆｕはコンパレータ１７と同様、コンパレータ３６により比較され、ＰＷＭ信号５４が出力する。この時点で、ＰＷＭ信号５４はＰＷＭ信号２７と同様、温度が上昇するとオンパルス幅が短くなる関係にある。
　ＰＷＭ信号５４を電流制限用の抵抗５５とフォトカプラ５６を通じで低圧側に伝達する。フォトカプラ５６のコレクタ出力をフォトカプラ３２のコレクタ出力と接続し、抵抗５７でプルアップする。このように接続することで、各ＰＷＭ信号の関係は、図５のようになる。尚、低圧側は電源電圧ＶＬ、基準電圧ＧＬで動作する。
　ここで、ＳＷ素子ＳＵがＳＸより温度が高い場合を例として、フォトカプラ５６，３２の出力信号動作を図５を参照して説明する。このとき、ＰＷＭ信号５４はＰＷＭ信２７よりパルス幅は短い。期間５８のようにＰＷＭ信号５４がＬでＰＷＭ信号２７がＨのときは、フォトカプラ５６の出力トランジスタがオン、フォトカプラ３２の出力トランジスタがオフになる。よって、フォトカプラの接続点は基準電位ＧＬに定まり、ＰＷＭ信号５９はＬとなる。期間６０はＰＷＭ信号５４、ＰＷＭ信号２７共にＨ状態である。このときは両方のフォトカプラの出力トランジスタがオフになるため、ＰＷＭ信号５９はＨになる。期間６１のＰＷＭ信号５４、ＰＷＭ信号２７共にＬのときは、フォトカプラの出力トランジスタは共にオンし、ＰＷＭ信号５９はＬになる。以上の動作の結果、ＰＷＭ信号５９はＰＷＭ信号５４と同じ波形になり、温度が高い方のＳＷ素子のＰＷＭ信号を伝達する。本実施例では温度検出回路が２つのときの例を示しているが、後述するように３つ以上のときも同じ構成を実施すれば、最も温度が高いＳＷ素子のＰＷＭ信号のみを伝達できる。このように、複数のＳＷ素子の温度を検出する必要があっても、制御演算装置１０の入力ポートは１つで足りる。
　図６のように、フォトカプラ３２、５６の出力をそれぞれ抵抗６２、６３でプルアップし、ＡＮＤ回路６４に入力しても、出力されるＰＷＭ信号６５はＰＷＭ信号５９と同じになる。このときはロジックＩＣが必要となるため、部品点数は増える。
　最後に、ＰＷＭ信号５９または６５を制御演算装置１０に入力し、オンパルス幅とパルスの周期の比（以下デューティ比）を演算する。制御演算装置１０には、ＳＷ素子温度とデューティ比の関係をあらかじめ記憶しておき、この関係を利用してＳＷ素子温度が得られる。このとき、デューティ比ではなく、オンパルスまたはオフパルス幅のみを利用してＳＷ素子温度を得てもよい。
　ここで、インバータの全てのＳＷ素子について温度センサならびに温度検出回路を設ける場合の回路構成について説明する。図１のように全てのＳＷ素子について温度センサを設け、対応する温度検出回路をそれぞれ設置する場合は、図２の構成に加え、温度センサＴＤＶ、ＴＤＷについて温度検出回路３４と同様な温度検出回路を構成し、各温度検出回路の入力端子に、三角波生成回路１６で生成される方形波２５を供給する。又、温度センサＴＤＹ、ＴＤＺについては、温度検出回路１５の図中右側の回路つまりコンパレータ及びフォトインタラプタで構成される回路を設け、各コンパレータの反転入力端子には、三角波生成回路１６で生成される三角波２６をそれぞれ供給する。そして全ての温度検出回路のフォトインタラプタ出力端子を図２のように共通に接続してプルアップする。
　また、上記のように全てのＳＷ素子に温度センサ及び温度検出回路を設けた場合、インバータ２のＳＷ素子あるいは還流ダイオードに大電流が流れると、基準電位配線Ｎにも大電流が流れ、温度センサＴＤＸ、ＴＤＹ、ＴＤＺの基準電位ＧＮに電位差が生じる。この結果、各コンパレータ１７にて発生されるＰＷＭ波にも偏差が発生し、正確な温度の測定が困難となることがある。そのような場合は、図２の構成に加え、温度センサＴＤＶ、ＴＤＷ、ＴＤＹ、ＴＤＺについて温度検出回路３４と同様な回路を設け、各温度検出回路の入力端子に、三角波生成回路１６で生成される方形波２５を供給する。そして全ての温度検出回路のフォトインタラプタ出力端子を図２のように共通に接続してプルアップする。これにより、各温度検出回路で生成されるＰＷＭ波における偏差の発生が防止できる。
　［実施例２］
　実際には、温度センサや検出回路のばらつきにより、ＳＷ素子の温度検出精度が低下する。本実施例では、インバータ２を運転する際の温度検出精度の向上方法を述べる。
　各温度センサＴＤＵ～ＴＤＺと温度検出回路に精度等のばらつきがあると、ＳＷ素子の「温度／デューティ比」の関係にもばらつきが生じる。入力されたＰＷＭ信号に、同一の「ＳＷ素子温度／デューティ比」の関係を画一的に適用すると、ＳＷ素子温度の検出精度が下がる。温度センサＴＤＵ～ＴＤＺそれぞれに合わせたＳＷ素子温度／デューティ比の関係を適用すればばらつきの問題は回避できるが、制御演算装置１０に入力される最も温度の高いＳＷ素子のＰＷＭ信号が、どのＳＷ素子のものかを判定する必要がある。
　図７を用いて、最も温度の高いＳＷ素子の推定方法を説明する。電流センサ８によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各電流値ＩＵ、ＩＶ、ＩＷと向きがわかる。例えば、図７の点線６６の時点ではＵ相の負の方向に最も大きな電流が流れている。この電流は、ＳＷ素子ＳＸに流れているので、この時点でＳＵ～ＳＺのＳＷ素子のうちＳＸが最も温度が高いと推定される。制御演算装置１０は、入力されるＰＷＭ信号は温度センサＴＤＸのものと判定し、温度センサＴＤＸの温度／デューティ比の関係を利用して、ＳＷ素子温度を演算する。つまり制御演算装置１０は、電流センサ８から得られる各電流値ＩＵ、ＩＶ、ＩＷから、最も大きな電流が流れているＳＷ素子を常に又は周期的に検出し、入力されるＰＷＭ信号は検出したＳＷ素子の温度に対応する信号であると判断し、該素子の温度／デューティ比の関係を利用して該素子の温度を演算する。このように、最も温度の高いＳＷ素子が推定できれば、温度センサや検出回路の精度等にばらつきがあっても、ＳＷ素子温度を精度よく求めることができる。
　［実施例３］
　図８は複数の温度検出回路で発生される三角波を同期させず、最も温度が高いＳＷ素子のＰＷＭ信号を制御演算装置１０へ入力する実施例である。本実施例においても、ＳＷ素子ＳＵ、ＳＸの温度を測定する場合を例に挙げる。
　実施例１で説明した温度検出回路１５と同一構成の回路６７、６８を、温度センサＴＤＵ、ＴＤＸそれぞれに設置する。高圧側とは絶縁されたＰＷＭ信号６９、７０をデータセレクタ７１に入力する。ＰＷＭ信号６９は抵抗７２とコンデンサ７３で構成したＲＣフィルタを通し、コンパレータ７４の反転入力端子に入力する。ＰＷＭ信号７０も同様に、抵抗７５とコンデンサ７６のフィルタを通過し、コンパレータ７４の非反転入力端子に入力する。フィルタ回路の時定数は、ＰＷＭ信号６９、７０を十分に平滑化できるように設定する。コンパレータ７４の出力端子はデータセレクタ７１の選択端子に接続する。
　例えばＳＷ素子ＳＵがＳＸより温度が高い場合、オンデューティ比はＰＷＭ信号６９がＰＷＭ信号７０より小さくなる。それぞれのフィルタ回路を通過すると、電圧信号７７は電圧信号７８より低くなる。コンパレータ７４の出力はＨになり、データセレクタ７１はＰＷＭ信号６９を通過させる。結果、温度が高いＳＷ素子ＳＵのＰＷＭ信号６９を制御演算装置１０に伝達することになる。逆にＳＷ素子ＳＸがＳＵより温度が高い場合、データセレクタ７１はＰＷＭ信号７０を通過させる。信号の選択する感度を調整するために、コンパレータ７４にヒステリシスを持たせてもよい。
　このように、コンパレータとデータセレクタを使用し、温度が高いＳＷ素子のＰＷＭ信号が伝えられる。温度センサが３つ以上の場合でも、同様の構成で最も温度が高いＳＷ素子のＰＷＭ信号のみを通過させることができる。図９は温度センサ及び温度検出回路をそれぞれ３つ以上設け、ＰＷＭ信号を非同期で発生させ、最も温度が高いＳＷ素子のＰＷＭ信号について、温度を測定する構成を示す。
　ただし、図９のような構成を採用する場合、フィルタ回路によって信号選択の時定数が長くなるので、制御演算装置１０に伝達されるＰＷＭ信号が、最も温度が高い温度センサのものであるかは実施例１に比べると正確でない。よって、フィルタ回路の時定数は、十分にＰＷＭ信号を平滑化できる値のなかで、できるだけ短く設定する。また、実施例２のように各電流の大きさ及び方向から最も温度が高い温度センサを推定する手法を併用し、かつフィルタ回路の時定数を考慮することによって、最も温度が高い温度センサをより正確に推定し、該素子の温度を演算することができる。
　［実施例４］
　本実施例では温度検出回路の精度向上の方策を述べる。図２の温度検出回路において、三角波発生回路１６で使用する中間電圧ＶＮ／２と、絶縁側のコンパレータ３９で使用する中間電圧ＶＵ／２は、電源電圧や分圧抵抗の精度によってばらつきが生じる。その結果、温度検出信号として得られるＰＷＭ信号２７とＰＷＭ信号５４の温度‐デューティ比の関係がそれぞれ異なってしまい、温度検出精度が低下する。
　図２の温度検出回路を図１０のように改良すると、温度検出精度が向上する。図２に比べて変更した点は、方形波４６を直流電圧７９に平滑化するフィルタ回路８０を追加し、出力された直流電圧７９をコンパレータ３９とＯＰアンプ５３の非反転入力端子に入力する点である。本実施例においてフィルタ回路８０は抵抗８１とコンデンサ８２で構成されているが、直流電圧に平滑化されればどのような構成でもよい。
　方形波４６は方形波２５と同じ波形であり、方形波２５の平均電圧は中間電圧ＶＮ／２と等しい。つまり、方形波４６の平均電圧は中間電圧ＶＮ／２と等しいので、方形波４６を平滑化した直流電圧７９は中間電圧ＶＮ／２と同じ電位になる。つまり、三角波発生回路１６で使用する中間電圧ＶＮ／２のみ精度の高い分圧用抵抗を使用して、絶縁側回路３４では精度の高い分圧用抵抗を使用せずにデューティ比が正確に５０％の方形波４６を発生できる。こうして得られた直流電圧７９をＯＰアンプ５３の非反転入力端子に入力すれば、温度‐デューティ比の関係のばらつきが抑えられ、温度検出精度が向上する。さらに、直流電圧７９をコンパレータ３９の非反転入力端子に入力すれば、分圧抵抗で中間電圧を作る必要がなくなるので、コストの低減につながる。
　以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。

Claims (5)

  1. 　第１温度センサを有する第１温度検出回路部と、第２温度センサを有し前記第１温度検出回路部とは絶縁された第２温度検出回路部とを含む温度検出回路であって、
    　前記第１温度検出回路部は、
    　第１方形波を出力する第１比較回路と、
    　前記第１方形波を積分して第１三角波を出力する第１積分回路と、
    　前記第１三角波と前記第１温度センサから得られる温度値を比較して第１ＰＷＭ信号を出力する第２比較回路と、
    　前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し、該第１ＰＷＭ信号に対応する第２ＰＷＭ信号を出力する第１絶縁回路と、を備え、
    　前記第２温度検出回路部は、
    　前記第１方形波を絶縁し、該第１方形波に対応する第２方形波を出力する第２絶縁回路と、
    　前記第２方形波を積分して第２三角波を出力する第２積分回路と、
    　前記第２温度センサから得られる温度値と前記第２三角波を比較して第３ＰＷＭ信号を出力する第２比較回路と、
    　前記第３ＰＷＭ信号を絶縁し、該第３ＰＷＭ信号に対応する第４ＰＷＭ信号を出力する第３絶縁回路と、を備え、
    　前記温度検出回路は、前記第１及び第３絶縁回路ら出力される前記第２及び第４ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１及び第２温度センサにより検出される温度のうち、高い方の温度を演算する演算手段を備えたことを特徴とする温度検出回路。
  2. 　前記第２積分回路は演算増幅器を含み、
    　前記第２絶縁回路から出力される前記第２方形波のＬｏｗ状態の電位を回路基準電位にシフトさせ、第３方形波を出力するシフト手段と、
    　前記シフト手段の出力と前記演算増幅器の反転入力端子の間に接続する抵抗と、
    　前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続されるコンデンサと、
    　前記第２三角波または前記第３方形波を平滑化するフィルタ回路と、を備え、
    　前記フィルタ回路の出力は前記演算増幅器の非反転入力端子に接続されることを特徴とする請求項１記載の温度検出回路。
  3. 　前記第１及び第３絶縁回路をオープンコレクタまたはオープンドレイン型のトランジスタ出力フォトカプラからなる構成とし、該フォトカプラの出力を互いに接続し、前記演算手段は該接続点から得られるＰＷＭ信号に基づいて温度を演算することを特徴とする請求項１又は２記載の温度検出回路。
  4. 　前記演算手段は、前記第１及び第３絶縁回路が出力するＰＷＭ信号のうち、高い温度を示すＰＷＭ信号を入力する手段と、前記第１及び第２温度センサのうち、高い温度を検出している温度センサを判定する手段と、前記高い温度を検出している温度センサのＰＷＭ信号デューティ比と温度との関係から前記高い温度を検出しているセンサの温度を演算する手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の温度検出回路。
  5. 　前記第３方形波を平滑化して直流電圧信号を得る手段と、前記直流電圧信号を前記反転フィルタ回路及び前記シフト手段の基準電圧とする手段を備えることを特徴とする請求項３又は４記載の温度検出回路。
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