CN2677895Y - 一种温度测量电路 - Google Patents

Abstract

一种温度测量专用电路。现有该类电路测量精度低，成本高。本实用新型采用晶体管的Vbe或两个晶体管之间的ΔVbe作为温度传感器，经放大器后输入PWM型ADC，PWM型ADC通过恰当的电容充放电回路和比较器输出的负反馈控制开关，使电容电压在输入电压附近波动，利用电容充放电的线性，使电容的充电时间能够反映输入电压的大小，从而使得对一定时间内充电时间的计数值即为反映温度的模拟输入对应的数字值。该电路利用了晶体管Vbe的温度特性及上述PWM型ADC，以较小的电路规模实现了较高的测量精度。

Description

一种温度测量电路

技术领域

本实用新型涉及一种较高精度的温度测量电路。

背景技术

温度测量在很多产品中都有应用，一般的温度测量由外接温度传感器和模拟-数字转换器(ADC)组成，为了实现较高的测量精度(＞12bit)，对传感器的线性和ADC精度都有较高的要求，因此使温度测量的成本提高。

发明内容

本实用新型的目的是提供一种结构简单、成本低的温度测量电路。

本实用新型利用晶体管be结(基极-发射结)的温度特性，以晶体管的Vbe(be结电压)或两个晶体管的Vbe的差值ΔVbe作为ADC(模拟-数字转换器)的输入，而ADC采用PWM(脉冲宽度调制ADC)原理，通过控制电容充放电，使充电时间与模拟输入呈线性关系，以完成模拟到数字的转换。该电路可以实现较高精度的温度测量，且其精度可以通过对电容充电时间的计数长度设置不同而改变。

根据上述电路结构，本实用新型进一步叙述解决其技术问题所采用的具体技术方案：

(1)温度传感器：利用晶体管Vbe的温度特性，两种方案如下实现：

a)Vbe随温度的变化约为-2mv/℃，因此，检测Vbe的变化，就可以测量温度的变化。如图2所示，将Vbe经固定倍数的放大器放大后，作为ADC的输入。

b)由于Vbe＝KT/q*ln(I/Is)，因此，如图3所示，调整M0与M1、Q0与Q1的比例，使得Q0与Q1的电流比I0/I1＝1∶N，而两管的面积比为M∶1，即Is0/Is1＝M∶1，因此：

ΔVbe＝Vbe1-Vbe0

＝KT/q*[ln(I1/Is1)-ln(I0/Is0)]

＝KT/q*ln(I1/I0*Is0/Is1)

＝KT/q*ln(N*M)

确定M，N后，ΔVbe与温度的变化成正比，将ΔVbe经固定倍数A的放大器放大后，作为ADC的输入。

放大器的放大倍数A由温度分辨率步长(step)、每个温度分辨步长对应的ΔVbe的变化δ及ADC的LSB(最低有效位)的值决定，即：

A＝LSB/δ                                         (1)

δ＝K*step/q*ln(N*M)                              (2)

(2)PWM型ADC：如图4，比较器不断对温度传感器输入信号采样，其输出被触发器同步后反馈回来控制充放电回路，使得积分电容的电压值围绕输入信号上下波动。开始时，积分电容上电压为零，比较器输出高，VREF(参考电压)对积分电容进行充电；当积分电容上的电压大于输入信号时，比较器输出低，DIS为低，积分电容对地进行放电；如此反复，积分电容上的电压就在输入信号附近摆动。在合适的RC常数下，输入值愈高，充电电流愈小，充电时间愈长。理论计算表明总的充电时间与输入值成正比。用计数器对充电时间计数可获得输入值的大小：

                    Ton/(Ton+Toff)＝Vin/Vref

其中，Ton/(Ton+Toff)为比较器输出信号占空比。Vin为输入模拟电压，Vref为提供比较器稳定工作的基准电压。

(3)RC常数、计数时钟和计数时间的选择：为了保证充、放电电压变化为线性，需使充放电的RC常数远大于计数时钟周期。计数时间将决定ADC的转换精度，计数时间越长，计数器的位数越长，计数分辨率越高，则ADC的分辨率越高，对应的转换精度也越高。若计数时间较短，则计数器位数减少，ADC的转换精度降低。

(4)影响精度的因素：实际设计的PWM型ADC的转换精度将低于3)所述的理想值，影响精度的主要因素有：

a)图3中电压比较器的非理想性：比较器的失调、速度和共模输入范围将影响ADC的转换精度，因此，应使比较器为高速、低失调，共模输入范围尽量大。

b)积分电容的特性曲线是非线性的，虽然这里取RC常数远远大于由时钟脉冲同步的积分电容的充放电时间。也就是说此时积分电容充放电曲线可近似为一条直线。在微观情况下可看作为理想状态。但是对于不同模拟输入电压其充放电曲线并非取积分电容特性曲线上的同一小段，即其充放电曲线斜率不同。在输入信号电压接近Vref和GND时，这种近似带来的误差更趋明显，因此输入电压不可离Vref或GND太近。此时，其中某些电压点转换成的数字信号会微微偏离理想曲线。

c)Vref的不稳可导致AD转换误差增大，因此，应采用增大稳压电容等措施，使Vref稳定。

本实用新型的电路可使ADC的转换精度达到14bit。

本实用新型电路可集成化，作为温度测量专用集成电路。

本实用新型的有益效果是，采用简单的温度检测和AD转换方案，对温度进行较高精度的测量，可以与各种需要温度测量的应用中的其它电路集成以增加功能，也可单独实现，结构简单，成本较低。

附图说明

下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明本实用新型的实现。

图1为通常的温度测量电路框图。1为温度传感器，将温度转换为电压vin，2为模拟-数字转换器ADC，将模拟电压vin转换为数字输出。

图2是本实用新型利用Vbe温度特性实现的温度传感器电路结构图。4为恒流源，提供固定的晶体管发射极电流，5为PNP(P型晶体管)管，其Vbe经放大倍数为A的放大器3放大后，作为ADC的模拟输入电压vin，其变化与温度成比例。

图3是本实用新型利用ΔVbe温度特性实现的温度传感器电路结构图。M0、M1为固定偏置的NMOS(N型金属氧化物半导体)管，其面积比为1∶M，即电流比I0/I1＝1∶M，Q0、Q1为面积比为N∶1的PNP管，即Is0/Is1＝N∶1，Q1与Q0的Vbe的差值ΔVbe＝Vbe1-Vbe0经放大倍数为A的放大器3放大后，作为ADC的模拟输入电压，其变化与温度成比例。

图4为本实用新型PWM型ADC电路图。比较器6不断对传感器输入信号vin采样，其输出被D触发器7同步后反馈回来控制充放电开关8和9，使得积分电容C的电压值围绕输入信号vin上下波动。开始时，积分电容C上电压为零，比较器6输出高，D触发器输出SP为高，SN为低，控制开关8导通，开关9关断，Vref对积分电容C进行充电，此时，与门10输出时钟，由计数器11对时钟计数；当积分电容C上的电压大于输入信号vin时，比较器输出低，SN为低，控制开关9导通，开关8关断，积分电容C对地进行放电，同时，与门10输出为低，计数器11停止计数；如此反复，积分电容上的电压就在输入信号附近摆动，计数器的输出即为充电时间对应的时钟周期数，计数器11对充电时间的计数值可用于计算输入值的大小。

具体实施方式

温度传感器选择图3所示的形式。

取M＝4，N＝4，则ΔVbe＝KT/q*ln16，工作温度从-55℃变化到65℃，温度分辨率为step＝1℃，ΔVbe从55mv到85mv线性变化，δ＝250uv。

取参考电平Vref为2V，要求ADC的精度为10bit，则每个LSB对应的电压为2/210＝2mV，因此，根据公式(2)，A＝2mv/250uv＝8。

取计数时钟CLK频率为250kHz，RC常数为τ应远大于计数时钟周期，取τ＝10ms，计数时间应保证计数器的分辨率大于ADC所要求的分辨率，即计数器的位数应大于ADC的位数，为计算方便，取计数器为15～16位，计数最大值为50,000，则计数时间为T＝50,000/250k＝0.2s，在输入为2V时，计数最大值为0.2*250k＝50,000，输入为0V时，计数最小值为0。在此条件下，ADC的理想转换精度为16位。

考虑各种非理想因素的影响，ADC精度可达到12位以上。

Claims (1)

1.一种温度测量电路，由晶体管温度传感器、模数转换器ADC构成，其特征是电路的联接方式是：提供晶体管发射极电流的恒流源(4)与PNP管(5)联接，PNP管(5)发射极与放大器(3)联接，放大器(3)后联接PWM型ADC(2)，其后联放大器后再联入ADC(2)的模拟电压；或者由固定偏置电压的NMOS管M0和M1，其面积比为1∶N，分别与PNP管Q0和Q1联接，其面积比为M∶1，PNP管Q0和Q1的发射极分别与放大器(3)的正、负输入端联接，放大器(3)后联接PWM型ADC(2)，其后联放大器后再联入ADC(2)的模拟电压；其中PWM型ADC的结构是：放大器(3)信号联接入比较器(6)，其后联接D触发器(7)，触发器(7)进行信号同步后反馈回来控制充放电开关(8)、(9)，积分电容C在充、放电开关与比较器之间，与门(10)、计数器(11)连于D触发器(7)后，计数器(11)输出即为最后的数字输出。

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