WO2009122520A1 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

モータ駆動制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2009122520A1
WO2009122520A1 PCT/JP2008/056392 JP2008056392W WO2009122520A1 WO 2009122520 A1 WO2009122520 A1 WO 2009122520A1 JP 2008056392 W JP2008056392 W JP 2008056392W WO 2009122520 A1 WO2009122520 A1 WO 2009122520A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
current
motor drive
resistor
phase
Prior art date
Application number
PCT/JP2008/056392
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
修也 佐野
清成 川尻
利貴 田中
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to KR1020107016066A priority Critical patent/KR101171537B1/ko
Priority to US12/863,917 priority patent/US9214889B2/en
Priority to KR1020137016057A priority patent/KR20130086075A/ko
Priority to DE112008003579T priority patent/DE112008003579T5/de
Priority to PCT/JP2008/056392 priority patent/WO2009122520A1/ja
Priority to KR1020127010453A priority patent/KR101412826B1/ko
Priority to CN2008801284554A priority patent/CN101983477B/zh
Priority to KR1020137001979A priority patent/KR101356278B1/ko
Priority to JP2010505179A priority patent/JP4920784B2/ja
Priority to TW097112612A priority patent/TW200941177A/zh
Publication of WO2009122520A1 publication Critical patent/WO2009122520A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S388/00—Electricity: motor control systems
    • Y10S388/907—Specific control circuit element or device
    • Y10S388/9072—Bridge circuit

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive control device that drives a brushless motor, and more particularly to a technology for detecting each phase drive current necessary for controlling the brushless motor.
  • a brushless motor generally has three-phase armature windings.
  • the motor drive control device supplies an arbitrary drive current to each phase of the motor by a power conversion circuit using a voltage type inverter or the like.
  • an arbitrary torque can be controlled by controlling the drive current with a current controller.
  • the motor drive control device it is possible to rotate the motor at an arbitrary speed by adding a speed controller in front of the current controller, and it is possible to rotate the motor at an arbitrary speed by adding a position controller. It is possible to stop at the position.
  • a CPU is used for control calculation processing in these current controller, speed controller, and position controller.
  • the current controller digitizes the voltage value of the motor output current of the inverter output 3-phase converted into voltage by the motor drive current detection circuit by the AD converter, and takes it into an arithmetic unit such as a CPU to control current control. Perform the operation.
  • the motor drive current detection circuit uses a resistor between the inverter output and the armature winding of the motor to detect the drive current directly as a voltage drop across the resistor, or to detect the drive current captured by the current transformer.
  • a configuration for detecting the voltage as a voltage is adopted.
  • the resistance value to be inserted is R
  • the motor drive current is I
  • the input voltage of the AD converter is V.
  • V I ⁇ R
  • the motor drive current is Detection is possible (see Patent Document 1).
  • the resistance value R at this time is selected from the maximum current required for driving the motor and the voltage range that can be input to the AD converter.
  • the winding ratio of the current transformer is N
  • the resistance value inserted on the secondary side of the current transformer is R
  • the motor drive current is I
  • the motor to be controlled by the motor drive control device is not one type, but various motors having different maximum drive currents.
  • the motor drive current cannot be quantified in the entire range that can be converted by the AD converter. It is difficult to control a plurality of motors with a certain control performance.
  • the resistance value can be selected so that the maximum drive current value of the motor and the maximum input voltage value of the AD converter substantially coincide.
  • the motor drive current can be digitized over the entire range that can be converted by the AD converter.
  • the resistance value of the phase current detection resistor in the motor drive current detection circuit is used in common without selecting an inverter circuit according to the motor to be connected. A fixed selection is made from the maximum output current value of the inverter circuit and the maximum input voltage value of the AD converter.
  • the motor drive current can be quantified only in a small range. In this case, since the weight of the current value per data of the A / D conversion result becomes large, fine control cannot be performed.
  • the motor drive current can be converted in the entire conversion range of the AD converter. If the AD converter at this time has a resolution for dividing the entire conversion range by 200, one data after A / D conversion has a weight of 0.1A.
  • the AD converter digitizes the maximum drive current range of the motor, the weight of one data after AD conversion does not change even when the current value is large or small. For this reason, especially when the motor drive current is small, the current value represented by one data after AD conversion is large. That is, also in this case, the AD conversion resolution of the motor driving current is low, and the current control accuracy is lowered.
  • the present invention has been made in view of the above, and does not decrease the current detection accuracy even when the brushless motor to be combined is changed, and also realizes high accuracy control by improving the current detection accuracy even in a region where the motor drive current is small.
  • An object of the present invention is to obtain a motor drive control device that can be used.
  • the present invention arranges a resistor that directly or indirectly detects a drive current supplied to a motor and generates a corresponding voltage, and drives the motor detected by the resistor.
  • a motor drive control device that digitizes a voltage corresponding to the current with an AD converter and reflects the digitized motor drive current in the drive control of the motor, a resistor array in which a plurality of resistors are connected in series The voltage between any two points in the resistor array is AD-converted.
  • a motor drive control device capable of realizing high-precision control by reducing current detection accuracy even when a brushless motor to be combined is changed and improving current detection accuracy even in a region where the motor drive current is small. There is an effect.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between the resistance value and the current control accuracy.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between the resistance value and the current control accuracy.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the motor
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the motor drive current.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an output example of the AD converters 13 and 15 illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 10 is a diagram showing an output example of the AD converters 14 and 16 shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an output example of the synthesis calculators 39 and 40 illustrated in FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a motor drive control device 1a shown in FIG. 1 includes a DC power supply circuit 2, an inverter circuit 3, a motor drive current detection circuit 4a, and a control unit 5a.
  • the DC power supply circuit 2 includes a rectifier circuit 2a and a smoothing capacitor 2b.
  • the rectifier circuit 2a converts AC power of a three-phase AC power source (hereinafter simply referred to as “power source”) 6 into DC power by a diode bridge.
  • the smoothing capacitor 2b smoothes the converted DC voltage output between the output terminals of the rectifier circuit 2a, and reduces and holds the amount of fluctuation of the DC voltage.
  • the inverter circuit 3 includes three upper arm switching elements that receive upper arm control signals up, vp, and wp from the control unit 5a, and three lower arm switching devices that receive lower arm control signals un, vn, and wn from the control unit 5a.
  • Each of the elements is connected in series, and is constituted by a voltage type PWM circuit in which they are arranged in parallel between both ends of the smoothing capacitor 2b.
  • Each series connection end of the three upper arm elements and the three lower arm elements constitutes a three-phase output end, and the three-phase output end includes a U-phase motor power line UM, a V-phase motor power line VM, and a W-phase motor. It is connected to a corresponding armature winding of a three-phase brushless motor (hereinafter simply referred to as “motor”) 7 through a power line WM.
  • motor three-phase brushless motor
  • the motor drive current detection circuit 4a is a series-connected U-phase current detection resistor (hereinafter simply referred to as “resistor”) 9 and 10, which is a U-phase resistor array, and a V-phase resistor array.
  • Resistor series-connected V-phase current detection resistors (hereinafter simply referred to as “resistors”) 11 and 12, U-phase AD converters (hereinafter simply referred to as “AD converters”) 13 and 14, and V-phase AD converters (hereinafter simply referred to as “AD converters”) 15 and 16.
  • the series-connected resistors 9 and 10 are directly interposed between the other end of the U-phase motor power line UM whose one end is connected to the U-phase output end of the inverter circuit 3 and the corresponding armature winding of the motor 7. It is.
  • the series-connected resistors 11 and 12 are directly connected between the other end of the V-phase motor power line VM, one end of which is connected to the V-phase output terminal of the inverter circuit 3 and the corresponding armature winding of the motor 7. Intervened.
  • the resistance values of the resistors 9, 10, 11, and 12 are equal for the convenience of explanation and are 1 ⁇ .
  • the AD converter 13 has two input terminals connected to both ends of the resistor 9, and an output terminal connected to one input terminal of the U-phase current selector 19 in the control unit 5a. That is, the AD converter 13 digitizes the U-phase motor drive current value detected by the resistor 9 and outputs the digitized value to one input terminal of the U-phase current selector 19.
  • the AD converter 14 has two input terminals connected to both ends of the series circuit of the resistors 9 and 10, and an output terminal connected to the other input terminal of the U-phase current selector 19 in the control unit 5a. That is, the AD converter 14 converts the U-phase motor drive current value detected by the series circuit of the resistors 9 and 10 into a numerical value and outputs it to the other input terminal of the U-phase current selector 19.
  • the AD converter 15 has two input terminals connected to both ends of the resistor 12, and an output terminal connected to one input terminal of the V-phase current selector 20 in the control unit 5a. That is, the AD converter 15 converts the V-phase motor drive current value detected by the resistor 11 into a numerical value and outputs it to one input terminal of the V-phase current selector 20.
  • the AD converter 16 has two input terminals connected to both ends of the series circuit of the resistors 11 and 12, and an output terminal connected to the other input terminal of the V-phase current selector 20 in the control unit 5a. In other words, the AD converter 16 digitizes the V-phase motor drive current value detected by the series circuit of the resistors 11 and 12 and outputs it to the other input terminal of the V-phase current selector 20.
  • the motor drive current detection circuit 4a is configured to detect two phases although there are three motor power lines.
  • One phase of the three-phase current is the total value of the other two-phase currents. This is because the current direction can be estimated as a different current value. Of course, the current of each phase may be detected.
  • the controller 5a includes an arithmetic unit 17a and a PWM signal generator 18.
  • the computing unit 17a includes the U-phase current selector 19 and the V-phase current selector 20, and a current controller 21 as elements related to the first embodiment.
  • the U-phase current selector 19 selects the output of one of the AD converters 13 and 14 according to the control mode of the motor 7, and the U-phase drive current iufb digitized by the corresponding AD converter is a current controller.
  • the V-phase current selector 20 selects the output of one of the AD converters 15 and 16 according to the control mode of the motor 7, and the V-phase drive current ivfb digitized by the corresponding AD converter is a current controller. 21.
  • the current controller 21 includes a CPU, and based on the current command i * for designating the rotation and torque output of the motor 7 and the U-phase drive current iufb and the V-phase drive current ivfb indicating the drive state of the motor 7, the CPU Is used to calculate and generate voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for the three phases of the motor 7 and provide them to the PWM signal generator 18.
  • the PWM signal generator 18 generates control signals up, un, vp, vn, wp, wn from the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and outputs them to the inverter circuit 3. Accordingly, the inverter circuit 3 converts the DC voltage held between the terminals by the smoothing capacitor 2b into AC power by the voltage type PWM method according to the control signals (up, un, vp, vn, wp, wn) from the control unit 5a.
  • An arbitrary drive current is supplied to each phase of the motor 7 through the U-phase motor power line UM, the V-phase motor power line VM, and the W-phase motor power line WM.
  • the motor drive current detection circuit 4a takes in the voltage between the terminals of the resistor 9 to the AD converter 13 and AD converts the voltage between both ends of the series circuit of the resistors 9 and 10. Into the container 14. Similarly, in the V phase, the voltage between the terminals of the resistor 11 is taken into the AD converter 15, and the voltage between both ends of the series circuit of the resistors 11 and 12 is taken into the AD converter 16.
  • the upper limit of the maximum voltage that can be input to the AD converter is determined, and the maximum drive current range of the motor is equally divided and digitized, so that the AD converter 13, 14 is selected, and which one of the AD converters 15 and 16 is selected is determined.
  • the resistance values of the motor drive current detection resistors 9, 10, 11, and 12 are all 1 ⁇
  • the maximum input voltages of the AD converters 13, 14, 15, and 16 are ⁇ 10V
  • the number of divisions is 200.
  • the maximum current that the inverter circuit 3 can output is ⁇ 10 A
  • the maximum current that can be AD-converted by the AD converters 13 and 15 is ⁇ 10 A, and per one data digitized by the AD converters 13 and 15.
  • the current value is 0.1 A.
  • the maximum current that can be AD-converted by the AD converters 14 and 16 is ⁇ 5 A, and the detection range becomes narrow, but the current value per data digitized by the AD converters 14 and 16 is 0.05 A. Therefore, a more detailed current unit can be expressed.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the relationship between the resistance value and the current control accuracy.
  • FIG. 2 (1) shows the state of the motor speed from the start of the motor having a required maximum drive current per phase of ⁇ 5A, which is smaller than the maximum output current ⁇ 10A of the inverter circuit 3, to the stop.
  • 2 (2) and (3) show the relationship between the resistance value with respect to the motor drive current and the current control accuracy in this case.
  • FIG. 2 (2) shows a waveform of the motor drive current that is converted into a numerical value by the AD converters 13 and 15 when the resistance value of the detection resistor is 1 ⁇ .
  • the AD converters 13 and 15 have an input voltage of ⁇ 5 V, but have a current value per data of 0.1 A, so that the numerical values are rough and have a waveform with noise.
  • FIG. 2 (3) shows the waveform of the motor drive current digitized by the AD converters 14 and 16 when the resistance value of the detection resistor is 2 ⁇ . Since the AD converters 14 and 16 can effectively use the entire conversion range ⁇ 10 V because the input voltage is ⁇ 10 V, the current value per data is 0.05 A, and the current conversion accuracy per data is improved. Therefore, in FIG. 2 (3), the waveform shown in FIG.
  • the conversion results of the AD converters 13 and 15 are converted into the U-phase current selector 19 and the V-phase current.
  • the selector 20 selects the current and inputs it into the current controller 21 as motor drive currents iufb and ivfb.
  • the conversion results of the AD converters 14 and 16 are used as the U-phase current selectors 19 and V.
  • the phase current selector 20 selects the current and inputs it into the current controller 21 as motor drive currents iufb and ivfb.
  • the motor drive current is detected by two types of resistance values, and an AD converter is provided for each corresponding resistance value. Since the AD converter is selected according to whether it is the same as or smaller than the maximum output current of the inverter circuit 3, the required maximum current corresponding to 1 of the motor is smaller than the maximum output current of the inverter circuit However, the weight of one digitized data of the AD converter can be selected as an optimum value for the motor, and the current control of the motor can be highly accurate.
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • the description will be focused on the portion related to the second embodiment.
  • the motor drive control device 1b has a motor drive current detection circuit 4b in place of the motor drive current detection circuit 4a in the configuration shown in FIG. 1 (Embodiment 1). Is provided.
  • connection relationship between the resistors 9 and 10 and the AD converters 13 and 14 and the connection relationship between the resistors 11 and 12 and the AD converters 15 and 16 are the same as those in the first embodiment (see FIG. 1), but the series circuit of the resistors 9 and 10 is connected between the secondary sides of the current transformer 23, and the series circuit of the resistors 11 and 12 is connected between the secondary sides of the current transformer 24. ing.
  • the primary side of the current transformer 23 is connected in series between the U-phase motor power line UM and the corresponding armature winding of the motor 7, and the primary side of the current transformer 24 is connected to the V-phase motor power line VM.
  • the motor 7 is connected in series with the corresponding armature winding.
  • the voltage between any two points in the resistor array of each phase can be quantified as in the first embodiment. Action and effect are obtained.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same or similar components as those shown in FIG. 1 (Embodiment 1) are denoted by the same reference numerals.
  • the description will be focused on the portion related to the third embodiment.
  • a motor drive current detection circuit 4c is used instead of the motor drive current detection circuit 4a.
  • a control unit 5b is provided instead of the control unit 5a.
  • a calculator 17b is provided instead of the calculator 17a.
  • the motor drive current detection circuit 4c includes resistors 9, 10, 11, and 12, analog switches 26 and 27, and AD converters 13 and 15 that are arranged in the same manner as the motor drive current detection circuit 4a.
  • One input end of the analog switch 26 is connected to the inverter circuit 3 side end of the resistor 10, and the other input end is connected to the connection end of the resistors 9 and 10.
  • the output end of the analog switch 26 is connected to one input end of the AD converter 13, and the other input end of the AD converter 13 is connected to the motor 7 side end of the resistor 9.
  • the analog switch 26 selects one of the two input terminals according to the control mode of the motor 7 and connects it to the AD converter 13.
  • One input end of the analog switch 27 is connected to the inverter circuit 3 side end of the resistor 12, and the other input end is connected to the connection end of the resistors 11 and 12.
  • the output terminal of the analog switch 27 is connected to one input terminal of the AD converter 15, and the other input terminal of the AD converter 15 is connected to the motor 7 side end of the resistor 11.
  • the analog switch 27 selects one of the two input terminals according to the control mode of the motor 7 and connects it to the AD converter 15.
  • the analog switch 26 when the analog switch 26 needs to apply a voltage across the series circuit of the resistors 9 and 10 to the AD converter 13, the end of the resistor 10 on the side of the inverter circuit 3 is connected to the AD converter 13. Connecting. On the other hand, the analog switch 26 connects the connection terminals of the resistors 9 and 10 to the AD converter 13 when it is necessary to apply the voltage across the terminals of the resistor 9 to the AD converter 13.
  • the AD converter 13 outputs to the current controller 21 a U-phase drive current iufb obtained by quantifying the voltage across the series circuit of the resistors 9 and 10 or the voltage between the terminals of the resistor 9.
  • the analog switch 27 connects the end of the resistor 12 on the side of the inverter circuit 3 to the AD converter 15 when it is necessary to apply the voltage across the series circuit of the resistors 11 and 12 to the AD converter 15.
  • the analog switch 27 connects the connection ends of the resistors 11 and 12 to the AD converter 15 when it is necessary to apply the voltage across the terminals of the resistor 11 to the AD converter 15.
  • the AD converter 15 outputs a V-phase drive current ivfb obtained by quantifying the voltage between both ends of the series circuit of the resistors 11 and 12 or the voltage between the terminals of the resistor 11 to the current controller 21.
  • the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained also in the third embodiment.
  • the number of AD converters having a large circuit scale can be reduced, and the arithmetic unit can be simplified.
  • the application example to the first embodiment is shown.
  • the third embodiment can be similarly applied to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • the description will be focused on the portion related to the fourth embodiment.
  • a control unit 5c is provided instead of the control unit 5a.
  • a calculator 17c is provided instead of the calculator 17a.
  • a U-phase current comparator 28 and a current threshold generator 29 are added to the U-phase current selector 19 side, and a V-phase current comparator 30 is added to the V-phase current selector 20 side.
  • a current threshold generator 31 is added.
  • the current threshold generator 29 generates a threshold value that is equal to or less than the maximum current value that can be digitized by the AD converter 14, and outputs the threshold value to one input terminal of the U-phase current comparator 28.
  • the output of the AD converter 13 is input to the other input terminal of the U-phase current comparator 28.
  • the output of the U-phase current comparator 28 is connected to the switching control input terminal of the U-phase current selector 19.
  • the current threshold generator 31 generates a value equal to or less than the maximum current value that can be digitized by the AD converter 16 as a threshold, and outputs the threshold to one input terminal of the V-phase current comparator 30.
  • the output of the AD converter 15 is input to the other input terminal of the V-phase current comparator 30.
  • the output of the V-phase current comparator 30 is connected to the switching control terminal of the V-phase current selector 20.
  • the U-phase current comparator 28 causes the U-phase current selector 19 to select the output of the AD converter 13, and the AD converter 13 Is smaller than the threshold value from the current threshold generator 29, the U-phase current selector 19 is made to select the output of the AD converter 14.
  • the V-phase current comparator 30 causes the V-phase current selector 20 to select the output of the AD converter 15 and performs AD conversion.
  • the V-phase current selector 20 selects the output of the AD converter 16.
  • the motor drive current quantified by the AD converters 14 and 16 is used, so that it is possible to represent a more detailed current unit with one data.
  • the current control of the motor when current controllability is required, such as when the motor is stopped, before and after stopping, or when the motor is moving at a constant speed, the current control of the motor can be made more accurate. It becomes possible.
  • FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 are assigned the same reference numerals.
  • the description will be focused on the portion related to the fifth embodiment.
  • a control unit 5d is provided instead of the control unit 5a.
  • a calculator 17d is provided instead of the calculator 17a.
  • a speed controller 33 In the calculator 17d, a speed controller 33, a position difference calculator 34, a speed comparator 35, and a speed threshold generator 36 are added to the calculator 17a.
  • the motor 7 is attached with an encoder 37 for detecting the rotational position.
  • the position difference calculator 34 calculates the speed vfb of the motor 7 from the difference of the rotational position information of the motor 7 detected by the encoder 37 and outputs it to the speed controller 33 and the speed comparator 35.
  • the speed comparator 35 performs a control calculation based on the speed command V * and the motor speed vfb from the position difference calculator 34 and outputs the obtained current command i * to the current controller 21.
  • the speed comparator 35 compares the magnitude relationship between the motor speed vfb from the position difference calculator 34 and a predetermined threshold generated by the speed threshold generator 36. If the motor speed vfb is less than or equal to the threshold, U The phase current selector 19 selects the output of the AD converter 14, and the V phase current selector 20 selects the output of the AD converter 16.
  • the current control of the motor can be made more accurate when the current controllability is required more than when the motor drive current before and after the stop is small. .
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the same reference numerals are given to the same or equivalent components as those shown in FIG. 1 (Embodiment 1).
  • the description will be focused on the portion related to the sixth embodiment.
  • a synthetic computing unit 39 is provided instead of the U-phase current selector 19
  • a synthetic computing unit 40 is provided instead of the V-phase current selector 20.
  • the synthesis calculator 39 multiplies the outputs of the AD converters 13 and 14 by a coefficient and outputs the result to the current controller 21 as a U-phase motor drive current iufb.
  • the composition calculator 40 multiplies the outputs of the AD converters 15 and 16 by the coefficients and outputs the result to the current controller 21 as the V-phase motor drive current ivfb. This will be specifically described below.
  • the synthesizing arithmetic units 39 and 40 adjust the unit of current represented by one numerical value converted by the AD converters 13 and 15 to the current unit represented by one numerical data converted by the AD converters 14 and 16. This is because the voltage between the terminals of the resistors 9 and 11 input to the AD converters 13 and 15 and the series circuit of the resistors 9 and 10 input to the AD converters 14 and 16, This can be realized by the ratio to the voltage between both terminals of the series circuit.
  • composition calculators 39 and 40 are the numerical values in the range converted by the AD converters 14 and 16 among the values obtained by multiplying the numerical values converted by the AD converters 13 and 15 by the resistance ratio coefficient. Is replaced with 0.
  • the composition calculators 39 and 40 add the numerical values converted by the AD converters 14 and 16 to the numerical values converted by the AD converters 13 and 15 operated so far to obtain one numerical value.
  • the resistor 9 is RU1
  • the resistor 10 is RU2
  • the resistor 11 is RV1
  • the resistor 12 is RV2.
  • the numerical value converted by the AD converter 13 is IU1
  • the numerical value converted by the AD converter 15 is IV1
  • the numerical value converted by the AD converter 14 is IU2
  • the numerical value converted by IU16 is IV2.
  • the relational expression expressing the numerical value converted by the AD converters 13 and 15 in the current unit represented by one data of the numerical value converted by the AD converters 14 and 16 is as follows.
  • the current unit of one data value converted by the AD converters 13 and 15 is the same as the current unit of one data value converted by the AD converters 14 and 16.
  • the output of the synthesis calculator 39 becomes the U-phase motor drive current iufb
  • the output of the synthesis calculator 40 becomes the V-phase motor drive current ivfb.
  • the current unit of one data is the resolution of the AD converters 13 and 15.
  • the conversion range of the voltage value converted by the AD converter, that is, the maximum motor driving current that can be detected is the current range that can be converted by the AD converters 14 and 16.
  • FIG. 8 to 11 are diagrams schematically showing current waveforms of respective parts in the synthesis procedure described above.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the motor drive current.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an output example of the AD converters 13 and 15 illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 10 is a diagram showing an output example of the AD converters 14 and 16 shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an output example of the synthesis calculators 39 and 40 illustrated in FIG.
  • FIG. 9 shows the result of quantifying the motor drive current as shown in FIG. 8 by the AD converters 13 and 15, and FIG. 10 shows the result of quantification by the AD converters 14 and 16.
  • FIG. 11 shows the result of synthesizing the numerical values of these AD converters 13, 14, 15, and 16 by the synthesis calculators 39 and 40.
  • the motor drive current detection resolution can be increased while the motor drive current detection range can be detected up to the maximum motor drive current, and the motor current control is highly accurate. Effect is obtained.
  • the current control can be highly accurate regardless of the current, speed, and position, even if the resolution of the encoder added to the motor is sufficiently high as shown in the fifth embodiment, the current control There is also an effect that the position and speed control accuracy is not deteriorated.
  • the motor drive current detection circuit 4a can be replaced with the motor drive current detection circuit 4c shown in the third embodiment. That is, in FIG. 7, four AD converters in the motor drive current detection circuit 4a are provided for each of the U phase and the V phase, and an analog switch for the U phase and an analog switch for the V phase are provided.
  • the U-phase analog switch switches two types of voltages from the resistors 9 and 10 and supplies them to one U-phase AD converter, and the V-phase analog switch switches the two types of voltages from the resistors 11 and 12 Alternatively, it may be provided to one V-phase AD converter.
  • the number of AD converters having a large circuit scale can be reduced.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a motor drive control apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  • components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 are assigned the same reference numerals.
  • the description will be focused on the portion related to the seventh embodiment.
  • a motor drive current detection circuit 4d is used instead of the motor drive current detection circuit 4a. Is provided.
  • a variable resistor 42 is provided in place of the resistors 9 and 10 and a variable resistor 43 is provided in place of the resistors 11 and 12 in the motor drive current detection circuit 4a.
  • the AD converter also includes an AD converter 13 for the variable resistor 42 and an AD converter 15 for the variable resistor 43.
  • the values of the variable resistors 42 and 43 are changed according to the maximum drive current required by the motor 7. This makes it possible to easily change the maximum current that can be detected by the maximum voltage value that can be input to the AD converters 13 and 15 by arbitrarily selecting the resistance value.
  • the seventh embodiment since the resistance value for converting the current for detecting the motor driving current into the voltage is made variable, the number of AD converters can be reduced. Further, in the third embodiment in which the number of AD converters can be reduced, there is an effect that an analog switch for selecting various kinds of voltages from the resistor array becomes unnecessary.
  • the present invention it is possible to measure the voltage between any two points in the resistor array provided in the motor drive current detection circuit in the motor drive control device.
  • the entire range that can be converted by the AD converter is used, especially when the maximum output current value of the inverter circuit in the motor drive control device is larger than the maximum drive current value of the motor.
  • the motor drive current can be detected, and the accuracy of current control can be improved.
  • the voltage between any two points of the resistor array that detects the motor drive current by converting it into a voltage is digitized by the AD converter, and the digitized motor drive current is synthesized. Since the calculation can be performed, the numerical resolution of the motor drive current can be increased, and the motor drive control can be increased in resolution.
  • the motor drive control device uses a motor having different maximum currents required for motor drive as a common motor drive control device that controls the drive while keeping the motor drive accuracy constant. Useful for.
  • the motor drive control device according to the present invention is useful for use as a motor drive control device that can exhibit necessary control performance even in a region where the motor drive current is small.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

　組み合わせるブラシレスモータを変えても電流検出精度を低下させず、またモータ駆動電流の小さい領域でも電流検出精度を向上させて、高精度制御を実現できるモータ駆動制御装置を得ることを目的として、モータに供給する駆動電流を直接的に或いは間接的に検出して対応する電圧を発生する抵抗器を配置し、前記抵抗器が検出したモータ駆動電流に対応した電圧をＡＤ変換器にて数値化し、前記数値化したモータ駆動電流を前記モータの駆動制御に反映するモータ駆動制御装置において、前記抵抗器を複数個直列に接続した抵抗器列として構成し、前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成とした。

Description

モータ駆動制御装置
　この発明は、ブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置に関し、特に、ブラシレスモータの制御に必要な各相駆動電流の検出技術に関するものである。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　ブラシレスモータは、一般に、３相分の電機子巻線を有している。モータ駆動制御装置は、電圧型インバータ等を用いた電力変換回路によって、モータの各相に任意の駆動電流を供給する。モータ駆動制御装置では、この駆動電流を電流制御器で制御することによって、任意のトルクを制御することが可能となる。
　また、モータ駆動制御装置では、電流制御器の前段に速度制御器を付加することによりモータを任意の速度で回転させることが可能となり、また、位置制御器を付加することによりモータを任意の回転位置で停止させることが可能となる。
　これらの電流制御器、速度制御器、位置制御器での制御演算処理には、一般にＣＰＵが用いられる。特に、電流制御器は、モータ駆動電流検出回路にて電圧に変換されたインバータ出力３相のモータ駆動電流の電圧値をＡＤ変換器によって数値化し、ＣＰＵ等の演算器に取り込み、電流制御の制御演算を行う。
　モータ駆動電流検出回路は、インバータ出力とモータの電機子巻線との間に抵抗器を介在させ、駆動電流を直接抵抗器での降下電圧として検出するか、カレントトランスが取り込んだ駆動電流を抵抗器によって電圧として検出する構成が採られる。
　モータ駆動電流を直接抵抗器で検出する場合、挿入する抵抗値をＲ、モータの駆動電流をＩ、ＡＤ変換器の入力電圧をＶとした場合、Ｖ＝Ｉ×Ｒの関係からモータ駆動電流が検出可能となる（特許文献１参照）。この時の抵抗値Ｒは、モータを駆動するために必要な最大電流とＡＤ変換器に入力可能な電圧範囲とから選択される。
　また、モータ駆動電流をカレントトランスを介して間接的に検出する場合、カレントトランスの巻線比をＮ、カレントトランスの二次側に挿入した抵抗値をＲ、モータ駆動電流をＩ、ＡＤ変換器の入力電圧をＶとした場合、Ｖ＝Ｉ×Ｎ×Ｒの関係からモータ駆動電流が検出可能となる。
２０００－１３９０９１号公報（第１４図）
　ところで、モータ駆動制御装置の制御対象となるモータは１種類ではなく、最大駆動電流の異なる各種のモータが対象となる。しかし、従来のモータ駆動制御装置では、制御対象となるモータの最大駆動電流が異なると、ＡＤ変換器で変換可能な全範囲でモータ駆動電流を数値化できないことが起こるため、最大駆動電流の異なる複数のモータを、それぞれ一定の制御性能で制御するのが困難である。
　すなわち、従来のモータ駆動制御装置では、モータが必要とする最大出力電流を供給できるインバータ回路を選択する場合には、モータの最大駆動電流値とインバータ回路の最大出力電流値とがほぼ同じ値となるため、モータの最大駆動電流値とＡＤ変換器の最大入力電圧値とがほぼ一致するように、抵抗値を選択できる。これによって、ＡＤ変換器で変換可能な全範囲でモータ駆動電流を数値化することができる。
　しかし、従来のモータ駆動制御装置では、接続するモータに合わせてインバータ回路を選択することはせずに、モータ駆動電流検出回路内の相電流検出用抵抗器の抵抗値を、その共通に使用するインバータ回路の最大出力電流値とＡＤ変換器の最大入力電圧値とから固定的に選択する。
　そのため、最大駆動電流の異なるモータに変更する場合、特に、インバータ最大出力電流値が、変更して接続するモータの最大駆動電流値よりも大きい場合は、ＡＤ変換器で変換可能な全範囲よりも少ない範囲でしかモータ駆動電流を数値化できないことが起こる。この場合には、Ａ／Ｄ変換結果の１データ当りの電流値の重みが大きくなるので、きめ細かい制御ができなくなる。
　例えば、モータの最大駆動電流値が±１０Ａ、抵抗値を１Ω、ＡＤ変換器の最大入力電圧値が±１０Ｖとすると、ＡＤ変換器の全変換範囲にてモータ駆動電流を変換できる。このときのＡＤ変換器が全変換範囲を２００分割する分解能があった場合、Ａ／Ｄ変換後の１データは０．１Ａの重みを持つ。
　しかし、ＡＤ変換器と抵抗器とが前述と同様構成であるモータ駆動制御装置に、最大駆動電流値が±５Ａのモータを接続した場合には、ＡＤ変換器の半分の変換範囲しか使用できず、Ａ／Ｄ変換後の１データは０．１Ａの重みしか持たない。つまり、モータ駆動電流のＡ／Ｄ変換分解能が低くなり、電流制御精度が低下することになる。
　この場合に、抵抗値を２Ωに変更すれば、モータを最大電流で駆動した場合のＡＤ変換器への入力電圧は±１０Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換器の全変換範囲を有効に使用することができ、ＡＤ変換後の１データは０．０５Ａの重みとなり、１データ当りの電流換算精度が向上するが、そのような構成を採ることができない。
　また、ＡＤ変換器は、モータの最大駆動電流範囲を等分割して数値化するため、電流値が大きいときも小さいときも、ＡＤ変換後の１データの重みは変わらない。このため、特にモータ駆動電流が小さい場合は、ＡＤ変換後の１データが表す電流値が大きい。すなわち、この場合も、モータ駆動電流のＡＤ変換分解能が低く、電流制御精度が低下することが起こる。
　さらに、モータにエンコーダ等が取り付けられ、位置や速度が制御されるような場合、エンコーダの分解能が十分高い場合には、この数値化されたモータ駆動電流の１データ当りの精度が低く、電流制御精度がモータの位置制御や速度制御に影響を及ぼし、位置制御や速度制御の精度まで低下してしまう場合が起こる。
　この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、組み合わせるブラシレスモータを変えても電流検出精度を低下させず、またモータ駆動電流の小さい領域でも電流検出精度を向上させて、高精度制御を実現できるモータ駆動制御装置を得ることを目的とする。
　上述した目的を達成するために、この発明は、モータに供給する駆動電流を直接的に或いは間接的に検出して対応する電圧を発生する抵抗器を配置し、前記抵抗器が検出したモータ駆動電流に対応した電圧をＡＤ変換器にて数値化し、前記数値化したモータ駆動電流を前記モータの駆動制御に反映するモータ駆動制御装置において、前記抵抗器を複数個直列に接続した抵抗器列として構成し、前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成としたことを特徴とする。
　この発明によれば、組み合わせるブラシレスモータを変えても電流検出精度を低下させず、またモータ駆動電流の小さい領域でも電流検出精度を向上させて、高精度制御を実現できるモータ駆動制御装置が得られるという効果を奏する。
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、抵抗値と電流制御精度との関係を説明する図である。 図３は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図４は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図５は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図６は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図７は、この発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 図８は、モータ駆動電流の一例を示す図である。 図９は、図７に示すＡＤ変換器１３，１５の出力例を示す図である。 図１０は、図７に示すＡＤ変換器１４，１６の出力例を示す図である。 図１１は、図７に示す合成演算器３９，４０の出力例を示す図である。 図１２は、この発明の実施の形態７によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。
符号の説明
　１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ，１ｇ　モータ駆動制御装置
　２　直流電源回路
　２ａ　整流回路
　２ｂ　平滑コンデンサ
　３　インバータ回路
　４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ　モータ駆動電流検出回路
　５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ　制御部
　６　電源（三相交流電源）
　７　モータ（ブラシレスモータ）
　９，１０　Ｕ相電流検出用抵抗器
　９ａ，１０ａ　Ｕ相電流検出用抵抗器
　９ｂ，１０ｂ　Ｖ相電流検出用抵抗器
　１１，１２　Ｖ相電流検出用抵抗器
　１３，１４　Ｕ相ＡＤ変換器
　１５，１６　Ｖ相ＡＤ変換器
　１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｆ　演算器
　１８　ＰＷＭ信号生成部
　１９　Ｕ相電流選択器
　２０　Ｖ相電流選択器
　２１　電流制御器
　２３　Ｕ相電流検出用カレントトランス
　２４　Ｖ相電流検出用カレントトランス
　２６　Ｕ相アナログスイッチ
　２７　Ｖ相アナログスイッチ
　２８　Ｕ相電流比較器
　２９，３１　電流閾値発生器
　３０　Ｖ相電流比較器
　３３　速度制御器
　３４　位置差分演算器
　３５　速度比較器
　３６　速度閾値発生器
　３７　エンコーダ
　３９　Ｕ相合成演算器
　４０　Ｖ相合成演算器
　４２　Ｕ相可変抵抗器
　４３　Ｖ相可変抵抗器
　ＵＭ　Ｕ相モータ動力線
　ＶＭ　Ｖ相モータ動力線
　ＷＭ　Ｗ相モータ動力線
　以下に図面を参照して、この発明にかかるモータ駆動制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動制御装置１ａは、直流電源回路２と、インバータ回路３と、モータ駆動電流検出回路４ａと、制御部５ａとを備えている。
　直流電源回路２は、整流回路２ａと、平滑コンデンサ２ｂとを備えている。整流回路２ａは、ダイオードブリッジによって３相交流電源（以降、単に「電源」と記す）６の交流電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサ２ｂは、整流回路２ａが出力端間に出力する変換直流電圧を平滑化し、直流電圧の変動量を小さくして保持する。
　インバータ回路３は、制御部５ａからの上アーム制御信号ｕｐ，ｖｐ，ｗｐを受ける３つの上アームスイッチング素子と、制御部５ａからの下アーム制御信号ｕｎ，ｖｎ，ｗｎを受ける３つの下アームスイッチング素子とを、それぞれ直列に接続し、それらを平滑コンデンサ２ｂの両端間に並列に配置した電圧型ＰＷＭ回路で構成される。３つの上アーム素子と３つの下アーム素子との各直列接続端が三相出力端を構成し、その三相出力端は、Ｕ相モータ動力線ＵＭ、Ｖ相モータ動力線ＶＭ、Ｗ相モータ動力線ＷＭを介して三相のブラシレスモータ（以降、単に「モータ」と記す）７の対応する電機子巻線に接続される。
　モータ駆動電流検出回路４ａは、Ｕ相における抵抗器列である直列接続のＵ相電流検出用抵抗器（以降、単に「抵抗器」と記す）９，１０と、Ｖ相における抵抗器列である直列接続のＶ相電流検出用抵抗器（以降、単に「抵抗器」と記す）１１，１２、及びＵ相ＡＤ変換器（以降、単に「ＡＤ変換器」と記す）１３，１４と、Ｖ相ＡＤ変換器（以降、単に「ＡＤ変換器」と記す）１５，１６とを備えている。
　直列接続の抵抗器９，１０は、一端がインバータ回路３のＵ相出力端に接続されるＵ相モータ動力線ＵＭの他端とモータ７の対応する電機子巻線との間に直接介在させてある。また、直列接続の抵抗器１１，１２は、一端がインバータ回路３のＶ相出力端に接続されるＶ相モータ動力線ＶＭの他端とモータ７の対応する電機子巻線との間に直接介在させてある。なお、抵抗器９，１０，１１，１２の各抵抗値は、この実施の形態では、説明の便宜から共に等しく、１Ωであるとしている。
　ＡＤ変換器１３は、２入力端が抵抗器９の両端に接続され、出力端が制御部５ａ内のＵ相電流選択器１９の一方の入力端に接続されている。すなわち、ＡＤ変換器１３は、抵抗器９が検出したＵ相モータ駆動電流値を数値化してＵ相電流選択器１９の一方の入力端に出力する。
　ＡＤ変換器１４は、２入力端が抵抗器９，１０の直列回路の両端に接続され、出力端が制御部５ａ内のＵ相電流選択器１９の他方の入力端に接続されている。すなわち、ＡＤ変換器１４は、抵抗器９，１０の直列回路が検出したＵ相モータ駆動電流値を数値化してＵ相電流選択器１９の他方の入力端に出力する。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　また、ＡＤ変換器１５は、２入力端が抵抗器１２の両端に接続され、出力端が制御部５ａ内のＶ相電流選択器２０の一方の入力端に接続されている。すなわち、ＡＤ変換器１５は、抵抗器１１が検出したＶ相モータ駆動電流値を数値化してＶ相電流選択器２０の一方の入力端に出力する。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　ＡＤ変換器１６は、２入力端が抵抗器１１，１２の直列回路の両端に接続され、出力端が制御部５ａ内のＶ相電流選択器２０の他方の入力端に接続されている。すなわち、ＡＤ変換器１６は、抵抗器１１，１２の直列回路が検出したＶ相モータ駆動電流値を数値化してＶ相電流選択器２０の他方の入力端に出力する。
　図１において、モータ駆動電流検出回路４ａを、モータ動力線は３相分あるが２相分を検出する構成としたのは、３相電流のうち一相は他の２相電流の合計値で流れる方向が違う電流値として推測できることによっている。勿論、各相の電流をそれぞれ検出するようにしてもよい。
　制御部５ａは、演算器１７ａとＰＷＭ信号生成部１８とを備えている。演算器１７ａは、この実施の形態１に関わる要素として、上記のＵ相電流選択器１９及びＶ相電流選択器２０と、電流制御器２１とを備えている。
　Ｕ相電流選択器１９は、ＡＤ変換器１３，１４のいずれか一方の出力をモータ７の制御態様に応じて選択し、対応するＡＤ変換器が数値化したＵ相駆動電流ｉｕｆｂを電流制御器２１に与える。Ｖ相電流選択器２０は、ＡＤ変換器１５，１６のいずれか一方の出力をモータ７の制御態様に応じて選択し、対応するＡＤ変換器が数値化したＶ相駆動電流ｉｖｆｂを電流制御器２１に与える。
　電流制御器２１は、ＣＰＵを備え、モータ７の回転とトルク出力とを指定する電流指令ｉ＊と、モータ７の駆動状態を示すＵ相駆動電流ｉｕｆｂ及びＶ相駆動電流ｉｖｆｂとに基づき、ＣＰＵによってモータ７の三相分の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算生成し、ＰＷＭ信号生成部１８に与える。
　ＰＷＭ信号生成部１８は、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から、制御信号ｕｐ，ｕｎ，ｖｐ，ｖｎ，ｗｐ，ｗｎを生成して、インバータ回路３に出力する。これによって、インバータ回路３は、制御部５ａからの制御信号（ｕｐ，ｕｎ，ｖｐ，ｖｎ，ｗｐ，ｗｎ）に従い、平滑コンデンサ２ｂが端子間に保持する直流電圧を電圧型ＰＷＭ方式によって交流電力に変換し、Ｕ相モータ動力線ＵＭ、Ｖ相モータ動力線ＶＭ、Ｗ相モータ動力線ＷＭを介して、モータ７の各相に任意の駆動電流を供給する。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　さて、この実施の形態１によるモータ駆動電流検出回路４ａは、Ｕ相では、抵抗器９の端子間電圧をＡＤ変換器１３に取り込み、抵抗器９，１０の直列回路の両端間電圧をＡＤ変換器１４に取り込む。Ｖ相でも同様に、抵抗器１１の端子間電圧をＡＤ変換器１５に取り込み、抵抗器１１，１２の直列回路の両端間電圧をＡＤ変換器１６に取り込む。
　そして、ＡＤ変換器に入力できる最大電圧は上限が決まっていて、モータの最大駆動電流範囲を等分割して数値化するので、モータの最大駆動電流の大きさに応じて、ＡＤ変換器１３，１４のいずれを選択するか、ＡＤ変換器１５，１６のいずれを選択するか、を決める。
　今、モータ駆動電流検出用抵抗器９，１０，１１，１２の各抵抗値を全て１Ωとし、ＡＤ変換器１３，１４，１５，１６の各入力最大電圧を±１０Ｖ、分割数を２００とした場合に、インバータ回路３が出力できる最大電流が±１０Ａであると、ＡＤ変換器１３，１５のＡＤ変換可能な最大電流は±１０Ａとなり、ＡＤ変換器１３，１５により数値化される１データ当たりの電流値は、０．１Ａとなる。
　一方、ＡＤ変換器１４，１６のＡＤ変換可能な最大電流は±５Ａとなり、検出範囲は狭くなるが、ＡＤ変換器１４，１６により数値化される１データ当たりの電流値は、０．０５Ａとなるので、より詳細な電流単位を表すことが可能となる。
　図２は、抵抗値と電流制御精度との関係を説明する図である。図２（１）は、１相当たりの必要最大駆動電流がインバータ回路３の最大出力電流±１０Ａよりも小さい±５Ａのモータを始動してから停止するまでのモータ速度の様子を示す。図２（２）（３）は、この場合のモータ駆動電流に対する抵抗値と電流制御精度との関係を示す。
　図２（２）は、検出用抵抗器の抵抗値が１Ωである場合に、ＡＤ変換器１３，１５が数値化したモータ駆動電流の波形を示す。ＡＤ変換器１３，１５は、入力電圧が±５Ｖであるが、１データ当たりの電流値を０．１Ａとしているので、粗い数値化となり、ノイズが載ったような波形になっている。
　図２（３）は、検出用抵抗器の抵抗値が２Ωである場合に、ＡＤ変換器１４，１６が数値化したモータ駆動電流の波形を示す。ＡＤ変換器１４，１６は、入力電圧が±１０Ｖとなり全変換範囲±１０Ｖを有効に使用できるので、１データ当たりの電流値が０．０５Ａとなり、１データ当たりの電流変換精度が向上する。したがって、図２（３）では、図２（２）示したノイズが載ったような波形とはならず滑らか波形になっている。
　図２（２）（３）の比較から解るように、モータ７の１相当たりの必要最大駆動電流がインバータ回路３の最大出力電流よりも小さい場合は、ＡＤ変換器１４，１６が数値化したモータ駆動電流を用いると、電流制御精度が向上する。
　つまり、モータ７の１相当りの必要最大電流が、インバータ回路３の最大出力電流±１０Ａと同じである場合は、ＡＤ変換器１３、１５の変換結果をＵ相電流選択器１９，Ｖ相電流選択器２０に選択させて、モータ駆動電流ｉｕｆｂ、ｉｖｆｂとして電流制御器２１に取り込む。
　また、モータ７の１相当りの必要最大電流が、インバータ回路３の最大出力電流±１０Ａよりも小さい±５Ａの場合は、ＡＤ変換器１４，１６の変換結果をＵ相電流選択器１９，Ｖ相電流選択器２０に選択させて、モータ駆動電流ｉｕｆｂ、ｉｖｆｂとして電流制御器２１に取り込む。
　このように、実施の形態１によれば、モータ駆動電流を２種類の抵抗値で検出するようにし、対応する抵抗値毎にＡＤ変換器を設け、モータの１相当りの必要最大電流が、インバータ回路３の最大出力電流と同じであるか、小さいかに応じてＡＤ変換器を選択するように構成したので、モータの１相当りの必要最大電流がインバータ回路の最大出力電流よりも小さい場合でも、ＡＤ変換器の数値化された１データの重みをモータに最適な値に選択することが可能となり、モータの電流制御の高精度化が可能となる。
実施の形態２．
　図３は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
　図３に示すように、この実施の形態２によるモータ駆動制御装置１ｂは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ駆動電流検出回路４ａに代えて、モータ駆動電流検出回路４ｂが設けられている。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　モータ駆動電流検出回路４ｂでは、抵抗器９，１０とＡＤ変換器１３，１４との接続関係と抵抗器１１，１２とＡＤ変換器１５，１６との接続関係とは、それぞれ実施の形態１（図１）と同様であるが、抵抗器９，１０の直列回路はカレントトランス２３の二次側間に接続され、抵抗器１１，１２の直列回路はカレントトランス２４の二次側間に接続されている。そして、カレントトランス２３の一次側は、Ｕ相モータ動力線ＵＭとモータ７の対応する電機子巻線との間に直列に接続され、カレントトランス２４の一次側は、Ｖ相モータ動力線ＶＭとモータ７の対応する電機子巻線との間に直列に接続されている。
　このように、モータ駆動電流を間接的に検出する構成でも、実施の形態１と同様に、各相の抵抗器列における任意の２点間電圧を数値化できるので、実施の形態１と同様の作用・効果が得られる。
実施の形態３．
　図４は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図４では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
　図４に示すように、この実施の形態３によるモータ駆動制御装置１ｃでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ駆動電流検出回路４ａに代えてモータ駆動電流検出回路４ｃが設けられ、また、制御部５ａに代えて制御部５ｂが設けられている。制御部５ｂでは、演算器１７ａに代えて演算器１７ｂが設けられている。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　モータ駆動電流検出回路４ｃは、モータ駆動電流検出回路４ａと同様に配置される抵抗器９，１０，１１，１２と、アナログスイッチ２６，２７と、ＡＤ変換器１３，１５とを備えている。
　アナログスイッチ２６の一方の入力端は、抵抗器１０のインバータ回路３側端に接続され、他方の入力端は、抵抗器９，１０の接続端に接続されている。アナログスイッチ２６の出力端は、ＡＤ変換器１３の一方の入力端に接続され、ＡＤ変換器１３の他方の入力端には、抵抗器９のモータ７側端が接続されている。アナログスイッチ２６は、モータ７の制御態様に応じて２入力端のいずれか一方を選択し、ＡＤ変換器１３に接続する。
　アナログスイッチ２７の一方の入力端は、抵抗器１２のインバータ回路３側端に接続され、他方の入力端は、抵抗器１１，１２の接続端に接続されている。アナログスイッチ２７の出力端は、ＡＤ変換器１５の一方の入力端に接続され、ＡＤ変換器１５の他方の入力端には、抵抗器１１のモータ７側端が接続されている。アナログスイッチ２７は、モータ７の制御態様に応じて２入力端のいずれか一方を選択し、ＡＤ変換器１５に接続する。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　そして、制御部５ｂにおける演算器１７ｂでは、図１に示したＵ相電流選択器１９とＶ相電流選択器２０とが削除され、ＡＤ変換器１３，１５の出力が直接電流制御器２１に入力される構成となっている。
　以上の構成において、アナログスイッチ２６は、ＡＤ変換器１３に抵抗器９，１０の直列回路の両端間電圧を与える必要がある場合は、抵抗器１０のインバータ回路３側端をＡＤ変換器１３に接続する。一方、アナログスイッチ２６は、ＡＤ変換器１３に抵抗器９の端子間電圧を与える必要がある場合は、抵抗器９，１０の接続端をＡＤ変換器１３に接続する。ＡＤ変換器１３は、抵抗器９，１０の直列回路の両端間電圧または抵抗器９の端子間電圧を数値化したＵ相駆動電流ｉｕｆｂを電流制御器２１に出力する。
　また、アナログスイッチ２７は、ＡＤ変換器１５に抵抗器１１，１２の直列回路の両端間電圧を与える必要がある場合は、抵抗器１２のインバータ回路３側端をＡＤ変換器１５に接続する。一方、アナログスイッチ２７は、ＡＤ変換器１５に抵抗器１１の端子間電圧を与える必要がある場合は、抵抗器１１，１２の接続端をＡＤ変換器１５に接続する。ＡＤ変換器１５は、抵抗器１１，１２の直列回路の両端間電圧または抵抗器１１の端子間電圧を数値化したＶ相駆動電流ｉｖｆｂを電流制御器２１に出力する。
　すなわち、この実施の形態３においても実施の形態１と同様の作用・効果が得られる。加えて、この実施の形態３では、回路規模の大きいＡＤ変換器の個数を削減することができ、また演算器の簡素化が図れる。なお、この実施の形態３では、この実施の形態１への適用例を示したが、実施の形態２にも同様に適用できる。
実施の形態４．
　図５は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。
　図５に示すように、この実施の形態４によるモータ駆動制御装置１ｄでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御部５ａに代えて制御部５ｃが設けられている。制御部５ｃでは、演算器１７ａに代えて演算器１７ｃが設けられている。
　演算器１７ｃでは、演算器１７ａにおいて、Ｕ相電流選択器１９側にＵ相電流比較器２８と電流閾値発生器２９とが追加され、Ｖ相電流選択器２０側にＶ相電流比較器３０と電流閾値発生器３１とが追加されている。
　電流閾値発生器２９は、ＡＤ変換器１４が数値化できる最大電流値以下の値を閾値として発生し、それをＵ相電流比較器２８の一方の入力端に出力する。Ｕ相電流比較器２８の他方の入力端にはＡＤ変換器１３の出力が入力される。Ｕ相電流比較器２８の出力はＵ相電流選択器１９の切替制御入力端に接続されている。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　電流閾値発生器３１は、ＡＤ変換器１６が数値化できる最大電流値以下の値を閾値として発生し、それをＶ相電流比較器３０の一方の入力端に出力する。Ｖ相電流比較器３０の他方の入力端にはＡＤ変換器１５の出力が入力される。Ｖ相電流比較器３０の出力はＶ相電流選択器２０の切替制御端に接続されている。
　Ｕ相電流比較器２８は、ＡＤ変換器１３の出力が電流閾値発生器２９からの閾値よりも大きい場合は、Ｕ相電流選択器１９にＡＤ変換器１３の出力を選択させ、ＡＤ変換器１３の出力が電流閾値発生器２９からの閾値よりも小さい場合は、Ｕ相電流選択器１９にＡＤ変換器１４の出力を選択させる。
　また、Ｖ相電流比較器３０は、ＡＤ変換器１５の出力が電流閾値発生器３１からの閾値よりも大きい場合は、Ｖ相電流選択器２０にＡＤ変換器１５の出力を選択させ、ＡＤ変換器１５の出力が電流閾値発生器３１からの閾値よりも小さい場合は、Ｖ相電流選択器２０にＡＤ変換器１６の出力を選択させる。
　すなわち、モータ駆動電流が少ない場合は、ＡＤ変換器１４，１６にて数値化されたモータ駆動電流を用いるので、１データでより詳細な電流単位を表すことが可能になる。
　したがって、この実施の形態４によれば、停止及び停止前後や一定速度でモータを動かしている場合など、より電流制御性が必要になる場合に、モータの電流制御をより高精度化することが可能になる。
実施の形態５．
　図６は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
　図６に示すように、この実施の形態５によるモータ駆動制御装置１ｅでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御部５ａに代えて制御部５ｄが設けられている。制御部５ｄでは、演算器１７ａに代えて演算器１７ｄが設けられている。
　演算器１７ｄでは、演算器１７ａにおいて、速度制御器３３、位置差分演算器３４、速度比較器３５、及び速度閾値発生器３６が追加されている。また、モータ７には、回転位置を検出するエンコーダ３７が取り付けられている。
　位置差分演算器３４は、エンコーダ３７が検出するモータ７の回転位置情報の差分からモータ７の速度ｖｆｂを算出し、それを速度制御器３３と速度比較器３５とに出力する。速度比較器３５は、速度指令Ｖ＊と位置差分演算器３４からのモータ速度ｖｆｂとに基づき制御演算を行い、求めた電流指令ｉ＊を電流制御器２１に出力する。
　速度比較器３５は、位置差分演算器３４からのモータ速度ｖｆｂと、速度閾値発生器３６が発生する予め決められた閾値との大小関係を比較し、モータ速度ｖｆｂが閾値以下の場合は、Ｕ相電流選択器１９にはＡＤ変換器１４の出力を選択させ、Ｖ相電流選択器２０にはＡＤ変換器１６の出力を選択させる。
　すなわち、モータ速度が低い場合は、ＡＤ変換器１４，１６にて数値化されたモータ駆動電流を用いるので、１データでより詳細な電流単位を表すことが可能になる。
　したがって、この実施の形態５によれば、停止及び停止前後のモータ駆動電流が少ないときのよりより電流制御性が必要になる場合に、モータの電流制御をより高精度化することが可能になる。
　また、モータ７の回転位置を検出するエンコーダ３７の分解能が十分高い場合、従来では、電流制御性能の影響が速度や位置の変動として現れ、位置制御や速度制御の精度劣化となる場合があったが、この実施の形態５によれば、モータの電流制御がより高精度化されるため、電流制御によって位置制御や速度制御の精度を劣化させることが無いという効果も得られる。
実施の形態６．
　図７は、この発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図７では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態６に関わる部分を中心に説明する。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　図７に示すように、この実施の形態６によるモータ駆動制御装置１ｆでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、制御部５ａに代えて制御部５ｅが設けられている。制御部５ｅでは、演算器１７ａに代えて演算器１７ｅが設けられている。
　演算器１７ｅでは、演算器１７ａにおいて、Ｕ相電流選択器１９に代えて合成演算器３９が設けられ、Ｖ相電流選択器２０に代えて合成演算器４０が設けられている。
　合成演算器３９は、ＡＤ変換器１３，１４の各出力に係数を掛けて合算し、それをＵ相モータ駆動電流ｉｕｆｂとして電流制御器２１に出力する。合成演算器４０は、ＡＤ変換器１５，１６の各出力に係数を掛けて合算し、それをＶ相モータ駆動電流ｉｖｆｂとして電流制御器２１に出力する。以下、具体的に説明する。
　合成演算器３９，４０は、まず、ＡＤ変換器１３，１５の変換する数値の１データが表す電流の単位をＡＤ変換器１４，１６の変換する数値の１データが表す電流単位に合わせる。これは、ＡＤ変換器１３，１５に入力される抵抗器９，１１の各端子間電圧と、ＡＤ変換器１４，１６に入力される抵抗器９，１０の直列回路、抵抗器１１，１２の直列回路の各両端子間電圧との比率で実現できる。
　合成演算器３９，４０は、次に、ＡＤ変換器１３，１５が変換する数値に抵抗比分の係数をかけた後の値のうちで、ＡＤ変換器１４，１６が変換する範囲の数値の部分を０に置き換える。合成演算器３９，４０は、ここまで操作されたＡＤ変換器１３，１５で変換された数値に、ＡＤ変換器１４，１６が変換する数値を加算し、一つの数値とする。
　今、抵抗器９をＲＵ１、抵抗器１０をＲＵ２、抵抗器１１をＲＶ１、抵抗器１２をＲＶ２とする。また、ＡＤ変換器１３が変換する数値をＩＵ１、ＡＤ変換器１５が変換する数値をＩＶ１、ＡＤ変換器１４が変換する数値をＩＵ２、１６が変換する数値をＩＶ２とする。
　ＡＤ変換器１３、１５が変換する数値を、ＡＤ変換器１４、１６が変換する数値の１データが表す電流単位で表す関係式は、次のようになる。
　　ＩＵ１´＝ＩＵ１×（ＲＵ１＋ＲＵ２）／ＲＵ１
　　ＩＶ１´＝ＩＶ１×（ＲＶ１＋ＲＶ２）／ＲＶ１
これによって、ＡＤ変換器１３，１５が変換する数値の１データの電流単位が、ＡＤ変換器１４，１６の変換するする数値の１データの電流単位と同じになる。
　次に、ＡＤ変換器１４が変換する数値の最大値をＩＵ２ｍａｘ、ＡＤ変換器１６が変換する数値の最大値をＩＶ２ｍａｘとした場合、次のような演算で、１データの電流単位を変換したＡＤ変換器１３，１５の変換する数値のうちのＡＤ変換器１４，１６が変換する範囲の数値を０に置き換えることができる。
　　ＩＵ１´´＝ＩＵ１´－　（ＩＵ１´　ｍｏｄ　ＩＵ２ｍａｘ）
　　ＩＶ１´´＝ＩＶ１´－　（ＩＶ１´　ｍｏｄ　ＩＶ２ｍａｘ）
但し、（Ａ　ｍｏｄ　Ｂ）はＡ÷Ｂの余りを表す。
　ＡＤ変換器１３，１５が変換した数値をここまで変換した後に、ＡＤ変換器１４，１６の値を以下のように加算し、ＡＤ変換器の変換結果を合成する。
　　ＩＵ１´´´＝ＩＵ１´´　＋　ＩＵ２
　　ＩＶ２´´´＝ＩＶ２´´　＋　ＩＶ２
　このように、合成演算器３９，４０で一つに合成された数値の内、合成演算器３９の出力がＵ相モータ駆動電流ｉｕｆｂとなり、合成演算器４０の出力がＶ相モータ駆動電流ｉｖｆｂとなる。この合成された数値化電流値は、１データの電流単位がＡＤ変換器１３，１５の分解能となる。そして、ＡＤ変換器で変換される電圧値の変換範囲、すなわち検出できる最大モータ駆動電流はＡＤ変換器１４，１６の変換できる電流範囲となる。
　図８～図１１は、以上説明した合成手順での各部の電流波形を模式的的に示した図である。なお、図８は、モータ駆動電流の一例を示す図である。図９は、図７に示すＡＤ変換器１３，１５の出力例を示す図である。図１０は、図７に示すＡＤ変換器１４，１６の出力例を示す図である。図１１は、図７に示す合成演算器３９，４０の出力例を示す図である。
　図８に示すようなモータ駆動電流を、ＡＤ変換器１３，１５で数値化した結果が図９であり、ＡＤ変換器１４，１６で数値化した結果が図１０である。これらのＡＤ変換器１３，１４，１５，１６の数値を合成演算器３９，４０で合成した結果が図１１である。
　この実施の形態６によれば、モータ駆動電流の検出範囲においてはモータ駆動の最大電流まで検出可能でありながら、モータ駆動電流の検出分解能を上げることが可能となり、モータの電流制御が高精度化される効果が得られる。
　また、電流や速度、位置の状態に関わらず電流制御の高精度化が可能となるため、実施の形態５で示したようにモータに付加したエンコーダの分解能が十分に高い場合でも、電流制御によって位置や速度の制御精度を劣化させることが無いという効果も得られる。
[規則91に基づく訂正 17.11.2008]
　なお、モータ駆動電流検出回路４ａは、実施の形態３に示したモータ駆動電流検出回路４ｃに置き換えることができる。つまり、図７において、モータ駆動電流検出回路４ａにおける４つのＡＤ変換器をＵ相用とＶ相用とにそれぞれ１つとし、Ｕ相用のアナログスイッチとＶ相用のアナログスイッチとを設け、Ｕ相用アナログスイッチが抵抗器９，１０からの２種類の電圧を切り替えて１つのＵ相用ＡＤ変換器に与え、Ｖ相用アナログスイッチが抵抗器１１，１２からの２種類の電圧を切り替えて１つのＶ相用ＡＤ変換器に与えるようにしてもよい。実施の形態３と同様に、回路規模の大きいＡＤ変換器の個数を削減することができる。
実施の形態７．
　図１２は、この発明の実施の形態７によるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１２では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態７に関わる部分を中心に説明する。
　図１２に示すように、この実施の形態７によるモータ駆動制御装置１ｇでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ駆動電流検出回路４ａに代えてモータ駆動電流検出回路４ｄが設けられている。モータ駆動電流検出回路４ｄでは、モータ駆動電流検出回路４ａにおける、抵抗器９，１０に代えて可変抵抗器４２が設けられ、抵抗器１１，１２に代えて可変抵抗器４３が設けられている。そして、ＡＤ変換器も、可変抵抗器４２に対するＡＤ変換器１３と、可変抵抗器４３対するＡＤ変換器１５とが設けられている。
　この構成によれば、モータ７が必要とする最大駆動電流の大きさに合わせて、可変抵抗器４２，４３の値を変更する。これによって、ＡＤ変換器１３，１５の入力可能最大電圧値で検出可能な最大電流を、抵抗値を任意に選択することによって容易に変更することが可能となる。
　この実施の形態７によれば、モータ駆動電流を検出するための電流を電圧に変換する抵抗値を可変とする構成としたので、ＡＤ変換器の個数を減らすことができる。また、ＡＤ変換器の個数を削減できる実施の形態３においても、抵抗器列からの多種類の電圧を選択するアナログスイッチが不要になるという効果が得られる。
　以上のように、この発明によれば、モータ駆動制御装置内のモータ駆動電流検出回路に設けた抵抗器列の任意の２点間の電圧を測定することが可能となるので、モータ駆動制御装置とモータとを任意に組み合わせるようにした場合、特にモータ駆動制御装置内のインバータ回路の最大出力電流値がモータの最大駆動電流値よりも大きい場合でも、ＡＤ変換器で変換可能な全範囲を使用してモータ駆動電流が検出可能となり、電流制御の高精度化が図れる。
　したがって、モータ駆動に必要な最大電流が各々違うモータを駆動する場合に、それぞれのモータに合わせたモータ駆動制御装置を用意することなく、それら全てのモータを、モータ駆動精度を全て一定に保って駆動制御できる共用可能な一つのモータ駆動制御装置が実現できる。
　また、この発明によれば、モータ駆動電流を電圧に変換して検出する抵抗器列の複数の任意の２点間電圧をそれぞれＡＤ変換器によって数値化し、その数値化されたモータ駆動電流を合成演算することができるので、モータ駆動電流の数値化分解能を高分解能化することが可能となり、モータ駆動制御の高分解能化が可能になる。
　したがって、停止時や一定速度で動いているときのモータ駆動電流が少ない場合でも、モータ送りムラが無く停止位置精度が必要な場面に十分に対応できるモータ駆動制御装置が実現できる。
　以上のように、この発明にかかるモータ駆動制御装置は、モータ駆動に必要な最大電流が各々違うモータを、それらのモータ駆動精度を全て一定に保って駆動制御する共用のモータ駆動制御装置として用いるのに有用である。
　また、この発明にかかるモータ駆動制御装置は、モータ駆動電流の小さい領域でも必要な制御性能を発揮できるモータ駆動制御装置として用いるのに有用である。

Claims (7)

  1. 　モータに供給する駆動電流を直接的に或いは間接的に検出して対応する電圧を発生する抵抗器を配置し、前記抵抗器が検出したモータ駆動電流に対応した電圧をＡＤ変換器にて数値化し、前記数値化したモータ駆動電流を前記モータの駆動制御に反映するモータ駆動制御装置において、
    　前記抵抗器を複数個直列に接続した抵抗器列として構成し、
    　前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成とした、
    　ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
  2. 　前記抵抗器列の複数の任意の２点間の電圧を１対１の関係でＡＤ変換する複数のＡＤ変換器と、
    　前記モータの制御に必要なＡＤ変換範囲に応じて、前記複数のＡＤ変換器の中の１つのＡＤ変換器のＡＤ変換結果を選択する構成と、
    　を備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  3. 　前記モータの制御に必要なＡＤ変換範囲に応じて、前記抵抗器列の複数の任意の２点間の電圧の中の１つを選択するアナログスイッチと、
    　前記アナログスイッチが出力する電圧値をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
    　を備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  4. 　前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成におけるＡＤ変換結果の中から前記モータの駆動電流に応じたＡＤ変換範囲でのＡＤ変換結果を選択する構成、をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  5. 　前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成におけるＡＤ変換結果の中から前記モータの駆動速度に応じたＡＤ変換範囲でのＡＤ変換結果を選択する構成、をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  6. 　前記抵抗器列の任意の２点間の電圧をＡＤ変換する構成における複数のＡＤ変換結果にそれらのＡＤ変換範囲に応じた係数を乗じ、それら係数を乗じた全てのＡＤ変換結果を加算して１つのモータ駆動電流とする構成、をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
  7. 　モータに供給する駆動電流を直接的に或いは間接的に検出して対応する電圧を発生する抵抗器を配置し、前記抵抗器が検出したモータ駆動電流に対応した電圧をＡＤ変換器にて数値化し、前記数値化したモータ駆動電流を前記モータの駆動制御に反映するモータ駆動制御装置において、
    　前記抵抗器は、可変抵抗器で構成した、
    　ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
PCT/JP2008/056392 2008-03-31 2008-03-31 モータ駆動制御装置 WO2009122520A1 (ja)

Priority Applications (10)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020107016066A KR101171537B1 (ko) 2008-03-31 2008-03-31 모터 구동 제어 장치
US12/863,917 US9214889B2 (en) 2008-03-31 2008-03-31 Motor drive control apparatus
KR1020137016057A KR20130086075A (ko) 2008-03-31 2008-03-31 모터 구동 제어 장치
DE112008003579T DE112008003579T5 (de) 2008-03-31 2008-03-31 Motorantriebssteuervorrichtung
PCT/JP2008/056392 WO2009122520A1 (ja) 2008-03-31 2008-03-31 モータ駆動制御装置
KR1020127010453A KR101412826B1 (ko) 2008-03-31 2008-03-31 모터 구동 제어 장치
CN2008801284554A CN101983477B (zh) 2008-03-31 2008-03-31 电动机驱动控制装置
KR1020137001979A KR101356278B1 (ko) 2008-03-31 2008-03-31 모터 구동 제어 장치
JP2010505179A JP4920784B2 (ja) 2008-03-31 2008-03-31 モータ駆動制御装置
TW097112612A TW200941177A (en) 2008-03-31 2008-04-08 Motor driving control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2008/056392 WO2009122520A1 (ja) 2008-03-31 2008-03-31 モータ駆動制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2009122520A1 true WO2009122520A1 (ja) 2009-10-08

Family

ID=41134941

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2008/056392 WO2009122520A1 (ja) 2008-03-31 2008-03-31 モータ駆動制御装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9214889B2 (ja)
JP (1) JP4920784B2 (ja)
KR (4) KR20130086075A (ja)
CN (1) CN101983477B (ja)
DE (1) DE112008003579T5 (ja)
TW (1) TW200941177A (ja)
WO (1) WO2009122520A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014110753A (ja) * 2012-11-30 2014-06-12 Samsung Electro-Mechanics Co Ltd モータ駆動制御装置、モータ駆動制御方法及びそれを用いたモータ
JPWO2021181562A1 (ja) * 2020-03-11 2021-09-16
WO2023281891A1 (ja) * 2021-07-05 2023-01-12 ローム株式会社 電流センサ

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5606506B2 (ja) * 2012-09-20 2014-10-15 三菱電機株式会社 駆動制御装置及び駆動制御方法
EP3148071B1 (en) * 2014-05-29 2018-10-03 NSK Ltd. Electric power steering device
US10749455B2 (en) 2015-01-27 2020-08-18 Stmicroelectronics S.R.L. Method for current control and corresponding system and apparatus
CN106788003B (zh) * 2016-12-31 2019-01-18 深圳市优必选科技有限公司 直流电机控制方法和装置
DE112019000233T5 (de) * 2018-07-17 2020-08-20 Fuji Electric Co., Ltd. Stromversorgungsmodul mit eingebauter ansteuerschaltung
JP7065012B2 (ja) * 2018-10-11 2022-05-11 ルネサスエレクトロニクス株式会社 制御装置及びその誤差補正方法
CN113287257A (zh) * 2018-11-09 2021-08-20 巴莱特技术有限责任公司 用于无刷电机的高性能电流感测架构

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH089685A (ja) * 1994-06-20 1996-01-12 Fujitsu General Ltd 空気調和機の制御装置
JP2000139091A (ja) * 1998-08-26 2000-05-16 Mitsubishi Electric Corp モ―タ駆動制御装置およびモ―タ駆動制御方法
JP2003009539A (ja) * 2001-06-19 2003-01-10 Toshiba Corp インバータ装置
JP2004309386A (ja) * 2003-04-09 2004-11-04 Toyota Motor Corp 電流検出装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09261060A (ja) * 1996-03-27 1997-10-03 Mitsubishi Electric Corp Ａ／ｄコンバータ
US7521913B2 (en) * 2004-09-10 2009-04-21 Primarion Corporation Active transient response circuits, system and method for digital multiphase pulse width modulated regulators
TW584688B (en) * 2001-06-06 2004-04-21 Toshiba Corp Washing machine
US6445325B1 (en) * 2001-08-30 2002-09-03 Texas Instruments Incorporated Piecewise linear digital to analog conversion
JP4010912B2 (ja) 2002-09-04 2007-11-21 ローム株式会社 モータ駆動制御回路及びモータ駆動装置
US6686863B1 (en) * 2002-09-30 2004-02-03 Intel Corporation A/D signal conversion based on a comparison of voltage-divided signals
JP2004135407A (ja) * 2002-10-09 2004-04-30 Mitsubishi Electric Corp 交流電動機の制御装置
JP4357826B2 (ja) 2002-10-23 2009-11-04 トヨタ自動車株式会社 電動機の運転制御装置
JP2004297904A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Renesas Technology Corp 直流モータの駆動制御装置および直流モータの回転駆動システム並びにコイル駆動用半導体集積回路
US7202608B2 (en) 2004-06-30 2007-04-10 Tir Systems Ltd. Switched constant current driving and control circuit
US7304600B2 (en) * 2004-12-16 2007-12-04 Media Lab Europe (In Voluntary Liquidation) Bluetooth remote controller using zipper interface
WO2006103869A1 (ja) * 2005-03-29 2006-10-05 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki 電流制御装置とその電流オフセット補正方法
US7061421B1 (en) * 2005-03-31 2006-06-13 Silicon Laboratories Inc. Flash ADC with variable LSB
US7372387B2 (en) * 2006-09-01 2008-05-13 Texas Instruments Incorporated Digital-to-analog converter with triode region transistors in resistor/switch network

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH089685A (ja) * 1994-06-20 1996-01-12 Fujitsu General Ltd 空気調和機の制御装置
JP2000139091A (ja) * 1998-08-26 2000-05-16 Mitsubishi Electric Corp モ―タ駆動制御装置およびモ―タ駆動制御方法
JP2003009539A (ja) * 2001-06-19 2003-01-10 Toshiba Corp インバータ装置
JP2004309386A (ja) * 2003-04-09 2004-11-04 Toyota Motor Corp 電流検出装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014110753A (ja) * 2012-11-30 2014-06-12 Samsung Electro-Mechanics Co Ltd モータ駆動制御装置、モータ駆動制御方法及びそれを用いたモータ
JPWO2021181562A1 (ja) * 2020-03-11 2021-09-16
JP7229424B2 (ja) 2020-03-11 2023-02-27 三菱電機株式会社 モータ駆動制御装置、空気調和機、給湯機、冷蔵庫
WO2023281891A1 (ja) * 2021-07-05 2023-01-12 ローム株式会社 電流センサ

Also Published As

Publication number Publication date
CN101983477A (zh) 2011-03-02
JPWO2009122520A1 (ja) 2011-07-28
CN101983477B (zh) 2013-04-17
KR20130025435A (ko) 2013-03-11
KR20100090725A (ko) 2010-08-16
KR101356278B1 (ko) 2014-01-28
TW200941177A (en) 2009-10-01
DE112008003579T5 (de) 2010-10-28
US20100295489A1 (en) 2010-11-25
US9214889B2 (en) 2015-12-15
KR101412826B1 (ko) 2014-06-27
KR101171537B1 (ko) 2012-08-06
KR20120046798A (ko) 2012-05-10
JP4920784B2 (ja) 2012-04-18
TWI368836B (ja) 2012-07-21
KR20130086075A (ko) 2013-07-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4920784B2 (ja) モータ駆動制御装置
JP2006238631A (ja) Ｉｄ／Ｉｑテーブルを使用したモータの制御方法
JP4650518B2 (ja) モータ制御装置
JP4760118B2 (ja) 電動機の制御装置
CN108633323B (zh) 电力变换装置及旋转电机驱动装置
JP4672392B2 (ja) インバータ装置
JP2006246649A (ja) インバータ装置
JP4771126B2 (ja) 同期電動機駆動装置
JP6833638B2 (ja) 電動機用インバータ回路の評価装置および評価方法
JP5494618B2 (ja) 電力変換装置
WO2020217879A1 (ja) 電力変換装置、機械学習器、および学習済みモデルの生成方法
TW200731653A (en) Control device of electromotor
JP2005110470A (ja) 電動機の運転制御装置
JP2019088036A (ja) 電流検出装置、及び回転電機の制御装置
JP2015233372A (ja) 多巻線交流モータの制御方法
JP2013219988A (ja) 回転機の制御装置
JP6574711B2 (ja) 永久磁石同期電動機のインダクタンス測定方法
JP4857747B2 (ja) 交流電動機のインバータ装置
CN108702123B (zh) 逆变器控制装置
JP7376765B2 (ja) 同期電動機の制御装置
JP2008193777A (ja) 直流ブラッシュレスモーターの制御方法および制御装置
JP2022010912A (ja) モータ駆動制御装置およびファンユニット
KR101043743B1 (ko) 스테핑 모터 구동 장치
JP2019080427A (ja) 回転電機の制御装置
JP2004208371A (ja) 電動機の電流検出装置及びその検出装置を用いた電流制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200880128455.4

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 08739505

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010505179

Country of ref document: JP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20107016066

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12863917

Country of ref document: US

RET De translation (de og part 6b)

Ref document number: 112008003579

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20101028

Kind code of ref document: P

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 08739505

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1