WO2009116262A1 - シンセサイザと受信装置 - Google Patents

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南波昭彦
槻尾泰信
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Definitions

  • FIG. 1 is a block diagram of a receiver provided with a synthesizer according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A shows the frequency distribution of carriers of the received signal of the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2B shows a first-order temperature coefficient of the vibrator of the receiving device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the operation of the synthesizer according to the first embodiment.
  • FIG. 4A shows the waveform of a signal whose frequency is detected by the synthesizer according to the first embodiment.
  • FIG. 4B shows a waveform of a signal whose frequency is detected by the synthesizer according to the first embodiment.
  • FIG. 4C shows the waveform of a signal whose frequency is detected by the synthesizer according to the first embodiment.
  • FIG. 19 shows the frequency of the reference oscillation signal of the receiver of the comparative example.
  • FIG. 20 shows the frequency of the local oscillation signal of the receiver of the comparative example.
  • FIG. 21 shows the frequency of the intermediate frequency signal of the receiver of the comparative example.
  • FIG. 22 shows the frequency of the baseband signal of the receiving apparatus of the comparative example.
  • FIG. 23 is a block diagram of a synthesizer unit in the ninth embodiment.
  • FIG. 24 is a block diagram of a receiving apparatus in a tenth embodiment.
  • FIG. 25 shows the frequency of the baseband signal of the receiving apparatus of the comparative example.
  • FIG. 26 shows the fluctuation of the frequency of the baseband signal of the reception apparatus in the tenth embodiment.
  • FIG. 27 is a block diagram of another receiving device in the tenth embodiment.
  • Send to 104 The oscillator 105 outputs a local oscillation signal SL1 based on the signal output from the comparator 104.
  • charge pump 110 converts the signal output from comparator 104 into a current.
  • the loop filter 109 takes out the component near the direct current of the current and supplies it to the oscillator 105.
  • the detected value of the temperature sensor having a temperature accuracy of. +-. 0.5.degree. C. may be in the range of 24.5.degree. C. to 25.5.degree.
  • the deviation of the temperature from the true value is 0.5 ° C. at the maximum.
  • the temperature accuracy on the positive side is considered. Assuming that the first-order temperature coefficient ⁇ (ppm / ° C.) of the oscillation frequency of the oscillator is dominant in the change of the frequency with respect to temperature, the following equation 3 needs to be satisfied.
  • Equation 6 is the temperature accuracy (plus side) of the temperature sensor. Equation 6 is modified with respect to the predetermined frequency adjustment resolution 1 kHz of the frequency difference condition of the carrier identification. Substituting ⁇ 30 ⁇ 10 ⁇ 6 ( ⁇ 30 ppm / ° C.) for ⁇ in Equation 6, and substituting 0.5, 0.2, and 0.05, which are the accuracy of the temperature sensor, for et, the temperature shown in FIG. 9C The accuracy of the sensor is obtained. Although the bandwidth of the ISDB-T standard can be satisfied under some of the conditions shown in FIG. 9C, it is difficult to satisfy the entire bandwidth.
  • FIG. 15A is a perspective view of a receiver 119K according to the sixth embodiment.
  • the receiver 119K has the receiver 119J according to the fifth embodiment shown in FIG. 14 mounted on one semiconductor substrate 119L.
  • the vibrator 104 of the reference oscillator 102, the frequency converter 118, and the frequency fluctuation detector 108 are integrally formed on one semiconductor substrate 119L.
  • the frequency adjustment unit 107 is included in the synthesizer unit 101 in the present embodiment, and is similarly formed on the semiconductor substrate 119L.
  • the vibrator 104 is made of silicon.
  • FIG. 19 shows the fluctuation of the frequency fREF1 of the reference oscillation signal SREF1 output from the reference oscillator 1004.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents frequency.
  • the frequency of the reception signal SR is 770 MHz.
  • the temperature is 25 ° C. at time t0, and then the temperature rises linearly with respect to time t and reaches 65 ° C. at time t1.
  • the MEMS oscillator 1004A is made of silicon, its temperature coefficient is -30 ppm / ° C.
  • Synthesizer unit 1003 outputs a voltage controlled oscillator (VCO) 1204 that generates local oscillation signal SL1, a phase comparator 1202 that outputs a signal according to the phase difference between reference oscillation signal SREF1 and a comparison signal, and phase comparator 1202
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the phase locked loop (PLL) is configured by a loop filter 1203 that outputs a low frequency component signal of the signal to be output and a frequency divider 1205 that divides the local oscillation signal SL1 and outputs a comparison signal.
  • the signal output from the phase comparator 1202 has a pulse width proportional to the phase difference between the reference oscillation signal SREF1 and the comparison signal.
  • the difference in frequency fL1 of local oscillation signal SL1 can be adjusted even in the period in which frequency synchronization is not established. That is, when the level of reception signal SR is low and frequency fluctuation detector 1010A can not detect the reference symbol and frequency synchronization can not be obtained, or when frequency synchronization is not established immediately after channel selection, frequency adjustment section 1010 Can not adjust the difference of the frequency fL1 of the local oscillation signal SL1. However, even in these cases, the frequency adjustment unit 1006 can always adjust the frequency fL1 based on the temperature detected by the temperature sensor 1005 regardless of the presence or absence of frequency synchronization.
  • the frequency adjustment unit 1006 adjusts the frequency fL1 at a sufficiently high speed to obtain 0.075 ° C./sec.
  • the frequency difference of the local oscillation signal SL1 can be adjusted also for the temperature change that exceeds it.
  • the frequency adjustment unit 1006 may adjust the frequency fL1 of the local oscillation signal SL1 based on the time change rate of the temperature detected by the temperature sensor 1005.
  • the frequency change rate of the reference oscillation signal SREF1 can be divided by the frequency change rate M by the frequency adjustment unit 1006 increasing or decreasing the frequency division number M of the frequency divider 1205 by a predetermined width in a predetermined cycle based on the time change rate of temperature. It is possible to cancel out at the control speed of (1), and to suppress the time variation of the frequency fL1 of the local oscillation signal SL1.
  • the frequency adjustment unit 1010 may adjust the frequencies fL1 and fL2 of the local oscillation signals SL1 and SL2 based on the time change rate of the frequency output from the frequency converter 1007.
  • FIG. 24 is a block diagram of a receiving device 1901 in the tenth embodiment.
  • the receiving device 1901 includes a frequency adjusting unit 1902 instead of the frequency adjusting unit 1006 of the receiving device 1000 illustrated in FIG. 17 and further includes a control unit 1903.

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Abstract

　シンセサイザ（119）は、ＭＥＭＳ振動子（114）を有する基準発振器（102）から出力された基準発振信号（SREF1）を基に局部発振信号（SL1）を生成するシンセサイザ部（101）と、局部発振信号の周波数変動を検出する周波数変動検出器（108）と、周波数変動検出器が検出した周波数変動に基づいて局部発振信号の周波数を調整する周波数調整部（107）とを備える。このシンセサイザは、温度に対する発振周波数の変化が大きいＭＥＭＳ振動子を用いても、安定した周波数の信号を出力できる。

Description

シンセサイザと受信装置
　本発明は、シンセサイザ、及び、このシンセサイザを用いた受信装置に関する。
　マイクロエレクトロメカニカルシステム（ＭＥＭＳ）技術は、シリコン等の半導体材料の微細加工技術を用いてデバイスを作製する技術である。ＭＥＭＳ技術は、デバイスを容易に大量生産でき、小型化かつ低コスト化でき、さらに集積回路（ＩＣ）と容易に一体化させることができので、加速度センサや、角加速度センサ、インクジェットプリンタヘッド、高周波フィルタ等のセンサデバイス、アクチュエーターデバイス、フィルタデバイスの作製に多く用いられている。
　半導体材料によりＭＥＭＳ技術で作製されたデバイスは、周囲温度の変化で寸法や弾性率等の機械的特性が変化する。ＭＥＭＳ技術で作製されたデバイスであるＭＥＭＳ振動子の共振周波数は材料の寸法（熱膨張率）や弾性率に依存する。したがって、ＭＥＭＳ振動子の温度の変化に対する振動周波数の変化は水晶振動子に比べて格段に大きく、温度の変化に対する振動周波数の変化を示す周波数温度特性は悪い。例えば、長さで周波数が決定される振動モードでは、温度上昇に伴い材料が伸びると振動の周波数が下がる。また、温度上昇に伴い、弾性率が下がって材料が軟らかくなると、振動の周波数は下がる。例えば、ＭＥＭＳ振動子であるシリコン振動子では、１℃だけ温度が変わると、周波数が－３０ｐｐｍだけ変化する。したがって、ＭＥＭＳデバイスは動作タイミングを決定するクロックや放送、通信に用いる高周波を発生する基準発振器には使用しにくい。
　水晶よりなる水晶振動子も温度によりその機械的特性は変化するが、水晶は異方性の単結晶材料であり、その切断角度を変えることで、優れた周波数温度特性を有することができる。したがって、水晶振動子は多くの電子機器において基準発振器に用いられている。
　しかしながら、水晶振動子は、その加工方法や形状から、小型化、低背化しにくく、複雑な調整工程を要することから、コストを低くできない。ＩＣが急速に小型化されているにもかかわらず、水晶振動子が大きいために、受信装置を小さくできない。
　ＭＥＭＳ振動子を基準発振器に用いるために温度による周波数の変化を補償することが必要である。図３３は、特許文献１に記載されている従来のシンセサイザ２０１のブロック図である。シンセサイザ２０１は基準発振器２０２の温度による発振主歯数の変化を補償する。シンセサイザ２０１は、発振周波数を変えられる電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０６と、ＶＣＯから出力された発振信号を分周する分周器２０７と、基準発振器２０２から出力された発振信号を分周する分周器２０３と、分周器２０３、２０７で分周された信号の位相差に応じた信号を出力する比較器２０４と、比較器２０４の出力する信号を積分するローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０５とを備える。ＬＰＦ２０５は比較器２０４の出力する信号を積分して、直流近傍の周波数を有する電圧に変換する。この電圧に基づいてＶＣＯ２０６は発振信号の周波数を変えて局部発振信号として出力する。温度センサ２０８は基準発振器２０２の周囲の温度を検知する。制御回路２１１は、受信するチャンネルと検知された温度に基づいて分周器２０７での分周数を決定する。温度センサ２０８は検知した温度に基づくアナログ信号を出力する。そのアナログ信号はアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０９でデジタル信号に変換される。不揮発性メモリ２１０は、複数の温度にそれぞれ対応する複数の補正値を予め記憶しており、Ａ／Ｄ変換器２０９が出力するデジタル信号から複数の補正値のうちの１つの補正値を読み出して制御回路２１１へ送る。制御回路２１１は送られた補償値に基づいて分周器２０７の分周数を決定する。
　シンセサイザ２０１において、温度センサ２０８の検出精度は高々±０．１℃程度である。したがって、基準発振器２０２は、水晶振動子などの温度に対する周波数の変化率が小さい振動子で発振を行うか、或いは、良好な周波数温度特性が要求されないシステムに用いられている。
特開平０３－２０９９１７号公報
　シンセサイザは、ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成するシンセサイザ部と、局部発振信号の周波数の変動を検出する周波数変動検出器と、周波数変動検出器が検出した周波数の変動に基づいて局部発振信号の周波数を調整する周波数調整部とを備える。
　このシンセサイザは、温度に対する発振周波数の変化が大きいＭＥＭＳ振動子を用いても、安定した周波数の信号を出力できる。
図１は本発明の実施の形態１によるシンセサイザを備えた受信装置のブロック図である。 図２Ａは実施の形態１による受信装置の受信信号のキャリアの周波数分布を示す。 図２Ｂは実施の形態１による受信装置の振動子の１次の温度係数を示す。 図３は実施の形態１によるシンセサイザの動作を示すブロック図である。 図４Ａは実施の形態１によるシンセサイザが周波数を検出する信号の波形を示す。 図４Ｂは実施の形態１によるシンセサイザが周波数を検出する信号の波形を示す。 図４Ｃは実施の形態１によるシンセサイザが周波数を検出する信号の波形を示す。 図５は実施の形態２による受信装置のブロック図である。 図６は実施の形態２による他の受信装置のブロック図である。 図７は実施の形態２による受信装置のビット誤り率を示す。 図８は実施の形態２による受信装置のビット誤り率を示す。 図９Ａは実施の形態２による受信装置のビット誤り率を示す。 図９Ｂは実施の形態２による受信装置の振動子の１次の温度係数を示す。 図９Ｃは実施の形態２による受信装置の振動子の１次の温度係数を示す。 図９Ｄは実施の形態２による受信装置の振動子の１次の温度係数を示す。 図１０は実施の形態２による受信装置のビット誤り率を示す。 図１１は実施の形態４によるシンセサイザのブロック図である。 図１２は実施の形態４によるシンセサイザの受信信号の構造を示す。 図１３は実施の形態５によるシンセサイザのブロック図である。 図１４は実施の形態５による受信装置のブロック図である。 図１５Ａは実施の形態６による受信装置の斜視図である。 図１５Ｂは実施の形態７による受信装置の斜視図である。 図１６は実施の形態８によるシンセサイザのブロック図である。 図１７は実施の形態９における受信装置のブロック図である。 図１８は比較例の受信装置のブロック図である。 図１９は比較例の受信装置の基準発振信号の周波数を示す。 図２０は比較例の受信装置の局部発振信号の周波数を示す。 図２１は比較例の受信装置の中間周波数信号の周波数を示す。 図２２は比較例の受信装置のベースバンド信号の周波数を示す。 図２３は実施の形態９にけるシンセサイザ部のブロック図である。 図２４は実施の形態１０における受信装置のブロック図である。 図２５は比較例の受信装置のベースバンド信号の周波数を示す。 図２６は実施の形態１０における受信装置のベースバンド信号の周波数の変動を示す。 図２７は実施の形態１０における他の受信装置のブロック図である。 図２８は実施の形態１１における受信装置のブロック図である。 図２９は実施の形態１２における受信装置のブロック図である。 図３０は実施の形態１２における受信装置のベースバンド信号の周波数を示す。 図３１は実施の形態１３における受信装置のブロック図である。 図３２は実施の形態１５における受信装置のブロック図である。 図３３は従来のシンセサイザのブロック図である。
符号の説明
１０１　　シンセサイザ部（第１のシンセサイザ部）
１０２　　基準発振器
１０７　　周波数調整部（第１の周波数調整部）
１０８　　周波数変動検出器
１１４　　ＭＥＭＳ振動子
１１８　　周波数変換器（第１の周波数変換器）
１２１　　シンセサイザ部（第２のシンセサイザ部）
１２２　　周波数変換部（第２の周波数変換器）
１２５　　周波数調整部（第２の周波数調整部）
１２６　　温度センサ
１１９Ｎ　　半導体基板（第１の半導体基板）
１１９Ｐ　　半導体基板（第２の半導体基板）
１００２　　周波数変換器（第１の周波数変換器）
１００３　　シンセサイザ部（第１のシンセサイザ部）
１００４　　基準発振器
１００５　　温度センサ
１００６　　周波数調整部（第１の周波数調整部）
１００７　　周波数変換器（第２の周波数変換器）
１００８　　シンセサイザ部（第２のシンセサイザ部）
１０１０　　周波数調整部（第２の周波数調整部）
１０１１　　復調部
１０１１Ｂ　　表示部
１９０３　　制御部
２３０３　　制御部
２３０５　　復調部
２４０３　　制御部
２７０３　　復調部
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザ１１９を備えた受信装置１１９Ａのブロック図である。シンセサイザ１１９は、振動子を有する基準発振器１０２から出力された基準発振信号ＳＲＥＦ１を基に局部発振信号を生成するシンセサイザ部１０１と、シンセサイザ部１０１から出力された局部発振信号ＳＬ１に基づいて基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数変動を検出する周波数変動検出器１０８と、メモリ１１７と、周波数変動検出器１０８が検出した周波数変動に基づいてメモリ１１７を参照し局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整する周波数調整部１０７とを備える。
　受信装置１１９Ａは、シンセサイザ１１９に基準発振信号ＳＲＥＦ１を入力する基準発振器１０２と、シンセサイザ１１９から出力された局部発振信号ＳＬ１を用いて受信信号ＳＲを周波数変換する周波数変換器１１８とを備える。
　シンセサイザ部１０１は、基準発振器１０２からの基準発振信号ＳＲＥＦ１を所定の分周数Ｒ１で分周する分周器１０３を備える。分周器１０３は、周波数ｆＲＥＦ１を有する基準発振信号ＳＲＥＦ１を下記の周波数ｆＲＥＦ２：
ｆＲＥＦ２＝ｆＲＥＦ１×（１／Ｒ１）
を有する基準発振信号ＳＲＥＦ２に変換する。シンセサイザ部１０１は、局部発振信号ＳＬ１を出力する発振器１０５と、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を分周数Ｒ２で分周して分周信号ＳＤ１を発生する分周器１０６と、分周器１０６の分周数Ｒ２を制御する周波数調整部１０７とをさらに備える。発振器１０５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）からなる。シンセサイザ部１０１は、分周器１０３が出力する基準発振信号ＳＲＥＦ２と分周器１０６が出力する分周信号ＳＤ１とを比較して、比較結果に応じた信号を出力する比較器１０４を備える。比較器１０４は、基準発振信号ＳＲＥＦ２を分周信号ＳＤ２の位相を比較してもよく、周波数を比較してもよく、位相と周波数とを比較してもよく、遅延量を比較してもよい。実施の形態１では、比較器１０４は、基準発振信号ＳＲＥＦ２を分周信号ＳＤ２の位相と周波数とを比較する位相周波数比較器である。シンセサイザ部１０１は、比較器１０４の出力に接続されたチャージポンプ１１０と、チャージポンプの出力に接続されたループフィルタ１０９とを備える。チャージポンプ１１０は電流源とスイッチで構成することができる。ループフィルタ１０９は、例えばローパスフィルタである。
　分周器１０６は、周波数調整部１０７の出力に接続されたアキュムレータ１１１と、アキュムレータ１１１の出力と周波数調整部１０７の出力とを加算して分周数Ｒ２を出力する加算器１１２と、局部発振信号ＳＬ１を分周数Ｒ２で分周する可変分周器１１３とを備える。長時間で平均すると可変分周器１１３の分周数Ｒ２は分数となる。
　基準発振器１０２は、振動子１１４と、振動子１１４を駆動するドライバ回路１１５と、周波数ｆＲＥＦ１を調整し動作を安定させる負荷容量１１６とを備える。振動子１１４は、マイクロエレクトロメカニカルシステム（ＭＥＭＳ）技術で微細加工された半導体材料よりなるＭＥＭＳ振動子であり、実施の形態１ではシリコンよりなる。
　シンセサイザ１１９では、分周器１０６の分周数Ｒ２を温度に応じて非常に細かく制御している。このような細かい調整が必要な理由に関して、日本のデジタルテレビ放送方式であるＩＳＤＢ－Ｔ規格に基づいて説明する。
　ＩＳＤＢ－Ｔ規格では、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が用いられている。ＩＳＤＢ－Ｔ規格での受信帯域幅は約５．６ＭＨｚであり、その受信帯域幅は１３のセグメントに分割されている。家庭用のテレビでは、そのうちの１２セグメント（以下フルセグメントと言う）が利用され、携帯電話などのモバイル用途のテレビでは、そのうちの１セグメントが利用されている。ＯＦＤＭ方式ではマルチキャリア方式が採用されている。図２Ａは、ＯＦＤＭ方式での１つの受信チャンネルのキャリアの周波数分布を示す。図２Ａにおいて、横軸はキャリアの周波数を示し、縦軸はそのキャリアの電力強度を示す。例えば、ワンセグ方式のＭｏｄｅ３方式では約１ｋＨｚの周波数間隔で４３３本のキャリアが並んで１つの受信チャンネルを構成している。従って、隣接するキャリアを識別して受信信号ＳＲを検波して復調するためには１ｋＨｚ以内の精度が必要である。通常、受信信号ＳＲは局部発振信号ＳＬ１と乗算されて周波数変換され、例えば、受信信号ＳＲより低い５６０ｋＨｚ等の中間周波数を有する中間周波信号に変換される。受信信号ＳＲと中間周波信号の周波数の差異がキャリアの周波数間隔１ｋＨｚ以下である必要がある。すなわち、それぞれのキャリアを受信するための局部発振信号の周波数の差異である周波数差異をキャリアの周波数間隔以内に抑える必要があり、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を周波数間隔の範囲で調整する必要がある。この周波数差異の１ｋＨｚ以内との条件を以下「キャリア識別の周波数差異条件」と呼ぶ。
　日本において、デジタルテレビ放送で用いられる信号帯域はＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ～７７０ＭＨｚ）である。例えば、その帯域の最高周波数の７７０ＭＨｚで前記キャリア識別の周波数差異条件に必要な周波数調整分解能１ｋＨｚ（以下、所定の周波数調整分解能と呼ぶ）を実現するには以下の周波数調整分解能比：
（所定の周波数分解能比）＝（周波数調整分解能）／（最高キャリア周波数）
が求められ、上記の条件下では、所定の周波数分解能比は１．３ｐｐｍ（＝１ｋＨｚ／７７０ＭＨｚ）となる。図３３に示す従来のシンセサイザ２０１ではＭＥＭＳ技術で作製された振動子でこのような小さい分解能比を実現することは困難である。
　次に、実施の形態１によるシンセサイザ１１９の動作に関して説明する。基準発振器１０２からの周波数ｆＲＥＦ１を有する基準発振信号ＳＲＥＦ１は分周器１０３により分周数Ｒ１で分周され、分周器１０３が周波数ｆＲＥＦ２（＝ｆＲＥＦ１／Ｒ１）を有する基準発振信号ＳＲＥＦ２を比較器１０４に送る。発振器１０５は、比較器１０４から出力された信号に基づいて局部発振信号ＳＬ１を出力する。実施の形態１では、チャージポンプ１１０は比較器１０４が出力する信号を電流に変換する。ループフィルタ１０９はその電流の直流近傍の成分を取り出して発振器１０５へ供給する。発振器１０５はその成分に応じた周波数ｆＬ１を有する局部発振信号ＳＬ１を発生する。ループフィルタ１０９はチャージポンプ１１０が出力する電流で充放電されるコンデンサＣ１０９を有し、コンデンサＣ１０９はその電流を積分した値に比例した電圧を発生する。ループフィルタ１０９はその電圧の高周波数成分をカットして直流を含む低周波数成分のみを有する電圧を発振器１０５に出力する。発振器１０５はその電圧に応じた周波数ｆＬ１の局部発振信号ＳＬ１を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。
　分周器１０６は、周波数調整部１０７で制御された分周数Ｒ２で局部発振信号ＳＬ１を分周して得た分周信号ＳＤ１を比較器１０４へ出力する。周波数調整部１０７は、周波数変動検出器１０８が出力する信号により、温度に対する基準発振器１０２の周波数ｆＲＥＦ１の変動を補正するように、分周数Ｒ２を制御する。周波数調整部１０７は、周波数ｆＲＥＦ１の変動を補正するためのみならず、受信するチャンネルを切替える際に局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を変更するためにも分周数Ｒ２を制御してもよい。比較器１０４は、分周器１０６は基準発振信号ＳＲＥＦ２と分周信号ＳＤ１とを比較して、この比較結果に応じた信号をチャージポンプ１１０に出力する。実施の形態１では、比較器１０４は信号ＳＲＥＦ２、ＳＤ１の位相と周波数の双方を比較する位相周波数比較器であり、したがって、信号ＳＲＥＦ２、ＳＤ１の位相差が２×π以上である場合でも、正負の符号が逆転しない信号を出力することができる。
　以下、分周器１０６の動作について詳述する。
　周波数調整部１０７は分周器１０６での分周数Ｒ２を変化させる。分周器１０６は分周数Ｒ２を変えることにより発振器１０５が出力する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動を抑える。これにより、基準発振器１０２の周波数ＦＲＥＦ１が温度等の周囲条件により変動しても、シンセサイザ１１９は局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を安定化することができる。周波数調整部１０７は、整数分周数Ｍと分数分周数Ｎとを分周器１０６に出力する。分数分周数Ｎは、整数を示す整数分周数Ｍで表すことのできない１より小さい数を示す。アキュムレータ１１１は分数分周数Ｎを加算してオーバーフローが発生した場合に１を出力し、オーバーフローが発生していない場合には０を出力する。加算器１１２は、整数分周数Ｍに、アキュムレータ１１１から出力された０又は１を加算し、可変分周器１１３の分周数Ｒ２をＭ又はＭ＋１とする。この分周数Ｍ、及び、Ｍ＋１を交互に切り替えることにより、分周数Ｒ２を実質的に分数にすることができる。例えば、アキュムレータ１１１が計算する数がｋビットである場合、分周数Ｒ２と局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１はそれぞれ以下の式１と式２で表される。
　Ｒ２＝Ｍ＋Ｎ／２ｋ　…（式１）
　ｆＬ１＝（Ｍ＋Ｎ／２ｋ）×ｆＲＥＦ２＝（Ｍ＋Ｎ／２ｋ）　…（式２）
　アキュムレータ１１１のビット数ｋを大きくすることにより、より細かく周波数ｆＬ１を調整することができる。ビット数ｋは周波数ｆＬ１の最小調整範囲が上記の所定周波数調整分解能以下になるように設定される。
　しかし、周波数調整分解能を細かくしても、温度を検出する温度センサの精度によって、使用できる振動子１１４の種類が制約される。図３３に示す従来のシンセサイザ２０１では温度センサ２０８の検出した温度により分周器２０７の分周比が決定される。したがって、温度センサ２０８の温度の検出分解能や検出精度によって、周波数調整分解能の絶対値や精度が決まる。特に、温度の検出精度は、分周比の値の信頼性に関わる重要なものである。
　温度センサ２０８としては、半導体を流れる電流の温度特性を利用した半導体ベースのセンサやサーミスタ等の素子が一般的に用いられる。以下に、このような素子を温度センサ２０８に用いた場合に必要となる振動子の周波数温度特性について説明する。図２Ｂは、±０．５℃、±０．１℃、±０．０５℃の温度精度をそれぞれ有する素子を温度センサ２０８に用いた場合に必要とされる振動子の１次の温度係数の絶対値を示す。
　半導体ベースの素子は、小型、低価格、ＩＣ内蔵化などの多くのメリットを有するが、±０．５℃程度の精度を有することが多い。この素子は無調整の素子のうち最も高い精度を有する。温度センサ２０８の温度精度が±０．５℃である場合には、±０．５℃の温度の変動に対して調整した分周比を信頼できない。つまり、±０．５℃だけ温度が変動したときの局部発振信号の周波数の変動幅が所定の周波数調整分解能を超える場合には、調整した分周比の信頼性は低い。
　振動子の周波数温度特性について説明する。温度が基準温度Ｔ０から温度Ｔに変化した際の振動子の共振周波数ｆの変化量δｆと周波数変動率δｆ／ｆは以下の式３で表される。
　δｆ／ｆ＝α×（Ｔ－Ｔ０）＋β×（Ｔ－Ｔ０）２＋γ×（Ｔ－Ｔ０）３　…（式３）
　ここでα、β、γはそれぞれ１次の温度係数、２次の温度係数、３次の温度係数である。１次の温度係数αは１℃だけ温度が変化した際の周波数の変化の初期周波数に対する比である。±０．５℃の温度精度は、真の温度の値からプラス側には０．５℃の誤差、マイナス側にも０．５℃の誤差が存在する可能性があることを意味である。例えば、温度の真値が２５℃の場合、±０．５℃の温度精度を有する温度センサの検出した値は２４．５℃から２５．５℃までの範囲の値になる可能性がある。ここで、温度の真値からのずれは最大で０．５℃である。温度精度を絶対値で表示するために、プラス側の温度精度のみを考慮する。振動子の発振周波数の１次の温度係数α（ｐｐｍ／℃）が温度に対する周波数の変化に支配的であると仮定すると以下の式３が成り立つ必要がある。
　（プラス側の温度精度）×｜α｜≦（所定の周波数調整分解能）…（式４）
　プラス側の温度精度は０．５（ｐｐｍ／℃）なので、式４は、
｜α｜≦（所定の周波数調整分解能比）／０．５　…（式４Ａ）
と変形できる。
　キャリアを識別するための周波数差異条件を満たすための所定の周波数調整分解能比は１．３なので、振動子は２．６ｐｐｍ／℃（＝１．３／０．５）の絶対値の周波数温度特性を有する必要がある。
　温度センサ２０６として、個体ばらつきを個別に調整して最適化を行った半導体ベースの素子を用いた場合には、温度センサ２０８の温度精度は±０．１℃程度に向上させることができる。したがって式４Ａより、振動子の周波数温度特性の絶対値は１３ｐｐｍ／℃（＝１．３／０．１）以下である必要がある。
　温度センサ２０８としてサーミスタを用いると±０．０５℃程度の精度が得られる。式４Ａより、この場合には、振動子の周波数温度特性の絶対値は１．３／０．０５＝２６ｐｐｍ／℃（＝１．３／０．０５）以下である必要がある。
　水晶振動子の１次温度係数αは０であり、２次温度係数と３次の温度係数は非常に小さい。一般的に、２次の温度係数βは１次の温度係数αより小さく、２次の温度係数βは１次の温度係数αより小さい。したがって、温度係数βや温度係数γは周波数温度特性に１次の温度係数αよりも与える影響は小さい。したがって、１次の温度係数αが０である水晶振動子の周波数温度特性は非常に良好であり、温度による共振周波数の変動が非常に小さい。
　水晶振動子の温度係数は、水晶の引き上げ後の固まりである水晶インゴットから水晶板を切り出す際のカット角度によって変わる。その良好な周波数温度特性から最も広く使用されている水晶振動子としてＡＴカット水晶振動子がある。ＡＴカット水晶振動子は、例えば、使用温度範囲（－４０～８５℃）において、±２０～±１００ｐｐｍ程度の周波数変動率を有する。周波数変動率の幅はカット角度の微小な違いによって生じる。
　図３３に示す従来のシンセサイザ２０１とＡＴカット水晶振動子を有する基準発振器２０２を有する回路を作製して評価した。この振動子は－４０℃～８５℃の使用温度範囲において±２０ｐｐｍ程度の非常に良好な周波数温度特性を有する。テレビや携帯電話などの電子機器においては、この程度の特性を有する振動子が一般的に用いられる。ＡＴカット水晶振動子の１次温度係数αは０であり、その周波数温度特性は、室温付近ではその傾きが小さく、高温や低温ではその傾きが大きくなる。使用温度範囲での周波数温度特性を平均して、この振動子の擬似的な１次の温度係数αＰを求めることができ、擬似的な温度係数αＰは０．３２ｐｐｍ／℃（＝４０ｐｐｍ／１２５℃）であった。
　ＭＥＭＳ技術で作製されたシリコンよりなるシリコン振動子の１次の温度係数αは－３０ｐｐｍ／℃と大きい。上記の使用温度範囲において、周波数温度特性は１次の温度係数αが支配的であるので、以下、２次の温度係数βと３次の温度係数γを無視して周波数の変動率を説明する。
　水晶振動子の擬似的な１次の温度係数αＰは０．３２ｐｐｍ／℃であり図２Ｂに示す条件を満たす。シリコン振動子の１次の温度係数αは－３０ｐｐｍ／℃であり図２Ｂに示す条件を満たすことが困難となる。
　次に、シリコン振動子においてキャリアを識別する周波数差異条件を満たすために、温度センサ２０８に必要な精度について説明する。式４を変形することにより以下の式５を得る。
　（プラス側の温度精度）≦（所定の周波数調整分解能比）／｜α｜　…（式５）
　所定の周波数調整分解能比の絶対値は１．３ｐｐｍ以下である必要があり、｜α｜＝３０ｐｐｍ／℃であるので、温度センサ２０８の温度精度は±０．０４３℃以下である必要がある。
　図１に示すシンセサイザ１１９では、従来の温度センサ２０８ではなく、周波数変動検出器１０８が受信信号ＳＲの既知の周波数ｆｃとシンセサイザ部１０１から出力される局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１との差異を検出し、検出した差異から温度の値を得て周波数調整部１０７に送る。振動子１１４の周波数温度特性が分かっていれば、得られた温度に基づいて周波数調整部１０７は分周器１０６の分周数Ｒ２を制御することが可能となる。メモリ１１７は、周波数の差異から得られる温度の値と分周数Ｒ２の値を予め記憶している。周波数調整部１０７は周波数変動検出器１０８から送られた周波数の差異に応じてメモリ１１７から温度の値を読み出し、分周器１０６の分周数Ｒ２を設定する。
　なお、周波数変動検出器１０８が出力する周波数の差異を温度の値に変換せず、直接的に分周数Ｒ２を算出してもよい。アキュムレータ１１１のビット数ｋと基準発振信号ＳＲＥＦ２の周波数ｆＲＥＦ２により、周波数を調整する最小幅Δｄｉｖは以下の式で表される。
　Δｄｉｖ＝ｆＲＥＦ２／２ｋ
　周波数変動検出器１０８が出力する周波数の差異ΔＦと最小幅Δｄｉｖにより、周波数の差異ΔＦを０にするためには、周波数調整部１０７は分周器１０６の分周数Ｒ２を補正数ΔＦ／Δｄｉｖだけ大きくするように制御する。この制御を実現するために、メモリ１１７は差異ΔＦの複数の値と、差異ΔＦの複数の値にそれぞれ対応する補正数ΔＦ／Δｄｉｖとを記憶してもよい。この場合には周波数調整部１０７はメモリ１１７から差異ΔＦの値に対応する補正数ΔＦ／Δｄｉｖの値により分周数Ｒ２を決定する。もしくは、周波数調整部１０７は差異ΔＦから補正数ΔＦ／Δｄｉｖを算出して分周数Ｒ２を制御してもよい。なお、ここで、アキュムレータのビット数をｋビットとすると、アキュムレータの最大値は２ｋとなり、Δｄｉｖ＝ｆＲＥＦ２／２ｋとなる。
　温度の検出について詳細に説明する。図３は図１に示すシンセサイザ１１９の動作を示すブロック図である。周波数ｆｃを有する受信信号ＳＲは、シンセサイザ部１０１が出力した周波数ｆＬ１を有する局部発振信号ＳＬ１と周波数変換器１１８で乗算され、周波数変換器１１８は周波数｜ｆＬ１－ｆｃ｜、｜ｆＬ１＋ｆｃ｜の２つの信号を発生する。周波数変換器１１８の２つの信号のうちローパスフィルタ機能により周波数｜ｆＬ１＋ｆｃ｜を有する信号を除去して周波数｜ｆＬ１－ｆｃ｜の信号のみを出力する。以下の式に示すように、実際の受信信号ＳＲの周波数ｆｃは差異Δｆｃ１だけ、本来の周波数ｆｃ０よりもずれている場合がある。
　ｆｃ＝ｆｃ０＋Δｆｃ１
　また、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１は、本来の周波数ｆｃ０と振動子１１４の周波数温度特性に起因する周波数変動Δｆｔとにより以下の式で表される。
　ｆＬ１＝ｆｃ０＋Δｆｔ
　したがって、周波数変換器１１８が出力する信号の周波数は正確には、
｜ｆＬ１－ｆｃ｜＝Δｆｔ－Δｆｃ１
となる。ここで、Δｆｔ≫Δｆｃ１であるので
｜ｆＬ１－ｆｃ｜＝Δｆｔ
とみなすことができる。つまり、周波数｜ｆＬ－ｆｃ｜は実質的には振動子１１４の温度による周波数変動Δｆｔを検出しており、したがって、周波数変動検出器１０８は温度センサとして機能する。
　なお、実際の受信信号ＳＲと本来の周波数ｆｃ０との差異Δｆｃ１が発生する要因として、放送局でのキャリアを生成するシンセサイザに入力される基準発振信号の初期の周波数ばらつきが挙げられる。放送局では、通常、基準発振信号を生成する基準発振器の振動子として、初期調整された水晶振動子を用いる。この水晶発振子の初期の周波数ばらつきは±２ｐｐｍ程度に抑えられている。キャリアが７７０ＭＨｚを有する場合にはこのばらつきすなわち差異Δｆｃ１は±１．５ｋＨｚとなる。これに対して、振動子１１４の周波数変動Δｆｔは－４０℃～８５℃の全使用温度範囲では以下の式で表される。
　Δｆｔ＝ｆｃ×｛８５－（－４０）｝×３０（ｐｐｍ／℃）
＝ｆｃ×３７５０（ｐｐｍ）
　受信信号ＳＲの周波数ｆｃが７７０ＭＨｚの場合には周波数変動Δｆｔは２８８８ｋＨｚとなる。５℃の温度変化でも周波数変動Δｆｔの周波数ｆｃに対する割合は１５０ｐｐｍで、周波数変動Δｆｔは１１５．５ｋＨｚとなり、１．５ｋＨｚのΔｆｃ１よりも非常に大きい。
　なお、放送局での差異Δｆｃ１は時間や温度によっては殆ど変動しないので、Δｆｔ≫Δｆｃ１の関係が成り立たない場合でも、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を受信の初期に補正することによりΔｆｃ１≒０とすることができる。
　周波数変動検出器１０８は入力された信号の周波数の変化を電圧の変化として出力する周波数弁別器や、周波数を直接カウントする周波数カウンタなどの周波数を検出する回路を用いて構成できる。この場合には、周波数が低い周波数に変換されているので、周波数変動検出器１０８はキャリア周波数（例えば、７７０ＭＨｚ）に関係なく、周波数の差異Δｆを高精度にかつ簡易に検出できる。
　ここで、周波数変動検出器１０８が周波数の差異Δｆを検出する精度について説明する。周波数変動検出器１０８が周波数カウンタで構成されている場合には、信号の波形の立ち上がりや立ち下がりを検出して数えて周波数を検出する。周波数が下がると、検出の精度は上がる。図４Ａ～図４Ｃは周波数を検出する信号の波形を示す。図４Ａと図４Ｂに示す信号の周波数は１００Ｈｚであり、図４Ｃに示す信号の周波数は３３Ｈｚである。周波数変動検出器１０８は所定の期間ごと、例えば図４Ａ～図４Ｃでは５ｍｓｅｃごとに信号のレベルを検出する。図４Ａに示すように、時点ＴＰ１で信号のレベルがハイレベルであり、次の時点ＴＰ２でレベルがローレベルに変わっていれば、周波数変動検出器１０８は時点ＴＰ１から時点ＴＰ２までの期間に信号が立ち下がっていることを検出できる。図４Ｂに示すように、時点ＴＰ１、ＴＰ２では共に信号のレベルがローレベルである場合には、周波数変動検出器１０８はこの信号の周波数を正しく検出できない。図４Ｃに示すように、信号の周波数が３３Ｈｚと低い場合には、時点ＴＰ１で信号のレベルがローレベルであり、次の時点ＴＰ２でレベルがハイレベルに変わっているので、周波数変動検出器１０８は時点ＴＰ１から時点ＴＰ２までの期間に信号が立ち上がっていることを検出できる。このように、周波数が低いほうが、信号の立ち上がりや立ち下がりを容易に検出できる。なお、期間Ｐ１を短くすることで、周波数カウンタで構成された周波数変動検出器１０８が検出できる周波数を高くすることができる。しかし、一般に、期間Ｐ１を短くして動作周波数を上げると、周波数変動検出器１０８の回路規模や消費電流が大きくなる。したがって、振動子１１４の周波数の変動の大きさに応じて期間Ｐ１を決定する。立ち上がりや立ち下がりを検出する周波数カウンタは、例えば、排他的論理和やフリップフロップなどを使ったラッチ回路で構成することができる。
　実施の形態１では、受信信号ＳＲの周波数ｆｃは単一周波数であるが、ＩＳＤＢ－Ｔ規格やＷ－ＣＤＭＡ方式のテレビシステム、携帯電話システムでは、受信信号ＳＲの周波数はある帯域に広がっている。この場合、例えば、周波数ｆｃはその帯域の中心の中心周波数である。
　実施の形態１によるシンセサイザ１１９では、周波数変動検出器１０８は受信信号の周波数ｆｃと局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を検出することで、温度の値を検出する。実施の形態１によるシンセサイザ１１９では受信信号の代わりに、別の既知の信号の周波数と周波数ｆＬ１との差異を検出することで同様の効果が得られる。例えば、受信装置１１９Ａ内の別のシステムで用いられている既知の信号の周波数と周波数ｆＬ１との差異を検出してもよい。また、受信信号は実際の所望データを含んだ希望信号である必要もない。例えば、全地球測位システム（ＧＰＳ）用の信号を受信して受信信号として用いても良い。
　実施の形態１による受信装置１１９Ａは、周波数変換器１１８が出力する信号を復調する復調部１１９Ｂと、復調部１１９Ｂで復調された信号を復号する復号部１１９Ｃと、復号部１１９Ｃで復号された信号を表示する表示部１１９Ｄをさらに備えてもよい。周波数変動検出器１０８は、復調部１１９Ｂに、或いは、復調部１１９Ｂと復号部１１９Ｃの双方に含まれてもよい。特に、図４Ａ～図４Ｃに示すデジタル的な処理方法で周波数を検出する場合は、周波数変動検出器１０８が復調部１１９Ｂに含まれることで、受信装置１１９Ａの小型化を図ることが可能となる。
　（実施の形態２）
　図５は、本発明の実施の形態２による受信装置１１９Ｅのブロック図である。図６は、実施の形態２による他の受信装置１１９Ｆのブロック図である。図５と図６において、図１に示すシンセサイザ１１９と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図５に示す受信装置１１９Ｅは、ベースバンド信号を復調する復調部１２０を備える。図６に示す受信装置１１９Ｆは、図５に示す受信装置１１９Ｅに、ＭＰＥＧデコーダ１２４と表示部１２４Ａをさらに備える。
　実施の形態１では、キャリア識別の周波数差異条件に関して説明を行ったが、幾種類の他の周波数差異条件もあり、それぞれに所定の周波数調整分解能、或いは周波数調整分解能比が対応している。
　他の周波数差異条件としては、表示部１２４Ａに表示される画像の質により定められる条件がある。周波数調整分解能が３００Ｈｚ以内であれば、画像の劣化が目視確認できない。以下、この条件を、「画像受信の周波数差異条件」と呼び、必要な周波数調整分解能比は０．４ｐｐｍ以内に相当する。
　なお、復調の受信品質の指標として受信信号ＳＲのビット誤り率（ＢＥＲ）がある。復調部１２０で、リードソロモン符号のデコードまで終了したデータはＭＰＥＧ－ＴＳ信号としてＭＰＥＧデコーダ１２４へ入力される。ＭＰＥＧデコーダ１２４ではその信号から画像信号を復号して表示部１２４Ａに送り、表示部１２４Ａは画像信号を画像として表示する。
　ここで、誤り訂正符号のデコードなどの復調の動作に関して、説明する。復調部１２０では、デインターリーブや、誤り訂正符号のデコードなどの信号処理を行う。デインターリーブとは、バースト誤りを軽減するために変調時に骨子されたデータの並び替えであるインターリーブを解除することである。一般に、連続した誤りは訂正するのが困難であるので、インターリーブ及びデインターリーブの一連の処理により、一定期間連続したバースト誤りをランダムな誤りに変換でき、誤り訂正で改善できる誤り率を上昇させることができる。また、国内向けのＩＳＤＢ－Ｔや、海外のＤＶＢ－Ｈなどのシステムでは、誤り訂正符号として、ビタビ符号と、リードソロモン符号が採用されている。復調部１２０に入ってきた信号には、まず、ビタビ符号のデコードが行われる。この後、リードソロモン符号のデコードが行われる。最終的に、エラーのほとんどない、いわゆる、エラーフリーの状態を得るためには、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲがある値、例えば、２×１０－４以下となっていることが必要となる。ここで示した「エラーフリー」の受信品質の状態、ＢＥＲの１×１０－１１以下の値は、１日受信を続けた状態で、ビット誤りの発生が数個以下という状態を実現する。
　なお、図５や図６に示す受信装置１１９Ｅ、１１９Ｆは受信した高周波を直接、直流近傍まで変換するダイレクト・コンバージョンのタイプである。つまり、周波数変換器１１８は受信信号をベースバンド信号に変換する。周波数変換器１１８と復調部１２０の間に別の回路ブロックを備えてもよい。例えば、ＩＳＤＢ－Ｔ規格では、受信信号ＳＲは中間周波数の信号に変換され、さらに別の周波数変換器により、ベースバンド信号に変換される。
　図７にＢＥＲを示す。図７において、縦軸はＢＥＲを示し、横軸は周波数の差異Δｆを示す。図７では、Δｆ＝０にて、ＢＥＲが感度点付近となっている。すなわち、Δｆ＝０にて、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲが２×１０－４となっている。感度点とは、エラーフリーの状態が得られる最低限必要な受信信号電力である最小入力感度レベル程度の受信波しか受信できていない状態に相当し、受信環境としてはかなり劣悪である。画像のノイズが目視できない状態では、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲが３×１０－３となっている必要があり、このときの差異Δｆは差異Δｆｃｄ１と差異－Δｆｃｄ１である。差異Δｆｃｄ１は１５０Ｈｚである。つまり、差異Δｆは
－１５０Ｈｚ≦Δｆ≦１５０Ｈｚ
となり、所定の周波数調整分解能は３００Ｈｚとなる。
　図８はＢＥＲとは別の受信品質の指標であるキャリア／ノイズ（Ｃ／Ｎ）比を示す。Ｃ／Ｎ比は、受信信号のうちの希望信号（キャリア）の電力のノイズの電力に対する比である。図８において、縦軸はＣ／Ｎ比を示し、横軸は周波数差異Δｆを示す。図６において、Δｆ＝０にて感度点となる場合の差異ΔｆとＣ／Ｎ比の関係を示す。周波数差異Δｆが大きくなるとＣ／Ｎ比が小さくなり受信品質が悪くなる。周波数差異Δｆが差異Δｆｃｄ１より大きくなると、画像にノイズが観測される閾値Ｓ１よりもＣ／Ｎ比は小さくなる。閾値Ｓ１は、Δｆ＝０の時のＣ／Ｎ比であるＳ０から約１ｄＢだけ小さい。実施の形態１、２による受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９Ｆでは周波数変換器１１８が仏力する信号で局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動を検出するので、図８に示すＣ／Ｎ比は周波数変換器１１８より後ろでの信号のＣ／Ｎ比である。Ｃ／Ｎ比は、例えば、デジタル復調する前のコンスタレーションの状態におけるエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）から算出することができる。ここで、差異Δｆ、Δｆｃｄ１は絶対値を示す。
　また、さらに他の周波数差異条件としては、復調された信号のエラーが実質的にゼロであるエラーフリーの状態が得られる「エラーフリーの周波数差異条件」がある。この条件では、周波数調整分解能が１００Ｈｚである。すなわち、±５０Ｈｚの範囲内で、受信信号ＳＲの周波数ｆｃと、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆｃが一致した場合にエラーフリーの状態を実現できる。この条件は０．２４ｐｐｍ程度の周波数調整分解能比に相当する。図９Ａは、この条件を実現するＢＥＲを示す。図９Ａにおいて、縦軸はＢＥＲを示し、横軸は差異Δｆを示す。図９Ａでは、Δｆ＝０のときに、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲが１×１０－４となるように設定されている。本来、エラーフリー状態を実現するＢＥＲは２×１０－４であるが、通常のシンセサイザではＢＥＲは１×１０－４程度のばらつきを有するので、受信品質がばらついても２×１０－４のＢＥＲを得るために、Δｆ＝０のときのＢＥＲを１×１０－４に設定している。図９Ａにおいて、ＢＥＲが２×１０－４のときの差異Δｆである閾値－Δｆｅｆ１、Δｆｅｆ１と差異Δｆが
－Δｆｅｆ１≦Δｆ≦Δｆｅｆ１
を満たすと、エラーフリーを実現できる。実施の形態２ではΔｆｅｆ１は５０Ｈｚであり、したがって所定の周波数分解能は１００Ｈｚとなる。なお、ＢＥＲの１×１０－４の増加は最小入力感度の０．１ｄＢ程度の低下に相当する。例えば、最小入力感度が初期から０．１ｄＢだけ低下する際の差異Δｆは、Δｆｅｆ１、－Δｆｅｆ１とほぼ一致する。また、Ｃ／Ｎ比が初期から０．１ｄＢ低下する際の差異Δｆは、Δｆｃｄ１、－Δｆｃｄ１とほぼ一致する。したがって、受信品質を示す指標であるＢＥＲ、Ｃ／Ｎ比、最小入力感度は互いに相関を有し、したがって、いずれを基にして受信品質を評価してもよい。「エラーフリーの周波数差異条件」を満たすことで、ほぼ完全に、誤りが受信性能へ影響しない状態が実現できる。なお、このことは、テレビシステムだけでなく、携帯電話の通話システム、データ通信システム等のデジタル変調を用いた他のシステムに関しても同様であり、同等の効果が得られる。
　図９Ｂは、周波数差異条件を満たすために必要な振動子１１４の１次温度係数を示す。１次温度係数は実施の形態１と同様に式４で算出している。
　水晶振動子は、０．３２ｐｐｍ／℃の擬似的な１次の温度係数αＰを有するので、すべての温度センサで画像受信の周波数差異条件を満たす。また、水晶発振子は、±０．１℃以下の温度精度を有する温度センサでエラーフリーの周波数差異条件を満たす。しかしながら、シリコンよりなるＭＥＭＳ振動子は、その１次の温度係数αは－３０ｐｐｍ／℃であるので、±０．０５℃の温度精度を有する温度センサでも画像受信の周波数差異条件もエラーフリーの周波数差異条件も満たすことができない。
　シリコンよりなるＭＥＭＳ振動子では、式５により、「画像受信の周波数差異条件」を満たすためには±０．０１３℃以下の精度の温度センサが必要である。また、その振動子では、エラーフリーの周波数差異条件を満たすためには±０．００４℃以下の精度の温度センサが必要となる。半導体ベースのトランジスタや、サーミスタなどの温度センサはこのような高い精度を有することは困難であり、したがって、これらの条件を満たすことができない。実施の形態１、２による受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９ＦはシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子である振動子１１４を用いてもこれらの条件を満たすことができる。
　なお、所定の周波数調整分解能１００Ｈｚ（＝２×Δｆｅｆ１）は、ＱＰＳＫ方式のデジタル変調方式のワンセグ放送に適用される。所定の周波数調整分解能はデジタル変調方式によって変わる。図１０は、ワンセグ放送のＱＰＳＫ方式、ワンセグ放送の１６ＱＡＭ方式、フルセグ放送の６４ＱＡＭ方式でビット誤り率を示す。１６ＱＡＭ方式では、所定の周波数調整分解能は８０Ｈｚ程度（＝２×Δｆｅｆ２）となる。６４ＱＡＭ方式では、所定の周波数調整分解能は５０Ｈｚ程度（＝２×Δｆｅｆ３）となる。これらの値により、温度センサの条件を算出することができる。したがって、特に断らない限り、ワンセグ放送のＱＰＳＫ方式に関して受信装置の動作を説明する。なお、「画像受信の周波数差異条件」での所定の周波数調整分解能（２×Δｆｃｄ１）に関しても同様に、ＱＰＳＫ方式で受信装置の動作を説明する。
　なお、温度センサは実用上では半導体ベースのものを用いることが一般的である。サーミスタは比較的大きいので、ＭＥＭＳ振動子の小型化のメリットが事実上相殺されてしまい、シンセサイザを大きくする。したが、現実的な温度センサの温度精度は±０．５℃である。また。コストを考慮せずに個々に制度を調整した温度センサの精度は±０．１℃となり、小型のシンセサイザ、受信装置が得られる精度である。
　また、実使用上、より好ましい周波数差異条件は画像受信の周波数差異条件である。この条件を満たすことで、テレビ視聴に実使用上問題が起こらない。したがって、図９Ｂより、精度±０．１℃を考慮すると、１次の温度係数αが４ｐｐｍ／℃以上であるＭＥＭＳ振動子を用いた場合には半導体ベースの温度センサで周波数を補償することは困難である。実施の形態１、２による受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９Ｆは、小型化と周波数の温度補償とを両立することが可能となる。
　エラーフリーの周波数差異条件では、受信装置がデータを誤りなく受信でき、この条件を満たすことで信頼性の高い受信装置が得られる。図９Ｂより、温度センサの精度±０．１℃を考慮すると、１次の温度係数αが１．２ｐｐｍ／℃以上のＭＥＭＳ振動子を用いた場合には半導体ベースの温度センサで周波数を補償することは困難である。実施の形態１、２による受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９Ｆは、小型化と周波数の温度補償とを両立することが可能となる。
　なお、ＭＥＭＳ振動子としては、例えば、シリコンやポリシリコンなどの半導体より形成されている振動子がある。ポリシリコンよりなる振動子の１次の温度係数αは－２２ｐｐｍ／℃程度である。また、シリコンと酸化ケイ素を組み合わせた複合材料により構成された振動子は、特別に補償されたものを除き、１次の温度係数αが無視できない値、例えば、１．２ｐｐｍ／℃以上である。
　なお、ポリシリコンを用いた振動子では、各周波数差異条件にて、求められる温度センサの精度はキャリア識別の周波数差異条件で±０．０５９℃以下、画像受信の周波数差異条件で±０．０１８２℃以下、エラーフリーの周波数差異条件で±０．００５４℃以下となる。温度センサでは、より実用的な画像受信の周波数差異条件での温度精度を満足することが困難である。
　（実施の形態３）
　実施の形態１、２では、日本のデジタルテレビ放送のＩＳＤＢ－Ｔ規格での信号帯域であるＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ～７７０ＭＨｚ）の最高周波数７７０ＭＨｚでの受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９Ｆの動作を説明した。実施の形態３では、受信信号の周波数ｆｃについて説明する。周波数ｆｃがキャリア周波数閾値ｆｔｈより低い場合は、温度センサの精度が悪い場合でも、所定の周波数調整分解能を満足する場合がある。基準発振器を構成する振動子はシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子である。
　式４における所定の周波数調整分解能比は、
（所定の周波数調整分解能比）＝（所定の周波数調整分解能）／（キャリア周波数ｆｃ０）
で求められる。ここで、式４を周波数ｆｃ０に関して変形すると次の式６が得られる。
　ｆｃ０≦１／（｜α｜×ｅｔ×１０３　…（式６）
　ここで、ｅｔは、温度センサの温度精度（プラス側）である。キャリア識別の周波数差異条件の所定の周波数調整分解能１ｋＨｚに関して式６を変形する。式６のαに－３０×１０－６（-－３０ｐｐｍ／℃）を代入し、ｅｔに温度センサの精度である０．５、０．２、０．０５を代入すると、図９Ｃに示す温度センサの精度が得られる。図９Ｃに示す条件の一部の条件ではＩＳＤＢ－Ｔ規格の帯域を満足できるが、全帯域に渡って満足することは困難である。
　同様に、式４を画像受信の周波数差異条件、エラーフリーの周波数差異条件に関しても変形し、周波数ｆｃの最高周波数を算出すると図９Ｄに示す温度センサの条件が得られる。図９Ｄに示す精度ではＩＳＤＢ－Ｔ規格の帯域を満足することが困難である。このように、温度センサによる温度補償で得られない周波数差異条件でも、実施の形態１、２による受信装置１１９Ａ、１１９Ｅ、１１９Ｆは満たすことができる。
　（実施の形態４）
　図１１は実施の形態４によるシンセサイザ１１９Ｇのブロック図である。図１１において、図１に示すシンセサイザ１１９と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。シンセサイザ１１９Ｇは、図１に示す受信装置１１９Ａの周波数変動検出器１０８は周波数変動検出部１２３とシンセサイザ部１２１と周波数変換器１２２を有する。ＩＳＤＢ－Ｔ規格では、受信信号ＳＲを中間周波（ＩＦ）信号ＳＩＦに変換する。ＩＳＤＢ－Ｔ規格のワンセグ放送では、ＩＦ信号ＳＩＦの周波数は５６０ｋＨｚ程度である。周波数変換器１２２はＩＦ信号ＳＩＦをシンセサイザ部１２１から出力される局部発振信号ＳＬ２と乗算して、直流近傍の成分を有するデジタル信号であるベースバンド信号に変換する。周波数変動検出部１２３は受信信号ＳＲの周波数ｆｃと局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を検出する。
　周波数変動検出部１２３は、所定の既知信号を信号処理することにより、受信信号ＳＲの周波数ｆｃと局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を検出する。図１２はワンセグ放送の信号の１シンボルの構造を示す。１シンボルは、有効シンボルとガードインターバル（ＧＩ）とで構成されている。有効シンボルは画像のデータを含む有効な信号である。ガードインターバルは有効シンボルの一部をコピーすることにより生成されている。したがって、受信信号と、受信信号を所定の期間（例えば、有効シンボルの期間）遅延させた信号との相関を取ると、ガードインターバルが検出された期間ごとに相関のピークが出力される。なお、２つの信号の畳み込み積分を行うことでそれらの信号の相関をとることができる。デジタル信号処理では、２つの信号のそれぞれで各ビットの排他的論理和の否定をとり、その後２つの信号を加算することによって得られる。放送局から送られる信号でのガードインターバルは放送局の設備で発生した基準発振信号を基に作製されている。ＭＥＭＳ振動子１１４の周波数が温度で大きく変動する場合、この変動のほとんどは基準発振器１０２の温度による周波数変動に起因する（Δｆｔ≫Δｆｃ１）。２つの信号の相関により、受信信号ＳＲの周波数ｆｃとシンセサイザ部１０１の局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を検出して、温度による振動子１１４の発振周波数の変動を検出することができる。検出した変動を周波数調整部１０７へ送ることにより、分周器１０６を調整して周波数を補償する。
　なお、直交変調されている信号の相関を示す信号からは以下の方法で周波数の差異を検出できる。受信信号ＳＲがＩ信号である場合、Ｉ信号と所定時間遅延させたＩ信号との畳み込み積分により相関を示す相関信号ＳＲＬ１を発生させる。Ｉ信号と直交する信号であるＱ信号とＩ信号との畳み込み積分により相関を示す相関信号ＳＲＬ２を発生させる。相関信号ＳＲＬ１と相関信号ＳＲＬ２の比から周波数の差異を検出する。ここで、２つの信号が直交すると言うのは、２つの信号の畳み込み積分値が０になると言う意味である。
　以上説明した方法では、既知信号の現れる周波数間隔に対応する周波数変動を検出できる。例えば、ワンセグ放送のｍｏｄｅ３の場合、既知信号であるガードインターバル信号により１ｋＨｚまでの変動が検出できる。また、可能な周波数の変動検出幅の０．５％以下の精度（±０．２５％）、及び分解能で変動が検出できる。つまり、５Ｈｚ以下の精度を有することになる。この精度は７７０ＭＨｚの周波数では±０．００３３ｐｐｍ（＝±２．５Ｈｚ／７７０ＭＨｚ）の周波数精度に相当し、１次の温度係数αが－３０ｐｐｍ／℃であるシリコン振動子では、±０．０００１１℃の精度で温度を検出していることに相当する。また、１次の温度係数αが－２２ｐｐｍ／℃であるポリシリコン振動子では、±０．０００１５℃の精度で温度を検出していることに相当する。これらの精度は、キャリア識別の周波数差異条件、画像受信の周波数差異条件、エラーフリーの周波数差異条件の全てを満たす。
　なお、以上の説明では、ガードインターバルを検出する狭帯域周波数差異を検出する方法について説明したが、ガードインターバルの他の既知信号に基づいて周波数のしてもよい。
　また、１ｋＨｚ以上の変動が発生した場合には、ガードインターバルの他に既知信号を受信信号に挿入しておくことで、周波数を補償することができる。例えば、２１５ｋＨｚの周波数変動を検出したい場合には、ＯＦＤＭ信号の２１５ｋＨｚおきに既知信号を挿入する。この場合、前記のガードインターバルのように、１シンボル内に既知信号を埋め込むのではなく、シンボル自体を既知信号とみなす（例えば、複数シンボルからなる既知信号）。つまり、基準となる基準シンボルを所定の時間の間隔で所定の周波数の間隔で受信信号に埋め込んでおく。また、広い周波数変動幅を検出する場合は、狭い変動幅のガードインターバルの検出と併用することで、高い検出精度と広い検出変動幅の両方を得ることができる。
　また、本実施の形態では、３つの周波数差異条件は周波数の差異値で定義されており、実施の形態によるシンセサイザは周波数の差異を直接検出している。したがって、振動子１１４の周波数温度特性に合わせて温度精度を向上させる必要がない。前述の例では、振動子１１４の温度係数αにかかわらず±２．５Ｈｚの周波数精度は変わらない。ワンセグ放送では、エラーフリーを得るためには±５０Ｈｚに周波数精度を抑えることが必要であるが、実施の形態によるシンセサイザでは振動子１１４の性能や種類にかかわらず、所定の周波数精度を実現することができる。分周器１０６での周波数調整分解能を高くすることで、細かく周波数を調整できることが好ましい。また、実施の形態による±２．５Ｈｚの周波数精度は±５０Ｈｚの１／２０の周波数精度であり、十分な性能が得られている。なお、この周波数精度±２．５Ｈｚはこの値に限るものではなく、システムの要求仕様に合わせて、決定すれば良く、少なくとも、エラーフリーの周波数差異条件では±５０Ｈｚを満たせば良い。
　なお、実施の形態によるシンセサイザでは、日本のＩＳＤＢ－Ｔ規格のワンセグ放送のみならず、家庭用の据え置きテレビなどのフルセグ放送、外国のＤＶＢ－Ｔ、ＤＶＢ－Ｈ、或いは、携帯電話システムでも同様の効果が得られる。例えば、ＩＳＤＢ－Ｔ規格の６４ＱＡＭ方式のフルセグ放送の場合、前記のエラーフリーの周波数差異条件が、±２０～３０Ｈｚになる。前記の周波数精度±２．５Ｈｚであっても、この範囲内に入っているので、実施の形態によるシンセサイザをこの方式でも用いることができる。
　周波数変動検出器１０８は、復調部１２０を含む集積回路（ＩＣ）内に設けてもよい。特に、信号処理がデジタル回路によって達成される場合は、受信装置の小型化ができる。
　（実施の形態５）
　図１３は実施の形態５におけるシンセサイザ１１９Ｈのブロック図である。図１３において、図１１に示す実施の形態４におけるシンセサイザ１１９Ｇと同じ部分には同じ参照番号を付して、その説明を省略する。図１３に示すシンセサイザ１１９Ｈは、図１１に示す実施の形態４におけるシンセサイザ１１９Ｇと周波数調整部１２５をさらに備える。周波数変動検出部１２３は検出した周波数差異を周波数調整部１０７、１２５へ送り、シンセサイザ部１０１、１２１の両方を調整している。これにより、周波数調整部１０７のみで調整するシンセサイザと比較して、ひとつのシンセサイザ部で調整する周波数の幅を減らすことができ、したがって周波数調整のための周波数シフト幅に起因する位相雑音を低減することができる。シンセサイザ部１０１の分周器１０６で周波数を調整する場合、周波数を変える幅を大きくしすぎると、局部発振信号ＳＬ１の位相雑音が増加し、受信装置に悪影響をもたらす。
　図１４は実施の形態５によるシンセサイザ１１９Ｈを備えた受信装置１１９Ｊのブロック図である。受信装置１１９Ｊはシンセサイザ１１９Ｈに、周波数変換器１２２が出力する信号を復調する復調部１２０をさらに備える。ＢＥＲやＣ／Ｎ比をモニタすることで、実施の形態２と同様の効果が得られる。なお、実施の形態５によるシンセサイザ１１９Ｈでは、周波数変動検出部１２３の出力を周波数調整部１０７へ直接送ってもよい。
　シンセサイザ部１２１は、シンセサイザ部１０１同様のフェーズロックドループ（ＰＬＬ）で構成することができる。周波数調整部１２５からの信号で周波数をけることができれば、シンセサイザ部１２１は、ディレイロックドループ（ＤＬＬ）で構成してもよく、または、ループを構成しないダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）で構成してもよい。ＤＤＳでは、例えば、メモリにあらかじめ記憶された信号の情報をアナログ信号に変換して、種々の周波数の信号を生成する。また、発振器の出力に分周器を直接接続して、周波数を調整してもよい。また、スイッチと複数のコンデンサを基準発振器の負荷容量として接続し、そのスイッチを切り替えることにより負荷容量を離散的に切り替えて基準発振器の周波数を調整してもよい。
　（実施の形態６）
　図１５Ａは実施の形態６による受信装置１１９Ｋの斜視図である。受信装置１１９Ｋは、図１４に示す実施の形態５による受信装置１１９Ｊを１つの半導体基板１１９Ｌに搭載している。例えば、基準発振器１０２の振動子１０４と周波数変換器１１８と周波数変動検出器１０８とが一体的に１つの半導体基板１１９Ｌに形成されている。なお、周波数調整部１０７は、本実施の形態ではシンセサイザ部１０１に含まれ、同様に半導体基板１１９Ｌに形成されている。また、振動子１０４はシリコンよりなる。シリコン等の半導体よりなる振動子は、反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）などの半導体加工プロセスや、フォトリソグラフィープロセスで形成できるので、容易に他の回路と一体化することができる。また、このようなプロセスにより、振動子１０４自体も小型化できることに加え、一体化により、配線スペース、実装スペースも減り、受信装置１１９Ｋの格段の小型化を図ることが可能となる。
　（実施の形態７）
　図１５Ｂは実施の形態７による受信装置１１９Ｍの斜視図である。受信装置１１９Ｍは、図１４に示す実施の形態５による受信装置１１９Ｊを２つの半導体基板１１９Ｎ、１１９Ｐに搭載している。例えば、基準発振器１０２の振動子１１４は半導体基板１１９Ｎに形成され、周波数変換器１１８と周波数変動検出器１０８とが半導体基板１１９Ｎとは別の半導体基板１１９Ｐに形成されている。
　振動子１１４の共振周波数の初期ばらつきは大きい。振動子１１４と周波数変換器１１８と周波数変動検出器１０８とが一体的に１つの半導体基板１１９Ｌに形成されている実施の形態６による受信装置１１９Ｋの製造時の歩留まりは振動子１１４の歩留まりにより制限される。実施の形態７による受信装置１１９Ｍのように振動子１１４を独立の半導体基板１１９Ｎに形成することで、半導体基板１１９Ｎの歩留まりにかかわらず、別の半導体基板１１９Ｐの製造時の歩留まりを良好に維持することができる。
　シンセサイザ部１０１や復調部１２０がひとつの半導体ＩＣに集積されている場合、より小型化、低コスト化のためにプロセスルールは復調部１２０に合わせられ、例えば、９０ｎｍや６５ｎｍが採用される。９０ｎｍや６５ｎｍのプロセスルールはフォトリソグラフィーで得られる幅の最小寸法を表している。デジタル回路の寸法は最小寸法に合わせて小さくなる。しかしながら、ＭＥＭＳ振動子の寸法は所定の共振周波数に基づき決定されるので最小寸法に合わせて小さくならない。したがって、このプロセスルールの微細化による小型化の効果はＭＥＭＳ振動子では得られない。プロセスルールの最小寸法が小さくなれば、単位面積当たりの半導体ＩＣのコストは増大するので、小型化の効果が得られないＭＥＭＳ振動子１１４はシンセサイザ部１０１や復調部１２０と別の基板１１９Ｎに形成して基板１１９Ｐに外付けすることでシンセサイザ１１９Ｍをより低コストかできる場合もある。
　また、実施の形態による受信装置では他の回路から基準発振信号を供給されている場合には、受信装置は振動子１１４自体を備える必要がない。
　温度センサで周波数を補償するシンセサイザでは、温度センサがＭＥＭＳ振動子から離れて配置されている場合には、検出する温度と振動子の温度とのずれが大きくなる。この場合には、温度センサの温度精度にさらに温度のずれが加わり、周波数差異条件を満たすことはさらに困難になる。実施の形態にとるシンセサイザでは、周波数変動検出器１０８が間接的に温度を検出しており、ＭＥＭＳ振動子１１４と周波数変動検出器１０８の実際の温度に無関係に高精度で温度を検出できる。したがって、ＭＥＭＳ振動子１１４を周波数変動検出器１０８と一体化させる必要はなく、任意の場所に配置することができる。
　（実施の形態８）
　図１６は実施の形態８におけるシンセサイザ１１９Ｑのブロック図である。図１６において図１に示す実施の形態１によるシンセサイザ１１９と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。シンセサイザ１１９Ｑは図１に示すシンセサイザ１１９に、温度センサ１２６をさらに備える。温度センサ１２６は周波数変動検出器１０８と共に周波数調整部１０７を制御する。
　温度センサ１２６は、温度が大きく変わった場合、例えば、数℃／ｓｅｃ以上の温度変化があった場合に周波数調整部１０７を制御する。周波数変動検出器１０８がガードバンドで周波数変動を検出する場合には、ベースバンドでの信号の同期が必要である。この場合、急激な温度変化により同期が取れるまでに過度に長い時間がかかる場合がある。同期が取れるまでの間、温度センサ１２６で検出された温度により周波数調整部１０７を制御して粗く周波数を調整し、同期が取れた後で周波数変動検出器１０８が周波数調整部１０７を制御して周波数を調整する。
　このような大きな温度変化は、携帯電話用のテレビ、ノートＰＣ、モバイルテレビなど、モバイル用途の受信装置を持って、操作者が室内から室外へ移動する、或いは、自動車内から外に移動する場合に起こる。また、室内の冷暖房機器を投入した直後でも、このような大きな温度変化が発生する。また、電源投入直後では、すべての電子機器において急激な温度上昇を伴うことが多い。なお、周囲環境による温度変化の程度は受信装置の熱容量によっても変わり、特に、携帯電話などの小型の受信装置は熱容量が小さく、環境温度に対してより敏感に温度が変化する。実施の形態８によるシンセサイザ１１９Ｑは大きな温度変化が起きても、安定な周波数を有する局部発振信号を迅速に出力することができる。
　（実施の形態９）
　図１７は実施の形態９におけるシンセサイザ１０００Ａを備えた受信装置１０００のブロック図である。受信装置１０００は、基準発振信号ＳＲＥＦ１を出力する基準発振器１００４と、基準発振信号ＳＲＥＦ１に基づいて局部発振信号ＳＬ１を生成するシンセサイザ部１００３と、局部発振信号ＳＬ１に基づいて受信信号ＳＲを周波数変換する周波数変換器１００２と、温度を検出する温度センサ１００５と、温度センサ１００５の検出した温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の調整を行う周波数調整部１００６と、基準発振信号ＳＲＥＦ２を出力する基準発振器１００９と、基準発振信号ＳＲＥＦ２に基づいて局部発振信号ＳＬ２を生成するシンセサイザ部１００８と、局部発振信号ＳＬ２に基づいて周波数変換器１００２から出力された信号を周波数変換する周波数変換器１００７と、周波数変換器１００７から出力された信号の周波数の変動を検出する周波数変動検出器１０１０Ａと、周波数の検出した変動に基づいて局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２の調整を行う周波数調整部１０１０と、周波数変換器１００７から出力された信号を復調する復調部１０１１と、復調された信号を処理する信号処理部１０１１Ａと、処理された信号を表示する表示部１０１１Ｂとを備える。シンセサイザ１０００Ａは、シンセサイザ部１００３と温度センサ１００５と周波数調整部１００６とシンセサイザ部１００８と周波数変動検出器１０１０Ａと周波数調整部１０１０とを備える。
　実施の形態９に記載のシンセサイザ１０００Ａは、周波数変動検出器１０１０Ａによる温度検出に加え、温度センサ１００５で基準発振器１００４の温度を検出し、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を補償する。周波数変動検出器１０１０Ａによる高精度な温度検出と、温度センサ１００５による広範囲な温度検出の両特性を利用した周波数温度補償制御を実現することが可能となる。
　以下、周波数変動検出器１０１０Ａと周波数調整部１０１０の動作を説明する。なお、実施の形態９による受信装置１０００はデジタル放送信号の受信装置である。周波数変動検出器１０１０Ａは、広帯域周波数差異算出回路と狭帯域周波数差異算出回路とを有する。広帯域周波数差異算出回路は、放送局により所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルに基づいてキャリア間隔単位の周波数差異を算出することができる。日本のデジタル放送方式であるＩＳＤＢ－Ｔ規格においては直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が採用され、その受信帯域幅５．６ＭＨｚの中に周波数同期用の配置パターンが４種類あるため、１周期は約１．４ＭＨｚ（＝５．６ＭＨｚ／４）である。したがって、周波数変動検出器１０１０Ａは内部で生成した既知信号と、周波数変換器１００７が出力するベースバンド信号に含まれる既知信号とを比較することにより、±７００ｋＨｚ（＝１．４ＭＨｚ／２）の周波数差異を検出することができる。一方、狭帯域周波数差異算出回路は、ＯＦＤＭ方式の信号に含まれるガードインターバルを利用する。ガードインターバルは有効シンボルの後部のコピーであることから、ガードインターバルと有効シンボルの後部との間の相関に基づいてキャリア間隔以内の周波数差異を検出する。狭帯域周波数差異算出回路は、周波数調整部１０１０に含まれる積分器であるループフィルタのループ利得を適切に設定することによりキャリア間隔の１％以内の周波数差異を検出することが可能である。ＩＳＤＢ－Ｔ規格のＭｏｄｅ３ではキャリアの間隔は約１ｋＨｚであるので、周波数変動検出器１０１０Ａは１０Ｈｚ以下の分解能で周波数差異を検出することが可能である。周波数調整部１０１０はシンセサイザ部１００８の局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２の設定値に対して、広帯域周波数差異算出回路及び狭帯域周波数差異算出回路で検出した周波数差異を加算することにより局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２を調整し、その周波数差異を除去する。このように、周波数変動検出器１０１０Ａと周波数調整部１０１０は、放送局の局部発振信号と局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ２との差異、若しくは伝送路に起因して発生した周波数差異を除去することができる。
　図１８は比較例の受信装置１１０１のブロック図である。図１８において、図１７に示す受信装置１０００と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置１１０１は受信装置１０００の温度センサと周波数調整部１００６を備えていない。基準発振器１００４に水晶振動子を用いる。水晶発振子の周波数変動幅は受信装置の使用温度範囲内の－４０℃～＋８５℃において高々±３０ｐｐｍである。デジタル放送ではＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ～７７０ＭＨｚ）が用いられるので、周波数変換器１００２の出力する中間周波数信号ＳＩＦの周波数が５７ＭＨｚである場合に、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１は最高で７１３ＭＨｚ（＝７７０－５７）である。したがって、使用温度範囲内の変動幅は最大で約±２１ｋＨｚ（＝７１３ＭＨｚ×３０×１０－６）となる。中間周波数信号ＳＩＦの周波数は受信信号ＳＲの周波数と局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差分であるので、その変動幅は同じく約±２１ｋＨｚとなる。この変動幅は周波数調整部１０１０の調整範囲である±７００ｋＨｚに比べて十分小さいので、周波数調整部１０１０はその変動幅を補償することができる。実施の形態９による受信装置１０００では、基準発振器１００４が、シリコンよりなるＭＥＭＳ技術で作製されたＭＥＭＳ振動子１００４Ａにより基準発振信号ＳＲＥＦ１を発生する。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの発振周波数は約－３０ｐｐｍ／℃の変動率で変動するので、基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１は－４０℃～＋８５℃の温度範囲で３７５０ｐｐｍもの変動幅で変動する。これにより、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動幅は約２６７４ｋＨｚ（＝７１３ＭＨｚ×３７５０×１０－６）となり、中間周波数信号ＳＩＦの周波数の変動幅も約２６７４ｋＨｚとなる。この変動幅は周波数調整部１０１０の調整範囲を超えるので、周波数変換器１００７においてこの周波数差異を調整することができず、復調部１０１１において周波数同期が取れないので、周波数変換器１００７が出力するベースバンド信号の復調処理ができなくなる。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａは小型で低コストであるため、デジタル回路用のクロック等の分野において、近年実用化されているが、デジタル放送の受信装置等の高周波受信装置に適用を検討する中で、上述の課題があることが明らかになった。
　図１９は基準発振器１００４が出力する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１の変動を示す。図１９において、横軸は時間を示し、縦軸は周波数を示す。受信信号ＳＲの周波数は７７０ＭＨｚである。図１９において、時間ｔ０で温度は２５℃であり、その後、温度は時間ｔに対して直線的に上昇し、時間ｔ１で６５℃となる。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａがシリコンよりなる場合は、その温度係数は－３０ｐｐｍ／℃である。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａを有する基準発振器１００４の基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１が２５℃において１０ＭＨｚである場合には、６５℃まで温度が上昇することにより周波数ｆＲＥＦ１は－１２００ｐｐｍ（＝－３０ｐｐｍ×（６５－２５））だけ変動し、９．９８８ＭＨｚとなる。図２０は局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動を示す。中間周波数信号ＳＩＦの周波数が５７ＭＨｚである場合には、温度２５℃の時間ｔ０において局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を７１３ＭＨｚに設定する。基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１の変動に起因して、周波数ｆＬ１が温度６５℃では７１２．１４４ＭＨｚまで下降する。図２１は中間周波数信号ＳＩＦの周波数の変動を示す。中間周波数信号ＳＩＦの周波数は温度２５℃の時間ｔ０では５７ＭＨｚであるが、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動（８５６ｋＨｚ）がそのまま中間周波数信号ＳＩＦの周波数の変動となるので、６５℃では５６．１４４ＭＨｚまで下降する。図２２は比較例の受信装置１１０１のベースバンド信号の周波数の変動を示す。シンセサイザ部１００８が出力する局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２は中間周波数信号ＳＩＦと同じ５７ＭＨｚに設定される。周波数変換器１００７は中間周波数信号ＳＩＦをベースバンド信号に変換する。図２２において、特性１１０１Ａは周波数調整部１０１０を動作させない場合のベースバンド信号の周波数を示す。特性１１０１Ｂでは、温度２５℃の時間ｔ０ではベースバンド信号の周波数は０Ｈｚとなるが、温度６５℃では－８５６Ｈｚまで下降する。図２３において、特性１１０１Ｂは周波数調整部１０１０を動作させている場合のベースバンド信号の周波数を示す。周波数調整部１０１０は±７００ｋＨｚまで局部発振信号の周波数ｆＬ２を調整できるので、ベースバンド信号の周波数差異が－７００ｋＨｚとなる２５℃から５７．７℃までの温度では周波数ｆＬ２の調整によりベースバンド信号の周波数を０Ｈｚとすることができる。しかし、５７．７℃以上の温度ではベースバンド信号の周波数差異が周波数調整部１０１０の調整範囲を超えるので、ベースバンド信号の周波数は周波数調整部１０１０を動作させない特性１１０１Ａと同じ傾きで下降する。この状態では復調部１０１１では周波数同期がとれず、ベースバンド信号の復調処理を行うことはできず、５７．７℃以上の温度では受信装置１１０１は信号ＳＲを受信できない。同様に、２５℃から温度が下降する場合には、－７．７℃温度までしか周波数調整部１０１０は動作しない。このように、比較例の受信装置１１０１は、基準発振器１００４がシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａで基準発振信号ＳＲＥＦ１を発生する場合は、－７．７℃～＋５７．７℃の温度範囲しか受信装置１１０１は受信信号ＳＲを受信できず、全使用温度範囲（－４０℃～＋８５℃）をカバーすることができない。
　実施の形態９による受信装置１０００では、温度センサ１００５の検出した温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整することにより、温度変化に起因する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１の変化を補償する。図２３は受信装置１０００のシンセサイザ部１００３のブロック図である。シンセサイザ部１００３は、局部発振信号ＳＬ１を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２０４と、基準発振信号ＳＲＥＦ１と比較信号の位相差に応じた信号を出力する位相比較器１２０２と、位相比較器１２０２が出力する信号の低域成分の信号を出力するループフィルタ１２０３と、局部発振信号ＳＬ１を分周して比較信号を出力する分周器１２０５とからなり、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）を構成している。位相比較器１２０２が出力する信号は基準発振信号ＳＲＥＦ１と比較信号の位相差に比例したパルス幅を有する。分周器１２０５は周波数調整部１００６が設定した分周数Ｍで局部発振信号ＳＬ１を分周して、周波数ｆＲＥＦ１／Ｍを有する比較信号を出力する。ＶＣＯ１２０４は、ループフィルタ１２０３が出力する信号に基づいて周波数ｆＬ１を決定する。ＰＬＬの動作により、周波数ｆＬ１／Ｍと周波数ｆＲＥＦ１が同一になるようにループフィルタ１２０３の出力する電圧が収束する。したがって、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１は式７で表される。
　ｆＬ１＝ｆＲＥＦ１×Ｍ　…（式７）
　周波数調整部１００６は分周器１２０５の分周数Ｍを制御することにより、シンセサイザ部１００３から所望の周波数ｆＬ１を有する局部発振信号ＳＬ１を出力させることができる。分周器１２０５において分数分周を実現する方法としてフラクショナルＮ方式やΔΣ方式が用いられており、これらの方式を用いることにより、周波数ｆＬ１の設定分解能を格段に小さくすることが可能となる。
　基準発振信号ＳＲＥＦ１が１０ＭＨｚの場合に、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を７１３ＭＨｚにするためには、周波数調整部１００６は分周器１２０５の分周数Ｍを７１．３に設定する。
　基準発振器１００４がシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａを有する場合には、温度の変動に対応して基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１が大きく変動する。温度センサ１００５は基準発振器１００４、特にＭＥＭＳ振動子１００４Ａの周囲温度を検出し、周波数調整部１００６は検出された温度に基づいて分周器１２０５の分周数Ｍを制御し、周波数ｆＬ１を一定の値に保つことができる。以下、シリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａを有する基準発振器１００４の出力する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１が温度２５℃で１０ＭＨｚであり、シンセサイザ部１００３が出力する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１が７１３ＭＨｚである場合の受信装置１０００の動作について説明する。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度が２５℃である場合には、前述の通り、周波数調整部１００６は分周器１２０５の分周数Ｍを７１．３と設定する。ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度が３０℃となった場合には、振動子１００４Ａの１次の温度係数αが－３０ｐｐｍ／℃なので、周波数ｆＲＥＦ１は９．９９８５ＭＨｚ（＝１０ＭＨｚ＋１０ＭＨｚ×（－３０ｐｐｍ／℃）×５℃）となる。したがって、周波数調整部１００６は分周器１２０５の分周数Ｍを７１．３１０７（＝７１３ＭＨｚ／９．９９８５ＭＨｚ）に設定する。このように、周波数調整部１００６は温度センサ１００５の検出した温度に基づき、分周器１２０５の分周数Ｍを制御することにより周波数ｆＬ１を一定の値に保つことができる。なお、周波数調整部１００６は温度センサ１００５が検出した温度と振動子１００４Ａの温度係数αに基づいて周波数ｆＬ１を得るための分周数Ｍを算出する。または、周波数調整部１００６は、温度の複数の値と、それらにそれぞれ対応する分周数Ｍの複数の値とをあらかじめ記憶してもよく、検出された温度の値に対応する値に分周数Ｍを設定してもよい。
　周波数調整部１００６は分周器１２０５の分周数Ｍを制御することにより、ＶＣＯ１２０４の周波数可変幅（数百ＭＨｚ～数ＧＨｚ）にわたってｆＬ１を調整することができる。また、温度センサ１００５は半導体ベースの温度センサやサーミスタなどを用いることができるが、その温度検出範囲は使用温度範囲（－４０℃～＋８５℃）に比べて十分に広い。すなわち、周波数調整部１０１０による調整範囲が±７００ｋＨｚであるのに対し、周波数調整部１００６はシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度特性に起因する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変化幅（約２６７４ｋＨｚ）を十分に調整することができる。
　周波数調整部１０１０は、放送局の局部発振信号と局部発振信号ＳＬ１の周波数差異、若しくは伝送路に起因して発生した周波数差異を調整することができる。周波数調整部１００６はＭＥＭＳ振動子１００４Ａの周囲温度のみに基づいて周波数ｆＬ１を調整するので、放送局の局部発振信号がオフセットを有する場合や、伝送路に起因して受信信号の周波数にオフセットが生じた場合には、周波数ｆＬ１を正確に調整することができない。実施の形態９による受信装置１０００は、周波数調整部１００６がＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度特性に起因する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の広範な範囲の変化を調整し、周波数調整部１０１０が、放送局の局部発振信号のオフセットと伝送路に起因するオフセットによる周波数ｆＬ１のずれを調整することができる。
　また、実施の形態９による受信装置１０００では、周波数同期が未確立の期間でも、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を調整することができる。すなわち、受信信号ＳＲのレベルが低いときに周波数変動検出器１０１０Ａが基準シンボルを検出できず周波数同期が取れない場合、または、選局直後で周波数同期が確立していない場合は、周波数調整部１０１０は局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異を調整することができない。しかし、これらの場合でも、周波数調整部１００６は温度センサ１００５の検出した温度に基づいて周波数同期の有無に関わらず、常に周波数ｆＬ１の調整が可能である。
　実施の形態９による受信装置１０００では、温度の変化に対して短い時間で応答する効果をも有する。周波数調整部１０１０は数百ミリ秒の応答速度を有し、例えば、キャリアの間隔の０．４倍の周波数差異を約２５０シンボルで収束させることができる。ＩＳＤＢ－Ｔ規格では、キャリアの間隔は約１ｋＨｚであり、１シンボルの期間は約１ミリ秒である。したがって、周波数調整部１０１０は約４００Ｈｚの周波数差異を約２５０ミリ秒で収束させることができ、１．６ｋＨｚ／秒（＝４００Ｈｚ／０．２５秒）の周波数の調整速度を有する。したがって、ＭＥＭＳ振動子１００４Ａを有する基準発振器１００４の出力する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１が２．２４ｐｐｍ／秒（＝１．６ｋＨｚ／７１３ＭＨｚ）を超える速さで変動する場合にはこの変動に追従できない。したがって、ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度が０．０７５℃／秒（＝２．２４／３０）以上で変化した場合には、受信品質が劣化する。一方、温度センサ１００５の温度検出速度は周波数調整部１０１０の収束速度に比べて十分に速いので、周波数調整部１００６が十分速い速さで周波数ｆＬ１を調整することにより、０．０７５℃／秒を超える温度変化に対しても局部発振信号ＳＬ１の周波数差異を調整することができる。
　温度センサ１００５としては、一般的に用いられている半導体を流れる電流の温度特性を利用したような半導体ベースのセンサや、サーミスタなどを用いることができる。また、例えば互いに異なる温度特性を有する２つの振動子の周波数の差から間接的に温度を検出することができる。或いは、別のクロックや周波数を有する信号との比較や乗算により、その差分を検知して、温度に起因する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１のずれを検出することができる。そのクロックとしては、希望波となる受信信号ＳＲそのものや、全地球測位システム（ＧＰＳ）用の信号、或いは、受信装置の他の回路ブロックから供給された信号を用いることができる。このように、温度センサ１００５として、温度を直接的に或いは間接的に検出する装置を用いることができる。
　また、受信装置１０００は基準発振器１００４を内蔵しているが、基準発振信号ＳＲＥＦ１を受信装置１０００の外部の基準発振器から入力する入力端子を備えてもよい。これにより、受信装置１０００は他の回路と基準発振器を共用することができる。
　また、受信装置１０００では基準発振器１００９の出力する基準発振信号ＳＲＥＦ２に基づいて局部発振信号ＳＬ２を発生する。基準発振器１００９もシリコン等の半導体よりなるＭＥＭＳ振動子を有していてもよい。受信装置１０００は基準発振器１００９を備えずに、基準発振器１００４が出力する基準発振信号ＳＲＥＦ１に基づいて局部発振信号ＳＬ２を発生してもよい。これにより、受信装置１０００の更に小型化、低コスト化を実現することが可能となる。これらの場合は、局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２もＭＥＭＳ振動子の温度特性に起因して変動する。局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２が低い場合には、周波数ｆＬ２の変動幅は周波数調整部１０１０の調整範囲内となるので、周波数調整部１０１０は正しく周波数ｆＬ２を調整することができる。局部発振周波数は約２６７４ｋＨｚの変動幅で変動するが、中間周波数信号ＳＩＦの周波数が５７ＭＨｚの場合は、使用温度範囲内において局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２の変動する変動幅は約２１４ｋＨｚ（＝５７ＭＨｚ×３７５０×１０－６）となる。
　また、周波数変換器１００２は受信信号ＳＲを周波数変換するが、受信装置１０００は周波数変換器１００２の前段に接続されて受信信号ＳＲを処理する他の回路をさらに備えてもよい。また、受信装置１０００は周波数変換器１００２、１００７の間に接続された他の回路をさらに備えてもよい。
　また、周波数調整部１０１０は周波数変換器１００７の出力する信号に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整してもよい。周波数調整部１００６は温度センサ１００５の検出する温度に基づいて局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２を調整してもよい。
　また、周波数調整部１００６は温度センサ１００５の検出する温度の時間変化率に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整してもよい。例えば、温度の時間変化率に基づき周波数調整部１００６が分周器１２０５の分周数Ｍを所定周期で所定幅ずつ増加あるいは減少させることにより、基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数変化率を分周数Ｍの制御速度で相殺することができ、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の時間変動を抑制することができる。同様に、周波数調整部１０１０は、周波数変換器１００７が出力する周波数の時間変化率に基づいて局部発振信号ＳＬ１、ＳＬ２の周波数ｆＬ１、ｆＬ２を調整してもよい。
　また、受信装置１０００はデジタル放送信号を受信するが、携帯電話の信号や無線ＬＡＮの信号を受信する受信装置であってもよい。携帯電話や無線ＬＡＮの信号の周波数はそれぞれ約２．４ＧＨｚ、約１．８ＧＨｚとデジタル放送よりも高い。受信信号ＳＲがこのような高い周波数を有する場合には、基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１の変動に起因する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１変動する幅は更に大きくなる。したがって、ＭＥＭＳ振動子１００４Ａで基準発振器１００４を構成する場合は、周波数調整部１１１０のみで周波数ｆＬ１の調整を行うことは更に困難となり、周波数調整部１００６、１１１０の双方で周波数ｆＬ１を調整することができる。
　（実施の形態１０）
　図２４は実施の形態１０における受信装置１９０１のブロック図である。図２４において、図１７に示す実施の形態９による受信装置１０００と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置１９０１は図１７に示す受信装置１０００の周波数調整部１００６の代わりに周波数調整部１９０２を備え、制御部１９０３をさらに備える。
　制御部１９０３は、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量に基づいてイネーブル信号ＳＥＮを出力し、周波数調整部１９０２はイネーブル信号ＳＥＮに基づいて動作と非動作が切替えられる。制御部１９０３は、閾値を格納する閾値メモリ１９０４と、周波数を調整する量とその閾値とを比較してイネーブル信号ＳＥＮを出力する比較器１９０５とで構成される。受信装置１９０１は、さらに安定して周波数ｆＬ１の調整を行うことができる。
　周波数調整部１９０２は実施の形態９による受信装置１０００の周波数調整部１００６と同様に、温度センサ１００５が検出した温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整し、ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度特性に起因する周波数ｆＬ１の変動幅にわたって周波数ｆＬ１の調整を行うことが可能である。しかし、周波数調整部１９０２は、周波数調整部１１１０では発生しない課題が発生する場合がある。この課題は、温度センサ１００５の検出分解能に起因し、以下に説明する。温度センサ１００５は、検出した温度に応じた電圧等のアナログ信号を出力するセンサ素子１００５Ａと、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１００５Ｂとを有する。温度センサ１００５は、半導体ベースのものやサーミスタ等のセンサ素子１００５Ａの種類にかかわらずＡ／Ｄコンバータ１００５Ｂを備える。Ａ／Ｄコンバータ１００５Ｂの量子化雑音により、温度の検出分解能は高々±０．１℃である。この検出分解能により、周波数調整部１９０２の周波数調整の分解能が律束される。具体的には、シリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度係数αは－３０ｐｐｍ／℃であるので、温度センサ１００５の検出分解能が０．１℃である場合には、周波数調整部１９０２の周波数調整の分解能は３ｐｐｍ（＝３０ｐｐｍ／℃×０．１℃）となる。したがって、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１が７１３ＭＨｚである場合は、周波数調整部１９０２の周波数調整の分解能は２．１４ｋＨｚとなりこの値が周波数ｆＬ１を調整する最小の幅となる。この幅は、変復調方式によっては復調部１０１１の復調処理に悪影響を与える場合がある。例えばＩＳＤＢ－Ｔ規格では、ＯＦＤＭ信号を構成する各キャリアは約１ｋＨｚ間隔で配置されている。シンセサイザ部１００３の出力する信号の周波数を２．１４ｋＨｚだけ変動させると、ベースバンド信号の周波数は２キャリア分以上の幅で変動し、復調部１０１１の周波数同期に悪影響を与え、受信品質の劣化をもたらす。
　図２５は実施の形態９における受信装置１０００のシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度が２５℃から６５℃まで上昇したときのベースバンド信号の周波数の変動を示す。図２５において、特性１９０２Ａは周波数調整部１００６、１０１０の双方とも動作させない場合のベースバンド信号の周波数を示し、特性１９０２Ｂは周波数調整部１００６、１０１０を双方ともに動作させた場合のベースバンド信号の周波数を示す。周波数調整部１９０２は十分広範囲に周波数ｆＬ１を調整することができるので時間ｔ１で温度６５℃になり、特性１９０２Ａでベースバンド信号の周波数が－８５６ｋＨｚとなった場合でも、特性１９０２Ｂでベースバンド信号の周波数を０Ｈｚとすることが可能である。周波数調整部１００６は２．１４ｋＨｚの単位でしか周波数ｆＬ１を調整することができないので、温度変化に対して十分速くシンセサイザ部１００３を制御しても、周波数ｆＬ１を調整するたびに２．１４ｋＨｚの幅の変動である調整リップルを生じる。この調整リップルは、前述の通り、復調部１０１１に悪影響を与え、受信品質の劣化をもたらす場合がある。
　この調整リップルは、周波数調整部１００６、１０１０が互いに独立に動作していることに起因して発生する。周波数調整部１０１０は、受信信号に含まれる基準シンボルや信号形式の特徴を用いて周波数差異を検出するので、調整分解能は十分小さくできるメリットがある。実施の形態９による受信装置１０００では、調整分解能は１０Ｈｚ以下に抑えられ、調整リップルはこの調整分解能以下となり、図２２に示すように、調整リップルは生じない。一方、周波数調整部１０１０は周波数ｆＬ１の調整幅が例えば±７００ｋＨｚと狭いというデメリットがある。周波数調整部１００６は温度センサ１００５が検出した温度に基づいて周波数差異を算出するので、周波数ｆＬ１の調整幅を十分大きくできるめりっとがある。一方、周波数調整部１００６の調整分解能は温度センサの分解能に起因して大きく、図２５に示すように、２．１４ｋＨｚの調整リップルが生じるというデメリットがある。これらの特徴は、デジタル放送の受信装置に限らず携帯受信装置や無線ＬＡＮ装置でも同様である。
　そこで、２つの周波数調整部１００６（１９０２）、１０１０のメリットとデメリットが互いに相反する関係にあることに着目し、制御部１９０３は２つの周波数調整部１００６（１９０２）、１０１０を連係動作させることにより、復調部１０１１に与える悪影響を軽減する。
　具体的には、制御部１９０３は、周波数調整部１０１０が周波数ｆＬ２を調整する量が所定の閾値以下である場合には周波数調整部１９０２を動作させずに周波数調整部１０１０のみを動作させ、周波数調整部１０１０が周波数ｆＬ２を調整する量が所定の閾値を超えた場合に周波数調整部１９０２を動作させる。以下、制御部１９０３の動作について説明する。閾値メモリ１９０４には、例えば、周波数調整部１０１０の調整範囲である７００ｋＨｚの閾値があらかじめ記憶されている。比較器１９０５は周波数調整部１０１０が調整する周波数の量と閾値メモリ１９０４に格納された閾値を比較し、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量の絶対値が閾値よりも小さい場合にはイネーブル信号ＳＥＮを出力せずに周波数調整部１９０２を動作させない。一方、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量の絶対値が閾値よりも大きい場合には、比較器１９０５はイネーブル信号ＳＥＮを出力して周波数調整部１９０２を動作させ、温度センサ１００５の検出した温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整する。これにより、局部発振信号ＳＬ１及び中間周波数信号ＳＩＦの周波数差異が除去される。この結果、周波数調整部１０１０が調整する周波数のは徐々に０Ｈｚに収束し、周波数調整部１０１０は±７００ｋＨｚの範囲で周波数ｆＬ２を調整することができる。これにより周波数調整部１０１０が調整する周波数の量の絶対値が閾値メモリ１９０４に記憶されている閾値以下となるので、比較器１９０５はイネーブル信号ＳＥＮを出力しない。局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１にさらに７００ｋＨｚのずれが生ずるまでは周波数調整部１９０２は動作しないので、周波数調整部１９０２の動作に起因する調整リップルの発生は大幅に抑制される。
　図２６は実施の形態１０による受信装置１９０１のベースバンド信号の周波数の変動を示す。図２６において、特性１９０１Ａは周波数調整部１０１０、１９０２が共に動作していない場合のベースバンド信号の周波数の変動を示す。特性１９０１Ｂは制御部１９０３が周波数調整部１０１０、１９０２を上記のように制御した場合のベースバンド信号の周波数の変動を示す。閾値メモリ１９０４は７００ｋＨｚの閾値を記憶しているので、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量が－７００ｋＨｚとなるまでは比較器１９０５はイネーブル信号ＳＥＮを出力しない。したがって、周波数調整部１９０２は動作せず、周波数調整部１０１０のみが動作しているので、図２３と同様に調整リップルはほとんど生じない。周波数調整部１０１０が調整する周波数の量が－７００ｋＨｚを越えた時点で、比較器１９０５はイネーブル信号ＳＥＮを出力する。これにより周波数調整部１９０２が動作し、温度センサ１００５の検出する温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整する。これにより、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１及び中間周波数信号ＳＩＦの周波数の差異が除去される。一方、この時点で周波数調整部１０１０の調整する量は－７００ｋＨｚであるので、ベースバンド信号は＋７００ｋＨｚとなる。しかし、周波数調整部１０１０は数百ミリ秒で追従してベースバンド信号を０Ｈｚに収束させるので、復調部１０１１へ与える影響は高々数百ミリ秒である。この後は、周波数調整部１０１０は調整する周波数の量の絶対値が７００ｋＨｚを超えるまでは、制御部１９０３は周波数調整部１９０２を動作させず、周波数調整部１０１０のみを動作させるので、周波数調整部１９０２の動作に起因する調整リップルの発生を抑制することができる。
　以上に説明したように、実施の形態１０による受信装置１９０１では、周波数調整部１０１０の小さい調整分解能のメリットを活かしてベースバンド信号の周波数を安定的に調整するとともに、狭い調整範囲のデメリットを周波数調整部１９０２により補う。また周波数調整部１９０２の動作する頻度を減らすことにより、周波数調整部１９０２による調整リップルのデメリットを抑制することが可能となる。
　また、閾値メモリ１９０４は調整する周波数の量の時間変化率を閾値として記憶してもよい。この場合には、制御部１９０３は、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量の時間変化率の絶対値がその閾値を超えた場合に、比較器１９０５がイネーブル信号ＳＥＮを出力する。周波数調整部１０１０は周波数を調整する所定の速さを有し、実施の形態９による受信装置１９０１では、その速さは１．６ｋＨｚ／秒である。この速さを超えて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の差異が生ずる場合には、周波数調整部１０１０の調整範囲内であってもベースバンド信号の周波数は変動し、受信品質が劣化する。調整する周波数の量の時間変化率に基づいて比較器１９０５がイネーブル信号ＳＥＮを出力して周波数調整部１９０２を動作させることにより、ＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度の時間変化率が大きい場合でも、受信品質の劣化を抑制することが可能となる。
　図２７は実施の形態１０による他の受信装置２００１のブロック図である。図２７において、図２４に示す受信装置１９０１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置２００１は、図２４に示す受信装置の制御部１９０３の代わりに制御部２００３を備える。制御部２００３は温度センサ１００５が検出する温度に基づいて周波数調整部２００２にイネーブル信号ＳＥＮを出力する。制御部２００３は、温度の閾値を格納する閾値メモリ２００４と、温度センサ１００５の検出した温度とその閾値を比較しイネーブル信号ＳＥＮを出力する比較器２００５とで構成される。制御部２００３は、検出された温度の絶対値が閾値を超えた場合のみ、周波数調整部２００２を動作させる。この構成により、未受信時等の期間において周波数調整部１０１０が周波数ｆＬ２の変動を検出できない場合であっても、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整することができる。また、制御部２００３は検出された温度の時間変化率に基づいて周波数調整部２００２の動作を制御してもよい。これにより、周波数調整部１０１０の調整できる速さを超える速さで温度が変化した場合に、周波数調整部２００２を動作させることができる。
　制御部１９０３、２００３は回路で構成してもよいしソフトウェアで実現してもよい。制御部１９０３、２００３は復調部１０１１に内蔵されてもよく、または、復調部１０１１の後段に接続される表示部に内蔵されてもよい。実施の形態１０では、周波数調整部１０１０の調整する周波数の範囲を±７００ｋＨｚとしたが、実際には周波数調整部１０１０に含まれる基準シンボルとの比較用メモリのサイズ削減のために、その範囲は±１００ｋＨｚ程度に制限されている場合が多く、この場合には、閾値メモリ１９０４に格納する閾値を１００ｋＨｚとする。また、さらにマージンを確保するために閾値を、周波数調整部１０１０が調整可能な周波数の範囲より小さい５０ｋＨｚ等の値にしてもよい。また、シリコンよりなるＭＥＭＳ振動子１００４Ａの温度係数αを－３０ｐｐｍ／℃として説明したが、振動子１００４Ａを多結晶シリコンで形成することにより温度係数αを約－２２ｐｐｍ／℃にまで改善することができる。さらにシリコンと逆の周波数温度特性を有するＳｉＯ２とシリコンとを組み合わせることで温度係数αを数ｐｐｍ／℃程度に改善することができる。このように、振動子１００４Ａの温度係数αが改善された場合には、閾値メモリ２００４が記憶する温度の閾値を上げることができる。
　（実施の形態１１）
　図２８は実施の形態１１における受信装置２３０１のブロック図である。図２８において、図２４に示す受信装置１９０１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置２００１は、図２４に示す受信装置１９０１の制御部１９０３の代わりに制御部２３０３を備える。
　制御部２３０３は復調部２３０５の出力するタイミング信号ＳＴに基づいて周波数調整部１９０２の動作を制御している。復調部２３０５は周波数変動の復調への影響が軽微な期間を検出し、この期間にタイミング信号ＳＴを出力する。これにより、図２６に示す、周波数調整部１９０２の動作に起因する一時的な周波数のずれによる受信品質の劣化を回避することができる。
　この周波数のずれにより通常は復調部２３０５が行う復調処理に悪影響を与えるが、送受信方式によっては必ずしも全ての時間で復調処理に大きな影響を与えるわけではない。例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式では、自端末に割り当てられた通信時間以外は周波数変動が発生しても復調処理に与える影響は小さい。また、デジタル放送の受信装置においても、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルの期間では有効シンボルの期間と比べて周波数変動が復調処理に与える影響は小さい。また、チャンネル選局の期間は復調処理が中断するので、周波数の変動は許容される。復調部２３０５はこのような期間にタイミング信号ＳＴを出力する。制御部２３０３はタイミング信号ＳＴが出力されている期間に、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量に基づいてイネーブル信号ＳＥＮ１を出力する。具体的には、比較器１９０５の出力する信号ＳＥＮと復調部２３０５のタイミング信号ＳＴとをＡＮＤ回路２３０４に入力し、両方が有効な期間のみイネーブル信号ＳＥＮ１を出力する。制御部２３０３がイネーブル信号ＳＥＮ１を出力していないときには周波数調整部１９０２は動作しない。制御部２３０３がイネーブル信号ＳＥＮ１を出力しているときには、周波数調整部１９０２は動作して周波数ｆＬ１を調整する。イネーブル信号ＳＥＮ１が出力されている期間は、周波数の変動が復調処理へ与える影響は軽微な期間であるので、制御部２３０３は、復調処理に影響を与えずに、周波数調整部１９０２を動作させて周波数ｆＬ１を調整することができる。
　（実施の形態１２）
　図２９は実施の形態１２による受信装置２４０１のブロック図である。図２９において、図２４に示す受信装置１９０１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置２４０１は、図２４に示す受信装置１９０１の制御部１９０３と周波数調整部１０１０の代わりに制御部２４０３と周波数調整部２４０２を備える。制御部２４０３は周波数調整部２４０２に接続されている。制御部２４０３はイネーブル信号ＳＥＮを出力して周波数調整部１９０２を動作させている際に、周波数調整部２４０２に所定値Ｄ１を出力する。周波数調整部２４０２は所定値Ｄ１に基づいて局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２を調整する。典型的には、制御部２４０３は周波数調整部１９０２を動作させた際に、周波数調整部２４０２に送る所定値Ｄ１を０Ｈｚに設定する。制御部２４０３は、シンセサイザ部１００３の出力する周波数ｆＬ１または受信信号ＳＲの周波数が所定のオフセットを有する場合は、このオフセットを所定値Ｄ１に設定する。これにより、図２６に示す、周波数調整部１９０２の動作に起因する一時的な周波数のずれの影響を軽減することができる。図３０は受信装置２４０１のベースバンド信号の周波数を示す。図３０において、比較器１９０５がイネーブル信号ＳＥＮを出力した際に、制御部２４０３が周波数調整部２４０２に送る所定値Ｄ１を０Ｈｚに設定している。この場合、周波数調整部１９０２が動作することにより局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動は除去され、同時に周波数調整部２４０２が調整する周波数の量が０Ｈｚとなるので、特性２４０１Ａに示すように、周波数調整部１９０２の動作に起因する一時的な周波数のずれは発生しない。実際には、周波数調整部１９０２の動作により局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動が除去されるタイミングと、周波数調整部２４０２が所定値Ｄ１を基に周波数を調整するタイミングとを合わせる必要があるが、周波数調整部１９０２の動作より復調部２３０５への悪影響を大幅に軽減することが可能となる。
　（実施の形態１３）
　図３１は実施の形態１３による受信装置２６０１のブロック図である。図３１において、図２４に示す受信装置１９０１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置２６０１は、図２４に示す受信装置１９０１の制御部１９０３と周波数調整部１９０２とシンセサイザ部１００３の代わりに制御部２６０９と周波数調整部２５０８とシンセサイザ部２６０２を備える。シンセサイザ部２６０２は、基準発振信号ＳＲＥＦ１と比較信号の位相差に比例したパルス幅を有する信号を出力する位相比較器２６０３と、位相比較器２６０３が出力する信号の低域成分の信号を出力するループフィルタ２６０４と、局部発振信号ＳＬ１を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２６０５と、基準発振信号ＳＲＥＦ１及び周波数調整部２６０８からの設定値に基づいてオーバーフロー信号を出力するアキュムレータ２６０７と、ＶＣＯ２６０５の出力する信号を分周して比較信号を出力する可変分周器２６０６とからなり、ＰＬＬを構成している。ＶＣＯ２６０５は、ループフィルタ２６０４が出力する信号に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を決定する。可変分周器２６０６は局部発振信号ＳＬ１を、周波数調整部２６０８からの設定値及びオーバーフロー信号に基づいて決定する分周数で分周する。制御部２６０９は周波数調整部１０１０の出力する信号に基づいて周波数調整部２６０８の動作を制御している。
　可変分周器２６０６の分周数は分数に設定することができる。アキュムレータ２６０７は周波数調整部２６０８から最大値Ｑ以下の分数分周数Ｆを設定することができ、基準発振信号ＳＲＥＦ１に基づいて分数分周数Ｆを加算する。加算した値が最大値Ｑを超えた時点でアキュムレータ２６０７はオーバーフロー信号を出力する。また、可変分周器２６０６は周波数調整部２６０８から整数分周数Ｍを設定することができ、アキュムレータ２６０７からのオーバーフロー信号が入力されるたびに分周数をＭまたはＭ＋１に切替える。その結果、可変分周器２６０６が位相比較器２６０３に対して出力する比較信号の周波数は、ＶＣＯ２６０５の出力する信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を分周数Ｍで分周した周波数と、分周数Ｍ＋１で分周した周波数とに交互に切り替わる。長時間平均において分周数は分周数Ｍと分周数Ｍ＋１との間の値に設定できる。したがって、基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１によりＶＣＯ２６０５が出力する局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１は式８で表される。
　ｆＬ１＝ｆＲＥＦ１×（Ｍ＋Ｆ／Ｑ）　…（式８）
　シンセサイザ部２６０２では基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１を下げずに、非常に小さな調整分解能を得ることができる。例えば、アキュムレータ２６０７が２０ビットである場合には、最大値Ｑは２２０となる。周波数ｆＲＥＦ１が１０ＭＨｚである場合には、周波数調整部２６０８が調整可能な分解能は約９．５４Ｈｚ（＝１０ＭＨｚ／２２０）となる。実際には、基準発振器１００４とシンセサイザ部２６０２との間に整数分周器を入れることで分数分周を実現できる。ＶＣＯ２６０５と可変分周器２６０６の間にプリスケーラを入れることでも分数分周を行うことができる。
　シンセサイザ部２６０２により、周波数調整部２６０８を動作させることに起因して発生するリップルをなくすと共に、調整ずれの発生頻度を抑制することが可能となる。前述の通り、周波数調整部２６０８を使用することにより局部発振信号ＳＬ２の周波数が周波数調整部１０１０の調整する範囲を超えないようにできる。しかし、温度センサ１００５の検出できる温度の分解能が高々０．１℃であることに起因して、周波数調整部２６０８は２．１４ｋＨｚ単位の調整リップルをもたらし、受信品質を劣化させる。しかし、周波数調整部２６０８は０．１℃の温度変化を検出した場合に一度に周波数ｆＬ１を２．１４ｋＨｚだけ周波数を調整せず、復調部１０１１の復調処理に影響を与えない許容周波数変動量で周波数ｆＬ１を調整することにより、受信品質の劣化を引き起こさず周波数ｆＬ１を調整することが可能となる。ここで、許容周波数変動量は主として受信装置のドップラー耐性で決定される。一般に携帯電話やポータブルテレビなどの携帯型の受信装置は移動しながら信号ＳＲを受信するので、受信信号ＳＲのレベルは時間変動する。この時間変動は移動速度及び受信信号ＳＲの周波数から定まるドップラー周波数と相関がある。受信装置が信号を正しく受信することができる最大のドップラー周波数をドップラー耐性と言う。例えば、ドップラー耐性が１００Ｈｚの場合、受信信号ＳＲの周波数が１００Ｈｚで変動しても受信が可能である。これは、１００Ｈｚのドップラー周波数に対応する移動速度で受信可能なことを意味する。受信装置のドップラー耐性は主として復調部１０１１の伝送路推定方法で決まる。
　ここで、復調部１０１１にとっては、受信信号ＳＲの周波数の変動と、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動は等価である。つまり、周波数変換器１００２は受信信号ＳＲと局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１との差の周波数の信号ＳＩＦを出力する。したがって、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１の変動も受信信号ＳＲのドップラー周波数に起因する変動と同じように復調部１０１１へ入力されるベースバンド信号の周波数を変動させる。したがって、復調部１０１１が１００Ｈｚのドップラー耐性を有する場合は、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１変動が１００Ｈｚ以内であれば、受信装置２６０１は受信信号ＳＲを受信できる。
　このように復調部１０１１の許容周波数変動量は主としてドップラー耐性で規定される。周波数調整部２６０８はこの許容周波数変動量より小さい単位で分周数を制御することにより、調整リップルをなくすことができる。ここで、許容周波数変動量より小さい単位で分周数を制御するために、シンセサイザ部２６０２は分数分周の可能なＰＬＬを用いる。シンセサイザ部２６０２では、２０ビットのアキュムレータ２６０７により、約９．５４Ｈｚの単位で周波数ｆＬ１を調整することができる。したがって、復調部１０１１の許容周波数変動量が１００Ｈｚである場合は、周波数調整部２６０８は分数分周数Ｆを１０ずつ増やす、あるいは減ずるように設定すれば、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１は約９５．４Ｈｚの幅で変えることができる。この幅は復調部１０１１の許容周波数変動量より小さいので、復調部１０１１はベースバンド信号を復調することができる。
　以下、制御部２６０９が周波数調整部２６０８を動作させることに起因して発生する調整ずれの発生頻度を抑制する方法について説明する。周波数調整部１０１０はベースバンド信号に基づいて周波数を調整する量を出力し、制御部２６０９はこの量が閾値を超えたらイネーブル信号ＳＥＮを周波数調整部２６０８に出力する。また、周波数調整部２６０８はイネーブル信号ＳＥＮが出力された場合に、温度センサ１００５の検出する温度に基づいて、シンセサイザ部２６０２の分数分周数Ｆ及び整数分周数Ｍを設定する。このとき、制御部２６０９は、周波数調整部１０１０に対して所定値を出力してもよい。一方、制御部２６０９がイネーブル信号ＳＥＮを出力していない時には、周波数調整部２６０８は温度センサ１００５の検出する温度に基づいて、復調部１０１１の許容周波数変動量より小さい単位でシンセサイザ部２６０２の分数分周数Ｆを設定する。具体的には、温度が０．１℃上昇した場合には、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を約２．１４ｋＨｚだけ小さくする必要がある。分数分周数Ｆを１０ずつ増加することにより、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を約９５．４Ｈｚずつ低くする。したがって、周波数調整部２６０８は所定の周期で２３回（２．１４ｋＨｚ／９５．４Ｈｚ）だけ分周数を設定することで、復調部１０１１が復調処理を継続したまま、局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を２．１４ｋＨｚだけ低くすることができる。例えば、分周数の設定周期が１０ミリ秒である場合には、０．１℃の温度変化に起因する基準発振信号ＳＲＥＦ１の周波数ｆＲＥＦ１の変動を２３０ミリ秒で調整することができる。この場合の調整速度は０．４３℃／秒である。図２６では、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量が－７００ｋＨｚを超えたときに周波数調整部２６０８が動作してベースバンド信号に調整ずれを生じる。実施の形態１３による受信装置２６０１では、制御部２６０９がイネーブル信号ＳＥＮを出力していないときでも、周波数調整部２６０８は許容周波数変動量より小さい単位で局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整する。したがって、温度変化率が０．４３℃／秒以下の場合は、局部発振信号ＳＬ２の周波数ｆＬ２の変動は周波数調整部１０１０の調整範囲を超えない。このように、温度変化率が所定値以下であれば、周波数調整部１０１０と、許容周波数変動量以下で調整する周波数調整部２６０８を同時に動作させることにより、分周数の大幅調整に起因するベースバンド信号の調整ずれの発生を防ぐことができる。
　（実施の形態１４）
　図３２は実施の形態１４による受信装置２７０１のブロック図である。を説明する。図３２において、図１７に示す実施の形態９による受信装置１０００と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。受信装置２７０１は、図１７に示す受信装置１０００の周波数調整部１００６と復調部１０１１の代わりに周波数調整部２７０２と復調部２７０３を備える。復調部２７０３は同期検出信号ＳＳを出力し、周波数調整部２７０２には同期検出信号ＳＳと、周波数調整部１０１０が調整する周波数の量が入力されている。
　復調部２７０３は、ベースバンド信号に基づいて周波数同期を取った後にベースバンド信号を復調する。復調部２７０３は周波数同期が取れている期間に同期検出信号ＳＳを出力し、周波数同期が取れていない期間は同期検出信号ＳＳを出力しない。周波数調整部２７０２は、同期検出信号ＳＳが入力されている期間は、周波数調整部１０１０は調整する周波数の量に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整し、同期検出信号ＳＳが入力されていない期間は温度センサ１００５の検出する温度に基づいて局部発振信号ＳＬ１の周波数ｆＬ１を調整する。これにより、受信装置２７０１は、周波数同期が取れている期間は調整分解能を高くすることができ、周波数同期が取れていない期間は温度センサ１００５で検出した温度に基づいて周波数ｆＬ１、ｆＬ２を調整することができる。
　このように、周波数同期が取れている期間は、周波数ｆＬ２の差異の分解能の小さい周波数調整部１０１０のみに基づいて周波数ｆＬ２を調整することができる。
　復調部２７０３ではなく、周波数調整部１０１０が同期検出信号を出力してもよい。
　実施の形態１～１４による受信装置では、ＭＥＭＳ振動子１１４、１００４Ａとして、シリコン等の半導体材料よりなる振動子、ポリシリコンよりなる振動子である。ＭＥＭＳ振動子１１４、１００４Ａは、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰＺＴ等の薄膜圧電材料をベースとした薄膜バルク弾性共振器（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ：ＦＢＡＲ）や、ＳｉＯ２などの他の薄膜材料をベースとした振動子であってもよい。また、ＭＥＭＳ振動子１１４、１００４Ａは弾性表面波を用いた弾性表面波（ＳＡＷ）振動子や、異なる物質の境界を伝播する境界波を用いた弾性境界波振動子であってもよい。これらの振動子は、ＡＴカット水晶振動子と同程度の周波数温度特性を有しておらず、そのほとんどの１次の温度係数αはゼロではない。例えば、印加する電界と同一方向に振動する厚み縦振動でＡｌＮよりなるＦＢＡＲの振動子の温度係数α－２５ｐｐｍ／℃であり、ＺｎＯよりなる振動子の温度係数αは－６０ｐｐｍ／℃程度である。また、でも、基材に３６°ｙカットのタンタル酸リチウムよりなるＳＡＷ振動子の温度係数αは－３５ｐｐｍ／℃程度であり、６４°Ｙカットのニオブ酸リチウムよりなるＳＡＷ振動子の温度係数αは－７２ｐｐｍ／℃程度である。これらの振動子は、水晶振動子より小型にでき、実施の形態１～１４によるシンセサイザや受信装置で用いることができる。また、これらの振動子は半導体ＩＣと一体化することができる。半導体ＩＣの多くがシリコン基板上に形成されるので、特にシリコンよりなるＭＥＭＳ振動子はＩＣと同時に形成できる。また、ＡｌＮ、ＺｎＯなどの圧電薄膜材料すなわちＦＢＡＲの材料も半導体基板上に、配向させ、成膜できるので、振動子をＩＣと一体化できる。なお、ＳＡＷや境界波を用いた振動子や、ＦＢＡＲを用いる場合、小型化するために、より高い共振周波数を有するように振動子を構成した方がより好ましく、その場合、ＰＬＬを構成しないシンセサイザが良い場合もある。例えば、ＳＡＷ振動子を有する基準発振器に分周器を接続し、その分周器を調整して周波数を調整する。また、ＳＡＷ振動子を有する基準発振器に負荷容量として、スイッチを有する複数のコンデンサを接続し、スイッチを切り替えることにより負荷容量を離散的に切り替えて周波数を調整することができる。
　シンセサイザ部１０１、２６０２はＰＬＬよりなるが、遅延ロックドループ（ＤＬＬ）より構成されていてもよい。また、シンセサイザ部１０１、２６０２は、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）等のループを構成しないシンセサイザであってもよい。シンセサイザ１０１、２６０２を構成するＤＤＳは、例えば、予め信号を記憶するメモリと、その信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ（Ａ／Ｄ）変換器を備えてもよい。また、基準発振器１０２に直接接続された分周器で周波数を調整してもよい。また、基準発振器の負荷インピーダンスを調整して周波数を調整してもよい。基準発振器の負荷印ピーダンスとして、スイッチを有する複数のコンデンサを基準発振器に接続し、そのスイッチを切り替えることにより負荷インピーダンスを離散的に切り替えて周波数を調整することができる。
　実施の形態１～１４によるシンセサイザは周波数を大きく変化させることもでき、周波数温度補償のみならず、チャンネル切替えにも用いることが可能となる。この場合は、整数分周数も同時に変化させる。なお、周波数温度補償の場合でも、分数分周数のみではなく、整数分周数を切替えても良い。
　なお、ＩＳＤＢ－Ｔ規格の受信装置を説明したが、放送方式はこれに限るものではない。テレビシステムでは、例えば、欧州等での規格であるＤＶＢ－Ｔ規格やＤＶＢ－Ｈ規格などのシステムでも良く、これらのシステムでは、ＩＳＤＢ－Ｔ同様のＯＦＤＭ方式が採用されており、最小のキャリアの間隔は１ｋＨｚである。また、携帯電話システムなどに、実施の形態１～１４による受信装置を適用しても同様の効果が得られる。例えば、周波数差異条件の設定では、画像受信の周波数差異条件の代わりに、通話時の受信品質に着目した周波数差異条件や、データ受信時にエラーフリーとなるようなエラーフリーの周波数差異条件が想定でき、それに応じた所定の周波数調整分解能を設定する。
　周波数を補償するためのデータを記憶するメモリ１１７はシンセサイザの外部に備えても良い。そのデータは、温度に対応する分周数そのものであってもよく、そのデータに基づいて外部で分周数を算出できてもよい。
　本発明によるシンセサイザは、温度に対する発振周波数の変化が大きい振動子を用いても、安定した周波数の信号を出力でき、携帯電話端末や放送受信機等の小型で低コストの受信装置に有用である。

Claims (20)

  1. ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成するシンセサイザ部と、
    温度変化による前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、
    前記周波数変動検出器が検出した周波数変動に基づいて、前記局部発振信号の前記周波数を調整する周波数調整部と、
    を備えたシンセサイザ。
  2. 前記シンセサイザは、受信信号を受信する受信装置に用いられるよう構成されており、
    前記周波数変動検出器は、前記局部発振信号の周波数と前記受信信号の周波数との差異に基づいて温度変化による前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する、請求項１に記載のシンセサイザ。
  3. 前記受信信号は複数のキャリアを含み、
    前記周波数変動検出器が検出する周波数分解能は、前記複数のキャリアの間隔以内である、請求項２に記載のシンセサイザ。
  4. 前記ＭＥＭＳ振動子の１次の温度係数は、１．２ｐｐｍ／℃以上である、請求項１記載のシンセサイザ。
  5. ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１の局部発振信号を生成する第１のシンセサイザ部と、
    前記第１の局部発振信号に基づいて、受信信号を周波数変換する第１の周波数変換器と、
    前記第１の周波数変換器が出力する信号と前記受信信号とに基づいて、前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、
    前記周波数変動検出器が検出した周波数変動に基づいて、前記第１局部発振信号の前記周波数を調整する第１の周波数調整部と、
    を備えた受信装置。
  6. 第２の局部発振信号を発生する第２のシンセサイザ部と、
    前記第２の局部発振信号に基づいて、前記第１の周波数変換器が出力する前記信号を周波数変換する第２の周波数変換器と、
    を備え、
    前記周波数変動検出器は、前記第２の周波数変換器が出力する信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する、請求項５に記載の受信装置。
  7. 前記周波数変動検出部が検出した周波数変動に基づいて、前記第２の局部発振信号の周波数を調整する第２の周波数調整部をさらに備えた、請求項６に記載の受信装置。
  8. 温度を検出する温度センサをさらに備え、
    前記第１の周波数調整部は、前記温度検出部の検出結果又は前記周波数変動検出器が検出した周波数変動の少なくとも一方に基づいて、前記第１の局部発振信号の周波数を調整する、請求項５に記載の受信装置。
  9. 前記受信信号は基準シンボルを含み、
    前記周波数変動検出器は、前記基準シンボルに基づいて周波数変動を検出する、請求項５に記載の受信装置。
  10. 前記ＭＥＭＳ振動子は、前記第１シンセサイザ部とは異なる半導体基板に形成された請求項５に記載の受信装置。
  11. 基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１の局部発振信号を生成する第１のシンセサイザ部と、
    前記第１の局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１の周波数変換器と、
    第２の局部発振信号を生成する第２のシンセサイザ部と、
    前記第２の局部発振信号に基づいて前記第１の周波数変換器から出力された信号を周波数変換する第２の周波数変換器と、
    温度を検出する温度センサと、
    前記検出された温度に基づいて、前記第１の局部発振信号の前記周波数と前記第２の局部発振信号の周波数の少なくとも一方を調整する第１の周波数調整部と、
    前記第２周波数変換器が出力する信号に基づいて、前記第１の局部発振信号の前記周波数と前記第２の局部発振信号の周波数の少なくとも一方を調整する第２の周波数調整部と、
    を備えた受信装置。
  12. 前記第１の周波数調整部が調整する前記周波数の範囲は、前記第２の周波数調整部が調整する前記周波数の範囲より大きい、請求項１１に記載の受信装置。
  13. 前記第１の周波数調整部は、前記検出された温度の時間変化率に基づいて調整量を決定する、請求項１１に記載の受信装置。
  14. 前記周波数調整量が任意の閾値を超えたときに前記第１の周波数調整部を動作させる制御部をさらに備えた、請求項１１に記載の受信装置。
  15. 前記周波数調整量の時間変化率が任意の閾値を超えたときに前記第１の周波数調整部を動作させる制御部をさらに備えた、請求項１１に記載の受信装置。
  16. 前記第１の周波数調整部を動作させるとともに、前記第２の周波数調整部が調整する周波数の量を所定値に設定する制御部をさらに備えた、請求項１１に記載の受信装置。
  17. 前記第２の周波数変換器が出力する前記信号を復調する復調部をさらに備え、
    前記第１の周波数調整部が調整する前記周波数の量は前記復調部の許容周波数変動量より小さい、請求項１１に記載の受信装置。
  18. 前記第２の周波数変換器の出力する前記信号に基づいてタイミング信号を出力する復調部と、
    前記タイミング信号に基づいて前記第１の周波数調整部を動作させる制御部と、
    をさらに備えた、請求項１１に記載の受信装置。
  19. 前記第２の周波数変換器が出力する前記信号に基づいて前記第１の周波数調整部に同期検出信号を出力する復調部をさらに備え、
    前記第１の周波数調整部は前記同期検出信号が出力された場合に、前記検出された温度に基づいて前記周波数を調整する、請求項１１に記載の受信装置。
  20. 前記第２の周波数変換器が出力する前記信号を復調する復調部と、
    前記復調された信号を表示する表示部と、
    をさらに備えた、請求項１１に記載の受信装置。
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