JP4998275B2 - 受信装置とこれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、信号を受信する受信装置及び電子機器に関する。

以下、従来の受信装置に関して、図２を用いて説明する。図２で受信装置１０１は、第１基準発振信号を出力する第１基準発振器１０４と、第１基準発振信号に基づいて第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部１０３と、第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器１０２と、第２基準発振信号を出力する第２基準発振器１０９と、第２基準発振信号に基づいて第２局部発振信号を生成する第２シンセサイザ部１０８と、第２局部発振信号に基づいて第１周波数変換器１０２から出力された信号を周波数変換する第２周波数変換器１０７と、第２周波数変換器１０７の出力信号に基づいて第２局部発振信号の周波数調整を行う第２周波数調整部１１０とから構成される。この構成において、第１局部発振信号が周波数偏差を有する場合は、第２周波数調整部１１０が第２周波数変換器１０７の出力信号を基に周波数偏差を検出し、第２局部発振信号の周波数を調整することにより、この周波数偏差を調整することができる。

従来の受信装置は、第２周波数調整部１１０において、受信信号に基づいて第１局部発振信号の周波数偏差を検出し、第２局部発振信号の周波数調整を行っている。また、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いることにより広帯域の周波数偏差を検出し、第２局部発振信号の周波数調整を行っているものもある。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１、非特許文献１が知られている。
特許第３２３８１２０号公報 関隆史、他２名、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」、テレビ学技告、ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．３８、ｐｐ１３−１８、Ａｕｇ．１９９５

特許文献１に開示されているように、第２周波数調整部１１０は送信側で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いることにより広帯域な周波数偏差の検出が可能である。例えば日本のデジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）では、第２周波数調整部１１０は数百ｋＨｚの周波数偏差を検出することができる。従来においては、第１シンセサイザ部１０３の基準信号となる第１基準発振器１０４は水晶振動子を用いていたため、第１シンセサイザ部１０３が出力する第１局部発振信号の周波数偏差が第２周波数調整部１１０の調整範囲を超えることはなかった。具体的には、水晶振動子は一般にＡＴカットが用いられ、受信装置及び電子機器の使用温度範囲内（−４０℃〜＋８５℃）において高々±３０ｐｐｍの周波数変動幅であるため、第１局部発振信号を例えば１ＧＨｚとすると、温度変化による周波数変動幅は高々±３０ｋＨｚであり第２周波数調整部１１０の調整範囲内であった。

しかしながら、第１基準発振器１０４を構成する振動子として温度特性が良好でないものを用いると、第１局部発振信号が有する周波数偏差が、第２周波数調整部１１０の調整範囲を超えてしまうため調整をすることができない。具体例として近年、実用化検討が進んでいるシリコン振動子が挙げられる。シリコン振動子は水晶振動子に比べて小型化及び低コスト化を図ることができるため、水晶振動子の代替デバイスとして期待されている。しかしながら、温度特性が約−３０ｐｐｍ／℃となる欠点を有し、−４０℃〜＋８５℃の温度範囲では３７５０ｐｐｍもの周波数変動幅となる。これは、第１局部発振信号の１ＧＨｚに対して、３７５０ｋＨｚもの周波数変動幅となり、第２周波数調整部１１０の調整範囲を超えるため調整ができず、後段の受信処理ができなくなる。従って、シリコン振動子を用いた発振器は温度変化に伴う周波数変動の影響が小さい特定分野にしか実用化されておらず、携帯電話や放送受信チューナーなどの高周波受信装置の分野には用いることができなかった。

そこで、本発明は、第２周波数調整部により第２局部発振信号を調整するとともに、第１局部発振信号を調整することにより、温度特性の良好でない基準発振器の周波数偏差を調整し、これにより従来の水晶振動子を用いた受信装置から例えば小型なシリコン振動子に代替した受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、第２局部発振信号を生成する第２シンセサイザ部と、前記第２局部発振信号に基づいて前記第１周波数変換器から出力された信号を周波数変換する第２周波数変換器と、温度を検出する温度センサー部と、前記温度センサー部の検出温度に基づいて、前記第１局部発振信号と前記第２局部発振信号の少なくとも一方の周波数調整を行う第１周波数調整部と、前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて、前記第１局部発振信号と前記第２局部発振信号の少なくとも一方の周波数調整を行う第２周波数調整部と前記温度センサー部の検出温度又は前記第２周波数調整部が出力する周波数調整量に基づいて、前記第１周波数調整部を動作させる制御部と、を備え、前記第１周波数調整部の周波数調整範囲は、前記第２周波数調整部の周波数調整範囲より大きく、前記制御部は、前記検出温度又は前記周波数調整量が任意の閾値を超えた場合に前記第１周波数調整部を動作させる構成を有する。

上記構成により、第２周波数調整部と第１周波数調整部が、第１局部発振信号と第２局部発振信号を調整することにより、温度特性の良好でない基準発振器の周波数偏差を調整することが可能となる。さらに、制御部が第１周波数調整部と第２周波数調整部を連携動作させることにより、第１周波数調整部の動作に起因する調整リップルの発生を大幅に抑制することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における受信装置のブロック図である。

図１において、受信装置１は、第１基準発振信号を出力する第１基準発振器４と、第１基準発振信号に基づいて第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部３と、第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器２と、温度を検出する温度センサー部５と、温度センサー部５の検出温度に基づいて第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部６と、第２基準発振信号を出力する第２基準発振器９と、第２基準発振信号に基づいて第２局部発振信号を生成する第２シンセサイザ部８と、第２局部発振信号に基づいて第１周波数変換器２から出力された信号を周波数変換する第２周波数変換器７と、第２周波数変換器７の出力信号に基づいて第２局部発振信号の周波数調整を行う第２周波数調整部１０を備える。

尚、この受信装置１を搭載した電子機器（図示せず）は、第２周波数変換器７の出力側に接続された復調部１１と、この復調部１１の出力側に接続された信号処理部（図示せず）と、信号処理部の出力側に接続された表示部（図示せず）とを備える。

以下、第２周波数調整部１０を用いた従来の周波数調整方法を説明する。なお、以下においては、受信装置１はデジタル放送信号の受信装置として説明する。第２周波数調整部１０は、特許文献１に開示されているように、広帯域キャリア周波数偏差算出回路（図示せず）と狭帯域キャリア周波数偏差算出回路（図示せず）の２つの周波数偏差算出回路を有する。広帯域キャリア周波数偏差算出回路は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いることにより、キャリア間隔単位の周波数偏差を算出することができる。日本のデジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）においては直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ）が採用され、その受信帯域幅５．６ＭＨｚの中に周波数同期用の基準シンボルの配置パターンが４周期あるため、１周期は約１．４ＭＨｚ（＝５．６ＭＨｚ／４周期）となる。従って、第２周波数調整部１０は内部で生成した既知信号と、第２周波数変換器７の出力信号（ベースバンド信号、以下ＢＢ信号という）に含まれる既知信号とを比較することにより、±７００ｋＨｚ（＝１．４ＭＨｚ／２）の周波数偏差を検出することができる。一方、狭帯域キャリア周波数偏差算出回路は、ＯＦＤＭ信号の中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部のコピーであることから、それらの間の相関を利用することにより、キャリア間隔以内の周波数偏差を検出する。非特許文献１に開示されているように、この狭帯域キャリア周波数偏差算出回路は、第２周波数調整部１０の中の積分器であるループフィルタ（図示せず）のループ利得を適切に設定することによりキャリア間隔の１％以内の周波数偏差を検出することが可能である。ＩＳＤＢ−Ｔにおいては、Ｍｏｄｅ３の場合、キャリア間隔は約１ｋＨｚであるため、１０Ｈｚ以下の分解能で周波数偏差検出を行うことが可能である。第２周波数調整部１０は第２シンセサイザ部８の設定値に対して、広帯域キャリア周波数偏差算出回路及び狭帯域キャリア周波数偏差算出回路で検出した周波数偏差を加算することにより、第２局部発振信号を調整し、当該周波数偏差を除去する。第２周波数調整部１０は、以上のような周波数偏差検出手段及び調整手段により、送信側の局部発振信号と第１局部発振信号の周波数偏差、若しくは伝送路に起因して発生した周波数偏差を除去することができる。

ここで、従来の受信装置においては、基準発振器として水晶振動子を用いたものが一般に用いられ、その周波数変動幅は受信装置及び電子機器の使用温度範囲内（−４０℃〜＋８５℃）において高々±３０ｐｐｍである。この変動幅が第２周波数調整部１０に与える影響を考えると、デジタル放送ではＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）が用いられるため、第１周波数変換器２の出力信号（以下、中間周波数信号）の周波数を例えば５７ＭＨｚとすると、第１局部発振信号は最大で７１３ＭＨｚ（＝７７０−５７）となる。従って、使用温度範囲内の変動幅は最大で約±２１ｋＨｚ（＝７１３ＭＨｚ×３０×１０＾−６）となる。中間周波数信号の周波数は受信信号と第１局部発振信号の差分となるので、その変動幅は同じく約±２１ｋＨｚとなるが、これは第２周波数調整部１０の調整範囲である±７００ｋＨｚに比べて十分小さいため、問題とならなかった。しかし、シリコン振動子を用いて第１基準発振器４を構成した場合は、温度特性が約−３０ｐｐｍ／℃となるため、−４０℃〜＋８５℃の温度範囲で３７５０ｐｐｍもの周波数変動幅となる。同様に第２周波数調整部１０に与える影響を考えると、第１局部発振信号の周波数変動幅は約２６７４ｋＨｚ（＝７１３ＭＨｚ×３７５０×１０＾−６）となり、中間周波数信号の変動幅も約２６７４ｋＨｚとなる。これは第２周波数調整部１０の調整範囲を超えるので、第２周波数変換器７においてこの周波数偏差を調整することができず、復調部１１において周波数同期が取れないため復調処理ができなくなる。これは、近年実用化段階に入ったシリコン振動子を用いることにより新たに発生した課題であり、小型で低コストなシリコン振動子をデジタル放送受信装置等の高周波受信装置に適用する上で、大きな弊害となることが分かった。

以下、従来の受信装置において、シリコン振動子を用いて構成した第１基準発振器４を用いた場合の周波数変動の様子を、図を用いて説明する。図４は第１基準発振器４の出力である第１基準発振信号の周波数変動を示した図である。例として７７０ＭＨｚの信号を受信する場合を説明する。図の横軸は時間、縦軸は周波数を表し、この例ではｔ＝ｔ０において２５℃で、その後線形に上昇し、ｔ＝ｔ１で６５℃となっている。２５℃におけるシリコン振動子の発振周波数を１０ＭＨｚとすると、シリコン振動子は温度係数が−３０ｐｐｍ／℃であるので、６５℃まで上昇することにより−１２００ｐｐｍ（＝３０×（６５−２５））の周波数変動が生じ、第１基準発振信号は９．９８８ＭＨｚとなる。図５はこの場合の第１局部発振信号の周波数変化を表したものである。中間周波数信号を例えば５７ＭＨｚとすると、ｔ＝ｔ０において、第１局部発振信号を７１３ＭＨｚに設定するが、第１基準発振信号の周波数変動に起因して、６５℃では７１２．１４４ＭＨｚまで下降する。図６は中間周波数信号の周波数変化を表している。ｔ＝ｔ０では５７ＭＨｚだが、６５℃では５６．１４４ＭＨｚまで下降する。これは、第１周波数変換器２が受信信号と第１局部発振信号の差分周波数を中間周波数信号として出力するため、第１局部発振信号の周波数変動の絶対値（８５６ｋＨｚ）がそのまま中間周波数信号の周波数変動となるためである。図７は第２周波数調整部１０を動作させない場合の、ＢＢ信号の周波数変動を表している。第２シンセサイザ部８には中間周波数信号と同じ５７ＭＨｚが設定され、これにより中間周波数信号帯域をＢＢ信号帯域に変換するため、ｔ＝ｔ０では０Ｈｚ（ベースバンド）となるが、６５℃では−８５６Ｈｚまで下降する。図８は細線が図７と同条件のＢＢ信号であり、太線は第２周波数調整部１０を動作させた場合のＢＢ信号を表している。第２周波数調整部１０は±７００ｋＨｚまで調整可能であるので、ＢＢ信号の周波数偏差が−７００ｋＨｚとなる５７．７℃までは第２局部発振信号の周波数調整により０Ｈｚとすることができる。しかし、５７．７℃以上ではＢＢ信号の周波数偏差が第２周波数調整部１０の調整範囲を超えるため、周波数調整を行わない場合と同じ傾きで下降する。この状態では復調部１１では周波数同期がとれず、復調処理を行うことはできない。従って、５７．７℃以上では受信不可となる。同様に、温度が下降する場合には、−７．７℃までしか第２周波数調整部１０が機能しない。つまり、シリコン振動子を用いた場合は−７．７℃〜＋５７．７℃の温度範囲しか受信処理を行うことはできず、受信装置及び電子機器に求められる使用温度範囲（−４０℃〜＋８５℃）をカバーすることができない。

そこで、本願発明は、第２の周波数調整方法として、温度センサー部５の温度検出結果に基づいて第１局部発振信号を調整することにより、温度変化に起因する第１基準発振信号の周波数変化を除去する。以下、図３を用いてこの調整方法を説明する。図３において、第１シンセサイザ部２０１は第１基準発振信号と比較信号の位相差に比例したパルス幅信号を出力する位相比較器２０２と、パルス幅信号を入力し低域濾過後信号を出力するループフィルタ２０３と、低域濾過後信号に基づいた周波数の信号を出力するＶＣＯ２０４と、第１周波数調整部６が設定した分周比に従ってＶＣＯ２０４の出力信号を分周し比較信号を出力する分周器２０５とからなり、これらはＰｈａｓｅｄ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ（以下、ＰＬＬ）を構成している。この構成において、第１基準発振信号の周波数をｆｒｅｆ、ＶＣＯ２０４の周波数をｆｖｃｏ、分周器２０５に設定された分周比をＭとすると、位相比較器２０２にはｆｒｅｆとｆｖｃｏ／Ｍの２つの信号が入力されるが、ループ構成により、この２つの信号の周波数が同一になるようにループフィルタ２０３の出力電圧が収束する。従って、ｆｖｃｏは（数１）で表される。

この関係を用いて、第１周波数調整部６は分周器２０５の分周比Ｍを制御することにより、第１シンセサイザ部２０１から所望の周波数を出力させることができる。また、分周器２０５において分数分周を実現する方法としてフラクショナルＮ方式やΔΣ方式が用いられており、これらの方式を用いることにより、ｆｖｃｏの設定分解能を格段に小さくすることが可能となる。

この構成を用いて、第１基準発振信号が１０ＭＨｚの場合に、第１局部発振信号として７１３ＭＨｚを出力するためには、第１周波数調整部６は分周器２０５に対して分周比Ｍを７１．３とする設定を行えばよい。

ここで第１基準発振器４にシリコン振動子を用いた場合には、温度変動に対応して第１基準発振信号、すなわちｆｒｅｆが大きく変動する。このｆｒｅｆの変動を調整するために、温度センサー部５は第１基準発振器４の周囲温度を検出し、第１周波数調整部６はこの検出温度に基づいて分周器２０５を制御し、ｆｖｃｏを一定の値に保つことができる。以下、シリコン振動子で構成された第１基準発振器４の出力周波数（ｆｒｅｆ）が２５℃の場合に１０ＭＨｚであり、ｆｖｃｏとして７１３ＭＨｚを得る場合について説明する。シリコン振動子の温度が２５℃である場合には、前述の通り、第１周波数調整部６は分周器２０５に対して分周比Ｍを７１．３と設定すればよい。シリコン振動子の温度が３０℃となった場合には、温度係数が−３０ｐｐｍ／℃なので、ｆｒｅｆ＝９．９９８５ＭＨｚ（Δｆ＝１０ＭＨｚ×３０ｐｐｍ／℃×５℃＝０．００１５ＭＨｚ）となる。従って、第１周波数調整部６は分周器２０５に対して分周比を７１．３１０７（＝７１３ＭＨｚ／９．９９８５ＭＨｚ）を設定すればよい。このようにして、第１周波数調整部６は温度センサー部５の検出結果に基づき、分周器２０５の分周比Ｍを制御することによりｆｖｃｏを一定の値に保つことができる。なお、第１周波数調整部６は温度センサー部５の検出温度及びシリコン振動子の温度係数を用いてｆｖｃｏを得るための分周比Ｍを演算により求めてもよいし、予めメモリに格納した温度と分周比の対応テーブルに基づいて分周比Ｍを設定してもよい。

第１周波数調整部６は上述のように分周器２０５を制御することにより、ＶＣＯ２０４の周波数可変幅（数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚ）にわたってｆｖｃｏを調整することができる。また、温度センサーは半導体ベースのものや、サーミスタなどが用いられるが、その温度検出範囲は使用温度範囲（−４０℃〜＋８５℃）に比べて十分に広い。すなわち、従来の第２周波数調整部１０による調整範囲が±７００ｋＨｚであったのに対し、第１周波数調整部６を用いた場合はシリコン振動子の温度特性に起因する第１局部発振信号の周波数変化幅（約２６７４ｋＨｚ）を十分に調整することができる。

ここで、従来の第２周波数調整部１１０は、送信側の局部発振信号と第１局部発振信号の周波数偏差、若しくは伝送路に起因して発生した周波数偏差を調整することができるのに対し、第１周波数調整部６はシリコン振動子の周囲温度のみに基づいて調整を行うため、送信側の局部発振信号がオフセットを有する場合や、伝送路に起因して受信信号に周波数オフセットが生じた場合には、これらの周波数偏差を調整することができない。本願発明は、第１周波数調整部６の広範な調整範囲を利用してシリコン振動子の温度特性に起因する第１局部発振信号の広範な周波数変化を調整するとともに、第２周波数調整部１０により、送信側の局部発振信号がオフセットと伝送路に起因する周波数オフセットを調整することができ、それぞれの調整方法が有する固有の課題を解決することができる。

また、本願発明を用いれば周波数同期が未確立の期間でも、第１局部発振信号の周波数偏差を調整することができる。つまり、受信信号レベルが低い等により基準シンボルを検出できず周波数同期が取れない場合、または選局後の周波数同期確立前の期間は、第２周波数調整部１０は機能しないため、第１局部発振信号の周波数偏差を調整することができないが、第１周波数調整部６は温度センサー部５の検出温度に基づくため、周波数同期の有無に関わらず、常に周波数調整が可能である。

また、本願発明は、温度変化に対する追従性を上げる効果をも有する。第２周波数調整部１０は通常、数百ミリ秒の追従性を有する。例えば、非特許文献１によると、キャリア間隔の０．４倍の周波数偏差を約２５０シンボルで収束させられることが示されている。ＩＳＤＢ−Ｔにおいては、キャリア間隔は約１ｋＨｚ、シンボル期間は約１ミリ秒であるので、約４００Ｈｚの周波数偏差を約２５０ミリ秒で収束させられることとなり、１．６ｋＨｚ／秒（＝４００Ｈｚ／０．２５秒）の周波数調整速度となる。従って、シリコン振動子で構成される第１基準発振器４が２．２４ｐｐｍ／秒（＝１．６ｋＨｚ／７１３ＭＨｚ）を超える周波数変動となる場合には追従できない。これは、シリコン振動子が０．０７５℃／秒（＝２．２４／３０）以上の温度変化をした場合には追従できず、受信品質が劣化することを意味する。一方、温度センサー部５の温度検出速度は第２周波数調整部１０の収束速度に比べて十分に速いため、第１周波数調整部６が十分速い周期で調整を行うことにより、０．０７５℃／秒を超える温度変化に対しても第１局部発振信号の周波数偏差を調整することができる。

また、復調部１１の後段に表示部（図示せず）を接続することにより、電子機器を構成することができる。これにより、シリコン振動子を用いた受信装置１を採用し、小型で低価格な電子機器を実現することができる。

なお、以上、説明した実施の形態で説明した温度センサーとしては、一般的に用いられている半導体を流れる電流の温度特性を利用したような半導体ベースのものや、サーミスタなどが挙げられるが、これに限るものではない。例えば温度特性の異なる振動子を２つ用意し、その周波数差から、間接的に温度をセンシングすることが可能である。或いは、別のクロックや周波数情報を有する信号との比較や乗算により、その差分を検知して、温度に起因する基準周波数のずれをセンシングしても良い。別のクロックとしては、希望波となる受信信号そのものや、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）用の信号、或いは、電子機器なら、他の回路ブロックから、供給してもらった信号などが挙げられる。要は、温度情報を直接、或いは間接に検知できる手段であれば良い。

また、受信装置１には第１基準発振器４が内蔵される構成としたが、基準発振信号の入力端子を設け、外部に設置した基準発振器と接続してもよい。これにより、受信装置１を含む電子機器は、他の回路ブロックと基準発振器を共用化することができる。

また、第２基準発振器９に基づいて第２局部発振信号を生成する構成としたが、この第２基準発振器をシリコン振動子により構成してもよい。或いは、第２基準発振器９を削除し、第１基準発振器４に基づいて第２局部発振信号を生成してもよい。これにより、更に小型化、低コスト化を実現することが可能となる。これらの場合は、第２局部発振信号もシリコン振動子の温度特性に起因して周波数変動が生じるが、第２局部発振信号の周波数が小さい場合には、その周波数変動幅は、第２周波数調整部１０の調整範囲内となるため問題とならない。具体例として、中間周波数信号が５７ＭＨｚの場合は、使用温度範囲内において、第１局部発振周波数は約２６７４ｋＨｚの変動幅を有するのに対し、第２局部発振周波数は約２１４ｋＨｚ（＝５７ＭＨｚ×３７５０×１０＾−６）となるからである。

また、第１周波数変換器２は受信信号を周波数変換するとしたが、さらに前段に受信信号を処理する他のブロックを有してもよく、また第１周波数変換器２と第２周波数変換器７の間にさらに他のブロックを有してもよい。

また、第２周波数調整部１０は第２周波数変換器７の出力信号に基づいて第１局部発振信号を調整してもよいし、第１周波数調整部６は温度センサー部５の検出温度に基づいて第２局部発振信号を調整しても、本実施の形態の効果を実現することができる。

また、第１周波数調整部６は温度センサー部５の検出温度の時間変化率に基づいて第１局部発振信号を調整してもよい。例えば、温度の時間変化率に基づき、第１周波数調整部６が分周器２０５の分周比を所定周期で所定単位ずつ増加あるいは減少させることにより、基準発振信号の周波数変化率を分周比の制御速度で相殺することができ、第１局部発振信号の時間変動を抑制することができる。同様に、第２周波数調整部１０は、第２周波数変換器７が出力する周波数の時間変化率に基づいて第１局部発振信号又は第２局部発振信号を調整してもよい。

また、受信装置１はデジタル放送信号の受信装置として説明したが、携帯電話受信装置や無線ＬＡＮ装置等の受信装置においては、デジタル放送よりも高い周波数（携帯電話は約１．８ＧＨｚ、無線ＬＡＮは約２．４ＧＨｚ）を用いるため、第１基準発振信号の周波数変動に起因する第１局部発振信号の周波数変動幅は更に大きくなる。従って、シリコン振動子で構成した第１基準発振器４を用いた場合は、従来の第２周波数調整部１１０のみで調整を行うことは更に困難となり、本願発明の効果は更に高まる。

（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２における受信装置のブロック図である。

図９において、制御部９０３は、第２周波数調整部１０が出力する周波数調整量に基づいてイネーブル信号を出力し、第１周波数調整部９０２はイネーブル信号に基づいて周波数調整を実行する。また、制御部９０３は、閾値を格納する閾値メモリ９０４と、周波数調整量と閾値メモリ９０４に格納された値を比較しイネーブル信号を出力する比較器９０５とで構成される。

この構成により、さらに安定して周波数調整を行うことができる。

前述の通り、第１周波数調整部９０２を用いることにより、シリコン振動子の温度特性に起因する第１局部発振信号の周波数変化幅にわたって調整を行うことが可能となった。しかし、第１周波数調整部９０２の使用に付随して、従来の第２周波数調整部１１０にはなかった課題が発生する場合があることが分かった。この付随課題は、温度センサー部５の検出分解能に起因するものであり、以下具体例を用いて説明する。温度センサーは、半導体を用いたものであっても、サーミスタを用いたものであっても、周囲温度と関連して生じる電圧をＡＤコンバータでデジタル化することにより温度を検出するが、主にこのＡＤコンバータの量子化雑音がボトルネックとなり、温度の検出分解能は高々±０．１℃である。この検出分解能により、第１周波数調整部９０２の周波数調整分解能が律束されることになる。具体的には、シリコン振動子の温度係数が−３０ｐｐｍ／℃であるので、温度センサーの検出分解能を０．１℃とすると３ｐｐｍ（＝３０ｐｐｍ／℃×０．１℃）が最小の制御単位となる。従って、第１局部発振信号が７１３ＭＨｚの場合は、２．１４ｋＨｚが最小の制御単位となる。これは送受信システムで用いられている変復調方式によっては、復調部１１の復調処理に悪影響を与える場合がある。例えばＩＳＤＢ−Ｔでは、ＯＦＤＭ信号を構成する各キャリアは約１ｋＨｚ間隔で配置されているが、第１シンセサイザ部３の出力信号を２．１４ｋＨｚだけ変動させると、２キャリア分以上の周波数変動をもたらすこととなり、復調部１１の周波数同期に悪影響を与え、受信品質の劣化をもたらす。

以下、この場合の周波数変動の様子を図１１を用いて説明する。ここでは、実施の形態１における動作説明と同様、シリコン振動子の温度が２５℃から６５℃まで上昇し、図４〜図７と同様の周波数関係となる場合を前提とする。図１１で細線は第１周波数調整部９０２も第２周波数調整部１０も動作させない場合のＢＢ信号、太線はともに動作させた場合のＢＢ信号を表している。第１周波数調整部９０２は十分広範囲に行うことができるので−８５６ｋＨｚ（ｔ＝６５℃）となった場合でもＢＢ信号を０Ｈｚとすることが可能である。しかし、２．１４ｋＨｚの単位でしか調整を行うことができないため、温度変化に対して十分速い周期で第１シンセサイザ部３の制御を行ったとしても、調整を行うたびに２．１４ｋＨｚ幅の周波数変動（以下、調整リップル）を生じる。この調整リップルは、前述の通り、復調部１１に悪影響を与え、受信品質の劣化をもたらす場合がある。

ここで、この調整リップルの発生は、第１周波数調整部９０２と第２周波数調整部１０がそれぞれ独立に動作していることに起因する。それぞれの周波数調整方法の特徴をまとめると、第２周波数調整部１０は、受信信号に含まれる基準シンボルや信号形式の特徴を用いて周波数偏差を検出するため、調整分解能は十分小さくできる利点を有する。実施の形態１で説明した例では、調整分解能は１０Ｈｚ以下に抑えられ、調整リップルはこの調整分解能以下となる（図８に示すように、調整リップルはほとんどない）。一方、調整幅が例えば±７００ｋＨｚと狭くなる不利を有する。第１周波数調整部９０２は温度センサーを用いて周波数偏差を算出するため、調整幅が十分大きくできる利点がある一方、調整分解能が温度センサーの分解能に起因して悪くなる不利を有する。上述の例では、２．１４ｋＨｚの調整リップルをもたらす。この特徴は、デジタル放送の受信装置に限らず携帯受信装置や無線ＬＡＮ装置等に対して適用した場合でも同様である。

そこで、これら２種類の周波数調整方法がそれぞれ有する利点と不利な点が互いに相反する関係にあることに着目し、制御部９０３が互いに補い合うように連係動作させることにより、復調部１１に与える悪影響を軽減することができる。

具体的には、制御部９０３は、第２周波数調整部１０が出力する周波数調整量が所定の閾値以下である場合には第１周波数調整部９０２を実行させずに第２周波数調整部１０のみを実行させ、所定の閾値を超えた場合に第１周波数調整部９０２を実行するように、２つの調整方法を制御する。以下、制御部９０３の動作について、これまでの具体数値を用いて説明する。閾値メモリ９０４には、例えば、第２周波数調整部１０の調整範囲である７００ｋＨｚを設定する。比較器９０５は第２周波数調整部１０が出力する周波数調整量と閾値メモリ９０４に格納された値を比較し、周波数調整量の絶対値が閾値メモリの値よりも小さい場合には、イネーブル信号を出力しない（ディセーブルとする）。この場合、第１周波数調整部９０２は動作しない。一方、周波数調整量の絶対値が閾値メモリの値よりも大きい場合には、比較器９０５はイネーブル信号を出力する。これにより、第１周波数調整部９０２が動作し、温度センサー部５の検出温度に基づいて第１局部発振信号を調整する。これにより、第１局部発振信号及び中間周波数信号の周波数偏差が除去される。この結果、第２周波数調整部１０の周波数調整量は徐々に０Ｈｚに収束し、第２周波数調整部１０はさらに±７００ｋＨｚの範囲にて周波数調整が可能となる。また、これにより周波数調整量の絶対値が閾値メモリ９０４の設定値以下となるので、比較器９０５の出力はディセーブルとなる。従って、第１局部発振信号にさらに７００ｋＨｚの偏差が生ずるまでは第１周波数調整部９０２は動作しないこととなるため、第１周波数調整部９０２の動作に起因する調整リップルの発生が大幅に抑制される。

このＢＢ信号の周波数変動を図１２を用いて説明する。図１２では細線が第１周波数調整部９０２も第２周波数調整部１０も実行しない場合のＢＢ信号、太線は制御部９０３が第１周波数調整部９０２と第２周波数調整部１０を連係動作させて制御した場合のＢＢ信号を表している。閾値メモリ９０４には７００ｋＨｚが設定されているので、第２周波数調整部１０の周波数調整量が−７００ｋＨｚとなるまでは比較器９０５はイネーブル信号を出力しない。従って、第１周波数調整部９０２は動作せず、第２周波数調整部１０のみが動作している。この場合、図８と同様に調整リップルはほとんど生じない。第２周波数調整部１０の周波数調整量が−７００ｋＨｚを越えた時点で、比較器９０５はイネーブル信号を出力する。これにより第１周波数調整部９０２が動作し、温度センサー部５の検出温度に基づいて第１局部発振信号を調整する。これにより第１局部発振信号及び中間周波数信号の周波数偏差が除去される。一方、この時点で第２周波数調整部１０の調整量は−７００ｋＨｚであるため、ＢＢ信号は＋７００ｋＨｚとなる。しかしながら、第２周波数調整部１０は数百ミリ秒で追従し、ＢＢ信号は０Ｈｚに収束するため、復調部１１へ与える影響は高々数百ミリ秒である。また、この後は更に第２周波数調整部１０の周波数調整量の絶対値が７００ｋＨｚを超えるまでは第１周波数調整部９０２が動作せず、第２周波数調整部１０のみが動作することになるため、第１周波数調整部９０２の動作に起因する調整リップルの発生を抑制することができる。

以上に説明したように、本願発明を用いることにより、第２周波数調整部１０の調整分解能の利点を活かしてＢＢ信号の周波数を安定的に調整するとともに、調整範囲の不利を第１周波数調整部９０２により補い、また第１周波数調整部９０２の実行頻度を減らすことにより、第１周波数調整部９０２が有する調整リップルの不利を抑制することが可能となる。

また、閾値メモリ９０４には周波数調整量の時間変化率を格納し、制御部９０３は、第２周波数調整部１０が出力する周波数調整量の時間変化率の絶対値が閾値メモリ９０４の値を超えた場合に、比較器９０５がイネーブル信号を出力するように構成してもよい。第２周波数調整部１０は所定の周波数調整速度を有し、実施の形態１に記載した例では、１．６ｋＨｚ／秒である。この調整速度を超えて第１局部発振信号の周波数偏差が生ずる場合には、第２周波数調整部１０の調整範囲内であってもＢＢ信号は周波数偏差が生じ、受信品質が劣化するが、周波数調整量の時間変化率に基づいて比較器９０５がイネーブル信号を出力し、第１周波数調整部９０２を動作させることにより、シリコン振動子の温度の時間変化率が大きい場合でも、受信品質の劣化を抑制することが可能となる。

また、制御部は温度センサー部５の検出温度に基づいて、第１周波数調整部９０２の動作を制御してもよい。この場合の構成を図１０に示す。図１０において、制御部１００３は温度センサー部５の検出温度に基づいて、第１周波数調整部１００２にイネーブル信号を出力している。また、制御部１００３は、閾値温度を格納する閾値メモリ１００４と、温度センサー部５の検出温度と閾値メモリ１００４に格納された値を比較しイネーブル信号を出力する比較器１００５とで構成される。この構成により、検出温度の絶対値が所定の閾値を超えた場合のみ、第１周波数調整部１００２を動作させることができる。このように構成することにより、未受信時等の期間において第２周波数調整部１０が周波数偏差を検出できない場合であっても、第１局部発振信号の周波数調整を行うことができる。また、検出温度の時間変化率に基づいて第１周波数調整部１００２の動作を制御してもよい。これにより、第２周波数調整部１０の調整速度を超える温度変化が発生した場合に、第１周波数調整部１００２を動作させることができる。

なお、制御部９０３及び制御部１００３は、回路で構成してもよいし、ソフトウェアで実現してもよい。また受信装置の具体的構成に合わせて、復調部１１に内蔵してもよいし、復調部１１の後段に接続される表示部（図示せず）から制御を行ってもよい。また、上記説明に用いた各種の数値も具体的構成に合わせて適宜設計可能である。例えば、第２周波数調整部１０の調整範囲を±７００ｋＨｚとしたが、実際には第２周波数調整部１０に含まれる基準シンボルとの比較用メモリ（図示せず）のサイズ削減のため、±１００ｋＨｚ程度としている場合が多く、このような場合には閾値メモリ９０４に格納する値を１００ｋＨｚとすればよい。また、さらにマージンを確保するために５０ｋＨｚ等の値としてもよい。また、シリコン発振器の温度係数を−３０ｐｐｍ／℃として説明したが、例えば振動子を多結晶シリコンで形成することにより約−２２ｐｐｍ／℃にまで改善される見込みがあり、さらにシリコンと周波数温度特性が、逆であるＳｉＯ₂とを組み合わせることで数ｐｐｍ／℃程度に改善できる可能性がある。これらの改良により温度係数が小さくなった場合には閾値メモリ１００４に格納する閾値温度を上げればよい。

（実施の形態３）
図１３は、本発明の実施の形態３における受信装置のブロック図である。

図１３における受信装置１３０１は、制御部１３０３が、復調部１３０５の出力するタイミング信号に基づいて第１周波数調整部９０２の動作を制御している。また、復調部１３０５は、周波数変動に伴う復調処理への影響が軽微な期間を検出し、この検出期間にタイミング信号を出力する。これにより、図１２に示した、第１周波数調整部９０２の実行に起因する一時的な周波数ずれ（以下、調整ずれ）による受信品質の劣化を回避することができる。

調整ずれにより通常は復調部１３０５が行う復調処理に悪影響を与えるが、送受信システムによっては必ずしも全ての時間で大きな影響を与えるわけではない。例えば、時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ）では、自端末に割り当てられた通信時間以外は周波数変動が発生しても復調処理に与える影響は小さい。また、デジタル放送の受信装置においても、ＯＦＤＭのガードインターバル期間であれば、有効シンボル期間と比べて周波数変動が復調処理に与える影響は小さい。また、チャンネル選局時などは復調処理が中断するタイミングであるため、周波数変動は許容される。復調部１３０５はこのような期間を検出してタイミング信号を出力し、制御部１３０３はタイミング信号が出力されている期間に、第２周波数調整部１０の周波数調整量に基づいてイネーブル信号を出力する。具体的には、比較器９０５の出力信号と復調部１３０５のタイミング信号をＡＮＤ回路１３０４に入力し、両方が有効な期間のみイネーブル信号を出力すればよい。図１２に示した例のように、第１周波数調整部９０２の調整実行によりＢＢ信号の調整ずれを生じ、復調部１３０５に悪影響をもたらす場合があるが、この調整実行は復調部１３０５への影響が軽微な期間に行われるため、復調処理へ与える影響は軽微なものとなる。このように、制御部１３０３は復調部１３０５からのタイミング信号を参照して第１周波数調整部９０２を動作させることにより、さらに本願発明の付随課題を軽減することができる。

（実施の形態４）
図１４を用いて、本発明の実施の形態４を説明する。図１４において、制御部１４０３は第２周波数調整部１４０２に接続されている。この構成において、制御部１４０３は第１周波数調整部９０２を動作させた際に、第２周波数調整部１４０２に対して所定値を出力する。第２周波数調整部１４０２は所定値が入力されると、当該所定値に基づいて第２局部発振信号の周波数調整を行う。典型的には、制御部１４０３は第１周波数調整部９０２を動作させた際に、第２周波数調整部１４０２に対して所定値を０Ｈｚとして出力する（第１シンセサイザ部３の出力周波数または受信信号の周波数が所定のオフセットを有する場合は、このオフセット値を所定値とすればよい）。このように構成することにより、第１周波数調整部９０２の動作に起因して生ずる調整ずれの影響を軽減することができる。この様子を図１５を用いて説明する。図１５は比較器９０５がイネーブル信号を出力した際に、第２周波数調整部１４０２に対して所定値を０Ｈｚとして出力した場合である。この場合、第１周波数調整部９０２が動作することにより、第１局部発振信号の周波数偏差は除去されるが、同時に第２周波数調整部１４０２が出力する周波数調整量も０Ｈｚとなるので、調整ずれは発生しない。実際には、第１周波数調整部９０２の動作により第１局部発振信号の周波数偏差が除去されるタイミングと、第２周波数調整部１４０２が所定値を基に周波数調整信号を出力するタイミングの調整が必要となるが、このように構成することにより、第１周波数調整部９０２の実行に伴う復調部１３０５への悪影響を大幅に軽減することが可能となる。

（実施の形態５）
図１６を用いて、本発明の実施の形態５を説明する。図１６において、第１シンセサイザ部１６０２は、第１基準発振信号と比較信号の位相差に比例したパルス幅信号を出力する位相比較器１６０３と、パルス幅信号を入力し低域濾過後信号を出力するループフィルタ１６０４と、低域濾過後信号に基づいた周波数の信号を出力するＶＣＯ１６０５と、第１基準発振信号及び第１周波数調整部１６０８からの設定値に基づいてオーバーフロー信号を出力するアキュムレータ１６０７と、ＶＣＯ１６０５の出力信号を入力し第１周波数調整部１６０８からの設定値及びオーバーフロー信号に基づいて比較信号を出力する可変分周器１６０６とからなり、ＰＬＬを構成している。また、制御部１６０９は第２周波数調整部１０の出力信号に基づいて第１周波数調整部１６０８の動作を制御している。

この構成において、第１シンセサイザ部１６０２は分数分周のＰＬＬを実現することができる。以下、動作の概略を説明する。アキュムレータ１６０７は第１周波数調整部１６０８から最大値Ｑ以下の分数分周比Ｆを設定することができ、内部に有する累積加算器（図示せず）は第１基準発振信号に基づいて累積加算器の値をＦずつ加算する。この累積加算器の値が最大値Ｑを超えた時点で、アキュムレータ１６０７はオーバーフロー信号を出力する。また、可変分周器１６０６は第１周波数調整部１６０８から整数分周比Ｍを設定することができ、アキュムレータ１６０７からのオーバーフロー信号が入力されるたびに分周比をＭまたはＭ＋１に切替える。その結果、可変分周器１６０６が位相比較器１６０３に対して出力する比較信号は、ＶＣＯ１６０５の出力周波数をＭ分周した周波数と、Ｍ＋１分周した周波数が交互に切り替わることとなり、平均的にはＭ分周以上でＭ＋１分周以下の分数分周を実現することができる。従って、第１基準発振信号の周波数をｆｒｅｆとすると、ＶＣＯ１６０５が出力する周波数ｆｖｃｏは（数２）で表される。

第１シンセサイザ部１６０２をこのように構成することにより、基準周波数を下げずに、非常に小さな調整分解能を得ることができる。例えば、アキュムレータ１６０７を２０ビットとした場合には、Ｑ＝２＾２０となり、ｆｒｅｆ＝１０ＭＨｚとすると第１周波数調整部１６０８が調整可能な分解能は約９．５４Ｈｚ（＝１０ＭＨｚ／２＾２０）となる。なお、ここでは分数分周を実現するための概略を説明したが、実際には第１基準発振器４の後段にさらに整数分周器が設置される場合があり、またＶＣＯ１６０５と可変分周器１６０６の間にプリスケーラを挿入する場合が多い。また、分数分周を実現する方法としては他にも様々なものがあるが、本実施の構成は、後述する許容周波数変動量より小さい調整が可能であれば、第１シンセサイザ部１６０２の具体的構成に関わらず実施することができる。

このような第１シンセサイザ部１６０２を用いることにより、第１周波数調整部１６０８を動作させることに起因して発生する調整リップルをなくすと共に、調整ずれの発生頻度を抑制することが可能となる。前述の通り、第１周波数調整部１６０８を使用することにより、第２周波数調整部１０の調整範囲を超えないようにすることができるが、第１周波数調整部１６０８は温度センサー部５の検出分解能が高々０．１℃となることに起因して、２．１４ｋＨｚ単位の調整リップルをもたらし、受信品質が劣化する。しかしながら、第１周波数調整部１６０８は０．１℃の温度変化を検出した場合に一度に２．１４ｋＨｚの周波数調整を行わず、復調部１１の復調処理に影響を与えない単位（以下、許容周波数変動量）で調整を行うことにより、受信品質の劣化を引き起こさず調整をすることが可能となる。ここで、許容周波数変動量は主として受信装置のドップラー耐性で規定される。一般に携帯電話やポータブルテレビなどは移動しながら受信するため、受信信号の受信レベルは時間変動するが、この時間変動は移動速度及び受信信号の周波数から定まるドップラー周波数と相関がある。受信装置が信号を正しく受信することができる最大のドップラー周波数をドップラー耐性と言う。例えば、ドップラー耐性が１００Ｈｚの場合、受信信号の周波数が１００Ｈｚで変動しても受信が可能である。これは、１００Ｈｚのドップラー周波数に対応する移動速度で受信可能なことを意味する。受信装置のドップラー耐性は主として復調部１１の伝送路推定方法で決まる。

ここで、復調部１１からみると、受信信号の周波数変動と、第１局部発振信号の周波数変動は等価である。つまり、第１周波数変換器２は受信信号と第１局部発振信号の周波数差を出力するため、第１局部発振信号の周波数変動も受信信号のドップラー周波数に起因する変動と同じように復調部１１へ入力信号されるＢＢ信号に周波数変動をもたらすこととなる。従って、復調部１１が１００Ｈｚのドップラー耐性を有する場合は、第１局部発振信号の周波数変動が１００Ｈｚ以内であれば受信可能である。

このように復調部１１の許容周波数変動量は主としてドップラー耐性で規定され、第１周波数調整部１６０８はこの許容周波数変動量より小さい単位で分周比の制御を行うことにより、調整リップルをなくすことができる。ここで、許容周波数変動量より小さい単位の分周比制御を行うために、第１シンセサイザ部１６０２のような分数分周方式のＰＬＬを用いることができる。上述の例では、２０ビットのアキュムレータを用いることにより、約９．５４Ｈｚの単位で周波数調整を行うことができる。従って、復調部１１の許容周波数変動量が１００Ｈｚである場合は、第１周波数調整部１６０８は分数分周比Ｆを１０ずつ増やす、あるいは減ずるように設定すれば、局部発振信号は約９５．４Ｈｚずつ小さくなる、あるいは大きくなり、この周波数変動量は復調部１１の許容周波数変動量より小さいので復調処理を行うことができる。

以下、制御部１６０９が第１周波数調整部１６０８を動作させることに起因して発生する調整ずれの発生頻度を抑制する方法について説明する。第２周波数調整部１０はＢＢ信号に基づいて周波数調整量を出力し、制御部１６０９はこの周波数調整量が閾値を超えたらイネーブル信号を出力する。また、第１周波数調整部１６０８はイネーブル信号が出力された場合に、温度センサー部５の温度検出結果に基づいて、第１シンセサイザ部１６０２の分数分周Ｆ及び整数分周Ｍを設定する。なお、制御部１６０９は、この際に第２周波数調整部１０に対して所定値を出力してもよい。一方、制御部１６０９がイネーブル信号を出力していない時（ディセーブルの時）には、第１周波数調整部１６０８は温度センサー部５の温度検出結果に基づいて、復調部１１の許容周波数変動量より小さい単位で第１シンセサイザ部１６０２の分数分周Ｆを設定する。具体的には、温度が０．１℃上昇した場合には、第１局部発振信号を約２．１４ｋＨｚだけ小さくする必要があるが、分数分周Ｆを１０ずつ増加することにより、第１局部発振信号を約９５．４Ｈｚずつ小さくする。従って、第１周波数調整部１６０８は所定の周期で２３回（２．１４ｋＨｚ／９５．４Ｈｚ）の分周比設定を行えば、復調処理を継続したまま、第１局部発振信号を２．１４ｋＨｚだけ小さくすることができる。例えば、分周比の設定周期を１０ミリ秒とすると、０．１℃の温度変化に起因する第１基準発振信号の周波数偏移を２３０ミリ秒で調整することができる（この場合の調整速度は０．４３℃／秒となる）。図１２を用いて説明した例では、第２周波数調整部１０の周波数調整量が−７００ｋＨｚを超えたときに第１周波数調整部１６０８が動作し、ＢＢ信号に調整ずれを生じたが、本実施の形態の方法を用いることにより、制御部１６０９の出力がディセーブルの場合であっても、第１周波数調整部１６０８は許容周波数変動量より小さい単位で第１局部発振信号を調整するので、温度変化率が０．４３℃／秒以下の場合は、第２周波数調整部１０の調整範囲を超えない。このように、温度変化率が所定値以下であれば、第２周波数調整部１０と、許容周波数変動量以下で調整する第１周波数調整部１６０８を同時に実行することにより、分周比の大幅調整に起因するＢＢ信号の調整ずれの発生を防ぐことができる。

（実施の形態６）
図１７を用いて、本発明の実施の形態６を説明する。図１７において、受信装置１７０１は、復調部１７０３が同期検出信号を出力し、第１周波数調整部１７０２は同期検出信号と、第２周波数調整部１０が出力する周波数調整量が入力されている。

この構成において、周波数同期が取れている期間は、周波数偏差の検出分解能の高い第２周波数調整部１０のみに基づいた周波数調整を行うことができる。具体的な実施形態を以下に説明する。

復調部１７０３は、ＢＢ信号に基づいて周波数同期を取った後に復調処理を行うが、周波数同期が取れている期間に同期検出信号を出力し、周波数同期が取れていない期間は同期検出信号を出力しない。第１周波数調整部１７０２は、同期検出信号が入力されている期間は、第２周波数調整部１０から得られる周波数調整量に基づいて第１局部発振信号を調整し、同期検出信号が入力されていない期間は温度センサー部５の検出温度に基づいて第１局部発振信号を調整する。これにより、周波数同期が取れている期間は調整分解能を高くすることができ、また周波数同期が取れていない期間は温度センサーに基づいて周波数調整を行うことができる。

なお、復調部１７０３ではなく、第２周波数調整部１０が同期検出信号を出力する構成としてもよい。

本発明の受信装置及び電子機器は、温度係数の大きい振動子を用いた発振器を用いて受信装置を構成した場合に、受信信号に基づいた周波数調整と、温度センサーに基づいた周波数調整を連係動作させ、それぞれの調整方法の利点を引き出すことにより全使用温度範囲にわたって受信品質の劣化を大幅に抑えた周波数調整を可能とする。温度係数の大きいシリコン材料を用いたＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）振動子は従来の水晶振動子よりも小型かつ安価に実現できるが、本願発明により、このような温度係数の大きい振動子を高周波受信端末に利用することができるようになる。結果として本願発明は、携帯端末や放送受信機等の電子機器の小型化及び低価格化に貢献する。

実施の形態１における受信装置のブロック図 従来の受信装置のブロック図 シンセサイザ部の構成例を説明する図 第１基準発振信号の周波数変動を説明する図 第１局部発振信号の周波数変動を説明する図 中間周波数信号の周波数変動を説明する図 ＢＢ信号の周波数変動を説明する図 従来の周波数調整方法におけるＢＢ信号の周波数変動を説明する図 実施の形態２における受信装置のブロック図 実施の形態２における受信装置を説明する図 第１周波数調整部を用いた場合のＢＢ信号の周波数変動を説明する図 実施の形態２を用いた場合のＢＢ信号の周波数変動を説明する図 実施の形態３における受信装置のブロック図 実施の形態４における受信装置のブロック図 実施の形態４を用いた場合のＢＢ信号の周波数変動を説明する図 実施の形態５における受信装置のブロック図 実施の形態６における受信装置のブロック図

符号の説明

１ 受信装置
２ 第１周波数変換器
３ 第１シンセサイザ部
４ 第１基準発振器
５ 温度センサー部
６ 第１周波数調整部
７ 第２周波数変換器
８ 第２シンセサイザ部
９ 第２基準発振器
１０ 第２周波数調整部
１１ 復調部
１０１ 受信装置
１０２ 第１周波数変換器
１０３ 第１シンセサイザ部
１０４ 第１基準発振器
１０７ 第２周波数変換器
１０８ 第２シンセサイザ部
１０９ 第２基準発振器
１１０ 第２周波数調整部
１１１ 復調部
２０１ 第１シンセサイザ部
２０２ 位相比較器
２０３ ループフィルタ
２０４ ＶＣＯ
２０５ 分周器
９０１ 受信装置
９０２ 第１周波数調整部
９０３ 制御部
９０４ 閾値メモリ
９０５ 比較器
１００１ 受信装置
１００２ 第１周波数調整部
１００３ 制御部
１００４ 閾値メモリ
１００５ 比較器
１３０１ 受信装置
１３０３ 制御部
１３０４ ＡＮＤ回路
１３０５ 復調部
１４０１ 受信装置
１４０２ 第２周波数調整部
１４０３ 制御部
１６０１ 受信装置
１６０２ 第１シンセサイザ部
１６０３ 位相比較器
１６０４ ループフィルタ
１６０５ ＶＣＯ
１６０６ 可変分周器
１６０７ アキュムレータ
１６０８ 第１周波数調整部
１６０９ 制御部
１７０１ 受信装置
１７０２ 第１周波数調整部
１７０３ 復調部

Claims (11)

1. 基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、
   前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、
   第２局部発振信号を生成する第２シンセサイザ部と、
   前記第２局部発振信号に基づいて前記第１周波数変換器から出力された信号を周波数変換する第２周波数変換器と、
   温度を検出する温度センサー部と、
   前記温度センサー部の検出温度に基づいて、前記第１局部発振信号と前記第２局部発振信号の少なくとも一方の周波数調整を行う第１周波数調整部と、
   前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて、前記第１局部発振信号と前記第２局部発振信号の少なくとも一方の周波数調整を行う第２周波数調整部と、
   前記温度センサー部の検出温度又は前記第２周波数調整部が出力する周波数調整量に基づいて、前記第１周波数調整部を動作させる制御部と、を備え、
   前記第１周波数調整部の周波数調整範囲は、前記第２周波数調整部の周波数調整範囲より大きく、
   前記制御部は、前記検出温度又は前記周波数調整量が任意の閾値を超えた場合に前記第１周波数調整部を動作させる受信装置。
2. 前記第１周波数調整部は、前記温度センサー部の検出温度の時間変化率に基づいて調整量を決定する請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第２周波数調整部は、前記第２周波数変換器が出力する周波数の時間変化率に基づいて調整量を決定する請求項１に記載の受信装置。
4. 前記周波数調整量の時間変化率が任意の閾値を超えた場合、前記制御部は、前記第１周波数調整部を動作させる請求項１に記載の受信装置。
5. 前記検出温度が任意の閾値を超えた場合、前記制御部は、前記第１周波数調整部を動作させる請求項１に記載の受信装置。
6. 前記検出温度の時間変化率が任意の閾値を超えた場合、前記制御部は、前記第１周波数調整部を動作させる請求項１に記載の受信装置。
7. 前記制御部は、前記第１周波数調整部を動作させるとともに、前記第２周波数調整部が出力する周波数調整量を所定値とする請求項１に記載の受信装置。
8. 前記第１周波数調整部の周波数調整量は、前記第２周波数変換器の出力側に接続された復調部の許容周波数変動量より小さい請求項１に記載の受信装置。
9. 前記受信装置は、前記第２周波数変換器の出力信号に基づいてタイミング信号を出力する復調部を備え、
   前記タイミング信号に基づいて前記第１周波数調整部を動作させる制御部を備えた請求項１に記載の受信装置。
10. 前記受信装置は、前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて前記第１周波数調整部に同期検出信号を出力する復調部を備え、
    前記第１周波数調整部は、同期検出信号が入力された場合に、前記温度センサー部の検出温度に基づいて周波数調整を行う請求項１に記載の受信装置。
11. 請求項１に記載の受信装置と、第２周波数変換器の出力側に接続された復調部と、前記復調部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。

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