JP4821784B2 - シンセサイザと、これを用いた受信装置及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、周波数の温度特性を有し、温度に対する周波数補正を周波数が離散的（デジタル的）に変化するように行うシンセサイザと、これを用いた受信装置、及び電子機器に関するものである。特に、MEMS（Micro Electro Mechanical Systems）振動子などの周波数温度特性の悪い振動子を用いて、シンセサイザを構成した場合に、大きな効果を発揮するものである。

以下、基準発振信号を出力する基準発振器の温度補償を行う従来のシンセサイザについて、図１４を用いて説明する。

図１４は、従来のシンセサイザ１００のブロック図を示している。図１４において、従来のシンセサイザ１００は、基準発振器１０１から出力された基準発振信号を分周する第１の分周器１０２と、この第１の分周器１０２からの出力信号が入力される比較器１０３と、比較器１０３からの出力信号が入力されて直流近傍の周波数を持つ信号電圧値を出力するローパスフィルタ１０４とを備える。さらに、シンセサイザ１００は、ローパスフィルタ１０４から出力された信号電圧値に基づいて、発振信号をローカル信号として出力し、その他方を第２の分周器１０６へ入力する発振器１０５を備える。なお、発振器１０５としては、電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が良く用いられる。また、シンセサイザ１００は、チャンネル指定に従って、制御回路１０７から指定される分周数で、発振器１０５からの出力信号を分周する第２の分周器１０６を備える。そして、比較器１０３は、第２の分周器１０６からの出力信号と第１の分周器１０２からの出力信号とを比較する。以上が、一般的なシンセサイザの構成であるが、図１４で示したシンセサイザ１００は、更に、周囲温度を検知する温度センサー１０８と、この温度センサー１０８が検知した温度に基づいて、第２の分周器１０６の分周数を制御する制御回路１０７とを備える。このように、シンセサイザ１００は、温度センサー１０８を用いて、周囲温度変化に起因した発振周波数のずれの補正を行う。

この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開平０３−２０９９１７号公報

しかしながら、例えば、従来のシンセサイザ１００において、制御回路１０７による周波数調整単位がある所定値Ｆより大きい場合、局部発振信号の位相雑音が大きくなり、受信装置のＣ／Ｎが劣化し、良好な受信特性が実現できなくなるという問題がある。

そこで、本発明は、周波数制御に起因したスプリアスの発生を抑え、受信特性の良好な受信装置を実現可能なシンセサイザと、これを用いた受信装置、及び電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明のシンセサイザは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成し、受信信号を周波数変換する周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、このシンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整により前記局部発振信号と前記受信信号との同期の確立が出来る限界となる周波数調整幅を所定値Ｆとすると、前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内とした構成である。

上記構成により、本発明のシンセサイザは、温度変化に対応して、分周器の分周数を変更するような周波数調整を行う際、シンセサイザの周波数調整単位を所定値Ｆ以内に抑えることにより、受信品質の劣化を抑制することができる。

（実施の形態１）
以下、実施の形態１のシンセサイザについて説明する。図１は、本発明の実施の形態１のシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。

図１において、シンセサイザ１は、シリコンからなるＭＥＭＳ振動子１４と、このＭＥＭＳ振動子１４を電気的に駆動するためのドライバアンプ１５とを有する基準発振器２を備える。さらに、シンセサイザ１は、基準発振器２から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを周波数変換器１８に入力するシンセサイザ部１６を備える。このシンセサイザ部１６は、例えば、基準発振信号を分周する第１の分周器３と、この第１の分周器３からの出力信号と第２の分周器６からの出力信号とを比較する比較器４と、この比較器４から出力された比較結果を示す信号に基づいて、発振信号を周波数変換器１８に入力する発振器５とを備える。尚、発振器５としては、例えば、電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）などが用いられ、直流電圧に対応して、周波数が変化する発振器である。更にシンセサイザ部１６は、発振器５の他の出力側に接続されて制御部７からの制御に基づいて分周数を変化させて分周後の信号を比較器４に入力する第２の分周器６とを備える。尚、シンセサイザ部１６は、例えば、比較器４と発振器５との間に接続されて比較器４の出力を電流成分に変換するチャージポンプ１０や、そのチャージポンプ１０の出力のうち、直流近傍の成分のみ取り出すループフィルタ９等を備えていても良い。このループフィルタ９は、コンデンサによる比較器４からの電流（電荷）の充電部分と、低周波を通過させる低域通過フィルタを備える。

更に、シンセサイザ１は、温度を検出する温度センサー８の出力信号に基づいて第２の分周器６へ適当な整数分周数Ｍや分数分周数Ｎの制御信号を送り、第２の分周器６の分周数を変化させる制御部７を備える。また、メモリー１７には、温度に応じた分周数などが記憶され、制御部７は、このメモリー１７から読み出した分周数で第２の分周器６を制御する。勿論、制御部７は、チャネル切替要求信号に基づいても、第２の分周器６の分周数を変化させている。

第２の分周器６は、分周数Ｍが入力される整数部分と、分周数Ｎが入力される分数部分により構成される。第２の分周器６は、これらの分周数を切り替えることにより、発振器５からの出力周波数を変化させる。なお、分数分周はアキュムレータ１１にある加算値を加えていくことにより達成され、アキュムレータ１１がオーバーフローを起こした場合に１を出力し、その１が足し算器１２で整数分周数Ｍに加算され、可変分周器１３の分周数がＭ＋１となる。この分周数Ｍ、及び、Ｍ＋１を交互に切り替えることにより、分数分周数の制御を実現している。なお、ここで説明した分周器は、分数分周器と呼ばれる分周器であり、細かな周波数制御が可能であるが、変化させる周波数範囲や分周数などに従って、整数分周器など他の分周器を用いても良い。また、分数分周器としても、ここで説明した以外のものを用いても良い。要は、発振器５の周波数を切り替えられるような構成回路であればどのような構成でも良い。なお、ここでは、基準発振器の周波数変動量を検知する手段として、温度センサー８を用いているが、これに限るものではなく、基準発振器の周波数変動量を、直接、或いは、間接的に検知できれば良く、結果として、シンセサイザ１の出力周波数が所定の値になるようにすれば良い。

次に、本実施の形態で用いた受信装置の一例を図２に示す。本実施の形態で用いた受信装置１９は、国内のデジタルテレビ放送の受信システムに、本実施の形態のシンセサイザ１を搭載したものである。なお、シンセサイザ１は、ＲＦ−ＩＣ２０に内蔵されている。図２において、アンテナ２３で受信されたテレビ信号は、妨害波を除去する第１の周波数フィルタ２４を通過する。例えば、携帯電話に搭載されたテレビ受信装置なら、携帯電話自身が発する信号が、テレビ受信装置に対して、最も強力な妨害波となり、これを除去するための周波数フィルタが配置される。次に、第１の周波数フィルタ２４からの出力信号は、信号を増幅するための低雑音アンプ２５を通過し、更に、妨害波を除去するための第２の周波数フィルタ２６を通過する。第２の周波数フィルタ２６では、第１の周波数フィルタ２４で完全に除去できなかった妨害波や、強度が、比較的、弱いような別の妨害波を除去する。次に、第２の周波数フィルタ２６からの出力信号は、アンバランス信号をバランス信号に変換するバラン２７を通過し、ＲＦ−ＩＣ２０のフロントエンド部２９に入力される。フロントエンド部２９では、更に、低雑音アンプで増幅されたり、そのまま、周波数変換器（周波数ミキサー）１８に入力され、シンセサイザ１の出力である局部発振信号と合成され、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｉｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換される。尚、振動子１４を駆動するドライバ回路部や、負荷容量は図示していない。中間周波数ＩＦに変換された信号は、ＢＢ−ＩＣ（Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ ＩＣ）２１、つまり、復調ＩＣへ入力される。復調側では、デインターリーブや、誤り訂正符号のデコードなどの信号処理を行い、データ復調される。ここで、デインターリーブとは、バースト誤りを軽減するため、変調時に、データの並び替えを行うインターリーブを解除することである。また、日本国内向けのＩＳＤＢ−Ｔや、海外のＤＶＢ−Ｈなどのシステムでは、誤り訂正符号として、ビタビ符号と、リードソロモン符号が採用されている。復調部に入ってきた信号は、まず、ビタビ符号のデコードが行われる。この後、リードソロモン符号のデコードが行われるが、その際、エラーのほとんどない、いわゆる、エラーフリーの状態（例えば、ＢＥＲ＝１×１０＾−１１以下、なお「＾」は、べき乗を表す記号とし、１０が底で、−１１が指数を表す）を得るためには、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲがある値以下の状態（例えば、ＢＥＲ＝２×１０＾−４以下）となっていることが必要となる。なお、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）はビット誤り率を意味し、周波数変換器１８からの出力信号、つまり、受信信号の品質を知る上での尺度となる。ここで示した「エラーフリー」の受信品質の状態の例、ＢＥＲ＝１×１０＾−１１以下という値は、最も厳しいテレビのデジタル変調規格（６４ＱＡＭ）において、1日受信を続けた状態で、ビット誤りの発生が数個以下という状態を実現する閾値である。また、「画像認識エラー無し」という受信品質の状態も定義でき、これは、テレビ視聴を実際に行う上で、画像劣化が目視確認できないレベルである。実用的には、このレベルがより現実的であり、この場合も、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲがある値以下の状態（例えば、ＢＥＲ＝３×１０＾−３）となっている必要がある。また、初期のデータの「同期」が取れるか否かで、受信信号の品質を定義することも出来る。ここで言う初期のデータの「同期」は、インターリーブされた符号を元の配列に戻すデインターリーブや、誤り訂正符号のデコードを行う前に取るべき同期を指す。なお、これらの受信信号の品質のより具体的な例に関しては、後述の説明に記載する。

以上の処理で、受信からデータ復調までの処理が完了する。なお、本実施の形態では、ＢＢ−ＩＣ２１を主たる構成回路とする復調部を、受信装置１９に内包して説明したが、これに限るものではなく、復調部を含まない部分を受信装置１９としても良い。実際に、家庭用のテレビ受信装置や、携帯電話用のテレビ受信装置でも、復調部を含まない部分を受信装置としている場合もある。

図３に、画像評価に用いた電子機器を示す。ここで画像などを表示するディスプレイ、つまり、表示部は図示していない。図２で説明した受信装置１９の出力側に、更に、ＭＰＥＧデコーダ２８が接続されている。復調部で、リードソロモン符号のデコードまで終了したデータはＭＰＥＧ−ＴＳ信号として、ＭＰＥＧデコーダ２８へ入力される。ＭＰＥＧデコーダ２８では、画像信号を再生して、画像として表示する。

次に、本実施の形態のシンセサイザの動作、及び、その動作を実現するための構成に関して、図１、及び、図４を用いて説明する。図４は、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを切替えた場合の発振器５の瞬間的な出力スペクトルを示している。なお、Δｆｃｏｎｔは、絶対値を示しており、実際には、プラス側に調整する場合はプラスの符号が、マイナス側に調整する場合は、マイナスの符号がつく。以下、すべて、プラス側の表示で説明を行うが、後述する所定値Ｆに関しても、同様とする。従って、所定値Ｆが６０Ｈｚの場合は、所定値Ｆの絶対値が６０Ｈｚということである。また、本実施の形態では、発振器５の出力が直接、局部発振信号となっている。縦軸は、出力強度で、対数表示となっている。横軸は、周波数である。図４で、中心部分のＡで示しているピークが本来の局部発振信号のピークで、その他のサブピーク、例えば、Ｂの部分は、スプリアスと呼ばれる、本来、不要な電力である。このスプリアス部分が多いと、周波数変換器１８により、局部発振出力を受信信号と乗算した後の出力信号の品質が劣化し、結果として、受信性能を劣化させる原因となる。更に、詳細に説明する。このスプリアスなどのノイズ成分と、本来の所望信号（図４では、局部発振信号）の単位周波数あたりの電力比を位相雑音と呼ぶ。この位相雑音性能が悪いと、周波数変換器１８である周波数ミキサーからの出力信号において、希望信号（キャリア）と、ノイズ成分の比であるＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）も悪化してしまい、更には、受信側、つまり、図１でのＩＦ出力を受ける復調部などの後段部でのエラーも増えてしまう。例えば、デジタル通信であれば、受信信号のエラーの比率であるＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を悪化させる結果となる。テレビの場合、このようなＢＥＲの悪化は、受信映像に乱れを生じさせる。また、最悪の場合は、受信できないという事態に陥ることもある。このような、Ｃ／ＮやＢＥＲなどは、受信信号の品質を知る上での尺度となる。

図５に、ＯＦＤＭを用いたテレビシステムの場合の受信信号の周波数スペクトルを示す。ＯＦＤＭはマルチキャリア方式であり、情報ののった複数のキャリアから構成されている。図では、５本のみ示しているが、実際は、１０００本以上のキャリアの集合から信号が構成されることが多い。図５（ａ）において、キャリアＡ２に着目すると、シンセサイザの位相ノイズの良い状態では、図のようなスペクトルの広がりであり、隣接キャリアＡ１、Ａ３への影響は少ない。しかしながら、局部発振信号の位相雑音が悪くなると、図５（ｂ）に示すように、キャリアＡ２の位相雑音が、隣接キャリアＡ１、Ａ３へ影響してしまう。このことが、受信信号のＣ／Ｎ劣化を引き起こすことになる。局部発振信号の位相雑音が大きい、つまり、図４のような状態であるということは、周波数変換器１８によって、受信信号と乗算される受信信号にも影響し、結果として、図５のような状況を引き起こすと言うことになる。なお、図５において、位相雑音を便宜上わかりやすく示すために、実際の信号、及び、スプリアスの先頭値部分を線でつないだ図を示している。

このように、シンセサイザや発振器の位相雑音性能は、受信装置や電子機器のシステム全体に大きな影響を与える。図４に示したように、切替えの瞬間的な位相雑音の劣化であっても、信号の品質を落とし、一時的な受信劣化、受信不能状態を引き起こし、画像の途切れや乱れを生じさせてしまう。

図６に、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを変化させた場合の、ＶＣＯの瞬間的な出力スペクトルを示す。縦軸は、出力強度で、対数表示となっている。横軸は、周波数である。また、図６（ａ）〜（ｄ）は順に、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔ＝Δｆａ、Δｆｂ、Δｆｃ、Δｆｄであり、Δｆａ＜Δｆｂ＜Δｆｃ＜Δｆｄの関係がある。周波数調整単位Δｆｃｏｎｔが、大きくなるにしたがって、スプリアスレベルが増大し、位相雑音が増加している。この結果は、周波数の調整量と、位相雑音レベルに相関があることを示している。

本実施の形態では、この結果を鑑み、分周数を変化させる際、一度に、変化させる周波数の量、つまり周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを、出力信号の品質劣化が少ない、つまり、受信特性の劣化が実用上、問題が少ないレベルに抑えることを特徴としている。ここで言う、出力信号の品質とは、周波数変換器１８以降、つまり、シンセサイザ１の出力と、受信信号が合成された後の信号の品質を指している。これは、本発明は、シンセサイザの位相雑音の劣化が受信信号へ与える影響に着目しているためである。また、出力信号の品質を判断するパラメータを設定し（Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ等）、想定する受信品質（エラーフリー、画像認識エラー無し等）に合わせて、品質限界閾値（ＢＥＲ＝２×１０＾−４等）を設定し、その品質限界閾値よりも良好になるように、Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内にし、受信特性の劣化を想定した受信品質が得られるレベルまで、抑えている。出力信号の品質となるパラメータの設定は、数値化できる尺度がより好ましく、例えば、前述のような、Ｃ／Ｎや、ＢＥＲ等が用いられる。Ｃ／Ｎのモニターは、周波数変換器１８の直後に接続されていても良いが、その後の回路ブロックの中のどの部分に接続されていても、同様の効果は得られる。Ｃ／Ｎのモニターが周波数変換器１８の直後に接続された場合、図７で示す制御ライン３２が付加される。また、その他の回路ブロックでＣ／Ｎのモニターを行う場合に関しては、例えば、デジタル復調する前のコンスタレーションの状態において、そのずれ（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）から、Ｃ／Ｎを算出する等の方法などが挙げられる。本実施の形態では、これを用いており、この場合、図７で示す制御ライン３３が付加される（ＢＢ−ＩＣ内の詳細回路ブロック表示なし）。また、Ｃ／Ｎは、デジタル変調方式などを規定することで、受信感度と結び付けられ、前記の出力信号の品質となるパラメータを受信感度とすることも可能である。また、ＢＥＲは、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲや、リードソロモン符号のデコード後のＢＥＲ等がある。誤り率には、ＢＥＲ以外に、フレーム誤り率やパケット誤り率などもあり、そちらを出力信号の品質となるパラメータとして、用いても良い。以上説明した場合でも、同様に、図７で示す制御ライン３３が付加されることになる。ＢＢ−ＩＣ内部に演算回路などの回路が具備されているため、出力信号の品質となるパラメータ（例えば、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ）の使用時の値の算出が容易に行え、判定制御ライン３３を付加する構成の方がより好ましい。

図８に、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを変えていった場合のＢＥＲの変化、つまり、受信状態の変化を示す。縦軸がビタビ符号のデコード後のＢＥＲで、本発明では、この値を、出力信号の品質を評価するパラメータ、つまり、品質限界閾値を決定するパラメータとして、利用している。横軸が周波数調整単位Δｆｃｏｎｔである。また、図８は、劣悪な受信環境を想定した受信装置の最小感度点付近における測定値を示す。つまり、図８は、最終の誤り訂正デコードが終了した段階（前記の例では、リードソロモン符号のデコード後）で、エラーフリーの状態で受信するのに、最低限必要な受信信号電力付近での測定値を示す。図８に示すように、温度制御を行わない周波数調整単位Δｆｃｏｎｔが０の場合に、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲ＝１×１０＾−４となるように、設定している。本来、エラーフリーを実現するＢＥＲは２×１０＾−４である。初期のＢＥＲを１×１０＾−４としたのは、基準発振器として、水晶発振器を用いた場合でも、種々のばらつき、変動などによって、１×１０＾−４程度の劣化が見込まれ、この値を初期値と設定することで、最終的に、劣化が起こっても、エラーフリーの状態が実現できるためである。

まず第１に、最終の誤り訂正デコード終了後（上記のリードソロモン符号のデコード後）に、エラーフリーとなるように、品質限界閾値を設定した場合に関して、説明する。図８で、破線で示しているＢＥＲ＝２×１０＾−４のラインが、品質限界閾値である。ここでは、品質限界閾値を誤り率限界閾値として定義している。このラインと交差する周波数ｆａ１が、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔの限界となる所定値Ｆである。つまり、Δｆｃｏｎｔ≦Ｆ＝ｆａ１とすることで、信号品質を損なわず、エラーフリーの受信品質が保てるということである。なお、デジタル変調方式にもよるが、概して、前記の１×１０＾−４の劣化は、最小入力感度でいう０．１ｄＢ程度にあたり、別の品質限界閾値として、例えば、最小入力感度が、初期から０．１ｄＢ劣化する値としても、ほぼ同等の効果が得られる。また、Ｃ／Ｎでも同様のことが言え、初期から、０．１ｄＢ劣化した値を品質限界閾値としても良い。ここで言う初期値の決定は、Δｆｃｏｎｔ＝０の時の値を用いれば良い。以上説明した品質限界閾値を用いる構成とすることで、ほぼ完全に、信号品質への影響ない状態が実現できる。これは、前記のように、この条件が、最も厳しいデジタル変調方式の場合でも、ほとんどビット誤りが起こらない状態を実現できるためである。なお、このことは、テレビシステムだけでなく、携帯電話の通話システム、データ通信システム等のデジタル変調を用いた他のシステムに関しても言え、同様の構成により、同等の効果が得られる。

第２に、テレビ視聴を実際に行う上で、画像劣化が目視確認できないレベルで、品質限界閾値を設定した場合に関して説明する。これは、前記の「画像認識エラー無し」の受信品質の状態である。実用的には、このレベルがより現実的で、好ましい品質限界閾値となる。図８中のＢＥＲ＝３×１０＾−３の破線が、品質限界閾値であり、前記同様、誤り率限界閾値として定義している。このラインと交差する周波数Δｆｂ１が、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔの限界となる所定値Ｆである。つまり、Δｆｃｏｎｔ≦Ｆ＝ｆｂ１とすることで、テレビ視聴上の信号品質を損なわず、画像認識エラー無し受信品質が保てるということである。なお、概して、ＢＥＲの１×１０＾−４から、３×１０＾−４の劣化は、最小入力感度でいう１〜１．２ｄＢ程度にあたり、別の品質限界閾値として、例えば、最小入力感度が、初期から１ｄＢ劣化する値としても、ほぼ同等の効果が得られる。また、Ｃ／Ｎでも同様のことが言え、初期から、１ｄＢ劣化する値を品質限界閾値としても良い。なお、この状態は、概して、パケットエラーフリーの状態と一致し、これを品質限界閾値としても、同様の効果が得られる。なお、このことは、テレビシステムだけでなく、携帯電話の通話システム等のビット誤りがある程度許容されるデジタル変調システムに関して言え、それぞれのシステムにおいて、許容される出力信号の品質から、品質限界値を規定して、Δｆｃｏｎｔの限界となる所定値Ｆを設定してやれば、同様の構成により、同等の効果が得られる。なお、携帯電話の通話システム等では、ほぼ同等の品質限界閾値を用いて、ほぼ同等の効果が得られる。これは、人間の目と、耳の認識力と、誤り率の関係が大きくは異ならないためである。また、データ通信などの、誤りの許容が厳しいシステムにおいても、誤ったデータを再度送信してもらう再送要求機能などを併用してやることにより、この品質限界閾値を用いることも可能となる。

第３に、テレビ視聴を実際に行う上で、画像劣化を許容し、画像確認できる程度で、視聴を行うことができるレベルで、品質限界閾値を設定した場合に関して説明する。この品質限界閾値は、同期の確立が出来るかどうかで判断される。ここでいう同期は、データの同期であり、この後、デインターリーブ、誤り訂正符号のデコードが行われる。従って、この同期が確立するか否かが、その後の復調へ大きな影響を与え、つまりは、受信品質を決定する上でも大きな影響を与える閾値となる。Δｆｃ１は、この同期確立の限界となる所定値Ｆであり、Δｆｃｏｎｔ≦Ｆ＝ｆｃ１とすることで、同期確立は達成され、その後の、デインターリーブ、及び、誤り訂正符号のデコードによって、誤り率の改善がなされ、ある程度の信号品質を有する信号が得られ、前記のようなレベルでの受信状態が得られる。天気予報、ニュースなどの情報を得るためだけのテレビ視聴、スポーツなどの経過を知りたいような目的のテレビ視聴の場合、この品質限界閾値でも、十分な効果が得られる。なお、このことは、テレビシステムだけでなく、携帯電話の通話システム等のデジタル変調を用いた他のシステムに関しても言え、同様の構成により、同等の効果が得られる。本品質限界閾値の設定のポイントは、低レベルの受信品質状態でも、受信するメリットが得られる際に用いるということで、温度変動の激しい劣悪な通話環境などで、連絡のみでも行いたい、要件のみでも伝えたいといった場合に非常に効果的である。これは、人間の耳、脳自体に誤り訂正能力があり、誤った、或いは、聞こえない箇所が合っても、補正して理解することが可能であるためである。

次に、具体的な数値に関して、説明する。例えば、国内のＩＳＤＢ−Ｔのワンセグ放送のｍｏｄｅ３において、本実施の形態を適用すると、限界となる所定値Ｆは、ｆａ１＝６０Ｈｚ、ｆｂ１＝１３０Ｈｚ、ｆｃ１＝１６０Ｈｚとなる。つまり、最小感度点付近では、Δｆｃｏｎｔを１６０Ｈｚ以下に抑えれば、テレビ視聴が可能となる。なお、ｍｏｄｅ３では、マルチキャリアのキャリア間隔は約１ｋＨｚであり、ワンセグ放送の中で、位相雑音の影響を最も受けやすいｍｏｄｅである。従って、前記の品質限界閾値、限界となる所定値Ｆを適用することにより、他のｍｏｄｅでも同等以上の効果が得られることになる。なお、海外、例えば、欧州での規格であるＤＶＢ−ＴやＤＶＢ−Ｈでも、同様のＯＦＤＭ方式が採用されている。いずれの場合も、最小のキャリア間隔は１ｋＨｚであり、前記のように同等以上の効果が得られる。

以上、３つの限界閾値の条件下での周波数調整単位Δｆｃｏｎｔの所定値Ｆに関して、説明を行ったが、このようなことは、特に、周波数温度特性の悪い基準発振器を用いる際に、大きな効果を発揮する。周波数温度特性が悪いと、温度に対する周波数変動が大きく起こり、分周数による周波数の調整も大きく行う必要が生じる。何も意図せずに、調整を行ってしまうと、前記の課題により、出力信号の品質を大幅に劣化させてしまうことになる。本実施の形態のように、出力信号の品質を規定するパラメータを決め、その品質限界閾値を決め、更に、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔの所定値Ｆを決定することで、前記の課題は回避できる。その際に、特に、最終的に必要な受信品質を考慮して、どの所定値Ｆを選ぶかを決めれば、最適な受信が達成できる。

以上は、最小感度点付近の受信状態が非常に悪い場合に関しての考察であるが、受信状態が良い場合には、更に、Δｆｃｏｎｔを大きくしても良い。図９にその様子を示す。図９には、３種類の受信環境下でのΔｆｃｏｎｔとＢＥＲの関係を示している。受信環境の劣悪の度合いは、受信環境１、受信環境２、受信環境３の順に低くなる（受信環境が良くなる）。受信環境は電波の受信状態が良好か否かで決まることが多く、良い場合は、受信信号強度が高く、ノイズとの比が大きく取れる、つまり、Ｃ／Ｎの高い受信波を受信できることになる。従って、Δｆｃｏｎｔを大きくして、位相雑音が劣化した場合でも、初期の受信信号のＣ／Ｎが高いため、許容されるΔｆｃｏｎｔが上がることになる。つまり、エラーフリーの状態が得られる品質限界閾値に関しては、ｆａ１＜ｆａ２＜ｆａ３の関係が成り立ち、画像視聴上、ノイズが目視出来ないレベルの状態が得られる品質限界閾値に関しては、ｆｂ１＜ｆｂ２＜ｆｂ３の関係が成り立ち、画像確認が出来るレベルの状態が得られる品質限界閾値に関しては、ｆｃ１＜ｆｃ２＜ｆｃ３の関係が成り立つ。以上のことより、限界となるΔｆｃｏｎｔの所定値Ｆは、受信状態によって変化する、つまり、周波数変換器からの出力信号の希望波の強度、もしくは、信号品質に基づいて、決定する構成とすることで、より大きなΔｆｃｏｎｔとすることができ、大きな基準周波数変動にも耐えうるシンセサイザ、とこれを用いた受信装置、及び電子機器を提供することが可能となる。

なお、ＢＥＲは計測するには、ある一定期間を要するため、より瞬時に判断したい場合は、Ｃ／Ｎをモニターする方がより好ましい。また、受信した信号のＣ／Ｎがある程度高い状態では、ＢＥＲは、エラーフリーの状態しか示さないため、Ｃ／Ｎをモニターする方がより好ましい。

ＢＥＲをモニターする場合には、例えば、Δｆｃｏｎｔを上昇させながら、ＢＥＲの変化を計測し、誤り率限界閾値付近以下になるように、Δｆｃｏｎｔを設定する。つまり、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを変化させながら、それに伴って、変化する信号品質に基づいて、信号品質限界閾値を超えないようなΔｆｃｏｎｔの所定値Ｆを決定し、その決定された所定値Ｆ以内で、周波数調整を行う。

以上説明した本実施の形態の構成では、ＢＢ−ＩＣより出力された制御ライン３３を用いて制御を行っていた。ＢＥＲ自体の演算がＢＢ−ＩＣ内で行われているためである。ＢＥＲの値がＭＰＥＧデコーダ２８へ送られる場合は、ＭＰＥＧデコーダ２８から制御ラインを持ってくる構成でも良い。希望信号の品質を決定するパラメータを何にするかで、どこの回路ブロックから制御ラインを持ってくるかを選択すれば良い。

なお、本実施の形態では、基準発振器２を構成する振動子１４として、シリコン振動子などのＭＥＭＳ振動子を用いている。その理由に関して、説明する前に、周波数温度特性に関して、説明を行う。

一般に、基準温度をＴ０、現在の温度をＴ、基準温度での共振周波数をｆ、温度がＴ０からＴに変化した際の共振周波数変化量をδＴとすると、Ｔ０からＴまで温度が変化した際の周波数の変動率δｆ／ｆは、（数１）で表される。

ここで、α、β、γをそれぞれ１次、２次、３次の周波数温度係数と呼ぶ。これらの温度係数が小さい振動子が、周波数温度特性が良い振動子ということになる。以下に、シリコン振動子などのＭＥＭＳ振動子を用いるからこそ、本発明の効果を顕著に奏することについて説明する。

まず第１に、ＭＥＭＳ振動子の周波数温度特性が、水晶振動子に比べ、悪いということが挙げられる。例えば、水晶振動子は、その周波数温度係数が、１次が０で、２次、３次の温度係数も小さい振動子である。一般に、温度係数は、１次、２次、３次となるに従って小さくなり、かつ、使用温度範囲における周波数温度特性に占める影響も小さくなるため、１次の温度係数が０であるということは、その振動子の周波数温度特性が非常に良好であると言う事を示している。水晶の各温度係数は、水晶インゴット（水晶の引き上げ後の固まり）から、水晶板を切り出す際のカット角度によって変わる。その良好な周波数温度特性から、最も広く使用されている水晶振動子に、ＡＴカット水晶振動子がある。これは、例えば、使用温度範囲（−３０〜８５℃）において、周波数の変動率が、±２０〜±１００ｐｐｍ程度となる。この周波数の変動率の幅は、カット角度の微小な違いによって生じる。

ＭＥＭＳ振動子の一つであるシリコン振動子は、水晶とは違い、周波数温度特性が良くない。１次の温度係数が大きく、−３０ｐｐｍ／℃である。使用する温度範囲において、この１次の温度係数が支配的であるため、以下では、２次、３次の温度係数を無視して、周波数の変動率を考える。シリコン振動子の周波数の変動率は、使用する全温度範囲で考えると、±１７２５ｐｐｍと水晶振動子よりも１０倍以上大きな値となってしまう。本実施の形態で使用しているシンセサイザ１では、温度変化などによって、基準発振器がずれた場合に、その周波数をシンセサイザ１の第２の分周器６の分周数を変えることにより、シンセサイザ１の出力としては、ほぼ一定値にする、或いは、後段において、影響の少ないレベルの出力値にすると言うものである。ここで、基準発振器２の温度に対する周波数変動が大きいと、周波数の補正幅を大きく取らなければならず、前記の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆにしなければ、シンセサイザ１の出力の位相雑音性能を劣化させることになる。詳細は後述するが、簡単に、日本国内のＩＳＤＢ−Ｔのワンセグ放送のｍｏｄｅ３での例を説明する。シリコン振動子では、１℃／ｓｅｃの温度変化が起こった場合、３０ｐｐｍの周波数変動が起こり、５００ＭＨｚの局部発振信号周波数を想定すると、１５ｋＨｚの周波数変動が発生する。周波数制御間隔が仮に、１００ｍｓｅｃと設定されていると、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔは１．５ｋＨｚとなり、受信が出来ない状況を引き起こすことになる。これが、水晶であれば、１ｐｐｍ／℃の変動で済み、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔは５０Ｈｚとなり、エラーフリーのレベルを実現することができる。このように、温度特性が悪い振動子を搭載した基準発振器を用いるほど、本発明の効果を顕著に奏することになる。

また、周波数温度特性が悪いと、変動が大きいため、周波数をダイナミックに変化させる必要がある。その反面、高い周波数精度を要求されることから、周波数を細かく変化させる必要もある。両者を共に実現させる必要があるため、選択できる周波数補正方法にも限りが出てきて、どうしても本実施の形態で説明したようなデジタル的な変化を伴うものになってしまう。これは、前述のような位相雑音性能への影響を引き起こす。つまり、デジタル的な周波数変化に起因した位相の不連続を引き起こすような周波数温度補償方法を用いた構成では、本発明で開示した課題が発生する。従って、携帯電話やテレビシステムなどの位相雑音性能の要求されるシステムにおいて、従来例で示したような構成において、基準発振器をＭＥＭＳ発振器とすると、その使用が困難であった。

第２に、ＭＥＭＳ振動子を使ったＭＥＭＳ発振器の位相雑音性能が、水晶発振器に比べ、悪いということが挙げられる。水晶振動子を用いた水晶発振器は、位相雑音性能においても優れているため、周波数補償による位相雑音の劣化が起こった場合でも、シンセサイザ全体としての必要性能を保てる可能性がある。一方、ＭＥＭＳ発振器の場合、その構造、材料、使用する振動モードなどにもよるが、水晶発振器ほどの位相雑音性能を有しない場合が多く、本実施の形態で開示した課題が問題視されることが多いためである。また、たとえ位相雑音性能が良かったとしても、周波数を変化させる量が大きいので、目的の周波数にたどり着くまでに、時間を要する。一方、周波数変化を早く制御しようとすると、周波数のオーバーシュート（位相の不連続が大きくなる）があり、結果として、シンセサイザ全体としての位相雑音性能を悪化させてしまうことになる。

なお、ＭＥＭＳ振動子としては、例えば、シリコンなどの半導体をベースにしたものや、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰＺＴと言った薄膜圧電材料をベースとしたＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）と呼ばれるものや、ＳｉＯ₂などのその他の薄膜材料をベースとしたものが挙げられる。また、弾性表面波を用いたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）振動子や、異なる物質の境界を伝播する境界波などを用いた振動子もＭＥＭＳ振動子の一例である。これらの振動子のうちで、ＡＴカット水晶振動子と同程度の周波数温度特性を持つものは、ほとんどなく、また、そのほとんどが、１次の温度係数を有する（無視できない）ものである。例えば、ＡｌＮを用いたＦＢＡＲでは、厚み縦振動（印加電界と同一方向に振動）を用いた振動子で、−２５ｐｐｍ／℃、ＺｎＯでは、−６０ｐｐｍ／℃程度となる。また、ＳＡＷを用いた振動子でも、基材に３６°ｙカットのタンタル酸リチウムを用いたものでは、周波数温度特性が−３５ｐｐｍ／℃程度、基材に６４°ｙカットのニオブ酸リチウムを用いたものでは、−７２ｐｐｍ／℃程度となる。これらのＭＥＭＳ振動子は、水晶振動子より小型にできるものが多い。また、ＭＥＭＳ振動子は半導体ＩＣと一体化することができるものが多い。特に、シリコン振動子は、半導体の多くがシリコン基板上に形成されることから、ＩＣ形成と一括して、作り込めるなどの多くのメリットを有する。また、ＡｌＮ、ＺｎＯなども半導体基板上に作り込めるため、一体化の効果は大きい。なお、ＳＡＷや境界波を用いた振動子や、ＦＢＡＲを用いる場合、小型化を行うには、より高周波の共振周波数となるように振動子を構成した方がより好ましく、その場合、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を構成しない構成が良い場合もある。その構成例は、ＳＡＷ振動子で構成された基準発振器の後に、第２の分周器を持ってきて、その第２の分周器を調整し、周波数を調整するような構成である。別の構成例は、ＳＡＷ振動子で構成された基準発振器の負荷容量として、スイッチ機能を有するコンデンサを複数用いて、スイッチを切り替えることにより、負荷容量を離散的に切り替えて、周波数調整を行うような構成例である。以上の構成例でも、デジタル的な周波数の変化を伴うために、本発明の効果を顕著に奏することになる。

以上説明したシリコン振動子などのＭＥＭＳ技術を用いたＭＥＭＳ振動子は、小型、低コスト化に大きなメリットがある。しかしながら、周波数温度特性が悪く、温度補償制御を行っても、例えば、前記のような課題があるため、周波数精度や位相雑音性能が求められるテレビや携帯電話といったシステムには用いることが困難であった。また、その他の電子機器用のタイミングクロックなどの用途においても、前記の要求が厳しいものには、使用することが困難であった。なお、位相雑音性能を時間軸で評価した場合、この位相雑音はジッタに相当する。タイミングクロックの分野では、位相雑音性能を評価する変わりに、このジッタ性能を評価し、この性能について高いレベルが求められる場合、使用することが困難であった。なお、このジッタの評価は、ジッタ時間を直接測定したり、アイパターンと言われるデジタル信号の重ね合わせ波形により評価したりする。以上の理由により、ＭＥＭＳ振動子、特に、シリコン振動子の利用は、前記の大きなメリットがあるにも関わらず、ごく一部での利用に限られていた。

本実施の形態の構成とすることで、以上のような場合でも、受信品質を悪化させずに、ＭＥＭＳ振動子を用いたシンセサイザと、これを用いた受信装置、及び電子機器を実現することができる。以下、その実施の形態に関して、より具体的、定量的に、使用環境を想定して、説明する。

まず、第１に、室内での環境下においての温度の変化は、０．１℃／ｓｅｃ程度が想定される。この場合、周波数の変動は、３ｐｐｍ／ｓｅｃ程度となる。５００ＭＨｚのローカル周波数を想定すると、１５００Ｈｚ／ｓｅｃの変動に相当する。ここで、ワンセグ放送のｍｏｄｅ３での受信を例に考えてみる。画像に目視確認できるノイズがほとんどない実用上の許容レベルを想定すると、Δｆｃｏｎｔ≦１３０Ｈｚを満たす必要がある。図１０に、ｆ０であった周波数が、ある瞬間ｆ１にΔｆｓｈｉｆｔだけ変動した場合に、周波数調整を行った際の周波数の推移状況を示す。図１０（ａ）は従来の回路構成で周波数調整した場合で、図１０（ｂ）は本実施の形態の回路構成で周波数調整した場合を示している。図１０（ａ）では、制御部は調整開始と同時に、一気にｆ０まで戻している。図１０（ｂ）では、制御部は１２回に分けてｆ０まで戻している。ここで、Δｆｓｈｉｆｔを前記の１５００Ｈｚであると仮定すると、図１０（ａ）では、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔ＝１５００Ｈｚであるために、フレーム同期はずれが発生し、画像がほとんど出力されない状況となる。一方、図１０（ｂ）では、周波数調整量を１２回に分割しているため、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔ＝１２５Ｈｚで、テレビ視聴は可能な状態となる。なお、水晶振動子はシリコン振動子よりも、温度特性が一桁以上良いため、もし水晶振動子を用いた場合は、０．１℃／ｓｅｃ程度の温度変動では、周波数の変動が実用上の許容レベル１３０Ｈｚ以下となる。従って、本実施の形態は、シリコン振動子などの周波数温度特性の悪い振動子を用いたときにこそ、顕著な効果を得られることになる。なお、この例では、１秒間に、１２回周波数調整を行うため、１回当たりの周波数調整を８３ｍｓｅｃ以下で行えば良い。

第２に、携帯電話用のテレビ、ノートＰＣ、モバイルテレビなど、モバイル用途の電子機器を想定する。室内から室外へ入ってくる、或いは、自動車内にて、テレビを視聴している際に、車外に出たり、ドアを開けるなどした場合、携帯電話の周囲は１〜２℃／ｓｅｃ等の大きな温度変化が予想される。この場合は、周波数の変動は、３０〜６０ｐｐｍ／ｓｅｃ程度となる。５００ＭＨｚのローカル周波数を想定すると、１５０００〜３００００Ｈｚ／ｓｅｃの変動に相当する。同様に、ワンセグ放送のｍｏｄｅ３での受信を想定すると、１秒間で、１１６〜２３２回に分けて周波数を調整する必要があり、１回当たりの調整を８．６〜４．３ｍｓｅｃ程度で行えばよい。

このように、急激な温度変化により急激に周波数がずれた場合でも、許容できるΔｆｃｏｎｔを考慮して、一度に、所定の周波数に戻さずに、複数回に分割して、所定の周波数に近づける方が良い。これは、調整時間の制約、例えば、最小の調整時間が１０ｍｓｅｃなどの制約があり、周波数を近づけるのに時間がかかったとしても、Δｆｃｏｎｔを考慮して、複数回に分割して周波数を戻す方が、より受信性能へ与える悪影響は少ない場合もある。また、前記のような周囲環境による温度変化の程度は、電子機器の有する熱容量によっても変わり、特に、携帯電話などの小型の電子機器は熱容量が小さく、環境温度に対して、より敏感に温度が変化するので、本実施の形態を用いることで、顕著な効果が得られる。また、室内用の電子機器でも、電源投入直後や、室内の冷暖房機器を投入した直後など、このような温度変化が発生する状況は想定できる。

第３に、温度変化がより急激な場合、例えば、寒冷地で、自動車内や室内から外に出た場合、或いは、逆の場合、また、電子機器の電源投入直後など環境下を想定する。この場合、調整時間間隔を極端に小さくして、調整回数を増加する必要があるが、システム上の制約により、それが困難になる場合がある。つまり、可能な周波数の最小調整時間内での周波数変動量（或いは、変化させるべき周波数）が、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔの所定値Ｆよりも大きい場合である。この時の周波数変動の条件を許容範囲外と定義する。例えば、周波数調整単位Δｆｃｏｎｔが１６０Ｈｚであり、システム上、可能な最小調整時間が５０ｍｓｅｃである場合に、４９ｍｓｅｃで、２００Ｈｚの周波数変動を生じた場合である。この条件下では、ある期間の受信を犠牲にして、周波数調整を行う。つまり、ある一定期間、画像に混入するノイズや、画像の乱れを許容したり、或いは、極端な場合、受信自体を行わなくする。図１１にその場合の周波数の推移状況を示す。ある瞬間、基準発振器２が温度により変動した結果、シンセサイザの出力周波数がｆ０からｆ１まで大きく変化する。次の調整のタイミングで、制御部はｆ１からｆ２まで周波数を一気に調整する。この期間は、テレビ受信や復調が不能となるが、その後、また、所定のΔｆｃｏｎｔに基づいて、制御部は周波数を戻していく。制御部が周波数をｆ１からｆ２へ戻す間の時間は、テレビ視聴ができないが、その他の大部分の時間は、視聴可能となる。通常、この期間は、１ｓｅｃ以下、例えば、前記の例では、８．６ｍｓｅｃと非常に小さいため、頻繁にこのような温度変化が起こる場合を除けば、実用上問題ないレベルでの視聴が可能となる。

なお、３番目に説明したこの例では、一定期間周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆより大きくする必要があり、その一定期間に限れば、本発明の特徴である「Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内にする」ことによる効果が得られない。しかしながら、受信時の大部分は、本発明の特徴を用いている。この制御方法は、少ない一定期間のみを犠牲にして、本発明の特徴を最大限に活用する実施の形態である。

なお、制御部がｆ１からｆ２へ周波数を戻す間の時間が、同期の取れる信号品質で規定されるΔｆｃｏｎｔであれば、より好ましい。例えば、前記の例では、Δｆｃｏｎｔ≦１６０Ｈｚであれば、より好ましい。この場合、画像受信が不能となる時間帯は存在しないためである。

また、このように制御部がｆ１からｆ２へ大きく周波数を調整するタイミングは、データ受信上の問題のない期間、或いは、問題の小さい期間であれば、より好ましい。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔのシステムでは、受信信号中にガードインターバル信号が入っている。この信号は、元来、マルチパス対策で設けられていて、遅延波を考慮して、マルチパスによるシンボル間干渉を避けるために挿入されている。このガードインターバル信号は、例えば、有効シンボル期間の信号の一部のコピーの場合が多い。即ち、ガードインターバル信号はデータ自体ではなく、この信号の受信期間（以下、ガードインターバル期間という）中に制御部がシンセサイザ部の周波数調整単位を所定値Ｆより大きくしても受信品質に大きく影響はしない。なお、このガードインターバル期間の検出は、ＢＢ−ＩＣで行われており、符号の相関出力を検出して、その検出信号を用いて、ガードインターバル期間を知ることが可能である。そうして検知されたガードインターバル期間に、制御部が周波数調整を行えば良い。また、海外のモバイルテレビ用のシステムであるＤＶＢ−Ｈでは、タイムスライシングと言う技術が用いられている。これは、省電力化を狙って、時分割信号を受信するシステムである。つまり、希望信号を受信している期間と、していない期間が存在し、希望信号を受信していない期間を狙って、制御部はシンセサイザ部の周波数調整単位を所定値Ｆより大きくする制御を行えば良い。この制御は、携帯電話の時分割システム、例えば、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）や、送受信の時間切替えＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）などにも適用できる。なお、以上は、急激な温度変化が起こる環境下を想定した説明であったが、システム上の制約で、調整間隔を小さくできない場合も、以上説明した実施の形態により、同様の効果がある。また、この制御手段は、前記のように、熱容量の小さい小型の電子機器に対して、よりいっそうの効果を奏する。また、電源投入直後の温度変化を想定する場合は、電源を入れた瞬間からテレビを視聴することが少ない初期の時間に、制御部がシンセサイザ部の周波数調整単位を所定値Ｆより大きくする制御を行い、周波数を大きくシフトさせてしまえば良い。初期の期間としては、例えば、数十ｍｓｅｃ〜数百ｍｓｅｃが好ましい。また、チャンネル切替を行った際も、温度による周波数変動ではないが、初期の周波数が合っていないということが想定され、その場合も本発明の制御を行うことにより、同様の効果を得ることができる。

以上、シンセサイザが基準発振器を備える構成に関して、説明を行ったが、シンセサイザの外部から基準発振信号を供給してもらっても良い。本実施の形態のシンセサイザは、位相雑音の劣化のない周波数補正機能を有するため、シンセサイザの外部から信号をもらう場合でも、特に、精度の高い信号供給の必要がない。この場合、シンセサイザは内部に基準発振器を持たないため、小型化、低コスト化に有利となる。

また、本実施の形態では、振動子としては、ＭＥＭＳ振動子に関して説明を行ったが、これに限るものではない。本実施の形態の特徴の一つは、周波数温度特性に左右されずに、振動子を選択できるということである。その他の圧電単結晶を用いた振動子やセラミック振動子などを用いてもよい。

なお、以上説明した実施の形態では、発振器５の出力をシンセサイザ１の出力としたが、発振器５の後に、分周器を入れて、シンセサイザ１の出力としても良い。これにより、発振器５の発振周波数を高くすることができ、発振器５のサイズを小さくすることが可能となる。

なお、図１において、発振器５の周波数がほぼ一定値となるように、第２の分周器６の制御を行ったが、それに限るものではなく、システム全体で、受信性能がでるように調整を加えれば良い。例えば、周波数変換器１８の後段に、更に、第２周波数変換器を設けて、その前後の回路ブロックに周波数調整機構を設けて、第２の周波数変換器の出力が一定の周波数になるように調整を行っても良い。

（実施の形態２）
次に、本発明のシンセサイザを使用したテレビ受信装置の実施の形態に関して説明する。図３において、本発明のシンセサイザ１は温度センサー８を含めて同一のＲＦ−ＩＣ２０に一括に形成され、ベース基板１９に実装されている。また、基準発振器の構成要素として振動子１４を用い、ベース基板１９の上に実装されている。基準発振器の構成要素として振動子１４を用いることで、テレビ受信装置１９の小型化を実現することができる。例えば、同等コストの水晶振動子では、２．５×２．０ｍｍのサイズが、０．５×０．５ｍｍ〜０．３ｍｍ×０．３ｍｍのサイズでＭＥＭＳ振動子は構成できる。また、高さも半分以下となる。携帯電話に搭載するような小型のテレビ受信用モジュールでは、サイズが、９×９ｍｍ〜８×８ｍｍと小型になっているため、このサイズ効果は非常に大きいものとなる。他の構成要素に関して説明すると、ベース基板１９には、アンテナ２３が受信した受信信号が入力される第１の周波数フィルタ２４と、第１の周波数フィルタ２４の出力信号が入力されるＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２５と、ＬＮＡ２５の出力信号が入力される第２の周波数フィルタ２６と、第２の周波数フィルタ２６の出力信号が入力されるバラン２７が実装されている。そして、バラン２７の出力信号はＲＦ−ＩＣ２０に入力される。

なお、本発明では、シンセサイザ部をＲＦ−ＩＣ内に形成した事例に関して、説明を行ったが、ＢＢ−ＩＣ側へ形成しても良い。

図３のＭＥＭＳ発振器をＲＦ−ＩＣ２０の中に形成した事例を図１２に示す。図１２では、振動子１４をＩＣ内へ取り込んでいる。このように、振動子１４と温度センサー８が同一のＩＣチップ（ＲＦ−ＩＣ２０）内に内蔵されることにより、実際のＭＥＭＳ振動子の温度をより正確に検知することが可能となり、ＭＥＭＳ発振器の発振周波数の調整精度を向上させることができる。例えば、急激な温度変化が起こった際でも、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で温度検知が可能となり、それによる受信劣化を引き起こさなくなる。また、ＲＦ−ＩＣ２０にＭＥＭＳ振動子を内蔵しているため、ＭＥＭＳ自身のサイズ効果に加え、実装時の隣接部品間のスペースも不要となる。つまり、個別に実装する場合の部品間のスペース、例えば、ＭＥＭＳの４辺各々、０．２ｍｍ程度のスペースが削減でき、より大きな小型化効果がある。また、図示していないが、ＲＦ−ＩＣ２０内のフロントエンド回路ブロック２９を最適化することにより、ＬＮＡ２５、第２の周波数フィルタ２６、バラン２７などを取り除いた構成も実現可能で、その場合、更なる小型化が可能となる。この場合も、フロントエンド回路ブロック２９内に設けられるＬＮＡのゲインを大きくするなどの工夫が必要となり、発熱が大きくなると考えられる。従って、ＭＥＭＳ振動子を温度センサーと同じＩＣ内に取り込むことによる前記の効果が更に、期待できる。

次に、図１３に、ＲＦ−ＩＣ２０、及びＢＢ−ＩＣ２１を一つのＩＣとした構成を示す。ＢＢ−ＩＣ２１は、復調部３０に集約されている。両方の機能を持つ受信ＩＣ３１は、受信装置のほとんどの機能が一つのＩＣに集約されており、大幅な小型化ができると共に、製造効率を向上させることが出来る。また、ベース基板１９上の部品点数の減少につながるため、ベース基板１９の層数を小さくすることができ、受信装置１９の薄型化につながる。また、層数が減ることで、ベース基板１９のコストも低くなり、また、部品点数の減少により、製造コストも低くなり、全体として、受信装置、電子機器のコストを低くできる。また、機能の集約と同時に、発熱の問題も起こり、前記の温度センサーとＭＥＭＳ振動子を一つのＩＣ内に形成した構成において本発明の構成にすることにより、本発明の効果を顕著に得ることができる。また、モバイル用途の受信装置では、受信状態の良し悪しを見ながら、電力制御などを行う場合もあり、温度の変化がシステム上激しくなる場合もある。また、ＤＶＢ−Ｈなどのシステムでは、前記のようにタイムスライシングを行っているため、常に、温度の変化が大きい状態が発生する。このような場合には、本発明の構成にすることにより、本発明の効果を更に顕著に得ることができる。

なお、以上はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いた温度補償型シンセサイザに関して説明を行ったが、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いても良い。また、ループを構成しないＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）などでも良い。ＤＤＳの例としては、予め、メモリーに記憶された信号情報をＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換して、種々の周波数の信号を生成する方法などが挙げられる。また、基準発振器２の後に、直接分周器を接続し、周波数を調整するような構成にしても、同様の効果は得られる。その構成例は、基準発振器の後に、第２の分周器を配置し、その第２の分周器を調整し、周波数を調整するような構成である。また、基準発振器の負荷インピーダンスを調整するような構成でも良い。その構成例は、基準発振器の負荷容量として、スイッチ機能を有するコンデンサを複数用いて、そのスイッチを切り替えることにより、負荷容量を離散的に切り替えて、周波数調整を行うような構成例である。以上、種々の温度補償型シンセサイザに関して説明したが、要は、周波数がデジタル的に切り替わり、位相の不連続が発生し、位相雑音が悪化するような周波数調整機構を有するものであれば、本発明の効果を顕著に得ることができる。

なお、以上の実施の形態で説明した温度センサーとしては、一般的に用いられている半導体を流れる電流の温度特性を利用したような半導体ベースのものや、サーミスタなどが挙げられるが、これに限るものではない。例えば、温度特性の異なる振動子を２つ用意し、その周波数差から、間接的に温度をセンシングすることも可能である。或いは、別のクロックや周波数情報を有する信号との比較や乗算により、その差分を検知して、温度に起因する基準周波数のずれをセンシングしても良い。別のクロックとしては、希望波となる受信信号そのものや、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）用の信号、或いは、電子機器なら、他の回路ブロックから、供給してもらった信号などが挙げられる。例えば、周波数変換器１８の出力側に付加された周波数後差検出部により、受信周波数と局部発振出力の周波数誤差を検出して、その検出結果に基づいて、局部発振出力の周波数を調整してもよい。以上説明したように、温度情報を直接、或いは間接に検知できる手段であれば良い。また、半導体ＩＣへの一体化というメリットを考えると、温度センサーは、半導体ベースのものがより好ましい。

本発明のシンセサイザは、基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、前記制御部による周波数調整時に、前記周波数変換器からの出力信号の品質が品質限界閾値より良好となるように、前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内にしたシンセサイザの構成である。

また、本発明の受信装置は、受信信号を周波数変換する周波数変換器と、ＭＥＭＳ振動子と、前記ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを前記周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、前記制御部による周波数調整時に、前記周波数変換器からの出力信号の品質が品質限界閾値より良好となるように、前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内にした受信装置の構成である。

また、本発明の電子機器は、前記受信装置の出力側に接続された信号処理部と、前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器の構成である。

以上により、基準発振器を構成する振動子の周波数温度特性への依存を軽減し、種々の材料、構成の振動子を利用できることができる。これにより、シンセサイザ、受信装置、電子機器を性能を損なわずに小型化ができる、また、更に、高性能化できる。

本発明のシンセサイザのブロック図 本発明の受信装置のブロック図 本発明の電子機器のブロック図 位相雑音の劣化を示す図 位相雑音劣化の影響を示す図 本発明の効果を示す図 本発明の電子機器のブロック図 本発明のΔｆｃｏｎｔの所定値Ｆを示す図 本発明のΔｆｃｏｎｔの所定値Ｆを示す図 本発明の周波数調整を示す図 本発明の周波数調整を示す図 本発明の電子機器のブロック図 本発明の電子機器のブロック図 従来のシンセサイザのブロック図

符号の説明

１ シンセサイザ
２ 基準発振器
３ 第１の分周器
４ 比較器
５ 発振器
６ 第２の分周器
７ 制御部
８ 温度センサー
９ ループフィルタ
１０ チャージポンプ
１１ アキュムレータ
１２ 足し算器
１３ 可変分周器
１４ 振動子
１５ ドライバアンプ
１６ シンセサイザ部
１７ メモリー
１８ 周波数変換器（混合器）
１９ 受信装置
２０ ＲＦ−ＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＩＣ）
２１ ＢＢ−ＩＣ（Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ ＩＣ）
１９ ベース基板
２３ アンテナ
２４ 第１の周波数フィルタ
２５ ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器）
２６ 第２の周波数フィルタ
２７ バラン
２８ ＭＰＥＧデコーダ
２９ フロントエンド回路ブロック
３０ 復調部
３１ 受信ＩＣ（ＲＦ−ＩＣ＋ＢＢ−ＩＣ）
３２ 制御ライン
３３ 制御ライン

Claims (16)

1. ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成し、受信信号を周波数変換する周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
   前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
   前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整により前記局部発振信号と前記受信信号との同期の確立が出来る限界となる周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
   前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内としたシンセサイザ。
2. ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成し、受信信号を周波数変換する周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
   前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
   前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整により前記受信信号の誤り率が誤り率限界閾値以下に維持される周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
   前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内としたシンセサイザ。
3. 前記誤り率限界閾値は、３×１０＾−３である請求項２に記載のシンセサイザ。
4. 前記誤り率限界閾値は、２×１０＾−４である請求項２に記載のシンセサイザ。
5. ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成し、受信信号を周波数変換する周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
   前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
   前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整により前記受信信号がパケットエラーフリーに維持される周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
   前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内としたシンセサイザ。
6. 前記シンセサイザが搭載された受信装置は、時分割信号を受信する受信装置であり、
   前記制御部は、前記受信装置が希望信号を受信していない時間に、前記シンセサイザ部の周波数調整単位を前記所定値Ｆより大きくする請求項１又は２又は５に記載のシンセサイザ。
7. 前記シンセサイザが搭載された受信装置は、ガードインターバル信号を含む信号を受信する受信装置であり、
   前記制御部は、前記受信装置がガードインターバル信号を受信している時間に、前記シンセサイザ部の周波数調整単位を前記所定値Ｆより大きくする請求項１又は２又は５に記載のシンセサイザ。
8. 局部発振信号の周波数変動が許容範囲外となった場合、前記シンセサイザ部の周波数調整単位を前記所定値Ｆ以上とする請求項１又は２又は５に記載のシンセサイザ。
9. 温度を検出する温度検出部を備え、
   前記制御部は、前記温度検出部の検出結果に基づいて、前記局部発振信号の周波数調整を行う請求項１又は２又は５に記載のシンセサイザ。
10. 前記周波数変換器の出力側に接続された周波数誤差検出部を備え、
    前記制御部は、前記周波数誤差検出部の検出結果に基づいて、前記局部発振信号の周波数調整を行う請求項１又は２又は５に記載のシンセサイザ。
11. 前記制御部は、前記検出結果で導出された周波数調整量を、複数回の周波数調整で実行する請求項９又は請求項１０に記載のシンセサイザ。
12. 前記所定値Ｆは、１６０Ｈｚである請求項１に記載のシンセサイザ。
13. 受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
    ＭＥＭＳ振動子と、
    前記ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを前記周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
    前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
    前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整時により前記局部発振信号と前記受信信号との同期の確立が出来る限界となる周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
    前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内とした受信装置。
14. 受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
    ＭＥＭＳ振動子と、
    前記ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを前記周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
    前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
    前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整時により前記受信信号の誤り率が誤り率限界閾値以下に維持される周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
    前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内とした受信装置。
15. 受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
    ＭＥＭＳ振動子と、
    前記ＭＥＭＳ振動子から出力された基準発振信号を基に局部発振信号を生成しこれを前記周波数変換器に入力するシンセサイザ部と、
    前記シンセサイザ部から出力される局部発振信号の周波数調整を行う制御部とを備え、
    前記局部発振信号を用いて前記受信信号の同期引きこみを行うことができる範囲内であって、かつ、前記制御部による周波数調整時により前記受信信号がパケットエラーフリーに維持される周波数調整幅を所定値Ｆとすると、
    前記シンセサイザ部の周波数調整単位Δｆｃｏｎｔを所定値Ｆ以内とした受信装置。
16. 請求項１３又は１４又は１５に記載の受信装置と、
    前記受信装置の出力側に接続された信号処理部と、
    前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。

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