JP2001103106A

JP2001103106A - ディジタル受信機及びディジタル無線機

Info

Publication number: JP2001103106A
Application number: JP27596199A
Authority: JP
Inventors: Kazumori Katou; 数衛加藤
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1999-09-29
Filing date: 1999-09-29
Publication date: 2001-04-13

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】狭帯域ディジタル無線機において、第２のIFフ
ィルタに用いるセラミックフィルタの、公称周波数との
中心周波数ズレに起因して発生する隣接チャネル選択度
の＋側チャネルあるいは−側チャネルの所期値からの性
能劣化を改良する。【解決手段】第２のIFフィルタ(BPF)の中心周波数ズレ
に合わせて、送信周波数が当該調整量に無関係に基地局
周波数あるいは受信周波数に正しく追従するように周波
数制御を行うようにする。更に、第２のIFフィルタの公
称周波数との中心周波数ズレ量のデータをメモリに調整
時に記憶させ、この周波数偏差量の演算データをメモリ
から読み出すことで当該演算のためのデータを供する。
加えて、温度センサを設けて無線機内温度を検出し、第
２の局発周波数に用いる基準発振器の代表的温度特性お
よび第２のIFフィルタの中心周波数の温度変動特性を加
味した演算を行うことで、中心周波数ズレ補正とは無関
係に、より精度の高い基地局追従制御を行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線機の
隣接チャネル選択度の改良方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、以下に述べるような無線通信シス
テムが知られている。即ち、無線回線の制御を行う制御
局、端末局との無線通信を行う１つあるいは複数の基地
局、及び複数の端末局から構成されるディジタル無線通
信システムである。このようなシステムでは、移動局
（端末局)は基地局の周波数に追従する機能が求められ
る。例えば、400MHz帯の公共業務用のディジタル移動通
信システムにでは、FDMA方式のπ/4シフトQPSK変調方式
のシステムとして、各電波のチャネル間隔6.25 KHzのシ
ステムが知られている。このようなシステムでは、基地
局及び移動局の周波数安定度は、それぞれ±0.1 ppm、
±1.5 ppmであり、また、移動局の基地局追従精度は±
0.2 ppmのオーダの精度が想定されている。因みに、400
MHz帯において、0.2 ppmの精度は80 Hzの周波数偏差に
相当する。即ち、端末局の送信周波数が、基地局周波数
に対して、80 Hz以内に入っていることを要求される。

【０００３】従来のディジタル無線機の、主として受信
部の動作を図２によって説明する。図２は上記FDMA方式
のπ/4シフトQPSK変調方式のシステムの端末局に用いる
ディジタル無線機の構成を示したものである。図２にお
いて、基地局からの到来波はアンテナ1から入力され、
共用器2を通過する。共用器2は入力信号を受信高周波部
3に送る。受信高周波部3は入力信号を高周波増幅した
後、第１のミキサ（MIX）4に入力する。第１のミキサ4
は第１の局発部10のローカル（局発)信号により、入力
した信号を第１の中間周波数（中間周波数を、以降、IF
周波数と称する）に変換する。第１のIF周波数に変換さ
れた受信信号は第１の中間フィルタ(BPF）（中間フィル
タを、以降、IFフィルタと称する）5で帯域制限された
後、第２のミキサ6に送られる。第２のミキサ6に入力し
た信号は、第２の局発部15及び第２のミキサ6により第
２のIF周波数に変換される。第２のIF周波数に変換され
た信号は、第２のIFフィルタ(BPF)7に入力して帯域制限
される。この第２のIFフィルタ7の出力はIF増幅器8で適
切なレベルに増幅され、復調部9に入力され、規定の復
調が行われる。

【０００４】復調部9の復調方式として遅延検波を用い
る方式では、IF増幅器8にリミッタ方式の増幅器を用い
る例が広く知られている。

【０００５】復調部9から出力された復調出力はフレー
ム伝送処理を行うためのチャネルコーデック部24に入力
され、所定の受信フレーム分解処理がなされる。そして
更に、音声処理部25に入力し、音声復号化処理がなさ
れ、マンマシンインタフェース部26を介して音声出力と
して出力される。

【０００６】復調部9の方式は、システム及び無線機の
設計思想により種々の構成が考えられるが、このシステ
ムでは、端末局の送信周波数は基地局の周波数に追従す
ることが要求されることから、復調部9にて基地局との
瞬時周波数偏差を検出し、周波数偏差平均化部11にて平
均的な周波数偏差を算出する必要がある。π/4シフトQP
SK変調方式においては、周波数偏差情報としては、例え
ば位相尤度情報が広く知られている。

【０００７】制御部12はD/A変換器13に当該周波数偏差
Δfに相当する周波数補正データを転送する。更に、D/A
変換器13は周波数補正データをアナログ値に変換し、基
準信号源であるVC-TCXO(電圧制御型温度補償水晶発振
器）14の発振周波数に-Δf（Ｈｚ）の補正をかけること
により、基地局の周波数に追従するように動作する。

【０００８】第１の局発部１０及び第２の局発部15及び
送信用局発部20は、通常、シンセサイザにより構成さ
れ、VC-TCXO14の周波数補正量に追従して、発振周波数
が補正される。これにより、受信した基地局周波数に追
従して各局発部が局発(ローカル)信号を発振することか
ら、この無線機は基地局に追従した動作を行う。

【０００９】次に、従来のディジタル無線機の、主とし
て送信動作について図２を用いて説明する。音声入力は
マンマシンインタフェース26を介して入力され、音声処
理部25で音声符号化され、チャネルコーデック部２４で
所定の送信伝送フレームに組み立てられる。フレーム組
立処理がなされた送信信号は変調部21に入力され、ディ
ジタル変調（このシステムでは、π/4シフトQPSK変調）
される。変調出力は直交変調部22に送られ、直交変調部
22で直交変調された後、送信高周波増幅部23で増幅さ
れ、共用器2を通過後、アンテナ1から出力される。

【００１０】この時、直交変調器22の送信局発信号は、
送信局発部20から供給される。この送信局発信号は、上
記のとおり、基地局周波数に追従した周波数になるよう
に制御されるため、送信周波数についても基地局周波数
に追従した動作をする。この従来例では、送信局発部20
の周波数が送信波となる直接変調方式で説明したが、送
信IF信号で直交変調し、アップコンバートして送信周波
数を生成する方式においても同様の動作となる。

【００１１】さて、無線機においては、隣接チャネルと
の干渉耐力を示す重要な受信性能として、隣接チャネル
選択度がある。受信性能は第１のIFフィルタ5及び第２
のIFフィルタ7の選択度特性で決定される。一般に、第
１のIFフィルタ5には水晶フィルタ、また、第２のIFフ
ィルタ7にはセラミックフィルタが用いられ場合が多
い。一般に、400 MHz帯においては、第１のIF周波数
は、10.7 MHzなどの10 MHz付近から数十MHzが用いら
れ、第２のIF周波数として450 kHzを選ぶ場合が多い。
前述のとおり、ディジタル無線機において、チャネル間
隔6.25 kHz、π/4シフトQPSK変調方式及び伝送速度9.6
kbp（ロールオフ率α= 0.2）を規定するシステムが知ら
れている。当該システムの受信帯域幅は4.8 kHz、即
ち、中心周波数ｆ₀に対して±2.4 kHzであり、他のディ
ジタル無線機に比較して1/2あるいは1/4と非常に狭い帯
域となることから、周波数の利用効率を図る有効な方式
である。

【００１２】また、変調波のスペクトラムの広がりの理
論値は、±2.88 kHzである。このため、機器の実現にあ
たっては、上記IFフィルタの総合周波数特性として±2.
4 kHzにおいて3 dBの帯域幅、隣接チャネル選択度の一
般的規格である42 dB以上を確保するように減衰特性を
配分することが必要とされる。また、このような狭帯域
ディジタル無線機については、群遅延特性を考慮したIF
フィルタの実現性より、第１のIFフィルタ5の水晶フィ
ルタには、比較的緩やかな減衰特性を配分し、第２のIF
フィルタ7のセラミックフィルタには、3 dBの帯域幅を
確保し、隣接チャネル選択度を支配的に決める周波数特
性を配分することが多い。このため、第２のIFフィルタ
7に使用するセラミックフィルタの周波数選択度には急
峻な特性を配分し、隣接チャネル選択度を得る。例え
ば、PDC(Personal Digital Cellular)携帯電話装置にお
いても、同様な方式で隣接チャネル選択度を得ている。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術には、
狭帯域のディジタル無線機において、隣接チャネル選択
度特性を実現する場合、次の欠点がある。

【００１４】前述のとおり、第２のIFフィルタに使用す
るセラミックフィルタに所要選択度の多くを配分する必
要がある一方、このセラミックフィルタの中心周波数が
製造バラツキにより、±100〜200 Hzの偏差を有する場
合が多く、とりわけ製造ロットにより偏差傾向が決定さ
れることから、中心周波数偏差の少ないフィルタを同一
ロットから選別抽出することが難しい。このため、従来
のディジタル無線機では、チャネル間隔が25 kHzあるい
はそれ以上であることから、受信帯域幅も広くフィルタ
のＱが相対的に低く、中心周波数ずれがある場合も、所
要値に対して減衰量が大きく変動することはない。この
ため従来のディジタル無線機では、第２のIFフィルタに
相当するセラミックフィルタの中心周波数ずれに対し
て、隣接チャネル選択度が、−側チャネル、＋側チャネ
ルで値が偏ることは少ない。

【００１５】これに対して、従来より狭帯域なディジタ
ル無線機では、第２のIFフィルタに使用するセラミック
フィルタの中心周波数のズレが100〜200 Hz程度あるた
め、隣接チャネル選択度の値が、−側チャネル、＋側チ
ャネルで値大きく偏る不具合が生じる。例えば、42 dB
以上という規格に対して、35 dB（−側チャネル）、49
dB（＋側チャネル）というように、基本性能を満足しな
い欠点が生じてしまう。

【００１６】本発明の目的は、上記のような欠点を除去
し、第２のIFフィルタに用いるセラミックフィルタの中
心周波数ズレにより起因する隣接チャネル選択度の＋
側、−側の偏りを補正し、所定の性能を満たすために有
効な手段を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明のディジタル無線機は、第２の局発周波数
を第２のIFフィルタの中心周波数ズレに合わせて周波数
を調整する機能を設けたものである。

【００１８】また、本発明のディジタル無線機は、復調
部を介して周波数偏差平均化部から出力される受信周波
数偏差情報から、調整した周波数偏差分を差し引く演算
機能を設けて、送信周波数が当該調整量に無関係に基地
局周波数あるいは受信周波数に正しく追従するように周
波数制御を行うようにしたものである。

【００１９】更にまた、本発明のディジタル無線機は、
第２のIFフィルタの、公称周波数との中心周波数ズレ量
のデータをメモリに調整時に記憶させ、周波数偏差量の
演算データを当該メモリから読み出すことで当該演算の
ためのデータを供するようにしたものである。

【００２０】更に加えて、本発明のディジタル無線機
は、必要に応じ、温度センサを設けて無線機内温度を検
出し、第２の局発周波数に用いる基準発振器の代表的温
度特性および第２のIFフィルタの中心周波数の温度変動
特性を加味した演算を行うことで、中心周波数ズレ補正
とは無関係に、より精度の高い基地局追従制御を行なう
ことを可能としたものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】まず、本発明のディジタル無線機
の受信部の動作を図1によって説明する。図１はFDMA方
式のπ/4シフトQPSK変調方式のシステムの端末局に用い
るディジタル無線機の構成を示したものである。図１に
おいて、基地局からの到来波は、従来技術のとおり、ア
ンテナ1から入力され、共用器2を通過する。受信高周波
部3は入力信号を高周波増幅した後、第１のミキサ4に入
力する。第１のミキサ4は第１の局発部10のローカル
（局発)信号により、入力した信号を第１のIF周波数に
変換する。第１のIF周波数に変換された受信信号は第１
のIFフィルタ(BPF）5で帯域制限された後、第２のミキ
サ6に送られる。第２のミキサ6に入力した信号は、第２
の局発部15及び第２のミキサ6により第２のIF周波数に
変換される。第２のIF周波数に変換された信号は、第２
のIFフィルタ(BPF)7に入力して帯域制限される。この第
２のIFフィルタ7の出力はIF増幅器8で適切なレベルに増
幅され、復調部9に入力され、規定の復調が行われる。
以下、音声出力までの動作は、図２によって説明した従
来技術でと同じである。

【００２２】ここで、復調部9は、基地局との瞬時周波
数偏差を検出し、周波数偏差平均化部11にて平均的な周
波数偏差を算出する機能を行うことは従来技術で説明し
たとおりである。今、第２のIFフィルタ7の中心周波数
が、公称周波数に対して＋Δｆ₁（Hz)ズレた偏差を有し
ていたとする。この場合、この第２のIFフィルタ7が狭
帯域であることから、隣接チャネル選択度は、＋側チャ
ネルは劣化し、−側チャネルは所要値に対して増加する
特性となり、＋側チャネルの性能が未達となる不具合が
発生する。

【００２３】そこで、この第２のIFフィルタ7の個別特
性あるいは生産ロットごとの代表特性から得られる中心
周波数ズレ量のデータ：＋Δｆ₁（Hz)を、書き込みポー
ト35を介してメモリ33に書き込む。復調部9は、基地局
あるいは受信した周波数との瞬時周波数偏差を検出し、
周波数偏差平均化部11にて平均的な周波数偏差＋Δｆ
（Hz)を算出する機能を有するので、仮に第２の局発周
波数を所期の値から第２のIFフィルタ7の中心周波数ズ
レに相当する＋Δｆ₁（Hz)ずらして供給すれば、周波数
偏差平均化部11の周波数偏差は、＋Δｆ＋Δｆ₁（Hz)の
値を出力する。即ち、このように第２の局発周波数を調
整することで、バランスのとれた所要隣接チャネル選択
度を確保することが可能となる。

【００２４】この場合、制御部12は、メモリ33に格納さ
れた中心周波数偏差データを読み出し、D/A変換器31へ
転送する。更に、D/A変換器31は中心周波数偏差データ
をアナログ値に変換し、第２の局発部15の発振周波数を
＋Δｆ₁（Hz)だけ可変するように動作する。

【００２５】一方、制御部12がD/A変換器13に対して、
検出された周波数偏差＋Δｆ＋Δｆ₁（Hz)に相当する周
波数補正データ（＝−Δｆ−Δｆ₁（Hz）相当）を転送
した場合、D/A変換器13はその周波数偏差データをアナ
ログ値に変換し、基準信号源であるVC-TCXO14に発振周
波数を−Δｆ−Δｆ₁（Hz）の補正をかけるため、第１
の局発部10及び送信局発部15の周波数も、−Δｆ−Δｆ
₁（Hz）の補正が行われるため、受信した基地局周波数
に対して−Δｆ₁（Hz））の過剰な周波数補正が行わ
れ、追従動作が正しく行われない。このため、制御部12
は、メモリ33の中心周波数偏差データ：＋Δｆ₁（Hz）
を読み出し、制御部12内にて、新たに−Δｆ₁（Hz）の
過剰補正分を相殺するための演算処理を加え、周波数補
正データとして、（−Δｆ−Δｆ₁）＋Δｆ₁（Hz）相当
＝−Δｆ（Ｈｚ）のデータを出力させることで、基地局
あるいは受信周波数に追従した送信局発信号を得る。

【００２６】ここで、第２の局発部32は、PLLシンセサ
イザあるいは、VC-TCXO単体のいずれであっても良い。
因みに、VC-TCXOを用いた場合には、発振出力を所要レ
ベルまで増幅するための増幅器のみでよいことから、PL
Lシンセサイザが不要となり、回路の小形／低消費電力
化、及び低コスト化の付帯効果がある。例えば、第２の
局発部32用のVC-TCXOとして、発振周波数10〜20 MHz付
近を選定した場合、周波数可変範囲が約10 ppm、温度お
よび経年変化等を含めた周波数安定度が約±1.5 ppm程
度の小形な汎用品が使用可能である。なお、上記発振周
波数10〜20 MHzは、第１のIF周波数が（10〜20 MHz）±
450 kHzに相当する。即ち、20 MHzに対して10 ppm周波
数を可変できれば、第２のIFフィルタ7の、公称周波数
に対する中心周波数ズレである約100〜200 Hzの偏差を
補正可能である。前述のとおり、基地局追従精度として
400 MHz帯で±0.2 ppm以内が規定されているシステムに
おいては、許容周波数偏差は±80 Hz以内であるため、
上記のような、中心周波数ズレ分に相当する周波数を相
殺する周波数追従機能の有効性が明らかである。また、
周波数安定度が±1.5 ppmの場合、周波数変動幅は±30H
z程度であるので、第２の局発部32用のVC-TCXOの周波数
が温度等の要因で変動しても、中心周波数ズレの補正に
大きく影響することはないため、所期の性能を満たす隣
接チャネル選択度を確保できる。

【００２７】また更に、第２のIFフィルタ7の中心周波
数ズレの温度変動、及び第２の局発部32用のVC-TCXOの
発振周波数の温度変動を含めた高精度の周波数偏差補正
を行うことも可能である。即ち、図１に示すように温度
センサ34を設けて無線機内の温度を検出し、更にメモリ
33に第２の局発部32用のVC-TCXOの代表的温度特性と第
２のIFフィルタ7の中心周波数の温度変動特性データの
テーブルとを追加書き込みして記憶する。制御部12に
て、前述の周波数偏差量の演算演算を行う際、これらの
データを読み出し、当該温度に対応する周波数補正デー
タを追加補償するのとにより、中心周波数ズレ補正とは
無関係に、より精度の高い基地局追従制御を行なうこと
が可能となる。

【００２８】次に、送信動作について図１を用いて説明
する。送信部の動作は、前述と同じである。音声入力
はマンマシンインタフェース26を介して入力され、音声
処理部25で音声符号化され、チャネルコーデック部24で
所定の送信伝送フレームに組み立てられる。フレーム組
立処理がなされた送信信号は変調部21に入力され、ディ
ジタル変調される。以下、変調出力は直交変調部22に送
られ、直交変調部22で直交変調された後、送信高周波増
幅部23で増幅され、共用器2を通過後、アンテナ1から出
力される。

【００２９】ここで、送信局発部15の周波数は、当該中
心周波数ズレ分を相殺制御がなされた周波数となり、第
２の局発部32の周波数を可変したにも係わらず、当該デ
ィジタル無線機は基地局あるいは受信周波数に正しく追
従した動作を行う。

【００３０】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、基地局周
波数あるいは受信周波数に追従する性能を保持しつつ、
第２のIFフィルタの中心周波数ズレに合わせて第２の局
発部の発振周波数を調整することができ、これまで狭帯
域ディジタル無線機では実現の難しかった隣接チャネル
選択度を、±側チャネルによらずバランスよく所期の性
能を確保することが可能となる。

【００３１】また、温度変動による第２のIFフィルタの
中心周波数ズレ及び第２の局発部の発振周波数変動に対
しても制御が可能となる。

【００３２】更に、第２の局発部の発振周波数に対し
て、第２のIFフィルタの中心周波数を一致するように制
御することによって、受信部の固定劣化が減少し、符号
誤り率が改善される。

【００３３】これにより、受信部の基本性能のである良
好な受信感度及び高い隣接チャネル選択度特性ごともに
確保され、高性能な狭帯域ディジタル無線機を実現する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のディジタル無線機の一実施例の構成
を示すブロック図。

【図２】従来のディジタル無線機の構成例を示すブロ
ック図。

【符号の説明】

1：アンテナ、 2：共用器、 3：受信高周波部、 4：
第１のミキサ、 5：第１のIFフィルタ、 6：第２のミ
キサ、 7：第２のIFフィルタ、 8：IF増幅器、 9：
復調部、 10：第１の局発部、 11：周波数偏差平均化
部、 12：制御部、 13：D/A変換器、 14：VC-TCXO、
15：送信局発部、 21：変調部、22：直交変調部、
23：送信高周波部、 24：チャネルコーデック部、 2
5：音声符号化・復号化部、 26：マンマシンインタフ
ェース部、 31：D/A変換器、32：第２の局発部、 3
3：メモリ、 34：温度センサ、 35：書き込みポー
ト。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信機において、局発信号を発振する基
準発振器と、該局発信号によって入力信号をミキシング
するミキサと、該ミキサによって周波数変換された信号
の不要周波数成分を除去するフィルタと、該フィルタに
よって不要周波数成分を除去された信号を復調する復調
部と、該復調部の信号から受信周波数偏差情報を検出す
る検出手段と、該検出手段によって検出された受信周波
数偏差情報に応じて前記基準発振器の発振周波数を可変
する可変手段とを備え、該可変手段によって前記フィル
タの中心周波数を相対的に可変し、受信した前記入力信
号の周波数に追従するように周波数制御することを特徴
とするディジタル受信機。
【請求項２】請求項１記載の受信機において、可変す
べき周波数データを記憶するメモリを設け、周波数追従
制御のための周波数補償データを該メモリから読み出す
ことにより、受信した前記入力信号の周波数に追従する
ように周波数制御することを特徴とするディジタル受信
機。
【請求項３】請求項２記載の受信機において、前記受信機内の温度を検出する温度センサを設け、前記周波数追従制御のための周波数補償データと共に、
前記フィルタの中心周波数の温度変動特性を前記メモリ
に記憶し、前記温度センサの検出した温度に応じて前記
基準発振器の発振周波数を可変し、この値をもとに前記
周波数補償データの算出を行うことにより、周波数追従
制御を行なうことを特徴とするディジタル受信機。
【請求項４】請求項１または請求項２または請求項３
記載のディジタル受信機において、前記周波数変換は、第１の中間周波数に変換される手段
と第２の中間周波数に変換される手段の、２つの周波数
変換手段を備え、前記第２の中間周波数に変換される時
に使用する前記基準発振器の発振周波数を可変すること
を特徴とするディジタル受信機。
【請求項５】請求項１乃至請求項４記載のディジタル
受信機を搭載したディジタル無線機において、前記基準
発振器と異なる第２の基準発振器を設け、該第２の基準
発振器が、前記ディジタル受信機によって周波数補償し
た前記発振周波数を相殺した発振周波数に制御される制
御手段を備え、基地局あるいは受信周波数に追従した信
号を送信することを特徴とするディジタル無線機。