JP4683153B2 - シンセサイザ、シンセサイザモジュール、およびこれを用いた受信装置、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、シンセサイザ、シンセサイザモジュール、およびこれを用いた受信器、電子機器に関するものである。

以下、例えば、特許文献１に開示されている、基準発振器の温度補償を行う従来のシンセサイザについて、図１４を用いて説明する。

図１４は、従来の基準発振器の温度補償を行うシンセサイザのブロック図である。図１４において、従来のシンセサイザ１００は、基準周波数発振器１０１から出力された基準発振信号が第１の分周器１０２で分周された後、比較器１０３へ入力される。更に、比較器１０３の出力信号はローパスフィルタ１０４で積分され、直流近傍の周波数を持つ信号に変換される。この信号電圧値に基づいて、電圧制御発振器１０５は発振信号をローカル信号として出力する。さらに、電圧制御発振器１０５は発振信号を第２の分周器１０６へ入力する。第２の分周器１０６では、チャンネル指定に従って制御回路１０７から指定される分周数で、発振信号を分周し、比較器１０３へ出力する。比較器１０３では、第２の分周器１０６からの入力信号と第１の分周器１０２からの入力信号とを比較する。

以上が、基本的なシンセサイザの動作である。図１４で示したシンセサイザ１００では、更に、温度センサ１０８が検知する温度により第２の分周器１０６の分周数を制御している。動作を簡単に説明する。温度センサ１０８で、周囲温度を検出し、その温度をＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１０９でデジタル信号に変換する。予め温度による補正値が記憶されたＥＥＰＲＯＭ（電気的に内容を書き換え可能な読み出し専用記憶素子）などのメモリ１１０から、Ａ／Ｄ変換器１０９の出力に応じた所定の補正値を読み出して制御回路１０７へ出力する。制御回路１０７はメモリ１１０から出力された補正値に応じて、第２の分周器１０６の分周数を変更する。

第２の分周器１０６はアキュムレータを備えており、アキュムレータに分周数を入力することにより分周数を変更する。図１５は第２の分周器１０６内の従来のアキュムレータを示す構成図である。図１５を用いて、従来の分周数の変更の方法を、バイナリーで１９ビットのアキュムレータを例に説明する。

図１５において、従来のアキュムレータ１１１は、制御回路１０７（図１４）より入力される分数分周数Ｎのデータを一時的に保持し、クロック信号の立ち上がりでＱ端子より分数分周数Ｎのデータを足し算器１１２へ送信する第１フリップフロップ１１３を備えている。さらに、アキュムレータ１１１は、第１足し算器１１２より入力される累積加算値データを一時的に保持し、クロック信号の立ち上がりでＱ端子より第１足し算器１１２へ累積加算値データを送信する第２フリップフロップ１１４を備えている。第１足し算器１１２において、第１フリップフロップ１１３と第２フリップフロップ１１４からの入力データの足し算の結果、オーバーフローした場合、オーバーフローデータである値「１」を、第２の分周器１０６（図１４）を構成する第２足し算器（図示せず）へ送信する。すなわち、図１５のアキュムレータ１１１がオーバーフローデータを出力する時だけ、可変分周器１５（図１４）の分周比はＭ＋１となり、それ以外のときの分周比はＭとなる。

このような構成からなる従来の一般的なシンセサイザにおいては、分周比を変化のさせる際には、一旦、第２の分周器１０６をリセットし、その後、所望の分周比を選択している。すなわち、図１５に示すように、第２フリップフロップ１１４のＤ端子にリセット部１１５を接続し、分周比を変化させる際に、最初に、リセット部１１５のＲ端子にリセット信号を入力する。これにより、アキュムレータ１１１に蓄積されているデータを予め設定されているデータに戻している。これは、アキュムレータ１１１に過去のデータが蓄積されているため、これらをリセットしなければ所望の分周比への切り替えが遅延してしまうためである。例えば、分数分周数を２^１９、アキュムレータの動作周波数を５ＭＨｚとすると、リセットせずに（過去の累積加算値を保持した状態で）分周比を変更した場合、最大で０．１秒の切り替え遅延が生じてしまう。このため、アキュムレータ１１１の初期値を予め設定した値にリセットする必要が生じる。

図１６は、第２分周器１０６（図１４）の動作を示すタイミングチャートである。簡単に説明をするため、図１６のタイミングチャートはバイナリーで３ビットのアキュムレータを用いた場合を示す。分数分周数Ｎ＝３とした場合、クロック信号ａの３回目の立ち上がりの時、累積加算値ｂが「９」となり、バイナリー３ビットの最大値である「８」を超えて桁上がりを起こしてしまう。これによりオーバーフローデータｃとして「１」が送信され、分周比ｄが「Ｍ＋１」となる。これと共に、桁上がり後の残りデータである「１」が第１フリップフロップ１１３（図１５）へ入力される。ここで、制御回路１０７より入力される分数分周数Ｎが「３」から他の値に変更される場合、図１５の従来のアキュムレータ１１１においては、リセット部１１５へリセット信号が入力され、第２フリップフロップ１１４へ入力される累積加算値が０に戻され、リセットされる。

一般に従来のシンセサイザは携帯電話のチャンネル切り替えに使用される場合が多い。しかしながら、例えば、従来のシンセサイザ１００をデジタルテレビの受信機などに用いた場合、温度変化に対応した第２の分周器１０６の制御を行うタイミングで、毎回、第２の分周器１０６がリセットされてしまう。この瞬間、大きく発振器１０５の発振周波数（シンセサイザの出力周波数）が大きく変動してしまい、発振周波数の電力と、その近傍のノイズの比である位相雑音が大きくなってしまう。通常、この発振周波数はローカル信号などに用いるため、ローカル信号の位相雑音性能の悪化は、受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ／Ｎｏｉｓｅ）特性の大幅な劣化を引き起こすことになる。ここで、Ｃ／Ｎとは受信信号と、雑音の比で、このＣ／Ｎが小さくなると、復調側でのＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）の増加を引き起こし、受信状態を悪化させてしまうことになる。例えば、テレビでは、このＣ／Ｎが悪化している期間、受信状態が悪くなったり、受信自体が出来ない状態となる。

特開平３−２０９９１７号公報

本発明は、分周器の分周比切り替え時に位相雑音の劣化の少ないシンセサイザを提供するものである。

本発明のシンセサイザは、基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、比較器の出力信号に基づいて発振信号を出力する発振器と、発振器の出力信号を制御部からの制御に基づいて分周する分周器とを備えている。さらに、予め設定した周波数と基準発振信号に基づく周波数との誤差を検出する周波数誤差検出部とを備えている。さらに、比較器は、分周器からの出力信号と基準発振器からの出力信号とを比較して比較結果を示す信号を発振器に出力する。さらに、制御部は、周波数誤差検出部の出力信号に基づいて分周器の分周比を変化させると共に、分周比を過去の値に保持した状態で分周比を変化させるものである。

このような構成により、本発明のシンセサイザは、温度変化に対応して分周器の分周比を変更する際、分周器をリセットすることなく（過去の累積加算値を保持した状態で）分周比を変更する。したがって、分周比変更時のシンセサイザの出力周波数変化を小さく抑える事ができ、位相雑音の劣化を防止し、受信性能の指標となるＣ／Ｎ特性の劣化を防止することが可能となる。

本発明の電子機器の一実施の形態を示す構成図 同実施の形態におけるアキュムレータを示す構成図 同実施の形態における分周器の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態における分周器の他の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態における分周器の他の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態における分周器の他の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態における他のアキュムレータを示す構成図 同実施の形態における他のアキュムレータを用いた分周器の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態の分周比変化時の発振周波数変化を示す図 従来のシンセサイザの分周比変化時の発振周波数変化を示す図 図７Ｂの要部の拡大を示す図 本発明の一実施の形態における比較器４のブロック図 同比較器４の内部回路図 同比較器４の出力状態を示す状態遷移図 同比較器４の波形の立ち上がりの説明図 同実施の形態における分数分周数の切り替え直前の周波数スペクトラムの状態を示す図 同実施の形態における所定のキャリアのスペクトラムを模式的に示す図 同実施の形態における他の所定のキャリアのスペクトラムを模式的に示す図 水晶発振器を用いた場合の同実施の形態のシンセサイザのＣ／Ｎ特性と従来のシンセサイザのＣ／Ｎ特性の比較を示す図 ＭＥＭＳ発振器を用いた場合の同実施の形態のシンセサイザのＣ／Ｎ特性と従来のシンセサイザのＣ／Ｎ特性の比較を示す図 本発明の一実施の形態であるシンセサイザモジュールの概念図 本発明の一実施の形態であるシンセサイザモジュールの他の概念図 本発明の一実施の形態であるシンセサイザモジュールの更に他の概念図 従来のシンセサイザを示す構成図 従来のシンセサイザのアキュムレータを示す構成図 従来のシンセサイザの分周器の動作を示すタイミングチャート

（実施の形態１）
以下、実施の形態１のシンセサイザについて図面を用いて説明する。図１は本発明の一実施の形態であるシンセサイザを用いた電子機器の構成図である。

図１において、受信装置３０は、シンセサイザ１と、基準発振信号を出力するＭＥＭＳ（微細電気機械システム、Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）素子としての発振器（以下、ＭＥＭＳ発振器と記す）２とを備えている。ＭＥＭＳ発振器２の基準発振周波数ｆＲＥＦ１は１０ＭＨｚである。さらに、受信装置３０は、ＭＥＭＳ発振器２の出力を１／２分周する第１の分周器３と、シンセサイザ１から出力される発振信号に基づいて受信ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の周波数を変換する混合器２９とを備えている。電子機器３１は、受信装置３０の混合器２９の出力側に接続された信号処理部３２と、信号処理部３２の出力側に接続された表示部３３とを備えている。

シンセサイザ１は、第１の分周器３と接続された比較器４と、比較器４にチャージポンプ１８およびループフィルタ１７を介して接続される電圧制御発振器（以下、発振器と記す）５とを備えている。さらに、シンセサイザ１は、受信機チャンネル切替要求信号に基づいて分周数を制御する制御部７と、制御部７から出力される分周数によって、発振器５が出力する発振信号の周波数（ｆＶＣＯ）を分周する第２の分周器６とを備えている。さらに、シンセサイザ１は、周囲の温度を検出し、検出した温度に対応する信号を制御部７に出力する温度センサ８を備えている。ここで、発振器５から予め設定した所定の周波数の発振信号を得ようとしても、周囲の温度変動により、ＭＥＭＳ発振器２の出力の基準発振信号に基づく周波数との間で周波数語差を生じる。温度センサ８は、この誤差を検出する機能を有する。すなわち、温度センサ８は、予め設定した周波数と基準発振信号に基づく周波数との誤差を検出する周波数誤差検出部の機能を備えている。

第２の分周器６は、制御部７から出力される分数分周数Ｎが入力されオーバーフロー値を出力するアキュムレータ９と、アキュムレータ９の出力と制御部７から出力される整数分周数Ｍを加算する第２加算器１４とを備えている。さらに、第２の分周器６は、第２加算器１４の出力に基づいて発振器５から出力される信号の周波数を分周する可変分周器１５を備えている。

以上の構成からなる本実施の形態の受信装置の動作を以下に説明する。ＭＥＭＳ発振器２から出力された基準発振信号は第１の分周器３で１／２分周された後、シンセサイザ１の比較器４へ入力される。比較器４の出力はチャージポンプ１８により電流成分に変換される。更に、チャージポンプ１８の出力はループフィルタ１７で受けて、直流近傍の成分のみ取り出して発振器５へ供給される。ループフィルタ１７は、コンデンサによる比較器４からの電流（電荷）の充電部分と、低周波を通過させる低域通過フィルタで構成されている。なお、本実施の形態では、比較器４の出力は、チャージポンプ１８、ループフィルタ１７を介して発振器５に出力された。しかし、比較器４の出力は、発振素子５との間に他の回路を介することなく、直接、発振器５と接続してもよい。比較器４の出力信号に基づいて、発振器５が発振信号を出力し、第２の分周器６へ入力される構成であればよい。

第２の分周器６は、制御部７からの制御信号に基づいて発振器５の発振信号を分周し、比較器４へ出力する。比較器４では、第２の分周器６からの入力信号と上記した第１の分周器３からの入力信号とを比較して、比較結果を示す信号を発振器５に出力する。以上の繰り返しにより、シンセサイザ１は動作する。

ところで、制御部７は、温度を検出する温度センサ８の出力信号に基づいて第２の分周器６へ適切な整数分周数Ｍと分数分周数Ｎの制御信号を送り、第２の分周器６の分周比を変化させる。つまり、第２の分周器６に入力された分周数は、分周数Ｍが入力される整数部分と、分周数Ｎが入力される分数部分により構成される。分周比の変更の際、制御部７は、第２の分周器６をリセットすることなく、所望の分周比へ変化をさせる。すなわち、予め定めた値に戻すことなく、第２の分周器６を過去の値に保持した状態で所望の分周比へ変化をさせる。これにより、第２の分周器６の分周比を切り替える時に、位相雑音特性が劣化し難いシンセサイザを実現することができる。また、同時に、受信器としてのＣ／Ｎ性能も確保することができ、受信特性の劣化のない受信機が実現できる。なお、ここで説明した発振器５は、直流電圧により、周波数がスイープするＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）である。

なお、本実施の形態のシンセサイザモジュールは、シンセサイザ１と、ＭＥＭＳ素子からなる振動子により構成されたＭＥＭＳ発振器２とを有しており、ＭＥＭＳ発振器２の出力信号が第１の分周器３を介して比較器４に入力される。

次に、図１の第２の分周器６を構成するアキュムレータ９について説明する。図２は、本実施の形態のアキュムレータ９を示す構成図である。一例として、バイナリーで１９ビットのアキュムレータを図示した。図２において、アキュムレータ９は、制御部７（図１）より入力される分数分周数Ｎのデータを一時的に保持し、クロック信号（ｆＲＥＦ：５ＭＨｚ）の立ち上がりでＱ端子より分数分周数Ｎのデータを足し算器１３へ送信する第１フリップフロップ１１を備えている。さらに、アキュムレータ９は、第１足し算器１３より入力される累積加算値データを一時的に保持し、クロック（ｆＲＥＦ：５ＭＨｚ）の立ち上がりでＱ端子より第１足し算器１３へ累積加算値データを送信する第２フリップフロップ１２を備えている。第１足し算器１３において、第１フリップフロップ１１と第２フリップフロップ１２からの入力データの足し算結果が、バイナリー１９ビットで表現できる値以上となった場合、オーバーフローデータである値「１」を第２足し算器１４（図１）へ送信する。なお、図２では、１ビットのフリップフロップ１１、１２を示しているが、実際は１９ビット分必要で、１９組のフリップフロップ１１、１２が必要となる。また、足し算器１３も１９ビット分の足し算器となっている。

図１において、第２足し算器１４でオーバーフローデータ値「１」と整数分周数Ｍとが足し算され、足し算結果「Ｍ＋１」の値が可変分周器１５へ入力される。すなわち、図２のアキュムレータ９がオーバーフローデータを出力する時だけ、可変分周器１５の分周比はＭ＋１となり、それ以外のときの分周比はＭとなる。

したがって、第２の分周器６の分周比は、（数１）で表される。

また、この時の、発振器５の発振周波数は（数２）で表される。

なお、（数１）で表される分周比における第１項目は整数分周比を示し、第２項目は分数分周比を示している。

また、本実施の形態では、模式的にオーバーフローデータと整数分周数Ｍを第２足し算器１４で加算し、その結果が可変分周器１５へ入力される構成とした。しかし、必ずしも第２足し算器１４は必要でなく、オーバーフローデータと整数分周数Ｍの各々が個別に入力されて、ＭまたはＭ＋１の異なる分周動作を行える可変分周器を備えた場合でも同等の動作を実現できる。

上記のように、本実施の形態においては、アキュムレータ９は、制御部７より入力される分数分周数Ｎが他の値に変更される場合に、従来のようにリセット信号が入力されて第２フリップフロップ１２に入力される累積加算値が「０」に戻されることはない。このことを第２の分周器の動作を示すタイミングチャートを用いて説明する。

まず、図１に示すシンセサイザ１がチャンネル切替要求信号を受けてチャンネル変更を行う場合に制御部７が第２の分周器６を制御する動作について説明する。

図３は、本実施の形態の第２の分周器６の動作を示すタイミングチャートである。図３は、バイナリーで１９ビットのアキュムレータを用いた場合を示している。図３において、クロック信号（ｆＲＥＦ２）ａの立ち上がりのときに、アキュムレータ９の累積加算値ｂは順位加算されていく。チャンネル切替要求信号がＴ＝ｔ０で入力されることにより、分数分周数切替信号ｅが時刻Ｔ＝ｔ０で「Ｈ」となる。アキュムレータ９の累積加算値ｂが２^１９−１となる時刻Ｔ＝ｔ０までの時間は、分数分周数Ｎ＝１が入力され、それ以降は分数分周数Ｎ＝２^１９−１が入力されるとする。この場合、従来のアキュムレータのように累積加算値が０にリセットされていないため（予め設定された値に戻すことなく、過去の累積加算値を保持した状態のため）、時刻Ｔ＝ｔ０の時点のアキュムレータ９の累積加算値２^１９−１に新たな分数分周数である２^１９−１が足し合わされることになる。したがって、この時点でオーバーフローデータｃが「１」を出力し、分周比ｄはこの時点でＭからＭ＋１となる。

次に、図１の温度センサ８の出力信号に基づいて制御部７が第２の分周器６を制御する動作について説明する。シンセサイザの分周比を変更する要因の１つである基準発振器としてのＭＥＭＳ発振器２の温度変化は、受信機のチャンネル変更の場合と異なり、連続的である。また、チャンネル変更時と比較すると、基準発振器の温度変化に伴う分周比の変更量は小さいものとなる。図４は、温度センサ８の出力信号に基づく、本実施の形態の第２の分周器の動作を示すタイミングチャートである。

温度は、アナログ量であり、チャンネル切替要求信号のようなそれほど大きな変化は無い。したがって、図１の制御部７は分数分周数Ｎを変化させる信号を徐々に出力する。図４は、温度センサ８の出力に基づいて分数分周数Ｎを細かく変化させた場合のタイミングチャートを示している。簡易的に３ビットのアキュムレータ９を用いた一例を示している。分数分周数切替信号ｅの値Ｎを「１」から「８」へ１つずつ細かく増加させていった場合、分周比ｄの値（Ｍ，Ｍ＋１）の発生頻度は、アキュムレータ出力のオーバーフローデータｃが示すように変化する。これにともなって、分周比ｄはＭからＭ＋１へと緩やかに移行していく。また、同様にして、分周比ｄの移行に伴って、局部発振器の出力周波数も変化していく。なお、図３では、整数分周数Ｍは変えずに分数分周数Ｎを「１」から「２^１９−１」へ大幅に切り替えて発振器５から出力する発振周波数が大きく変化する例を示したが、整数分周数Ｍが変わるようなチャンネル変更の場合も同様である。

ここで、チャンネル変更時による分周比の変更と温度補償時による分周比の変更を具体的に説明する。まず、温度補償による分周比の変更について説明する。この具体例では、温度に対する周波数変動が、水晶振動子に比べて大きいシリコン振動子、例えば、１次の周波数温度係数が３０ｐｐｍ／℃のシリコン振動子を用いた。さらに、シリコン振動子と、これを駆動するドライバ回路で構成される基準発振器、いわゆる、ＭＥＭＳ発振器２を用いた場合に関して説明する。また、ワンセグ放送において、使用するチャンネルは１３チャンネル（中心周波数：４７３．１４３ＭＨｚ）で、基準発振周波数は１０ＭＨｚで、ある瞬間に温度が−３．３℃変動した場合を仮定する。

図１の１／２分周を行う第１の分周器３から出力されるクロック信号ａの比較周波数（ｆＲＥＦ２）は、温度変動前は、５ＭＨｚ（１０ＭＨｚ／２）となる。また、発振器５から出力される周波数は、４７３．１４３ＭＨｚに中間周波数０．５ＭＨｚを加えた、４７３．６４３ＭＨｚとする。したがって、第２の分周器６のトータルの分周数Ｋは４７３．６４３ＭＨｚ／５ＭＨｚ＝９４．７２８６となる。つまり、整数分周数Ｍ＝９４、分数分周比＝０．７２８６であり、上記した分数分周比の分子部分である分数分周数Ｎ＝３８１９９６（これは、Ｎ／２^１９＝０．７２８６により導出）となる。但し、端数は切り捨てている。

次に、−３．３℃の温度変動が起こった場合に関して説明する。この場合、基準周波数としては、３０ｐｐｍ／℃×３．３℃＝１００ｐｐｍで、１ＫＨｚの変動幅となる。つまり、基準発振周波数は、１０ＭＨｚから、１０．００１ＭＨｚへ変動することになる。また、比較周波数ＦＲＥＦ２＝１０．００１／２＝５．０００５ＭＨｚとなる。したがって、中間周波数を温度変動前の４７３．６４３ＭＨｚに保持しようとすると、第２の分周器６のトータルの分周数Ｋは４７３．６４３ＭＨｚ／５．０００５ＭＨｚ＝９４．７１９１２８とする必要がある。

つまり、整数分周数Ｍ＝９４は温度変動前と同一値で、分数分周比＝０．７１９１２８に変更する必要がある。すなわち、分数分周数Ｎ＝３７７０３０（Ｎ／２^１９＝０．７１９１２８より導出）に変更する必要がある。但し、端数は切り捨てている。

ここで、周波数変動分を補正するために変更する分数分周数Ｎの差分は、３８１９９６−３７７０３０＝４９６６となる。この値は、分数分周数Ｎの最大変化値２^１９−１と比較すると、１％弱の値にしかならない。

次に、チャンネル変更時の分周比の変更について説明する。使用するチャンネルが１５チャンネルに変更になった場合、その中心周波数は４８５．１４３ＭＨｚとする。基準発振周波数は温度変動がない上記条件であれば、発振器５から出力される周波数は、中間周波数０．５ＭＨｚを加えた４８５．６４３ＭＨｚとなる。したがって、第２の分周器６のトータルの分周数Ｋは４８５．６４３ＭＨｚ／５ＭＨｚ＝９７．１２８６となる。つまり、整数分周数Ｍは９７で、分数分周比は０．１２８６で、上記した分数分周比の分子部分である分数分周数Ｎは６７４２３（Ｎ／２^１９＝０．１２８６により導出）となる。

分数分周数Ｎの１３チャンネルとの差分は、３８１９９６−６７４２３＝３１４５７３となる。この値は、分数分周数Ｎの最大変化値２^１９−１と比較すると、約６０％である。また、整数分周数Ｍの１３チャンネルとの差分は、９７−９５＝２となる。以上のように、温度補償時とチャンネル変更時と比較すると、局部発振器の温度変動に伴う温度補償時の分周比の変更量は小さい。

したがって、分周分周数Ｎの変化量を細かくした発振器５の温度補償においては、アキュムレータ９の累積加算値を０へリセットすることなく（過去の累積加算値を保持した状態で）、連続的に分数分周数Ｎを制御すれば良い。これにより、分周比変更時におけるＭＥＭＳ発振器２の出力周波数の変化を小さく抑えることができる。つまり、チャンネル切り替えのような大幅な分周比の変更とは異なった制御動作となる。

以上説明したように、本実施の形態では、温度センサ８の出力に基づいて、制御部７が第２の分周器６を制御する際に、制御部７より出力される整数分周数Ｍが過去の値に対して変更されていない。すなわち、分数分周数Ｎのみ過去の値に対して変更される場合には、アキュムレータ９の累積加算値を予め設定された値に戻すことなく分数分周数Ｎを加算している。これによって、従来発生していた、アキュムレータ９のリセットに伴う位相雑音を抑えることができる。したがって、温度変動の激しい条件の下で使用されるシンセサイザには非常に効果的である。

なお、図１において、温度センサ８の出力に基づいて、制御部７が第２の分周器６を制御する際に、制御部７より出力される整数分周数Ｍが過去の値より大きい値へ変更された場合には、アキュムレータ９の累積加算値を、一旦、最小値である「０」へリセットした後、変更後の分数分周数Ｎの足し算を行っても良い。これにより、分周比変更時のシンセサイザ１の位相雑音性能の劣化を低減できる。具体的には、基準発振器の温度変化により、分周比を「８．９９９」から「９．００１」に変更した場合、整数分周数Ｍは「８」から「９」へ変更され、分数分周比は「０．９９９」から「０．００１」へ変更される。この場合、分数分周比は「０．９９９」から「０．０００」へと大きく変化することとなる。しかし、本実施の形態のシンセサイザ１は、分周比変更時にアキュムレータ９に蓄積されている累積加算値をリセットしない（過去の累積加算値を保持した状態を保つ）。そのため、分周比を変更した瞬間は、分周比が「９．９９９」に近い値となってしまう。故に、整数分周数Ｍが過去の値に対して大きい値に変更される場合は、アキュムレータの累積加算値を一旦、最小値「０」にリセットすることで、分周比を一旦「９．０００」にしてやり、分周比の変化を滑らかにする事が出来、シンセサイザの位相雑音性能の劣化を抑制することができる。

同様に、図１において、温度センサ８の出力に基づいて制御部７を介して第２の分周器６を制御する際に、制御部７より出力される整数分周数Ｍが過去の値より小さい値へ変更された場合には、アキュムレータ９の累積加算値を、一旦、最大値（例えば、バイナリーで１９ビットのアキュムレータの場合、最大値は２^１９−１）へリセットした後、変更後の分数分周数Ｎの足し算を行っても良い。この場合も、上記と同様に、分周比の変化を滑らかにする事が出来、シンセサイザの位相雑音性能の劣化を抑制する事ができる。

なお、本実施の形態のシンセサイザ１が用いられた受信装置３０において、受信チャンネルを変更する際は、制御部７は、整数分周数Ｍと分数分周数Ｎの両方を変化させて第２の分周器６を制御している。さらに、このとき、温度センサ８が検知した温度に基づき第２の分周器６を制御する際は、分数分周数Ｎのみを変化させて第２の分周器６を制御しても良い。これにより、温度センサ８が検知した温度に基づき第２の分周器６を制御する際は、整数分周数Ｍを変更する必要がなくなる。

また、本実施の形態のシンセサイザ１が用いられた受信装置３０が受信チャンネルを変更する場合のみは、従来どおり、第２の分周器６をリセットするようにしても良い。すなわち、図３からわかるように、アキュムレータ９をリセットしない場合（過去の累積加算値を保持した場合）、リセットした場合と同様の累積加算値＝０の状態が発生する時刻Ｔ＝ｔｘ間での期間Ｔｅ（２^１９−１クロック分）は、所望の分周比が実現できていない期間となる。それ以外の期間Ｔｃは分周比が正しい期間となる。クロック周波数ａの比較周波数ｆＲＥＦ＝５ＭＨｚとすると、所望の分周比が実現できるのは、分数分周数Ｎが変更されてから１／５（ＭＨｚ）×２^１９−１＝約０．１秒後となる。日本のデジタルテレビ放送の場合、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の１シンボル時間は約１ｍｓであるため、１００シンボル分のデータが影響を受けることになる。したがって、受信チャンネルを変更する場合のみアキュムレータ９をリセットしてもよい。

図５は、受信チャンネルを変更する場合のみアキュムレータ９をリセットするアキュムレータ９の構成図である。図２で示したアキュムレータ９とは異なり、リセット制御部２８を備えている。リセット制御部２８は、チャンネル切替要求動作時のみリセットする。図５において、チャンネル切替要求信号はチャンネル切替要求動作時のみ「Ｈ」、リセット信号はリセット起動時のみ「Ｈ」となるように設定されている。したがって、もしも分周比の変更に連動してリセット信号が起動されたとしても、チャンネル切替要求動作時に限ってのみ第２フリップフロップ１２はリセットされて、累積加算値は０に戻る。また、チャンネル切替要求動作でない温度補償動作時は、分周比を変更しても第２フリップフロップ１２はリセットされず、累積加算を継続する。

このように、分数分周数Ｎを変更する場合に、リセット信号を入力し、累積加算値を０へリセットした場合の分周器の動作を図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。図６は、図３同様に、バイナリーで１９ビットのアキュムレータ９を用いた場合を示している。アキュムレータ９の累積加算値ｂが２^１９−１となる時刻Ｔ＝ｔ１までの時間は、分数分周数Ｎ＝１が入力され、時刻Ｔ＝ｔ１に分数分周数がＮ＝２^１９−１へ変更されたとする。この場合、時刻Ｔ＝ｔ１〜ｔ２の間、チャンネル切替要求信号とリセット信号ｆが図５のリセット制御部２８に入力され、累積積算値が０へリセットされる。故に、分数分周数Ｎが変更された時刻Ｔ＝ｔ２以降においても、直に所望の分周比を実現できる事となる。なお、図６では整数分周数Ｍは変えず、分数分周数Ｎだけを１から２^１９−１へ大幅に切り替えて発振器５から出力する発振周波数が大きく変化する例を示したが、整数分周数Ｍが変わる場合も同様である。

このように、第２の分周器６のリセットの有無を、分周比変更の要因により場合わけする事により、チャンネル切替要求動作の高速化と温度補償動作における位相雑音の良化が実現でき、受信装置のトータル性能を向上させる事が可能となる。

以上説明してきたように、本実施の形態のシンセサイザ１は、図１の基準発振器であるＭＥＭＳ発振器２の温度変化に伴う発振周波数の変動を、ＭＥＭＳ発振器２の温度を検知する温度センサ８の出力信号を基に制御する際に、第２の分周器６をリセットしない（過去の累積加算値を保持した状態のままにする）ものである。一般に、シンセサイザの分周比を変更する要因の１つである基準発振器の温度変化は、受信機のチャンネル変更の場合と異なり、連続的である。また、チャンネル変更時と比較すると、基準発振器の温度変化に伴う分周比の変更量は小さい。したがって、本実施の形態のように、ＭＥＭＳ発振器２の温度変化に伴って分周比を変更する際には、第２の分周器６をリセットしない（過去の累積加算値を保持した状態のままにする）ことにより、位相雑音の発生を抑制することができる。

図７Ａ、図７Ｂは、第２の分周器６の分周比を変化させた際、発振器５の発振周波数がどのように時間変化するかを示す図である。図７Ａは、本実施の形態のシンセサイザ１の発振周波数の時間変化を示している。図７Ｂは、従来のシンセサイザの発振周波数の時間変化を示している。図７Cは、図７ＢのＲ部を拡大した図である。図８Ａ〜図８Ｄは、比較器４の説明図である。図８Ａは比較器４のブロック図である。図８Ｂは比較器４を構成する内部回路図である。図８Ｃは比較器４の出力状態を示す状態遷移図である。図８Ｄは、波形の立ち上がりの説明図である。

図７Ａ、図７Ｂでは、時刻ｔ１に第２の分周器６の分周比を変化させている。時刻ｔ１以降、図７Ｂにおいては大きな周波数変化ｇが観測されている。これは、第２の分周器を一度リセットしている事に起因している。これに対し、図７Ａにおいては、時刻ｔ１以降、大きな周波数変化が観測されていない。これは、第２の分周器６のリセットを行わなかった（過去の累積加算値を保持した状態のままにした）ことにより、分周比が滑らかに変更されたためである。これにより、本実施の形態のシンセサイザは、分周比の変化時の位相雑音特性の大幅な劣化を防止する事が可能となる。また、受信器として用いた場合には、受信性能の指標であるＣ／Ｎの劣化を防止することが可能となる。

また、リセット動作が行われて、周波数が大きく変化すると、シンセサイザは、図７Ｃに示すように、サイクルスリップ動作ＣＳを行いながら、目標周波数に近づくことになる。なお、図７Ｃは、ロック状態に入る直前の状態を示している。ロック状態とは、図８Ａでの入力１、および入力２の位相、周波数が一致するような状態である。この状態になった時、シンセサイザは、ロックしたという。

次に、図８Ａ〜Ｄを用いて比較器４の動作について、説明する。図８Ａにおいて、比較器４は、位相周波数比較器とも呼ばれ、入力信号の周波数、位相を比較する機能を有する。図８Ａ、図８Ｂにおいて、Ｄフリップフロップ３５には入力１（第１の分周器３の出力であるｆＲＥＦ２）が入力される。Ｄフリップフロップ３６には入力２（第２の分周器６の出力）が入力される。ＮＡＮＤ回路３７は、Ｄフリップフロップ３５、３６へリセット信号を供給する。Ｄフリップフロップ３５、および、Ｄフリップフロップ３６のＤ端子には、常に、「１」が入力される。

図８Ｃで、比較器４が、最初に、「出力なし」の状態であったとすると、図８Ｂで、ＶＣＯｕｐ、および、ＶＣＯｄｏｗｎの出力は、共に、「Ｌｏｗ」の状態である。この状態で、Ｄフリップフロップ３５へ入力１が先に入力され、図８Ｄに示すような立ち上がりエッジが検出されると、Ｄフリップフロップ３５の出力、つまり、「ＶＣＯｕｐ」が、「Ｈｉｇｈ」となる。すなわち、図８Ｃにおける「ＶＣＯｕｐ」の状態に遷移する。この「ＶＣＯｕｐ」の状態において、Ｄフリップフロップ３６へ入力２が入力され、図８Ｄに示すような立ち上がりエッジが検出されると、Ｄフリップフロップ３６の出力、つまり、「ＶＣＯ＿ｄｏｗｎ」が、「Ｈｉｇｈ」となる。すなわち、図８Ｃにおける「出力なし」の状態に遷移する。この回路動作を、図８Ｂを用いて説明すると、ＶＣＯｕｐ、ＶＣＯｄｏｗｎの両方の出力が「Ｈｉｇｈ」となり、ＮＡＮＤ回路３６の出力が「Ｌｏｗ」となる。したがって、２つのＤフリップがリセットされ、その出力が、「Ｌｏｗ」となり、図８Ｃにおける「出力なし」の状態に遷移することになる。

先に説明したサイクルスリップ動作ＣＳは、入力１、および、入力２の位相差が０°、或いは、１８０度になることによって、引き起こされる。これは、２つの信号の周波数が一致していないにも関わらず、上記の０度、１８０度で、位相（パルス信号のエッジ）が一致したと判定され、次の瞬間、位相の遅れ、進みが逆に判定されてしまうためである（次の、０度、１８０度で、もとに戻る）。この現象を繰り返しながら、出力信号は、目標値へ徐々に近づくことになる。このサイクルスリップ動作ＣＳが起こる周波数レンジをロックレンジＬＲと呼ぶ（図７Ｃ）。現在の周波数と分数分周数の切り替え後の周波数の差がロックレンジＬＲ以内であった場合は、周波数はほぼ近い値ということになり、位相をロックさせる動作（それ以前は、周波数ロック動作）となる。つまり、このロックレンジＬＲの範囲内で、次の目標周波数を設定（分周数を設定）すれば、更に、周波数の収束時間が早くなり、本発明の効果をより顕著なものとすることになる。

具体的には、図４において説明した分数分周数の切り替え直前（Ｎの切り替え直前）の周波数と、切り替え後周波数の差が、このロックレンジ以内に収まるようにすれば良い。この時、切り替え周期Ｔ１が短い程、一度の周波数調整量（切り替え直前の周波数と切り替え後周波数との差）を少なくでき、収束時間が短くなる。なお、出力信号の周波数が５００ＭＨｚから１ＧＨｚ程度のシンセサイザでは、このロックレンジは、１〜５ｋＨｚ程度となり、出力信号の周波数に対して、１〜１０ｐｐｍ程度となる。つまり、１回の周波数調整量を、少なくとも、シンセサイザ出力信号の周波数の１ｐｐｍ以下とすれば、前記の目的は達成される。なお、温度の検出（つまり、温度による周波数変動量の検出）と、周波数の補正のタイミング、周期は、必ずしも、一致させる必要はない。

図９Ａは、分数分周数の切り替え直前（Ｎの切り替え直前）の周波数と切り替え後の周波数の差が、ロックレンジＬＲよりも大きい場合（以後、この条件を「条件１」と呼ぶ）と、ロックレンジ以内の場合（以後、この条件を条件２と呼ぶ）での周波数スペクトルの状態を表す図である。図９Ａにおいて、実線は条件１のスペクトルであり、一点破線で示した包絡線ａは、条件１のスペクトルのピーク部分をつないだ包絡線である。また、破線で示す包絡線ｂは、条件２のスペクトルのピーク部分をつないだ包絡線である。包絡線ａと包絡線ｂを比較すると、位相雑音のレベルが包絡線１の方が大きい。つまり、条件１では、シンセサイザの出力信号の位相雑音が大きいことになる。位相雑音が悪いと、Ｃ／Ｎが悪化し、結果、受信性能の悪化をもたらす。

図９Ｂは、条件２におけるＯＦＤＭのマルチキャリアのスペクトルを模式的に示したもので、５本のキャリアＡ１〜Ａ５が示されている。ここでは、キャリアＡ２の位相雑音の隣接キャリアＡ１、キャリアＡ３への影響（キャリアＡ１、Ａ３から見ると雑音レベル）は比較的小さい。

図９Ｃは、条件１におけるＯＦＤＭのマルチキャリアのスペクトルを模式的に示したもので、５本のキャリアＡ１〜Ａ５を示している。図９Ｃにおいては、キャリアＡ２の位相雑音の隣接キャリアＡ１、キャリアＡ３への影響は、条件２と比較して大きく、これが、前記した、Ｃ／Ｎ悪化や受信性能悪化を引き起こす。以上のスペクトルの観察からも、分数分周数の切り替え直前（Ｎの切り替え直前）の周波数と、切り替え後の周波数の差をロックレンジ以内とすることによる効果の大きさがわかる。

なお、本発明における「分数分周数切り替え直前の周波数」とは、分数分周数がある瞬間にＮ１へ切り替えられたときに、Ｎ１へ切り替えられる直前のシンセサイザの出力信号の周波数を指している。また、本発明における「分数分周数切り替え後の周波数」とは、分数分周数がＮ１へ切り替えられた後、更にＮ２へ切り替えられるまでの期間中におけるシンセサイザの出力信号の周波数を指している。

一例として、図４を用いて説明すると、分数分周数がＮ＝１からＮ＝２へ切り替えられる場合には、分数分周数がＮ＝１の状態である期間ＴＡにおけるシンセサイザの出力信号の周波数が「分数分周数切り替え直前の周波数」に該当し、分数分周数がＮ＝２の状態である期間ＴＢにおけるシンセサイザの出力信号の周波数が「分数分周数切り替え後の周波数」に該当する。

図１０Ａ、図１０Ｂは、本実施の形態のシンセサイザを用いた場合の、ワンセグテレビ放送の受信状態の変化を示す図である。図１０Ａは、基準発振器として水晶発振子を用いた場合の変化を示す図である。図１０Ｂは、基準発振器としてシリコン振動子で構成されるＭＥＭＳ発振器を用いた場合の変化を示す図である。各図において、実線ａはアキュムレータ９をリセットした場合の変化を、実線ｂはアキュムレータ９をリセットしなかった場合（過去の累積加算値を保持した状態の場合）の変化を示している。各図において、実線a、ｂから分かるように、リセットの有無による差異が示されている。ここで、今回用いた水晶発振子には、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）や、精密にカット角度が規定された水晶振動子を用いておらず、比較的、安価に手に入るものを用いている。この水晶の周波数温度特性は、使用温度範囲―３０℃〜８５℃の温度範囲で、±１００ｐｐｍである。高価な水晶ではないが、他の材料に比べ、比較的温度特性が良好であることから、この温度センサ８の検知結果に基づく第２の分周器６の制御間隔は、ＭＥＭＳ発振器を用いた場合よりも長くなっている。

まず、第１に、水晶発振器を用いた図１０Ａについて説明する。実線aのリセットありの場合では、温度補正を行ったリセットのタイミングで、受信状態を示す指標であるＣ／Ｎが波形ｐに示すように悪化している。リセットが瞬時的であるにもかかわらず、Ｃ／Ｎの劣化が長く続いているのは、復調側でずれた中間周波数を合わせるのに、時間がかかってしまうというシステム的な問題に起因している。実線ｂで示すリセットなし（過去の累積加算値を保持した状態）の場合では、ほぼ良好なＣ／Ｎ性能を維持している。

第２に、ＭＥＭＳ発振器を用いた図１０Bについて説明する。ここで、前記したように、シリコン振動子の場合、周波数温度特性が３０ｐｐｍ／℃と悪いため、補正の間隔を短くしなければならず、つまりは、リセットの間隔が短くて頻繁にリセットが起こる。例えば、本実施の形態の場合、補正の間隔を５０ｍｓｅｃとしている。図１０Bで、実線ａで示すリセットありの場合、初期状態では温度制御を開始しておらず、周波数も比較的変動の少ない状態であることから、比較的良好なＣ／Ｎが得られている。しかし、その直後、温度センサ８の検知結果に基づき第２の分周器６の分周比を変更する必要が生じ、一旦、第２の分周器６をリセットしたため、波形ｑに示すように、Ｃ／Ｎ特性が大幅に劣化していることが分かる。また、第２の分周器６の温度制御の間隔が５０ｍｓｅｃと頻繁であるために、Ｃ／Ｎ特性が回復する前に、次の制御時期が到来してしまい、波形ｒに示すように、Ｃ／Ｎ特性は良くない状態を維持してしまうことになる。このように頻繁にリセットが起こる状態では、Ｃ／Ｎは良好な状態にまで、回復せず、良くない状態を維持したような結果となってしまう。この時、局部発振器の周波数は、所望の周波数に合わされた状態ではあるが、頻繁なリセットによりＣ／Ｎの劣化が引き起こされることになる。テレビの受信電力が大きい場所では、この状態でも受信できる可能性はあるが、受信電力が小さくなると、受信が出来ないといった不具合が生じ、受信機の主たる性能である最小入力感度特性が悪化することとなる。なお、Ｃ／Ｎ値は、完全な瞬時値を示しているわけではなく、ある一定期間の平均値を示しているため、図１０Ｂの実線ａのリセットありのように、Ｃ／Ｎがほぼ変動なく悪い状態で観測される。これは、前記した補正間隔が短いためである。

これに対し、本実施の形態のシンセサイザのＣ／Ｎ特性は、図１０Ｂの中の実践ｂに示したように、Ｃ／Ｎ特性の劣化がほぼ見られない。以上のことより、ＭＥＭＳ振動子のように、大きな周波数温度特性を有する振動子を基準発振器に用いた場合には、特に本実施の形態のシンセサイザが有効であることが分かる。

なお、ＭＥＭＳ振動子のように大きな周波数温度特性を有する場合は、温度制御間隔を小さくすることで第２の分周器６の分周比の変化量を小さく抑える事ができる。したがって、分周比変更時にリセットをしない場合（過去の累積加算値を保持した状態の場合）において、分周比変更時の周波数誤差を小さく抑えることが可能となる。

また、水晶振動子の例である図１０Ａの時間軸は、Ｃ／Ｎの劣化を明瞭に示すために、ＭＥＭＳ振動子の例である図１０Ｂの時間軸よりも短い時間幅をモニターした結果である。

以上の例からもわかるように、温度センサ８の検知結果に基づき第２の分周器６の制御を行う際は、受信チャンネル切替要求の場合のように大きな周波数変化を必要としない。このため、第２の分周器６をリセットせず、過去の累積加算値を保持した状態でも、すなわち予め設定された値に戻さない状態でも、所望の分周比に到達するまでの時間は、比較的短くなる。

以上説明したように、本実施の形態のシンサセイザを用いることにより、分周比変更時のＣ／Ｎ劣化を抑えることが可能となる。例えば、テレビの場合では、途切れることのない、連続した受信が可能となる。また、携帯電話の場合でも、複雑な制御を行う必要がなく、システムの簡易化を図ることが可能となる。

なお、従来、テレビのチャンネル変更の場合、次のチャンネルへ移行するのに数十ｍｓｅｃ〜１ｓｅｃの猶予時間があり、チャンネル変更の際のＣ／Ｎ劣化は問題にならなかった。これは、この猶予期間におけるテレビ受信が不要であったためである。

なお、携帯電話の場合では、常時、信号が受信されているわけではない。よって、受信されていないタイミングを見計らって分周比の切替えを行うことで、Ｃ／Ｎ劣化による受信特性への影響をなくすことが可能である。しかし、受信していないタイミングに分周比を切替える制御を行う必要があり、システムへの負荷が増えると共に、システムが煩雑になり、製造コストが増大する。本実施の形態のシンセサイザのような第２の分周器の制御方法を用いることで、上記のような複雑な制御を考慮する必要がなくなる。

なお、本実施の形態では、リセットを完全にしない場合に関して、説明を行った。しかし、有効なデータ、つまり、ＢＥＲに直接的に寄与しないデータを送信している期間中にリセット処理を行えば、前記した効果と比較的近い効果が得られる。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）信号のガードインターバルの期間がそれにあたる。すなわち、このガードインターバルの期間の一部を用いて、リセット処理を行うことで、実効的なＣ／Ｎの劣化を最小限に抑えることは可能である。

本発明のシンセサイザを使用したテレビ受信用モジュールについて、図１１を用いて説明する。図１１において、本発明のシンセサイザ１は温度センサ８を含めて同一の半導体ＩＣ（集積回路）１９に一括に形成され、ベース基板２０に実装されている。また、基準発振器の構成要素としてＭＥＭＳ振動子２１が用いられ、ベース基板２０の上に実装されている。また、ベース基板２０には、バイパスコンデンサなどのチップ部品３４が実装されている。基準発振器の構成要素としてＭＥＭＳ振動子２１を用いる事で、テレビ受信用モジュール２２の小型化を実現することができる。例えば、水晶振動子では２．５×２．０ｍｍのサイズが必要だが、ＭＥＭＳ振動子では０．５×０．５ｍｍ〜０．３ｍｍ×０．３ｍｍのサイズで構成できる。また、高さも半分以下となる。携帯電話に搭載するような小型のテレビ受信用モジュールでは、サイズが、９×９ｍｍ〜８×８ｍｍと小型になっているため、このサイズ効果は非常に大きいものとなる。

他の構成要素に関して説明すると、ベース基板２０には、アンテナ２３が受信した受信信号が入力される第１フィルタ２４が実装されている。さらに、第１フィルタ２４の出力信号が入力されるＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２５が実装されている。さらに、ＬＮＡ２５の出力信号が入力される第２フィルタ２６が実装されている。さらに、第２フィルタ２６の出力信号が入力されるバラン２７が実装されている。そして、バラン２８の出力信号は半導体ＩＣ１９に入力される。なお、図１１においては、ＭＥＭＳ振動子２１を用いた。しかし、上記した小型化の効果を考慮する必要が無ければ、水晶振動子を用いてもよい。

図１１のＭＥＭＳ振動子２１を半導体ＩＣ１９の中に形成した他の例を図１２、図１３に示す。図１２では、ＭＥＭＳ振動子２１を半導体ＩＣ１９内へ取り込んでいる。また、図１３では、上記したＬＮＡ２５は、ＭＥＭＳ振動子２１を半導体ＩＣ１９の内部に取り込み、第２のフィルタ２６、バラン２７は、半導体ＩＣ１９を構成する際に不要になるようなシステム構成としている。

このように、ＭＥＭＳ振動子２１と温度センサ８が同一の半導体ＩＣ１９内に内蔵されることにより、実際のＭＥＭＳ振動子２１の温度をより正確に検知することが可能となる。したがって、ＭＥＭＳ発振器の発振周波数の調整精度を向上させることができる。例えば、急激な温度変化が起こった際でも、温度伝導の遅延がほぼ無い状態で温度検知が可能となり、それによる受信劣化を引きおこさなくなる。また、特に、図１３の構成では、１つの半導体ＩＣ１９内に外部の構成要素も形成できるため、大幅な小型化ができると共に、製造効率を向上させる事が出来る。

なお、以上説明した本実施の形態では、発振器５の出力をシンセサイザ１の出力とした。しかし、発振器５の後に分周器を入れて、シンセサイザ１の出力としても良い。これにより、発振器５の発振周波数を高くすることができ、発振器５のサイズを小さくすることが可能となる。

また、本実施の形態で説明した温度センサとは、例えば、半導体の電荷移動量の温度特性を利用したものや、サーミスタと呼ばれる温度に対して、抵抗値が変化する特性を利用したものなどが挙げられる。しかし、これに限るものではない。要は、基準発振器を構成する振動子の使用温度を検知するものであれば良く、直接的に、温度を検知しなくても、間接的に温度を検知しても良い。

なお、本実施の形態では、温度変動に基づいて発生した周波数誤差、すなわち、設定した発振周波数と基準発振周波数との誤差を補正する例を説明した。しかし、設定した発振周波数と基準発振周波数との周波数誤差は、温度変動以外の要因に基づいても発生する。したがって、温度変動以外の要因に基づいて発生した周波数誤差を補正するには次のような構成を採用すればよい。すなわち、周波数誤差検出部を所定の箇所に設けて、設定した発振周波数と基準発振周波数との間の周波数誤差を検出し、その検出結果で制御部７を制御すればよい。この場合、周波数誤差検出部の設置場所としては、図１において、ＭＥＭＳ発振器２と第１の分周器３との間や、発振器５と混合器２９との間や、混合器２９と信号処理部３２との間などが実用的であると考えられる。

また、本実施の形態のシンセサイザを複数の周波数チャネルを有した無線装置に用いてもよい。ここで、「複数の周波数チャネルを有する無線装置」とは、携帯電話やテレビ受信機などのように複数の周波数チャネルを利用して信号を送受する無線システムを指している。これまで、複数の周波数チャネルを利用した無線装置においては、本実施の形態のシンセサイザのような「分周器（特に、分数分周器）の分周比を変化させるときに、予め設定された値に戻すことなく分周比を変化させる」といった機能を有していなかった。これは、チャネル切り替えに伴い、分周器の分周比を変化させる際、予め設定された値に戻さずに分周比を変化させると、シンセサイザの動作が不安定になり、正確に所望の周波数に変化させる事ができなかったためであった。本実施の形態のシンセサイザにおいては、このような従来の技術を敢えて覆すことにより、温度変化に対応して分周器の分周比を切り替え際の位相雑音を低減できるという顕著な効果を奏している。なお、温度変化に対応して分周器の分周比を切り替える際は、温度の変化自体が連続的に変化するものであり、チャネル変更時のような不連続的な周波数変化を伴うものではないため、シンセサイザの動作が不安定となることはない。

なお、以上説明した実施の形態では、周波数誤差検出部として、温度センサを用いたが、これに限るものではない。要は、基準発振器であるＭＥＭＳ発振器２の周波数誤差を直接、或いは、間接的に検知する機能を周波数誤差検出部が有していれば良い。例えば、混合器２９の出力であるＩＦ信号の周波数が、所定の値よりもどれだけずれているかを検出しても良い。ＭＥＭＳ発振器２の周波数が所定の値よりずれていると、シンセサイザ１の出力が所定の値よりずれることとなる。したがって、デジタル放送などの受信信号とシンセサイザ出力とを混合器２９で混合した結果の周波数は、所定の値よりもずれることになる。この周波数誤差を検出してやれば良い。周波数誤差の検出方法は、例えば、周波数弁別などにより直接周波数を検出してもよい（具体的には、所定値からのずれを、ＦＭ用の復調回路などで、検出する方法）。また、ベースバンドにおける信号処理で、周波数誤差を検出しても良い。この場合、受信信号に埋め込まれているパイロット信号の位相情報などから、周波数誤差を検出すれば良い。

なお、本発明における「予め設定した周波数」とは、シンセサイザを設計する上で予め設定された、基準発振器の出力信号の周波数、または、混合器から出力されるＩＦ信号の周波数など、の受信装置の各部位における所定の周波数を指している。

また、本発明における「基準発振信号に基づく周波数」とは、基準発振器から出力される信号の周波数、または、混合器から出力されるＩＦ信号の周波数など、の受信装置の各部位における実際のシンセサイザの動作時における周波数を指している。

なお、本発明における「予め設定した周波数と基準発振信号に基づく周波数との誤差」とは、受信装置における任意部位（例えば、混合器の出力側）において、シンセサイザ設計時に予め設計された「予め設定した周波数」と、実際のシンセサイザ動作時における周波数との差を指している。

例えば、受信されたデジタル放送の信号の周波数が、ドップラー周波数などで所定値からずれた場合においても、混合器からの出力されるＩＦ信号の周波数の所定値からの周波数誤差を検出し、それに基づいてシンセサイザの出力信号の周波数を調整できるので、高い受信品質を維持することができる。

なお、本発明では、周波数温度特性が良くない振動子に対して、特に大きな効果を発揮する。これは、以下の理由による。まず、第１の理由は、周波数温度特性が悪いほど、温度補正の回数が増えてしまうことである。補正回数が増えると、リセットによる悪影響が大きくなる。第２の理由は、周波数温度特性が悪いほど、１回の分周比の制御で、補正する周波数の幅が大きくなってしまうことによる。この周波数幅、つまり、分数分周数切り替え直前の周波数と、分数分周数切り替え後の周波数との差が、大きくなると、サイクルスリップ動作ＣＳを起こしながら、ロック状態に入る。そのため、ロックするまでにより多くの時間がかかり、その間、位相雑音性能が悪化する。本発明で開示したロックレンジＬＲ以内となるように分数分周数を変更すれば、このような課題は解決されることになる。

なお、周波数温度特性について、説明を加えておく。基準温度をＴ０、現在の温度をＴ、基準温度Ｔ０での共振周波数をｆ、温度がＴ０からＴに変化した際の振動子の共振周波数変化量をδｆとすると、温度に対する周波数変動率は（数３）で表される。

δｆ／ｆ＝α（Ｔ−Ｔ０）＋β（Ｔ−Ｔ０）^２＋γ（Ｔ−Ｔ０）^３ （数３）
なおα、β、γをそれぞれ１次、２次、３次の周波数温度係数と呼ぶ。詳細に言うと、δｆ／ｆは、Ｔ０からＴまで温度が変化した際の周波数の変動率を示している。例えば、水晶振動子は、その周波数温度係数が、１次が０で、２次、３次の温度係数も小さい振動子である。一般に、温度係数は、１次、２次、３次となるにしたがって、小さくなる。さらに、温度係数は、電子機器の使用温度範囲における周波数温度特性に占める影響も小さくなるため、１次の温度係数が０であるということは、その振動子の周波数温度特性が非常に、良好であると言う事を示している。水晶の各温度係数は、水晶インゴット（水晶の引き上げ後の固まり）から、水晶板を切り出す際のカット角度によって変わる。その良好な周波数温度特性から、最も広く使用されている水晶振動子に、ＡＴカット水晶振動子がある。これは、例えば、使用温度範囲（−４０〜８５℃）において、周波数の変動率が、±２０〜±１００ｐｐｍ程度となる。この周波数の変動率の幅は、カット角度の微小な違いによって生じる。これに対して、ＭＥＭＳ振動子は、周波数温度特性が良くないものがほとんどで、例えば、シリコン振動子は、１次の温度係数が大きく、−３０ｐｐｍ／℃であり、使用する温度範囲において、この１次の温度係数が支配的である。−４０℃〜８５℃の使用温度範囲において、これは、３０×１２５＝３７５０ｐｐｍとなり、前記ＡＴカット水晶振動子の±２０〜±１００ｐｐｍ程度と比較しても非常に悪いことがわかる。したがって、本発明は、周波数温度特性がよくないＭＥＭＳ振動子を用いた構成では、より一般的な水晶振動子を用いた構成よりも、特に、大きな効果がある。

また、本実施の形態では、ＭＥＭＳ振動子として、半導体材料を基材としたシリコン振動子を用いて、説明したが、ＭＥＭＳ振動子の他の例としては、同じ半導体材料であるポリシリコン振動子を用いたものが挙げられる。また、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰＺＴと言った薄膜圧電材料をベースとしたＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）と呼ばれるものや、ＳｉＯ２などのその他の薄膜材料をベースとしたものが挙げられる。また、弾性表面波を用いたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）振動子や、異なる物質の境界を伝播する境界波などを用いた振動子もその一例である。これらの振動子のうちで、ＡＴカット水晶振動子と同程度の周波数温度特性を持つものは、ほとんどなく、また、そのほとんどが、１次の温度係数を有する（無視できない）ものである。例えば、ＡｌＮを用いたＦＢＡＲは、厚み縦振動（印加電界と同一方向に振動）を用いた振動子で、−２５ｐｐｍ／℃の温度係数を有し、ＺｎＯは、−６０ｐｐｍ／℃程度の温度係数を有する。また、ＳＡＷを用いた振動子でも、基材に３６°ｙカットのタンタル酸リチウムを用いたものは、−３５ｐｐｍ／℃程度、基材に６４°ｙカットのニオブ酸リチウムを用いたものは、−７２ｐｐｍ／℃程度の温度係数を有する。

本発明は、例えばＭＥＭＳ振動子を用いたシンセサイザの位相雑音を良好に維持できるので、受信装置を構成するシンセサイザや電子機器などに有用である。

１ シンセサイザ
２ ＭＥＭＳ発振器
３ 第１の分周器
４ 比較器
５ 発振器
６ 第２の分周器
７ 制御部
８ 温度センサ
９ アキュムレータ
１１ 第１フリップフロップ
１２ 第２フリップフロップ
１３ 第１足し算器
１４ 第２足し算器
１５ 可変分周器
１７ ループフィルタ
１８ チャージポンプ
２０ ベース基板
２１ ＭＥＭＳ振動子
２２ テレビ受信用モジュール
２３ アンテナ
２４ 第１フィルタ
２５ ＬＮＡ
２６ 第２フィルタ
２７ バラン
２８ リセット制御部
２９ 混合器
３０ 受信装置
３１ 受信機器
３２ 信号処理部
３３ 表示部
３４ チップ部品

Claims (15)

1. 基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、
   前記比較器の出力信号に基づいて発振信号を出力する発振器と、
   前記発振器の出力信号を制御部からの制御に基づいて分周する分周器と、
   予め設定した周波数と前記基準発振信号に基づく周波数との誤差を検出する周波数誤差検出部とを備え、
   前記比較器は、前記分周器からの出力信号と前記基準発振器からの出力信号とを比較して比較結果を示す信号を前記発振器に出力し、
   前記制御部は、前記周波数誤差検出部の出力信号に基づいて前記分周器の分周比を変化させると共に、前記分周比を過去の値に保持した状態で前記分周比を変化させるシンセサイザ。
2. 前記分周器の前記分周比を変化させる分周数は、整数部分と分数部分とからなり、前記制御部は、前記分周数の前記分数部分を過去の値に保持した状態で前記分周比を変化させる請求項１に記載のシンセサイザ。
3. 前記制御部は、前記分周器の前記分周数切り替え直前の周波数と、前記分周器の前記分周数切り替え後の周波数との差が、ロックレンジ以内となるように分数分周数を変更する請求項２に記載のシンセサイザ。
4. 前記基準発振器が、微細電気機械システム素子からなる請求項１に記載のシンセサイザ。
5. 前記周波数誤差検出部は、温度を検出する温度センサの出力信号に基づいて、予め設定した周波数と前記基準発振信号に基づく周波数との誤差を検出する請求項１に記載のシンセサイザ。
6. 請求項１に記載のシンセサイザと、微細電気機械システム素子からなる振動子により構成された基準発振器とを有し、前記基準発振器の出力信号が前記比較器に入力されるシンセサイザモジュール。
7. 前記シンセサイザと前記微細電気機械システム素子からなる振動子とが同一の半導体基板上に形成された請求項６に記載のシンセサイザモジュール。
8. 請求項１に記載のシンセサイザと、前記シンセサイザからの前記発振信号に基づいて受信信号の周波数を変換する混合器とを備えた受信装置。
9. 前記シンセサイザからの出力信号に基づいて、基準発振器から出力された基準発振信号の周波数変動を検出する請求項８に記載の受信装置。
10. 前記受信信号の周波数を切り替える場合は、前記制御部は、前記分周器の分周比を予め設定された値に戻して前記分周器の分周比を変化させる請求項８に記載の受信装置。
11. 前記分周器の前記分周比を変化させる分周数は、整数部分と分数部分とからなり、前記受信信号の周波数を切り替える場合は、前記整数部分を変化させ、前記周波数誤差検出部の出力信号に基づいて前記分周器の分周比を変化させる場合は、前記分数部分を変化させる請求項８に記載の受信装置。
12. 前記制御部が所定のデータを受信していないと判断した期間は、予め設定された値に戻して前記分周比を変化させ、前記制御部が所望のデータを受信していると判断した期間は、前記予め設定された値に戻すことなく過去の値に保持した状態で前記分周比を変化させる請求項８に記載の受信装置。
13. 前記制御部が所定なデータを受信していないと判断した期間は、ガードインターバル期間である請求項１２に記載の受信装置。
14. 請求項１に記載のシンセサイザを備え、複数の周波数チャネルを利用して信号を送受信する無線装置から構成される電子機器。
15. 請求項１に記載のシンセサイザと、前記シンセサイザからの前記発振信号に基づいて受信信号の周波数を変換する混合器と、前記混合器の出力側に接続された信号処理部と、前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。

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