WO2004084403A1 - 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機 - Google Patents

発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機 Download PDF

Info

Publication number
WO2004084403A1
WO2004084403A1 PCT/JP2004/001872 JP2004001872W WO2004084403A1 WO 2004084403 A1 WO2004084403 A1 WO 2004084403A1 JP 2004001872 W JP2004001872 W JP 2004001872W WO 2004084403 A1 WO2004084403 A1 WO 2004084403A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
temperature
characteristic
frequency
drift value
oscillation
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/001872
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Michio Kobayashi
Original Assignee
Seiko Epson Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corporation filed Critical Seiko Epson Corporation
Priority to JP2005503637A priority Critical patent/JP4513742B2/ja
Priority to EP04712679A priority patent/EP1605582A4/en
Priority to US10/547,058 priority patent/US7548130B2/en
Publication of WO2004084403A1 publication Critical patent/WO2004084403A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
    • H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
    • H03L1/026—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature by using a memory for digitally storing correction values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/23—Testing, monitoring, correcting or calibrating of receiver elements
    • G01S19/235—Calibration of receiver components
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
    • H03J2200/11—Cellular receiver, e.g. GSM, combined with a GPS receiver

Definitions

  • the present invention relates to an automatic characteristic compensating device for an oscillator that automatically corrects a change in the characteristic of the oscillator, an automatic characteristic compensating method, an automatic characteristic compensating program, and a positioning signal receiver.
  • a conventional positioning signal receiver estimates the drift amount of the TCXo oscillation frequency from the temperature detected by the temperature sensor installed near the temperature-compensated crystal oscillator (TCXO), and calculates only the estimated drift amount. It is known that the center frequency of a frequency range for searching for a positioning signal from a satellite is shifted.
  • the drift amount D of the oscillation frequency of the TCXO at the temperature T (T k ⁇ T ⁇ T k + 1 ) detected by the temperature sensor, it is stored in the memory. based on the drift amount D k + 1 at temperature T drift Bok amount of k D k and the temperature T k + 1, obtains a straight line monument connecting Ryoten as shown in FIG. 1 8, the straight line Is used to estimate the drift amount D. Since the relationship between temperature and drift amount is approximated by a polygonal line, the temperature-frequency characteristics of the TCXO are not properly represented, and the drift amount D is estimated with high accuracy. There is an unsolved problem that estimation cannot be performed.
  • the present invention has been made by focusing on the unsolved problems of the conventional example described above, and a characteristic automatic compensation device and a characteristic automatic compensation device capable of estimating the drift amount of the oscillation frequency of the TCXO with higher accuracy. It is an object to provide a method, a characteristic automatic compensation program, and a positioning signal receiver. Disclosure of the invention
  • the device for automatically compensating the characteristics of an oscillator uses An oscillating means for outputting a dependent oscillation signal; a physical quantity detecting means for detecting a physical quantity given to the oscillating means; and measuring a drift value of an oscillation frequency of the oscillating means while changing the physical quantity.
  • Characteristic determining means for determining in advance a coefficient of an approximate expression representing the characteristic of the detected physical quantity and a drift value of the oscillation frequency of the oscillating means; storage means for storing the coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determining means; A drift value estimating means for estimating a drift value of the oscillation frequency of the oscillating means based on the physical quantity detected by the physical quantity detecting means, and a measured drift value of the oscillation frequency of the oscillating means, And a characteristic updating unit for updating the coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determining unit based on the physical quantity at that time detected by the physical S detecting unit.
  • the coefficient of the approximate expression representing the characteristic of the reference oscillator determined in advance is updated based on the measured drift value and the physical quantity at that time, so that it is possible to accurately follow the characteristic change due to aging and the like.
  • the frequency drift value can always be estimated with high accuracy.
  • an oscillator characteristic automatic compensating device comprises: an oscillating means for outputting an oscillation signal whose oscillation frequency depends on temperature; a temperature detecting means for detecting a temperature of the oscillating means; Characteristic determining means for measuring a drift value of the oscillation frequency of the means, and determining in advance a coefficient of an approximate expression representing a temperature frequency characteristic between the temperature detected by the temperature detecting means and the drift value of the oscillation frequency of the oscillation means.
  • Storage means for storing a coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determination means; drift value estimation means for estimating a drift value of the oscillation frequency of the oscillation means based on the temperature detected by the temperature detection means; A characteristic for updating the coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determining means based on the actually measured drift value of the oscillation frequency of the oscillating means and the temperature at that time detected by the temperature detecting means. It is characterized by and a new unit.
  • the coefficient of the approximate expression representing the temperature frequency characteristic of the reference oscillator determined in advance is updated based on the actually measured drift value and the temperature data, so that it is possible to accurately follow the change in the temperature frequency characteristic due to aging or the like. In addition to this, it is possible to always estimate the frequency drift value with high accuracy.
  • the temperature detecting means is constituted by a temperature compensated oscillator. are doing.
  • a change in temperature can be determined by measuring a change in the frequency of the temperature-compensated oscillator, so that a change in temperature of a reference oscillator disposed in the vicinity can be easily detected.
  • the characteristic determining means is characterized in that an approximate expression representing a characteristic between a temperature detected by the temperature detecting means and a drift value of an oscillation frequency of the oscillating means is represented by a polynomial.
  • the temperature-frequency characteristic curve of the oscillator can be approximated with high accuracy, so that the accuracy of estimating the frequency drift value can be improved.
  • the characteristic determination means is characterized in that an approximate expression representing the characteristic between the temperature detected by the temperature detection means and the drift value of the oscillation frequency of the oscillation means is represented by a polynomial of degree 5 or higher.
  • the temperature-frequency characteristic curve of the oscillator can be approximated with high accuracy with a residual of ⁇ 0.1 ppm or less, so that the accuracy of estimating the frequency drift value can be improved.
  • the characteristic determining means may calculate an approximate expression representing a characteristic between a temperature detected by the temperature detecting means and a drift value of an oscillation frequency of the oscillating means according to one of a least square method and a sequential least square method. It is characterized by being represented by a polynomial.
  • the characteristic determining means is characterized in that an approximate expression representing the characteristic between the temperature detected by the temperature detecting means and the drift value of the oscillation frequency of the oscillating means is represented by a polynomial by a Kalman filter.
  • the characteristic updating means updates all coefficients of the polynomial determined by the characteristic determining means.
  • the characteristic updating unit may divide the temperature range at a constant interval with respect to the temperature range not detected by the temperature detecting unit, and may drift the divided temperature with a polynomial determined by the characteristic determining unit.
  • a value is calculated to create a set of data of temperature and drift value, and the obtained set of data, the actually measured drift value of the oscillation frequency of the oscillation unit, and the temperature at that time detected by the temperature detection unit And updating all the coefficients of the polynomial determined by the characteristic determining means by one of the least-squares method and the sequential least-squares method using the set of data.
  • the drift value is calculated from the polynomial curve before updating, and the coefficient of the polynomial curve is updated using the calculated value, so only the data within the detected temperature range is used.
  • the coefficient of the polynomial curve is updated using the calculated value, so only the data within the detected temperature range is used.
  • the characteristic updating unit divides the temperature range at regular intervals with respect to the temperature range not detected by the temperature detecting unit, and calculates a coefficient of a polynomial determined by the characteristic determining unit with respect to the divided temperature.
  • a data set of the temperature and the drift value is created by calculating the drift value, and the obtained data set, the actually measured drift value of the oscillation frequency of the oscillating means, and the temperature at that time detected by the temperature detecting means are calculated.
  • all the coefficients of the polynomial determined by the characteristic determining means are updated by a Kalman filter.
  • the oscillating means is constituted by a vibrator of a gyro sensor.
  • the coefficient of the approximate polynomial representing the characteristic curve of the oscillation frequency of the gyro sensor can be updated to correct the drift of the oscillation frequency of the gyro sensor, and the detection accuracy of the gyro sensor can be improved.
  • the actual drift value of the oscillation frequency of the oscillation means is measured based on a reference frequency of the global positioning system.
  • the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensor is measured by comparing the reference frequency of the global positioning system with the oscillation frequency of the gyro sensor, the temperature frequency characteristic of the It can accurately follow the change and can always estimate the drift value with high accuracy.
  • the actually measured drift value of the oscillation frequency of the oscillation means is measured based on the carrier frequency of the base station of the mobile phone.
  • the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensor is measured by comparing the carrier frequency of the base station of the mobile phone with the oscillation frequency of the gyro sensor. And the drift value can always be estimated with high accuracy.
  • the method for automatically compensating for the characteristics of an oscillator measures the frequency drift value of the oscillation signal output from the oscillation unit while changing the temperature, and measures the temperature of the oscillation unit with a temperature detection unit. Determining a coefficient of an approximate expression representing a temperature frequency characteristic of the frequency drift value of the oscillation means and the temperature data measured by the temperature detecting means; storing the determined coefficient of the approximate expression in a storage means; Estimating the drift value of the oscillation frequency of the oscillation means based on the temperature data measured by the detection means and the coefficient of the approximate expression stored in the storage means; Updating the coefficient of the approximate expression stored in the storage means with the temperature of the storage means.
  • the coefficient of the approximate expression representing the temperature frequency characteristic of the oscillator determined in advance is updated based on the measured drift value and the temperature data, so that it is possible to accurately follow the change in the temperature frequency characteristic due to a change with time or the like.
  • the frequency drift value can always be estimated with high accuracy.
  • the automatic characteristic compensation program for an oscillator is an automatic characteristic compensation program for an oscillator for automatically compensating for the characteristic of an oscillator.
  • the automatic characteristic compensation program for an oscillator which changes the frequency drift value of the oscillation signal output from the generator while changing the temperature.
  • the temperature of the oscillating means is measured by a temperature detecting means, and the frequency drift value of the oscillating means and the temperature are measured.
  • the positioning signal receiver comprises: an oscillating means for outputting an oscillating signal having an oscillating frequency dependent on temperature; a temperature detecting means for detecting a temperature of the oscillating means; Characteristic determining means for measuring a drift value of the oscillation frequency, and previously determining a coefficient of an approximate expression representing a temperature frequency characteristic between the temperature detected by the temperature detection means and the drift value of the oscillation frequency of the oscillation means; Storage means for storing a coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determination means; drift value estimation means for estimating a drift value of the oscillation frequency of the oscillation means based on the temperature detected by the temperature detection means; The coefficient of the approximate expression determined by the characteristic determination means is updated based on the actually measured drift value of the oscillation frequency of the oscillation means obtained by positioning and the temperature at the time of positioning detected by the temperature detection means. And a characteristic updating means.
  • the coefficient of the approximate expression representing the temperature-frequency characteristic of the oscillator determined in advance is updated based on the actually measured drift value and the temperature data obtained by the positioning, so that the temperature-frequency characteristic due to aging or the like is updated. It is possible to accurately follow the change and to always estimate the frequency drift value with high accuracy.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic determination process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the first embodiment.
  • Figure 3 shows the frequency between the TCO frequency and the reference oscillator drift value. It is a numerical characteristic.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the order of the approximate polynomial and the residual.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a frequency search process in the temperature compensation controller 15 of FIG.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic updating process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the first embodiment.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of changes in temperature frequency characteristics between the TCO frequency and the drift value of the reference oscillator.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic determination process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the first embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of updating coefficients of an approximate polynomial in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of updating coefficients of an approximate polynomial in different temperature ranges in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart showing the temperature frequency characteristic determination processing of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic updating process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the second embodiment.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of the calculation procedure of the Kalman filter.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic determination process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the third embodiment.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram of updating coefficients of an approximate polynomial in the third embodiment.
  • FIG. 14 (a) is a diagram showing a pre-characteristic curve and an actual characteristic curve, and FIG. ) Shows the corrected pre-characteristic curve and the actual characteristic curve.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a temperature-frequency characteristic update process of the temperature compensation controller 15 of FIG. 1 in the third embodiment.
  • FIG. 16 is a schematic configuration diagram showing the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing a circuit configuration of the CDMA terminal of FIG.
  • FIG. 18 is a characteristic diagram showing the relationship between temperature and drift amount in the conventional technology.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment in which the present invention is applied to a receiver of a global positioning system (hereinafter, referred to as GPS) using artificial satellites, where 1 is a GPS receiver.
  • the GPS receiver 1 includes an antenna 2 for receiving a GPS signal composed of a spread spectrum signal from an artificial satellite.
  • the GPS signal received by the antenna 2 is amplified by the low-noise amplifier 3 and then input to the mixer 5 via the band-pass filter (BPF) 4.
  • BPF band-pass filter
  • frequency signal 1 8 outputs, down comparator Ichiboku (frequency conversion) on the first intermediate frequency signal a received signal of a predetermined frequency (1 ⁇ 5GH Z band) .
  • the frequency signal output from the circuit! _1_ circuit 18 is obtained by dividing the almost constant frequency signal output from the reference generator 17 as an oscillating means by the branching circuit in the PLL circuit 18. It is a signal created by The frequency of the signal output from the PLL circuit 18 can be changed by controlling the frequency division ratio and the like, and the oscillation frequency of the 1_circuit 18 is controlled by the temperature compensation controller 15.
  • the reference oscillator 17 As the reference oscillator 17, a crystal oscillator of the type called SP XO without temperature correction or a type of crystal oscillator called TC Xo with built-in temperature correction is used.
  • the first intermediate frequency signal output from the mixer 5 is amplified to a predetermined amplitude by an AGC (auto gain control) amplifier 6.
  • the amplification factor in that case is controlled by the temperature compensation controller 15 according to the situation of the demodulation unit 11.
  • the signal output from the AGC amplifier 6 is input to the mixer 8 via the band pass filter 7.
  • the mixer 8 mixes the first intermediate frequency signal with a constant frequency signal output from the PLL circuit 18 (which is even lower than the frequency input to the mixer 5), and downconverts the mixed signal into a second intermediate frequency signal. .
  • the second intermediate frequency signal output from the mixer 8 passes through a low-pass filter (LPF) 9, it undergoes AZD conversion through an AZD converter 10, and is input to the demodulation unit 11, and the GPS Performs signal demodulation processing.
  • the demodulation unit 11 performs spectrum despreading processing by multiplying the AZD-converted second intermediate frequency signal by a PN code (pseudo random code), and transmits the spectrum despread signal by BPSK demodulation and the like. It demodulates the transmitted data and obtains the data transmitted from the satellite (F: ⁇ -melis data, almanac data, GPS time data, etc.).
  • the PN code used for spectrum despreading is a value determined for each satellite, and the satellite to receive can be selected by selecting this PN code.
  • the selection of the satellite to be received is performed under the control of the temperature compensation controller 15.
  • the demodulation unit 11 can perform demodulation processing from eight channels to a maximum of 16 channels simultaneously. Therefore, it is possible to simultaneously receive and demodulate the positioning signals of a plurality of satellites.
  • the transmission data from each satellite obtained by demodulation by the demodulation unit 11 is input to the arithmetic processing unit 12, and based on the transmission data, the propagation time of the signal from each satellite is calculated, and the Obtain information on the correction values (tropospheric correction value, ionospheric correction value, GPS time correction value) required to calculate the position and the distance between the satellite and the receiver.
  • the position of the receiver and the GPS time correction time of the receiver are calculated. In this case, since the position of the receiver has three unknowns of (X, y,), it is necessary to find four unknowns together with the correction time t of the GPS time of the receiver. The above satellite data is required.
  • the arithmetic processing unit 12 measures the drift amount of the oscillation frequency of the reference oscillator 17 when the signal from each satellite is captured and the current position can be measured.
  • a temperature-compensated oscillator (hereinafter, referred to as TCO (Temperature complemented osci Ilator)) 16 as a temperature detecting means is disposed near the reference oscillator 17.
  • TCO 16 is an RC oscillator using a resistor called a thermistor whose resistance changes with temperature, and its frequency changes with temperature.
  • a frequency change corresponding to a temperature change of the reference oscillator 17 is detected by the temperature compensation controller 15 determining the frequency signal input to the frequency counter 14.
  • the temperature compensation controller 15 uses the frequency drift amount of the reference oscillator 17 measured by the GPS positioning input from the arithmetic processing unit 12 and the frequency of the TCO 16 during positioning, and An m-th order polynomial representing the temperature-frequency characteristic of the frequency drift value of the reference oscillator 17 is obtained.
  • the obtained m + 1 coefficients of the polynomial in the memory 13 as storage means, the previously stored coefficients of the polynomial are updated.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a temperature frequency characteristic determination process executed by the temperature compensation controller 15 in the first embodiment.
  • the coefficient of an approximate expression (m-order polynomial) representing the temperature-frequency characteristic between the frequency of TCO I 6 and the frequency drift of reference oscillator 17 stored in memory 13 in advance is calculated. Decide You.
  • test GPS receiver 1 is placed in a thermostat as a temperature variable device capable of receiving GPS signals, the temperature in the thermostat is changed in step S1, and then the process proceeds to step S2. Then, the frequency of T GO 16 and the drift value of reference oscillator 17 are measured.
  • step S 3 the process proceeds to step S 4 increments the data acquisition speed force Unto value N which measures the number of data to be obtained, whether the count value N is the data acquisition speed setting value N s or not Is determined.
  • the number of data acquisition set value N s is to set the number of data that can determine a more accurate temperature frequency characteristic (e.g., about 5000).
  • step S 4 The decision result in the step S 4 is, when it is N ⁇ N S is more accurate temperature frequency characteristics and does not reach the number of data to determine the proceeds to the step S 1.
  • step S 5 the process proceeds to step S 5, based on the set of N data and the frequency drift value of the frequency f T and the reference oscillator 1 7 T CO 1 6 obtained Calculate the coefficient of the temperature frequency characteristic curve.
  • the frequency f T of TCO 16 corresponding to this temperature is 200 kHz to 1800 kHz.
  • the solid line shown in FIG. 3 shows the relationship between the measured values of the drift Bok value of the frequency f T and the reference oscillator 1 7 of TCO 1 6 in one 25 ° C ⁇ 60 ° C.
  • the residual between the measured value of the drift value and the approximated value by the polynomial is ⁇ 5 if the order of the polynomial is 5 or higher, as shown in Fig. 4.
  • Force that can be suppressed within 0.1 ppm If the order is 4th order or less, the force cannot be suppressed within ⁇ 0.1 ppm, and the approximation accuracy of the polynomial will be poor.
  • Increasing the order of the polynomial to 11 or higher does not improve the residual. Incidentally, In Fig.
  • the minimum residual m ⁇ ⁇ indicated by the dashed line, the maximum residual ma chi indicated by the two-dot chain line, std is the standard deviation shown by the broken line, the average value me a n indicated by a solid line is there.
  • the ⁇ ⁇ frequency characteristic curve is Suppose that it can be approximated by a 9th order polynomial.
  • a set of measured values of the frequency and the drift value is (X i, y), and the GPS receiver 1 is placed in a thermostat, and the temperature of the TCO 16 and the reference oscillator 17 are changed while changing the temperature.
  • the coefficients of the approximate temperature-frequency characteristic polynomial can be obtained.
  • step S6 10 coefficients 3 represented by 62 bits of the calculated ninth-order polynomial are calculated.
  • ⁇ ⁇ 3 9 ( ⁇ stored in the memory 1 3, and terminates the temperature frequency characteristic determining process.
  • step S5 corresponds to the characteristic determining means.
  • the ninth-order approximate polynomial obtained by the least-squares method in this way is as shown by the broken line in FIG. 3, and the residual from the measured value can be suppressed to within ⁇ 0.05 ppm.
  • the temperature compensation controller 15 executes a frequency search process shown in country 5.
  • step S21 the power switch of the GPS receiver 1 is turned on. Proceeds to step S 22 to set Bok the switch in the on state, reads the coefficients a 0 ⁇ a 9 approximation polynomial previously stored in the memory 1 3. Then, the process proceeds to step S23 where TC
  • step S 24 the coefficient of the approximated polynomial (ac, ..., a 9) by substituting the frequency of TCO I 6 the current and the equation (1), the frequency of the reference oscillator 1 7 Estimate the drift value. Based on the frequency drift value thus estimated, a positioning signal from a GPS satellite is searched in step S25.
  • the process in step S24 corresponds to a drift value estimation unit.
  • the crystal oscillator SPX ⁇ or TCXO that constitutes the reference oscillator 17 usually has a tendency for the characteristics of temperature and frequency to change due to aging or the like. Needs to be updated to correct the change in the temperature-frequency characteristic curve. Correction of changes in the temperature-frequency characteristic curve cannot be achieved by updating only the offset value (0th-order coefficient of the polynomial) in order to keep the estimation accuracy of the frequency drift value within ⁇ 0.1 ppm. Also needs to be updated.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a temperature-frequency characteristic update processing procedure executed by the temperature compensation controller 15. In this temperature frequency characteristic update processing, all the coefficients of the polynomial representing the temperature frequency characteristic are updated while using the GPS receiver.
  • step S31 the power switch of the GPS receiver 1 is set to the ON state to start GPS positioning, and the actually measured drift value obtained by capturing the GPS positioning signal by the frequency search processing in FIG. 5 is used. Read.
  • step S32 the flow shifts to step S32 to measure the frequency of the clock 016 at the time of the 05 positioning, and shifts to step S33.
  • step S33 it is determined whether or not to adopt the drift value according to the reliability of the actually measured drift value obtained by the GPS positioning.
  • the reliability of positioning is determined based on the DOP value (Dilution of Precision: a numerical value that is an index of the accuracy of GPS positioning), and the DOP value D is determined from a predetermined value DSET (for example, about 5.0). If it is larger, the accuracy of the GPS positioning is judged to be poor, and the temperature frequency characteristic update processing is terminated without updating. On the other hand, if D ⁇ D SET, it is determined that the accuracy of the GPS positioning is good, and the flow shifts to step S34 to calculate the coefficient of the temperature-frequency characteristic curve. As a result, the reliability of the updated correction data can be maintained.
  • DOP value Deution of Precision: a numerical value that is an index of the accuracy of GPS positioning
  • DSET for example, about 5.0
  • the frequency of TCO 16 changes from 200 kHz to 1800 kHz, and the frequency drift value during that time is shown in Figure 7 in advance. It is assumed to be represented by such a 9th order polynomial curve. Therefore, when GPS positioning was performed between 700 kHz and 800 kHz, which corresponded to a temperature of 33 ° C to 37 ° C, the actual ⁇ drift value was larger than that of the first obtained polynomial curve as shown by A. Is shifted to the plus side.
  • the actually measured drift value obtained by GPS positioning is used, and the other temperature range (200 kHz ⁇ 699 kHz and 801 kHz 1 1800 kHz), select frequencies at appropriate intervals (for example, 1 kHz), and for the selected frequency, calculate the corresponding drift value from the first polynomial curve. calculate. Apply the least squares method to these frequency and drift data sets to obtain the new polynomial curve coefficients.
  • GPS positioning was performed between 700 kHz and 800 kHz, and as shown in Fig. 8, the actual drift value was compared with the 9th-order polynomial curve obtained first, and the portion of A
  • step S35 the coefficients of the temperature-frequency characteristic curve are updated by storing the sequentially calculated coefficients in the memory 13.
  • step S corresponds to the characteristic updating means.
  • the memory capacity can be greatly reduced.
  • the divided data is sequentially calculated based on the coefficients of the polynomial curve stored in the memory 13
  • the frequency 200 k corresponding to the temperature range that the GPS receiver can use-25 ° C to 60 ° C It is no longer necessary to store all the data during H180kHz in memory 13.
  • the GPS receiver 1 is put into the thermostat again to change the temperature, and the frequency of the TC CM 6 and the frequency drift value of the reference oscillator 17 are changed. Since it is necessary to measure, it is difficult to update the coefficients of the polynomial curve while using the receiver 8, but by using the divided data, the polynomial curve can be updated while using the receiver 3. Can be updated.
  • the tiger line in Fig. 9 (b) shows the updated polynomial curve when the GPS positioning is performed in the three temperature ranges A, B, and G in Fig. 9 (a) and the coefficients of the polynomial curve are updated. Is shown. In this way, by performing GPS positioning in different temperature ranges, it is possible to approximate the actual polynomial curve over a wide temperature range. Also, as shown by the broken line in FIG. 9B, the higher the degree of the polynomial (for example, the 30th order), the smaller the residual from the actual polynomial curve.
  • the process of determining and updating the coefficient of the approximate polynomial representing the temperature-frequency characteristic between the frequency of the TCCM 6 and the frequency drift value of the reference oscillator 17 is sequentially performed instead of the least square method. This is performed by applying the least squares method.
  • FIG. 10 is a flowchart of a temperature-frequency characteristic determination process performed by the temperature compensation controller 15 according to the second embodiment, and is a temperature-frequency characteristic determination process according to the first embodiment shown in FIG.
  • step S4 the process of step S4 is moved after the process of step S6, and the process of step S5 is replaced by step S41, which determines the coefficients of the approximate polynomial of the temperature-frequency characteristic by the sequential least squares method. Except for this, the same processing as in FIG. 2 is performed, and the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted.
  • the GPS receiver 1 in a thermostat that can receive GPS signals, measure the TCOI 6 frequency and the reference oscillator 17 frequency drift value while changing the temperature in the thermostat, and determine the number of data to be acquired. After incrementing the data acquisition number count value N to be measured, the process proceeds from step S3 to step S41, and the coefficient of the temperature-frequency characteristic curve is calculated by applying the sequential least squares method.
  • f N k and g N k are represented by the following equation (4), put F (N), A (N), and G (N) as shown in the following equations (5) to (7). .
  • Formula (3) and Formulas (5) to (7) can be summarized as Formula (8) below.
  • a (N) F " 1 (N) F (Nl) A (N-1) + y N F-'(N) X (N) (8)
  • the estimation coefficient at the N-th time point means that it consists only of the estimation coefficient at the previous N- 1st time point and the correction based on the N-th data.
  • initial values F (0) and A (0) must be given in advance.
  • the processing proceeds to step S 6, records 1 0 coefficients represented by 6 2 bits of the 9-order polynomial ac (N) ⁇ a 9 (N ) in advance in the memory 1 3, in step S 4
  • it is determined whether or not the count value N is equal to or larger than the data acquisition number setting value Ns.
  • the number of data acquisition set value N s is set to a number of data that can determine the exact temperature frequency characteristic (e.g., 5 0 0 0 about).
  • step S 4 The decision result in the step S 4 is, when it is N ⁇ N s is good proceeds to step S 1 and does not reach the number of data to determine the re accurate temperature frequency characteristics, is N ⁇ N S At times, the temperature frequency characteristic determination processing ends.
  • step S41 corresponds to the characteristic determining means.
  • the ninth-order approximate polynomial obtained by the successive least squares method in this manner is as shown by the broken line in FIG. 3, and the residual from the measured value can be suppressed to within ⁇ 0.05 ppm.
  • FIG. 11 is a flowchart of a temperature-frequency characteristic update processing procedure executed by the temperature compensation controller 15 in the second embodiment.
  • the process of step S34 is replaced by step S51 of updating the approximate polynomial coefficient of the temperature-frequency characteristic by the sequential least squares method, the same process as in FIG. 6 is performed.
  • the same reference numerals are given to the same parts, and the detailed description is omitted.
  • step S33 After capturing the GPS positioning signal and reading the TCO 16 frequency at the time of GPS positioning, use the frequency drift value obtained by GPS positioning in step S33 to use the approximated polynomial coefficient of the temperature frequency characteristic. If it is determined that is to be updated, go to step S51. Then, all the coefficients of the approximate polynomial are updated by the successive least squares method.
  • the set ( Xl , Vl ) of the measured wave number of the TCO 16 at GPS positioning and the measured drift value obtained by GPS positioning, and the temperature range of GPS positioning Is divided at regular intervals, and the corresponding drift value is sequentially calculated from the divided frequencies x 2 ,..., x N from the polynomial curve, and the set of N–1 divided data (x 2 , y 2 ), (x Using N , y expect), A (N) is calculated based on Eq. (8) by the recursive least squares method, and all coefficients of the new polynomial curve are obtained.
  • step S51 corresponds to a characteristic updating unit.
  • the sequential least-squares method is applied without using the divided data. It is possible to update all the coefficients of the approximate polynomial without overflowing the memory.
  • the sequential least squares method is applied when the polynomial curve is first obtained, and the above ( The elements of the matrices of equations 5) and (7) are stored in memory 13 and the elements of the matrix stored in memory 13 are compared with the measured drift values obtained by GPS positioning and the GPS positioning.
  • Each element of the matrices of the above equations (5) and (7) is sequentially calculated using the frequency of the TCO 16 and the new coefficient A (N) of the polynomial is obtained based on the above equation (8).
  • the order of the polynomial is m
  • the actual measured value of the frequency drift value and the corresponding power of the TCO 16 frequency are sequentially added to 3 X (m + 1) memories. In order to do so, it is necessary to devise ways to ensure the accuracy of the one-one flow problem and calculation accuracy.
  • This third embodiment is based on the frequency drift of the TCO I 6 and the reference oscillator 17.
  • the process of determining and updating the coefficients of the approximate polynomial representing the temperature frequency characteristics with the G value is performed by applying a Kalman filter instead of the least squares method or the sequential least squares method.
  • the basic model of the Kalman filter is expressed by the following equations (9) and (10), and is called the state-space model.
  • the above equation (9) is called a state equation
  • the above equation (10) is called an observation equation
  • t ⁇ k is called a state of the system at time t k or a state vector.
  • observation noise On the other hand, under normal circumstances, system states u k are often not directly observable, and are generally observed as linear functions. Thus, the output y k of the system, that is, the observed value y k is expressed as the product of the state u k multiplied by the observation matrix H k and white noise v k called observation noise.
  • ⁇ u k ⁇ , ⁇ yj, ⁇ w k ⁇ , ⁇ v k ⁇ are expressed as stochastic processes, and generally take vector values (u k , w k ⁇ R y k, v k ER M) .
  • the system parameters F k and H k may be derived from physical laws governing the phenomenon, or may be derived from correlations measured in advance by experiments, and are generally determined matrices.
  • c ⁇ j is the Kronecker delta
  • R k the mean vectors
  • Q k the known covariance matrix
  • u. , ⁇ W k ⁇ and ⁇ v k ⁇ are each Gaussian.
  • K k is a filter gain
  • the calculation procedure of the Kalman filter is as shown in Fig. 12.
  • () U a . And K. And y. And from U. i. Can be requested.
  • 0 and Q. And from P ll0 from U to U. Ask for more P. And from and,. And from p 1 , U. And ⁇ , and it is with this that seek ⁇ ⁇ from the yi. That is, the mean vector u a0 and the covariance matrix R 0 ,..., R k , Q 0 ,-, Q k , p.
  • k can be obtained sequentially.
  • the Kalman filter finds the conditional mean vector and the covariance matrix of t! K sequentially.In particular, in the case of Gaussianity, this is the conditional probability of u k that changes every moment. This means that the density function is being calculated.
  • the state ti k of the system becomes the coefficient a of the polynomial, and the state equation of the above equation (9) is expressed as follows using the state transition matrix F k as a unit matrix.
  • u k [a 0 (k),..., A m (k)] T.
  • the initial setting is based on the average TCO of several samples and the measured values of the crystal oscillator drift, and the average 1st- and 2nd-order pre-polynomials are calculated using a Kalman filter, least squares method, or successive least squares method. Is u aQ .
  • ⁇ / is the variance of ⁇ w
  • ⁇ ⁇ 2 is the variance of ⁇ vj.
  • FIG. 13 is a flowchart of a temperature-frequency characteristic determination process performed by the temperature compensation controller 15 in the third embodiment, and is a temperature-frequency characteristic determination process in the second embodiment shown in FIG.
  • step S41 the same processing as in FIG. 10 is performed except that the processing in step S41 is replaced with step S61 in which the coefficient of the approximate polynomial of the temperature-frequency characteristic is determined by the Kalman filter.
  • step S61 the same parts as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the GPS receiver 1 for test is placed in a constant temperature top that can receive GPS signals, and the frequency of the TCO 16 and the frequency drift value of the reference SI 17 are changed while changing the temperature inside the constant temperature top.
  • the data acquisition count value for measuring and measuring the number of data to be acquired proceed from step S3 to step S61, and apply the Kalman filter to calculate the coefficient of the temperature-frequency characteristic curve. .
  • step S61 corresponds to the characteristic determining means.
  • the approximation of the 1st- and 2nd-order polynomials obtained by the Kalman filter in this way is as shown by the solid line in FIG. 14 (a), and the residual from the measured value can be suppressed to within ⁇ 0.1 ppm.
  • FIG. 15 is a flowchart of a temperature-frequency characteristic update processing procedure executed by the temperature compensation controller 15 in the third embodiment, and shows a temperature-frequency characteristic update processing in the second embodiment shown in FIG. 11.
  • the same processing as in FIG. 11 is performed except that the processing in step S51 is replaced by step S71 in which the coefficient of the approximate polynomial of the temperature frequency characteristic is updated by the Kalman filter.
  • the same reference numerals are given to the same parts as 1 and the detailed description is omitted.
  • step S71 After capturing the GPS positioning signal and reading the TCO 16 frequency at the time of GPS positioning, use the frequency drift value obtained by GPS positioning in step S33 to calculate the approximate polynomial coefficient of the temperature frequency characteristic. If it is determined to update, the process proceeds to step S71, and all the coefficients of the approximate polynomial are updated by the Kalman filter. In FIG. 15, the process in step S71 corresponds to a characteristic updating unit. Now, between the temperature of one 25 ° C ⁇ 60 ° C, 200 is the value of T CO 1 6 k H Z ⁇ 1 80
  • the set of the frequency of TCO 16 during GPS positioning and the measured data of the measured drift value obtained by GPS positioning and the temperature outside the temperature range of GPS positioning are fixed.
  • the Kalman filter is used to derive the minimum variance estimate U k
  • the new polynomial curve obtained in this way is as shown by the solid line in FIG. 14 (b) .In the range where the frequency of TCO 16 and the drift value obtained by GPS positioning were measured, It approximates the original characteristic curve shown by the broken line with considerable accuracy.
  • the data stored in the memory 13 is only the coefficient of the temperature-frequency characteristic curve of the oscillator, the data is compared with the case where either one of the ordinary least square method and the ordinary sequential least square method is applied as it is.
  • the memory outside the detection range in GPS positioning is divided at regular intervals, and the frequency drift value corresponding to the divided temperature is stored in the memory 13 before updating the polynomial curve.
  • the coefficient of the polynomial curve is updated using the data set obtained in this way, and the overflow is obtained even when the sequential least squares method is applied. — No problem.
  • the frequency drift value is calculated from the coefficient of the polynomial curve before updating, and the coefficient of the polynomial curve is updated using the calculated value. It is possible to suppress the deterioration of the estimation accuracy outside the positioning temperature range as compared with the case where the update is performed using only the temperature.
  • the temperature-frequency characteristics of the reference vibrator 17 are approximated by a 9th-order or 12th-order polynomial, and all coefficients of the approximate polynomial are updated from the measured drift value of the oscillation frequency and the temperature at that time. It is possible to accurately follow the change in the temperature frequency characteristic due to a change, etc., and to suppress the estimation accuracy of the frequency drift value to within ⁇ 0.1 ppm.
  • a GPS receiver for test is put in a thermostat in advance, an approximate polynomial representing the temperature frequency characteristic of the reference oscillator 17 is obtained, and its coefficient is stored in the memory 13, and the coefficient is stored for each GPS positioning.
  • the temperature-frequency characteristic curve for each product without having to put each GPS receiver in a constant-temperature bath and eliminate the need to manufacture GPS receivers. Cost can be reduced.
  • a polynomial representing the temperature-frequency characteristic of the frequency of the TCO I 6 and the drift value of the reference oscillator 17 is approximated by a ninth or 12th order.
  • the present invention is not limited to this.
  • the temperature-frequency characteristic curve is expressed by the following equation.
  • m is the degree of the polynomial.
  • the reliability of the GPS positioning is determined based on the DOP value in step S33 in the temperature frequency characteristic update processing of FIGS. 6, 11, and 15 has been described. If the frequency drift value obtained by GPS positioning is equal to or larger than the standard deviation of the residual with respect to the value of the approximate polynomial, the coefficient is updated using the frequency drift value. It may be performed.
  • the temperature frequency characteristics stored in the memory 13 are displayed.
  • a set of data of the measured drift value obtained by GPS positioning and the frequency of TCO 16 at the time of positioning is stored in memory, and is stored in memory within the detection temperature range of GPS positioning. The stored actually measured drift value may be searched for as the estimated drift value.
  • the present invention is not limited to this, and the case where the GPS receiver is incorporated in a mobile phone, for example, is described.
  • the drift value of the oscillation frequency may be actually measured using the carrier frequency of the base station of the mobile phone, and the temperature and frequency characteristics of the oscillator may be corrected and the frequency drift value to be offset may be estimated. .
  • a gyro sensor temperature compensation is performed in a small information terminal with a GPS function that uses a gyro sensor for camera shake correction of a digital camera.
  • FIG. 16 shows the present invention applied to a CDM A (Code Division Multiple Access) type mobile terminal equipped with a GPS function, which is a type of mobile phone (hereinafter referred to as a CDMA terminal).
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram in a fourth embodiment when applied, and only extracts a characteristic schematic configuration in a state where a foldable CDMA terminal 20 held by a user is opened.
  • the CDMA terminal 20 includes an upper pod 20a and a lower body 20b.
  • a display unit 21 composed of a TFT color LCD panel with a backlight is provided on the inner surface of the upper body 20a, and a camera unit 22 is provided on the upper end of the upper body 20a.
  • a GPS unit 23 and information on the shooting direction (pan angle) to which the remote camera unit 22 faces by detecting geomagnetism are obtained in the lower part 20 b of the body.
  • a magnetic sensor 24, a gyro sensor 25 that obtains information on the shooting angle (tilt angle) in the height direction that the camera unit 22 faces, and a camera unit during shooting A gyro sensor 26 for obtaining shake information of 22 is built in.
  • the photographing by the camera section 22 is performed by opening the foldable CDMA terminal 20 owned by the user as shown in FIG. 16 and the upper body portion 20a is substantially perpendicular to the user's line of sight.
  • FIG. 17 is a diagram showing a circuit configuration of the CDMA terminal 20.
  • reference numeral 31 denotes an antenna for performing communication with the nearest base station by the CDMA method
  • reference numeral 32 denotes an antenna connected to the antenna 31.
  • RF part denotes an antenna connected to the antenna 31.
  • the RF section 32 separates the signal input from the antenna 31 from the frequency axis with a duplexer and mixes the signal with a local oscillation signal of a predetermined frequency output from the PLL synthesizer, thereby converting the frequency to an F signal. I do. Then, only the reception channel is extracted by the wide band BPF, the signal level of the desired reception wave is made constant by the AGC amplifier, and then output to the modulation / demodulation unit 33 of the next stage.
  • the AGC amplifier After transmitting the OQPSK (Offset Quadri-Phase Shift Keying) modulated signal transmitted from the modem 33 during transmission, the AGC amplifier performs transmission power control based on the control from the controller 40, The signal is mixed with a local oscillation signal of a predetermined frequency output from a PLL synthesizer, frequency-converted into an RF band, amplified to a large power by a PA (Power Amp I ifier), and transmitted from the antenna 31 via the duplexer. It is configured as follows.
  • the modulator / demodulator 33 separates the IF signal from the RF unit 32 into a base-spanned I'Q (In-phase Quadrature-phase) signal by a quadrature detector at the time of reception, and a sample rate of about 10 [MHz].
  • the data is digitized by the data and output to the CDMA section 34 at the next stage.
  • the modulator / demodulator 33 converts the digital I / Q signal sent from the CDMA unit 34 at the time of transmission into an analog signal at a sample rate of about 5 MHz, and then performs OQ PSK modulation with a quadrature detector. It is configured to output to the RF unit 32.
  • the CDMA unit 34 converts the digital signal from the modulation / demodulation unit 33 into a PN (Pseudo Moise) code timing extraction circuit and a plurality of demodulation circuits that perform despreading / demodulation according to the instructions of the timing circuit. A plurality of demodulated symbols output therefrom are synchronized and synthesized by a synthesizer, and output to the audio processing unit 35 in the next stage.
  • the CDMA unit 34 spreads the output symbol from the voice processing unit 35 at the time of transmission and then limits the band using a digital filter to generate an IQ signal.
  • the audio processing unit 35 deinterleaves the output symbols from the CDMA unit 34 at the time of reception, performs error correction processing with a Viterbi demodulator, and then performs digital compression compressed by an audio processing DSP (Digital Signal Processor). The signal is expanded into a normal digital voice signal, which is converted into an analog signal, and the speaker (SP) 36 is loudspeaked.
  • the audio processing unit 35 digitizes the analog audio signal input from the microphone (M! C) 37 at the time of transmission, compresses it to 1/8 or less by the audio processing DSP, and performs error correction code by the convolutional encoder. Then, it is configured to interleave and output the output symbols to the CDMA unit 34.
  • reference numeral 38 denotes a GPS antenna, to which a GPS receiver 39 is connected.
  • the 3unit3 receiving section 39 constitutes the GPS unit 23 shown in FIG. 16 integrally with the antenna 38. Then, the 05 receiving section 39 receives the GPS radio waves having a center frequency of 1.557542 [GHz] from at least three, and preferably four or more GPS satellites received by the antenna 38, respectively.
  • the signal is demodulated by despreading the content using a PN code called a CZA code, and the current position (latitude, longitude, altitude) and current time in a three-dimensional space are calculated from those signals. The calculated result is output to the controller 40.
  • the GPS receiving section 39 has a configuration as shown in FIG. 1, and has a TCO I 6 as a temperature sensor. As for the reference frequency inside the GPS receiver, the drift value is measured based on the GPS reference frequency.
  • a controller 40 is connected to the unit 32, the modulation / demodulation unit 33, the CDMA unit 34, the audio processing unit 35, and the GPS receiving unit 39.
  • the controller 40 includes a display unit 21 shown in FIG. Section 22, magnetic sensor 24, gyro sensors 25 and 26 are connected.
  • the controller 40 is composed of a CPU, ROM, RAM, and the like, and controls the entire terminal based on a predetermined operation program stored in the ROM.
  • ROM control during communication, transmission / reception control of communication data, display control on display unit 21, navigation program, operation program on controller 40 including various controls for operating CDMA terminal 20 are fixedly stored.
  • the storage medium for storing the above program is not limited to the above-mentioned ROM, but may be a magnetic or optical storage medium, a semiconductor memory other than ROM, a hard disk, a CD-RO IVI, a memory card, or the like. It may be a medium.
  • the program stored in the storage medium may be configured to receive a part or all of the program via a network.
  • the storage medium may be a storage medium of a server constructed on a network.
  • the RAM provided in the controller 40 registers a work area for temporarily storing various data to be handled by the control of the controller 40 and a name and telephone number of a called party as a set.
  • the telephone directory has a telephone directory, and its contents are retained regardless of the power-on state of the CDMA terminal 20 by power backup.
  • the CDMA terminal 20 is provided with a key input unit.
  • the key input unit 41 includes a dial key also serving as a character input key, a "call” key, and an "off” key. , Mode selection key, cursor key, shutter key, etc. Then, the operation signal is directly input to the controller 40.
  • the CDMA terminal 20 has a memory 42 for storing various data and application programs downloaded via a telephone line network (communication network), a captured image obtained by the camera unit 22 and the like. Have.
  • the camera unit 22 is composed of an imaging unit, an optical lens, and a solid-state imaging device such as a CCD.
  • the optical image of the subject formed on the imaging surface of the solid-state imaging device by the optical lens is analog.
  • the image pickup unit digitizes the data, performs predetermined color process processing, and then outputs it to the controller 40.
  • the gyro sensor is a sensor that detects a rotational angular velocity, and has a vibrator that generates a fundamental vibration. It utilizes the fact that when an angular velocity is applied to a mass that vibrates in a certain direction, the Coriolis effect also generates a vibration in a direction perpendicular to it. It is configured to detect the Corioliska to obtain the rotational angular velocity of the object.
  • the frequency of the gyro sensor has a temperature characteristic, and the frequency shifts with time. If the frequency shifts due to a change in temperature or a change with time, there is a problem that the sensor sensitivity becomes unstable.
  • the drift value of the reference frequency inside the GPS receiver is measured by the GPS reference frequency. Therefore, the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensors 25 and 26 with respect to the TCO value can be measured by comparing the reference frequency inside the GPS receiver with the oscillation frequency of the gyro sensor for each GPS positioning. .
  • the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensors 25 and 26 can be measured, and the coefficient of the approximate polynomial representing the temperature frequency characteristic can be updated as in the above-described first to third embodiments.
  • the drift of the oscillation frequency of the gyro sensors 25 and 26 can be corrected.
  • an approximate polynomial representing the temperature-frequency characteristic of the test gyro sensor is obtained, and its coefficient is stored in the memory 42.
  • the controller 40 compares the reference frequency inside the GPS receiver with the oscillation frequency of the gyro sensor, and measures the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensors 25 and 26 with respect to the TCO value. I do.
  • the coefficients of the approximation polynomial stored in the memory 42 are updated based on the temperature-frequency characteristic update processing shown in the first to third embodiments.
  • the coefficient of the approximate polynomial updated as described above is read, and then, the frequency of the TCO (not shown) provided near the gyro sensor is read to obtain the current value. Detects frequency corresponding to temperature. Then, the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensor is estimated using the coefficients of the approximate polynomial and the current TCO value.
  • the reference frequency inside the GPS receiver is compared with the oscillation frequency of the gyro sensor, so that the gyro with respect to the TGO value is obtained.
  • the drift value of the oscillation frequency of the sensor can be measured, and the temperature frequency characteristics of the gyro sensor can be automatically compensated.
  • the approximate polynomial coefficient representing the temperature characteristics of the oscillating frequency of the gyro sensor stored in the memory in advance is updated for each GPS positioning, it is possible to accurately detect changes in temperature-frequency characteristics due to aging while using a gyro sensor. And the accuracy of estimating the drift value of the oscillation frequency can be improved.
  • the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensor is measured based on the reference frequency inside the GPS receiver.
  • the drift value of the oscillation frequency of the gyro sensor may be measured based on the oscillation frequency of the PLL or VCO (neither is shown) of the CDMA terminal after performing the carrier synchronization with the gyro sensor.
  • the oscillating means has temperature dependency
  • the present invention is not limited to this, and the oscillating frequency of the oscillator may be other than temperature, such as pressure, humidity, gravity, acceleration, etc.
  • these physical quantities may be detected by physical quantity detecting means such as a pressure sensor, a humidity sensor, a gravity sensor, and an acceleration sensor.
  • the temperature data and the frequency drift Based on the set of measurement data with the reference value, it is possible to easily calculate the approximate expression coefficient representing the temperature-frequency characteristic of the reference oscillator, and to calculate this coefficient based on the measured drift value and the temperature data. Since updating is performed, it is possible to accurately follow a change in the temperature frequency characteristic due to a change over time, etc., and it is possible to always estimate the frequency drift value with high accuracy, which is convenient.
  • the approximate expression representing the temperature-frequency characteristics of the reference vibrator is represented by a polynomial and all the coefficients are updated, it is possible to accurately follow changes in the temperature-frequency characteristics due to aging, etc. The accuracy of estimation can be improved, which is convenient.
  • the drift value is calculated from the polynomial curve before update, and the coefficient of the polynomial curve is updated using the calculated value.Therefore, the update is performed using only the data within the detected temperature range. As compared with the case where the detection is performed, deterioration of the estimation accuracy outside the detection temperature range can be suppressed, the memory can be significantly reduced, and there is no problem of overflow.
  • the positioning signal receiver updates the coefficient of the approximate expression representing the temperature-frequency characteristic of the oscillator determined in advance based on the measured drift value and the temperature data obtained by the positioning, so In addition to being able to accurately follow changes in temperature-frequency characteristics due to factors such as the above, the frequency drift value can always be estimated with high accuracy, which is convenient.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Gyroscopes (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

物理量と発振周波数のドリフト値との間に一定の特性を持つ発振器において、特性の変化を適応的に補正し、常に発振周波数ドリフト値の推定を可能とする。発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する基準発振器１７と、基準発振器１７の温度を検出するＴＣＯ１６と、温度を変化させながら基準発振器１７の発振周波数のドリフト値を測定し、ＴＣＯ１６で検出した温度と基準発振器１７の発振周波数のドリフト値との温度周波数特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶するメモリ１３と、ＴＣＯ１６で検出した温度に基づいて基準発振器１７の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、基準発振器１７の発振周波数の実測ドリフト値とＴＣＯ１６により検出したその時の温度とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備える。

Description

明細書 発振器の特性自動補償装置、 特性自動補償方法、 特性自動補償プログラム、 及 ぴ測位信号受信機 技術分野
本発明は、 発振器の特性の変化を自動的に補正するようにした発振器の特性自 動補償装置、 特性自動補儻方法、 特性自動補償プログラム、 及び測位信号受信機 に関する。 背景技術
従来の測位信号受信機としては、 温度補償型水晶発振器 （TCXO) の近傍に 設置した温度センサから検出された温度から、 T C X oの発振周波数のドリフト 量を推定し、 この推定したドリフ卜量だけ、 衛星からの測位信号をサーチする周 波数範囲の中心周波数をシフ卜させるというものが知られている。
しかしながら、 上記従来の測位信号受信機にあっては、 温度センサで検出した 温度 T (Tk<T<Tk+1) での TCXOの発振周波数のドリフト量 D推定する場合 に、 メモリに記憶された温度 Tkでのドリフ卜量 Dkと温度 Tk+1でのドリフト量 D k+1とをもとに、 図 1 8に示すように両点を結ぶ直線ひを求め、 その直線 を使用 してドリフト量 Dの推定をしており、 温度とドリフ卜量との関係を折れ線で近似 しているため TCXOの温度周波数特性を適切に表しておらず、 高精度でドリフ ト量の推定ができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、 より高精度で TCXOの発振周波数のドリフト量を推定することができる特性自 動補償装置、 特性自動補償方法、 特性自動補償プログラム、 及び測位信号受信機 を提供することを目的としている。 発明の開示
本発明による発振器の特性自動補償装置は、 発振周波数が与えられる物理量に 依存する発振信号を出力する発振手段と、 該発振手段に与えられる物理量を検出 する物理量検出手段と、 物理量を変化させながら前記発振手段の発振周波数のド リフト値を測定し、 前記物理量検出手段で検出した物理量と前記発振手段の発振 周波数のドリフ卜値との特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、 前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、 前記^理量検 出手段で検出した物理量に基づいて前記発振手段の発搌周波数のドリフ卜値を推 定するドリフ卜値推定手段と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフ卜値と前 記物理 S検出手段によリ検出したその時の物理量とによリ前記特性決定手段で決 定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴としてい る。
これにより、 予め決定した基準発振器の特性を表す近似式の係数を、 実測ドリ フト値及びその時の物理量をもとに更新するので、 経時変化等による特性の変化 に正確に追従することができると共に、 常に高精度で周波数ドリフト値の推定を 行うことができる。
また、 本発明による発振器の特性自動補償装置は、 発振周波数が温度に依存す る発振信号を出力する発振手段と、該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、 温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、 前記温 度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との温度周 波数特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、 前記特性決定手段 で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、 前記温度検出手段で検出した温 度に基づいて前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフ卜値推定 手段と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフ卜値と前記温度検出手段によリ 検出したその時の温度とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新 する特性更新手段とを備えていることを特徴としている。
これにより、予め決定した基準発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、 実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、 経時変化等による温度周 波数特性の変化に正確に追従することができると共に、 常に高精度で周波数ドリ フト値の推定を行うことができる。
また、 前記温度検出手段は、 温度補償型発振器で構成されていることを特徴と している。
これによリ、 温度補償型発振器の周波数の変化を測定することで温度の変化を 判定できるので、 近傍に配設された基準発振器の温度変化を容易に検出すること ができる。
また、 前記特性決定手段は、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段 の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴とし ている。
これによリ、 発振器の温度周波数特性曲線を高精度で近似することができるの で、 周波数ドリフト値の推定精度を向上することができる。
また、 前記特性決定手段は、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段 の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を、 次数が 5次以上の多項式で 表すことを特徴としている。
これにより、 発振器の温度周波数特性曲線を、 残差 ± 0 . 1 p p m以内の高精 度で近似することができるので、 周波数ドリフト値の推定精度を向上することが できる。
また、 前記特性決定手段は、 最小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方によ リ、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値 との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴としている。
これにより、 温度データと周波数ドリフ卜値との測定データの組をもとに、 容 易に発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を求めることができる。
また、 前記特性決定手段は、 カルマンフィルタにより、 前記温度検出手段で検 出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多 項式で表すことを特徴としている。
これにより、 温度データと周波数ドリフ ト値との測定データの組をもとに、 容 易に発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を求めることができる。
また、 前記特性更新手段は、 前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数 を更新することを特徴としている。
これにより、 絰時変化等による発振器の温度周波数特性の変化に正確に追従す ることができるので、 常に ± 0 . 1 p p m以内の推定精度で周波数ドリフト値の 推定を行うことができる。
また、 前記特性更新手段は、 前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関 して、 一定間隔で温度範囲を分割し、 分割した温度に対して、 前記特性決定手段 で決定した多項式によりドリフト値を算出して温度とドリフ卜値のデータの組を 作成し、 得られたデータの組と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と 前記温度検出手段によリ検出したその時の温度とのデータの組を用いて、 最小二 乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方によリ前記特性決定手段で決定した多項式 の全ての係数を更新することを特徴としている。
これにより、 検出した温度範囲外に関しては、 更新前の多項式曲線からドリフ ト値を計算し、 その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、 検出温度 範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精 度の劣化を抑制することができると共に、 メモリを大幅に削減でき、 オーバーフ ローの問題がない。
また、 前記特性更新手段は、 前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関 して、 一定間隔で温度範囲を分割し、 分割した温度に対して、 前記特性決定手段 で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータ の組を作成し、 得られたデータの組と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフ ト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、 カルマンフィルタにより前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新 することを特徴としている。
これにより、 検出した温度範囲外に関しては、 更新前の多項式曲線からドリフ ト値を計算し、 その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、 検出温度 範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精 度の劣化を抑制することができると共に、メモリを大幅に削減することができる。 また、 前記発振手段は、 ジャイロセンサの振動子で構成されていることを特徴 としている。
これによリ、 ジャイロセンサの発振周波数の特性曲線を表す近似多項式の係数 を更新して、 ジャイロセンサの発振周波数のドリフト分を補正することができ、 ジャイロセンサの検出精度を向上することができる。 また、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、 全地球測位システムの 基準周波数に基づいて測定することを特徴としている。
これによリ、 全地球測位システムの基準周波数とジャイロセンサの発振周波数 とを比較してジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定するので、 絰時変 化等による発娠器の温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、 常に高 精度でドリフト値を推定することができる。
また、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、 携帯電話の基地局のキ ャリア周波数に基づいて測定することを特徴としている。
これにより、 携帯電話の基地局のキャリァ周波数とジャイロセンサの発振周波 数とを比較してジャイロセンサの発振周波数のドリフ卜値を測定するので、 経時 変化等による発振器の温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、 常に 高精度でドリフト値を推定することができる。
また、 本発明による発振器の特性自動補償方法は、 温度を変化させながら、 発 振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手 段で前記発振手段の温度を測定し、 前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度 検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式の係数を決定す るステップと、 決定した近似式の係数を記憶手段に記憶し、 前記温度検出手段で 測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式の係数をもとに前記発振手 段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、 前記発振手段の発振周波数 の実測ドリフト値とその時の温度とによリ前記記憶手段に記憶した近似式の係数 を更新するステップとを備えていることを特徴としている。
これにより、 予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、 実 測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、 経時変化等による温度周波 数特性の変化に正確に追従することができると共に、 常に高精度で周波数ドリフ ト値の推定を行うことができる。
また、 本発明による発振器の特性自動補償プログラムは、 発振器の特性を自動 補償する発振器の特性自動補償プログラムであって、 温度を変化させながら、 発 搌手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手 段で前記発振手段の温度を測定し、 前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度 検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式の係数を決定す るステップと、 決定した近似式の係数を記憶手段に記憶し、 前記温度検出手段で 測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式の係数をもとに前記発振手 段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、 前記発振手段の幾振周波数 の実測ドリフ卜値とその時の温度とによリ前記記億手段に記憶した近似式の係数 を更新するステップとをコンピュータに賽行させることを特徵としている。 これにより、 予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、 実 測ドリフ卜値及び温度データをもとに更新するので、 絰時変化による温度周波数 特性の変化に正確に追従することができると共に、 常に高精度で周波数ドリフト 値の推定を行うことができる。
また、 本発明による測位信号受信機は、 発振周波数が温度に依存する発振信号 を出力する発振手段と、 該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、 温度を変 化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値を測定し、 前記温度検出手 段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値との温度周波数特性 を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、 前記特性決定手段で決定し た近似式の係数を記憶する記憶手段と、 前記温度検出手段で検出した温度に基づ いて前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値を推定するドリフト値推定手段と、 測位によリ得られた前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出 手段によリ検出した測位時の温度とによリ前記特性決定手段で決定した近似式の 係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴としている。
これにより、 予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、 測 位によリ得られた実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、 経時変 化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、 常に高 精度で周波数ドリフ卜値の推定を行うことができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施形態を示す概略構成図である。 図 2は、 第 1の実施形態 における図 1の温度補償コントローラ 1 5の温度周波数特性決定処理を示すフロ 一チャートである。 図 3は、 T C Oの周波数と基準発振器のドリフ卜値との周波 数特性である。 図 4は、 近似多項式の次数と残差との関係図である。 図 5は、 図 1の温度補償コントローラ 1 5における周波数サーチ処理を示すフローチヤ一ト である。 図 6は、 第 1の実施形態における図 1の温度補償コントローラ 1 5の温 度周波数特性更新処理を示すフローチャートである。 図 7は、 T C Oの周波数と 基準発振器のドリフト値との温度周波数特性の変化の説明図である。 図 8は、 本 発明の実施形態における近似多項式の係数更新の説明図である。 図 9は、 本発明 の実施形態における異なる温度範囲での近似多項式の係数更新の説明図である。 図 1 0は、 第 2の実施形態における図 1の温度補償コントローラ 1 5の温度周波 数特性決定処理を示すフローチャートである。 図 1 1は、 第 2の実施形態におけ る図 1の温度補償コントローラ 1 5の温度周波数特性更新処理を示すフローチヤ ートである。図 1 2は、カルマンフィルタの計算手順の説明図である。図 1 3は、 第 3の実施形態における図 1の温度補償コントローラ 1 5の温度周波数特性決定 処理を示すフローチャートである。 図 1 4は、 第 3の実施形態における近似多項 式の係数更新の説明図であり、 図 1 4 ( a ) は、 プレ特性曲線と実際の特性曲線 を示す図であり、 図 1 4 ( b ) は、 修正後のプレ特性曲線と実際の特性曲線を示 す図である。 図 1 5は、 第 3の実施形態における図 1の温度補償コントローラ 1 5の温度周波数特性更新処理を示すフローチャートである。 図 1 6は、 第 4の実 施形態を示す概略構成図である。 図 1 7は、 図 1 6の C D M A端末機の回路構成 を示す図である。 図 1 8は、 従来の技術における温度とドリフト量との関係を示 す特性図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図 1は本発明を、 人工衛星を使用した全地球測位システム （以下、 G P Sと称 す） の受信機に適用した場合の実施形態を示す概略構成図であり、 図中 1は G P S受信機であって、 この G P S受信機 1は、 人工衛星からのスペクトラム拡散信 号で構成される G P S信号を受信するためのアンテナ 2を備えている。
アンテナ 2で受信した G P S信号は、 ローノイズアンプ 3で増幅した後、 バン ドパスフィルタ （B P F ) 4を介して混合器 5に入力し、 この混合器 5で P L L 回路（フェーズ■ロックド'ループ回路） 1 8が出力する周波数信号を混合して、 所定の周波数 （ 1 · 5GH Z帯） の受信信号を第 1中間周波信号にダウンコンパ 一卜 （周波数変換） する。
この場合、 卩 !_ 1_回路1 8が出力する周波数信号は、 発振手段としての基準発 搌器 1 7が出力するほぼ一定の周波数信号を、 P L L回路 1 8内の分局回路で分 周して作成した信号である。 なお、 分周比などを制御することで P L L回路 1 8 が出力する信号の周波数を変化させることができ、 し 1_回路1 8の発振周波数 は、 温度補償コントローラ 1 5により制御される。
基準発振器 1 7には温度補正のない S P X Oと呼ばれるタイプの水晶発振器、 若しくは温度補正を内蔵する T C X oと呼ばれるタィプの水晶発振器を用いる。 次に、 混合器 5が出力する第 1中間周波信号は AG C (オートゲインコント口 ール） アンプ 6により、 所定の振幅に増幅される。 その場合の増幅率は復調部 1 1の状況に応じて、 温度補償コントローラ 1 5により制御される。
A GCアンプ 6より出力された信号はバンドバスフィルタ 7を介して混合器 8 に入力される。 この混合器 8は第 1中間周波数信号に P L L回路 1 8の出力する (混合器 5に入力した周波数よりも更に低い） 一定の周波数信号を混合して、 第 2中間周波信号にダウンコンバー卜する。
そして、 この混合器 8の出力する第 2中間周波信号をローパスフィルタ （LP F) 9を介した後、 AZD変換器 1 0を介して AZD変換して、 復調部 1 1に入 力し、 GPS信号の復調処理を行う。 この復調部 1 1では、 AZD変換された第 2中間周波数信号への PN符号 （擬似ランダム符号） の乗算によるスペクトラム 逆拡散処理と、 このスぺクトラム逆拡散された信号の BPS K復調などによる伝 送データの復調処理とを行い、衛星から伝送されるデータ（エフ: πメリスデータ、 アルマナックデータ、 GPSタイムデータ等） を得る。 この場合、 スペクトラム 逆拡散処理に使用する PN符号は衛星毎に決められた値としてあり、 この PN符 号の選択で受信する衛星の選択ができる。 この受信する衛星の選択は温度補償コ ントローラ 1 5による制御で行われる。 また、 復調部 1 1は、 復調処理が、 8チ ヤンネルから最大 1 6チャンネルまで同時にできるようになっている。そのため、 複数の衛星の測位信号を同時に受信して復調できる。 そして、 復調部 1 1で復調して得た各衛星からの伝送データを演算処理部 1 2 に入力し、 その伝送データに基づいて、 各衛星からの信号の伝播時間を計算し、 各衛星の位置、 衛星と受信機との距離を計算するために必要な補正値 （対流圏補 正値、 電離層補正値、 GPSタイムの補正値） に関する情報を得る。 得られた情 報に基づき、 受信機の位置と受信機の G P S イムの補正時間とを求める。 この場合、 受信機の位置は （X, y , の 3つの未知数があるため、 受信機 の GPSタイムの補正時間 tとあわせて 4つの未知数を求める必要がある。 従つ て、 通常は 4個以上の衛星データが必要となる。
衛星数が 4個の場合は、 補正した各衛星と受信機との距離デー と各衛星の位 置データから 4個の連立方程式を作成し、 それを解いて受信機の位置と受信機の GPSタイムの補正値 （GPSタイムに対するオフセット値） を求めることが出 来る。 また、 演算処理部 1 2では、 各衛星からの信号を捕捉して現在位置の測位 ができたとき、 基準発振器 1 7の発振周波数のドリフト量を測定する。
また、 基準発振器 1 7の近傍には温度検出手段としての温度補償型発振器 （以 下、 TCO (Temperature complemented osci I lator) と称す） 1 6が配設されて いる。
TCO 1 6は温度により抵抗値が変化するサーミスタと呼ばれる抵抗を用いた RC発振回器であり、 温度により周波数が変化する。 周波数カウンタ 1 4に入力 された周波数信号を温度補償コントローラ 1 5で判定することで、 基準発振器 1 7の温度変化に相当する周波数変化を検出する。 温度補償コントローラ 1 5は演 算処理部 1 2から入力された GPS測位により測定した基準発振器 1 7の周波数 ドリフト量と、 測位時の T CO 1 6の周波数とを用いて、 TC01 6の周波数と 基準発振器 1 7の周波数ドリフト値の温度周波数特性を表す m次の多項式を求め る。 求めた多項式の m+ 1個の係数を記憶手段としてのメモリ 1 3に記録するこ とにより、 予め記憶していた多項式の係数を更新する。
図 2は、 第 1の実施形態における、 温度補償コントローラ 1 5で実行される温 度周波数特性決定処理を示すフローチヤ一卜である。 この温度周波数特性決定処 理では、 予めメモリ 1 3に記億しておく TCO I 6の周波数と基準発振器 1 7の 周波数ドリフ卜との温度周波数特性を表す近似式 （m次多項式） の係数を決定す る。
先ず、 テス卜用の GPS受信機 1を GPS信号が受信可能な温度可変装置とし ての恒温槽に入れて、 ステップ S 1で恒温槽内の温度を変化させ、 次いでステツ プ S 2に移行して、 T GO 1 6の周波数 と基準発振器 1 7のドリフト値とを測 定する。
次いでステップ S 3に移行して、 取得するデータ数を計測するデータ取得数力 ゥント値 Nをインクリメントしてステップ S 4に移行し、 カウント値 Nがデータ 取得数設定値 Ns以上であるか否かを判定する。 データ取得数設定値 Nsは、 より 正確な温度周波数特性を決定できるデータ数 （例えば、 5000程度） に設定す る。
ステップ S 4の判定結果が、 N<NSであるときには、より正確な温度周波数特 性を決定するデータ数に達していないと判断して前記ステップ S 1に移行する。 一方、 N≥NSであるときには、ステップ S 5に移行して、得られた T CO 1 6の 周波数 f Tと基準発振器 1 7の周波数ドリフト値との N個のデータの組をもとに 温度周波数特性曲線の係数を算出する。
ここで、 この GPS受信機 1の使用可能な温度範囲が一 25°C〜60°Cである とき、この温度に対応する T CO 1 6の周波数 fTは 200 kH z〜1 800 kH zとなる。図 3に示す実線は一 25°C~60°Cで TCO 1 6の周波数 fTと基準発 振器 1 7のドリフ卜値との実測値の関係を示したものである。
この周波数とドリフト値との関係を m次の多項式で近似した場合、 ドリフト値 の実測値と多項式による近似値との残差は、 図 4に示すように多項式の次数が 5 次以上あれば ±0. 1 p pm以内に押さえることができる力 4次以下の場合に は ±0. 1 p pm以内に押さえることができず、 多項式の近似精度が悪くなる。 また、 多項式の次数を 1 1次以上に上げても残差は改善されない。 なお、 図 4に おいて、 一点鎖線で示す m ί ηは最小残差、 二点鎖線で示す m a χは最大残差、 破線で示す s t dは標準偏差、 実線で示す me a nは平均値である。
したがって、 TC01 6の周波数と基準発振器 1 7の周波数ドリフト値との温 度周波数特性曲線を 9次多項式で近似した場合、 図 4に示すようにドリフ卜の実 測値と多項式による近似値との残差は ±0. 05 p pm以内に押さえることがで き、 且つメモリ 1 3には多項式の係数 1 0個のみを記憶しておけばよい。
そこで、 周波数とドリフ卜値との温度周波数特性曲線を例えば 9次多項式で近 似する場合について説明する。
TCO 1 6の周波数を X 基準発振器 1 7の周波数ドリフト値を yとした場合、 周波数とドリフト値との測定値の組を （X j， y ,) とすると、 溫度周波数特性曲 線は次式の 9次多項式で近似できると仮定する。
f ( a , χ ) = s o+ s , χ + 32 χ2"| h a g χ 9 1 )
上記 （1 ) 式の係数を求める場合には ある測位点 （X i， y ,) と近似式との 残差を £ i (=y f (a, x ,)) として、 残差ど iの二乗和を近似多項式の各 係数 ak (k = 0, …， 9) で偏微分したものを最小 （=0) にするような aを求 めればよい。 これが最小二乗法による解法である。
-2 パ "，9)
Figure imgf000013_0001
.·· .∑ {yi— f(a，xi)}xf =0 (k=0,〜，9) …… （2)
1=1 従って、 （2) 式を整理した下記 （3) 式を解いて a ; (N) ( i =0, …， 9) を算出することにより、 近似多項式 y = f (a, x) を求めることができる。
Figure imgf000014_0001
(3) すなわち、 周波数とドリフト値との測定値の組を （X i , y ,) とし、 恒温槽に GPS受信機 1を入れ、 温度を変化させながら TCO 1 6の周波数と基準発振器 1 7の周波数ドリフト値を測定し、 得られたデータの組に最小二乗法を適用すれ ば、 温度周波数特性の近似多項式の係数を求めることができる。
次いで、 ステップ S 6に移行して、 算出した 9次多項式の 62ビットで表され る 1 0個の係数3。(^〜39(^をメモリ 1 3に記憶し、 温度周波数特性決定処理 を終了する。
図 2において、 ステップ S 5の処理が特性決定手段に対応している。
このようにして最小二乗法によリ求めた 9次の近似多項式は図 3の破線に示す ようになり、 測定値との残差を ±0. 05 p pm以内に押さえることができる。 また、各衛星からの測位信号を捕捉する際には、温度補償コントローラ 1 5で、 國 5に示す周波数サーチ処理を実行する。
この周波数サーチ処理では、 先ず、 ステップ S 21で GPS受信機 1の電源ス イッチをオン状態にセッ卜してステップ S 22に移行し、 予めメモリ 1 3に記憶 した近似多項式の係数 a 0〜 a 9を読込む。 次いでステップ S 23に移行して T C
O 1 6の周波数を読込み、 現在の温度に相当する周波数を検出する。
そして、 ステップ S 24に移行して、 近似多項式の係数 （ac， …， a9) と現 在の TCO I 6の周波数とを前記 （1 ) 式に代入することにより、 基準発振器 1 7の周波数ドリフト値を推定する。 このようにして推定された周波数ドリフト値 をもとに、 ステップ S 25で GPS衛星からの測位信号をサーチする。
図 5において、 ステップ S 24の処理がドリフ卜値推定手段に対応している。 ところで、基準発振器 1 7を構成する水晶発振器 S P X◦又は T C X Oは通常、 経時変化等によリ温度と周波数との特性が変化する傾向があるため、 予め決定し た温度周波数特性の近似多項式の係数を更新し、 温度周波数特性曲線の変化を補 正する必要がある。 温度周波数特性曲線の変化の補正は、 周波数ドリフト値の推 定精度を ±0. 1 p pm以内に押さえるためにはオフセット値 （多項式の 0次の 係数） のみの更新では対応できず、 高次の係数の更新も必要となる。
図 6は、 温度補償コントローラ 1 5で実行する温度周波数特性更新処理手順を 示すフローチャートである。 この温度周波数特性更新処理では、 GPS受信機を 使用しながら温度周波数特性を表す多項式の全ての係数を更新する。
先ず、 ステップ S31で GPS受信機 1の電源スィッチをオン状態にセッ卜し て G P S測位を開始し、 図 5の周波数サーチ処理で G P S測位信号の捕捉をする ことにより得られた実測ドリフ卜値を読込む。 次いでステップ S 32に移行して 0 5測位時の丁〇01 6の周波数を測定し、 ステップ S 33に移行する。
このステップ S 33では、 G P S測位によリ得られた実測ドリフト値の信頼度 に応じて、 そのドリフト値を採用するか否かを判断する。 測位の信頼度は、 DO P値 （Di lut ion of Precision： G P S測位の精度の指標となる数値） 等により判 断し、 DO P値 Dが所定値 DSET (例えば、 5. 0程度） より大きい場合には GP S測位の精度が悪いと判断して更新を行わずに温度周波数特性更新処理を終了す る。 一方、 D≤DSETである場合には、 G P S測位の精度が良いと判断してステツ プ S 34に移行し、 温度周波数特性曲線の係数を算出する。 これにより、 更新さ れた補正データの信頼性を保つことができる。 今、 温度が一 25°C〜60°Cの間で、 T CO 1 6の周波数は 200 k H z〜 1 800 k H zまで変化しており、 その間の周波数ドリフト値は予め図 7に示すよ うな 9次の多項式曲線で表されているものとする。 そこで、 温度 33°C〜37°C に相当する 700 kH∑〜800 kH z:の間で GPS測位を行ったところ、 実際 ωドリフト値は最初に求めた多項式曲線に比べて Aの部分のようにプラス側にず れていたとする。
この場合には、 GPS測位における温度に対応する 700 kH z〜800 kH zの間のドリフト値としては、 G P S測位によリ得られた実測ドリフト値を用い、 それ以外の温度範囲 （200 kH ^〜 699 kH z及ぴ 801 kH s〜1 800 kH z) では適当な間隔 （例えば、 1 k H z) で周波数を選び、 選んだ周波数に 対して、 最初の多項式曲線より対応するドリフ卜値を算出する。 これらの周波数 とドリフト値とのデータの組に対して最小二乗法を適用して、 新しい多項式曲線 の係数を得る。
具体的には、 700 kH z〜 800 k H zの間で G P S測位を行い、 図 8に示 すように、 実際のドリフ卜値が最初に求めた 9次の多項式曲線に比べて Aの部分 のようにプラス側にずれていた場合には、 0卩3測位時の1"〇01 6の周波数と GPS測位により得られた実測ドリフト値の実測データの組 （X1， y,) と、 G PS測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、 分割した周波数 x2, …， xNから対 応ずるドリフ卜値を多項式曲線から逐次算出した N— 1個の分割データの組（x2 , y2), …， （xN， yN) とを用いて、 前記 （3) 式をもとに a0(N) 〜a9(N)を算 出し、 新しい多項式曲線の全ての係数を求める。
そしてステップ S 35で、 逐次算出した係数をメモリ 1 3に記憶することによ リ温度周波数特性曲線の係数の更新を行う。
'図 6において、 ステップ S 34の処理が特性更新手段に対応している。
このように、 GPS測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、 逐次算出する分割 データを用いて最小二乗法を適用することで、 分割データを用いずに最小二乗法 を適用する場合に比べてメモリ容量を大幅に節約することができる。 つまり、 メ モリ 1 3に記憶した多項式曲線の係数をもとに分割データを逐次算出するので、 GPS受信機が使用可能な温度範囲一 25°C~60°Cに対応する周波数 200 k H 1 8 0 0 k H zの間の全データをメモリ 1 3に格納する必要がなくなる。 さらに、 この全データをメモリ 1 3に格納するためには、 G P S受信機 1を再 度恒温槽に入れて温度を変化させ、 T C CM 6の周波数及び基準発振器 1 7の周 波数ドリフ卜値を測定しなければならないため、 卩8受信機1を使用しながら 多項式曲線の係数の更新を行うことは困難であるが、 分割データを用いることに より、 3 3受信機1を使用しながら多項式曲線の係数の更新を行うことが可能 となる。
図 9 (b)の寅線は、 図 9 (a)の A、 B、 Gの 3つの温度範囲で G P S測位を行つ て、 多項式曲線の係数の更新を行った場合の更新後の多項式曲線を示している。 このように、 異なる温度範囲で G P S測位を行うことで、 広い温度範囲で実際の 多項式曲線に近づけることができる。また、図 9 (b)の破線に示すように、 多項式 の次数が高いほど（例えば、 3 0次）、実際の多項式曲線との残差を小さくするこ とができる。
次に、 本発明の第 2の実施形態について説明する。
この第 2の実施形態は、 T C CM 6の周波数と基準発振器 1 7の周波数ドリフ 卜値との温度周波数特性を表す近似多項式の係数を決定及び更新する処理を、 最 小二乗法に替えて逐次最小二乗法を適用して行うようにしたものである。
図 1 0は、 第 2の実施形態における、 温度補償コントローラ 1 5で実行される 温度周波数特性決定処理手順のフローチヤ一卜であって、 図 2に示す第 1の実施 形態における温度周波数特性決定処理において、 ステップ S 4の処理がステップ S 6の処理の後に移され、 さらにステップ S 5の処理が逐次最小二乗法により温 度周波数特性の近似多項式の係数を決定するステップ S 4 1に置換されているこ とを除いては図 2と同様の処理を行い、 図 2と同一部には同一符号を付与しその 詳細な説明は省略する。
G P S受信機 1を G P S信号が受信可能な恒温槽に入れて、 恒温槽内の温度を 変化させながら T C O I 6の周波数と基準発振器 1 7の周波数ドリフト値とを測 定し、 取得するデータ数を計測するデータ取得数カウン卜値 Nをィンクリメント した後、 ステップ S 3からステップ S 4 1に移行して、 逐次最小二乗法を適用し て温度周波数特性曲線の係数を算出する。 今、 fN k及び gN kが下記 （4) 式で表されるとして、 F(N)、 A(N)、 G(N)を下 記 （5) 〜 （7) 式のように置く。
9
Figure imgf000018_0001
Figure imgf000018_0002
a0(N)
ai(N)
A(N) = (6) a9(N)
9N°
9
G(N): (7)
9 前記 （3) 式及び （5) 〜 （7) 式を整理すると下記 （8) 式のように表す; とができる。
A(N) = F"1 (N) F(N-l) A(N-1) + yNF-'(N) X(N) (8)
ただし、 X (N)= [x, X xN 9] T である,
つまり、 N番目の時点での推定係数は、 1回前の N— 1番目の時点での推定係 数と N番目のデータに基づく修正だけから成り立つことを意味しており、 上記 （ 8) 式により、 逐次的に近似多項式の係数を求めることができる。 この際、 予め 初期値 F (0) 及び A (0) を与えておく必要がある。 次いで、 ステップ S 6に移行して、 この 9次多項式の 6 2ビットで表される 1 0個の係数 a c (N)〜a 9 (N)を予めメモリ 1 3に記録し、 ステップ S 4に移行して カウント値 Nがデータ取得数設定値 Ns以上であるか否かを判定する。データ取得 数設定値 Nsは、 より正確な温度周波数特性を決定できるデータ数 （例えば、 5 0 0 0程度） に設定する。
ステップ S 4の判定結果が、 N < Nsであるときには、 よリ正確な温度周波数特 性を決定するデータ数に達していないと判断してステップ S 1に移行し、 N≥NS であるときには温度周波数特性決定処理を終了する。
図 1 0において、 ステップ S 4 1の処理が特性決定手段に対応している。
このようにして逐次最小二乗法によリ求めた 9次の近似多項式は図 3の破線に 示すようになり、 測定値との残差を ± 0 . 0 5 p p m以内に押さえることができ る。
このように、 図 1 0に示す逐次最小二乗法を適用した温度周波数特性決定処理 を実行することで、 図 2に示すように最小二乗法を適用する場合に比べてメモリ を節約することができる。 つまり、 最小二乗法により近似多項式を求める場合に は、 （χ ; , y：) の N個の全データの組を一旦メモリに格納してから前記 （3 ) 式の連立方程式を解くことになるため、 例えば、 N = 5 0 0 0の場合、 一時的に 5 0 0 0組のメモリが必要となる。 一方、 逐次最小二乗法を適用する場合には、 多項式の次数が 9次 （m = 9 ) であれば、 3 X (m + 1 ) = 3 0個のメモリのみ で済むので、 一時的に必要となる大量のメモリ容量を節約することができる。 図 1 1は、 第 2の実施形態における、 温度補償コントローラ 1 5で実行される 温度周波数特性更新処理手順のフローチャートであって、 図 6に示す第 1の実施 形態における温度周波数特性更新処理において、 ステップ S 3 4の処理が逐次最 小二乗法により温度周波数特性の近似多項式の係数を更新するステップ S 5 1に 置換されていることを除いては図 6と同様の処理を行い、 図 6と同一部には同一 符号を付与しその詳細な説明は省略する。
G P S測位信号を捕捉し、 G P S測位時の T C O 1 6の周波数を読込んだ後、 ステップ S 3 3で G P S測位により得られた周波数ドリフ卜値を採用して温度周 波数特性の近似多項式の係数を更新すると判断した場合、 ステップ S 5 1に移行 して逐次最小二乗法により近似多項式の全ての係数を更新する。
今、 温度が一 25°C〜60°Cの間で、 T CO 1 6の値は 2 O O kH z〜1 80
0 k H zまで変化しており、 その間の周波数ドリフト値は予め図 7に示すような
9次の多項式曲線で表されているものとする。 そこで、 温度 33°C〜37°Cに相 当する 700 k H z〜 800 k H 2の間で G P S測位を行ったところ、 賽際のド リフ卜値は最初に求めた多項式曲線に比べて Aの部分のようにプラス側にずれて いたとする。
この場合には 図 8に示すように、 GPS測位時の TCO 1 6の局波数と GP S測位により得られた実測ドリフ卜値の実測データの組 （Xl， Vl) と、 GPS 測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、 分割した周波数 x2， …， xNから対応す るドリフト値を多項式曲線から逐次算出した N— 1個の分割データの組（x2, y 2)， (xN， y„) とを用いて、 逐次最小二乗法により前記 （8) 式をもとに A (N)を算出し、 新しい多項式曲線の全ての係数を求める。
図 1 1において、 ステップ S 51の処理が特性更新手段に対応している。
このように、 GPS測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、 逐次算出する分割 データを用いて逐次最小二乗法を適用することで、 分割データを用いずに逐次最 小二乗法を適用する場合に比べてメモリがオーバーフローすることなく近似多項 式の全ての係数を更新することができる。 因みに、 分割データを使用せず通常の 逐次最小二乗法をそのまま適用して近似多項式の全ての係数を更新する場合には, 最初に多項式曲線を求める際に逐次最小二乗法を適用し、 前記 （5) 及び （7) 式の行列の各要素をメモリ 1 3に蓄積しておき、 そのメモリ 1 3に蓄積された行 列の各要素と、 G P S測位で得られた実測ドリフト値と G P S測位時の T C O 1 6の周波数とを用いて前記 （5) 及び （7) 式の行列の各要素を逐次計算し、 前 記 （8) 式をもとに新しい多項式の係数 A(N)を得る。 しかし、 この場合、 多項 式の次数を mとした場合には、 3 X (m+ 1 ) 個のメモリに逐次で周波数ドリフ ト値の実測値とそれに対応する T CO 1 6の周波数のべき乗を加算していくため, ォ一/ 一フローの問題、 計算精度を確保するための工夫が必要となる。
次に、 本発明の第 3の実施形態について説明する。
この第 3の実施形態は、 TCO I 6の周波数と基準発振器 1 7の周波数ドリフ ト値との温度周波数特性を表す近似多項式の係数を決定及び更新する処理を、 最 小二乗法又は逐次最小二乗法に替えてカルマンフィルタを適用して行うようにし たものである。
カルマンフィル は、 線形確率システムを対象とし、 観測信号 ( i =0, … , k) を入力として、 システムの状態! Jk ( n X 1ベクトル） の最適推定値を逐次 出力するフィルタ （アルゴリズム） である。
カルマンフィルタの基本モデルは下記 （9) 及び （1 0) 式で表され、 状態空 間モデルと呼ばれている。
u k+1 = r k u k"^ wk (.9 )
y k= Hkuk + v k 、 l 0 )
ここで、 上記 （9) 式を状態方程式、 上記 （1 0) 式を観測方程式といい、 t«k は時刻 tkにおけるシステムの状態、 或いは状態べク トルと呼ばれる。
この場合、 時刻 tk+1におけるシステムの状態 uk+1は、 時刻 t kにおけるシステ ムの状態 ukに状態遷移行列 Fkを掛けて、 システム雑音と呼ばれる白色雑音 wk を加えることにより表される。 これは、 一般的に任意の統計的な性質をもつ信号 が白色雑音を加えた線形動的システムの出力として表現できることに基づいてい る。
—方、 通常の環境下では、 システムの状態 ukは直接観測できない場合が多く、 その線形関数として観測されることが一般的である。 そこで、 システムの出力即' ち観測値 ykは、状態 ukに観測行列 Hkを掛けたものに、観測雑音と呼ばれる白色 雑音 vkを加えたものとして表される。
ここで、 雑音の不規則性を考慮して、 {uk}、 {yj、 {wk}、 {vk} は確率過程 として极われ、 一般にベクトル値をとる （uk， wk≡R yk, vkE RM)。 また、 システムパラメータ Fk及び Hkは現象を支配する物理法則から導かれる場合と、 予め実験で測定された相関性から導かれる場合があり、 一般に確定した行列とな 。
このシステムモデルにおいて、 連続した k+ 1個の観測値 y0， …， ykが与え られたときの ul(の最小分散推定値 Uk|k=E {uk I y。， …， y,J 或いは Uk|IH = E {uk I y0, y } を求める問題をカルマンフィルタリング問題といい、 そ の解を与えるアルゴリズムをカルマンフィルタと呼ぶ。
カルマンフィルタリング問題を解くために、 システム雑音 {wk}、 観測雑音 {
V|J , 初期状態 U。に対して、 以下のように仮定する。
E { V i ■ V ]■ = 5 ij j,
E { w j ■ Wj' } = (5 ijUj,
E { v j ■ w/〗. = 0，
E { u0■ wk T} = 0 ,
E { u 0 " ¥ k T} = 0，
E { u。} = u a0，
E {[ u0— ua0] [ u0— ua0] T] = Po ( 1 1 )
ここで、 c^jは i = jのとき 1、その他で 0となるクロネッカデルタ、 ua。は既 知の平均ベクトル、 Rk、 Qk及び p。は既知の共分散行列であり、 u。、 {wk} 及び { vk} は夫々ガウス性である。
上記（ 1 1 )式の仮定に基づいてカルマンフィルタリング問題を解いた結果は、 以下のようになる。
Uk|k=U 〗+Kk (y「 HkUk|k— ……… （1 2)
Uk+1|k= FkUk|k 、 1 3 )
k=Pk|k_iHk T (HkPk！ MHk T+Rk) — 1 ( 1 4)
Pk|k= Pk|k- 1— ！-^ ( 1 リノ
Pk+,|k= FkPk,kFk T+Qk ( 1 6)
U0|-i= ua0, P0|-i= Po ( 1 7)
ここで、 Kkはフィルタゲインである。
上記 （1 2) 〜 （1 7) 式を利用して、 時刻 kを更新しながら信号 ykを観測す ることにより、 システムの状態 u kを推定することができる。
カルマンフィルタの計算手順としては図 1 2に示すようになり、 先ず p。と R。 とから K。を求め、 p。と K。とから P。|()、 ua。と K。と y。とから U。i。を求めること ができる。 次に、 P0|0と Q。とから Pll0、 U から U 。を求め、 さらに P 。と とから を求め、 。と とから p1 、 U 。と κ,と yiとから υι を求めるこ とができる。 つまり、 平均ベクトル ua0と共分散行列 R0, …， Rk、 Q0， -, Qk、 p。と、 観 測値 y0, -, ykとが与えられれば、平均二乗誤差を最小とする最適推定値 U0l0， …， Uk|kと推定誤差の共分散行列 Ρ0|。， -, Pk|kを逐次求めることができる。 言 い換えれば、カルマンフィルタは t! kの条件付き平均べクトルと共分散行列を逐次 求めていることになリ、特にガウス性の場合、これは時々刻々と変化する ukの条 件付き確率密度関数を求めていることを意味する。
次に、 このカルマンフィルタを用いて、 T GO 1 6の周波数と基準発振器 1 7 の周波数ドリフ卜との温度周波数特性を表す近似多項式 y = ί (a, k) の係数 a = (a。 （k)， a12 (k)) を求める方法について説明する。
この場合、 システムの状態 tikが多項式の係数 aとなり、 上記 (9) 式の状態方 程式は、 状態遷移行列 Fkを単位行列として以下のように表される。
uk+i= uk+wk ( 1 8 )
ここで、 uk= [a0 ( k), …， am (k)] Tである。
また、 上記 （1 0) 式の観測方程式は以下のように表される。
yk=Hkuk+ vk (1 9)
ここで、 観測行列 Hkは TCO I 6の周波数によって表され、 Hk= [X ( k) 0 , " x (k) m] である。
初期設定は、 いくつかのサンプルの平均的な T COと水晶発振器ドリフ卜の測 定値より、 平均的な 1 2次のプレ多項式をカルマンフィルタ、 最小二乗法又は逐 次最小二乗法によって求め、 その係数を uaQとする。
次に、 Ρϊ = σν 2 (但し、 σν≠0)、 Q= (σ Ζσν 2) I ( Iは単位ベクトル） とし、 さらに
Figure imgf000023_0001
1であるので上記 （1 4) 式は以下のようになる。
kk= Pklk- 1 Hk ( HkPk|k-1 Hk + Ί ) 、20)
ここで、 σ /は {w|J の分散、 σν 2は { vj の分散である。
また、 Fkは単位行列であるので、 上記 （1 6) 式は以下のようになる。
Pi<+iik=Pk|k+ (σ /σν 2) ϊ (21 )
最後に ΡοΗ=ε。ϊとして ε。を適宜設定し、さらに σ /σ を適宜設定するこ とによリカルマンフィルタアルゴリズムを実行することができる。 図 1 3は、 第 3の実施形態における、 温度補償コントローラ 1 5で実行される 温度周波数特性決定処理手順のフローチャートであって、 図 1 0に示す第 2の実 施形態における温度周波数特性決定処理において、 ステップ S 4 1の処理がカル マンフィルタによリ温度周波数特性の近似多項式の係数を決定するステップ S 6 1に置換されていることを除いては図 1 0と同様の処理を行い、 図 1 0と同一部 には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
先ず、 テス卜用の G P S受信機 1を G P S信号が受信可能な恒温檣に入れて、 恒温檣内の温度を変化させながら T C O 1 6の周波数と基準発 SI器 1 7の周波数 ドリフト値とを測定し、 取得するデータ数を計測するデータ取得数カウン卜値 をインクリメントした後、 ステップ S 3からステップ S 6 1に移行して、 カルマ ンフィルタを適用して温度周波数特性曲線の係数を算出する。
この図 1 3において、 ステップ S 6 1の処理が特性決定手段に対応している。 このようにしてカルマンフィルタにより求めた 1 2次の近似多項式は、 図 1 4 ( a ) の実線に示すようになり、 測定値との残差を ± 0 . 1 p p m以内に押さえ ることができる。
このように、 図 1 3に示すカルマンフィルタを適用した温度周波数特性決定処 理を実行することで、 図 1 0に示す逐次最小二乗法を適用する場合と同様に、 図 2に示すように最小二乗法を適用する場合と比べてメモリを節約することができ る。
図 1 5は、 第 3の実施形態における、 温度補償コントローラ 1 5で実行される 温度周波数特性更新処理手順のフローチャートであって、 図 1 1に示す第 2の実 施形態における温度周波数特性更新処理において、 ステップ S 5 1の処理がカル マンフィルタにより温度周波数特性の近似多項式の係数を更新するステツプ S 7 1に置換されていることを除いては図 1 1と同様の処理を行い、 図 1 1と同一部 には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
G P S測位信号を捕捉し、 G P S測位時の T C O 1 6の周波数を読込んだ後、 ステップ S 3 3で G P S測位により得られた周波数ドリフト値を採用して温度周 波数特性の近似多項式の係数を更新すると判断した場合、 ステップ S 7 1に移行 してカルマンフィルタにより近似多項式の全ての係数を更新する。 図 1 5において、 ステップ S 71の処理が特性更新手段に対応している。 今、 温度が一 25°C〜 60°Cの間で、 T CO 1 6の値は 200 k H Z〜 1 80
0 k H zまで変化しており、 その間の周波数ドリフト値は予め図 1 4 (a) の実 線に示すような 1 2次の多項式曲線で表されているものとする。 本来の特性曲線 は図 1 4 (a) の破線のように示されるとし、 温度 20°C〜40°Cの間で G PS 測位を行ったとする。
この場合には、 図 8と同様に、 G P S測位時の T CO 1 6の周波数と G P S測 位によリ得られた実測ドリフ卜値の実測データの組と、 G P S測位の温度範囲外 を一定間隔で分割し、 分割した周波数の値から対応するドリフト値を多項式曲線 から逐次算出した分割データの組とを用いて、 カルマンフィルタによリシステム の状態 ukの最小分散推定値 Uk|kを算出し、新しい多項式曲線の全ての係数を求め る。
このようにして求めた新しい多項式曲線は、 図 1 4 (b) の実線に示すように なり、 T C O 1 6の周波数と G P S測位によリ得られたドリフ卜値とを測定した 範囲においては、 破線で示す本来の特性曲線とかなりの精度で近似する。
この場合、 20°C〜40°Cという限られた温度範囲内での T CO 1 6の周波数 と実測ドリフト値とのデータしか得られていないため、 1 2次の多項式を用いて も、 近似誤差は ±0. 05 p pm以内に収まることはないが、 ±0. 1 p pm以 内には収めることができるので、 多項式曲線の係数更新に有効である。
このような方法を利用することにより、 メモリに記憶した予め求めた平均的な 近似多項式の係数を、 実際に水晶発振器を使用しながら本来の特性曲線により近 づけるように更新することができる。
上記各実施形態では、 メモリ 1 3に蓄積するデータは発振器の温度周波数特性 曲線の係数のみであるため、 通常の最小二乗法及び通常の逐次最小二乗法の何れ か一方をそのまま適用する場合に比べて大幅にメモリを節約することができると 共に、 GPS測位における検出範囲外の温度を一定間隔で分割し、 分割した温度 に対応する周波数ドリフ卜値をメモリ 1 3に記憶した更新前の多項式曲線の係数 をもとに逐次計算して求め、 このようにして得られたデー の組を使用して多項 式曲線の係数更新を行うので、 逐次最小二乗法を適用する場合でもオーバーフロ —の問題がない。
また、 GPS測位における検出範囲外の温度に関しては、 更新前の多項式曲線 の係数から周波数ドリフ卜値を計算し、 その計算値を用いて多項式曲線の係数を 更新するため、 測位温度範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて 測位温度範囲外の推定精度の劣化を抑制することができる。
さらに、基準 ¾振器 1 7の温度周波数特性を 9次又は 1 2次の多項式で近似し、 発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とから近似多項式の全ての係数を更 新するため、 経時変化等による温度周波数特性の変化により正確に追従すること ができると共に、 周波数ドリフト値の推定精度を ±0. 1 p pm以内に押さえる ことができる。
また、 予めテス卜用の GPS受信機を恒温槽に入れ、 基準発振器 1 7の温度周 波数特性を表す近似多項式を求め、 その係数をメモリ 1 3に記憶しておき、 GP S測位ごとに係数の更新を行って徐々に実際の特性曲線に近づけるので、 GPS 受信機を一台一台恒温槽に入れて製品ごとの温度周波数特性曲線の係数を求める 必要がなくなり、 G P S受信機を製造する際のコストを削減することができる。 なお、 上記各実施形態においては、 TCO I 6の周波数と基準発振器 1 7のド リフ卜値との温度周波数特性を表す多項式を 9次又は 1 2次で近似する場合につ いて説明したが、 これに限定されるものではなく、 多項式の次数が高いほど （例 えば、 30次程度）温度周波数特性の係数の更新精度は高くなるが、残差が土 0. 1 p pm以内となる 5次以上であればよい。 この場合、 温度周波数特性曲線は次 式で表される。
f (a, x) = a0+ a , x + a2x2H l~amxm (9)
ここで、 mは多項式の次数である。
なお、 上記各実施形態においては、 図 6、 図 1 1及び図 1 5の温度周波数特性 更新処理において、 ステップ S 33で D O P値により G P S測位の信頼性の判定 を行う場合について説明したが、 これに限定されるものではなく、 GPS測位に よリ得られた周波数ドリフ卜値が近似多項式の値に対して残差の標準偏差以上の 場合に、 周波数ドリフ卜値を採用して係数の更新を行うようにしてもよい。
また、 上記各実施形態においては、 メモリ 1 3に記憶した温度周波数特性を表 す近似多項式の係数と T CO 1 6で測定した周波数とを用いて、 基準発振器 1 7 の周波数ドリフト値を推定する場合について説明したが、 これに限定されるもの ではなく、 メモリ容量に余裕のある場合には、 G PS測位により得られた実測ド リフ卜値と測位時の T CO 1 6の周波数とのデータの組を モリに記憶しておき、 G P S測位の検出温度範囲内ではメモリに記憶した実測ドリフト値を推定ドリフ ト値として探用するようにしてもよい。
なおさらに、 上記各実施形態においては、 ドリフト値の実測を G P S受信機の 測位によって行う場合について説明したが、 これに限定されるものではなく、 G P S受信機が例えば携帯電話に組み込まれている場合には、 携帯電話の基地局の キャリア周波数を利用して発振周波数のドリフ卜値の実測を行い、 発振器の温度 周波数特性の補正及びオフセッ卜する周波数ドリフ卜値の推定を行うようにして もよい。
次に、 本発明の第 4の実施形態について説明する。
この第 4の実施形態は、 本発明を、 デジタルカメラ部分の手ぶれ補正にジャィ 口センサを利用した G P S機能付き小型情報端末において、 ジャイロセンサの温 度補償を行うようにしたものである。
図 1 6は、 本発明を、 携帯電話機の一種である、 G P S機能を搭載した CDM A (Code Division Multiple Access：符号分割多元接続） 方式の携帯端末機 （以 下、 CDMA端末機と称す） に適用した場合の第 4の実施形態における概略構成 図であり、 ユーザが保持する折りたたみ式の C D M A端末機 20を開いた状態で の特徴的な概略構成のみを抜粋している。
この C D M A端末機 20は、 ポディ上部 20 aとボディ下部 20 bとで構成さ れている。 ボディ上部 20 aの内面には、 バックライト付きの T F Tカラ一液晶 パネルからなる表示部 2 1が設けられ、 ボディ上部 20 aの上端部には、 カメラ 部 22が設けられている。
また、 ボディ下部 20 bには、 図示しないキー入力部等の他に、 G P Sュニッ 卜 23と、 地磁気を検知することによリカメラ部 22が向いている撮影方位 （パ ン角度） の情報を得る磁気センサ 24と、 カメラ部 22が向いている高さ方向の 撮影角度 （チルト角度） の情報を得るジャイロセンサ 25と、 撮影時のカメラ部 22のブレ情報を得るジャイロセンサ 26とが内蔵されている。
そして、 カメラ部 22による撮影は、 ユーザが所有する折りたたみ式 CDMA 端末機 20を図 1 6に示すように開き、 ボディ上部 20 aがユーザの視線方向と ほぼ垂直な状態で行われるものとする。
図 1 7は、 C DM A端末機 20の回路構成を示す図であり、 図中 31は、 最寄 りの基地局と C DMA方式の通信を行うためのアンテナ、 32は、 アンテナ 31 に接続された R F部である。
この R F部 32は、 受信時にはアンテナ 31から入力される信号をデュプレク サで周波数軸上から分離し、 P L Lシンセサイザから出力される所定周波数の局 部発振信号と混合することにより ί F信号に周波数変換する。 そして、 さらに広 帯域 BP Fで受信チャネルのみを抽出し、 A GC増幅器で希望受信波の信号レべ ルを一定にしてから次段の変復調部 33に出力する。
一方、 部32は、 送信時には変復調部 33から送られてくる OQPSK ( Offset Quadri -Phase Shift Keying) の変調信号を、 コントローラ 40からの制 御に基づいて AG C増幅器で送信電力制御を行った後に P L Lシンセサイザから 出力される所定周波数の局部発振信号と混合して RF帯に周波数変換し、 PA ( Power Amp I if ier) で大電力に増幅して、前記デュプレクサを介してアンテナ 31 よリ送信するように構成されている。
また、 変復調部 33は、 受信時に R F部 32からの I F信号を直交検波器でベ 一スパンド I ' Q (In-phase Quadrature- phase) 信号に分離し、 約 1 0 [MH z ] のサンプルレー卜でデジタル化して次段の CDMA部 34に出力する。
一方、 変復調部 33は、 送信時に CDMA部 34から送られてくるデジタル値 の I ' Q信号を約 5 [MH z] のサンプルレートでアナログ化した後に、 直交検 波器で OQ P S K変調して R F部 32に出力するように構成されている。
また、 CDMA部 34は、 受信時に変復調部 33からのデジタル信号を P N ( Pseudo Moise：疑似雑音） 符号のタイミング抽出回路、 及ぴそのタイミング回路 の指示に従って逆拡散■復調を行う複数の復調回路に入力し、 そこから出力され る複数の復調シンボルの同期をとつて合成器で合成して次段の音声処理部 35に 出力する。 一方、 CDMA部 34は、 送信時に音声処理部 35からの出力シンポルを拡散 処理した後にデジタルフィルタで帯域制限をかけて I . Q信号とし、 変復調部 3
3に出力するように構成されている。
また、 音声処理部 35は、 受信時に C DM A部 34からの出力シンボルをディ ンタリーブし、 ビタビ復調器で誤り訂正她理を施した後に、 音声処理 D S P ( Digital Signal Processor) で圧縮されたデジタル信号からの通常のデジタル音 声信号へと伸張し、これをアナログ化してスピーカ（S P) 36を拡声駆動する。 一方、 音声処理部 35は、 送信時にマイクロホン （M！ C) 37から入力され るアナログの音声信号をデジタル化した後に音声処理 D S Pで 1 / 8以下に圧縮 し、 畳込み符号器で誤り訂正符号化してからインタリーブし、 その出力シンボル を CDMA部 34へ出力するように構成されている。
また、 図中 38は GPS用のアンテナであり、 このアンテナ 38に GPS受信 部 39が接続されている。
この3卩3受信部39は、 アンテナ 38と一体にして図 1 6に示す GPSュニ ット 23を構成するものである。 そして、 0 5受信部39は、 アンテナ 38で 受信された少なくとも 3個、 望ましくは 4個以上の GPS衛星からの中心周波数 1. 57542 [GH z] の GPS電波に対し、 夫々スペクトラム拡散された内 容を CZAコードと呼称される PN符号により逆拡散することで復調し、 それら の信号により 3次元空間上の現在位置 （緯度 経度 高度） と現在時刻とを算出 するものであり、このようにして算出された結果をコントローラ 40に出力する。
GPS受信部 39は、 図 1に示すような構成を有しており、 温度センサとして TCO I 6を備えている。 また、 GPS受信機内部の基準周波数は、 GPSの基 準周波数により ドリフト値が測定されている。
そして、 「部32、 変復調部 33、 CDMA部 34、 音声処理部 35及び G P S受信部 39に対してコントローラ 40が接続されており、 このコントローラ 40には、 図 1 6に示す表示部 21、 カメラ部 22、 磁気センサ 24、 ジャイロ センサ 25及び 26が接続されている。
ここで、 コントローラ 40は、 CPUと ROM、 RAM等で構成され、 該 RO Mに記憶される所定の動作プログラムに基づいて端末機全体を制御するものであ リ、 R O Mが通信時の制御や通信データの送受信制御、表示部 2 1での表示制御、 ナビゲーシヨンプログラム他、 C D M A端末機 2 0を動作させるための各種制御 を含むコントローラ 4 0での動作プログラム等を固定的に記憶している。
なお、 上記プログラムを記憶する記憶媒体は、 上述した R O Mに限定されるも のではなく、 磁気的、 光学的記憶媒体、 R O M以外の半導体メモリ、 ハードディ スク、 C D— R O IVIやメモリカード等の記憶媒体であってもよい。
また、 この記憶媒体に格納するプログラムは、 その一部もしくは全部を、 ネッ 卜ワークを介して受信する構成にしてもよい。 さらに、 上記記憶媒体は、 ネット ワーク上に構築されたサーバの記憶媒体であってもよい。
また、 コントローラ 4 0に設けられる R A Mは、 コントローラ 4 0での制御に よリ取リ扱われる各種データを一時的に記憶するワークエリアと、 通話先の名前 と電話番号とを組にして登録する電話帳ェリアとを有しており、 電話帳ェリァは 電源バックアップによりこの C D M A端末機 2 0の電源投入状態に関係なく記憶 内容が保持される。
C D M A端末機 2 0には、 前述したようにキー入力部が備えられており、 この キー入力部 4 1は、 文字入力キーを兼ねたダイヤルキー、 「通話」 キー、 「切」 キ 一リダイヤルキー、 モード選択キー、 カーソルキー、 シャッターキー等を有して いる。 そして、 その操作信号は直接コントローラ 4 0へ入力される。
また、 C D M A端末機 2 0は、 電話回線網 （通信ネットワーク） を介してダウ ンロードした各種データやアプリケーションプログラム、 カメラ部 2 2によって 得られた撮影画像等を記憶しておくためのメモリ 4 2を備えている。
そして、 カメラ部 2 2は、 撮像部、 光学レンズ及び C C D等の固体撮像素子で 構成されておリ、 光学レンズによリ固体撮像素子の撮像面上に結像された被写体 の光像がアナログ信号の形で撮像部に読み出されると、 撮像部はこれをデジタル 化した後に所定のカラープロセス処理を施し、 その後にコントローラ 4 0へ出力 "9
また、 ジャイロセンサは、 回転角速度を検出するセンサであり、 基本振動を発 生する振動子を有する。 そして、 ある一方向に振動する質量に角速度がつくと、 コリオリ効果でそれに直交する方向にも振動が発生することを利用するものであ リ、 このコリオリカを検出することにより、 物体の回転角速度を求めるように構 成されている。
ところで、 ジャイロセンサの振動数は温度特性をもっておリ、 経時変化によつ て周波数がずれていく。 このように温度変化や経時変化によって周波数がずれる と、 センサ感度が不安定になるという問題がある。
そこで、 センサ感度を安定とするためには、 ジャイロセンサ 2 5及ぴ 2 6の発 振周波数のドリフ卜値を測定して温度補償を行う必要がある。
前述したように、 G P S受信機内部の基準周波数は、 G P Sの基準周波数によ リドリフト値が測定されている。 したがって、 G P S測位ごとに G P S受信機内 部の基準周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較することにより、 T C O 値に対するジャィ口センサ 2 5及び 2 6の発振周波数のドリフト値を測定するこ とができる。
ジャイロセンサ 2 5及び 2 6の発振周波数のドリフト値を測定することができ れぱ、 前述した第 1〜第 3の実施形態のように温度周波数特性を表す近似多項式 の係数を更新することができ、 ジャイロセンサ 2 5及び 2 6の発振周波数のドリ フト分を補正することができる。
具体的には、 先ず、 テスト用のジャイロセンサの温度周波数特性を表す近似多 項式を求め、 その係数をメモリ 4 2に記憶しておく。 そして、 G P S測位時に、 コントローラ 4 0で G P S受信機内部の基準周波数とジャィ口センサの発振周波 数とを比較して、 T C O値に対するジャイロセンサ 2 5及び 2 6の発振周波数の ドリフ卜値を測定する。 次に、 この測定したドリフト値を利用して、 第 1〜第 3 の実施形態に示す温度周波数特性更新処理に基づいてメモリ 4 2に記憶された近 似多項式の係数を更新する。
ジャイロセンサによって角速度を検出する際には、 先ず、 上記ようにして更新 された近似多項式の係数を読込み、 次いでジャイロセンサの近傍に設けられた図 示しない T C Oの周波数を読込むことにより、 現在の温度に相当する周波数を検 出する。 そして、 近似多項式の係数と現在の T C O値とを用いて、 ジャイロセン ザの発振周波数のドリフト値を推定する。
このようにして推定されたドリフト値をもとに発振周波数を補正することによ リ、 ジャイロセンサ 2 5及び 2 6のセンサ感度を安定させて、 検出精度を向上さ せることができる。
このように、 上記第 4の実施形態では、 ジャイロセンサを利用した G P S機能 付き携帯端末機において、 G P S受信機内部の基準周波数とジャイロセンサの発 振周波数とを比較することにより、 T G O値に対するジャイロセンサの発振周波 数のドリフ卜値を測定することができ、 ジャイロセンサの温度周波数特性の自動 補償を行うことができる。
また、 予めメモリに記憶されたジャィ口センサの発振周波数の温度特性を表す 近似多項式の係数を G P S測位ごとに更新するので、 ジャイロセンサを使用しな がら経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、 発振 周波数のドリフ卜値の推定精度を向上させることができる。
なお、 上記第 4の実施形態においては、 G P S受信機内部の基準周波数に基づ いてジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定する場合について説明した が、 これに限定されるものではなく、 基地局とのキャリア同期を行った後の C D M A端末の P L Lもしくは V C O (何れも図示せず） の発振周波数に基づいて、 ジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定するようにしてもよい。
また、 上記各実施形態においては、 発振手段が温度依存性を有する場合につい て説明したが、 これに限定されるものではなく、 発振器の発振周波数が温度以外 の圧力、 湿度、 重力、 加速度等の物理量に対して依存性を有する場合に、 これら の物理量を圧力センサ、 湿度センサ、 重力センサ、 加速度センサ等の物理量検出 手段で検出するようにしてもよい。
さらに、 上記各実施形態においては、 発振手段が温度依存性を有する場合につ いて説明したが、 これに限定されるものではなく、 電流、 電圧等の出力が温度に 対して依存性を有する場合に、 温度とその出力との特性を近似式で表し、 経時変 化等により温度と出力との特性が変化している場合に、 出力の実測値を利用して 特性の変化を補正するようにしてもよい。 産業上の利用の可能性
本発明に係る発振器の特性自動補償装置によれば、 温度データと周波数ドリフ ト値との測定データの組をもとに、 容易に基準発振器の温度周波数特性を表す近 似式の係数を求めることができると共に、 この係数を、 実測ドリフ卜値及び温度 データをもとに更新するので、 経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に 追従することができると共に、 常に高精度で周波数ドリフ卜値の推定を行うこと ができ、 便利である。
また、 基準 振器の温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、 その全ての 係数を更新するので、 経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従する ことができると共に、 周波数ドリフ卜値の推定精度を向上することができ、 便利 であ 。
また、 検出した温度範囲外に関しては、 更新前の多項式曲線からドリフト値を 計算し、 その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、 検出温度範囲内 のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精度の劣 化を抑制することができると共に、 メモリを大幅に削減でき、 オーバ一フローの 問題がない。
また、 本発明に係る測位信号受信機は、 予め決定した発振器の温度周波数特性 を表す近似式の係数を、 測位により得られた実測ドリフ卜値及び温度データをも とに更新するので、 経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従するこ とができると共に、 常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができ、 便 利である。

Claims

請求の範囲
1 . 発振周波数が与えられる物理量に依存する発振信号を出力する発振手段と、 該発振手段に与えられる物理量を検出する物理量検出手段と、 物理 fiを変化させ ながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、 前記物理量検出手段で 撿出した物理量と前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値との特性を表す近似式 の係数を予め決定する特性決定手段と、 前記特性決定手段で決定した近似式の係 数を記憶する記憶手段と、 前記物理量検出手段で検出した物理量に基づいて前記 発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフ卜値推定手段と、 前記発振 手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記物理量検出手段によリ検出したその時 の物理量とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新 手段とを備えていることを特徴とする発振器の特性自動補償装置。
2 . 発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、 該発振手段 の温度を検出する温度検出手段と、 温度を変化させながら前記発振手段の発振周 波数のドリフト値を測定し、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の 発振周波数のドリフ卜値との温度周波数特性を表す近似式の係数を予め決定する 特性決定手段と、 前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段 と、 前記温度検出手段で検出した温度に基づいて前記発振手段の発振周波数のド リフト値を推定するドリフ卜値推定手段と、 前記発振手段の発振周波数の実測ド リフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とにより前記特性決定 手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴 とする発振器の特性自動補償装置。
3 . 前記温度検出手段は、 温度補償型発振器で構成されていることを特徴とす る請求項 2に記載の発振器の特性自動補償装置。
4 . 前記特性決定手段は、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の 発振周波数のドリフ卜値との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴とする 請求項 2又は 3に記載の発振器の特性自動補償装置。
5 . 前記特性決定手段は、 前記温度検出手段で撿出した温度と前記発振手段の 発振周波数のドリフ卜値との特性を表す近似式を、 次数が 5次以上の多項式で表 すことを特徴とする請求項 2乃至 4の何れかに記載の発振器の特性自動補償装置 c
6 . 前記特性決定手段は、最小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方によリ、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値との 特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴とする請求項 2乃至 5の何れかに記 載の 振器の特性自動補償装置。
7 . 前記特性決定手段は、 カルマンフィルタにより、 前記温度検出手段で検出 した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフ卜値との特性を表す近似式を多項 式で表すことを特徴とする請求項 2乃至 5の何れかに記載の発振器の特性自動補
8 . 前記特性更新手段は、 前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を 更新することを特徴とする請求項 4乃至 7の何れかに記載の発振器の特性自動補
9 . 前記特性更新手段は、 前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関し て、 一定間隔で温度範囲を分割し、 分割した温度に対して、 前記特性決定手段で 決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフ卜値のデータの 組を作成し、 得られたデータの組と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト 値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、 最 小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方によリ前記特性決定手段で決定した多 項式の全ての係数を更新することを特徴とする請求項 4乃至 8の何れかに記載の 発振器の特性自動補償装置。
1 0 . 前記特性更新手段は、 前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関 して、 一定間隔で温度範囲を分割し、 分割した温度に対して、 前記特性決定手段 で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータ の組を作成し、 得られたデータの組と、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフ 卜値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、 カルマンフィルタにより前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新 することを特徴とする請求項 4乃至 8の何れかに記載の発振器の特性自動補償装 前記発振手段は、 ジャイロセンサの振動子で構成されていることを特徴 とする請求項 2乃至 1 0の何れかに記載の発振器の特性自動補償装置。
1 2 . 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、 全地球測位システムの 基準周波数に基づいて測定することを特徴とする請求項 1 1に記載の発振器の特 性自動補償装置。
1 3 . 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、 携帯電話の基地局のキ ャリア周波数に基づいて測定することを特徵とする請求項 1 1に記載の発振器の 特性自動補償装置。
1 4 . 温度を変化させながら、 発振手段から出力される発振信号の周波数ドリ フト値を測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、 前記発振 手段の周波数ドリフト値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波 数特性を表す近似式の係数を決定するステップと、 決定した近似式の係数を記憶 手段に記憶し、 前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶し た近似式の係数をもとに前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステ ップと、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とにより前 記記憶手段に記憶した近似式の係数を更新するステツプとを備えていることを特 徴とする発振器の特性自動補償方法。
1 5 . 発振器の特性を自動補償する発振器の特性自動補償プログラムであって、 温度を変化させながら、 発振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を 測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、 前記発振手段の周 波数ドリフ卜値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を 表す近似式の係数を決定するステップと、 決定した近似式の係数を記憶手段に記 憶し、 前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式 の係数をもとに前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、 前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とにより前記記憶手 段に記憶した近似式の係数を更新するステップとをコンピュータに実行させるこ とを特徴とする発振器の特性自動補償プログラム。
1 6 . 互いに離れた複数の測位衛星から送信される測位信号を受信し、 受信し た複数の測位信号に含まれる軌道情報を解析して現在位置を測位する測位信号受 信機において、 発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、 該発振手段の温 度を検出する温度検出手段と、 温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数 のドリフト値を測定し、 前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振 周波数のドリフ卜値との温度周波数特性を表す近似式の係数を予め決定する特性 決定手段と、 前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、 前記温度検出手段で撿出した温度に基づいて前記発振手段の発娠周波数のドリフ ト値を推定するドリフト値推定手段と、 測位により得られた前記発搌手段の発振 周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出した測位時の温度とによ リ前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えて いることを特徴とする測位信号受信機。
PCT/JP2004/001872 2003-03-17 2004-02-19 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機 WO2004084403A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005503637A JP4513742B2 (ja) 2003-03-17 2004-02-19 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機
EP04712679A EP1605582A4 (en) 2003-03-17 2004-02-19 AUTOMATIC COMPENSATOR OF OSCILLATOR CHARACTERISTICS AND RELATED COMPENSATION METHOD AND PROGRAM, AND POSITION MEASUREMENT SIGNAL RECEIVER
US10/547,058 US7548130B2 (en) 2003-03-17 2004-02-19 Characteristic automatic compensating apparatus, characteristic automatic compensating method, characteristic automatic compensating program of oscillator and positioning signal receiver

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003072571 2003-03-17
JP2003-072571 2003-03-17
JP2003354792 2003-10-15
JP2003-354792 2003-10-15

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2004084403A1 true WO2004084403A1 (ja) 2004-09-30

Family

ID=33032339

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/001872 WO2004084403A1 (ja) 2003-03-17 2004-02-19 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7548130B2 (ja)
EP (1) EP1605582A4 (ja)
JP (1) JP4513742B2 (ja)
KR (1) KR100733180B1 (ja)
TW (1) TWI247912B (ja)
WO (1) WO2004084403A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008170294A (ja) * 2007-01-12 2008-07-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ
WO2009063612A1 (ja) * 2007-11-14 2009-05-22 Panasonic Corporation シンセサイザ、シンセサイザモジュール、およびこれを用いた受信装置、電子機器
JP2011061421A (ja) * 2009-09-09 2011-03-24 Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd デジタル位相同期回路
JP2011511575A (ja) * 2008-01-31 2011-04-07 クゥアルコム・インコーポレイテッド 水晶発振器周波数較正
JP2015528664A (ja) * 2012-08-08 2015-09-28 エスアイ−ウェアー システムズＳｉ−Ｗａｒｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ 高度に安定なｌｃ発振器におけるｌｃタンク温度ヌルを制御する方法及び装置

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7301408B2 (en) 2002-10-15 2007-11-27 Marvell World Trade Ltd. Integrated circuit with low dielectric loss packaging material
SE0403229D0 (sv) * 2004-12-30 2004-12-30 Abb Ab A method and a system for adaptive compensation of the temperature drift for a sensor
DE102005056932A1 (de) * 2005-11-29 2007-05-31 Prof. Dr. Horst Ziegler und Partner GbR (vertretungsberechtigter Gesellschafter: Prof. Dr. Horst Ziegler 33100 Paderborn) Funkübertragungssystem
JP4479705B2 (ja) 2006-09-07 2010-06-09 セイコーエプソン株式会社 端末装置、端末装置の制御方法、その制御プログラム及びその記録媒体
US7586382B2 (en) 2007-01-30 2009-09-08 Sirf Technology, Inc. Methods and systems for temperature related frequency drift compensation
US7818334B2 (en) * 2007-10-22 2010-10-19 Microsoft Corporation Query dependant link-based ranking using authority scores
US7796083B2 (en) * 2007-12-17 2010-09-14 Motorola-Mobility, Inc. Method and apparatus for calibrating a global positioning system oscillator
US8031024B1 (en) * 2008-02-28 2011-10-04 Marvell International Ltd. Temperature-corrected frequency control with crystal oscillators
WO2010092816A1 (ja) 2009-02-13 2010-08-19 パナソニック株式会社 発振回路、発振回路の製造方法、この発振回路を用いた慣性センサ及び電子機器
WO2011100475A1 (en) * 2010-02-10 2011-08-18 Maxlinear, Inc. Tcxo replacement for gps
US8731119B2 (en) 2011-03-18 2014-05-20 Marvell World Trade Ltd. Apparatus and method for reducing receiver frequency errors
US9289422B2 (en) 2011-03-24 2016-03-22 Marvell World Trade Ltd. Initial acquisition using crystal oscillator
CN103715984B (zh) * 2012-09-28 2016-08-17 富士通株式会社 一种接收信号强度指示的温度补偿方法和装置
KR101383177B1 (ko) * 2012-11-30 2014-04-08 한국수력원자력 주식회사 초고온 측정용 온도 측정 장치
US9651676B2 (en) * 2013-10-09 2017-05-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital real time clock monitor for a GNSS receiver and single pin signalling for power-on reset and wake-up interrupt
US9639098B2 (en) 2014-06-17 2017-05-02 Magnum Energy Solutions, LLC Thermostat and messaging device and methods thereof
US9872335B2 (en) 2015-03-06 2018-01-16 Marvell International Ltd. Iterative receiver wake-up for long DRX periods
US10333525B1 (en) 2015-12-07 2019-06-25 Marvell International Ltd. Digitally-based temperature compensation for a crystal oscillator
US10823623B2 (en) 2018-04-26 2020-11-03 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for modeling and correcting frequency of quartz crystal oscillator
CN114710603B (zh) * 2022-03-24 2024-02-13 深圳市维海德技术股份有限公司 温度漂移校正方法、系统、终端设备及介质

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06291550A (ja) * 1993-04-01 1994-10-18 Seiko Epson Corp ディジタル型温度補償圧電発振器及び通信機
JPH08212280A (ja) * 1994-10-19 1996-08-20 Olympus Optical Co Ltd ２次元バーコードの走査方法およびその走査装置
JPH08271606A (ja) * 1995-03-30 1996-10-18 Sony Corp 測位信号受信機
JP2001012952A (ja) * 1999-07-01 2001-01-19 Ngk Insulators Ltd 振動系、振動子および振動型ジャイロスコープ
JP2002058057A (ja) * 2000-08-09 2002-02-22 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 歩行者ナビゲーション方法およびシステム
JP2002303533A (ja) * 2001-01-08 2002-10-18 Motorola Inc 車両ナビゲーション・システムの位置およびヘッディング・エラーを修正する方法および装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4513259A (en) * 1982-12-23 1985-04-23 Rockwell International Corporation Closed loop temperature compensated frequency reference
US6636121B2 (en) * 2001-05-31 2003-10-21 Intel Corporation Method for estimating crystal coefficient values for a signal generator

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06291550A (ja) * 1993-04-01 1994-10-18 Seiko Epson Corp ディジタル型温度補償圧電発振器及び通信機
JPH08212280A (ja) * 1994-10-19 1996-08-20 Olympus Optical Co Ltd ２次元バーコードの走査方法およびその走査装置
JPH08271606A (ja) * 1995-03-30 1996-10-18 Sony Corp 測位信号受信機
JP2001012952A (ja) * 1999-07-01 2001-01-19 Ngk Insulators Ltd 振動系、振動子および振動型ジャイロスコープ
JP2002058057A (ja) * 2000-08-09 2002-02-22 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 歩行者ナビゲーション方法およびシステム
JP2002303533A (ja) * 2001-01-08 2002-10-18 Motorola Inc 車両ナビゲーション・システムの位置およびヘッディング・エラーを修正する方法および装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1605582A4 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008170294A (ja) * 2007-01-12 2008-07-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ
WO2009063612A1 (ja) * 2007-11-14 2009-05-22 Panasonic Corporation シンセサイザ、シンセサイザモジュール、およびこれを用いた受信装置、電子機器
JP4683153B2 (ja) * 2007-11-14 2011-05-11 パナソニック株式会社 シンセサイザ、シンセサイザモジュール、およびこれを用いた受信装置、電子機器
US8466716B2 (en) 2007-11-14 2013-06-18 Panasonic Corporation Synthesizer, synthesizer module, and reception device and electronic device using same
JP2011511575A (ja) * 2008-01-31 2011-04-07 クゥアルコム・インコーポレイテッド 水晶発振器周波数較正
JP2011061421A (ja) * 2009-09-09 2011-03-24 Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd デジタル位相同期回路
JP2015528664A (ja) * 2012-08-08 2015-09-28 エスアイ−ウェアー システムズＳｉ−Ｗａｒｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ 高度に安定なｌｃ発振器におけるｌｃタンク温度ヌルを制御する方法及び装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR20050109576A (ko) 2005-11-21
KR100733180B1 (ko) 2007-06-27
EP1605582A4 (en) 2006-04-12
TW200508642A (en) 2005-03-01
US7548130B2 (en) 2009-06-16
US20070035344A1 (en) 2007-02-15
JP4513742B2 (ja) 2010-07-28
JPWO2004084403A1 (ja) 2006-06-29
TWI247912B (en) 2006-01-21
EP1605582A1 (en) 2005-12-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2004084403A1 (ja) 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機
JP5128747B2 (ja) 局部発振器周波数エラーを補正する方法及び装置
JP4539653B2 (ja) 方位データ演算方法、方位センサユニットおよび携帯電子機器
JP5186874B2 (ja) 測位方法、プログラム、測位装置及び電子機器
JP4120237B2 (ja) 復調装置及び受信装置
TWI358546B (en) Method for acquisition of gps signals and gps rece
JP5034935B2 (ja) 測位方法、プログラム、測位装置及び電子機器
JP5556342B2 (ja) 圧電発振器、ｇｐｓ受信装置及び電子機器
KR100825659B1 (ko) Ｇｐｓ 수신기에서 주파수 오프셋의 자체 보정
KR101237621B1 (ko) 위치 결정 기능을 갖는 무선 디바이스에 대한 기준 발진기 관리
JP5499435B2 (ja) 相互相関判定方法、測位装置及び電子機器
US9634755B2 (en) Method and system for femtocell positioning using low earth orbit satellite signals
JP2020010206A (ja) 回路装置、発振器、クロック信号生成装置、電子機器及び移動体
US20090112471A1 (en) Time information management method and electronic instrument
JP2009097897A (ja) 測位方法、プログラム、測位装置及び電子機器
US20130141279A1 (en) Positioning satellite signal receiver, positioning satellite signal receiving method, and computer readable storage medium
JP2006132949A (ja) 測位装置、測位方法および測位プログラム
JPWO2009054068A1 (ja) 測位用受信装置及び測位方法
JP2921435B2 (ja) 測位信号受信機
JP2009115514A (ja) 測位方法、プログラム、測位回路及び電子機器
JP2008215924A (ja) 測位装置、測位方法及びプログラム
JP2005345387A (ja) 携帯端末装置
JP2005345388A (ja) 携帯端末装置
JP2009103489A (ja) 測位方法、プログラム、測位装置及び電子機器
JP4243817B2 (ja) スペクトラム拡散信号復調装置および逆拡散ループの制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2005503637

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2004712679

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020057017272

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 20048071694

Country of ref document: CN

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1020057017272

Country of ref document: KR

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2004712679

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2007035344

Country of ref document: US

Ref document number: 10547058

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10547058

Country of ref document: US