JP4513742B2 - 発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機 - Google Patents

発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機 Download PDF

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Description

本発明は、発振器の特性の変化を自動的に補正するようにした発振器の特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機に関する。
従来の測位信号受信機としては、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）の近傍に設置した温度センサから検出された温度から、ＴＣＸＯの発振周波数のドリフト量を推定し、この推定したドリフト量だけ、衛星からの測位信号をサーチする周波数範囲の中心周波数をシフトさせるというものが知られている。
しかしながら、上記従来の測位信号受信機にあっては、温度センサで検出した温度Ｔ（Ｔk＜Ｔ＜Ｔk+1）でのＴＣＸＯの発振周波数のドリフト量Ｄ推定する場合に、メモリに記憶された温度Ｔkでのドリフト量Ｄkと温度Ｔk+1でのドリフト量Ｄk+1とをもとに、図１８に示すように両点を結ぶ直線αを求め、その直線αを使用してドリフト量Ｄの推定をしており、温度とドリフト量との関係を折れ線で近似しているためＴＣＸＯの温度周波数特性を適切に表しておらず、高精度でドリフト量の推定ができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、より高精度でＴＣＸＯの発振周波数のドリフト量を推定することができる特性自動補償装置、特性自動補償方法、特性自動補償プログラム、及び測位信号受信機を提供することを目的としている。
本発明による発振器の特性自動補償装置は、発振周波数が与えられる物理量に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段に与えられる物理量を検出する物理量検出手段と、物理量を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記物理量検出手段で検出した物理量と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、前記物理量検出手段で検出した物理量に基づいて前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記物理量検出手段により検出したその時の物理量とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴としている。
これにより、予め決定した基準発振器の特性を表す近似式の係数を、実測ドリフト値及びその時の物理量をもとに更新するので、経時変化等による特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
また、本発明による発振器の特性自動補償装置は、発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との温度周波数特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、前記温度検出手段で検出した温度に基づいて前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴としている。
これにより、予め決定した基準発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
また、前記温度検出手段は、温度補償型発振器で構成されていることを特徴としている。
これにより、温度補償型発振器の周波数の変化を測定することで温度の変化を判定できるので、近傍に配設された基準発振器の温度変化を容易に検出することができる。
また、前記特性決定手段は、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴としている。
これにより、発振器の温度周波数特性曲線を高精度で近似することができるので、周波数ドリフト値の推定精度を向上することができる。
また、前記特性決定手段は、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を、次数が５次以上の多項式で表すことを特徴としている。
これにより、発振器の温度周波数特性曲線を、残差±０．１ｐｐｍ以内の高精度で近似することができるので、周波数ドリフト値の推定精度を向上することができる。
また、前記特性決定手段は、最小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方により、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴としている。
これにより、温度データと周波数ドリフト値との測定データの組をもとに、容易に発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を求めることができる。
また、前記特性決定手段は、カルマンフィルタにより、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多項式で表すことを特徴としている。
これにより、温度データと周波数ドリフト値との測定データの組をもとに、容易に発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を求めることができる。
また、前記特性更新手段は、前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新することを特徴としている。
これにより、経時変化等による発振器の温度周波数特性の変化に正確に追従することができるので、常に±０．１ｐｐｍ以内の推定精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
また、前記特性更新手段は、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記特性決定手段で決定した多項式によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、最小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方により前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新することを特徴としている。
これにより、検出した温度範囲外に関しては、更新前の多項式曲線からドリフト値を計算し、その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、検出温度範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精度の劣化を抑制することができると共に、メモリを大幅に削減でき、オーバーフローの問題がない。
また、前記特性更新手段は、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記特性決定手段で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、カルマンフィルタにより前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新することを特徴としている。
これにより、検出した温度範囲外に関しては、更新前の多項式曲線からドリフト値を計算し、その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、検出温度範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精度の劣化を抑制することができると共に、メモリを大幅に削減することができる。
また、前記発振手段は、ジャイロセンサの振動子で構成されていることを特徴としている。
これにより、ジャイロセンサの発振周波数の特性曲線を表す近似多項式の係数を更新して、ジャイロセンサの発振周波数のドリフト分を補正することができ、ジャイロセンサの検出精度を向上することができる。
また、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、全地球測位システムの基準周波数に基づいて測定することを特徴としている。
これにより、全地球測位システムの基準周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較してジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定するので、経時変化等による発振器の温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、常に高精度でドリフト値を推定することができる。
また、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値は、携帯電話の基地局のキャリア周波数に基づいて測定することを特徴としている。
これにより、携帯電話の基地局のキャリア周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較してジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定するので、経時変化等による発振器の温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、常に高精度でドリフト値を推定することができる。
また、本発明による発振器の特性自動補償方法は、温度を変化させながら、発振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式の係数を決定するステップと、決定した近似式の係数を記憶手段に記憶し、前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式の係数をもとに前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とにより前記記憶手段に記憶した近似式の係数を更新するステップとを備えていることを特徴としている。
これにより、予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
また、本発明による発振器の特性自動補償プログラムは、発振器の特性を自動補償する発振器の特性自動補償プログラムであって、温度を変化させながら、発振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式の係数を決定するステップと、決定した近似式の係数を記憶手段に記憶し、前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式の係数をもとに前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とにより前記記憶手段に記憶した近似式の係数を更新するステップとをコンピュータに実行させることを特徴としている。
これにより、予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
また、本発明による測位信号受信機は、発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との温度周波数特性を表す近似式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した近似式の係数を記憶する記憶手段と、前記温度検出手段で検出した温度に基づいて前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、測位により得られた前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出した測位時の温度とにより前記特性決定手段で決定した近似式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴としている。
これにより、予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、測位により得られた実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができる。
図１は、本発明の実施形態を示す概略構成図である。 図２は、第１の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性決定処理を示すフローチャートである。 図３は、ＴＣＯの周波数と基準発振器のドリフト値との周波数特性である。 図４は、近似多項式の次数と残差との関係図である。 図５は、図１の温度補償コントローラ１５における周波数サーチ処理を示すフローチャートである。 図６は、第１の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性更新処理を示すフローチャートである。 図７は、ＴＣＯの周波数と基準発振器のドリフト値との温度周波数特性の変化の説明図である。 図８は、本発明の実施形態における近似多項式の係数更新の説明図である。 図９は、本発明の実施形態における異なる温度範囲での近似多項式の係数更新の説明図である。 図１０は、第２の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性決定処理を示すフローチャートである。 図１１は、第２の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性更新処理を示すフローチャートである。 図１２は、カルマンフィルタの計算手順の説明図である。 図１３は、第３の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性決定処理を示すフローチャートである。 図１４は、第３の実施形態における近似多項式の係数更新の説明図であり、図１４（ａ）は、プレ特性曲線と実際の特性曲線を示す図であり、図１４（ｂ）は、修正後のプレ特性曲線と実際の特性曲線を示す図である。 図１５は、第３の実施形態における図１の温度補償コントローラ１５の温度周波数特性更新処理を示すフローチャートである。 図１６は、第４の実施形態を示す概略構成図である。 図１７は、図１６のＣＤＭＡ端末機の回路構成を示す図である。 図１８は、従来の技術における温度とドリフト量との関係を示す特性図である。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明を、人工衛星を使用した全地球測位システム（以下、ＧＰＳと称す）の受信機に適用した場合の実施形態を示す概略構成図であり、図中１はＧＰＳ受信機であって、このＧＰＳ受信機１は、人工衛星からのスペクトラム拡散信号で構成されるＧＰＳ信号を受信するためのアンテナ２を備えている。
アンテナ２で受信したＧＰＳ信号は、ローノイズアンプ３で増幅した後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４を介して混合器５に入力し、この混合器５でＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）１８が出力する周波数信号を混合して、所定の周波数（１．５ＧＨｚ帯）の受信信号を第１中間周波信号にダウンコンバート（周波数変換）する。
この場合、ＰＬＬ回路１８が出力する周波数信号は、発振手段としての基準発振器１７が出力するほぼ一定の周波数信号を、ＰＬＬ回路１８内の分周回路で分周して作成した信号である。なお、分周比などを制御することでＰＬＬ回路１８が出力する信号の周波数を変化させることができ、ＰＬＬ回路１８の発振周波数は、温度補償コントローラ１５により制御される。
基準発振器１７には温度補正のないＳＰＸＯと呼ばれるタイプの水晶発振器、若しくは温度補正を内蔵するＴＣＸＯと呼ばれるタイプの水晶発振器を用いる。
次に、混合器５が出力する第１中間周波信号はＡＧＣ（オートゲインコントロール）アンプ６により、所定の振幅に増幅される。その場合の増幅率は復調部１１の状況に応じて、温度補償コントローラ１５により制御される。
ＡＧＣアンプ６より出力された信号はバンドパスフィルタ７を介して混合器８に入力される。この混合器８は第１中間周波数信号にＰＬＬ回路１８の出力する（混合器５に入力した周波数よりも更に低い）一定の周波数信号を混合して、第２中間周波信号にダウンコンバートする。
そして、この混合器８の出力する第２中間周波信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）９を介した後、Ａ／Ｄ変換器１０を介してＡ／Ｄ変換して、復調部１１に入力し、ＧＰＳ信号の復調処理を行う。この復調部１１では、Ａ／Ｄ変換された第２中間周波数信号へのＰＮ符号（擬似ランダム符号）の乗算によるスペクトラム逆拡散処理と、このスペクトラム逆拡散された信号のＢＰＳＫ復調などによる伝送データの復調処理とを行い、衛星から伝送されるデータ（エフェメリスデータ、アルマナックデータ、ＧＰＳタイムデータ等）を得る。この場合、スペクトラム逆拡散処理に使用するＰＮ符号は衛星毎に決められた値としてあり、このＰＮ符号の選択で受信する衛星の選択ができる。この受信する衛星の選択は温度補償コントローラ１５による制御で行われる。また、復調部１１は、復調処理が、８チャンネルから最大１６チャンネルまで同時にできるようになっている。そのため、複数の衛星の測位信号を同時に受信して復調できる。
そして、復調部１１で復調して得た各衛星からの伝送データを演算処理部１２に入力し、その伝送データに基づいて、各衛星からの信号の伝播時間を計算し、各衛星の位置、衛星と受信機との距離を計算するために必要な補正値（対流圏補正値、電離層補正値、ＧＰＳタイムの補正値）に関する情報を得る。得られた情報に基づき、受信機の位置と受信機のＧＰＳタイムの補正時間とを求める。
この場合、受信機の位置は（ｘ，ｙ，ｚ）の３つの未知数があるため、受信機のＧＰＳタイムの補正時間ｔとあわせて４つの未知数を求める必要がある。従って、通常は４個以上の衛星データが必要となる。
衛星数が４個の場合は、補正した各衛星と受信機との距離データと各衛星の位置データから４個の連立方程式を作成し、それを解いて受信機の位置と受信機のＧＰＳタイムの補正値（ＧＰＳタイムに対するオフセット値）を求めることが出来る。また、演算処理部１２では、各衛星からの信号を捕捉して現在位置の測位ができたとき、基準発振器１７の発振周波数のドリフト量を測定する。
また、基準発振器１７の近傍には温度検出手段としての発振器（以下、ＴＣＯと称す）１６が配設されている。
ＴＣＯ１６は温度により抵抗値が変化するサーミスタと呼ばれる抵抗を用いた発振器であり、温度により周波数が変化する。周波数カウンタ１４に入力された周波数信号を温度補償コントローラ１５で判定することで、基準発振器１７の温度変化に相当する周波数変化を検出する。温度補償コントローラ１５は演算処理部１２から入力されたＧＰＳ測位により測定した基準発振器１７の周波数ドリフト量と、測位時のＴＣＯ１６の周波数とを用いて、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値の温度周波数特性を表すｍ次の多項式を求める。求めた多項式のｍ＋１個の係数を記憶手段としてのメモリ１３に記録することにより、予め記憶していた多項式の係数を更新する。
図２は、第１の実施形態における、温度補償コントローラ１５で実行される温度周波数特性決定処理を示すフローチャートである。この温度周波数特性決定処理では、予めメモリ１３に記憶しておくＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフトとの温度周波数特性を表す近似式（ｍ次多項式）の係数を決定する。
先ず、テスト用のＧＰＳ受信機１をＧＰＳ信号が受信可能な温度可変装置としての恒温槽に入れて、ステップＳ１で恒温槽内の温度を変化させ、次いでステップＳ２に移行して、ＴＣＯ１６の周波数ｆTと基準発振器１７のドリフト値とを測定する。
次いでステップＳ３に移行して、取得するデータ数を計測するデータ取得数カウント値ＮをインクリメントしてステップＳ４に移行し、カウント値Ｎがデータ取得数設定値ＮS以上であるか否かを判定する。データ取得数設定値ＮSは、より正確な温度周波数特性を決定できるデータ数（例えば、５０００程度）に設定する。
ステップＳ４の判定結果が、Ｎ＜ＮSであるときには、より正確な温度周波数特性を決定するデータ数に達していないと判断して前記ステップＳ１に移行する。一方、Ｎ≧ＮSであるときには、ステップＳ５に移行して、得られたＴＣＯ１６の周波数ｆTと基準発振器１７の周波数ドリフト値とのＮ個のデータの組をもとに温度周波数特性曲線の係数を算出する。
ここで、このＧＰＳ受信機１の使用可能な温度範囲が−２５℃〜６０℃であるとき、この温度に対応するＴＣＯ１６の周波数ｆTは２００ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚとなる。図３に示す実線は−２５℃〜６０℃でＴＣＯ１６の周波数ｆTと基準発振器１７のドリフト値との実測値の関係を示したものである。
この周波数とドリフト値との関係をｍ次の多項式で近似した場合、ドリフト値の実測値と多項式による近似値との残差は、図４に示すように多項式の次数が５次以上あれば±０．１ｐｐｍ以内に押さえることができるが、４次以下の場合には±０．１ｐｐｍ以内に押さえることができず、多項式の近似精度が悪くなる。また、多項式の次数を１１次以上に上げても残差は改善されない。なお、図４において、一点鎖線で示すｍｉｎは最小残差、二点鎖線で示すｍａｘは最大残差、破線で示すｓｔｄは標準偏差、実線で示すｍｅａｎは平均値である。
したがって、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値との温度周波数特性曲線を９次多項式で近似した場合、図４に示すようにドリフトの実測値と多項式による近似値との残差は±０．０５ｐｐｍ以内に押さえることができ、且つメモリ１３には多項式の係数１０個のみを記憶しておけばよい。
そこで、周波数とドリフト値との温度周波数特性曲線を例えば９次多項式で近似する場合について説明する。
ＴＣＯ１６の周波数をｘ、基準発振器１７の周波数ドリフト値をｙとした場合、周波数とドリフト値との測定値の組を（ｘi，ｙi）とすると、温度周波数特性曲線は次式の９次多項式で近似できると仮定する。
ｆ（ａ，ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ａ2ｘ2＋…＋ａ9ｘ9 ………（１）
上記（１）式の係数を求める場合には、ある測位点（ｘi，ｙi）と近似式との残差をεi（＝ｙi−ｆ（ａ，ｘi））として、残差εiの二乗和を近似多項式の各係数ａk（ｋ＝０，…，９）で偏微分したものを最小（＝０）にするようなａを求めればよい。これが最小二乗法による解法である。
Figure 0004513742
従って、（２）式を整理した下記（３）式を解いてａi（Ｎ）（ｉ＝０，…，９）を算出することにより、近似多項式ｙ＝ｆ（ａ，ｘ）を求めることができる。
Figure 0004513742
すなわち、周波数とドリフト値との測定値の組を（ｘi，ｙi）とし、恒温槽にＧＰＳ受信機１を入れ、温度を変化させながらＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値を測定し、得られたデータの組に最小二乗法を適用すれば、温度周波数特性の近似多項式の係数を求めることができる。
次いで、ステップＳ６に移行して、算出した９次多項式の６２ビットで表される１０個の係数ａ0（Ｎ）〜ａ9（Ｎ）をメモリ１３に記憶し、温度周波数特性決定処理を終了する。
図２において、ステップＳ５の処理が特性決定手段に対応している。
このようにして最小二乗法により求めた９次の近似多項式は図３の破線に示すようになり、測定値との残差を±０．０５ｐｐｍ以内に押さえることができる。
また、各衛星からの測位信号を捕捉する際には、温度補償コントローラ１５で、図５に示す周波数サーチ処理を実行する。
この周波数サーチ処理では、先ず、ステップＳ２１でＧＰＳ受信機１の電源スイッチをオン状態にセットしてステップＳ２２に移行し、予めメモリ１３に記憶した近似多項式の係数ａ0〜ａ9を読込む。次いでステップＳ２３に移行してＴＣＯ１６の周波数を読込み、現在の温度に相当する周波数を検出する。
そして、ステップＳ２４に移行して、近似多項式の係数（ａ0，…，ａ9）と現在のＴＣＯ１６の周波数とを前記（１）式に代入することにより、基準発振器１７の周波数ドリフト値を推定する。このようにして推定された周波数ドリフト値をもとに、ステップＳ２５でＧＰＳ衛星からの測位信号をサーチする。
図５において、ステップＳ２４の処理がドリフト値推定手段に対応している。
ところで、基準発振器１７を構成する水晶発振器ＳＰＸＯ又はＴＣＸＯは通常、経時変化等により温度と周波数との特性が変化する傾向があるため、予め決定した温度周波数特性の近似多項式の係数を更新し、温度周波数特性曲線の変化を補正する必要がある。温度周波数特性曲線の変化の補正は、周波数ドリフト値の推定精度を±０．１ｐｐｍ以内に押さえるためにはオフセット値（多項式の０次の係数）のみの更新では対応できず、高次の係数の更新も必要となる。
図６は、温度補償コントローラ１５で実行する温度周波数特性更新処理手順を示すフローチャートである。この温度周波数特性更新処理では、ＧＰＳ受信機を使用しながら温度周波数特性を表す多項式の全ての係数を更新する。
先ず、ステップＳ３１でＧＰＳ受信機１の電源スイッチをオン状態にセットしてＧＰＳ測位を開始し、図５の周波数サーチ処理でＧＰＳ測位信号の捕捉をすることにより得られた実測ドリフト値を読込む。次いでステップＳ３２に移行してＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数を測定し、ステップＳ３３に移行する。
このステップＳ３３では、ＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値の信頼度に応じて、そのドリフト値を採用するか否かを判断する。測位の信頼度は、ＤＯＰ値（Ｄｉｌｕｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ：ＧＰＳ測位の精度の指標となる数値）等により判断し、ＤＯＰ値Ｄが所定値ＤSET（例えば、５．０程度）より大きい場合にはＧＰＳ測位の精度が悪いと判断して更新を行わずに温度周波数特性更新処理を終了する。一方、Ｄ≦ＤSETである場合には、ＧＰＳ測位の精度が良いと判断してステップＳ３４に移行し、温度周波数特性曲線の係数を算出する。これにより、更新された補正データの信頼性を保つことができる。
今、温度が−２５℃〜６０℃の間で、ＴＣＯ１６の周波数は２００ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚまで変化しており、その間の周波数ドリフト値は予め図７に示すような９次の多項式曲線で表されているものとする。そこで、温度３３℃〜３７℃に相当する７００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの間でＧＰＳ測位を行ったところ、実際のドリフト値は最初に求めた多項式曲線に比べてＡの部分のようにプラス側にずれていたとする。
この場合には、ＧＰＳ測位における温度に対応する７００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの間のドリフト値としては、ＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値を用い、それ以外の温度範囲（２００ｋＨｚ〜６９９ｋＨｚ及び８０１ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚ）では適当な間隔（例えば、１ｋＨｚ）で周波数を選び、選んだ周波数に対して、最初の多項式曲線より対応するドリフト値を算出する。これらの周波数とドリフト値とのデータの組に対して最小二乗法を適用して、新しい多項式曲線の係数を得る。
具体的には、７００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの間でＧＰＳ測位を行い、図８に示すように、実際のドリフト値が最初に求めた９次の多項式曲線に比べてＡの部分のようにプラス側にずれていた場合には、ＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数とＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値の実測データの組（ｘ1，ｙ1）と、ＧＰＳ測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、分割した周波数ｘ2，…，ｘNから対応するドリフト値を多項式曲線から逐次算出したＮ−１個の分割データの組（ｘ2，ｙ2），…，（ｘN，ｙN）とを用いて、前記（３）式をもとにａ0（Ｎ）〜ａ9（Ｎ）を算出し、新しい多項式曲線の全ての係数を求める。
そしてステップＳ３５で、逐次算出した係数をメモリ１３に記憶することにより温度周波数特性曲線の係数の更新を行う。
図６において、ステップＳ３４の処理が特性更新手段に対応している。
このように、ＧＰＳ測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、逐次算出する分割データを用いて最小二乗法を適用することで、分割データを用いずに最小二乗法を適用する場合に比べてメモリ容量を大幅に節約することができる。つまり、メモリ１３に記憶した多項式曲線の係数をもとに分割データを逐次算出するので、ＧＰＳ受信機が使用可能な温度範囲−２５℃〜６０℃に対応する周波数２００ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚの間の全データをメモリ１３に格納する必要がなくなる。
さらに、この全データをメモリ１３に格納するためには、ＧＰＳ受信機１を再度恒温槽に入れて温度を変化させ、ＴＣＯ１６の周波数及び基準発振器１７の周波数ドリフト値を測定しなければならないため、ＧＰＳ受信機１を使用しながら多項式曲線の係数の更新を行うことは困難であるが、分割データを用いることにより、ＧＰＳ受信機１を使用しながら多項式曲線の係数の更新を行うことが可能となる。
図９（ｂ）の実線は、図９（ａ）のＡ、Ｂ、Ｃの３つの温度範囲でＧＰＳ測位を行って、多項式曲線の係数の更新を行った場合の更新後の多項式曲線を示している。このように、異なる温度範囲でＧＰＳ測位を行うことで、広い温度範囲で実際の多項式曲線に近づけることができる。また、図９（ｂ）の破線に示すように、多項式の次数が高いほど（例えば、３０次）、実際の多項式曲線との残差を小さくすることができる。
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値との温度周波数特性を表す近似多項式の係数を決定及び更新する処理を、最小二乗法に替えて逐次最小二乗法を適用して行うようにしたものである。
図１０は、第２の実施形態における、温度補償コントローラ１５で実行される温度周波数特性決定処理手順のフローチャートであって、図２に示す第１の実施形態における温度周波数特性決定処理において、ステップＳ４の処理がステップＳ６の処理の後に移され、さらにステップＳ５の処理が逐次最小二乗法により温度周波数特性の近似多項式の係数を決定するステップＳ４１に置換されていることを除いては図２と同様の処理を行い、図２と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
ＧＰＳ受信機１をＧＰＳ信号が受信可能な恒温槽に入れて、恒温槽内の温度を変化させながらＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値とを測定し、取得するデータ数を計測するデータ取得数カウント値Ｎをインクリメントした後、ステップＳ３からステップＳ４１に移行して、逐次最小二乗法を適用して温度周波数特性曲線の係数を算出する。
今、ｆN k及びｇN kが下記（４）式で表されるとして、Ｆ（Ｎ）、Ａ（Ｎ）、Ｇ（Ｎ）を下記（５）〜（７）式のように置く。
Figure 0004513742
前記（３）式及び（５）〜（７）式を整理すると下記（８）式のように表すことができる。
Ａ(N)＝Ｆ-1(N)Ｆ(N−1)Ａ(N−1)＋ｙNＦ-1(N)Ｘ(N) ………（８）
ただし、Ｘ（Ｎ）＝［ｘN 0 ｘN 1 … ｘN 9］Tである。
つまり、Ｎ番目の時点での推定係数は、１回前のＮ−１番目の時点での推定係数とＮ番目のデータに基づく修正だけから成り立つことを意味しており、上記（８）式により、逐次的に近似多項式の係数を求めることができる。この際、予め初期値Ｆ（０）及びＡ（０）を与えておく必要がある。
次いで、ステップＳ６に移行して、この９次多項式の６２ビットで表される１０個の係数ａ0（Ｎ）〜ａ9（Ｎ）を予めメモリ１３に記録し、ステップＳ４に移行してカウント値Ｎがデータ取得数設定値ＮS以上であるか否かを判定する。データ取得数設定値ＮSは、より正確な温度周波数特性を決定できるデータ数（例えば、５０００程度）に設定する。
ステップＳ４の判定結果が、Ｎ＜ＮSであるときには、より正確な温度周波数特性を決定するデータ数に達していないと判断してステップＳ１に移行し、Ｎ≧ＮSであるときには温度周波数特性決定処理を終了する。
図１０において、ステップＳ４１の処理が特性決定手段に対応している。
このようにして逐次最小二乗法により求めた９次の近似多項式は図３の破線に示すようになり、測定値との残差を±０．０５ｐｐｍ以内に押さえることができる。
このように、図１０に示す逐次最小二乗法を適用した温度周波数特性決定処理を実行することで、図２に示すように最小二乗法を適用する場合に比べてメモリを節約することができる。つまり、最小二乗法により近似多項式を求める場合には、（ｘi，ｙi）のＮ個の全データの組を一旦メモリに格納してから前記（３）式の連立方程式を解くことになるため、例えば、Ｎ＝５０００の場合、一時的に５０００組のメモリが必要となる。一方、逐次最小二乗法を適用する場合には、多項式の次数が９次（ｍ＝９）であれば、３×（ｍ＋１）＝３０個のメモリのみで済むので、一時的に必要となる大量のメモリ容量を節約することができる。
図１１は、第２の実施形態における、温度補償コントローラ１５で実行される温度周波数特性更新処理手順のフローチャートであって、図６に示す第１の実施形態における温度周波数特性更新処理において、ステップＳ３４の処理が逐次最小二乗法により温度周波数特性の近似多項式の係数を更新するステップＳ５１に置換されていることを除いては図６と同様の処理を行い、図６と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
ＧＰＳ測位信号を捕捉し、ＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数を読込んだ後、ステップＳ３３でＧＰＳ測位により得られた周波数ドリフト値を採用して温度周波数特性の近似多項式の係数を更新すると判断した場合、ステップＳ５１に移行して逐次最小二乗法により近似多項式の全ての係数を更新する。
今、温度が−２５℃〜６０℃の間で、ＴＣＯ１６の値は２００ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚまで変化しており、その間の周波数ドリフト値は予め図７に示すような９次の多項式曲線で表されているものとする。そこで、温度３３℃〜３７℃に相当する７００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの間でＧＰＳ測位を行ったところ、実際のドリフト値は最初に求めた多項式曲線に比べてＡの部分のようにプラス側にずれていたとする。
この場合には、図８に示すように、ＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数とＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値の実測データの組（ｘ1，ｙ1）と、ＧＰＳ測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、分割した周波数ｘ2，…，ｘNから対応するドリフト値を多項式曲線から逐次算出したＮ−１個の分割データの組（ｘ2，ｙ2），…，（ｘN，ｙN）とを用いて、逐次最小二乗法により前記（８）式をもとにＡ（Ｎ））を算出し、新しい多項式曲線の全ての係数を求める。
図１１において、ステップＳ５１の処理が特性更新手段に対応している。
このように、ＧＰＳ測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、逐次算出する分割データを用いて逐次最小二乗法を適用することで、分割データを用いずに逐次最小二乗法を適用する場合に比べてメモリがオーバーフローすることなく近似多項式の全ての係数を更新することができる。因みに、分割データを使用せず通常の逐次最小二乗法をそのまま適用して近似多項式の全ての係数を更新する場合には、最初に多項式曲線を求める際に逐次最小二乗法を適用し、前記（５）及び（７）式の行列の各要素をメモリ１３に蓄積しておき、そのメモリ１３に蓄積された行列の各要素と、ＧＰＳ測位で得られた実測ドリフト値とＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数とを用いて前記（５）及び（７）式の行列の各要素を逐次計算し、前記（８）式をもとに新しい多項式の係数Ａ（Ｎ）を得る。しかし、この場合、多項式の次数をｍとした場合には、３×（ｍ＋１）個のメモリに逐次で周波数ドリフト値の実測値とそれに対応するＴＣＯ１６の周波数のべき乗を加算していくため、オーバーフローの問題、計算精度を確保するための工夫が必要となる。
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値との温度周波数特性を表す近似多項式の係数を決定及び更新する処理を、最小二乗法又は逐次最小二乗法に替えてカルマンフィルタを適用して行うようにしたものである。
カルマンフィルタは、線形確率システムを対象とし、観測信号ｙi（ｉ＝０，…，ｋ）を入力として、システムの状態ｕk（ｎ×１ベクトル）の最適推定値を逐次出力するフィルタ（アルゴリズム）である。
カルマンフィルタの基本モデルは下記（９）及び（１０）式で表され、状態空間モデルと呼ばれている。
ｕk+1＝Ｆkｕk＋ｗk ………（９）
ｙk＝Ｈkｕk＋ｖk ………（１０）
ここで、上記（９）式を状態方程式、上記（１０）式を観測方程式といい、ｕkは時刻ｔkにおけるシステムの状態、或いは状態ベクトルと呼ばれる。
この場合、時刻ｔk+1におけるシステムの状態ｕk+1は、時刻ｔkにおけるシステムの状態ｕkに状態遷移行列Ｆkを掛けて、システム雑音と呼ばれる白色雑音ｗkを加えることにより表される。これは、一般的に任意の統計的な性質をもつ信号が白色雑音を加えた線形動的システムの出力として表現できることに基づいている。
一方、通常の環境下では、システムの状態ｕkは直接観測できない場合が多く、その線形関数として観測されることが一般的である。そこで、システムの出力即ち観測値ｙkは、状態ｕkに観測行列Ｈkを掛けたものに、観測雑音と呼ばれる白色雑音ｖkを加えたものとして表される。
ここで、雑音の不規則性を考慮して、｛ｕk｝、｛ｙk｝、｛ｗk｝、｛ｖk｝は確率過程として扱われ、一般にベクトル値をとる（ｕk，ｗk∈ＲN、ｙk，ｖk∈ＲM）。また、システムパラメータＦk及びＨkは現象を支配する物理法則から導かれる場合と、予め実験で測定された相関性から導かれる場合があり、一般に確定した行列となる。
このシステムモデルにおいて、速続したｋ＋１個の観測値ｙ0，…，ｙkが与えられたときのｕkの最小分散推定値Ｕk|k＝Ｅ｛ｕk｜ｙ0，…，ｙk｝或いはＵk|k-1＝Ｅ｛ｕk｜ｙ0，…，ｙk-1｝を求める問題をカルマンフィルタリング問題といい、その解を与えるアルゴリズムをカルマンフィルタと呼ぶ。
カルマンフィルタリング問題を解くために、システム雑音｛ｗk｝、観測雑音｛ｖk｝、初期状態ｕ0に対して、以下のように仮定する。
Ｅ｛ｖi・ｖj T｝＝δijＲi，
Ｅ｛ｗi・ｗj T｝＝δijＱi，
Ｅ｛ｖi・ｗj T｝＝０，
Ｅ｛ｕ0・ｗk T｝＝０，
Ｅ｛ｕ0・ｖk T｝＝０，
Ｅ｛ｕ0｝＝ｕa0，
Ｅ｛［ｕ0−ｕa0］［ｕ0−ｕa0］T｝＝ｐ0 ………（１１）
ここで、δijはｉ＝ｊのとき１、その他で０となるクロネッカデルタ、ｕa0は既知の平均ベクトル、Ｒk、Ｑk及びｐ0は既知の共分散行列であり、ｕ0、｛ｗk｝及び｛ｖk｝は夫々ガウス性である。
上記（１１）式の仮定に基づいてカルマンフィルタリング問題を解いた結果は、以下のようになる。
Ｕk|k＝Ｕk|k-1＋Ｋk（ｙk−ＨkＵk|k-1） ………（１２）
Ｕk+1|k＝ＦkＵk|k ………（１３）
Ｋk＝Ｐk|k-1Ｈk T（ＨkＰk|k-1Ｈk T＋Ｒk）-1 ………（１４）
Ｐk|k＝Ｐk|k-1−ＫkＨkＰk|k-1 ………（１５）
Ｐk+1|k＝ＦkＰk|kＦk T＋Ｑk ………（１６）
Ｕ0|-1＝ｕa0， Ｐ0|-1＝ｐ0 ………（１７）
ここで、Ｋkはフィルタゲインである。
上記（１２）〜（１７）式を利用して、時刻ｋを更新しながら信号ｙkを観測することにより、システムの状態ｕkを推定することができる。
カルマンフィルタの計算手順としては図１２に示すようになり、先ずｐ0とＲ0とからＫ0を求め、ｐ0とＫ0とからＰ0|0、ｕa0とＫ0とｙ0とからＵ0|0を求めることができる。次に、Ｐ0|0とＱ0とからＰ1|0、Ｕ0|0からＵ1|0を求め、さらにＰ1|0とＲ1とからＫ1を求め、Ｐ1|0とＫ1とからＰ1|1、Ｕ1|0とＫ1とｙ1とからＵ1|1を求めることができる。
つまり、平均ベクトルｕa0と共分散行列Ｒ0，…，Ｒk、Ｑ0，…，Ｑk、ｐ0と、観測値ｙ0，…，ｙkとが与えられれば、平均二乗誤差を最小とする最適推定値Ｕ0|0，…，Ｕk|kと推定誤差の共分散行列Ｐ0|0，…，Ｐk|kを逐次求めることができる。言い換えれば、カルマンフィルタはｕkの条件付き平均ベクトルと共分散行列を逐次求めていることになり、特にガウス性の場合、これは時々刻々と変化するｕkの条件付き確率密度関数を求めていることを意味する。
次に、このカルマンフィルタを用いて、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフトとの温度周波数特性を表す近似多項式ｙ＝ｆ（ａ，ｘk）の係数ａ＝（ａ0（ｋ），…，ａ12（ｋ））を求める方法について説明する。
この場合、システムの状態ｕkが多項式の係数ａとなり、上記（９）式の状態方程式は、状態遷移行列Ｆkを単位行列として以下のように表される。
ｕk+1＝ｕk＋ｗk ………（１８）
ここで、ｕk＝［ａ0（ｋ），…，ａm（ｋ）］Tである。
また、上記（１０）式の観測方程式は以下のように表される。
ｙk＝Ｈkｕk＋ｖk ………（１９）
ここで、観測行列ＨkはＴＣＯ１６の周波数によって表され、Ｈk＝［ｘ（ｋ）0，…ｘ（ｋ）m］である。
初期設定は、いくつかのサンプルの平均的なＴＣＯと水晶発振器ドリフトの測定値より、平均的な１２次のプレ多項式をカルマンフィルタ、最小二乗法又は逐次最小二乗法によって求め、その係数をｕa0とする。
次に、Ｒ＝σv 2（但し、σv≠０）、Ｑ＝（σw 2／σv 2）Ｉ（Ｉは単位ベクトル）とし、さらにＰk|k-1／σv 2＝Ｐk|k-1とおくと、σv 2＝Ｒ＝１であるので上記（１４）式は以下のようになる。
Ｋk＝Ｐk|k-1Ｈk T（ＨkＰk|k-1Ｈk T＋１）-1 ………（２０）
ここで、σw 2は｛ｗk｝の分散、σv 2は｛ｖk｝の分散である。
また、Ｆkは単位行列であるので、上記（１６）式は以下のようになる。
Ｐk+1|k＝Ｐk|k＋（σW 2／σV 2）Ｉ ………（２１）
最後にＰ0|-1＝ε0Ｉとしてε0を適宜設定し、さらにσw 2／σv 2を適宜設定することによりカルマンフィルタアルゴリズムを実行することができる。
図１３は、第３の実施形態における、温度補償コントローラ１５で実行される温度周波数特性決定処理手順のフローチャートであって、図１０に示す第２の実施形態における温度周波数特性決定処理において、ステップＳ４１の処理がカルマンフィルタにより温度周波数特性の近似多項式の係数を決定するステップＳ６１に置換されていることを除いては図１０と同様の処理を行い、図１０と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
先ず、テスト用のＧＰＳ受信機１をＧＰＳ信号が受信可能な恒温槽に入れて、恒温槽内の温度を変化させながらＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７の周波数ドリフト値とを測定し、取得するデータ数を計測するデータ取得数カウント値Ｎをインクリメントした後、ステップＳ３からステップＳ６１に移行して、カルマンフィルタを適用して温度周波数特性曲線の係数を算出する。
この図１３において、ステップＳ６１の処理が特性決定手段に対応している。
このようにしてカルマンフィルタにより求めた１２次の近似多項式は、図１４（ａ）の実線に示すようになり、測定値との残差を±０．１ｐｐｍ以内に押さえることができる。
このように、図１３に示すカルマンフィルタを適用した温度周波数特性決定処理を実行することで、図１０に示す逐次最小二乗法を適用する場合と同様に、図２に示すように最小二乗法を適用する場合と比べてメモリを節約することができる。
図１５は、第３の実施形態における、温度補償コントローラ１５で実行される温度周波数特性更新処理手順のフローチャートであって、図１１に示す第２の実施形態における温度周波数特性更新処理において、ステップＳ５１の処理がカルマンフィルタにより温度周波数特性の近似多項式の係数を更新するステップＳ７１に置換されていることを除いては図１１と同様の処理を行い、図１１と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
ＧＰＳ測位信号を捕捉し、ＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数を読込んだ後、ステップＳ３３でＧＰＳ測位により得られた周波数ドリフト値を採用して温度周波数特性の近似多項式の係数を更新すると判断した場合、ステップＳ７１に移行してカルマンフィルタにより近似多項式の全ての係数を更新する。
図１５において、ステップＳ７１の処理が特性更新手段に対応している。
今、温度が−２５℃〜６０℃の間で、ＴＣＯ１６の値は２００ｋＨｚ〜１８００ｋＨｚまで変化しており、その間の周波数ドリフト値は予め図１４（ａ）の実線に示すような１２次の多項式曲線で表されているものとする。本来の特性曲線は図１４（ａ）の破線のように示されるとし、温度２０℃〜４０℃の間でＧＰＳ測位を行ったとする。
この場合には、図８と同様に、ＧＰＳ測位時のＴＣＯ１６の周波数とＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値の実測データの組と、ＧＰＳ測位の温度範囲外を一定間隔で分割し、分割した周波数の値から対応するドリフト値を多項式曲線から逐次算出した分割データの組とを用いて、カルマンフィルタによりシステムの状態ｕkの最小分散推定値Ｕk|kを算出し、新しい多項式曲線の全ての係数を求める。
このようにして求めた新しい多項式曲線は、図１４（ｂ）の実線に示すようになり、ＴＣＯ１６の周波数とＧＰＳ測位により得られたドリフト値とを測定した範囲においては、破線で示す本来の特性曲線とかなりの精度で近似する。
この場合、２０℃〜４０℃という限られた温度範囲内でのＴＣＯ１６の周波数と実測ドリフト値とのデータしか得られていないため、１２次の多項式を用いても、近似誤差は±０．０５ｐｐｍ以内に収まることはないが、±０．１ｐｐｍ以内には収めることができるので、多項式曲線の係数更新に有効である。
このような方法を利用することにより、メモリに記憶した予め求めた平均的な近似多項式の係数を、実際に水晶発振器を使用しながら本来の特性曲線により近づけるように更新することができる。
上記各実施形態では、メモリ１３に蓄積するデータは発振器の温度周波数特性曲線の係数のみであるため、通常の最小二乗法及び通常の逐次最小二乗法の何れか一方をそのまま適用する場合に比べて大幅にメモリを節約することができると共に、ＧＰＳ測位における検出範囲外の温度を一定間隔で分割し、分割した温度に対応する周波数ドリフト値をメモリ１３に記憶した更新前の多項式曲線の係数をもとに逐次計算して求め、このようにして得られたデータの組を使用して多項式曲線の係数更新を行うので、逐次最小二乗法を適用する場合でもオーバーフローの問題がない。
また、ＧＰＳ測位における検出範囲外の温度に関しては、更新前の多項式曲線の係数から周波数ドリフト値を計算し、その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、測位温度範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて測位温度範囲外の推定精度の劣化を抑制することができる。
さらに、基準発振器１７の温度周波数特性を９次又は１２次の多項式で近似し、発振周波数の実測ドリフト値とその時の温度とから近似多項式の全ての係数を更新するため、経時変化等による温度周波数特性の変化により正確に追従することができると共に、周波数ドリフト値の推定精度を±０．１ｐｐｍ以内に押さえることができる。
また、予めテスト用のＧＰＳ受信機を恒温槽に入れ、基準発振器１７の温度周波数特性を表す近似多項式を求め、その係数をメモリ１３に記憶しておき、ＧＰＳ測位ごとに係数の更新を行って徐々に実際の特性曲線に近づけるので、ＧＰＳ受信機を一台一台恒温槽に入れて製品ごとの温度周波数特性曲線の係数を求める必要がなくなり、ＧＰＳ受信機を製造する際のコストを削減することができる。
なお、上記各実施形態においては、ＴＣＯ１６の周波数と基準発振器１７のドリフト値との温度周波数特性を表す多項式を９次又は１２次で近似する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、多項式の次数が高いほど（例えば、３０次程度）温度周波数特性の係数の更新精度は高くなるが、残差が±０．１ｐｐｍ以内となる５次以上であればよい。この場合、温度周波数特性曲線は次式で表される。
ｆ（ａ，ｘ）＝ａ0＋ａ1ｘ＋ａ2ｘ2＋…＋ａmｘm ………（９）
ここで、ｍは多項式の次数である。
なお、上記各実施形態においては、図６、図１１及び図１５の温度周波数特性更新処理において、ステップＳ３３でＤＯＰ値によりＧＰＳ測位の信頼性の判定を行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＧＰＳ測位により得られた周波数ドリフト値が近似多項式の値に対して残差の標準偏差以上の場合に、周波数ドリフト値を採用して係数の更新を行うようにしてもよい。
また、上記各実施形態においては、メモリ１３に記憶した温度周波数特性を表す近似多項式の係数とＴＣＯ１６で測定した周波数とを用いて、基準発振器１７の周波数ドリフト値を推定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、メモリ容量に余裕のある場合には、ＧＰＳ測位により得られた実測ドリフト値と測位時のＴＣＯ１６の周波数とのデータの組をメモリに記憶しておき、ＧＰＳ測位の検出温度範囲内ではメモリに記憶した実測ドリフト値を推定ドリフト値として採用するようにしてもよい。
なおさらに、上記各実施形態においては、ドリフト値の実測をＧＰＳ受信機の測位によって行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＧＰＳ受信機が例えば携帯電話に組み込まれている場合には、携帯電話の基地局のキャリア周波数を利用して発振周波数のドリフト値の実測を行い、発振器の温度周波数特性の補正及びオフセットする周波数ドリフト値の推定を行うようにしてもよい。
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
この第４の実施形態は、本発明を、デジタルカメラ部分の手ぶれ補正にジャイロセンサを利用したＧＰＳ機能付き小型情報端末において、ジャイロセンサの温度補償を行うようにしたものである。
図１６は、本発明を、携帯電話機の一種である、ＧＰＳ機能を搭載したＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）方式の携帯端末機（以下、ＣＤＭＡ端末機と称す）に適用した場合の第４の実施形態における概略構成図であり、ユーザが保持する折りたたみ式のＣＤＭＡ端末機２０を開いた状態での特徴的な概略構成のみを抜粋している。
このＣＤＭＡ端末機２０は、ボディ上部２０ａとボディ下部２０ｂとで構成されている。ボディ上部２０ａの内面には、バックライト付きのＴＦＴカラー液晶パネルからなる表示部２１が設けられ、ボディ上部２０ａの上端部には、カメラ部２２が設けられている。
また、ボディ下部２０ｂには、図示しないキー入力部等の他に、ＧＰＳユニット２３と、地磁気を検知することによりカメラ部２２が向いている撮影方位（パン角度）の情報を得る磁気センサ２４と、カメラ部２２が向いている高さ方向の撮影角度（チルト角度）の情報を得るジャイロセンサ２５と、撮影時のカメラ部２２のブレ情報を得るジャイロセンサ２６とが内蔵されている。
そして、カメラ部２２による撮影は、ユーザが所有する折りたたみ式ＣＤＭＡ端末機２０を図１６に示すように開き、ボディ上部２０ａがユーザの視線方向とほぼ垂直な状態で行われるものとする。
図１７は、ＣＤＭＡ端末機２０の回路構成を示す図であり、図中３１は、最寄りの基地局とＣＤＭＡ方式の通信を行うためのアンテナ、３２は、アンテナ３１に接続されたＲＦ部である。
このＲＦ部３２は、受信時にはアンテナ３１から入力される信号をデュプレクサで周波数軸上から分離し、ＰＬＬシンセサイザから出力される所定周波数の局部発振信号と混合することによりＩＦ信号に周波数変換する。そして、さらに広帯域ＢＰＦで受信チャネルのみを抽出し、ＡＧＣ増幅器で希望受信波の信号レベルを一定にしてから次段の変復調部３３に出力する。
一方、ＲＦ部３２は、送信時には変復調部３３から送られてくるＯＱＰＳＫ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒｉ−Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の変調信号を、コントローラ４０からの制御に基づいてＡＧＣ増幅器で送信電力制御を行った後にＰＬＬシンセサイザから出力される所定周波数の局部発振信号と混合してＲＦ帯に周波数変換し、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）で大電力に増幅して、前記デュプレクサを介してアンテナ３１より送信するように構成されている。
また、変復調部３３は、受信時にＲＦ部３２からのＩＦ信号を直交検波器でベースバンドＩ・Ｑ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号に分離し、約１０［ＭＨｚ］のサンプルレートでデジタル化して次段のＣＤＭＡ部３４に出力する。
一方、変復調部３３は、送信時にＣＤＭＡ部３４から送られてくるデジタル値のＩ・Ｑ信号を約５［ＭＨｚ］のサンプルレートでアナログ化した後に、直交検波器でＯＱＰＳＫ変調してＲＦ部３２に出力するように構成されている。
また、ＣＤＭＡ部３４は、受信時に変復調部３３からのデジタル信号をＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）符号のタイミング抽出回路、及びそのタイミング回路の指示に従って逆拡散・復調を行う複数の復調回路に入力し、そこから出力される複数の復調シンボルの同期をとって合成器で合成して次段の音声処理部３５に出力する。
一方、ＣＤＭＡ部３４は、送信時に音声処理部３５からの出力シンボルを拡散処理した後にデジタルフィルタで帯域制限をかけてＩ・Ｑ信号とし、変復調部３３に出力するように構成されている。
また、音声処理部３５は、受信時にＣＤＭＡ部３４からの出力シンボルをデインタリーブし、ビタビ復調器で誤り訂正処理を施した後に、音声処理ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で圧縮されたデジタル信号からの通常のデジタル音声信号へと伸張し、これをアナログ化してスピーカ（ＳＰ）３６を拡声駆動する。
一方、音声処理部３５は、送信時にマイクロホン（ＭＩＣ）３７から入力されるアナログの音声信号をデジタル化した後に音声処理ＤＳＰで１／８以下に圧縮し、畳込み符号器で誤り訂正符号化してからインタリーブし、その出力シンボルをＣＤＭＡ部３４へ出力するように構成されている。
また、図中３８はＧＰＳ用のアンテナであり、このアンテナ３８にＧＰＳ受信部３９が接続されている。
このＧＰＳ受信部３９は、アンテナ３８と一体にして図１６に示すＧＰＳユニット２３を構成するものである。そして、ＧＰＳ受信部３９は、アンテナ３８で受信された少なくとも３個、望ましくは４個以上のＧＰＳ衛星からの中心周波数１．５７５４２［ＧＨｚ］のＧＰＳ電波に対し、夫々スペクトラム拡散された内容をＣ／Ａコードと呼称されるＰＮ符号により逆拡散することで復調し、それらの信号により３次元空間上の現在位置（緯度／経度／高度）と現在時刻とを算出するものであり、このようにして算出された結果をコントローラ４０に出力する。
ＧＰＳ受信部３９は、図１に示すような構成を有しており、温度センサとしてＴＣＯ１６を備えている。また、ＧＰＳ受信機内部の基準周波数は、ＧＰＳの基準周波数によりドリフト値が測定されている。
そして、ＲＦ部３２、変復調部３３、ＣＤＭＡ部３４、音声処理部３５及びＧＰＳ受信部３９に対してコントローラ４０が接続されており、このコントローラ４０には、図１６に示す表示部２１、カメラ部２２、磁気センサ２４、ジャイロセンサ２５及び２６が接続されている。
ここで、コントローラ４０は、ＣＰＵとＲＯＭ、ＲＡＭ等で構成され、該ＲＯＭに記憶される所定の動作プログラムに基づいて端末機全体を制御するものであり、ＲＯＭが通信時の制御や通信データの送受信制御、表示部２１での表示制御、ナビゲーションプログラム他、ＣＤＭＡ端末機２０を動作させるための各種制御を含むコントローラ４０での動作プログラム等を固定的に記憶している。
なお、上記プログラムを記憶する記憶媒体は、上述したＲＯＭに限定されるものではなく、磁気的、光学的記憶媒体、ＲＯＭ以外の半導体メモリ、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭやメモリカード等の記憶媒体であってもよい。
また、この記憶媒体に格納するプログラムは、その一部もしくは全部を、ネットワークを介して受信する構成にしてもよい。さらに、上記記憶媒体は、ネットワーク上に構築されたサーバの記憶媒体であってもよい。
また、コントローラ４０に設けられるＲＡＭは、コントローラ４０での制御により取り扱われる各種データを一時的に記憶するワークエリアと、通話先の名前と電話番号とを組にして登録する電話帳エリアとを有しており、電話帳エリアは電源バックアップによりこのＣＤＭＡ端末機２０の電源投入状態に関係なく記憶内容が保持される。
ＣＤＭＡ端末機２０には、前述したようにキー入力部が備えられており、このキー入力部４１は、文字入力キーを兼ねたダイヤルキー、「通話」キー、「切」キーリダイヤルキー、モード選択キー、カーソルキー、シャッターキー等を有している。そして、その操作信号は直接コントローラ４０へ入力される。
また、ＣＤＭＡ端末機２０は、電話回線網（通信ネットワーク）を介してダウンロードした各種データやアプリケーションプログラム、カメラ部２２によって得られた撮影画像等を記憶しておくためのメモリ４２を備えている。
そして、カメラ部２２は、撮像部、光学レンズ及びＣＣＤ等の固体撮像素子で構成されており、光学レンズにより固体撮像素子の撮像面上に結像された被写体の光像がアナログ信号の形で撮像部に読み出されると、撮像部はこれをデジタル化した後に所定のカラープロセス処理を施し、その後にコントローラ４０へ出力する。
また、ジャイロセンサは、回転角速度を検出するセンサであり、基本振動を発生する振動子を有する。そして、ある一方向に振動する質量に角速度がつくと、コリオリ効果でそれに直交する方向にも振動が発生することを利用するものであり、このコリオリ力を検出することにより、物体の回転角速度を求めるように構成されている。
ところで、ジャイロセンサの振動数は温度特性をもっており、経時変化によって周波数がずれていく。このように温度変化や経時変化によって周波数がずれると、センサ感度が不安定になるという問題がある。
そこで、センサ感度を安定とするためには、ジャイロセンサ２５及び２６の発振周波数のドリフト値を測定して温度補償を行う必要がある。
前述したように、ＧＰＳ受信機内部の基準周波数は、ＧＰＳの基準周波数によりドリフト値が測定されている。したがって、ＧＰＳ測位ごとにＧＰＳ受信機内部の基準周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較することにより、ＴＣＯ値に対するジャイロセンサ２５及び２６の発振周波数のドリフト値を測定することができる。
ジャイロセンサ２５及び２６の発振周波数のドリフト値を測定することができれば、前述した第１〜第３の実施形態のように温度周波数特性を表す近似多項式の係数を更新することができ、ジャイロセンサ２５及び２６の発振周波数のドリフト分を補正することができる。
具体的には、先ず、テスト用のジャイロセンサの温度周波数特性を表す近似多項式を求め、その係数をメモリ４２に記憶しておく。そして、ＧＰＳ測位時に、コントローラ４０でＧＰＳ受信機内部の基準周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較して、ＴＣＯ値に対するジャイロセンサ２５及び２６の発振周波数のドリフト値を測定する。次に、この測定したドリフト値を利用して、第１〜第３の実施形態に示す温度周波数特性更新処理に基づいてメモリ４２に記憶された近似多項式の係数を更新する。
ジャイロセンサによって角速度を検出する際には、先ず、上記ようにして更新された近似多項式の係数を読込み、次いでジャイロセンサの近傍に設けられた図示しないＴＣＯの周波数を読込むことにより、現在の温度に相当する周波数を検出する。そして、近似多項式の係数と現在のＴＣＯ値とを用いて、ジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を推定する。
このようにして推定されたドリフト値をもとに発振周波数を補正することにより、ジャイロセンサ２５及び２６のセンサ感度を安定させて、検出精度を向上させることができる。
このように、上記第４の実施形態では、ジャイロセンサを利用したＧＰＳ機能付き携帯端末機において、ＧＰＳ受信機内部の基準周波数とジャイロセンサの発振周波数とを比較することにより、ＴＣＯ値に対するジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定することができ、ジャイロセンサの温度周波数特性の自動補償を行うことができる。
また、予めメモリに記憶されたジャイロセンサの発振周波数の温度特性を表す近似多項式の係数をＧＰＳ測位ごとに更新するので、ジャイロセンサを使用しながら経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができ、発振周波数のドリフト値の推定精度を向上させることができる。
なお、上記第４の実施形態においては、ＧＰＳ受信機内部の基準周波数に基づいてジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、基地局とのキャリア同期を行った後のＣＤＭＡ端末のＰＬＬもしくはＶＣＯ（何れも図示せず）の発振周波数に基づいて、ジャイロセンサの発振周波数のドリフト値を測定するようにしてもよい。
また、上記各実施形態においては、発振手段が温度依存性を有する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発振器の発振周波数が温度以外の圧力、湿度、重力、加速度等の物理量に対して依存性を有する場合に、これらの物理量を圧力センサ、湿度センサ、重力センサ、加速度センサ等の物理量検出手段で検出するようにしてもよい。
さらに、上記各実施形態においては、発振手段が温度依存性を有する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電流、電圧等の出力が温度に対して依存性を有する場合に、温度とその出力との特性を近似式で表し、経時変化等により温度と出力との特性が変化している場合に、出力の実測値を利用して特性の変化を補正するようにしてもよい。
本発明に係る発振器の特性自動補償装置によれば、温度データと周波数ドリフト値との測定データの組をもとに、容易に基準発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を求めることができると共に、この係数を、実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができ、便利である。
また、基準発振器の温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、その全ての係数を更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、周波数ドリフト値の推定精度を向上することができ、便利である。
また、検出した温度範囲外に関しては、更新前の多項式曲線からドリフト値を計算し、その計算値を用いて多項式曲線の係数を更新するため、検出温度範囲内のデータのみを使用して更新を行う場合に比べて検出温度範囲外の推定精度の劣化を抑制することができると共に、メモリを大幅に削減でき、オーバーフローの問題がない。
また、本発明に係る測位信号受信機は、予め決定した発振器の温度周波数特性を表す近似式の係数を、測位により得られた実測ドリフト値及び温度データをもとに更新するので、経時変化等による温度周波数特性の変化に正確に追従することができると共に、常に高精度で周波数ドリフト値の推定を行うことができ、便利である。
１…ＧＰＳ受信機、２…アンテナ、３…ローノイズアンプ、４…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、５…混合器、６…ＡＧＣアンプ、７…バンドパスフィルタ、８…混合器、９…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１０…Ａ／Ｄ変換器、１１…復調部、１２…演算処理部、１３…メモリ、１４…周波数カウンタ、１５…温度補償コントローラ、１６…ＴＣＯ、１７…基準発振器、１８…ＰＬＬ回路。

Claims (7)

  1. 発振周波数が与えられる物理量に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段に与えられる物理量を検出する物理量検出手段と、物理量を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記物理量検出手段で検出した物理量と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との特性を表す近似式を多項式で表し、その多項式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を記憶する記憶手段と、前記物理量検出手段で検出した物理量と前記記憶手段に記憶した多項式の係数とに基づいて前記多項式の演算を行って、前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、前記物理量検出手段で検出していない物理量範囲に関して、一定間隔で物理量範囲を分割し、分割した物理量に対して、前記特性決定手段で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して物理量とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記物理量検出手段により検出したその時の物理量とのデータの組を用いて、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を更新する特性更新手段とを備えていることを特徴とする発振器の特性自動補償装置。
  2. 発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、その多項式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を記憶する記憶手段と、前記温度検出手段で検出した温度と前記記憶手段に記憶した多項式の係数とに基づいて前記多項式の演算を行って、前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記特性決定手段で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を更新する特性更新手段とを備えることを特徴とする発振器の特性自動補償装置。
  3. 前記特性更新手段は、最小二乗法及び逐次最小二乗法の何れか一方により前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新することを特徴とする請求項１または２に記載の発振器の特性自動補償装置。
  4. 前記特性更新手段は、カルマンフィルタにより前記特性決定手段で決定した多項式の全ての係数を更新することを特徴とする請求項１または２に記載の発振器の特性自動補償装置。
  5. 温度を変化させながら、発振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、その多項式の係数を決定するステップと、決定した多項式の係数を記憶手段に記憶し、前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶した多項式の係数をもとに前記多項式の演算を行って、前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記記憶手段に記憶した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、前記記憶手段に記憶した多項式の係数を更新するステップとを備えていることを特徴とする発振器の特性自動補償方法。
  6. 発振器の特性を自動補償する発振器の特性自動補償プログラムであって、温度を変化させながら、発振手段から出力される発振信号の周波数ドリフト値を測定すると共に温度検出手段で前記発振手段の温度を測定し、前記発振手段の周波数ドリフト値と前記温度検出手段で測定した温度データとの温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、その多項式の係数を決定するステップと、決定した多項式の係数を記憶手段に記憶し、前記温度検出手段で測定した温度データと前記記憶手段に記憶した近似式の係数をもとに前記多項式の演算を行って、前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するステップと、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記記憶手段に記憶した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出したその時の温度とのデータの組を用いて、前記記憶手段に記憶した多項式の係数を更新するステップとをコンピュータに実行させることを特徴とする発振器の特性自動補償プログラム。
  7. 互いに離れた複数の測位衛星から送信される測位信号を受信し、受信した複数の測位信号に含まれる軌道情報を解析して現在位置を測位する測位信号受信機において、
    発振周波数が温度に依存する発振信号を出力する発振手段と、該発振手段の温度を検出する温度検出手段と、温度を変化させながら前記発振手段の発振周波数のドリフト値を測定し、前記温度検出手段で検出した温度と前記発振手段の発振周波数のドリフト値との温度周波数特性を表す近似式を多項式で表し、その多項式の係数を予め決定する特性決定手段と、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を記憶する記憶手段と、前記温度検出手段で検出した温度と前記記憶手段に記憶した多項式の係数とに基づいて前記多項式の演算を行って、前記発振手段の発振周波数のドリフト値を推定するドリフト値推定手段と、前記温度検出手段で検出していない温度範囲に関して、一定間隔で温度範囲を分割し、分割した温度に対して、前記特性決定手段で決定した多項式の係数によりドリフト値を算出して温度とドリフト値のデータの組を作成し、得られたデータの組と、測位により得られた前記発振手段の発振周波数の実測ドリフト値と前記温度検出手段により検出した測位時の温度とのデータの組を用いて、前記特性決定手段で決定した多項式の係数を更新する特性更新手段とを備えることを特徴とする測位信号受信機。
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