CN1762091A - 振荡器的特性自动补偿装置、特性自动补偿方法、特性自动补偿程序以及定位信号接收机 - Google Patents

Abstract

在物理量和振荡频率漂移值之间具有一定特性的振荡器中，自适应地对特性的变化进行校正，总是能推测振荡频率漂移值。具有：基准振荡器(17)，输出振荡频率取决于温度的振荡信号；TCO(16)，检测基准振荡器(17)的温度；特性确定单元，在使温度变化的同时，测定基准振荡器(17)的振荡频率漂移值，预先确定表示TCO(16)所检测的温度和基准振荡器(17)的振荡频率漂移值之间的温度频率特性的近似式的系数；存储器(13)，存储前述特性确定单元所确定的近似式的系数；漂移值推测单元，根据TCO(16)所检测的温度推测基准振荡器(17)的振荡频率漂移值；特性更新单元，使用基准振荡器(17)的振荡频率实测漂移值和由TCO(16)检测的此时温度来更新前述特性确定单元所确定的近似式的系数。

Description

振荡器的特性自动补偿装置、特性自动补偿方法、 特性自动补偿程序以及定位信号接收机

技术领域

本发明涉及用于自动校正振荡器的特性变化的振荡器的特性自动补偿装置、特性自动补偿方法、特性自动补偿程序，以及定位信号接收机。

背景技术

作为以往的定位信号接收机，公知的是，根据设置在温度补偿型石英振荡器(TCXO)附近的温度传感器所检测的温度，推测TCXO的振荡频率漂移量，使搜索来自卫星的定位信号的频率范围的中心频率偏移该推测漂移量。

然而，在上述以往的定位信号接收机中，在推测由温度传感器所检测到的温度T(T_k＜T＜T_k+1)下TCXO的振荡频率漂移量D的情况下，根据在存储器中存储的温度T_k时的漂移量D_k和温度T_k+1时的漂移量D_k+1，如图18所示，求出连接两点的直线α，使用该直线α推测漂移量D，由于将温度和漂移量的关系用折线进行近似，因而具有未解决的课题是，没有合适地表示TCXO的温度频率特性，不能高精度地推测漂移量。

因此，本发明是着眼于上述以往例的未解决的课题而提出的，本发明的目的是提供可更高精度地推测TCXO的振荡频率漂移量的特性自动补偿装置、特性自动补偿方法、特性自动补偿程序以及定位信号接收机。

发明内容

本发明的振荡器的特性自动补偿装置的特征在于，具有：振荡单元，其输出取决于给定振荡频率的物理量的振荡信号；物理量检测单元，其检测施加给该振荡单元的物理量；特性确定单元，其在使物理量变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述物理量检测单元所检测的物理量和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式的系数；存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；漂移值推测单元，其根据所述物理量检测单元所检测到的物理量推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及特性更新单元，其根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和所述物理量检测单元检测到的此时的物理量来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

这样，由于根据实测漂移值和此时的物理量来更新预先确定的表示基准振荡器的特性的近似式的系数，因而可准确跟随由经时变化等引起的特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测。

并且，本发明的振荡器的特性自动补偿装置的特征在于，具有：振荡单元，其输出振荡频率取决于温度的振荡信号；温度检测单元，其检测该振荡单元的温度；特性确定单元，其在使温度变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的温度频率特性的近似式的系数；存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；漂移值推测单元，其根据所述温度检测单元所检测到的温度推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及特性更新单元，其根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元检测到的此时的温度来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

这样，由于根据实测漂移值和温度数据来更新预先确定的表示基准振荡器的温度频率特性的近似式的系数，因而可准确跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测。

并且，其特征在于，所述温度检测单元由温度补偿型振荡器构成。

这样，由于可通过测定温度补偿型振荡器的频率变化来判定温度变化，因而可容易地检测配设在附近的基准振荡器的温度变化。

并且，其特征在于，所述特性确定单元对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式来进行表示。

这样，由于可对振荡器的温度频率特性曲线高精度地进行近似，因而可提高频率漂移值的推测精度。

并且，其特征在于，所述特性确定单元对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用次数大于等于5次的多项式来进行表示。

这样，由于能够以残差±0.1ppm以内的高精度对振荡器的温度频率特性曲线进行近似，因而可提高频率漂移值的推测精度。

并且，其特征在于，所述特性确定单元采用最小二乘法和递推最小二乘法中的任何一种，对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式进行表示。

这样，可根据温度数据和频率漂移值的测定数据的组，容易地求出表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数。

并且，其特征在于，所述特性确定单元采用卡尔曼滤波器，对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式来进行表示。

这样，可根据温度数据和频率漂移值的测定数据的组，容易地求出表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数。

并且，其特征在于，所述特性更新单元更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

这样，由于可准确地跟随由经时变化等引起的振荡器的温度频率特性变化，因而总是能以±0.1ppm以内的推测精度进行频率漂移值的推测。

并且，其特征在于，所述特性更新单元针对所述温度检测单元未检测的温度范围，以一定间隔对温度范围进行分割，针对所分割的温度，根据所述特性确定单元所确定的多项式的系数算出漂移值，作成温度和漂移值的数据组，使用所得到的数据组、以及所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和所述温度检测单元所检测到的此时的温度的数据组，采用最小二乘法和递推最小二乘法中的任何一种，更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

这样，对于所检测的温度范围外，由于根据更新前的多项式曲线计算漂移值，使用该计算值更新多项式曲线的系数，因而与仅使用检测温度范围内的数据进行更新的情况相比，可抑制检测温度范围外的推测精度的劣化，并可大幅削减存储量，没有溢出的问题。

并且，其特征在于，所述特性更新单元针对所述温度检测单元未检测的温度范围，以一定间隔对温度范围进行分割，针对所分割的温度，根据所述特性确定单元所确定的多项式的系数算出漂移值，作成温度和漂移值的数据组，使用所得到的数据组、以及所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元所检测到的此时的温度的数据组，采用卡尔曼滤波器，更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

这样，对于所检测的温度范围外，由于根据更新前的多项式曲线计算漂移值，使用该计算值更新多项式曲线的系数，因而与仅使用检测温度范围内的数据进行更新的情况相比，可抑制检测温度范围外的推测精度的劣化，并可大幅削减存储量。

并且，其特征在于，所述振荡单元由陀螺传感器的振动器构成。

这样，可更新表示陀螺传感器的振荡频率特性曲线的近似多项式的系数，校正陀螺传感器的振荡频率漂移量，可提高陀螺传感器的检测精度。

并且，其特征在于，所述振荡单元的振荡频率实测漂移值是根据全球定位系统的基准频率来测定的。

这样，由于把全球定位系统的基准频率和陀螺传感器的振荡频率进行比较来测定陀螺传感器的振荡频率漂移值，因而可准确地跟随由经时变化等引起的振荡器的温度频率特性变化，总是能高精度地推测漂移值。

并且，其特征在于，所述振荡单元的振荡频率实测漂移值是根据便携式电话的基站的载频来测定的。

这样，由于对便携电话的基站的载频和陀螺传感器的振荡频率进行比较来测定陀螺传感器的振荡频率漂移值，因而可准确地跟随由经时变化等引起的振荡器的温度频率特性变化，总是能高精度地推测漂移值。

并且，本发明的振荡器的特性自动补偿方法的特征在于，具有以下步骤：在使温度变化的同时，测定从振荡单元输出的振荡信号的频率的漂移值，并利用温度检测单元测定所述振荡单元的温度，确定表示所述振荡单元的频率漂移值和所述温度检测单元所测定的温度数据的温度频率特性的近似式的系数；把所确定的近似式的系数存储在存储单元内，根据所述温度检测单元测定的温度数据和所述存储单元中存储的近似式的系数，推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和此时的温度来更新所述存储单元中存储的近似式的系数。

这样，由于根据实测漂移值和温度数据来更新预先确定的表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数，因而可准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测。

并且，本发明的振荡器的特性自动补偿程序自动补偿振荡器的特性，其特征在于，使计算机执行以下步骤：在使温度变化的同时，测定从振荡单元输出的振荡信号的频率的漂移值，并利用温度检测单元测定所述振荡单元的温度，确定表示所述振荡单元的频率漂移值和所述温度检测单元所测定的温度数据的温度频率特性的近似式的系数；把所确定的近似式的系数存储在存储单元内，根据所述温度检测单元所测定的温度数据和所述存储单元中存储的近似式的系数，推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和此时的温度来更新所述存储单元中存储的近似式的系数。

这样，由于根据实测漂移值和温度数据来更新预先确定的表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数，因而可准确地跟随由经时变化引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测。

并且，本发明的定位信号接收机的特征在于，具有：振荡单元，其输出振荡频率取决于温度的振荡信号；温度检测单元，其检测该振荡单元的温度；特性确定单元，其在使温度变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的温度频率特性的近似式的系数；存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；漂移值推测单元，其根据所述温度检测单元所检测的温度推测所述振荡单元的振荡频率的漂移值；以及特性更新单元，其根据通过定位而得到的所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元检测到的定位时的温度来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

这样，由于根据通过定位所获得的实测漂移值以及温度数据来更新预先确定的表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数，因而可准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的概略结构图。

图2是表示第1实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性确定处理的流程图。

图3是TCO的频率和基准振荡器的漂移值的频率特性。

图4是近似多项式的次数和残差的关系图。

图5是表示图1的温度补偿控制器15中的频率搜索处理的流程图。

图6是表示第1实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性更新处理的流程图。

图7是TCO的频率和基准振荡器的漂移值的温度频率特性变化的说明图。

图8是本发明的实施方式中的近似多项式的系数更新的说明图。

图9是本发明的实施方式中的不同温度范围内的近似多项式的系数更新的说明图。

图10是表示第2实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性确定处理的流程图。

图11是表示第2实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性更新处理的流程图。

图12是卡尔曼滤波器的计算步骤的说明图。

图13是表示第3实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性确定处理的流程图。

图14是第3实施方式中的近似多项式的系数更新的说明图，图14(a)是表示预特性曲线和实际特性曲线的图，图14(b)是表示校正后的预特性曲线和实际特性曲线的图。

图15是表示第3实施方式中的图1的温度补偿控制器15的温度频率特性更新处理的流程图。

图16是表示第4实施方式的概略结构图。

图17是表示图16的CDMA终端机的电路结构的图。

图18是表示以往技术中的温度和漂移量的关系的特性图。

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明。

图1是表示把本发明应用于使用人造卫星的全球定位系统(以下称为GPS)的接收机时的实施方式的概略结构图，图中1是GPS接收机，该GPS接收机1具有用于接收由来自人造卫星的扩频信号构成的GPS信号的天线2。

由天线2所接收的GPS信号通过低噪声放大器3放大后，通过带通滤波器(BPF)4输入到混频器5，在该混频器5中与PLL电路(锁相环电路)18输出的频率信号进行混频，把预定频率(1.5GHz频带)的接收信号下变频(频率变换)成第1中频信号。

在此情况下，PLL电路18输出的频率信号是把作为振荡单元的基准振荡器17输出的大致恒定的频率信号在PLL电路18内的分频电路中进行分频而形成的信号。另外，通过控制分频比等，可改变PLL电路18输出的信号的频率，PLL电路18的振荡频率由温度补偿控制器15控制。

基准振荡器17使用无温度校正的被称为SPXO的类型的石英振荡器、或者内置温度校正的被称为TCXO的类型的石英振荡器。

然后，混频器5输出的第1中频信号由AGC(自动增益控制)放大器6放大到预定振幅。该情况下的放大率根据解调部11的状况，由温度补偿控制器15控制。

从AGC放大器6所输出的信号通过带通滤波器7被输入到混频器8。该混频器8把PLL电路18输出的(比输入到混频器5的频率更低)恒定的频率信号与第1中频信号进行混频，下变频成第2中频信号。

然后，把该混频器8输出的第2中频信号通过低通滤波器(LPF)9后，通过A/D变换器10进行A/D变换，输入到解调部11，进行GPS信号的解调处理。在该解调部11中，进行通过把A/D变换后的第2中频信号与PN码(伪随机码)相乘而实现的解扩处理，以及通过该解扩频处理后的信号的BPSK解调等而实现的传送数据的解调处理，获得从卫星传送的数据(星历表(ephemeris)数据、年历(almanac)数据、GPS时间数据等)。在此情况下，在解扩处理中使用的PN码是针对各卫星确定的值，通过选择该PN码，可选择接收的卫星。该接收卫星的选择可通过温度补偿控制器15的控制来进行。并且，解调部11可从8信道到最大16信道同时进行解调处理。因此，可同时接收多个卫星的定位信号进行解调。

然后，把在解调部11中解调所获得的来自各卫星的传送数据输入到运算处理部12，根据该传送数据，计算来自各卫星的信号的传播时间，获得与为计算各卫星的位置以及卫星和接收机之间的距离所需要的校正值(对流圈校正值、电离层校正值、GPS时间校正值)有关的信息。根据所获得的信息，求出接收机的位置和接收机的GPS时间的校正时间。

在此情况下，由于接收机的位置有(x、y、z)的3个未知数，因而加上接收机的GPS时间的校正时间t需要求出4个未知数。因此，通常需要4个或4个以上的卫星数据。

在卫星数是4个的情况下，根据校正后的各卫星和接收机间的距离数据以及各卫星的位置数据生成4个联立方程式，求解该4个联立方程式，可求出接收机的位置和接收机的GPS时间校正值(相对于GPS时间的偏移值)。并且，在运算处理部12中，当可以捕捉到来自各卫星的信号从而进行当前位置的定位时，测定基准振荡器17的振荡频率漂移量。

并且，在基准振荡器17的附近配设有作为温度检测单元的温度补偿型振荡器(以下称为TCO(Temperature complemented oscillator))16。

TCO 16是使用了电阻值随温度变化的被称为热敏电阻的电阻的RC振荡电路，频率随温度而变化。通过利用温度补偿控制器15判定输入到频率计数器14的频率信号，检测与基准振荡器17的温度变化相当的频率变化。温度补偿控制器15使用从运算处理部12输入的通过GPS定位而测定的基准振荡器17的频率漂移量、以及定位时的TCO 16的频率，求出表示TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值的温度频率特性的m次多项式。通过把所求出的多项式的m+1个系数记录在作为存储单元的存储器13内，更新预先存储的多项式的系数。

图2是表示第1实施方式中的由温度补偿控制器15执行的温度频率特性确定处理的流程图。在该温度频率特性确定处理中，确定表示预先存储在存储器13内的TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移的温度频率特性的近似式(m次多项式)的系数。

首先，把测试用的GPS接收机1放入可接收GPS信号的作为温度可变装置的恒温槽内，在步骤S1中使恒温槽内的温度变化，然后转到步骤S2，测定TCO 16的频率f_T和基准振荡器17的漂移值。

然后转到步骤S3，使计量所取得的数据数的数据取得数计数值N递增，转到步骤S4，判定计数值N是否大于等于数据取得数设定值N_s。数据取得数设定值N_s被设定成可确定更准确的温度频率特性的数据数(例如，5000左右)。

当步骤S4的判定结果是N＜N_s时，判断为未达到确定更准确的温度频率特性的数据数，转到前述步骤S1。另一方面，当N≥N_s时，转到步骤S5，根据所获得的TCO 16的频率f_T和基准振荡器17的频率漂移值的N个数据组，算出温度频率特性曲线的系数。

这里，当该GPS接收机1的可使用的温度范围是-25℃～60℃时，与该温度对应的TCO 16的频率f_T为200kHz～1800kHz。图3所示的实线表示在-25℃～60℃时TCO 16的频率f_T和基准振荡器17的漂移值实测值之间的关系。

在把该频率和漂移值的关系用m次多项式进行近似的情况下，漂移值的实测值和基于多项式的近似值之间的残差，如图4所示，当多项式的次数大于等于5次时，可控制在±0.1ppm以内，然而在小于等于4次的情况下，不能控制在±0.1ppm以内，多项式的近似精度不良。并且，即使把多项式的次数提高到大于等于11次，残差也不能改善。另外，在图4中，点划线所示的min是最小残差，双点划线所示的max是最大残差，虚线所示的std是标准偏差，实线所示的mean是平均值。

因此，在把TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值的温度频率特性曲线用9次多项式进行近似的情况下，如图4所示，可把漂移的实测值和基于多项式的近似值之间的残差控制在±0.05ppm以内，而且可以在存储器13内仅存储10个多项式系数。

因此，对利用例如9次多项式近似频率和漂移值的温度频率特性曲线的情况进行说明。

在把TCO 16的频率设为x，把基准振荡器17的频率漂移值设为y的情况下，当把频率和漂移值的测定值的组设为(x_i，y_i)时，假定温度频率特性曲线可用下式的9次多项式进行近似。

f(a，x)＝a₀+a₁x+a₂x²+…+a₉x⁹…(1)

在求出上述(1)式的系数的情况下，把某个定位点(x_i，y_i)和近似式之间的残差设为ε_i(＝y_i-f(a，x_i))，可以求出使利用近似多项式的各系数a_k(k＝0，…，9)对残差ε_i的平方和进行偏微分的结果为最小(＝0)的a。这是使用最小二乘法的解法。

$-2\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\{y_i-f(a,x_i)\}\frac{\∂f(a,x_i)}{\∂a_k}=0,(k=0,...,9)$

∴ $\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\{y_i-f(a,x_i)\}{x}_i^k=0,(k=0,...,9)---\left(2\right)$

因此，通过求解对(2)式进行整理而得到的下述(3)式，算出a_i(N)(i＝O，…，9)，可求出近似多项式y＝f(a，x)。

即，把频率和漂移值的测定值的组设为(x_i，y_i)，把GPS接收机1放入恒温槽内，在使温度变化的同时，测定TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值，对所获得的数据组应用最小二乘法，可求出温度频率特性的近似多项式的系数。

然后，转到步骤S6，把算出的9次多项式的由62比特表示的10个系数a₀(N)～a₉(N)存储在存储器13内，结束温度频率特性确定处理。

在图2中，步骤S5的处理与特性确定单元对应。

这样使用最小二乘法所求出的9次近似多项式由图3的虚线表示，可把与测定值的残差控制在±0.05ppm以内。

并且，当捕捉到来自各卫星的定位信号时，在温度补偿控制器15中，执行图5所示的频率搜索处理。

在该频率搜索处理中，首先，在步骤S21中把GPS接收机1的电源开关设定为接通状态，转到步骤S22，读入预先存储在存储器13内的近似多项式的系数a₀～a₉。然后转到步骤S23，读入TCO 16的频率，检测与当前温度相当的频率。

然后，转到步骤S24，通过把近似多项式的系数(a₀，…，a₉)和当前的TCO 16的频率代入前述(1)式，推测基准振荡器17的频率漂移值。根据这样所推测的频率漂移值，在步骤S25中搜索来自GPS卫星的定位信号。

在图5中，步骤S24的处理与漂移值推测单元对应。

另外，由于构成基准振荡器17的石英振荡器SPXO或TCXO通常具有温度和频率的特性随经时变化等而变化的倾向，因而有必要更新预先确定的温度频率特性的近似多项式的系数，对温度频率特性曲线的变化进行校正。温度频率特性曲线变化的校正是为了把频率漂移值的推测精度控制在±0.1ppm以内，仅使用偏移值(多项式的0次系数)的更新不能应对，还需要高次系数的更新。

图6是表示温度补偿控制器15所执行的温度频率特性更新处理步骤的流程图。在该温度频率特性更新处理中，在使用GPS接收机的同时，更新表示温度频率特性的多项式的所有系数。

首先，在步骤S31中把GPS接收机1的电源开关设定成接通状态，开始GPS定位，读入通过在图5的频率搜索处理中捕捉GPS定位信号所获得的实测漂移值。然后转到步骤S32，测定GPS定位时的TCO 16的频率，转到步骤S33。

在该步骤S33中，根据通过GPS定位所获得的实测漂移值的可靠度，判断是否采用该漂移值。定位可靠度根据DOP值(Dilution of Precision(精度稀释)：作为GPS定位精度指标的数值)等来判断，在DOP值D大于预定值D_SET(例如，5.0左右)的情况下，判断为GPS定位精度不良，不进行更新而结束温度频率特性更新处理。另一方面，在D≤D_SET的情况下，判断为GPS定位精度良好，转到步骤S34，算出温度频率特性曲线的系数。这样，可保持所更新的校正数据的可靠性。

现在，假定在温度为一25℃～60℃之间，TCO 16的频率从200kHz变化到1800kHz，其间的频率漂移值预先由图7所示的9次多项式曲线表示。因此，假定在与温度33℃～37℃相当的700kHz～800kHz之间进行GPS定位时，实际漂移值与最初求出的多项式曲线相比像A部分那样偏移到正侧。

在此情况下，作为GPS定位中的与温度对应的700kHz～800kHz之间的漂移值，使用通过GPS定位所获得的实测漂移值，在除此以外的温度范围内(200kHz～699kHz以及801kHz～1800kHz)按适当的间隔(例如，1kHz)选择频率，对于所选择的频率，根据最初的多项式曲线算出对应的漂移值。对这些频率和漂移值的数据组应用最小二乘法，获得新的多项式曲线的系数。

具体地说，在700kHz～800kHz之间进行GPS定位，如图8所示，在实际漂移值与最初求出的9次多项式曲线相比像A部分那样偏移到正侧的情况下，使用GPS定位时的TCO 16的频率和通过GPS定位所获得的实测漂移值的实测数据组(x_i，y_i)；以及按一定间隔对GPS定位的温度范围外进行分割、根据所分割的频率x₂，…，x_N利用多项式曲线逐次算出对应的漂移值而得到的N-1个分割数据组(x₂，y₂)，…，(x_N，y_N)，根据前述(3)式算出a₀(N)～a₉(N)，求出新的多项式曲线的所有系数。

然后在步骤S35中，通过把逐次算出的系数存储在存储器13内，进行温度频率特性曲线的系数更新。

在图6中，步骤S34的处理与特性更新单元对应。

这样，通过按一定间隔对GPS定位的温度范围外进行分割，使用逐次算出的分割数据来应用最小二乘法，与不使用分割数据而应用最小二乘法的情况相比，可大幅节约存储容量。即，由于根据存储器13中存储的多项式曲线的系数逐次算出分割数据，因而没有必要把与GPS接收机可使用的温度范围-25℃～60℃对应的频率200kHz～1800kHz之间的所有数据存储在存储器13内。

而且，为了在存储器13中存储该所有数据，必须把GPS接收机1再次放入恒温槽内使温度变化，测定TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值，因而难以在使用GPS接收机1的同时，进行多项式曲线的系数更新，然而通过使用分割数据，可在使用GPS接收机1的同时，进行多项式曲线的系数更新。

图9(b)的实线表示在图9(a)的A、B、C的3个温度范围内进行GPS定位，进行多项式曲线的系数更新的情况下的更新后的多项式曲线。这样，通过在不同的温度范围内进行GPS定位，可在宽的温度范围内近似于实际的多项式曲线。并且，如图9(b)的虚线所示，多项式的次数越高(例如，30次)，就越能减小与实际多项式曲线的残差。

下面，对本发明的第2实施方式进行说明。

该第2实施方式应用递推最小二乘法来取代最小二乘法，进行确定和更新表示TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值的温度频率特性的近似多项式的系数的处理。

图10是第2实施方式中的温度补偿控制器15所执行的温度频率特性确定处理步骤的流程图，在图2所示的第1实施方式中的温度频率特性确定处理中，步骤S4的处理移到步骤S6的处理后面，而且步骤S5的处理被置换成使用递推最小二乘法确定温度频率特性的近似多项式的系数的步骤S41，除此之外，进行与图2相同的处理，与图2相同的部分赋予相同符号，省略其详细说明。

把GPS接收机1放入可接收GPS信号的恒温槽内，在使恒温槽内的温度变化的同时，测定TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值，在使计量所取得的数据数的数据取得数计数值N递增之后，从步骤S3转到步骤S41，应用递推最小二乘法算出温度频率特性曲线的系数。

现在，f_N ^k和g_N ^k由下述(4)表示，把F(N)、A(N)、G(N)按下述(5)～(7)式设置。

$f_N^k=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^k,(k=0,...,9)$

$g_N^k=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i{x}_i^k,(k=0,...,9)---\left(4\right)$

$F\left(N\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{f}_N^0& f_N^1& .& .& f_N^9\\ f_N^1& f_N^2& .& .& f_N^{10}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ f_N^9& f_N^{10}& .& .& f_N^{18}\end{array}\right]---\left(5\right)$

$A\left(N\right)=\left[\begin{array}{c}{a}_0\left(N\right)\\ a_1\left(N\right)\\ .\\ .\\ a_9\left(N\right)\end{array}\right]---\left(6\right)$

$G\left(N\right)=\left[\begin{array}{c}{g}_N^0\\ g_N^1\\ .\\ .\\ g_N^9\end{array}\right]---\left(7\right)$

当整理前述(3)式和(5)～(7)式时，可按下述(8)式表示。

A(N)＝F^-1(N)F(N-1)A(F-1)+y_NF^-1(N)X(N)…(8)

式中，X(N)＝[x_N ⁰ x_N ¹ … x_N ⁹]^T。

即，第N个时刻的推测系数意味着，仅由上一次的第N-1个时刻的推测系数和基于第N个数据的校正构成，使用上述(8)式，可逐次求出近似多项式的系数。此时，有必要预先提供初始值F(0)和A(0)。

然后，转到步骤S6，把该9次多项式的62比特所表示的10个系数a₀(N)～a₉(N)预先记录在存储器13内，转到步骤S4，判定计数值N是否大于等于数据取得数设定值N_s。数据取得数设定值N_s被设定为可确定更准确的温度频率特性的数据数(例如，5000左右)。

当步骤S4的判定结果是N＜N_s时，判断为未达到确定更准确的温度频率特性的数据数，转到步骤S1，当N≥N_s时，结束温度频率特性确定处理。

在图10中，步骤S41的处理与特性确定单元对应。

这样，使用递推最小二乘法所求出的9次近似多项式如图3的虚线所示那样，可把与测定值的残差控制在±0.05ppm以内。

这样，通过执行图10所示的应用递推最小二乘法的温度频率特性确定处理，与图2所示应用最小二乘法的情况相比，可节约存储器。即，在使用最小二乘法求近似多项式的情况下，把(x_i，y_i)的N个所有数据的组临时存储在存储器内，之后求解前述(3)式的联立方程式，因而例如在N＝5000的情况下，一下需要5000组的存储器。另一方面，在应用递推最小二乘法的情况下，当多项式的次数是9次(m＝9)时，仅需要3×(m+1)＝30个存储器即可，因而可节约一时需要的大量存储容量。

图11是第2实施方式中的温度补偿控制器15所执行的温度频率特性更新处理步骤的流程图，在图6所示的第1实施方式中的温度频率特性更新处理中，步骤S34的处理被置换成使用递推最小二乘法更新温度频率特性的近似多项式的系数的步骤S51，除此之外，进行与图6相同的处理，与图6相同的部分赋予相同符号，省略其详细说明。

在捕捉到GPS定位信号，读入GPS定位时的TCO 16的频率之后，在步骤S33中判断为采用通过GPS定位所获得的频率漂移值来更新温度频率特性的近似多项式的系数的情况下，转到步骤S51，使用递推最小二乘法更新近似多项式的所有系数。

现在，假定温度在-25℃～60℃之间，TCO 16的值从200kHz变化到1800kHz，其间的频率漂移值预先由图7所示的9次多项式曲线表示。因此，假定在与温度33℃～37℃相当的700kHz～800kHz之间进行了GPS定位时，实际漂移值与最初求出的多项式曲线相比像A部分那样偏移到正侧。

在此情况下，如图8所示，使用GPS定位时的TCO 16的频率和通过GPS定位所获得的实测漂移值的实测数据组(x_i，y_i)；以及把GPS定位的温度范围外按一定间隔进行分割、根据所分割的频率x₂，…，x_N利用多项式曲线逐次算出对应的漂移值而得到的N-1个分割数据组(x₂，y₂)，…，(x_N，y_N)，使用递推最小二乘法根据前述(8)式算出A(N)，求出新的多项式曲线的所有系数。

在图11中，步骤S51的处理与特性更新单元对应。

这样，通过按一定间隔对GPS定位的温度范围外进行分割，使用逐次算出的分割数据来应用最小二乘法，与不使用分割数据而应用递推最小二乘法的情况相比，可更新近似多项式的所有系数而不使存储器溢出。顺便说一下，在不使用分割数据而照原样应用普通的递推最小二乘法更新近似多项式的所有系数的情况下，在最初求多项式曲线时应用递推最小二乘法，把前述(5)和(7)式的矩阵的各元素存储在存储器13内，使用在该存储器13内所存储的矩阵的各元素、通过GPS定位所获得的实测漂移值和GPS定位时的TCO 16的频率，逐次计算前述(5)和(7)式的矩阵的各元素，根据前述(8)式获得新的多项式的系数A(N)。然而，在此情况下，在把多项式的次数设为m的情况下，由于3×(m+1)个存储器逐次与频率漂移值的实测值和与其对应的TCO 16的频率的幂相加，因而需要用于解决溢出问题、确保计算精度的办法。

下面，对本发明的第3实施方式进行说明。

该第3实施方式应用卡尔曼滤波器取代最小二乘法或递推最小二乘法，进行确定和更新表示TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值的温度频率特性的近似多项式的系数的处理。

卡尔曼滤波器是以线性概率系统为对象，输入观测信号y_i(i＝0，…，k)，逐次输出系统状态u_k(n×1向量)的最佳推测值的滤波器(算法)。

卡尔曼滤波器的基本模型由下述(9)和(10)式表示，被称为状态空间模型。

u_k+1＝F_ku_k+w_k…(9)

y_k＝H_ku_k+V_k…(10)

这里，上述(9)式被称为状态方程式，上述(10)式被称为观测方程式，u_k被称为时刻t_k时的系统状态、或状态向量。

在此情况下，通过把时刻t_k时的系统状态u_k乘以状态转移矩阵F_k，并与被称为系统噪声的白噪声w_k相加，来表示时刻t_k+1时的系统状态u_k+1。这是基于这样的事实：一般情况下具有任意统计性质的信号可表现为加上白噪声后的线性动态系统的输出。

另一方面，在通常的环境下，系统状态u_k大多不能直接观测，一般作为其线性函数来观测。因此，通过把状态u_k乘以观测矩阵H_k，并与被称为观测噪声的白噪声v_k相加来表示系统输出即观测值y_k。

这里，考虑到噪声的不规则性，{u_K}、{y_k}、{w_k}、{v_k}作为概率过程来处理，一般取向量值(u_k，w_k∈R^N，y_k，v_k∈R^M)。并且，系统参数F_k和H_k有时由支配现象的物理法则导出，有时由预先通过实验所测定的相关性导出，一般为确定的矩阵。

在该系统模型中，求出当提供有连续的k+1个观测值y₀，…，y_k时的u_k的最小方差推测值U_k|k＝E{u_k|y₀，…，y_k}或者U_k|k-1＝E{u_k|y₀，…，y_k-1}的问题被称为卡尔曼滤波问题，提供该解的算法被称为卡尔曼滤波器。

为了解决卡尔曼滤波问题，对于系统噪声{w_k}、观测噪声{v_k}、以及初始状态u₀，假定如下。

E{v_i·v_j ^T}＝δ_ijR_i，

E{w_i·w_j ^T}＝δ_ijQ_i，

E{v_i·w_j ^T}＝0，

E{u₀·w_k ^T}＝0，

E{u₀·v_k ^T}＝0，

E{u₀}＝ua₀，

E{[u₀-u_a0][u₀-u_a0]^T}＝p₀…(11)

式中，δ_ij是在i＝j时为1、其他时为0的克罗内克符号(kroneckerdelta)，u_a0是已知的平均向量，R_k、Q_k和p₀是已知的协方差矩阵，u₀、{w_k}以及{v_k}分别具有高斯性。

根据上述(11)式的假定解决卡尔曼滤波问题的结果如下。

U_k|k＝u_k|k-1+K_k(y_k-H_kU_k|k-1)…(12)

U_k+1|k＝F_kU_k|k…(13)

K_k＝P_k|k-1H_k ^T(H_kP_k|k-1H_k ^T+R_k)^-1…(14)

P_k|k＝P_k|k-1-K_kH_kP_k|k-1…(15)

P_k+1|k＝F_kP_k|kF_k ^T+Q_k…(16)

U_0|-1＝u_a0，P_0|-1＝p₀…(17)

式中，K_k是滤波增益。

通过利用上述(12)～(17)式，在更新时刻k的同时观测信号y_k，可推测系统状态u_k。

作为卡尔曼滤波器的计算步骤，如图12所示，首先可根据p₀和R₀求出K₀，根据p₀和K₀求出P_0|0，根据u_a0、K₀以及y₀求出U_0|0。然后，可根据P_0|0和Q₀求出P_1|0，根据U_0|0求出U_1|0，进而根据P_1|0和R₁求出K₁，根据P_1|0和K₁求出P_1|1，根据U_1|0、K₁以及y₁求出U_1|1。

即，当提供了平均向量u_a0和协方差矩阵R₀，…，R_k、Q₀，…，Q_k、p₀、以及观测值y₀，…，y_k时，可逐次求出使平均平方误差最小的最佳推测值U_0|0，…，U_k|k和推测误差的协方差矩阵P_0|0，…，P_k|k。换句话说，卡尔曼滤波器逐次求出具有u_k条件的平均向量和协方差矩阵，特别是在高斯性的情况下，这意味着求出具有时刻变化的u_k条件的概率密度函数。

下面，对使用该卡尔曼滤波器求出表示TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值的温度频率特性的近似多项式y＝f(a，x_k)的系数a＝(a₀(k)，…，a₁₂(k))的方法进行说明。

在此情况下，系统状态u_k为多项式的系数a，上述(9)式的状态方程式把状态转移矩阵F_k作为单位矩阵表示如下。

u_k+1＝u_k+w_k…(18)

式中，u_k＝[a₀(k)，…，a_m(k)]^T。

并且，上述(10)式的观测方程式表示如下。

y_k＝H_ku_k+v_k…(19)

式中，观测矩阵H_k由TCO 16的频率表示，为H_k＝[x(k)⁰，…，x(k)^m]。

初始设定根据若干样本的平均的TCO和石英振荡器漂移的测定值，使用卡尔曼滤波器、最小二乘法或递推最小二乘法求出平均12次的预多项式，把其系数设为u_a0。

然后，设R＝σ_v ²(其中，σ_v≠0)，Q＝(σ_w ²/σ_v ²)I(I是单位向量)，而且当P_k|k-1/σ_v ²＝P_k|k-1时，由于σ_v ²＝R＝1，因而上述(14)式如下。

K_k＝P_k|k-1H_k ^T(H_kP_k|k-1Hk^T+1)^-1…(20)

式中，σ_w ²是{w_k}的方差，σ_v ²是{v_k}的方差。

并且，由于F_k是单位矩阵，因而上述(16)式如下。

P_k+1|k＝P_k|k+(σ_w ²/σ_v ²)I…(21)

最后，通过把ε₀适当设为P_0|-1＝ε₀I，而且适当设定σ_w ²/σ_v ²，可执行卡尔曼滤波器算法。

图13是第3实施方式中的温度补偿控制器15所执行的温度频率特性确定处理步骤的流程图，在图10所示的第2实施方式中的温度频率特性确定处理中，步骤S41的处理被置换成使用卡尔曼滤波器确定温度频率特性的近似多项式的系数的步骤S61，除此以外，进行与图10相同的处理，与图10相同的部分赋予相同符号，省略其详细说明。

首先，把测试用的GPS接收机1放入可接收GPS信号的恒温槽内，在使恒温槽内的温度变化的同时，测定TCO 16的频率和基准振荡器17的频率漂移值，使计量所取得的数据数的数据取得数计数值N递增，之后从步骤S3转到步骤S61，应用卡尔曼滤波器算出温度频率特性曲线的系数。

在该图13中，步骤S61的处理与特性确定单元对应。

这样由卡尔曼滤波器所求出的12次的近似多项式如图14(a)的实线所示，可把与测定值的残差控制在±0.1ppm以内。

这样，通过执行应用了图13所示的卡尔曼滤波器的温度频率特性确定处理，与应用图10所示的递推最小二乘法的情况一样，与图2所示应用最小平方法的情况相比，可节约存储器。

图15是第3实施方式中的温度补偿控制器15所执行的温度频率特性更新处理步骤的流程图，在图11所示的第2实施方式中的温度频率特性更新处理中，步骤S51的处理被置换成使用卡尔曼滤波器更新温度频率特性的近似多项式的系数的步骤S71，除此以外，进行与图11相同的处理，与图11相同的部分赋予相同符号，省略其详细说明。

在捕捉GPS定位信号，读入GPS定位时的TCO 16的频率之后，在步骤S33中判断为采用通过GPS定位所获得的频率漂移值来更新温度频率特性的近似多项式的系数的情况下，转到步骤S71，使用卡尔曼滤波器更新近似多项式的所有系数。

在图15中，步骤S71的处理与特性更新单元对应。

现在，假定在温度为-25℃～60℃之间，TCO 16的值从200kHz变化到1800kHz，其间的频率漂移值预先由图14(a)的实线所示的12次多项式曲线表示。假定本来的特性曲线如图14(a)的虚线所示，在温度20℃～40℃之间进行GPS定位。

在此情况下，与图8一样，使用GPS定位时的TCO 16的频率和通过GPS定位所获得的实测漂移值的实测数据组；以及把GPS定位的温度范围外按一定间隔进行分割、根据所分割的频率值利用多项式曲线逐次算出对应的漂移值而得到的分割数据组，采用卡尔曼滤波器算出系统状态u_k的最小方差推测值U_k|k，求出新的多项式曲线的所有系数。

这样所求出的新的多项式曲线如图14(b)的实线所示，在测定了TCO16的频率和通过GPS定位所获得的漂移值的范围内，可以以相当大的精度近似于虚线所示的本来的特性曲线。

在此情况下，由于只能获得20℃～40℃的有限温度范围内的TCO 16的频率和实测漂移值的数据，因而即使使用12次多项式，由于近似误差不能收敛在±0.05ppm以内，而是可收敛在±0.1ppm以内，因而对多项式曲线的系数更新也是有效的。

通过利用这种方法，可更新在存储器内所存储的预先求出的平均近似多项式的系数，以便在实际使用石英振荡器的同时，更近似于本来的特性曲线。

在上述各实施方式中，由于存储在存储器13内的数据仅是振荡器的温度频率特性曲线的系数，因而与照原样应用普通的最小二乘法和普通的递推最小二乘法中的任何一方的情况相比，可大幅节约存储器，并且由于把GPS定位中的检测范围外的温度按一定间隔进行分割，根据存储器13中存储的更新前的多项式曲线的系数逐次计算并求出与所分割的温度对应的频率漂移值，使用这样所获得的数据组进行多项式曲线的系数更新，因而即使在应用递推最小二乘法的情况下，也没有溢出的问题。

并且，对于GPS定位中的检测范围外的温度，由于根据更新前的多项式曲线的系数计算频率漂移值，使用该计算值更新多项式曲线的系数，因而与仅使用定位温度范围内的数据进行更新的情况相比，可抑制定位温度范围外的推测精度的劣化。

而且，利用9次或12次多项式对基准振荡器17的温度频率特性进行近似，根据振荡频率的实测漂移值和此时的温度来更新近似多项式的所有系数，因而可更准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并可把频率漂移值的推测精度控制在±0.1ppm以内。

并且，由于预先把测试用的GPS接收机放入恒温槽内，求出表示基准振荡器17的温度频率特性的近似多项式，把其系数存储在存储器13内，针对各GPS定位进行系数更新来逐渐逼近实际的特性曲线，因而没有必要把GPS接收机一台一台放入恒温槽内来求出各产品的温度频率特性曲线的系数，可削减制造GPS接收机时的成本。

另外，在上述各实施方式中，对把表示TCO 16的频率和基准振荡器17的漂移值的温度频率特性的多项式用9次或12次进行近似的情况作了说明，然而不限于此，多项式的次数越高(例如，30次左右)，温度频率特性的系数的更新精度就越高，然而只要是大于等于残差在±0.1ppm以内的5次即可。在此情况下，温度频率特性曲线由下式表示。

f(a，x)＝a₀+a₁×a₂x²+…+a_mx^m…(9)

式中，m是多项式的次数。

另外，在上述各实施方式中，对在图6、图11以及图15的温度频率特性更新处理中，在步骤S33中根据DOP值进行GPS定位可靠性判定的情况作了说明，然而不限于此，可以在通过GPS定位所获得的频率漂移值相对于近似多项式的值大于等于残差的标准偏差的情况下，采用频率漂移值进行系数更新。

并且，在上述各实施方式中，对使用存储器13中存储的表示温度频率特性的近似多项式的系数以及TCO 16所测定的频率，推测基准振荡器17的频率漂移值的情况作了说明，然而不限于此，可以在存储容量有余量的情况下，把通过GPS定位所获得的实测漂移值和定位时的TCO 16的频率的数据组存储在存储器内，在GPS定位的检测温度范围内采用存储器中存储的实测漂移值作为推测漂移值。

而且，在上述各实施方式中，对通过GPS接收机的定位进行漂移值实测的情况作了说明，然而不限于此，可以在GPS接收机例如装入在便携电话内的情况下，利用便携电话的基站的载波进行振荡频率漂移值的实测，进行振荡器的温度频率特性的校正以及偏移的频率漂移值的推测。

下面，对本发明的第4实施方式进行说明。

该第4实施方式使用本发明在利用陀螺传感器对数字照相机部分的晃动进行校正的具有GPS功能的小型信息终端中，进行陀螺传感器的温度补偿。

图16是把本发明应用于作为便携电话机的一种的安装有GPS功能的CDMA(Code Division Multiple Access：码分多址)方式的便携终端机(以下称为CDMA终端机)的情况下的第4实施方式的概略结构图，仅选取在打开用户保持的折叠式CDMA终端机20的状态下的特征的概略结构。

该CDMA终端机20由主体上部20a和主体下部20b构成。在主体上部20a的内面设置有由带有背光灯的TFT彩色液晶面板构成的显示部21，在主体上部20a的上端部设置有照相机部22。

并且，在主体下部20b，除了未作图示的键输入部等以外，还内装有：GPS单元23；磁传感器24，其通过检测地磁获得照相机部22朝向的摄影方位(旋转(Pan)角度)的信息；陀螺传感器25，其获得照相机部22朝向的高度方向的摄影角度(俯仰(Tilt)角度)的信息；以及陀螺传感器26，其获得摄影时的照相机部22的模糊信息。

而且，假定照相机部22的摄影是将用户拥有的折叠式CDMA终端机20如图16所示打开，在主体上部20a与用户的视线方向大致垂直的状态下进行的。

图17是表示CDMA终端机20的电路结构的图，图中31是用于与最近的基站进行CDMA方式的通信的天线，32是与天线31连接的RF部。

该RF部32在接收时通过双工器从频率轴上对天线31所输入的信号进行分离，通过与PLL合成器所输出的预定频率的本地振荡信号进行混频来变频成IF信号。然后，进一步利用宽带BPF仅抽出接收信道，通过AGC放大器使预期接收波的信号电平恒定之后输出到下级的调制解调部33。

另一方面，RF部32构成为在发送时根据来自控制器40的控制通过AGC放大器对从调制解调部33发送来的OQPSK(Offset Quadri-PhaseShift Keying：交错正交相移键控)调制信号进行发送功率控制，之后与PLL合成器所输出的预定频率的本地振荡信号进行混频来变频成RF频带，通过PA(Power Amplifier：功率放大器)放大为大功率，通过前述双工器从天线31发送。

并且，调制解调部33在接收时通过正交检波器将来自RF部32的IF信号分离成基带I/Q(In-phase Quadrature-phase：同相/正交相位)信号，以约10[MHz]的采样率进行数字化，输出到下级的CDMA部34。

另一方面，调制解调部33构成为在发送时以约5[MHz]的采样率对从CDMA部34发送来的数字值的I/Q信号进行模拟化，之后通过正交检波器进行OQPSK调制，输出到RF部32。

并且，CDMA部34在接收时把来自调制解调部33的数字信号输入到PN(Pseudo Noise：伪噪声)码的定时抽出电路、以及根据该定时电路的指示进行解扩/解调的多个解调电路，取得从该电路所输出的多个解调码元的同步，并在合成器进行合成，输出到下级的音频处理部35。

另一方面，CDMA部34构成为在发送时对来自音频处理部35的输出码元进行扩展处理之后，用数字滤波器施加频带限制而成为I/Q信号，输出到调制解调部33。

并且，音频处理部35在接收时对来自CDMA部34的输出码元进行解交织，利用维特比(viterbi)解调器施行纠错处理之后，把被音频处理DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)压缩的数字信号解压缩成通常的数字音频信号，对该信号进行模拟化而对扬声器(SP)36进行扬声驱动。

另一方面，音频处理部35构成为在发送时对从麦克风(MIC)37所输入的模拟音频信号进行数字化之后利用音频处理DSP压缩到1/8以下，利用卷积编码器进行纠错编码之后进行交织，把该输出码元输出到CDMA部34。

并且，图中38是GPS用的天线，GPS接收部39与该天线38连接。

该GPS接收部39与天线38一体地构成图16所示的GPS单元23。而且，GPS接收部39针对天线38所接收的来自至少3个、优选的是4个或4个以上的GPS卫星的中心频率1.57542[GHz]的GPS电波，通过使用被称为C/A码的PN码对各自扩频后的内容进行解扩来解调，根据这些信号算出三维空间上的当前位置(纬度/经度/高度)和当前时刻，把这样算出的结果输出到控制器40。

GPS接收部39具有图1所示的结构，具有TCO 16作为温度传感器。并且，GPS接收机内部的基准频率的漂移值根据GPS的基准频率来测定。

而且，控制器40与RF部32、调制解调部33、CDMA部34、音频处理部35以及GPS接收部39连接，图16所示的显示部21、照相机部22、磁传感器24、陀螺传感器25和26与该控制器40连接。

这里，控制器40由CPU和ROM、RAM等构成，根据存储在该ROM内的预定动作程序控制终端机整体，ROM除了通信时的控制和通信数据的收发控制、显示部21的显示控制、导航程序以外，还固定存储包含用于使CDMA终端机20动作的各种控制的控制器40的动作程序等。

另外，存储上述程序的存储介质不限于上述ROM，可以是磁、光学存储介质、ROM以外的半导体存储器、硬盘、CD-ROM和存储卡等的存储介质。

并且，存储在该存储介质内的程序可以构成为通过网络接收其一部分或全部。而且，上述存储介质可以是在网络上所构建的服务器的存储介质。

并且，设置在控制器40内的RAM具有：临时存储通过控制器40的控制所处理的各种数据的工作区域，以及将通话对方的姓名和电话号码成组登记的电话薄区域，电话薄区域通过电源后备保持存储内容，与该CDMA终端机20的电源接通状态没有关系。

CDMA终端机20如前所述配备有键输入部，该键输入部41具有：兼作字符输入键的拨号键、“通话”键、“切断”键、重拨键、模式选择键、光标键、快门键等。而且，该操作信号被直接输入到控制器40。

并且，CDMA终端机20具有存储器42，该存储器42用于存储通过电话线路网(通信网)所下载的各种数据和应用程序、由照相机部22所获得的摄影图像等。

而且，照相机部22由摄像部、光学镜头以及CCD等的固体摄像元件构成，当摄像部以模拟信号的形式读出通过光学镜头在固体摄像元件的摄像面上成像的被摄物体的光学像时，摄像部将其进行数字化后施行预定的色彩处理，之后输出到控制器40。

并且，陀螺传感器是检测旋转角速度的传感器，具有发生基本振动的振子。而且，它利用了这一现象：当在某一方向振动的质量伴随有角速度时，由于科里奥利(Coriolis)效应而在与该方向正交的方向上也产生振动，并且其构成为，通过检测该科里奥利力，求出物体的旋转角速度。

另外，陀螺传感器的振动数具有温度特性，频率由于经时变化而偏移。当这样由于温度变化或经时变化而使频率偏移时，具有传感器灵敏度不稳定的问题。

因此，为了使传感器灵敏度稳定，有必要测定陀螺传感器25和26的振荡频率漂移值来进行温度补偿。

如前所述，GPS接收机内部的基准频率的漂移值根据GPS的基准频率来测定。因此，通过针对各GPS定位把GPS接收机内部的基准频率和陀螺传感器的振荡频率进行比较，可测定针对TCO值的陀螺传感器25和26的振荡频率漂移值。

如果可测定陀螺传感器25和26的振荡频率漂移值，则可像前述第1～第3实施方式那样更新表示温度频率特性的近似多项式的系数，可校正陀螺传感器25和26的振荡频率漂移量。

具体地说，首先，求出表示测试用的陀螺传感器的温度频率特性的近似多项式，把其系数存储在存储器42内。然后，在GPS定位时，在控制器40中对GPS接收机内部的基准频率和陀螺传感器的振荡频率进行比较，测定针对TCO值的陀螺传感器25和26的振荡频率漂移值。然后，利用该测定的漂移值，根据第1～第3实施方式所示的温度频率特性更新处理更新存储器42中存储的近似多项式的系数。

当使用陀螺传感器检测角速度时，通过首先读入上述所更新的近似多项式的系数，然后读入设置在陀螺传感器附近的未作图示的TCO的频率，检测与当前温度相当的频率。然后，使用近似多项式的系数和当前的TCO值，推测陀螺传感器的振荡频率漂移值。

通过根据这样所推测的漂移值校正振荡频率，可使陀螺传感器25和26的传感器灵敏度稳定，提高检测精度。

这样，在上述第4实施方式中，在利用陀螺传感器的具有GPS功能的便携终端机中，通过对GPS接收机内部的基准频率和陀螺传感器的振荡频率进行比较，可测定针对TCO值的陀螺传感器的振荡频率漂移值，可进行陀螺传感器的温度频率特性的自动补偿。

并且，由于针对各GPS定位更新表示预先存储在存储器内的陀螺传感器的振荡频率的温度特性的近似多项式的系数，因而可在使用陀螺传感器的同时，准确跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，可提高振荡频率漂移值的推测精度。

另外，在上述第4实施方式中，对根据GPS接收机内部的基准频率测定陀螺传感器的振荡频率漂移值的情况作了说明，然而不限于此，可以根据进行了与基站的载波同步后的CDMA终端的PLL或VCO(都未作图示)的振荡频率，测定陀螺传感器的振荡频率漂移值。

并且，在上述各实施方式中，对振荡单元具有温度依赖性的情况作了说明，然而不限于此，在振荡器的振荡频率对温度以外的压力、湿度、重力、加速度等的物理量具有依赖性的情况下，可以使用压力传感器、湿度传感器、重力传感器、加速度传感器等的物理量检测单元检测这些物理量。

而且，在上述各实施方式中，对振荡单元具有温度依赖性的情况作了说明，然而不限于此，在电流、电压等的输出对温度具有依赖性的情况下，可以把温度和其输出的特性用近似式表示，在因经时变化等而使温度和输出的特性变化的情况下，可以利用输出的实测值校正特性变化。

产业上的利用可能性

根据本发明的振荡器的特性自动补偿装置，由于可根据温度数据和频率漂移值的测定数据组，容易地求出表示基准振荡器的温度频率特性的近似式的系数，并可根据实测漂移值和温度数据更新该系数，因而可准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测，因此是便利的。

并且，由于把表示基准振荡器的温度频率特性的近似式用多项式表示，并更新其所有系数，因而可准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并可提高频率漂移值的推测精度，因此是便利的。

这样，对于所检测的温度范围外，由于根据更新前的多项式曲线计算漂移值，使用该计算值更新多项式曲线的系数，因而与仅使用检测温度范围内的数据进行更新的情况相比，可抑制检测温度范围外的推测精度的劣化，并可大幅削减存储量，没有溢出的问题。

并且，本发明的定位信号接收机由于根据通过定位所获得的实测漂移值和温度数据更新预先确定的表示振荡器的温度频率特性的近似式的系数，因而可准确地跟随由经时变化等引起的温度频率特性变化，并总是能高精度地进行频率漂移值的推测，因此是便利的。

Claims (16)

1.一种振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，具有：

振荡单元，其输出取决于给定振荡频率的物理量的振荡信号；

物理量检测单元，其检测施加给该振荡单元的物理量；

特性确定单元，其在使物理量变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述物理量检测单元所检测的物理量和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式的系数；

存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；

漂移值推测单元，其根据所述物理量检测单元所检测到的物理量推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及

特性更新单元，其根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和所述物理量检测单元检测到的此时的物理量来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

2.一种振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，具有：

振荡单元，其输出振荡频率取决于温度的振荡信号；

温度检测单元，其检测该振荡单元的温度；

特性确定单元，其在使温度变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的温度频率特性的近似式的系数；

存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；

漂移值推测单元，其根据所述温度检测单元所检测到的温度推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及

特性更新单元，其根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元检测到的此时的温度来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

3.根据权利要求2所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述温度检测单元由温度补偿型振荡器构成。

4.根据权利要求2或3所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性确定单元对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式来进行表示。

5.根据权利要求2至4中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性确定单元对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用次数大于等于5次的多项式来进行表示。

6.根据权利要求2至5中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性确定单元采用最小二乘法和递推最小二乘法中的任何一种，对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式进行表示。

7.根据权利要求2至5中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性确定单元采用卡尔曼滤波器，对于表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的特性的近似式，用多项式来进行表示。

8.根据权利要求4至7中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性更新单元更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

9.根据权利要求4至8中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性更新单元针对所述温度检测单元未检测的温度范围，以一定间隔对温度范围进行分割，针对所分割的温度，根据所述特性确定单元所确定的多项式的系数算出漂移值，作成温度和漂移值的数据组，使用所得到的数据组、以及所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和所述温度检测单元所检测到的此时的温度的数据组，采用最小二乘法和递推最小二乘法中的任何一种，更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

10.根据权利要求4至8中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述特性更新单元针对所述温度检测单元未检测的温度范围，以一定间隔对温度范围进行分割，针对所分割的温度，根据所述特性确定单元所确定的多项式的系数算出漂移值，作成温度和漂移值的数据组，使用所得到的数据组、以及所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元所检测到的此时的温度的数据组，采用卡尔曼滤波器，更新所述特性确定单元所确定的多项式的所有系数。

11.根据权利要求2至10中的任何一项所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述振荡单元由陀螺传感器的振子构成。

12.根据权利要求11所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述振荡单元的振荡频率实测漂移值是根据全球定位系统的基准频率来测定的。

13.根据权利要求11所述的振荡器的特性自动补偿装置，其特征在于，所述振荡单元的振荡频率实测漂移值是根据便携式电话的基站的载频来测定的。

14.一种振荡器的特性自动补偿方法，其特征在于，具有以下步骤：

在使温度变化的同时，测定从振荡单元输出的振荡信号的频率的漂移值，并利用温度检测单元测定所述振荡单元的温度，确定表示所述振荡单元的频率漂移值和所述温度检测单元所测定的温度数据的温度频率特性的近似式的系数；

把所确定的近似式的系数存储在存储单元内，根据所述温度检测单元测定的温度数据和所述存储单元中存储的近似式的系数，推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及

根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和此时的温度来更新所述存储单元中存储的近似式的系数。

15.一种振荡器的特性自动补偿程序，对振荡器的特性进行自动补偿，其特征在于，使计算机执行以下步骤：

在使温度变化的同时，测定从振荡单元输出的振荡信号的频率的漂移值，并利用温度检测单元测定所述振荡单元的温度，确定表示所述振荡单元的频率漂移值和所述温度检测单元所测定的温度数据的温度频率特性的近似式的系数；

把所确定的近似式的系数存储在存储单元内，根据所述温度检测单元所测定的温度数据和所述存储单元中存储的近似式的系数，推测所述振荡单元的振荡频率漂移值；以及

根据所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和此时的温度来更新所述存储单元中存储的近似式的系数。

16.一种定位信号接收机，接收从相互分离的多个定位卫星所发送的定位信号，对所接收的多个定位信号中包含的轨道信息进行分析来对当前位置进行定位，其特征在于，具有：

振荡单元，其输出振荡频率取决于温度的振荡信号；

温度检测单元，其检测该振荡单元的温度；

特性确定单元，其在使温度变化的同时，测定所述振荡单元的振荡频率的漂移值，预先确定表示所述温度检测单元所检测的温度和所述振荡单元的振荡频率漂移值的温度频率特性的近似式的系数；

存储单元，其存储所述特性确定单元所确定的近似式的系数；

漂移值推测单元，其根据所述温度检测单元所检测的温度推测所述振荡单元的振荡频率的漂移值；以及

特性更新单元，其根据通过定位而得到的所述振荡单元的振荡频率实测漂移值和由所述温度检测单元检测到的定位时的温度来更新所述特性确定单元所确定的近似式的系数。

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