WO2008023539A1

WO2008023539A1 - Récepteur, circuit intégré et procédé de réception

Info

Publication number: WO2008023539A1
Application number: PCT/JP2007/064896
Authority: WO
Inventors: Tomohiro Kimura; Kenichiro Hayashi
Original assignee: Panasonic Corporation
Priority date: 2006-08-21
Filing date: 2007-07-30
Publication date: 2008-02-28
Also published as: CN101496324A; EP2056499A4; JPWO2008023539A1; US20090207956A1; EP2056499A1; JP5020246B2; US8275056B2; CN101496324B; EP2056499B1

Description

明細書

受信装置、集積回路及び受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、地上デジタルテレビジョン放送などの移動受信における伝搬歪みを補償する等化技術に関する。

背景技術

[0002] 地上デジタルテレビジョン放送方式には、例えば、日本の ISDB—T (Integrated Se rvices Digital Broadcasting - Terrestrial)方式¹ - 欧州の DVB— T (Digital Video Bro adcasting - Terrestrial)方式などがあり、それらはマルチキャリア伝送方式の一つで ¾> OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) fe; (^方式を採用する。

[0003] ISDB— T方式及び DVB— T方式では、送信装置は分散パイロット信号 (以下、 SP 信号と言う。）と呼ばれる受信側で既知の振幅及び位相で BPSK (Binary Phase Shift Keying)変調されたパイロット信号を周期的に送信する。受信装置は受信信号に含まれる SP信号の振幅及び位相を監視することにより伝送路特性を逐次推定し、推定した伝送路特性を利用して受信信号を等化する。

[0004] ISDB— T方式及び DVB— T方式で伝送される SP信号の信号配置の模式図を図

16に示す。但し、図 16において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸は SP信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。

SP信号は、 1つのシンボル内では 12キャリア毎に配置され、シンボル毎に 3キヤリァずつシフトされ、 4シンボルで巡回するように配置されて送信される。

[0005] 次に、 OFDM伝送方式を用いた地上デジタルテレビジョン放送を受信する従来の受信装置の構成を図 17に示す。

受信装置 100では、放送局から発せられた放送波が伝送路を介してアンテナ 101 によって受信される。そして、チューナ 102はアンテナ 101が受信した複数の放送波の中から所望の放送波を選局し、選局した放送波を所定の周波数帯域に変換する。

[0006] AFC (Automatic Frequency Control)部 103は、チューナ 102から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号を後段の回路部へ出力する。なお、 AFC部 103の構成は、例えば、特許文献 1に開示されている。

シンボル同期部 104は AFC部 103から入力される受信信号に基づいてシンボルタイミングを推定する。フーリエ変換部 105はシンボル同期部 104によって推定されたシンボルタイミングに従って AFC部 103から入力される受信信号をフーリエ変換する

[0007] 等化部 106は、フーリエ変換部 105から入力される受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づ!/、て受信信号を等化する。

次に、図 17の等化部 106の構成を図 18に示す。但し、図 17の等化部 106の構成は特許文献 2に開示された構成である。

等化部 106において、フーリエ変換部 105によるフーリエ変換後の受信信号は、 S P信号抽出部 151及び除算部 153の夫々に供給される。

[0008] SP信号抽出部 151は、受信信号から SP信号を抽出し、抽出した SP信号を利用して SP信号が配置された位置 (以下、 SP信号位置と言う。）における伝送路特性を推定する。伝送路推定部 152は、 SP信号位置における伝送路特性に基づいて、データ変調信号が配置された位置 (以下、データ変調信号位置と言う。）における伝送路特性を推定する。除算部 153は、データ変調信号を伝送路推定部 152によって推定された伝送路特性で除算することで、データ変調信号を等化する。

[0009] なお、伝送路推定部 152の詳細は特許文献 2に開示されていないが、一般に伝送路推定部 152は、シンボル方向の補間処理を行うシンボル補間フィルタ 152aとキヤリァ方向の補間処理を行うキャリア補間フィルタ 152bとを有する。

ドッブラ周波数推定部 154は、 SP信号抽出部 151で推定された伝送路特性の時間変動を観測し、伝送路特性の変動の速度、即ち、ドッブラ周波数を推定する。補間フィルタ選択部 156は、ドッブラ周波数推定部 154によって推定されたドッブラ周波数に応じて、フィルタ係数 ROM (Read Only memory) 155に記憶されているフィルタ係数を選択する。

[0010] シンボル補間フィルタ 152aは、補間フィルタ選択部 152によって選択されたフィノレタ係数によりフィルタの周波数伝達特性の通過帯域幅を変更し、シンボル方向の補間処理を行う。

なお、シンボル補間フィルタ 152aは、通過帯域幅が狭いほど、 SP信号抽出部 151 で推定された伝送路特性に含まれる雑音をより効果的に除去することができる。また、受信装置の移動速度が低いほどドッブラ変動によって生じる伝送路特性の変動が占有する周波数帯域幅が狭!/、ため、受信装置の移動速度が低レ、ほどシンボル補間フィルタ 152aの通過帯域幅を狭くすることができる。等化部 106は、受信装置の移動速度に応じて周波数伝達特性の通過帯域幅を調整することによって伝送路特性に含まれる雑音を効果的に除去するものである。

[0011] なお、図 16に示す SP信号の配置の場合、 SP信号抽出部 151で推定される伝送路特性はシンボル方向には 4シンボル間隔でしか得られない。このため、シンボルの周期を T秒とすると、複素信号の標本化定理から、シンボル補間フィルタ 152aの通過帯域幅は 1/ (4T)ヘルツ以上に広くすることはできな!/、。

特許文献 1：特許第 3074103号公報

特許文献 2：特開 2005— 286636号公幸

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] 以下、従来の受信装置 100の動作について図 19を用いて説明する。但し、図 19は、鏡面波（直接波或いは定常波とも言う。）と散乱波とを同時に受信するライスフエ一ジング環境下において、鏡面波が進行方向の前方から到来し、鏡面波がドッブラ周波数シフトを伴った場合である。なお、散乱波が全方向から均一に到来していると仮疋。

図 19の各図において、横軸はシンボル周波数 f で正規化された周波数を表す。図

19 (a)〜（c)、 (e)〜（g)において、縦軸はスペクトル密度（dB)を表し、図 19 (d)において、縦軸はゲイン（dB)を表す。なお、シンボル周波数 f はシンボルの周期を T秒とすると、 f = 1/Tヘルツになる。

[0013] 図 19 (a)は、鏡面波が進行方向前方から到来する場合のライスフェージング環境下における伝送路特性の時間変動を等価低域のスペクトル密度で表したものである。図 19 (a)において、 Sは鏡面波成分、 D (楕円内）は散乱波成分を表す。散乱波成分 Dは、最大ドッブラ周波数を f とすると、—f 力も + f まで分布する。進行

Dmax Dmax Dmax

方向前方から到来する鏡面波成分 Sは、 +f に周波数シフトする。

Dmax

[0014] 図 19 (b)は、 AFC部 103が出力する受信信号で観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。散乱波成分 Dに比べて鏡面波成分 Sの受信電力が大きい場合、 AFC部 103は鏡面波成分 Sのドッブラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして受信信号の周波数誤差を除去するための周波数制御を行う。これにより、 AFC部 103が出力する受信信号で観測される伝送路特性のスぺタトノレ密度は鏡面波成分 Sが直流 (周波数が 0)付近になるように周波数シフトされる。 A FC部 103は、受信信号に係る伝送路特性を仮想的に周波数シフトする。

[0015] 図 19 (c)は、 AFC部 103の出力がフーリエ変換部 105を介して等化部 106に入力され、受信信号に含まれる SP信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスぺタトル密度で表したものである。 1308—丁方式及び0¥8—丁方式では、図 16に示すように、 SP信号はシンボル方向には 4シンボルに 1回配置されているため、 SP信号位置で観測される伝送路特性には、シンボル周波数 f の l/4 ( = f /4)の間隔でエイリアシングが生じる。

[0016] 図 19 (d)は、シンボル補間フィルタ 152aの周波数伝達特性を表す。シンボル補間フィルタ 152aは、図 19 (c)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性をフィルタリングすることで、図 19 (b)に示した AFC部 103が出力する受信信号に力、かる伝送路特性を推定する。

図 19 (e)は、図 19 (c)に示す SP信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分（図 19 (b)に示した AFC部 103が出力する受信信号にかかる伝送路特性）をシンボル補間フィルタ 152aによってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。

[0017] 図 19 (f)は、図 19 (c)に示す SP信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分をシンボル補間フィルタ 152aによってフィルタリングして阻止された成分をスペクトル密度で表したものである。

図 19 (e)、（から、シンボル補間フィルタ 152aから出力される伝送路特性は、所望の伝送路特性力低い周波数成分が欠落した伝送路特性であることが分かる。

[0018] 図 19 (g)は、図 19 (c)に示す SP信号位置で観測される伝送路特性のうちのエイリァシングによる伝送路特性の成分（図 19 (c)に示した SP信号で観測された伝送路特性から図 19 (b)に示した所望の伝送路特性を除いた伝送路特性の成分）をシンボル補間フィルタ 152aによってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。

[0019] 図 19 (f)および図 19 (g)の成分は、シンボル補間フィルタ 152aによる補間の誤差であり、伝送路推定部 152における伝送路特性の推定の誤差を生じ、等化部 106における復調の誤差が生じる原因となる。

しかしながら、シンボル補間フィルタ 152aの周波数伝達特性の通過帯域幅をドッブラ周波数に応じて変更しても、図 19 (f )及び図 19 (g)の成分の双方を同時に小さくすることはできず、従来の受信装置では等化部 106における復調の誤差を低減することは困難である。

[0020] なお、上記の説明ではライスフェージング環境を例に説明した力反射波に鏡面波を含むマルチパス伝搬環境や、 OFDM伝送方式のマルチパス耐性を利用した SFN (Single Frequency Network)環境などのように複数の鏡面波を同時に受信する伝搬環境においても、受信される複数の鏡面波が到来方向の違いによって異なるドッブラ周波数シフトを受けている場合、自動周波数制御部 103が比較的電力の大きな到来波のドッブラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして周波数制御を行うことにより、ライスフェージング環境と同様の課題が発生する。

[0021] そこで、本発明は、伝送路特性の時間変動をより正確に推定して受信品質を向上した受信装置、集積回路及び受信方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0022] 上記目的を達成するために本発明の受信装置は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づレ、て前記受信信号を等化する等化部と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、を備え、前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。

[0023] 本発明の集積回路は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行!/、、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づ!/、て前記受信信号を等化する等化部と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、を備え、前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。

[0024] 本発明の受信方法は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能であるフィルタ部によって前記伝送路特性算出手順において算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御手順と、を有し、前記フィルタ制御手順は、前記受信信号に含まれる第 1 信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御手順により決定されたシフト量に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする。 [0025] なお、周波数伝達特性を f (f)、周波数伝達特性 f (f)を周波数シフトするシフト量を Δ f、周波数伝達特性 f (f)をシフト量 Δ f周波数シフトした後の周波数伝達特性を g (f )とすると、 f (f ) =g (f + Δ f )の関係を満たす。

発明の効果

[0026] 上記受信装置、集積回路、及び受信方法の夫々によれば、フィルタ制御部は第 1 信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、てフィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせる。これによつて、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高くするとともに、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率を低くすることが可能になり、伝送路特性の時間変動をより正確に推定することが可能になる。

[0027] 上記の受信装置において、前記パイロット信号は前記受信信号に M (Mは 2以上の整数)シンボル毎に挿入されて伝送され、前記第 1信号は N (Nは Mより小さい 1以上の整数)シンボル毎に挿入されて伝送され、前記フィルタ制御部は、前記第 1信号に基づいて当該第 1信号に対する伝送路特性を算出する第 1伝送路特性算出部と、前記第 1伝送路特性算出部で算出された伝送路特性に対するフィルタ処理をフィルタ処理の周波数伝達特性を順次周波数シフトさせながら行う第 1フィルタ部と、前記第 1フィルタ部の出力信号を観測し、観測結果に基づ!/、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定するシフト量決定部と、を備えるようにしてもよい。

[0028] 上記の受信装置において、前記シフト量決定部は、前記第 1フィルタ部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最大値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最大値になるときの前記第 1フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最大値検出部と、を備えるようにしてもよい。

[0029] 上記の受信装置において、前記シフト量決定部は、前記第 1伝送路特性算出部の出力信号と、当該出力信号が前記第 1フィルタ部によりフィルタ処理されて得られた信号との差分を算出し、出力信号として差分結果を出力する差分算出部と、前記差分算出部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最小値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最小値になるときの前記第 1フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最小値検出部と、を備えるようにしてもよい。

[0030] これらによれば、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性に係るエイリアシング成分が現れる間隔より大きい間隔でエイリアシング成分が現れる伝送路特性を用いて、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定することになる。このため、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量の決定をエイリアシング成分を含まずに行うことが可能となって、シフト量の決定をより適切に行うことが可能になる。

[0031] 上記の受信装置において、前記第 1信号は毎シンボル揷入されるものであってもよい。

上記の受信装置において、前記第 1信号は DVB— T方式における連続パイロット信号であってもよい。

上記の受信装置において、前記第 1信号は ISDB— T方式における TMCC信号又は DVB—T方式における TPS信号であってもよい。

[0032] これらによれば、最も大きい間隔でエイリアシング成分が現れる伝送路特性を用いて、フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定することができ上記の受信装置において、前記第 1伝送路特性算出部は、前記 TMCC信号又は前記 TPS信号を復号する復号部と、前記復号部による復号結果に基づいて、前記 T MCC信号又は前記 TPS信号で伝送された制御情報を DBPSK変調する再変調部と、前記受信信号に揷入されて伝送される TMCC信号又は TPS信号と、前記再変調部による DBPSK変調により得られた TMCC信号又は TPS信号とに基づいて、当該 TMCC信号又は当該 TPS信号に対する伝送路特性を算出する算出部と、を備えるようにしてあよレヽ。

[0033] これによれば、 TMCC信号又は TPS信号を用いた伝送路特性の算出の一形態を提供すること力でさる。

上記の受信装置におレ、て、前記フィルタ部は前記周波数伝達特性の通過帯域幅が変更可能であって、前記フィルタ制御部は、前記第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記フィルタ部の周波数伝達特性の通過帯域幅を決定し、前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定された通過帯域幅に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性の前記通過帯域幅を変更するようにしてもよい。

[0034] これによれば、伝送路特性算出部によって算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高く維持したまま、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率をさらに低くすべぐ前記フィルタ部の通過帯域幅をより適切に制御することができる。

本発明の受信装置は、受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、前記自動周波数制御部により周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づ!/、て前記受信信号を等化する等化部と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づいて前記受信信号を周波数シフトする。

[0035] 本発明の集積回路は、受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、前記自動周波数制御部により周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づ!/、て前記受信信号を等化する等化部と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づいて前記受信信号を周波数シフトする。

[0036] 本発明の受信方法は、自動周波数制御部が受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御手順と、前記自動周波数制御手順において周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づ!/、て前記受信信号を等化する等化手順と、前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御手順と、を有し、前記制御手順は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御手順にお!/、て決定されたシフト量に基づ!/、て前記受信信号を周波数シフトする

[0037] 上記受信装置、集積回路、及び受信方法の夫々によれば、第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量が制御される。これによつて、パイロット信号に基づいて算出された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分がフィルタ部を通過する比率を高くするとともに、当該所望の伝送路特性の成分以外の成分がフィルタ部を通過する比率を低くすることが可能になり、伝送路特性の時間変動をより正確に推定することが可能になる。

図面の簡単な説明

[0038] [図 1]第 1の実施の形態の受信装置の構成図。 [図 2]図 1の AFC部の構成図。

[図 3]DVB— T方式における分散パイロット信号及び連続パイロット信号の信号配置を示す模式図。

[図 4]図 1の等化部の構成の構成図。

[図 5]図 4のシンボル補間フィルタの構成図。

[図 6]図 4のフィルタ制御部の構成図。

[図 7]図 6のフィルタ制御部の動作を説明するための図。

[図 8]第 1の実施の形態の受信装置の動作を説明するための図。

[図 9]第 2の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。

[図 10]図 9のフィルタ制御部の動作を説明するための図。

[図 11]ISDB— T方式における分散パイロット信号及び TMCC信号の信号配置を示す模式図。

[図 12]第 3の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。

[図 13]第 4の実施の形態のフィルタ制御部の構成図。

[図 14]第 5の実施の形態の受信装置の構成図。

[図 15]シンボル補間フィルタの周波数伝達特性の周波数シフト及び通過帯域幅の制御を行う利点を説明するための図。

[図 16]ISDB— T方式及び DBV— T方式における分散パイロット信号の信号配置を示す模式図。

[図 17]従来の受信装置の構成図。

[図 18]図 17の等化部の構成図。

[図 19]従来の受信装置の動作を説明するための図。

符号の説明

1 受信装置

2 アンテナ

3 チューナ

4 AFC部

5 シンボル同期部フーリエ変換部

等化部

誤り訂正部

映像音声復号部

表示部

スピーカ

AFC制御部

周波数発振部

乗算部

遅延部

相関部

周波数誤差検出部

SP信号抽出部

SP信号発生部

、 43、 64 伝送路特性算出部シンボル補間フィルタキャリア補間フィルタ

除算部

、 27a、 27b、 27c フィノレタ制徒 P部

CP信号抽出部

CP信号発生部

フィルタ設定部

シンボノレフイノレタ

、 46a 電力値算出部

最大値検出部

遅延部

差分算出部

最小値検出部 61 TMCC信号抽出部

62 TMCC復号部

63 TMCC再変調部

発明を実施するための最良の形態

[0040] 《第 1の実施の形態》

以下、本発明の第 1の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。 <受信装置の構成 >

本実施の形態の受信装置 1の構成について図 1を参照しつつ説明する。図 1は本実施の形態の受信装置 1の構成図であり、 OFDM伝送方式を用いた地上デジタノレテレビジョン放送を受信する受信装置の一構成例である。

[0041] 受信装置 1は、アンテナ 2と、チューナ 3と、 AFC部 4と、シンボル同期部 5と、フーリヱ変換部 6と、等化部 7と、誤り訂正部 8と、映像音声復号部 9と、表示部 10と、スピー力 11とを備える。

アンテナ 2は、不図示の放送局から発せられた放送波を伝送路を介して受信し、受信した放送波をチューナ 3へ出力する。

[0042] チューナ 3は、アンテナ 2で受信された複数の放送波の中から所望の放送波を選局し、選局した放送波を所定の周波数帯域に変換し、変換により得られた所定の周波数帯域の受信信号を AFC部 4へ出力する。

AFC部 4は、チューナ 3から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号をシンボル同期部 5及びフーリエ変換部 6の夫々へ出力する。なお、 AFC部 4の詳細は図 2を用いて後述する。

[0043] シンボル同期部 5は、 AFC部 4から入力される受信信号に基づいてシンボルタイミングを推定し、推定したシンボルタイミングをフーリエ変換部 6に対して通知する。フーリエ変換部 6は、シンボル同期部 5によって通知されるシンボルタイミングに従つて、 AFC部 4から入力される受信信号をフーリエ変換することにより、時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号に変換する。そして、フーリエ変換部 6は、フーリェ変換により得られた周波数領域の受信信号を等化部 7へ出力する。

[0044] 等化部 7は、フーリエ変換部 6から入力される周波数領域の受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化し復調する。そして、等化部 7は、復調した受信信号を誤り訂正部 8へ出力する。なお、等化部 7の詳細は図 4を用いて後述する。

誤り訂正部 8は、等化部 7から入力される復調された受信信号に対して誤り訂正処理を施し、誤り訂正処理を施した受信信号を映像音声復号部 9へ出力する。

[0045] 映像音声復号部 9は、誤り訂正部 8から入力される誤り訂正処理が施された受信信号に対して復号処理を施し、復号処理により得られた復号データを映像データとして表示部 10へ出力し、或いは、音声データとしてスピーカ 11へ出力する。

表示部 10は、映像音声復号部 9から入力される復号データに基づいて映像表示を行い、スピーカ 11は、映像音声復号部 9から入力される復号データに基づいて音声出力を行う。

[0046] <AFC部の構成〉

図 1の AFC部 4の構成について図 2を参照しつつ説明する。図 2は図 1の AFC部 4 の構成図である。

AFC部 4は、周波数発振部 15と、乗算部 16と、遅延部 17と、相関部 18と、周波数誤差検出部 19とを備える。

[0047] 周波数発振部 15は、周波数誤差検出部 19により発振周波数が制御されて複素正弦波を発振し、発振した複素正弦波を乗算部 16へ出力する。

乗算部 16は、チューナ 3から入力される受信信号と周波数発振部 15から入力される複素正弦波とを乗算し、乗算により得られた受信信号をシンボル同期部 5及びフーリエ変換部 6の夫々へ出力するとともに、遅延部 17及び相関部 18の夫々へ出力する

〇

[0048] 遅延部 17は、乗算部 16から入力される受信信号を有効シンボルのシンボル長に相当する時間遅延させて、相関部 18へ出力する。

相関部 18は、乗算部 16から入力される受信信号と遅延部 17から入力される受信信号との相関演算を行い、演算結果を周波数誤差検出部 19へ出力する。但し、遅延部 17から入力される受信信号は、乗算部 16から入力される受信信号が有効シンボルのシンボル長に相当する時間遅延した信号である。 [0049] なお、相関部 18は、有効シンボルの一部（ガードインターバルで伝送される信号の元になる部分）とガードインターバルで伝送される信号との相関演算を行う。

周波数誤差検出部 19は、相関部 18から入力される相関の位相角を有効シンボルのシンボル長に相当する時間で除算して、周波数誤差を求める。周波数誤差検出部

19は、求めた周波数誤差に基づいて、周波数誤差が小さくなるように周波数発振部

15の発振周波数を制御する。

[0050] <分散パイロット信号及び連続パイロット信号の信号配置〉

分散パイロット信号 (SP信号)及び連続パイロット信号 (CP信号)の信号配置について図 3を参照しつつ説明する。図 3は DVB— T方式における SP信号及び CP信号の信号配置を示す模式図である。但し、図 3において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸は SP信号、二重丸は CP信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。

[0051] SP信号及び CP信号は、夫々、送信側にお!/、て所定の振幅及び所定の位相で BP

SK (Binary Phase Shift Keying)変調された信号であり、所定の振幅及び所定の位相は受信側で既知である。

[0052] CP信号は、所定のキャリアに毎シンボル配置されて送信される。 CP信号は SP信号が配置されるキャリアに配置されるため、一部の CP信号 (4シンボルに 1つの CP信号）は SP信号を兼ねる。

<等化部の構成〉

図 1の等化部 7の構成について図 4を参照しつつ説明する。図 4は図 1の等化部 7 の構成図である。

[0053] 等化部 7は、 SP信号抽出部 21と、 SP信号発生部 22と、伝送路特性算出部 23と、シンポノレネ甫間フイノレタ 24と、キャリアネ甫間フイノレタ 25と、除算部 26と、フイノレタ制卸部 27とを有する。

フーリエ変換部 6によるフーリエ変換後の受信信号は、除算部 26、 SP信号抽出部 21、及びフィルタ制御部 27の夫々に供給される。 [0054] SP信号抽出部 21は、フーリエ変換部 6から入力されるフーリエ変換後の受信信号から SP信号（SP信号を兼ねる CP信号を含む。）を抽出し、抽出した SP信号を伝送路特性算出部 23へ出力する。

SP信号発生部 22は、送信側において変調されて得られた SP信号と同じ振幅及び同じ位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を伝送路特性算出部 23へ出力する。

[0055] 伝送路特性算出部 23は、 SP信号抽出部 21から入力される SP信号を、 SP信号発生部 22から入力される信号で除算し、除算結果をシンボル補間フィルタ 24へ出力する。但し、除算結果は、 SP信号抽出部 21によって抽出された SP信号が配置された位置（SP信号位置）における伝送路特性である。

シンボル補間フィルタ 24は、周波数と伝達特性との関係を表す周波数伝達特性が周波数シフト可能な構造を有するフィルタであり、周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量がフィルタ制御部 27により制御される。

[0056] シンボル補間フィルタ 24は、 SP信号が配置されたキャリアのデータ変調信号が配置された位置 (データ変調信号位置）における伝送路特性を推定するため、 SP信号が配置されたキャリア毎に、 SP信号位置における伝送路特性を用いてシンボル方向の補間処理を行う。なお、シンボル補間フィルタ 24の一構成例は図 5を用いて後述する。

キャリア補間フィルタ 25は、 SP信号が配置されたキャリア以外のキャリアのデータ変調信号位置における伝送路特性を推定するため、シンボル毎に、取得された伝送路特性を用いてキャリア方向の補間処理を行う。

[0057] 除算部 26は、フーリエ変換部 6から入力される受信信号内のデータ変調信号を当該データ変調信号が配置された位置における伝送路特性で除算することによって、データ変調信号を等化して復調し、復調したデータ変調信号を誤り訂正部 8へ出力する。

フィルタ制御部 27は、フーリエ変換部 6から入力されるフーリエ変換後の受信信号力 CP信号を抽出し、 CP信号が配置されたキャリアでの伝送路特性の時間的な変動を観測する。そして、フィルタ制御部 27は、観測結果に基づいてシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を決定し、決定したシフト量をシンボル補間フィルタ 24に通知するための周波数制御信号をシンボル補間フィノレタ 24へ出力する。シンボル補間フィルタ 24は、フィルタ制御部 27から周波数制御信号の入力を受けて、周波数制御信号が示すシフト量に基づレ、て周波数伝達特性を周波数シフトする。このようにして、フィルタ制御部 27は、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。なおフィルタ制御部 27の詳細は図 6 を用いて後述する。

[0058] <シンボル補間フィルタの構成〉

図 4のシンボル補間フィルタ 24の構成について図 5を参照しつつ説明する。図 5は図 4のシンボル補間フィルタ 24の構成図であり、シンボル補間フィルタ 24を（2k+ 1) タップの FIR (Finite Impulse Response)型フィルタで構成した例である。なお、 kは正の整数である。

[0059] シンボル補間フィルタ 24は、 2k個の遅延部 31 ··· 31 31 31 .·· 3 k+l — 1 0 1

1と、（2k+l)個の乗算部 32 32 ··· 32 32 32 · · · 32と、（2k k k k+l -1 0 1 k

+1)個の位相回転部 33 33 ··· 33 33 33 ··· 33と、カロ算部 34 k k+l -1 0 1 k

とを有する。

[0060] シンボル補間フィルタ 24には、伝送路特性算出部 23から 4シンボルに 1回伝送路特性を示すデータが入力され、 4シンボルに 3回は値" 0"のデータが入力される。遅延部 31 ··· 31 31 31 ··· 31は、夫々、入力されたデータを 1シ

k+l -1 0 1 k

ンボルずつ遅延させる。

遅延部 31 ··· 31 31 31 ··· 31から出力されるデータは、夫々、シ

k+l -1 0 1 k

ンボル補間フィルタ 24に入力されたデータを、 1シンボル、 ···、（k 1)シンボル、 k シンボル、（k+l)シンボル、 .··、 2kシンボル遅延したものである。

[0061] 乗算部 32 32 ··· 32 32 32 · · · 32は、夫々、入力されるデー

k k+l — 1 0 1 k

タに対して、係数、b "' b b b "' bを乗算し、乗算結果を位相

k -k+l -1 0 1 k

回転部 33 33 · · · 33 33 33 · · · 33へ出力する。

k -k+l -1 0 1 k

位相回転部 33 33 ··· 33 33 33 ··· 33は、夫々、入力される

k -k+l 1 0 1 k

j(-k) Θ j(-k+l) Θ θ 0 j Θ 1^

アータ（こメ寸して e e Θ e e Θ を乗舁す^ と ίこよって、入力されるデータの位相を k6ラジアン、（一k+l) Θラジアン、 ··· Θ ラジアン、 0ラジアン、 Θラジアン、 · · ·、 k Θラジアン回転させる。そして、位相回転部 33 33 ··· 33 33 33 ··· 33は、夫々、位相回転後のデータを加 k k+l -1 0 1 k

算部 34へ出力する。シンボル補間フィルタ 24にはフィルタ制御部 27から Θの値を示す周波数制御信号が入力され、位相回転部 33 33 · · · 33 33 33

k -k+l -1 0 1

• · · 33の夫々に周波数制御信号が示す Θの値が設定される。

k

[0062] 加算部 34は、位相回転部 33 33 ··· 33 33 33 · · · 33から入

k -k+l -1 0 1 k 力されるデータを加算し、加算結果を伝送路特性としてキャリア補間フィルタ 25 出力する。

上述したシンボル補間フィルタ 24は、一般的なディジタルフィルタに位相回転部 33 33 · · · 33 33 33 · · · 33を付加した構成である。

k k+l -1 0 1 k

[0063] シンボル補間フィルタ 24では、係数 b b "' b b b ." bによって

k k+l -1 0 1 k

Θの値が 0であるときのシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性が決定される。但し、シンボルの周期を Τ秒とした場合、 SP信号はシンボル方向には 4シンボルに 1回配置されているので、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性における通過帯域幅は最大 1/ (4Τ)ヘルツまでである。シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性における通過帯域幅が 1/(4Τ)ヘルツ以下になるように、係数、 b · · ·

k k+l b b b · · · bの値が設定される。

-1 0 1 k

[0064] また、 Θ及びシンボルの周期によってシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性が周波数シフトされるシフト量が決定される。例えば、フィルタ制御部 27から入力される周波数制御信号が Θ ラジアンを示す場合、シンボルの周期を T秒とすると、シンポ

0

ル補間フィルタ 24の周波数伝達特性が周波数シフトされるシフト量は、 θ /(2πΤ)

0

ヘルツとなる。

[0065] なお、位相回転部 33では位相回転が生じないので、乗算部 32の出力を直接加

0 0

算部 34に入力するようにシンボル補間フィルタ 24を構成してもよい。

<フィルタ制御部の構成〉

図 4のフィルタ制御部 27の構成について図 6を参照しつつ説明する。図 6は図 4のフィルタ制御部 27の構成図である。 [0066] フィルタ制御部 27は、 CP信号抽出部 41と、 CP信号発生部 42と、伝送路特性算出部 43と、フィルタ設定部 44と、シンボルフィルタ 45と、電力値算出部 46と、最大値検出部 47とを有する。

フーリエ変換部 6によるフーリエ変換後の受信信号は、 CP信号抽出部 41に供給される。

[0067] CP信号抽出部 41は、フーリエ変換部 6から入力されるフーリエ変換後の受信信号力 CP信号を抽出し、抽出した CP信号を伝送路特性算出部 43へ出力する。

CP信号発生部 42は、送信側において変調されて得られた CP信号と同じ振幅及び同じ位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を伝送路特性算出部 43 へ出力する。

[0068] 伝送路特性算出部 43は、 CP信号抽出部 41から入力される CP信号を、 CP信号発生部 42から入力される信号で除算し、除算結果をシンボルフィルタ 45へ出力する。但し、除算結果は、 CP信号抽出部 41によって抽出された CP信号が配置された位置 (以下、 CP信号位置と言う。）における伝送路特性である。

フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量に対応する Θの値を示すフィルタ設定情報を、シンボルフィルタ 45及び最大値検出部 47へ出力する。但し、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45及び最大値検出部 47へのフィルタ設定情報の出力を、フィルタ設定情報が示す Θの値を順次変更しながら行う。

[0069] シンボルフィルタ 45は、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性と同じ周波数伝達特性を実現することが可能なフィルタであり、周波数伝達特性が周波数シフト可能な構造を有し、周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量力 Sフィルタ設定部 44 によって設定される。

本実施の形態のシンボルフィルタ 45は、シンボル補間フィルタ 24と同じ構造のフィルタである。シンボルフィルタ 45の係数 b 、b 、 " '、b 、b 、b 、 " '、bには、 k k+ 1 - 1 0 1 k シンボル補間フィルタ 24の係数 b 、b 、 " '、b 、b 、b 、 " '、bに設定されて k k+ 1 - 1 0 1 k

いる値が設定される。

[0070] また、シンポノレフイノレタ 45の位中目回転 33 、 33 、 · · ·、 33—、 33 、 33 、 · · · 、 33の Θには、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報が示す値が設定 k

される。

シンボルフィルタ 45は、伝送路特性算出部 43から入力される伝送路特性をフィタリングして電力値算出部 46 出力する。

[0071] なお、伝送路特性算出部 43は毎シンボル現れる CP信号に対する伝送路特性を算出することから、シンボルフィルタ 45には、毎シンボル、伝送路特性を示すデータが入力される。

電力値算出部 46は、シンボルフィルタ 45の出力信号（シンボルフィルタ 45のフィルタリング結果)の電力値を算出し、算出結果を最大値検出部 47へ出力する。

[0072] 最大値検出部 47は、電力値算出部 46の出力信号 (電力値算出部 46により算出された電力値)を観測して当該出力信号の最大値を検出する。そして、最大値検出部 47は、電力値算出部 46の出力信号が最大値であったときにフィルタ設定部 44から入力されたフィルタ設定情報が示す Θの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24 出力する。シンボル補間フィルタ 24は、フィルタ制御部 27内の最大値検出部 47から周波数制御信号の入力を受けて、シンボル補間フィルタ 24内の各位相回転部の Θの値を周波数制御信号が示す値に設定して周波数伝達特性を周波数シフトする。そして、シンボル補間フィルタ 24は、周波数シフト後の周波数伝達特性により、伝送路特性算出部 23から入力される伝送路特性をフィルタリングしてキヤリア補間フィルタ 25 出力する。

[0073] <フィルタ制御部の動作〉

図 6のフィルタ制御部 27の動作について図 7を参照しつつ説明する。図 7は図 6のフィルタ制御部 27の動作を説明するための図である。但し、図 7の各図において、横軸はシンボル周波数 f で正規化された周波数を表す。図 7 (a)、 c 1 c 2 (c 3)において、縦軸はスペクトル密度（dB)を表し、図 7 (b— 1 b— 2 b— 3)において、縦軸はゲイン（dB)を表す。なお、シンボル周波数 f は、シンボルの周期を T 秒とすると、 f = 1/Tヘルツになる。

[0074] 図 7 (a)は、 CP信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部 43からシンボルフィルタ 45に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。但し、 CP信号は毎シンボル伝送されることから、エイリアシング成分はシンボル周波数 f 間隔で現れ、シンボル周波数 f相当分のみ図示して!/、る図 7 (a)にはエイリアシング成分は現れて!/ヽなレ、。

[0075] 通過帯域幅が例えば複素信号の標本化定理に基づいて許容される最大の 1/ (4 T)ヘルツである周波数伝達特性を周波数シフトさせながら行うシンボルフィルタ 45 の出力信号の電力値の最大値の検出は、エイリアシング成分を含まずに行うことができる。

まず、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量 (以下、周波数伝達特性の周波数シフト量と言う。 ) ¾f に設定すベぐ

0

2 π ί /f (ラジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ 45及び最

0 s

大値検出部 47の夫々へ出力する。

[0076] シンボルフィルタ 45は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報に従つて、シンボルフィルタ 45内の各位相回転部の Θの値をフィルタ設定情報が示す 2 /f (ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトする。図 7 (b—

0 s 0

1)は周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝

0

達特性を表す。

[0077] 図 7 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 7 (b— 1)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 7 (c— 1)に示すようになる。電力値算出部 46は、シンボルフィルタ 45の出力信号の電力値、つまり、図 7 (c— 1 )にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部 47へ出力する。そして、最大値検出部 47は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報が示す Θの値 (2 π ί /f )を Θ として内部保持するとともに、電

0 s max

力値算出部 46から入力される電力値を P として内部保持する。

max

[0078] 次!/、で、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量を f に設定すベぐ 2 /f (ラジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシン

1 I s

ボルフィルタ 45及び最大値検出部 47の夫々へ出力する。

シンボルフィルタ 45は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報に従つて、シンボルフィルタ 45内の各位相回転部の Θの値をフィルタ設定情報が示す 2 /f (ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトする。図 7 (b—

I s 1

2)は周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を表す。

[0079] 図 7 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 7 (b— 2)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 7 (c— 2)に示すようになる。電力値算出部 46は、シンボルフィルタ 45の出力信号の電力値、つまり、図 7 (c— 2 )にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部 47へ出力する。そして、最大値検出部 47は、電力値算出部 46から入力される電力値と内部保持している P の値とを比較し、ここでは、電力値算出部 46から入

max

力される電力値が P の値より大きいと判断する。最大値検出部 47は、フィルタ設定

max

部 44から入力されるフィルタ設定情報が示す Θの値（2 Zf )を Θ として内部保

1 s max

持するとともに、電力値算出部 46から入力される電力値を P として内部保持する。

max

[0080] 次!/、で、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量を f に設定すベぐ 2 /f (ラジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシン

2 2 s

ボルフィルタ 45及び最大値検出部 47の夫々へ出力する。

2 s 2

3)は周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝

2

達特性を表す。

[0081] 図 7 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 7 (b— 3)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によってフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 7 (c— 3)に示すようになる。電力値算出部 46は、シンボルフィルタ 45の出力信号の電力値、つまり、図 7 (c— 3 )にスペクトル密度を示した伝送路特性の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部 47へ出力する。そして、最大値検出部 47は、電力値算出部 46から入力される電力値と内部保持している P の値とを比較し、ここでは、電力値算出部 46から入 max

力される電力値が P の値より小さいと判断する。最大値検出部 47は、 Θ の値を 2

max max π f /ίのまま維持するとともに、 Ρ の値をそのまま維持する。

1 s max

[0082] その後、最大値検出部 47は、 Θ が示す 2 π f /f を Θの値として示す周波数制 max 1 s

御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する。

シンボル補間フィルタ 24は、シンボル補間フィルタ 24内の各位相回転部の Θの値を周波数制御信号が示す 2 /f に設定する。シンボル補間フィルタ 24の周波数

1 s

伝達特性は図 7 (b— 2)に示すものと同等になる。

[0083] なお、上記では、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量力、 f

0 1

、 f の 3通りである力 S、周波数シフト量の数は上記に限られるものではない。

2

<受信装置の動作〉

図 1から図 7を参照しつつ説明した受信装置 1の動作について図 8を参照しつつ説明する。図 8は受信装置 1の動作を説明するための図である。

[0084] 但し、図 8は、鏡面波と散乱波とを同時に受信するライスフェージング環境下において、鏡面波が進行方向の前方から到来し、鏡面波がドッブラ周波数シフトを伴った場合である。なお、散乱波が全方向から均一に到来しているものと仮定する。

図 8の各図において、横軸はシンボル周波数 f で正規化された周波数を表す。図 8

s

(a)〜（c)、 (e)〜（g)において、縦軸はスペクトル密度（dB)を表し、図 8 (d)において、縦軸はゲイン（dB)を表す。なお、シンボル周波数 f は、シンボルの周期を T秒とすると、 f = 1 /Tヘルツになる。

[0085] 図 8 (a)は、鏡面波が進行方向前方から到来する場合のライスフェージング環境下における伝送路特性の時間変動を等価低域のスペクトル密度で表したものである。図 8 (a)において、 Sは鏡面波成分、 D (楕円内）は散乱波成分を表す。散乱波成分 Dは、最大ドッブラ周波数を f とすると、—f 力も + f まで分布する。進行方

Dmax Dmax Dmax

向前方から到来する鏡面波成分 Sは、 + f に周波数シフトする。なお、進行方向

Dmax

後方から到来する鏡面波成分は、 - f に周波数シフトする。

Dmax

[0086] 図 8 (b)は、 AFC部 4が出力する受信信号で観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。散乱波成分 Dに比べて鏡面波成分 Sの受信電力が大きい場合、 AFC部 4は鏡面波成分 Sのドッブラ周波数シフトを受信信号の周波数誤差とみなして受信信号の周波数誤差を除去するための周波数制御を行う。これにより、 AFC部 4が出力する受信信号で観測される伝送路特性のスペクトル密度は鏡面波成分 Sが直流（周波数が 0)付近になるように周波数シフトされる。 AFC部 4 は、受信信号に係る伝送路特性を仮想的に周波数シフトする。

[0087] 図 8 (c)は、 AFC部 4からフーリエ変換部 6を介して等化部 7に入力された受信信号に含まれる SP信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したものである。 DVB— T方式では、図 3に示すように、 SP信号はシンボル方向には 4シンボルに 1回配置されているため、 SP信号位置で観測される伝送路特性には、シンボル周波数 f の l/4 ( = f /4)の間隔でエイリアシングが生じる。

[0088] 図 8 (d)は、図 7を用いて説明したフィルタ制御部 27の処理により周波数伝達特性の周波数シフト量が制御された、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を表す。シンボル補間フィルタ 24は、図 8 (c)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性をフィルタリングすることで、図 8 (b)に示した AFC部 4が出力する受信信号にかかる伝送路特性を推定する。

[0089] 図 8 (e)は、図 8 (c)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分（図 8 (b)に示した AFC部 4が出力する受信信号にかかる伝送路特性）をシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。

図 8 (f)は、図 8 (c)に示す SP信号位置で観測される伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分をシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングして阻止された成分をスペクトル密度で表したものである。図 8 (e)、（f)と従来例の図 19 (e)、（f)とから、従来例に比べると所望の伝送路特性から欠落した成分が小さいことが分かる。

[0090] 図 8 (g)は、図 8 (c)に示す SP信号位置で観測される伝送路特性のうちのエイリアシングによる伝送路特性の成分（図 8 (c)に示した SP信号で観測された伝送路特性から図 8 (b)に示した所望の伝送路特性を除!/、た伝送路特性の成分）をシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。図 8 (g)と従来例の図 19 (g)とから、従来例に比べるとシンボル補間フィルタ 24から出力されるエイリアシングの成分が小さいことが分かる。

[0091] 上述したとおり、図 8 (f)および図 8 (g)の成分力 S、従来例に比べ小さくなるので、データ変調信号位置における伝送路特性の推定の誤差が小さくなり、等化部 7における復調の誤差を低減することができる。

なお、反射波に鏡面波を含むマルチパス伝搬環境や、 OFDM伝送方式のマルチパス耐性を利用した SFN (Single Frequency Network)環境などのように複数の鏡面波を同時に受信する伝搬環境においても、ライスフェージング環境と同様の効果が得られる。

[0092] 《第 2の実施の形態》

以下、本発明の第 2の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部 27aが第 1の実施の形態のフィルタ制御部 27と異なっており、それ以外は第 1の実施の形態と実質的に同じである。

[0093] <フィルタ制御部の構成〉

本実施の形態のフィルタ制御部 27aの構成について図 9を参照しつつ説明する。図 9は本実施の形態のフィルタ制御部 27aの構成図である。但し、本実施の形態において、第 1の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第 1の実施の形態と同じ符号を付し、第 1の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。

[0094] フィルタ制御部 27aは、 CP信号抽出部 41と、 CP信号発生部 42と、伝送路特性算出部 43と、フィルタ設定部 44と、シンボルフィルタ 45と、遅延部 51と、差分算出部 52 と、電力値算出部 46aと、最小値検出部 53とを有する。

遅延部 51は、伝送路特性算出部 43の出力信号が、シンボルフィルタ 45を介して差分算出部 52に入力されるまでの時間と、遅延部 51を介して差分算出部 52に入力されるまでの時間とが同じになるように、伝送路特性算出部 43から入力される信号を遅延させて差分算出部 52へ出力する。

[0095] 差分算出部 52は、シンボルフィルタ 45から入力される入力信号（シンボルフィルタ

45のフィルタリング結果）と遅延部 51から入力される入力信号との差分を算出し、算出した差分値を電力値算出部 46aへ出力する。

電力値算出部 46aは、差分算出部 52の出力信号 (差分算出部 52により算出された差分値)の電力値を算出し、算出結果を最小値検出部 53へ出力する。

[0096] 最小値検出部 53は、電力値算出部 46aの出力信号 (電力値算出部 46aによって算出された電力値)を観測して当該出力信号の最小値を検出する。そして、最小値検出部 53は、電力値算出部 46aの出力信号が最小値であったときにフィルタ設定部 44から入力されたフィルタ設定情報が示す Θの値を示す周波数制御信号をシンポル補間フィルタ 24へ出力する。シンボル補間フィルタ 24は、フィルタ制御部 27a内の最小値検出部 53から周波数制御信号の入力を受けて、シンボル補間フィルタ 24内の各位相回転部の Θの値を周波数制御信号が示す値に設定して周波数伝達特性を周波数シフトする。そして、シンボル補間フィルタ 24は、周波数シフト後の周波数伝達特性により、伝送路特性算出部 23から入力される伝送路特性をフィルタリングしてキャリア補間フィルタ 25へ出力する。

[0097] <フィルタ制御部の動作〉

図 9のフィルタ制御部 27aの動作について図 10を参照しつつ説明する。図 10は図 9のフィルタ制御部 27aの動作を説明するための図である。但し、図 10の各図において、横軸はシンボル周波数 f で正規化された周波数を表す。図 10 (a)、（c 1)、 (d 1)、（c 2)、（d— 2)、（c 3)、（d— 3)において、縦軸はスペクトル密度（dB)を表し、図 10 (b—l)、 (b— 2)、 (b— 3)において、縦軸はゲイン（dB)を表す。なお、シンボル周波数 f は、シンボルの周期を T秒とすると、 f = 1/Tヘルツになる。

[0098] 図 10 (a)は、 CP信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部 43からシンボルフィルタ 45に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。但し、 CP信号は毎シンボル伝送されること力、ら、エイリアシング成分はシンボル周波数 f 間隔で現れ、シンボル周波数 f相当分のみ図示してレ、る図 10 (a)にはエイリアシング成分は現れて!/ヽなレ、。

[0099] まず、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量 (周波数伝達特性の周波数シフト量)を f に設定すベぐ 2 π ί /f (ラ

0 0 s ジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシンボルフィルタ 45及び最小値検出部 5 3の夫々へ出力する。

シンボルフィルタ 45は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報に従つて、シンボルフィルタ 45内の各位相回転部の Θの値をフィルタ設定情報が示す 2

/f (ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトする。図 10 (b

0 s 0

- 1)は周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を表す。

0

[0100] 図 10 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 10 (b— 1)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によつてフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 10 (c— 1)に示すようにな差分算出部 52は、シンボルフィルタ 45からの入力信号（図 10 (c— 1)にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部 51からの入力信号（図 10 (a)に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号)との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部 46aへ出力する。差分算出部 52の出力信号のスペクトル密度は図 10 (d— 1)に示すようになる。

[0101] 電力値算出部 46aは、差分算出部 52の出力信号の電力値、つまり、図 10 (d— 1) にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部 53へ出力する。そして、最小値検出部 53は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報が示す Θの値 (2 π ί /f )を Θ として内部保持するとともに、電力値

0 s mm

算出部 46aから入力される電力値を P として内部保持する。

mm

[0102] 次!/、で、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量を f に設定すベぐ 2 /f (ラジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシン

1 I s

ボルフィルタ 45及び最小値検出部 53の夫々へ出力する。

シンボルフィルタ 45は、フィルタ設定部 44から入力されるフィルタ設定情報に従つて、シンボルフィルタ 45内の各位相回転部の Θの値をフィルタ設定情報が示す 2 /f (ラジアン）に設定し、周波数伝達特性を周波数 f 分周波数シフトする。図 10 (b

I s 1

- 2)は周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を表す。

[0103] 図 10 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 10 (b— 2)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によつてフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 10 (c— 2)に示すようにな差分算出部 52は、シンボルフィルタ 45からの入力信号（図 10 (c— 2)にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部 51からの入力信号（図 10 (a)に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号)との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部 46aへ出力する。差分算出部 52の出力信号のスペクトル密度は図 10 (d— 2)に示すようになる。

[0104] 電力値算出部 46aは、差分算出部 52の出力信号の電力値、つまり、図 10 (d— 2) にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部 53へ出力する。そして、最小値検出部 53は、電力値算出部 46aから入力される電力値と内部保持している P の値とを比較し、ここでは、電力値算出部 46aから入力さ

min

れる電力値が P の値より小さいと判断する。最小値検出部 53は、フィルタ設定部 4 mm

4から入力されるフィルタ設定情報が示す Θの値（2 π ί /f )を Θ として内部保持

1 s mm

するとともに、電力値算出部 46aから入力される電力値を P として内部保持する。

mm

[0105] 次!/、で、フィルタ設定部 44は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量を f に設定すベぐ 2 /f (ラジアン）を Θの値とするフィルタ設定情報をシン

2 2 s

ボルフィルタ 45及び最小値検出部 53の夫々へ出力する。

2 2

- 3)は周波数 f 分周波数シフトしたシンボルフィルタ 45の周波数伝達特性を表す。

2

[0106] 図 10 (a)にスペクトル密度を示した伝送路特性は、図 10 (b— 3)に周波数伝達特性を示したシンボルフィルタ 45によってフィルタリングされる。シンボルフィルタ 45によつてフィルタリングされた伝送路特性のスペクトル密度は図 10 (c— 3)に示すようにな差分算出部 52は、シンボルフィルタ 45からの入力信号（図 10 (c— 3)にスペクトル密度を示した伝送路特性に係る信号）と遅延部 51からの入力信号（図 10 (a)に示したスペクトル密度と同じスペクトル密度を持つ信号)との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部 46aへ出力する。差分算出部 52の出力信号のスペクトル密度は図 10 (d— 3)に示すようになる。

[0107] 電力値算出部 46aは、差分算出部 52の出力信号の電力値、つまり、図 10 (d— 3) にスペクトル密度を示した信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部 53へ出力する。そして、最小値検出部 53は、電力値算出部 46aから入力される電力値と内部保持している P の値とを比較し、ここでは、電力値算出部 46aから入力さ

min

れる電力値が P の値より大きいと判断する。最小値検出部 53は、 Θ の値を 2 π ί min min 1

/ίのまま維持するとともに、 Ρ の値をそのまま維持する。

s min

[0108] その後、最小値検出部 53は、 Θ が示す 2 π f /f を Θの値として示す周波数制

min 1 s

御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する。

1 s

伝達特性は図 10 (b— 2)に示すものと同等になる。

[0109] なお、上記では、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の周波数シフト量力、 f

o 1

2

《第 3の実施の形態》

以下、本発明の第 3の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部 27bが第 1の実施の形態のフィルタ制御部 27と異なっており、それ以外は第 1の実施の形態と実質的に同じである。

[0110] 第 1の実施の形態のフィルタ制御部 27はフーリエ変換後の受信信号に含まれる CP 信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。

これに対して、本実施の形態のフィルタ制御部 27bはフーリエ変換後の受信信号に一 a.まれ O rMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control)信を禾 lj用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。

[0111] <分散パイロット信号及び TMCC信号の信号配置〉本実施の形態のフィルタ制御部 27bについて説明する前に、分散パイロット信号（S P信号)及び TMCC信号の信号配置につ!/、て図 11を参照しつつ説明する。図 11は、 ISDB— T方式における SP信号及び TMCC信号の信号配置を示す模式図である。但し、図 11において、縦軸はシンボル単位の時間、横軸はキャリア単位の周波数を表す。なお、黒丸は SP信号、三重丸は TMCC信号、白丸は伝送データで変調されたデータ変調信号である。

[0112] SP信号は、送信側において所定の振幅及び所定の位相で BPSK変調された信号であり、所定の振幅及び所定の位相は受信側で既知である。

SP信号は、 1つのシンボル内で 12キャリア毎に配置され、シンボル毎に 3キャリアずつシフトされ、 4シンボルで巡回するように配置されて送信される。

TMCC信号は、伝送パラメータなどの制御情報によってシンボル間で DBPSK (Dif ferential Binary Phase Shift Keying)変調された信号である。 TMCC信号は、 SP信号が配置されるキャリアとは異なる複数のキャリアに毎シンボル配置され、 1シンポノレ内の複数のキヤリァに配置された TMCC信号は全て同じ制御情報を伝送する。

[0113] <フィルタ制御部〉

本実施の形態のフィルタ制御部 27bの構成について図 12を参照しつつ説明する。図 12は本実施の形態のフィルタ制御部 27bの構成図である。但し、本実施の形態において、第 1の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第 1の実施の形態と同じ符号を付し、第 1の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。

[0114] フィルタ制御部 27bは、 TMCC信号抽出部 61と、 TMCC復号部 62と、 TMCC再変調部 63と、伝送路特性算出部 64と、フィルタ設定部 44と、シンボルフィルタ 45と、電力値算出部 46と、最大値検出部 47とを有する。

フーリエ変換部 6によるフーリエ変換後の受信信号は、 TMCC信号抽出部 61に供る。

[0115] TMCC信号抽出部 61は、フーリエ変換部 6から入力されるフーリエ変換後の受信信号力 TMCC信号を抽出し、抽出した TMCC信号を TMCC復号部 62及び伝送路特性算出部 64の夫々へ出力する。 TMCC復号部 62は、 TMCC信号抽出部 61から入力される TMCC信号に基づいて TMCC信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報を TMCC再変調部 63へ出力する。上述したように、 1シンボル内の複数のキャリアに配置された TMCC信号は全て同じ制御情報を伝送することから、 TMCC復号部 62は、 1シンボル内の複数の復号された制御情報に基づ!/、て伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。

[0116] TMCC再変調部 63は、 TMCC復号部 62から入力される制御情報に基づいて DB PSK変調を行って送信側における TMCC信号の変調位相を推定し、 DBPSK変調により得られた信号を伝送路特性算出部 64へ出力する。

伝送路特性算出部 64は、 TMCC信号抽出部 61から入力される TMCC信号を、当該 TMCC信号に対応する TMCC再変調部 63から入力される信号で除算し、除算結果をシンボルフィルタ 45 出力する。但し、除算結果は、 TMCC信号抽出部 6 1によって抽出された TMCC信号が配置された位置における伝送路特性である。

[0117] フィルタ制御部 27bでは、 TMCC信号抽出部 61 TMCC復号部 62 TMCC再変調部 63、及び伝送路特性算出部 64の各部の処理により、毎シンボルの伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性がシンボルフィルタ 45 出力される。

シンボルフィルタ 45はフィルタ設定部 44によって周波数伝達特性の周波数シフト量が設定される。

[0118] 伝送路特性算出部 64から出力された伝送路特性は、シンボルフィルタ 45によってフィルタリングされて電力値算出部 46に入力される。電力値算出部 46は、シンポフィルタ 45によるフィルタリング後の信号の電力値を算出し、算出した電力値を最大値検出部 47 出力する。フィルタ設定部 44、シンボルフィルタ 45、及び電力値算出部 46の各部の処理は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の複数の周波数シフト量に関して行われる。

[0119] 最大値検出部 47は、電力値算出部 46の出力信号 (電力値算出部 46により算出された電力値)を観測して出力信号の最大値を検出する。そして、最大値検出部 47は出力信号が最大値であったときにフィルタ設定部 44から入力されたフィルタ設定情報が示す Θの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する。《第 4の実施の形態》

以下、本発明の第 4の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0120] 但し、本実施の形態は、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御するフィルタ制御部 27cが第 2の実施の形態のフィルタ制御部 27aと異なつており、それ以外は第 2の実施の形態と実質的に同じである。

第 2の実施の形態のフィルタ制御部 27aはフーリエ変換後の受信信号に含まれる C P信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。

[0121] これに対して、本実施の形態のフィルタ制御部 27cはフーリエ変換後の受信信号に含まれる TMCC信号を利用して毎シンボルの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を利用してシンボル補間フィルタ 24の周波数シフトを制御する。

<フィルタ制御部〉

本実施の形態のフィルタ制御部 27cの構成について図 13を参照しつつ説明する。図 13は本実施の形態のフィルタ制御部 27cの構成図である。但し、本実施の形態において、第 1から第 3の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第 1から第 3の実施の形態と同じ符号を付し、第 1から第 3の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。

[0122] フィルタ制御部 27cは、 TMCC信号抽出部 61と、 TMCC復号部 62と、 TMCC再変調部 63と、伝送路特性算出部 64と、フィルタ設定部 44と、シンボルフィルタ 45と、遅延部 51と、差分算出部 52と、電力値算出部 46aと、最小値検出部 53とを有する。フィルタ制御部 27cでは、 TMCC信号抽出部 61、 TMCC復号部 62、 TMCC再変調部 63、及び伝送路特性算出部 64の各部の処理により、毎シンボルの伝送路特性が推定され、推定された伝送路特性がシンボルフィルタ 45へ出力される。

[0123] シンボルフィルタ 45はフィルタ設定部 44によって周波数伝達特性の周波数シフト量が設定される。

伝送路特性算出部 64から出力された伝送路特性は、シンボルフィルタ 45によってフィルタリングされて差分算出部 52に入力されるとともに、遅延部 51によって遅延させられて差分算出部 52に入力される。差分算出部 52はシンボルフィルタ 45からの入力信号と遅延部 51からの入力信号との差分を算出し、算出結果を出力信号として電力値算出部 46aへ出力する。電力値算出部 46aは差分算出部 52の出力信号の電力値を算出し、算出した電力値を最小値検出部 53へ出力する。フィルタ設定部 4 4、シンボルフィルタ 45、遅延部 51、差分算出部 52、及び電力値算出部 46aの各部の処理は、シンボルフィルタ 45の周波数伝達特性の複数の周波数シフト量に関して行われる。

[0124] 最小値検出部 53は、電力値算出部 46aの出力信号 (電力値算出部 46aにより算出された電力値)を観測して出力信号の最小値を検出する。そして、最小値検出部 53 は出力信号が最小であったときにフィルタ設定部 44から入力されたフィルタ設定情報が示す Θの値を示す周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する。《第 5の実施の形態》

以下、本発明の第 5の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0125] 但し、第 1から第 4の実施の形態はシンボル補間フィルタの周波数伝達特性を周波数シフトさせるシフト量を制御する。これに対して、本実施の形態は AFC部 4aが受信信号を周波数シフトするシフト量を制御する。

<受信装置の構成 >

本実施の形態の受信装置 laの構成について図 14を参照しつつ説明する。図 14 は本実施の形態の受信装置 laの構成図であり、 OFDM伝送方式を用いた地上デジタルテレビジョン放送を受信する受信装置の一構成例である。但し、本実施の形態において、第 1の実施の形態と実質的に同じ機能を有する構成要素には第 1の実施の形態と同じ符号を付し、第 1の実施の形態の説明が適用できるためその説明を省略する。

[0126] 受信装置 laは、アンテナ 2と、チューナ 3と、 AFC部 4aと、シンボル同期部 5と、フ一リエ変換部 6と、等化部 7aと、誤り訂正部 8と、映像音声復号部 9と、表示部 10と、スピーカ 11と、 AFC制御部 12とを備える。

AFC部 4aは、チューナ 3から入力される受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去し、周波数誤差を除去した受信信号をシンボル同期部 5とフーリエ変換部 6の夫々へ出力する。 AFC部 4aは、 AFC制御部 12から入力される周波数制御信号が示す値に基づいてチューナ 3から入力される受信信号を周波数シフトさせ

[0127] 等化部 7aは、フーリエ変換部 6から入力される受信信号に基づいて伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化し復調する。そして、等化部 7aは、復調した受信信号を誤り訂正部 8へ出力する。なお、等化部 7aは、例えば、図 4に構成を示した等化部 7からフィルタ制御部 27を除いた構成により実現することができる。

AFC制御部 12は、 CP信号抽出部 41と、 CP信号発生部 42と、伝送路特性算出部 43と、フィルタ設定部 44と、シンボルフィルタ 45と、電力値算出部 46と、最大値検出部 47とを有する。但し、最大値検出部 47は周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する代わりに AFC部 4aへ出力する。なお、最大値検出部 47が周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する代わりに AFC部 4aへ出力することを除けば、 CP信号抽出部 41、 CP信号発生部 42、伝送路特性算出部 43、フィルタ設定部 44、シンボルフィルタ 45、電力値算出部 46、及び最大値検出部 47の各部は第 1 の実施の形態と実質的に同じ処理を行う。

[0128] AFC部 4aは、 AFC制御部 12からの周波数制御信号の入力を受けて、周波数制御信号が示すシフト量に基づいて受信信号を周波数シフトする。例えば、周波数制御信号が示す Θの値が 2 π f/f (ラジアン)であった場合、 AFC部 4aは、受信信号をシンボル同期部 5及びフーリエ変換部 6の夫々へ出力する際に、受信信号を（一 f) ヘルツ分周波数シフトしてシンボル同期部 5及びフーリエ変換部 6の夫々へ出力する。なお、 f はシンボル周波数であり、シンボルの周期を T秒とすると、 f = 1/Tヘルツになる。

[0129] 《補足》

本発明は上記の実施の形態に限られるものではなぐ例えば、次のようなものであつても良い。

(1)上記の実施の形態では、シンボル補間フィルタ 24及びシンボルフィルタ 45の構成に図 5の構成を例示した力これに限られるものではなぐポリフェーズフィルタなどのフィルタ構成方法を用いてもよい。例えば、シンボル補間フィルタ 24は入力される伝送路特性が 4シンボルに 1回であるため、 4位相のポリフェーズフィルタで構成すること力 Sでさる。

[0130] (2)上記の実施の形態では、シンボル補間フィルタ 24とシンボルフィルタ 45とが同一構造であるとした力これに限られるものではなぐシンボルフィルタ 45はシンボル補間フィルタ 24と同じ周波数伝達特性を実現することができるものであればよい。

(3)第 3及び第 4の実施の形態では、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフト量を制御するために、フィルタ制御部 27b、 27cは ISDB—T方式において伝送される TMCC信号を利用している力これに限られるものではなぐ例えば、 DVB—T方式において伝送される TPS (Transmission Parameter Signaling)信号を禾 IJ用するようにしてもよい。

[0131] なお、 TPS信号は、 TMCC信号と同様、伝送パラメータなどの制御情報によってシンボル間で差動 BPSK変調された信号である。 TPS信号は、 SP信号が配置されるキャリアとは異なる複数のキャリアに毎シンボル配置され、 1シンボル内の複数のキヤリァに配置された TMCC信号は全て同じ制御情報を有する。

なお、 CP信号、 TMCC信号、及び TPS信号を用いなくても、受信信号から伝送路特性を推定して、推定した伝送路特性を用いてシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフトを制御できれば、本発明は適用可能である。

[0132] (4)第 3及び第 4の実施の形態では、 TMCC復号部 62は 1シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて TMCC信号で伝送された制御情報を多数決判定し、 TMCC信号で伝送された制御情報を特定している力 S、これに限られるものではなぐ例えば、次のようなものであってもよい。 TMCC復号部 62は、 1シンボル内の複数のキャリアに配置された TMCC信号を合成し、合成した TMCC信号を用いて TMCC 信号の復号を行う。或いは、 TMCC復号部 62は、 1シンボル内の複数の TMCC信号のうち受信品質がよい TMCC信号を選択し、選択した TMCC信号を用いて TMC C信号を復号し、 TMCC信号で伝送された制御情報を特定する。或いは、 TMCC 復号部 62は、予め定められたキャリアの TMCC信号を復号し、 TMCC信号で伝送された制御情報を特定する。

[0133] (5)第 1から第 4の実施の形態はシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を周波数シフトのみする場合であるが、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更と周波数伝達特性の周波数シフトとの双方を行うようにしてもよぐ例えば、次のようにして実現することができる。

フィルタ制御部は、シンボルフィルタ 24の通過帯域幅を所定の複数の通過帯域幅に順次変更し、夫々の通過帯域幅ごとに最適な周波数シフト量を求める。次に、シンボル補間フィルタ 24の通過帯域幅と周波数シフト量とを、上記で得られた通過帯域幅と周波数シフト量との組み合わせについて、等化部 7の等化処理を施行し、受信品質が最も良い通過帯域幅と周波数シフト量との組み合わせを選択する。受信品質は、例えば、等化部 7で得られた復調信号の変調点からの誤差や、誤り訂正部 8の入力或いは出力の誤り率を観測することで判定する。

[0134] また、以下のようにしても実現できる。

フィルタ制御部は、決定した最適な周波数シフト量にぉレ、て得られるシンボルフィルタの出力信号の電力に対して、シンボルフィルタの出力信号の電力が所定の範囲内に収まる周波数シフト量の範囲を求める。例えば、上記で得られた周波数シフト量の範囲が f から f の範囲であったとする。フィルタ制御部は f と f の平均である周波数 a b a b シフト量に基づいてシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフト量を制御するとともに、 f と f との差の周波数に基づいてシンボル補間フィルタ 24の周波 a b

数伝達特性の通過帯域幅を狭くする。

[0135] また、以下のようにしても実現可能である。

フィルタ制御部は、複数のドッブラ周波数について、ドッブラ周波数と通過帯域幅を決定するシンボル補間フィルタ 24の係数とを対応付けて内部保持する。フィルタ制御部は受信信号中の SP信号、 CP信号、 TMCC信号又は TPS信号を利用してドッブラ周波数を推定し、推定したドッブラ周波数に対応する係数をシンボル補間フィノレタ 24及びシンボルフィルタ 45に設定する。その後、第 1の実施の形態から第 4の実施の形態において説明したようにしてシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の周波数シフト量を決定し、決定した周波数シフト量に基づ!/、てシンボル補間フィルタ 24 の周波数伝達特性の周波数シフトを制御する。

[0136] 以下、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更及び周波数伝達特性の周波数シフトの双方を行うことによる効果を図 15を参照しつつ説明する。図 15はシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の通過帯域幅の変更及び周波数シフトの双方を行うことによる効果を説明するための図である。但し、図 15の各図において、横軸はシンボル周波数 fで正規化された周波数を表す。図 15 (a)、 (c

— 1)、 (c 2)、 (c— 3)において、縦軸はスペクトル密度（dB)を表し、図 15 (b— 1) 、（b 2)、（b 3)において、縦軸はゲイン（dB)を表す。なお、シンボル周波数 f は

、シンボルの周期を T秒とすると、 f = 1/Τヘルツになる。

[0137] 図 15 (a)は、 SP信号によって観測される伝送路特性の時間変動をスペクトル密度で表したもの、つまり、伝送路特性算出部 23からシンボル補間フィルタ 24に入力される伝送路特性のスペクトル密度を表したものである。受信装置の移動速度が低ぐスぺクトル密度の広がりが小さレ、場合を示して!/、る。

図 15 (b— 1)は、フィルタ制御部の処理により周波数伝達特性の周波数シフト量及び周波数伝達特性の通過帯域幅が制御された、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を表す。

[0138] 図 15 (c— 1)は、図 15 (a)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性を図 15 (b

1)の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。

図 15 (b— 2)は、従来例のようにして周波数伝達特性の通過帯域幅のみが制御されたシンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を表す。図 15 (b— 2)の周波数伝達特性の通過帯域幅は図 15 (b— 1)の周波数伝達特性の通過帯域幅と同じとする。

[0139] 図 15 (c— 2)は、図 15 (a)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性を図 15 (b —2)の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。図 15 (c— 2)から分かる通り、シンボル補間フィルタ 24から出力される伝送路特性は所望の伝送路特性の低域側の成分が欠落したものである。

[0140] 従来例の場合、 SP信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分のほとんどがシンボル補間フィルタ 24を通過するようにするためには周波数伝達特性の通過帯域幅を広くしなければならず、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性は図 15 (b— 3)に示すようになる。

図 15 (c— 3)は、図 15 (a)に示す SP信号位置で観測された伝送路特性を図 15 (b —3)の周波数伝達特性のシンボル補間フィルタ 24によってフィルタリングすることで得られた伝送路特性をスペクトル密度で表したものである。シンボル補間フィルタ 24 の周波数伝達特性の通過帯域幅が広くなることによって、 SP信号位置で観測された伝送路特性のうちの所望の伝送路特性の成分以外の雑音成分が増加してしまう。

[0141] シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性を周波数シフトさせることによって、シンボル補間フィルタ 24の周波数伝達特性の通過帯域幅の選択を適切に行うことができ

(6)第 5の実施の形態の AFC制御部の構成として、例えば、第 2の実施の形態のフィルタ制御部 27aの構成、第 3の実施の形態のフィルタ制御部 27bの構成、又は、第 4の実施の形態のフィルタ制御部 27cの構成を用いることができる。なお、フィルタ制御部 27bの最大値検出部 47は、周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する代わりに AFC部 4aへ出力するようにする。また、フィルタ制御部 27a、 27cの最小値検出部 53は、周波数制御信号をシンボル補間フィルタ 24へ出力する代わりに AFC部 4aへ出力するようにする。

[0142] (7)第 1から第 4の AFC部 4及び第 5の実施の形態の AFC部 4aは、図 2に示した構成に限られるものではなぐ例えば、受信信号中のパイロット信号の位相の変化に基づいて受信信号から放送波の選局時に生じる周波数誤差を除去する構成などであつてもよい。

(8)上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路である LS Large Sc ale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に 1チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように 1チップ化されてもよい。例えば、チューナ 3は他の回路部と同一の集積回路に集積されることもあれば、別の集積回路になる場合もある。

[0143] ここでは、 LSIとして記載した力集積度の違いにより、 IC(Integrated Circuit),システム LSI、スーパ LSI、ゥノレトラ LSIと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後にプログラム化することが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)、： LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブノレ ·プロセッサを利用してもよ!/ヽ。

[0144] さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。ノィォ技術の適応等が可能性としてありえる。

産業上の利用可能性

[0145] 本発明は、マルチキャリア伝送方式の信号を受信する受信装置、例えば、マルチキャリア伝送方式の 1つである OFDM伝送方式を採用する ISDB— T方式又は DVTB T方式などの地上デジタルレテビジョン放送を受信する受信装置に適用することができる。

また、本発明は、シングルキャリア伝送方式の信号を受信する受信装置に適用すること力 Sでさる。

Claims

請求の範囲

受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、

前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周

前記フィルタ部で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化部と、

前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御部と、

を備え、

前記フィルタ制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定されたシフト量に基づいてフィノレタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする

ことを特徴とする受信装置。

[2] 前記パイロット信号は前記受信信号に M (Mは 2以上の整数)シンボル毎に揷入されて伝送され、

前記第 1信号は N (Nは Mより小さい 1以上の整数)シンボル毎に挿入されて伝送され、

前記フィルタ制御部は、

前記第 1信号に基づいて当該第 1信号に対する伝送路特性を算出する第 1伝送路特性算出部と、

前記第 1伝送路特性算出部で算出された伝送路特性に対するフィルタ処理をフィルタ処理の周波数伝達特性を順次周波数シフトさせながら行う第 1フィルタ部と、前記第 1フィルタ部の出力信号を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定するシフト量決定部と、を備えることを特徴とする請求項 1記載の受信装置。

[3] 前記シフト量決定部は、

前記第 1フィルタ部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、

前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最大値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最大値になるときの前記第 1フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最大値検出部と、

を備えることを特徴とする請求項 2記載の受信装置。

[4] 前記シフト量決定部は、

前記第 1伝送路特性算出部の出力信号と、当該出力信号が前記第 1フィルタ部によりフィルタ処理されて得られた信号との差分を算出し、出力信号として差分結果を出力する差分算出部と、

前記差分算出部の出力信号の電力値を算出し、出力信号として算出結果を出力する電力値算出部と、

前記電力値算出部の出力信号を観測して当該出力信号の最小値を検出し、当該電力値算出部の出力信号が最小値になるときの前記第 1フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定する最小値検出部と、

を備えることを特徴とする請求項 2記載の受信装置。

[5] 前記第 1信号は毎シンボル揷入されることを特徴とする請求項 2記載の受信装置。

[6] 前記第 1信号は DVB— T方式における連続パイロット信号であることを特徴とする請求項 2記載の受信装置。

[7] 前記第 1信号は ISDB— T方式における TMCC信号又は DVB— T方式における T

PS信号であることを特徴とする請求項 2記載の受信装置。

[8] 前記第 1伝送路特性算出部は、

前記 TMCC信号又は前記 TPS信号を復号する復号部と、

前記復号部による復号結果に基づいて、前記 TMCC信号又は前記 TPS信号で伝送された制御情報を DBPSK変調する再変調部と、

前記受信信号に揷入されて伝送される TMCC信号又は TPS信号と、前記再変調部による DBPSK変調により得られた TMCC信号又は TPS信号とに基づいて、当該 TMCC信号又は当該 TPS信号に対する伝送路特性を算出する算出部と、を備えることを特徴とする請求項 7記載の受信装置。

[9] 前記フィルタ部は前記周波数伝達特性の通過帯域幅が変更可能であって、

前記フィルタ制御部は、前記第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づいて前記フィルタ部の周波数伝達特性の通過帯域幅を決定し、

前記フィルタ部は、前記フィルタ制御部により決定された通過帯域幅に基づいてフィルタ処理の周波数伝達特性の前記通過帯域幅を変更する

ことを特徴とする請求項 1記載の受信装置。

[10] 受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、

前記自動周波数制御部により周波数シフトされた受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、

前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ部と、

前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御部と、

を備え、

前記制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づ!/、て前記受信信号を周波数シフトする

ことを特徴とする受信装置。

[11] 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、

前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行い、当該フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能なフィルタ部と、

を備え、

ことを特徴とする集積回路。

[12] 受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御部と、

を備え、前記制御部は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御部により決定されたシフト量に基づ!/、て前記受信信号を周波数シフトする

ことを特徴とする集積回路。

[13] 受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、

フィルタ処理の周波数伝達特性が周波数シフト可能であるフィルタ部によって前記伝送路特性算出手順において算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、

前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、

前記フィルタ部の周波数伝達特性を周波数シフトするシフト量を決定し、前記フィルタ部の周波数伝達特性を制御するフィルタ制御手順と、

を有し、

前記フィルタ制御手順は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づレ、て前記フィルタ部の周波数伝達特性のシフト量を決定し、

前記フィルタ部は、前記フィルタ制御手順により決定されたシフト量に基づ!/、てフィルタ処理の周波数伝達特性を周波数シフトする

ことを特徴とする受信方法。

[14] 自動周波数制御部が受信信号に生じる周波数誤差を除去するために当該受信信号を周波数シフトする自動周波数制御手順と、

前記自動周波数制御手順にお!/、て周波数シフトされた受信信号に含まれるパイ口ット信号に基づいて当該パイロット信号に対する伝送路特性を算出する伝送路特性算出手順と、

前記伝送路特性算出部で算出された伝送路特性をフィルタ処理によって補間及び帯域制限の少なくとも一方の処理を行うフィルタ手順と、前記フィルタ手順で処理された伝送路特性に基づいて前記受信信号を等化する等化手順と、

前記自動周波数制御部が受信信号を周波数シフトするシフト量を決定し、前記自動周波数制御部の受信信号の周波数シフトを制御する制御手順と、

を有し、

前記制御手順は、前記受信信号に含まれる第 1信号に対する伝送路特性を観測し、観測結果に基づ!/、て前記自動周波数制御部の受信信号のシフト量を決定し、前記自動周波数制御部は、前記制御手順にぉレ、て決定されたシフト量に基づ!/、て前記受信信号を周波数シフトする

ことを特徴とする受信方法。