WO2008015883A1

WO2008015883A1 - Procédé de détection de cible au radar et dispositif radar employant ce procédé

Info

Publication number: WO2008015883A1
Application number: PCT/JP2007/063715
Authority: WO
Inventors: Tetsu Nishimura; Toru Ishii
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2006-08-04
Filing date: 2007-07-10
Publication date: 2008-02-07
Also published as: US7898460B2; JPWO2008015883A1; EP2048514A1; US20090231182A1; JP4433085B2; EP2048514A4

Description

明細書

レーダの物標検知方法、およびこの物標検知方法を用いたレーダ装置技術分野

[0001] この発明は、レーダの物標検知方法特に物標の方位検知方法と、当該検知方法を用いたレーダ装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来、自動車の前方側等に備え付けられ、自動車前方を含む所定検知領域に送信波を送信し、検知領域内の物標の反射波を受信して、当該物標を検知するレーダ装置が各種考案されている。そして、このようなレーダ装置として、自動車分野では F MCW方式が多く用いられて!/、る。

[0003] FMCW方式のレーダ装置は、送信波に基づく送信信号と、反射波を含む受信信号とを乗算することで IFビート信号を生成し、当該 IFビート信号の複素周波数スぺクトルにより物標を検知する。この際、 FMCW方式のレーダ装置は、取得した複素周波数スペクトルに対して既知のビームフォーマ法等の到来方向推定アルゴリズムを用いて、検知物標の方位を推定する。

[0004] ところが、目標とする物標が自車（自装置）に対して相対速度を有する場合、推定される方位に相対速度による誤差が含まれる。これを解決する方法として、特許文献 1 のレーダ装置は、相対速度を別途算出して、当該算出した相対速度に基づいて推定方位を補正している。

特許文献 1：特許第 3575694公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] しかしながら、特許文献 1の方法を用いる場合、高精度な方位を検出しょうとすれば

、相対速度も高精度に算出しなければならない。

[0006] ここで、例えば、送信波の周波数が 76. 5GHzで、複数の受信アンテナの切り替え間隔が lmsec.で、目標物標の相対速度力 km/hであった場合、送受信波の波長をえとすると、この相対速度により隣り合う受信アンテナ間で生じる物標と受信アンテナとの間の距離変化は、約 0. 14 λとなる。ここで、受信アンテナの間隔を 0. 9えとすると、相対速度により生じる方位の誤差は、約 9° となる。

[0007] このように、相対速度がたった lkm/hであっても、約 9° の位相差が生じてしまうため、高精度な方位を算出するには、 lkm/hよりもさらに詳細な相対速度を算出しなければならない。したがって、特許文献 1のような相対速度を用いて方位を補正する方法で高精度な方位の算出を行うことは非常に難しくなる。

[0008] したがって、本発明の目的は、物標の相対速度を算出することなく高精度に物標の方位を検知することができるレーダ装置の物標検知方法およびこの方法を用いて物標検知するレーダ装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0009] この発明は、送信アンテナと受信アンテナのいずれか一方または両方を一直線上に配置された複数のアンテナ素子により構成し、一直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替えて、得られた受信信号から物標を検知するレーダの物標検知方法およびこの方法を用いたレーダに関するものであり、次に示す特徴を有する。

[0010] (1) 1つの切り替えパターンが実行された時点で物標の相対速度による各アンテナ間で生じる位相差の総和が略 0となるように、一直線上に配置された複数のアンテナ素子を切り替えることを特徴としてレ、る。

[0011] このようなレーダの場合、送信アンテナか受信アンテナのいずれか一方もしくは両方が一直線上に配置された複数のアンテナ素子からなり、送受信を行うアンテナ素子を切り替えながら物標検知が行われる。具体的に、一つのアンテナ素子からなる送信アンテナと複数のアンテナ素子が一直線上に配置された受信アンテナとで送受信系が構成された場合、送信アンテナからの送信波に基づく反射波を、切り替え制御された受信アンテナの各アンテナ素子で順次受信して受信信号を生成する。また、複数のアンテナ素子が一直線上に配置された送信アンテナと一つのアンテナ素子からなる受信アンテナとで送受信系が構成された場合、切り替え制御された送信アンテナの各アンテナ素子から順次送信波を送信して、各送信波に基づく反射波を受信ァンテナで受信して受信信号を生成する。さらに、一直線上に配置された複数のアンテナ素子から送信アンテナと受信アンテナとの双方を構成することで送受信系が構成された場合、切り替え制御された送信アンテナの各アンテナ素子から順次送信波を送信して、別の切り替え制御された受信アンテナの各アンテナ素子で反射波を順次受信することで、送信アンテナのアンテナ素子と受信アンテナのアンテナ素子の糸且み合わせ毎に受信信号を生成する。

[0012] このような切り替え制御を行って受信信号を得る場合、物標が自装置に対して持つ相対速度とアンテナの切り替えタイミングとに応じて物標と自装置との距離が変化するので、これにともなつて、受信信号の位相が変化する。

[0013] そのため、（1)に示す特徴の方法では、 1パターンの切り替え制御が終了した時点で、この 1パターン間で行われる切り替えで生じる相対速度に基づく位相差が略 0になるように、一直線上に配置された複数のアンテナ素子を切り替える。これにより、相対速度による位相差がなくなり、各アンテナ素子と物標との位置関係に基づく位相差のみが残るので、ビームフォーミング法等により、方位推定が高精度に行われる。

[0014] (2)前記切り替えパターンを、第 1のサブパターンと第 2のサブパターンとを含んで構成する。さらに、第 1のサブパターンからなる切り替えで生じる物標の相対速度による位相のズレと、第 2のサブパターンからなる切り替えで生じる物標の相対速度による位相のズレとを、逆位相で大きさが略一致するように設定することを特徴としている。

[0015] この方法およびこの方法を実現する構成では、切り替えパターンを構成する第 1サブパターンと第 2サブパターンとで、相対速度による位相のズレが逆位相で大きさが略一致する。これにより、切り替えパターン単位での相対速度に基づく位相差が略 0 になる。

[0016] (3)また、この発明は、第 1のサブパターンとして複数のアンテナ素子が配置された直線に沿う第 1方向に沿って切り替えるパターンが設定され、第 2のサブパターンとして前記第 1方向と反対の第 2方向に沿って切り替えるパターンが設定され、第 1のサブパターンの切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離と、第 2のサブパターンの切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離とが、等しくなるようにアンテナ素子を切り替えることを特徴としている。

[0017] この方法およびこの方法を実現する構成では、前述の位相差を略 0にする具体的な方法として、アンテナ素子の配列方向に平行である相反する二つの方向に対して、それぞれの方向に沿った切り替え回数と切り替えにより生じる距離とが等しくなるように、アンテナ素子が切り替えられる。

[0018] 物標と各アンテナ素子との位置関係に基づく位相差、すなわち実際の方位による位相差は、物標と各アンテナ素子との位置関係により一義的に決定される。一方、相対速度に基づく位相差は、切り替えタイミングに準じて一義的に決定される。

[0019] 例えば、正面から見て第 1方向として右端から左端へアンテナ素子を切り替え、第 2 方向として左端力右端へアンテナ素子を切り替える場合、位置関係による位相差の変化は切り替え方向に依存しない。一方、相対速度による位相差の変化は、時間間隔によるものであり、切り替え方向によって位相差の増加する方向が逆となる。すなわち、第 1方向に沿って切り替えた場合、右端のアンテナ素子から左端のアンテナ素子へ順に相対速度による位相差が大きくなり、第 2方向に沿って切り替えた場合、左端のアンテナ素子から右端のアンテナ素子へ順に相対速度による位相差が大きくなる。そして、これら位相差は切り替えタイミングから得られる切り替え間隔に依存する。このように相対速度による位相差が相反する二つの切り替え方向で逆特性になることを利用し、これら二つの方向に対して、それぞれの方向に沿った切り替え回数と切り替えにより生じる距離とが等しくなるように、アンテナ素子を切り替えることで、相対速度による位相差が全体として相殺されて略 0となる。

[0020] (4)この発明は、第 1方向の切り替えで得られた IFビート信号により推定する第 1方位と、第 2方向の切り替えで得られた IFビート信号により推定する第 2方位とに基づいて物標の方位を算出することを特徴としている。

[0021] この方法およびこの方法を実現する構成では、前述の特性を利用し、第 1方向の切り替えによる第 1方位と第 2方向の切り替えによる第 2方位とから物標の方位を算出する。すなわち、第 1方位と第 2方位とを相対速度による位相差の影響が相殺されるように組み合わせて演算することで、真の方位が得られる。

[0022] (5)第 1方位の正弦を sin e とし、第 2方位の正弦を sin Θ とし、物標の方位の正弦

1 2

を sin Θとして、演算式

sin Θ = (sin Θ + sin 0 ) /2 （式 1) を用いて、物標の方位を算出することを特徴としている。

[0023] この方法およびこの方法を実現する構成では、（式 1)を用いることで、物標の方位を算出する。（式 1)は第 1方位の正弦と第 2方位の正弦とを加算して 1/2倍するものであり、それぞれの方位に対して逆特性で含まれる相対速度による位相差が相殺される。これにより、相対速度による位相差に影響されることなぐ正確な方位が得られ

[0024] (6)一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔 dを、送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ以上に設定することを特徴としている。

[0025] この方法およびこの方法を実現する構成では、アンテナ素子の間隔 dを 0. 5 λ以上とすることで、相対速度に関係なぐビームフォーミング法等の方位推定アルゴリズムで推定するスペクトルピークが検知方位角範囲内に必ず一つは現れる。これにより、確実に第 1方位、第 2方位が得られ、ひいては物標の方位が確実に得られる。

[0026] (7)一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔 dを送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ未満とする場合に、物標の方位算出時にアンテナ素子の間隔を仮想的に 0. 5 λ以上に設定し、当該条件により算出された方位を、前記 0. 5 λ未満の設定に対応する方位に補正することを特徴として!/、る。

[0027] この方法およびこの方法を実現する構成では、アンテナ素子の間隔 dが 0. 5 λ未満である場合、前述の（5)に示した 0. 5 λ以上の場合を適用することができない。このため、方位の算出時には、仮想的にアンテナ素子間隔 dが 0. 5 λであると設定して前述の方法で方位を算出する。しかし、このままでは、算出した方位は現実の物標の方位と異なるので、方位算出時のアンテナ素子間隔 dの設定値と現実のアンテナ素子間隔 dとの関係から、算出した方位を補正する。例えば、方位算出時のアンテナ素子間隔 dの設定値が現実のアンテナ素子間隔 dの 2倍であれば、算出した方位を 1 /2倍した値を真の物標の方位として出力する。

[0028] (8)レーダ装置の正面方向を 0° とし、検知方位角範囲を θ 〜θ として Θ お mm max mm よび Θ を 90° 〜+ 90° に設定し、一直線上に配置する複数のアンテナ素子の max

間隔を dとし、送受信信号の波長をえとして、

d< (l/ (sin 0 -sin e ) ) · ( λ /2) （式 2) となるように一直線上に複数のアンテナ素子を配置することを特徴としている。

[0029] この方法およびこの方法を実現する構成では、少なくともいずれか一方向に複数のスペクトルピークが発生し、物標の方位が複数算出されたとしても、検知方位角範囲を前述のように限定するアンテナ間隔 dを用いることで、当該検知方位角範囲内に含まれる方位は一つになり、正確に物標の方位を算出することができる。

[0030] (9)レーダ装置の正面方向を 0° として、算出方位角範囲を当該 0° を含む Θ

cal

〜 Θ として、一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔を dとして、送受信信 cal

号の波長をえとし、

Θ =sin^_1 ( l /2d) —(式 3)

cal

で設定される算出方位角範囲で物標の方位を算出することを特徴としている。

[0031] この方法およびこの方法を実現する構成では、算出方位角範囲を前述の条件で限定することで、第 1方向、第 2方向のそれぞれで一つずつのスペクトルピークしか検知されない。これにより、物標の方位が一組の第 1方位と第 2方位とで決定される。この際、算出される方位が検知範囲内に存在しない可能性があるが、検知方位角範囲内に複数のスペクトルが存在し、これらスペクトルの組み合わせにより算出方位は、 λ / (2d)の方位間隔で現れるので、算出した方位に λ / (2d)を加算もしくは減算することで、検知方位角範囲内の方位を算出することができる。そして、この検知方位角範囲内となる方位を物標の方位とする。この方法では、方位角推定範囲が Θ に

cal より限定されるので、方位検知に対する演算負荷が軽減される。

[0032] (10)—直線上に配置する複数のアンテナ素子を不等間隔に設定し、且つ当該不等間隔の最大公約数の間隔を dに一致させることを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、アンテナ素子を不等間隔にすることで、配列されたアンテナ素子の両端の間隔が広がり、方位分解能が向上するので、スペクトルピークが急峻になり、より高精度に第 1方位および第 2方位が検知され、ひいては、より高精度に物標の方位が算出される。

[0033] (11)不等間隔に配置された複数のアンテナ素子の切り替え間隔を、当該複数のァンテナ素子間距離に応じて設定することを特徴としている。

[0034] この方法およびこの方法を実現する構成では、各アンテナ間隔に応じた相対速度による位相差の変化が得られるので、さらに高精度に第 1方位および第 2方位が検知され、ひいては、さらに高精度に物標の方位が算出される。

[0035] (12)第 1方位および第 2方位がそれぞれ複数得られた場合に、第 1方位の各方位に対するスペクトル強度と、第 2方位の各方位に対するスペクトル強度とを比較して、スペクトル強度の等しい方位同士を組み合わせて物標の方位を算出することを特徴としている。

[0036] この方法およびこの方法を実現する構成では、複数のスペクトルピークが存在しても、スペクトル強度に応じて第 1方位と第 2方位とを関連付けするので、複数の物標の方位を同時に算出することができる。

発明の効果

[0037] この発明によれば、相対速度による位相差の影響を受けないので、相対速度を算出することなぐ高精度に物標の方位検知を行うことができる。

[0038] また、この発明によれば、アンテナ間隔、検知方位角範囲を適宜設定することで、より高精度で確実に物標の方位検知を行うことができる。

[0039] また、この発明によれば、算出方位角範囲を適宜設定することで、検知方位演算負荷を軽減することができる。

[0040] また、この発明によれば、アンテナ間隔を不等間隔に設定することで、より高精度に物標の方位検知を行うことができる。

[0041] また、この発明によれば、複数の物標の方位検知を同時に行うことができる。

図面の簡単な説明

[0042] [図 1]第 1の実施形態の FMCW方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である

[図 2]第 1の実施形態における送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図であ [図 3]相対速度による位相の変化を示す図である。

[図 4]物標と各アンテナ素子との位置 (方位）関係、すなわち実質的な物標方位による位相の変化を示す図である。

[図 5]メインフレーズでの相対速度による位相の変化を示す図である。 [図 6]メインフレーズでの位置関係による位相の変化を示す図である。

[図 7]第 1サブフレーズ SF1での受信信号による方位方向スペクトルと、第 2サブフレーズ SF2での受信信号による方位方向スペクトルとを示した図である。

[図 8]方位方向スペクトルを示す図である。

[図 9]現実のアンテナ素子間隔設定と、仮想的なアンテナ素子間隔設定とでの方位方向スペクトルを示す図である。

[図 10]第 2の実施形態の構成および処理で得られる方位方向スペクトルの一例を示す図である。

[図 11]第 2の実施形態の送受信ビームパターンを示した図である。

[図 12]第 3の実施形態におけるアンテナ素子間隔を示す図、および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

[図 13]第 3の実施形態の構成および処理を用いた場合の具体的な方位方向スぺ外ルを示す図である。

[図 14]第 4の実施形態の構成および処理を用いた場合の方位方向スペクトルを示した図である。

[図 15]複数の物標が同距離で異なる方位に存在する場合の方位方向スペクトルを示す図である。

符号の説明

[0043] 1一信号処理部、 10 バッファメモリ、 11 フーリエ変換処理部、 111一時間軸フ一リエ変換部、 112 ビームフォーミング部、 12 距離.相対速度検出部、 13 方位検出部、 2— RFモジュール、 21—VCO、 22 分配器、 23 出力切替器、 24— RFアンプ、 25 ミキサ、 26— IFアンプ、 3— A/Dコンバータ、 40 送信アンテナ、 50 受信アンテナ、 5；!〜 55 アンテナ素子

発明を実施するための最良の形態

[0044] 本発明の第 1の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について、図を参照して説明する。なお、本実施形態では、 FMCW方式のレーダ装置で、一つのアンテナ素子からなる送信アンテナと、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナとを備えたレーダ装置を例に説明する。 [0045] 図 1は本実施形態の FMCW方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。図 2は送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

図 1に示すように、本実施形態のレーダ装置は、送信信号制御、切り替え制御、物体検知を行う信号処理部 1と、 RFモジュール 2と、送信アンテナ 40と受信アンテナ 50 とを備える。

[0046] 信号処理部 1は、送信系制御として、送信制御信号の生成と切替制御信号の生成とを行う。送信制御信号は、時系列で三角形状に周波数を変調させた送信信号 (以下、単に「三角波変調送信信号」と称する。）を生成するために、 RFモジュール 2の V C021に与える信号である。また、切替制御信号は、受信アンテナ 50のアンテナ素子 5；!〜 55を選択するために RFモジュール 2の出力切替回路 23に与える信号であ

[0047] ここで、図 2に示すように、三角波変調送信信号は、三角波変調された三角波変調区間と三角波変調区間の間の非変調区間とからなる。

[0048] 信号処理部 1は、三角波変調区間が所定の送信周期 ΔΤで生成されるように送信制御信号を出力する。同時に、信号処理部 1は、各三角波変調区間に各アンテナ素子 5；!〜 55が順次対応するように、各三角波変調区間の立ち上がりタイミングと、アンテナ素子 5；!〜 55の切り替わりタイミングとを一致させる切替制御信号を出力する。この際、アンテナ素子 5；!〜 55の切替パターンは予め設定されており、例えば、図 2に示すように、時系列順に、アンテナ素子 51→アンテナ素子 52→アンテナ素子 53→ アンテナ素子 54→アンテナ素子 55を第 1サブフレーズ SF1とし、アンテナ素子 55→ アンテナ素子 54→アンテナ素子 53→アンテナ素子 52→アンテナ素子 51を第 2サブフレーズ SF2として、第 1サブフレーズ SF1と第 2サブフレーズ SF2とを連続してなるメインフレーズを繰り返す切替パターンを用いる。なお、アンテナ素子の切替パターンは、これに限るものではなぐ当明細書の実施の形態の終わりに記載するような各種パターンのメインフレーズを繰り返す切替パターンを用いても良い。この際、詳細は後述する力、メインフレーズ間で受信した受信信号における相対速度による位相差が略「0」になるようにメインフレーズのパターンを設定する。

[0049] RFモジュール 2は、送信系回路として VC〇21、分配器 22を備え、受信系回路として出力切替器 23、 RFアンプ 24、ミキサ 25、 IFアンプ 26を備える。

[0050] RFモジュール 2の送信系として、 VC021は、所謂、電圧制御発振器からなり、信号処理部 1からの送信制御信号を受けて三角波変調送信信号を生成し、分配器 22 に出力する。

[0051] 分配器 22は方向性結合器からなり、 VC021からの三角波変調送信信号を送信ァンテナ 40に与えるとともに、三角波変調送信信号を電力分配してなるローカル信号を生成し、ミキサ 25に与える。

[0052] 送信アンテナ 40は、単一のパッチアンテナ等からなり、三角波変調送信信号を電波に変換した送信波を、検知領域内に放射する。

[0053] 受信アンテナ 50はアンテナ素子 5；!〜 55を備える。アンテナ素子 5；!〜 55は、パッチアンテナ等からなり、例えば誘電体基板状に一直線上に等間隔で配列形成された複数のパッチ電極からなる。アンテナ素子 5；!〜 55の配列方向は、当該レーダ装置の正面方向（当該レーダ装置が設置される自動車の正面方向）に対して垂直な方向で、且つ水平方向に沿う方向である。そして、本実施形態ではより具体的な位置関係として、レーダ装置正面から見て右端から左端に向けてアンテナ素子 51 , 52, 53, 5 4, 55が順に並ぶものとする。

[0054] 受信アンテナ 50の各アンテナ素子 5；!〜 55は、送信波に基づく物標の反射波等を受信して受信信号を生成し、 RFモジュール 2の出力切替器 23に出力する。

[0055] RFモジュール 2の受信系として、出力切替器 23は、各アンテナ素子 5；!〜 55からの受信信号を受ける。出力切替器 23には前述の切替制御信号が与えられており、出力切替器 23は、この切替制御信号に基づいてアンテナ素子 5；!〜 55のいずれ力、と R Fアンプ 24との接続を切り替える。すなわち、切替制御信号により選択されたアンテナ素子の受信信号が RFアンプ 24に与えられる。この際、アンテナ素子の切り替えは、送信周期 ΔΤに準じて行われ、前述の三角波変調区間毎に出力選択されたアンテナ素子の受信信号が RFアンプ 24に与えられる。

[0056] RFアンプ 24は、与えられた受信信号のゲイン制御を行い、ゲイン制御後の RF信号をミキサ 25に出力する。

[0057] ミキサ 25は、 RF信号とローカル信号とを乗算して IFビート信号を生成し、 IFアンプ 26に与える。 IFアンプ 26は、 IFビート信号のゲイン制御を行い、 A/Dコンバータ 3 に出力する。

[0058] A/Dコンバータ 3は、所定のサンプリング周期で増幅（ゲインコントロール）後の IF ビート信号をサンプリングすることで、アナログの IFビート信号をディジタルの IFビート信号にコンバートして信号処理部 1に出力する。

[0059] 信号処理部 1の受信系であるバッファメモリ 10は、入力される IFビート信号を順次バッファリングしていく。

[0060] フーリエ変換処理部 11は、時間軸フーリエ変換部 111、およびビームフォーミング部 112を備える。時間軸フーリエ変換部 111は、既知の FFT処理を用いて周波数スベクトルを生成して距離 '相対速度検出部 12に与える。ビームフォーミング部 112は、時間軸フーリエ変換部で生成された周波数スペクトルを用いて、既知のビームフォ一マ（Beamformer)法や Capon法を適用することで、方位方向スペクトルを生成して方位検出部 13に与える。

[0061] 距離 '相対速度検出部 12は、既知の FMCW方式の距離、相対速度算出法を用いて、自装置力検知物標までの距離および、自装置に対する検知物標の相対速度を算出する。

[0062] 方位検出部 13は、ビームフォーミング部 112から与えられた方位方向スペクトルに基づいて、後述する方法で物標の方位を算出する。

[0063] [方位検知原理の説明]

このようなレーダ装置では、次に示す原理に基づレ、て物標方位を検知する。

[0064] 図 3〜図 6は物標方位検知原理を説明するための図であり、図 3は相対速度による物標までの距離の変化を示し、図 4は物標と各アンテナ素子との位置 (方位）関係、すなわち実質的な物標方位により生じる物標と各アンテナ素子との距離差を示す。図 5は前述のメインフレーズでの相対速度による距離の変化を示す図であり、図 5 (

A)は第 1サブフレーズ SF1での相対速度による距離の変化を示し、図 5 (B)は第 2サブフレーズ SF2での相対速度による距離の変化を示す。

[0065] 図 6は前述のメインフレーズでの位置関係による各アンテナ素子間の物標までの距離差を示す図であり、図 6 (A)は第 1サブフレーズ SF1での位置関係による各アンテナ素子間の物標までの距離差を示し、図 6 (B)は第 2サブフレーズ SF2での位置関係による各アンテナ素子間の物標までの距離差を示す。

[0066] 図 3において、 rはアンテナ素子 51の受信信号を出力選択した時点での物標 900

0

とアンテナ素子 51との距離を表し、 rはアンテナ切替周期の応じた相対速度による距離変化量を表す。

[0067] 図 3に示すように、物標 900が自装置に対して「0」でない等速直線運動を行っている場合、第 1サブフレーズ SF1では、アンテナ素子 51の選択時の距離を rとすると、

0 アンテナ素子 52の選択時の距離は r +r、アンテナ素子 53の選択時の位相は r + 2

0 0 r、アンテナ素子 54の選択時の距離は r + 3r、アンテナ素子 55の選択時の距離は r

0 0

+ 4rとなる。したがって、受信アンテナ 50の正面方向を 0として相対速度による方位角を Θ とし、アンテナ素子間隔を dとすると、 Θ =sin— ^Zr/d)の方向に等位相面が生成されるのと同等となる。これが、第 1サブフレーズ SF1における相対速度による方位角のズレに相当する。

[0068] このような状況で、メインフレーズでアンテナ素子 5；!〜 55を切り替えて物標の反射波に基づく受信信号を取得すると、相対速度により図 5に示すような位相関係となる。すなわち、第 1サブフレーズ SF1では図 3と同じ距離関係になり、第 2サブフレーズ S F2ではアンテナ素子 55の選択時の距離を rとすると、アンテナ素子 54の選択時の

1

距離は r +r、アンテナ素子 53の選択時の距離は r + 2r、アンテナ素子 52の選択時

1 1

の距離は r + 3r、アンテナ素子 51の選択時の距離は r +4rとなる。これにより、第 2

1 1

サブフレーズ SF2では、第 1サブフレーズ SF1で生じる相対速度による方位角 Θ に対して、逆特性 (前記正面方向を軸として軸対称の方位）の方位角（一 Θ )に等位相面が生成されるのと同等になる。すなわち、第 1サブフレーズ SF1と第 2サブフレーズ SF2とで、同じ大きさで逆特性の方位角が現れる。

[0069] ところで、図 5に示すように、物標 900が自装置に対して相対速度「0」である場合、隣り合うアンテナ素子間での物標までの距離差を Lとすると、受信アンテナ 50の正面方向を 0として位置関係による方位角を Θとし、アンテナ素子間隔を dとすると、

Θ =sin^_1 (L/d)

となる。これが物標 900の真の方位角に相当する。 [0070] このような第 1メインフレーズを用いれば、図 6に示すような距離関係が得られる。具体的には、第 1サブフレーズ SF1において、アンテナ素子 51から仮想的な位相基準面までの距離を「0」とすると、各アンテナ素子 52, 53, 54, 55から仮想的な位相基準面までの距離は、それぞれ L + 2r, 2L + 4r, 3L+6r, 4L + 8rとなる。また、第 1フレーズに引き続く第 2サブフレーズ SF2において、アンテナ素子 55の受信信号の位相を 4Lとすると、各アンテナ素子 54, 53, 52, 51の受信信号の位相は、それぞれ 3 L + 2r, 2L + 4r, L + 6r, 8rとなる。

[0071] これにより、第 1サブフレーズ SF1で検出される方位角を Θ とし、第 2サブフレーズ

1

SF2で検出される方位角を Θ とすると、第 1サブフレーズ SF1では、

Θ =sin^_1((L + 2r)/d) （式 1)

1

となる方向に等位相面が形成され、第 2サブフレーズ SF2では、

Θ =sin^_1((L-2r)/d) （式 2)

となる方向に等位相面が形成される。

[0072] したがって、式 1、式 2より、次の関係が得られる。

[0073] L+2r = d-sin0 （式 3— 1)

1

L-2r = d-sin0 —(式 3— 2)

また、真の方位角を Θとすると、式 4が成り立つ

L = d-sin0 （式 4)

式 3 1, 3-2, 4より、 L, r, dを消去すると、式 5カ得られる。

[0074] sin Θ = (sin Θ +sin0 )/2 （式 5)

1 2

これにより、真の方位角 Θは、

Θ = sin— ^ (sinS +sin0 )/2) （式 6)

1 2

から算出される。

[0075] これらの演算式（式 5、式 6)では、相対速度による距離変化の項 rが含まれないので、算出される方位角 Θに対する、相対速度による距離変化の影響はない。すなわち、相対速度による距離変化の影響を受けずに方位角 Θを算出すること力 Sできる。

[0076] このような演算式により物標の方位角 Θを算出することができるので、信号処理部 1 は次の処理フローにより、方位角 Θを算出する。 [0077] まず、信号処理部 1は、第 1サブフレーズ SF1の受信信号群から方位方向スぺタトルを算出し、方位角 Θ の正弦値 sin Θ を算出する。次に、信号処理部 1は、第 1サブ

1 1

フレーズ SF1に続く第 2サブフレーズ SF2の受信信号群から方位方向スペクトルを算出し、方位角 Θ の正弦値 sin Θ を算出する。そして、信号処理部 1は、算出した sin θ , sine を式 6に適用して、方位角 Θを算出する。

1 2

[0078] 具体例として、受信アンテナ素子数を 5とし、アンテナ間隔を 1. 4& λ (λは 76GHz 送信信号の波長）、アンテナ切替周期 ΔΤを lmsとし、物標方位が 5° 、物標の相対速度が 30km/hであった場合で、 Capon法を用いてシミュレーションを行った場合の方位方向スペクトルを図 7に示す。図 7は、前述の第 1サブフレーズ SF1での受信信号による方位方向スペクトルと、第 2サブフレーズ SF2での受信信号による方位方向スペクトルとを示した図である。なお、図 7以降の図で、図中の順方向が第 1サブフレーズ SF1に沿った方向を示し、逆方向が第 2サブフレーズ SF2に沿った方向を示す。

[0079] 図 7に示すように、アンテナ素子 51, 52, 53, 54, 55の順に切り替える第 1サブフレーズ SF1での方位 Θ は 5. 00° となり、アンテナ素子 55, 54, 53, 52, 51の順

1

に切り替える第 2サブフレーズ SF2での方位 Θ は +15. 03° となる。したがって、算出される真の方位 Θは、式 6より、

Θ =sin^_1((sin(-5. 00° ) +sin(15. 03° ))/2)

（式 7)

となり、 Θ =4. 94° と検知される。これは、シミュレーションの定義である方位 5. 00

° と略一致する。

[0080] このように、本実施形態の構成および処理を用いることにより、本実施形態のレーダ装置は、物標の相対速度を算出して補正に用いる等の煩雑な処理を行うことなぐ物標の方位を確実に精度良く検知することができる。また、処理演算が簡素であるので、高精度な検知を高速に行うことができる。

[0081] なお、前述の説明では、正弦値を用いて検知方位を算出する方法を示した力正弦値を角度に近似できる比較的狭い検知範囲、すなわち sine Θとおける範囲では、第 1サブフレーズ SF1での方位 Θ と、第 2サブフレーズ SF2での方位 Θ と力、ら、真の方位 Θを（式 8)で算出することができる。

[0082] θ = ( θ + Θ ) /2 （式 8)

1 2

例えば、検知方位角範囲を 14. 5° 〜+ 14. 5° とする場合、（式 8)で示した近似式から方位を求めると、最大の方位誤差は 0. 6° となる。したがって、この程度の方位誤差を許容範囲とすれば、 Θによる近似からなる（式 8)を用いて物標方位を算出すること力 Sでさる。

[0083] このように、 Θ近似を行うことで、物標方位算出に対する演算量を低減させることができる。

[0084] ところで、前述の説明では、アンテナ素子 51〜の間隔 dを等間隔にすることを示した力さらに、アンテナ素子間隔 dを 0. 5 λ以上とすると確実に物標方位検知を行うこと力 Sでさる。

[0085] 図 8は方位方向スペクトルを示す図であり、（Α)は物標の相対速度が 0. 2m/sec .である場合を示し、（B)は物標の相対速度が 1 · Om/sec.の場合を示す。

[0086] アンテナ素子間隔力の場合、隣り合うアンテナ素子間で生じる距離差の検知範囲は、 d + nえ〜 + d + n (nは整数）となる。すなわち、アンテナ素子と物標との位置関係による距離差と相対速度により生じる距離差とを加算した距離差は、 - d + n え〜 + d + n の範囲に入らなければ、前述の図 7に示すような方位方向スペクトルのスペクトルピークが得られな!/、。

[0087] アンテナ素子間隔 dが 0. 5 λ未満の場合、例えば、 d = 0. 4 λの場合、距離差検知範囲は、 0. 4 λ +ηえ〜 0. 4 λ +η λとなる。アンテナ切り替え周期 Δ Τが lms ec.で、物標の相対速度が 0. 2m/_Secである場合、隣り合うアンテナ素子間での相対速度による距離変化は 0. 1 λとなる。この場合、前述の条件 0. 4 λ +ηえ〜 0. 4 λ +η λを満たすので、スペクトルピークが得られ（図 8 (A)参照）、方位検知が可能となる。ところ力物標の相対速度が 1 · Om/sec.である場合、隣り合うアンテナ素子間での相対速度による距離変化は 0. 51 λとなる。この場合、前述の条件 0. 4 λ +ηえ〜 0. 4 λ +η λを満たさないので、スペクトルピークが得られず（図 8 (B)参照）、正確に方位検知を行うことができない。

[0088] 一方、アンテナ素子間隔 dが 0. 5 λ以上の場合、例えば d = 0. 6 λとすると、隣り合うアンテナ素子間の距離差の検知範囲は、（— 0· 6 + n)え〜（0. 6 + n)えとなる。この場合、 n = mの時の範囲と、 n = m+lの時の範囲とはオーバラップするので、全ての距離差が検知可能となる。つまり、アンテナ素子と物標との位置関係による距離差と相対速度により生じる距離差とを加算した距離差は、—d + nえ〜 + d + n の範囲に確実に存在する。この結果、アンテナ素子間隔 dを 0. 5 λ以上とすることで、方位方向のスペクトルピークを確実に得られ、物標方位を検知することができる。

[0089] ところで、前述の説明では、アンテナ素子間隔 dを 0. 5 λ以上にすることで、確実且つ容易にスペクトルピークを得られることを示した力アンテナ素子間隔 dが 0. 5λ未満であっても、 Capon法や Beamformer法の算術上、仮想的にアンテナ素子間隔 d を 0. 5 λ以上に設定することで、スペクトルピークを得ることもできる。

[0090] Capon法や Beamformer法等では、到来方向推定演算に、次式に示すモードべタトルを用いる。

a(0) = [exp (—】·（2π/λ) -dl'sin©), exp (— j · (2 π / λ ) '(12·3ίηΘ) , ..

(式 Α)

ここで、 &(Θ)は、推定方位 Θに対するモードベクトル、 dl〜dkはアンテナ素子数 k +1個において、一つのアンテナ素子位置を基準位置とした場合の各アンテナ間隔を示す。

アンテナ素子間隔 dが 0. 5 λ未満である場合に、（式 Α)の dl〜dkに現実のアンテナ素子間隔 dを用いるのではなぐ仮想設定したアンテナ素子間隔 d'を用いる。

[0091] この演算処理により、図 9(B)に示すような方位方向スペクトルが得られる。

図 9は方位方向スペクトルを示す図であり、 (A)は現実のアンテナ素子間隔 dを用いた場合を示し、（B)仮想設定したアンテナ素子間隔 d' =2dを用いた場合を示す。なお、図 9に示す方位方向スペクトルは、図 8(B)に示した方位方向スペクトルと同じ条件により得られたものである。すなわち、図 9(A)と図 8(B)とは同じ結果を示す。

[0092] 図 9(B)に示すように、アンテナ素子間隔 d'を 0. 5 λ以上に仮想設定した場合、急峻なスペクトルピークが得られる。

[0093] このようにアンテナ素子間隔を仮想的に 0. 5 λ以上に設定することで、現実のアンテナ素子間隔 dが 0. 5 λ未満であっても相対速度に影響されることなぐスペクトルピークを得ること力 Sできる。

[0094] このように得られたスペクトルピークによる第 1サブフレーズ SF1での方位 Θ ，と、第

1

2サブフレーズ SF2での方位 Θ ，とを（式 8)に代入することで、算出方位 Θ，を得ること力 Sできる。

[0095] θ ' = ( θ ' + θ ，）/2

1 2

なお、図 9 (B)では、スペクトルピークが複数現れる例を示した力後述するように、検知方位角範囲を適宜設定することにより、真の方位を容易に検知することができる

〇

[0096] このようにして得られた算出方位 Θ，は、現実の方位 Θとは異なる。し力、しながら、現実の方位 Θと算出方位 Θ 'とは、等位相面までの距離を Lとして、

L = d' sin Θ =d ' sin θ

の関係が成り立つので、

現実の方位 Θは、

Θ =sin^_1 ( (d' /d) - sin e ' ) （式 B)

力、ら得ること力 Sでさる。

[0097] このように、現実には、アンテナ素子間隔 dが 0. 5 λ未満であっても、算術演算上、仮想的にアンテナ素子間隔 d'を 0. 5 λ以上とすることで、処理演算数は増加するが、方位 Θを得ること力 Sできる。

[0098] 次に、第 2の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。

本実施形態のレーダ装置は、アンテナ間隔 dのみが異なり、他の構成は、第 1の実施形態のレーダ装置と同じである。

[0099] ターゲットの相対速度が大きくなると、隣り合うアンテナ素子間の相対速度により生じる距離差 rも大きくなる。通常、相対速度により生じる距離差 rがーえ /2〜+ λ /2 の範囲に入るように設計すれば、アンビギュイティは発生しない。し力もながら、相対速度による位相差 rがーえ /2〜+ λ /2の範囲に入らない場合、 rと r + η λ (nは整数）との判別ができなくなる。

[0100] この場合、第 1サブフレーズ SF1の方位を Θ 、第 2サブフレーズ SF2の方位を Θ とすると、

L+2r + nl =d-sin0 —(式 9— 1)

1

L-2r + ml =d-sin0 —(式 9— 2)

となる。ただし、 n, mは任意の整数である。

[0101] そして、このような組み合わせを持つ方位の候補が複数になる。ここで、真の方位

Θは、（式 4)より、

L = d-sin0 （式 4)

であるので、（式 4)、（式 9 1)、（式 9 2)より、

sin Θ = (sin Θ +sin0 )/2-(n + m) λ / (2d) （式 10)

1 2

となる。 n + m = n'とすると、

sin θ = (sin Θ +sin0 )/2-η' λ / (2d) —(式 11)

1 2

となる。（式 11)より、真の方位 Θの正弦値 sin Θは、 λ/ (2d)の間隔で候補が発生する。

[0102] このように正弦値 sineは、 λ/ (2d)の間隔で発生することを利用し、 Θの取りうる値の最小値を sin Θ 、最大値を sin Θ として、

mm max

sine -sine < λ / (2d) （式 12)

max mm

とすると、（式 11)における整数 n'の値は一意的に決定し、真の方位 Θを確実に検知すること力 Sでさる。

[0103] したがって、（式 12)より、

d< (l/(sin0 -sine ))· λ/2 （式 13)

max mm

となり、アンテナ素子間隔 dを（式 13)の条件に一致するように設置すればよい。

[0104] この際、（式 9 1)、（式 9 2)に示すように、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ と第 2

1 サブフレーズ SF2の方位 Θ とは、グレーティングローブを持つ。逆に言えば、本実施形態では、グレーティングローブを意図して持つようにアンテナ間隔を設定する。このような構成とすることで、複数のスペクトルピークが発生する。すなわち、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ とがそれぞれ複数の値を取る

1 2

ことができる。このため、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ と第 2サブフレーズ SF2の方

1

位 Θ との組み合わせ毎に真の方位 Θの候補が得られる。ここで、（式 12)に示すように、方位 Θの正弦値 sin Θを制限することで、真の方位 Θを決定することができる。

[0105] この原理を利用し、信号処理部 1は、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ の正弦値 sin

1

Θ と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ の正弦値 sin Θ とをそれぞれ複数検出する。この際、設定条件によっては、正弦値 sin θ , sin e のいずれか一方が一つの場合も

1 2

ある。

[0106] 信号処理部 1は、得られた複数の正弦値 sin e , sin e をそれぞれ組み合わせて、

1 2

組み合わせ毎に、真の方位 Θの正弦値 sin Θの候補を算出する。そして、信号処理部 1は、得られた正弦値 sin Θの候補のそれぞれが、（式 12)に適用するかどうかを判別し、適用する一つの正弦値 Θ力真の方位 Θを算出する。

[0107] このような場合、信号処理部 1は、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ の正弦値 sin Θ

1 1 と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ の正弦値 sin S とが多ぐ例えば、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ の正弦値 sin S と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ の正弦値 sin Θ

1 1 2 2 とを合わせて少なくとも 3個以上、得られるように、 Beamformer法や Capon法での推定検知方位角範囲を設定しておく。これにより、確実に真の方位 Θを得ること力 Sできる。

[0108] 図 10は本実施形態の構成および処理で得られる方位方向スペクトルの一例を示す図である。図 10に示す方位方向スペクトルは、送信信号の周波数を 76GHz、波長えを 3· 9mmとし、アンテナ素子間隔 dを 0· 7えとし、切替周期 ΔΤを lmsec.とし、物標方位 Θを 18° とし、物標の相対速度を 30. 6km/hとした時のシミュレーション結果である。

[0109] 図 10に示すように、前記条件では、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ は一個存在し

1

、第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ は二個存在する。このため、真の方位 Θの候補は二個算出され、 23. 9° と + 18. 0° となる。

[0110] ここで、信号処理部 1は、（式 13)の逆算に基づいて、検知方位角範囲を 20° 〜

+ 20° に設定する。さらに、図 11に示すような送受信ビームパターンを形成するように、送信アンテナおよび受信アンテナの構造および構成を設定する。図 10は本実施形態の送受信ビームパターンを示した図である。

[0111] このような構成、設定および処理を用いることで、信号処理部 1は + 18. 0° を真の方位 Θとして決定する。

[0112] 次に、第 3の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。

本実施形態のレーダ装置は、アンテナ素子間隔が不等間隔であり、他の構成は第 1の実施形態のレーダ装置と同じである。

図 12 (A)はアンテナ素子間隔を示す図であり、 (Β)は送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

[0113] 図 12 (A)に示すように、本実施形態のレーダ装置では、アンテナ素子 5；!〜 55の間隔を、アンテナ素子 51側から順に、 2d, 2d, 3d, 3dとする。そして、図 12 (B)に示すように、信号処理部 1は、アンテナ素子 51 , 52, 53, 54, 55の順でアンテナ素子を切り替える場合、 2Τ, 2Τ, 3Τ, 3Τの時間間隔で切り替える。

[0114] 不等間隔アレーアンテナの場合、アンテナ素子間隔の最大公約数によりグレーティングローブの発生間隔が決定する。このため、アンテナ素子間隔の最大公約数を dとすると、前述の第 1実施形態および第 2実施形態の条件から、

0. 5 λ < d< (l/sin e ) · ( λ /4) （式 14)

max

を満たすように、 dを決定すれば、真の方位 Θを一意に決定することができる。

[0115] このような構成および処理を用いることで、不等間隔アレイによって方位分解能を向上させ、且つ確実に真の方位 Θを検知することができる。すなわち、高精度で確実に真の方位 Θを検知することができる。

[0116] 図 13は本実施形態の構成および処理を用いた場合の具体的な方位方向スぺタトルを示す図である。図 13に示す方位方向スペクトルは、送信信号の周波数を 76GH z、波長 λを 3. 9mmとし、アンテナ素子間隔の最大公約数 dを 0. 7 λとし、切替周期の最大公約数 Τを lmsec.とし、物標方位 Θを 18。とし、物標の相対速度を 30· 6k m/hとした時のシミュレーション結果である。

[0117] このような処理の場合、図 13に示すように、前述の図 10の場合よりもスペクトルピークが急峻になる。これにより、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ と第 2サブフレーズ SF2

1

の方位 Θ とが高精度に検知される。そして、これらの方位 θ , Θ を組み合わせることで、真の方位 Θの候補を高精度に得られる。図 13の例では、—24. 0。と + 17. 9 。が得られる。そして、前述の各条件から得られる検知方位角範囲— 20° 〜+ 20 ° を適用することで、一意に真の方位 Θを +17. 9° と検知することができる。

[0118] 次に、第 4の実施形態に係るレーダ装置について図を参照して説明する。

本実施形態では、推定演算する方位角範囲 (推定演算方位角範囲）を設定するものであり、他の構成は第 3の実施形態に示したレーダ装置と同じである。

[0119] 推定演算方位角範囲を θ 〜+ θ に設定した場合、最大演算方位角 Θ を、

Θ =sin^_1(l/(2d)) （式 15)

とする。

[0120] この関係式は、前述の原理から導かれるものであり、（式 15)に示す設定を行うと、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ 、第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ ともに、スペクトルピークは一個になる。

[0121] そして、（式 15)に示す条件の場合、 (sine +sin0 )/2は（式 16)、 (式 18)、 ( 式 20)の!/、ずれかに示す関係式が得られる。

[0122] (1)式 16の場合

- l/(4d)< (sine +sin0 )/2< + λ/(4ά) （式 16)

(式 16)の場合、真の方位 Θの正弦値 sineは、（式 17) ((式 5)に相当）から得られ [0123] sin Θ = (sin Θ +sin0 )/2 （式 17)

(2)式 18の場合

(sine +sin0 )/2< - λ/{ ά) （式 18)

(式 18)の場合、真の方位 Θの正弦値 sin Θは、（式 19)から得られる。

[0124] sin θ = (sine +sin0 )/2+ /(2d) （式 19)

(3)式 20の場合

(sine +sin0 )/2> + λ/(4ά) （式 20)

(式 20)の場合、真の方位 Θの正弦値 sin Θは、（式 21)から得られる。

[0125] sin θ = (sine +sin0 )/2~ /(2d) （式 21)

このような処理を行うことにより、真の方位 Θをより簡単且つ確実に検知することができる。

[0126] この場合、信号処理部 1は、（式 15)で表された最大演算方位角 Θ に基づいて設定された推定演算方位角範囲 θ 〜+ θ で、第 1サブフレーズ SF1の方位 Θ と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ とを算出する。そして、信号処理部 1は、（式 16)、 ( 式 18)、（式 20)の条件に基づいて場合分けし、（式 17)、（式 19)、（式 21)のいずれかを選択して真の方位 Θを算出する。

[0127] 具体的に、図 14のようなスペクトルピークが得られる場合での処理を説明する。

図 14は本実施形態の構成および処理を用いた場合の方位方向スペクトルを示した図である。なお、このシミュレーションの条件は、第 2の実施形態の図 10の場合と同じである。

まず、信号処理部 1は、アンテナ素子間隔の最大公約数 dおよび送信信号の波長えから、最大演算方位角 Θ を 45. 6° と算出して、推定演算方位角範囲を 45. 6

。〜 + 45· 6° に設定する。次に、信号処理部 1は、得られた第 1サブフレーズ SF1 の方位 Θ と第 2サブフレーズ SF2の方位 Θ とから、

sin Θ = (sin θ + sin θ ) /2 —（式 22)

を算出する。

[0128] このシミュレーションでは、（式 22)の値は一 0· 406であり、（一 λ / (4d) )より小さくなる。これは、すなわち、（式 18)の条件を満たすことを意味する。信号処理部 1はこれを検出して、（式 19)、すなわち、

sin Θ = (sin Θ + sin 0 ) /2+ λ / (2ά)

を用いて、 sin Θを算出し、真の方位 Θを算出する。このような処理を行うことにより、信号処理部 1は、真の方位 Θを一意に 18. 0° と算出すること力 Sできる。

[0129] 以上のように、本実施形態では、推定演算方位角範囲を、前述の実施形態よりも実質的に狭くすることができるので、方位算出の演算負荷を軽減することができる。

[0130] なお、前述の各実施形態では、物標がーつの場合を例に示した力検知領域内で

、自装置から略等距離に、複数の物標が存在することもある。

図 15は複数の物標が同距離で異なる方位に存在する場合の方位方向スぺクトノレを示す図である。

[0131] 第 1サブフレーズ SF1での受信信号によるスペクトルピークのレベルと、第 2サブフレーズ SF2での受信信号によるスペクトルピークのレベルとは、対象となる物標が同じ（単一）であれば、略同じとなる。したがって、物標毎にスペクトルピークレベルが相違し、同じ物標に対する第 1サブフレーズ SF1のスペクトルピークレベルと第 2サブフレーズ SF2のスペクトルピークレベルとは略同じになる。

[0132] これを利用し、信号処理部 1は、得られたスペクトルピークから、ピークレベルに基づいて、第 1サブフレーズ SF1のスぺクトノレピークと第 2サブフレーズ SF2のスぺタトルピークとをペアリングする。そして、信号処理部 1は、ペアリングした第 1サブフレーズ SF1のスぺクトノレピークと第 2サブフレーズ SF2のスぺクトノレピークとを用いて、前述の各種方法を用いて真の方位 θ , Θ を検知する。このような処理方法を用いるこ

A B

とにより、自装置から同距離で異なる方位 θ , Θ に複数の物標が存在しても、それ

A B

ぞれの方位を確実且つ高精度に検知することができる。

[0133] また、前述の実施形態では、アンテナ素子の切替の一例として、第 1サブフレーズ S F1としてアンテナ素子を 51→52→53→54→55の順で切り替え、第 2サブフレーズ SF2としてアンテナ素子を 55→54→53→52→51の順で切り替える例を示した。し力、しながら、（1)第 1サブフレーズ SF1として 51→53→55の順で切り替え、第 2サブフレーズ SF2として 55→53→51の順で切り替える方法や、（2)第 1サブフレーズ SF 1として 51→52→53の順で切り替え、第 2サブフレーズ SF2として 55→54→53の順で切り替える方法や、（3)第 1サブフレーズ SF1として 51→53→54の順で切り替え、第 2サブフレーズ SF2として 55→54→52の順で切り替える方法等も適用できる。すなわち、第 1サブフレーズ SF1と第 2サブフレーズ SF2とからなるメインフレーズにおいて、全体としての相対速度による位相差が略「0」になるように、アンテナ素子の切り替えを行えばよい。

[0134] また、前述の実施形態では、受信アンテナを複数のアンテナ素子を配列してなるァナおよび受信アンテナの双方をアレイアンテナにしても、前述の効果を同様に奏すること力 Sでさる。

[0135] また、前述の実施形態では、三角波変調した送信信号を用いた例を説明したが、ノコギリ波変調した送信信号を用いても良い。さらに、三角波変調の上り変調区間のみや下り変調区間のみで、前記第 1サブフレーズ SF1および第 2サブフレーズ SF2を設定しても良い。

Claims

請求の範囲

[1] 送信アンテナと受信アンテナのレ、ずれか一方または両方を一直線上に配置された複数のアンテナ素子により構成し、前記一直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替えて、得られた受信信号力物標を検知するレーダの物標検知方法であって、

1つの切り替えパターンが実行された時点で前記物標の相対速度による各アンテナ間で生じる位相差の総和が略 0となるように、前記一直線上に配置された複数のァンテナ素子の切り替えパターンを設定するレーダの物標検知方法。

[2] 前記切り替えパターンは、第 1のサブフレーズと第 2のサブフレーズとを含み、前記第 1のサブフレーズからなる切り替えで生じる物標の相対速度による位相のズレと、前記第 2のサブフレーズからなる切り替えで生じる物標の相対速度による位相のズレとが逆位相で、大きさが略一致するように設定されている請求項 1に記載のレ一ダの物標検知方法。

[3] 前記切り替えパターンは、前記第 1のサブフレーズとして複数のアンテナ素子が配置された直線に沿う第 1方向に沿って切り替えるパターンが設定され、前記第 2のサブフレーズとして前記第 1方向と反対の第 2方向に沿って切り替えるパターンが設定され、

前記第 1のサブフレーズによる切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離と、前記第 2のサブフレーズによる切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離とが、等しい請求項 2に記載のレーダの物標検知方法。

[4] 前記第 1方向の切り替えで得られた IFビート信号により推定する第 1方位と、前記第 2方向の切り替えで得られた IFビート信号により推定する第 2方位とに基づいて前記物標の検知方位を算出する請求項 3に記載のレーダの物標検知方法。

[5] 前記第 1方位の正弦を sin Θ とし、前記第 2方位の正弦を sin Θ とし、前記物標の

1 2

方位の正弦を sin Θとして、演算式

sin e = (sin Θ + sin 0 ) /2

1 2

を用いて、前記物標の方位を算出する請求項 4に記載のレーダの物標検知方法。

[6] 前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔 dを、送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ以上に設定する請求項 1〜5のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。

[7] 一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔 dが送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ未満である場合に、前記方位算出時にアンテナ素子の間隔を仮想的に 0. 5 λ以上に設定し、当該条件により算出された方位を前記 0. 5 λ未満の設定に対応する方位に補正する請求項 1〜5のいずれかに記載のレーダ物標検知方法。

[8] レーダ装置の正面方向を 0° として、検知方位角範囲を Θ 〜 Θ として当該 Θ

mm max min

〜θ を— 90° 〜 + 90° 内に設定し、前記一直線上に配置する複数のアンテナ max

素子の間隔を dとし、送受信信号の波長をえとして、

d< (l/ (sin 0 -sin e ) ) · ( λ /2)

max min

となるように前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔を設定する請求項；!〜 7のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。

[9] レーダ装置の正面方向を 0° とし、算出方位角範囲を当該 0° を含む θ 〜θ

cal cal とし、前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔を dとし、送受信信号の波長をえとして、

Θ =sin^_1 ( l /2d)

cal

で設定される算出方位角範囲で物標の方位を算出する請求項;!〜 8のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。

[10] 前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子を不等間隔に設定し、且つ当該不等間隔の最大公約数の間隔を前記 dに一致させる請求項 6〜9のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。

[11] 前記不等間隔に配置された複数のアンテナ素子の切り替え間隔を、当該複数のァンテナ素子間距離に応じて設定する請求項 10に記載のレーダの物標検知方法。

[12] 前記第 1方位および前記第 2方位がそれぞれ複数得られた場合に、前記第 1方位の各方位に対するスペクトル強度と、前記第 2方位の各方位に対するスペクトル強度とを比較して、スペクトル強度の等しい方位同士を組み合わせて前記方位を算出する請求項 4〜； 11のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。

[13] いずれか一方または両方が一直線上に配置された複数のアンテナ素子により構成された送信アンテナおよび受信アンテナと、

前記一直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替える切り替え手段と、

得られた受信信号から物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダにおいて、前記切り替え手段は、 1つの切り替えパターンが実行された時点で前記物標の相対速度による各アンテナ間で生じる位相差の総和が略 0となるように前記一直線上に配置された複数のアンテナ素子の切り替えるレーダ装置。

[14] 前記切り替え手段は、切り替えで生じる物標の相対速度による互いの位相のズレが逆位相で互いの大きさが略一致する第 1のサブフレーズと第 2のサブフレーズとを含む前記切り替えパターンで、切り替えを行う請求項 13に記載のレーダ装置。

[15] 前記切り替え手段は、前記第 1のサブフレーズとして複数のアンテナ素子が配置された直線に沿う第 1方向に沿って切り替えるパターンを設定し、前記第 2のサブフレーズとして前記第 1方向と反対の第 2方向に沿って切り替えるパターンを設定し、前記第 1のサブフレーズによる切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離と、前記第 2のサブフレーズによる切り替え回数および当該切り替えにより生じるアンテナ素子間の距離とが、等しくなるように前記複数のアンテナ素子の切り替えを行う請求項 14に記載のレーダ装置。

[16] 前記物標検知手段は、前記第 1方向の切り替えで得られた IFビート信号により第 1 方位を推定し、前記第 2方向の切り替えで得られた IFビート信号により第 2方位を推定し、当該第 1方位と第 2方位とから前記物標の方位を算出する請求項 15に記載のレーダ装置。

[17] 前記物標検知手段は、前記第 1方位の正弦を sin Θ として、前記第 2方位の正弦を

1

sin Θ として、前記物標の方位の正弦を sin Θとし、演算式

sin e = (sin Θ + sin 0 ) /2

1 2

を用いて、前記物標の方位を算出する請求項 16に記載のレーダ装置。

[18] 前記一直線上に配置される複数のアンテナ素子は、送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ以上の間隔 dにて配置される請求項 13〜； 17のいずれかに記載のレーダ装置

[19] 前記一直線上に配置される複数のアンテナ素子は、送受信信号の波長 λに対して 0. 5 λ未満の間隔 dにて配置され、

前記物標検知手段は、前記方位算出時に前記複数のアンテナ素子の間隔を仮想的に 0. 5 λ以上に設定し、当該条件により方位を算出した後、算出した方位を前記 0. 5 λ未満の設定に対応する方位に補正する請求項 13〜； 17のいずれかに記載のレーダ装置。

[20] 前記一直線上に配置される複数のアンテナ素子は、レーダ装置の正面方向を 0° とし、検知方位角範囲を Θ 〜 Θ として当該 θ , Θ を 90° 〜+ 90° 内に設

mm max mm max

定し、前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔を dとし、送受信信号の波長をえとして、

d< (l/ (sin 0 -sin e ) ) · ( λ /2)

max min

となるように前記一直線上に配置される請求項 13〜； 19のいずれかに記載のレーダ装置。

[21] 前記物標検知手段は、レーダ装置の正面方向を 0° とし、算出方位角範囲を当該 0° を含む θ とし、前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子の間隔

を dとし、送受信信号の波長を λとして、

Θ =sin^_1 ( l /2d)

cal

で設定される算出方位角範囲で物標の方位を算出する請求項 13〜20のいずれかに記載のレーダ装置。

[22] 前記一直線上に配置する複数のアンテナ素子は、不等間隔に設置され、且つ当該不等間隔の最大公約数の間隔を前記 dに一致させる請求項 18〜21のいずれかに記載のレーダ装置。

[23] 前記切り替え手段は、前記不等間隔に配置された複数のアンテナ素子を、当該複数のアンテナ素子間距離に応じて切り替える請求項 22に記載のレーダ装置。

[24] 前記物標検知手段は、前記第 1方位および前記第 2方位がそれぞれ複数得られた場合に、前記第 1方位の各方位に対するスペクトル強度と、前記第 2方位の各方位に対するスペクトル強度とを比較して、スペクトル強度の等しい方位同士を組み合わせて前記方位を算出する請求項 16〜23のいずれかに記載のレーダ装置。