JP4905457B2 - レーダの物標検知方法、およびこの物標検知方法を用いたレーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、レーダの物標検知方法、特に物標の相対速度検知方法と、当該検知方法を用いたレーダ装置に関するものである。

従来、自動車の前方側等に備え付けられ、自動車前方を含む所定検知領域に送信波を送信し、検知領域内の物標の反射波を受信して、当該物標を検知するレーダ装置が各種考案されている。そして、このようなレーダ装置として、自動車分野ではＦＭＣＷ方式が多く用いられている。

ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、例えば、特許文献１や特許文献２に示すように、送信信号の周波数が徐々に高くなる上り変調区間と送信信号の周波数が徐々に低くなる下り変調区間とを交互に設けた三角波形状の送信信号を用いる。レーダ装置は、上り変調区間のビート周波数と下り変調区間のビート周波数とを算出する。ここで、ビート周波数とは、送信信号の周波数とこの送信信号に対する受信信号の周波数とをミキシングした周波数である。レーダ装置は、これら上り変調区間のビート周波数と下り変調区間のビート周波数との差分値から物標の相対速度を算出する。

特許第３６２２５６５公報 特許第３５７５６９４公報

しかしながら、特許文献１，２の方法では、相対速度を算出するにあたり、必ずビート周波数およびドップラ周波数を算出しなければならず、処理が複雑化してしまう。
また、検知領域内に複数の物標が存在する場合には、ビート周波数のスペクトルピークが複数になり、対応するスペクトル同士をペアリングする必要があるが、このペアリング処理では、ペアリングミスが発生することがある。そして、ペアリングミスが発生すると、相対速度を正確に算出できない。

したがって、本発明の目的は、目的とする物標に対するドップラ周波数等の煩雑な演算処理を行うことなく高精度に物標の相対速度を検知することができるレーダの物標検知方法およびこの方法を用いて物標検知するレーダ装置を提供することにある。

また、本発明の目的は、上述のように相対速度を検知するのと略同時に物標の方位をも検出することができるレーダの物標検知方法およびこの方法を用いて物標検知するレーダ装置を提供することにある。

（Ａ）この発明は、送信アンテナと受信アンテナの少なくとも一方を直線上に配置された複数のアンテナ素子により構成し、直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替えるレーダの物標検知方法および当該物標検知方法を用いたレーダ装置に関するものである。この物標検知方法は、複数のアンテナ素子を予め設定した所定切替パターンに基づいて、第１の時間間隔で切り替えて、物標の第１方位を算出する第１測定フェーズと、複数のアンテナ素子を所定切替パターンに基づいて、第１の時間間隔とは異なる第２の時間間隔で切り替えて、物標の第２方位を算出する第２測定フェーズと、を有する。さらに、この物標検知方法は、第１方位、第２方位、第１の時間間隔、第２の時間間隔、および複数のアンテナ素子の配置間隔に基づいて物標の相対速度を算出することを特徴としている。

このようなレーダの場合、送信アンテナか受信アンテナのいずれか一方もしくは両方が直線上に配置された複数のアンテナ素子からなり、送受信を行うアンテナ素子を切り替えながら物標検知が行われる。具体的に、一つのアンテナ素子からなる送信アンテナと複数のアンテナ素子が直線上に配置された受信アンテナとで送受信系が構成された場合、送信アンテナからの送信波に基づく反射波を、切り替え制御された受信アンテナの各アンテナ素子で順次受信して受信信号を生成する。また、複数のアンテナ素子が直線上に配置された送信アンテナと一つのアンテナ素子からなる受信アンテナとで送受信系が構成された場合、切り替え制御された送信アンテナの各アンテナ素子から順次送信波を送信して、各送信波に基づく反射波を受信アンテナで受信して受信信号を生成する。さらに、直線上に配置された複数のアンテナ素子から送信アンテナと受信アンテナとの双方を構成することで送受信系が構成された場合、切り替え制御された送信アンテナの各アンテナ素子から順次送信波を送信して、別の切り替え制御された受信アンテナの各アンテナ素子で反射波を順次受信することで、送信アンテナのアンテナ素子と受信アンテナのアンテナ素子の組み合わせ毎に受信信号を生成する。

このような切り替え制御を行って受信信号を得る場合で、それぞれに異なる時間間隔で受信信号を得られる第１測定フェーズと第２測定フェーズとを有する場合、レーダに対して物標が相対速度を有すると、各フェーズで受信信号の位相変化量が得られる。このような位相変化量の違いにより、各フェーズではビームフォーミング法等で得られる方位が異なる。ここで、フェーズ間での時間間隔の差（間隔時間差）と、各フェーズで算出される方位の差と、アンテナ素子と、相対速度とには特定の関係が成り立つので、これらの関係から相対速度が算出される。これにより、ドップラ周波数を算出することなく、相対速度を算出することができる。この際、各フェーズで算出される方位を用いることで、同時に物標の真の方位を算出することもできる。

（Ｂ）この発明のレーダの物標検知方法は、送信信号の放射方向側で複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から配列方向に広がる角度であって、−９０°〜＋９０°の範囲内にある、第１方位および第２方位をそれぞれθ₁，θ₂、第１の時間間隔と第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔ、複数のアンテナ素子の間隔をｄ、物標の相対速度候補をＶとして、ｎを任意の整数とし、送信信号の波長をλとして、
演算式
Ｖ＝ｄ・（ｓｉｎθ₁−ｓｉｎθ₂）／（２・Δｔ）＋ｎ・λ／（２・Δｔ） −（１）
を用いて得られる候補の中から１つを選択して物標の相対速度を算出することを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、具体的に式（１）に示すような簡素な式を用いることで、相対速度Ｖが算出される。

（Ｃ）この発明のレーダの物標検知方法は、目的とする物標の取り得る相対速度の範囲をＶ_min〜Ｖ_maxとし、第１の時間間隔と第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔとし、送受信信号の波長をλとして、
Δｔ＜λ／（２｜Ｖ_max−Ｖ_min｜） −（２）
となるように、第１の時間間隔と第２の時間間隔との差Δｔを設定することを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、物標が取り得る相対速度の最小値および最大値を、予めＶ_min〜Ｖ_maxに設定しておき、式（２）を用いて、アンテナ素子の切替間隔の時間差、すなわち、第１測定フェーズの時間間隔と第２測定フェーズの時間間隔との間隔時間差Δｔが決定される。このように間隔時間差Δｔを決定することで、式（１）で得られる相対速度の候補の中で、Ｖ_min〜Ｖ_maxの範囲にあるものは唯一となるため、測定を行いたい相対速度が確実に測定される。

（Ｄ）この発明のレーダの物標検知方法は、送信信号の放射方向側で複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から配列方向に広がる角度範囲であって、−９０°〜＋９０°の範囲内に検知方位角範囲θ_min〜θ_maxを設定し、複数のアンテナ素子の配置間隔をｄとし、送受信信号の波長をλとして、
ｄ＜λ／｜ｓｉｎθ_max−ｓｉｎθ_min｜ −（３）
となるように、複数のアンテナ素子の配置間隔を設定することを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、物標検知を行う方位角範囲を、予めθ_min〜θ_maxに設定しておき、式（３）を用いて複数のアンテナ素子の配置間隔ｄが決定される。このようにアンテナ素子の配置間隔ｄを決定することで、測定を行いたい物標検知方位角範囲内の物標の相対速度が確実に測定されるとともに、方位が一意に検出される。

（Ｅ）この発明のレーダの物標検知方法は、送信信号の放射方向側で複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向を含んで算出方位角範囲を−θ_cal〜＋θ_calとし、θ_cal＝ｓｉｎ^-1（λ／（２ｄ））の関係が成立するように、複数のアンテナ素子の配置間隔をｄに設定し、送受信信号の波長をλに設定して、物標の相対速度と方位とを算出することを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、算出方位角範囲−θcal〜＋θcalを式（４）で限定することで、第１測定フェーズと第２測定フェーズのそれぞれ一つずつのスペクトルピークしか検出されない。これにより、相対速度の算出に用いる第１方位と第２方位とが一意に決定し、確実に相対速度が算出される。

（Ｆ）この発明のレーダの物標検知方法は、複数のアンテナ素子の配置間隔ｄを送受信信号の波長λに対して０．５λ未満に設定した場合に、各方位の算出時にアンテナ素子の配置間隔ｄを仮想的に０．５λ以上に設定して仮方位を算出し、当該算出された方位を０．５λ未満の設定状態に補正して方位を算出することを特徴としている。

アンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満の場合、検知物標の真の方位により生じるアンテナ素子間の位相差が取り得る範囲は、−λ／２〜＋λ／２よりも狭いため、物標の相対速度によっては到来角算出演算を行ってもいずれの方位にも本来現れるべき観測ピークが現れないという問題が起こりうる。すなわち、前述の各演算式は、アンテナ素子間隔ｄが０．５λ以上でなければ、現実的に正確な方位を算出することができない。

したがって、この方法およびこの方法を実現する構成では、検知方位の算出時には、仮想的にアンテナ素子の配置間隔ｄが０．５λ以上であると仮定して前述の方法で第１方位および第２方位を算出する。そして、検知方位算出時のアンテナ素子の配置間隔ｄの設定値と、現実のアンテナ素子の配置間隔ｄとの関係から、算出された第１方位と第２方位とを補正する。これにより、現実の第１方位と第２方位が算出され、これに伴い相対速度も算出される。

（Ｇ）この発明のレーダの物標検知方法は、複数のアンテナ素子を不等間隔に配置し、且つ当該不等間隔の最大公約数値を配置間隔ｄに一致させることを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、アンテナ素子を不等間隔にすることで、配列されたアンテナ素子の両端の間隔が広がり、方位分解能が向上するので、スペクトルピークが急峻になり、より高精度に第１方位、第２方位が算出され、ひいてはより高精度に相対速度が算出される。

（Ｈ）この発明のレーダの物標検知方法は、第１の時間間隔と第２の時間間隔との間隔時間差Δｔを可変に設定することを特徴としている。

この方法およびこの方法を実現する構成では、複数のスペクトルピークが存在しても、スペクトル強度に応じて、第１方位と第２方位とが関連付けされるので、複数の検知方位を同時に算出することができる。また、相対速度を検出する物標が決まった場合に、速度分解能を向上させることもできる。

この発明によれば、ドップラ周波数等の複雑な演算処理を行うことなく、簡素な演算処理だけで容易に相対速度を算出することができる。この際、同じ処理系で略同時に方位をも算出することができる。

また、この発明によれば、アンテナ間隔、検知方位角範囲を適宜設定することで、より高精度で確実に物標の相対速度を算出することができる。

また、この発明によれば、算出方位角範囲を適宜設定することで、相対速度演算負荷を軽減することができる。

また、この発明によれば、アンテナ間隔を不等間隔に設定することで、より高精度に物標の相対速度検知を行うことができる。

また、この発明によれば、複数の物標の相対速度検知を同時に行うことができる。

第１の実施形態のＦＭＣＷ方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。 相対速度による物標までの距離の変化を示す。 第１測定フェーズでの相対速度による物標までの距離の変化を示す図、および、第２測定フェーズでの相対速度による物標までの距離の変化を示す図である。 第１測定フェーズでの物標までの距離の変化を示す図、および、第２測定フェーズでの物標までの距離の変化を示す図である。 前述の第１測定フェーズでの受信信号による方位方向スペクトルと、第２測定フェーズでの受信信号による方位方向スペクトルとを示した図である。 アンテナ素子の切り替えモード別の切り替えパターンを表した図である。 方位方向スペクトルを示す図である。 方位方向スペクトルを示す図である。 第２の実施形態の構成および処理で得られる方位方向スペクトルの一例を示す図である。 第２の実施形態の送受信ビームパターンを示した図である。 アンテナ素子間隔を示す図、および、送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。 複数の物標が同距離で異なる方位に存在して異なる相対速度を有する場合の方位方向スペクトルを示す図である。 その他の送信信号波形および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。 その他の送信信号波形および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。 その他の送信信号波形および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。 その他の送信信号波形および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について、図を参照して説明する。なお、本実施形態では、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置で、一つのアンテナ素子からなる送信アンテナと、複数のアンテナ素子からなる受信アンテナとを備えたレーダ装置を例に説明する。また、以下の説明では、周波数が徐々に高くなる上り変調区間と周波数が徐々に低くなる下り変調区間とからなる三角波変調を行った送信信号を用いたＦＭ−ＣＷ方式のレーダ装置を例に示すが、上り変調のみや下り変調のみからなるレーダ装置対しても下記の構成および処理を適用することができる。

図１は本実施形態のＦＭＣＷ方式レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
図１に示すように、本実施形態のレーダ装置は、送信信号制御、切り替え制御、物体検知を行う信号処理部１と、ＲＦモジュール２と、送信アンテナ４０と受信アンテナ５０とを備える。

信号処理部１は、送信系制御として、送信制御信号の生成と切替制御信号の生成とを行う。送信制御信号は、時系列で三角形状に周波数を変調させた送信信号（以下、単に「三角波変調送信信号」と称する。）を生成するために、ＲＦモジュール２のＶＣＯ２１に与える信号である。また、切替制御信号は、受信アンテナ５０のアンテナ素子５１〜５５を選択するためにＲＦモジュール２の出力切替回路２３に与える信号である。

信号処理部１は、第１測定フェーズと第２測定フェーズとで異なる送信周期で、送信信号が生成されるように送信制御信号を出力する。この際、生成される三角波変調送信信号は、三角波変調された三角波変調区間と三角波変調区間の間の非変調区間とからなる。そして、三角波変調区間の時間長は、第１測定フェーズと第２測定フェーズとで同じであるが、非変調区間は、第１測定フェーズよりも第２測定フェーズが長くなるように設定されている。

図２は送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図であり、（Ａ）は切替時間Ｔ₁で切り替えた第１測定フェーズの場合、（Ｂ）は切替時間Ｔ₂で切り替えた第２測定フェーズの場合を示す。なお、第２測定フェーズの切替時間Ｔ₂は、第１測定フェーズの切替時間Ｔ₁に所定時間Δｔを加算した時間である。すなわち、Ｔ₂＝Ｔ₁＋Δｔの関係となる。

このような送信制御処理と同時に、信号処理部１は、各三角波変調区間に各アンテナ素子５１〜５５が順次対応するように、各三角波変調区間の立ち上がりタイミングと、アンテナ素子５１〜５５の切り替わりタイミングとを一致させる切替制御信号を出力する。

この際、アンテナ素子５１〜５５の切替パターンは、第１測定フェーズ、第２測定フェーズとで同じになる予め設定されたパターンからなる。例えば、図２に示すように、時系列順に、アンテナ素子５１→アンテナ素子５２→アンテナ素子５３→アンテナ素子５４→アンテナ素子５５を繰り返す切替パターンを用いる。なお、送信信号の送信パターンおよびアンテナ素子の切替パターンは、これに限るものではなく、当明細書の実施の形態の終わりに記載するような各種パターンを繰り返すものであっても良い。

ＲＦモジュール２は、送信系回路としてＶＣＯ２１、分配器２２を備え、受信系回路として出力切替器２３、ＲＦアンプ２４、ミキサ２５、ＩＦアンプ２６を備える。
ＲＦモジュール２の送信系として、ＶＣＯ２１は、所謂、電圧制御発振器からなり、信号処理部１からの送信制御信号を受けて三角波変調送信信号を生成し、分配器２２に出力する。

分配器２２は方向性結合器からなり、ＶＣＯ２１からの三角波変調送信信号を送信アンテナ４０に与えるとともに、三角波変調送信信号を電力分配してなるローカル信号を生成し、ミキサ２５に与える。

送信アンテナ４０は、単一のパッチアンテナ等からなり、三角波変調送信信号を電波に変換した送信波を、検知領域内に放射する。

受信アンテナ５０はアンテナ素子５１〜５５を備える。アンテナ素子５１〜５５は、パッチアンテナ等からなり、例えば誘電体基板上に直線上に等間隔で配列形成された複数のパッチ電極からなる。アンテナ素子５１〜５５の配列方向は、当該レーダ装置の正面方向（当該レーダ装置が設置される自動車の正面方向）に対して垂直な方向で、且つ水平方向に沿う方向である。そして、本実施形態ではより具体的な位置関係として、レーダ装置正面から見て右端から左端に向けてアンテナ素子５１，５２，５３，５４，５５が順に並ぶものとする。

受信アンテナ５０の各アンテナ素子５１〜５５は、送信波に基づく物標の反射波等を受信して受信信号を生成し、ＲＦモジュール２の出力切替器２３に出力する。

ＲＦモジュール２の受信系として、出力切替器２３は、各アンテナ素子５１〜５５からの受信信号を受ける。出力切替器２３には前述の切替制御信号が与えられており、出力切替器２３は、この切替制御信号に基づいてアンテナ素子５１〜５５のいずれかとＲＦアンプ２４との接続を切り替える。すなわち、切替制御信号により選択されたアンテナ素子の受信信号がＲＦアンプ２４に与えられる。この際、アンテナ素子の切り替えは、第１測定フェーズでは送信周期Ｔ₁に準じて行われ、第２測定フェーズでは送信周期Ｔ₂に準じて行われ、前述の三角波変調区間毎に出力選択されたアンテナ素子の受信信号がＲＦアンプ２４に与えられる。

ＲＦアンプ２４は、与えられた受信信号のゲイン制御を行い、ゲイン制御後のＲＦ信号をミキサ２５に出力する。
ミキサ２５は、ＲＦ信号とローカル信号とを乗算してＩＦビート信号を生成し、ＩＦアンプ２６に与える。ＩＦアンプ２６は、ＩＦビート信号のゲイン制御を行い、Ａ／Ｄコンバータ３に出力する。

Ａ／Ｄコンバータ３は、所定のサンプリング周期で増幅（ゲインコントロール）後のＩＦビート信号をサンプリングすることで、アナログのＩＦビート信号をディジタルのＩＦビート信号にコンバートして信号処理部１に出力する。

信号処理部１の受信系であるバッファメモリ１０は、入力されるＩＦビート信号を順次バッファリングしていく。この際、バッファメモリ１０には、測定フェーズ単位でＩＦビート信号がバッファリングされる。

フーリエ変換処理部１１は、時間軸フーリエ変換部１１１、およびビームフォーミング部１１２を備える。時間軸フーリエ変換部１１１は、既知のＦＦＴ処理を用いて周波数スペクトルを生成して距離・相対速度検出部１２に与える。ビームフォーミング部１１２は、時間軸フーリエ変換部で生成された周波数スペクトルを用いて、既知のビームフォーマ（Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ）法やＣａｐｏｎ法を適用することで、方位方向スペクトルを生成して方位検出部１３に与える。この際、フーリエ変換処理部１１は、測定フェーズ単位で方位方向スペクトルを生成する。

距離・相対速度検出部１２は、次に示す方法を用いて、自装置に対する検知物標の相対速度を算出する。

［相対速度検知原理の説明］
本実施形態のレーダ装置は、次に示す原理に基づいて物標の相対速度を検知する。
図３〜図７は物標相対速度検知原理を説明するための図であり、図３は相対速度による物標までの距離の変化を示す。図３において、ｄはアンテナ素子の配置間隔を表し、ｒ₀はアンテナ素子５１の受信信号を出力選択した時点での物標９００とアンテナ素子５１との距離を表し、ｒはアンテナ切替周期の応じた相対速度による距離変化量を表す。

図３に示すように、物標９００が自装置に対して「０」でない等速直線運動を行っている場合、一つの測定フェーズでは、アンテナ素子５１の選択時の距離をｒ₀とすると、アンテナ素子５２の選択時の距離はｒ₀＋ｒ、アンテナ素子５３の選択時の距離はｒ₀＋２ｒ、アンテナ素子５４の選択時の距離はｒ₀＋３ｒ、アンテナ素子５５の選択時の距離はｒ₀＋４ｒとなる。したがって、受信アンテナ５０の正面方向を０として相対速度による方位角をθ_Ｖとし、アンテナ素子間隔をｄとすると、θ_Ｖ＝ｓｉｎ^-1（２ｒ／ｄ）の方向に等位相面が生成されるのと同等となる。これが、測位フェーズにおける相対速度による方位角のズレに相当する。

このような状況において、第１測定フェーズ（送信周期Ｔ₁）と第２測定フェーズ（送信周期Ｔ_２）とで送信周期（切替周期）を異ならせると、各アンテナ素子選択時の距離は図４に示すような位相関係となる。

図４（Ａ）は、第１測定フェーズでの相対速度による物標までの距離の変化を示す図であり、図４（Ｂ）は、第２測定フェーズでの相対速度による物標までの距離の変化を示す図である。

図４（Ａ）に示すように、第１測定フェーズでは、送信周期Ｔ_１に準じ、距離がｒ_１毎に変化する。具体的には、アンテナ素子５１の選択時の距離をｒ₀とすると、アンテナ素子５２の選択時の距離はｒ₀＋ｒ₁、アンテナ素子５３の選択時の距離はｒ₀＋２ｒ₁、アンテナ素子５４の選択時の距離はｒ₀＋３ｒ₁、アンテナ素子５５の選択時の距離はｒ₀＋４ｒ₁となる。

一方、図４（Ｂ）に示すように、第２測定フェーズでは、送信周期Ｔ₂に準じ、距離がｒ_２毎に変化する。具体的には、アンテナ素子５１の選択時の距離をｒ₀とすると、アンテナ素子５２の選択時の距離はｒ₀＋ｒ₂、アンテナ素子５３の選択時の距離はｒ₀＋２ｒ₂、アンテナ素子５４の選択時の距離はｒ₀＋３ｒ₂、アンテナ素子５５の選択時の距離はｒ₀＋４ｒ₂となる。ここで、ｒ₂＝ｒ₁＋Δｒであり、Δｒは、送信周期Ｔ₁とＴ₂との時間長の差Δｔに準じた距離差である。

このようにアンテナ素子間で物標の速度による距離変化が観測されると、レーダ装置に対する物標の方位による距離変化とともに、レーダ装置と物標との距離の変化は、図５に示す関係となる。
図５（Ａ）は、第１測定フェーズでの物標までのレーダ装置からの往復距離の変化を示す図であり、図５（Ｂ）は、第２測定フェーズでの物標までのレーダ装置からの往復距離の変化を示す図である。

第１測定フェーズでは、具体的に図５（Ａ）に示すように、アンテナ素子５１から仮想的な位相基準面までの距離を「０」とすると、各アンテナ素子５２，５３，５４，５５から仮想的な位相基準面までの距離は、それぞれＬ＋２ｒ₁，２Ｌ＋４ｒ₁，３Ｌ＋６ｒ₁，４Ｌ＋８ｒ₁となる。ここで、Ｌは物標の方位θによる距離変化分、２ｒ₁は物標の速度Ｖによる距離変化分である。

また、第１測定フェーズに引き続く第２測定フェーズでは、具体的に図５（Ｂ）に示すように、アンテナ素子５１から仮想的な位相基準面までの距離を「０」とすると、各アンテナ素子５２，５３，５４，５５から仮想的な位相基準面までの距離は、それぞれＬ＋２ｒ₂，２Ｌ＋４ｒ₂，３Ｌ＋６ｒ₂，４Ｌ＋８ｒ₂となる。ここで、Ｌは物標の方位θによる距離変化分、２ｒ₂は物標の速度Ｖによる距離変化分である。

このような関係から、第１測定フェーズで算出される第１方位をθ₁とし、第２測定フェーズで算出される第２方位をθ₂とし、相対速度の影響を受けない真の方位をθとし、真の方位θに対する第１測定フェーズの方位のズレをθ_r1とし、真の方位θに対する第２測定フェーズの方位のズレをθ_r2とした場合に、次に二式が得られる。

Ｌ＋２ｒ₁＝−ｄ（ｓｉｎθ＋ｓｉｎθ_r1）＝−ｄ・ｓｉｎθ₁ −（５）
Ｌ＋２ｒ₂＝−ｄ（ｓｉｎθ＋ｓｉｎθ_r2）＝−ｄ・ｓｉｎθ₂ −（６）
なお、方位の符号は、図５に示すθ₁，θ₂の向きを負と定義している。

ここで、Δｒ＝ｒ₂−ｒ₁と定義すると、

となる。この式（７）はすなわち、前述の相対速度候補Ｖを表す式（１）の右辺第一項そのものであるので、この演算処理を行うことで、物標の相対速度候補Ｖを算出することができる。

信号処理部１は次の処理フローにより、上記相対速度候補Ｖを算出する。

まず、信号処理部１は、第１測定フェーズの受信信号群から方位方向スペクトルを算出し、方位角θ₁の正弦値ｓｉｎθ₁を算出する。次に、信号処理部１は、第１測定フェーズに続く第２測定フェーズの受信信号群から方位方向スペクトルを算出し、方位角θ₂の正弦値ｓｉｎθ₂を算出する。そして、信号処理部１は、算出したｓｉｎθ₁、ｓｉｎθ₂を式（１）に適用して、相対速度候補Ｖを算出する。

具体例として、受信アンテナ素子数を５とし、アンテナ間隔を１．４６λ（λは７６ＧＨｚ送信信号の波長）、第１測定フェーズのアンテナ切替周期Ｔ₁を１ｍｓｅｃ．とし、第２測定フェーズのアンテナ切替周期Ｔ₂を１．０５ｍｓｅｃ．とし、物標方位が５°、物標の相対速度が３０ｋｍ／ｈであった場合で、Ｃａｐｏｎ法を用いてシミュレーションを行った場合の方位方向スペクトルを図６に示す。図６は、前述の第１測定フェーズでの受信信号による方位方向スペクトルと、第２測定フェーズでの受信信号による方位方向スペクトルとを示した図である。なお、図６以降の図で、図中のＴ₁周期スキャンが第１測定フェーズの場合を示し、Ｔ₂周期スキャンが第２測定フェーズの場合を示す。

図６に示すように、アンテナ素子５１，５２，５３，５４，５５を切替周期Ｔ₁で順に切り替える第１測定フェーズでの方位θ₁は−５．００°となり、切替周期Ｔ₂で順に切り替える第２測定フェーズでの方位θ₂は−１３．４７°となる。したがって、算出される相対速度候補は、式（１）より、３０．０±１４１．１×ｎ ｋｍ／ｈとなり、ｎ＝０の時の値がシミュレーションの仮定と一致する。今、仮に物標の取り得る速度が−４０ｋｍ／ｈ〜１００ｋｍ／ｈであれば、真の相対速度は、３０ｋｍ／ｈであると特定できる。

このように、本実施形態の構成および処理を用いることにより、本実施形態のレーダ装置は、物標のドップラ周波数の算出等の煩雑な処理を行うことなく、物標の相対速度を確実に精度良く検知することができる。また、処理演算が簡素であるので、高精度な検知を高速に行うことができる。

なお、前述の説明では、受信アンテナを構成する全てのアンテナ素子５１〜５５を用いて、第１測定フェーズおよび第２測定フェーズを構成したが、必ずしもアンテナ配列の一方端から他方端までの全てのアンテナ素子に切り替える必要はなく、図７に示すように、一部のアンテナ素子を切り替えるパターンであってもよい。図７は、アンテナ素子の切り替えモード別の切り替えパターンを表した図であり、（Ａ），（Ｂ）が高速検知モードを示し、（Ｃ），（Ｄ）が通常検知モードを示す。

信号処理部１には、モード切替機能が備えられており、例えば、ユーザからの操作入力等によりモードを切り替える。ここで、モードは、例えば、高速で相対速度を検出する高速検知モードと、通常の検知時間で相対速度を検出する通常検知モードとを備える。信号処理部１は、高速検知モードの選択を受け付けると、図７（Ａ）に示す第１測定フェーズと、図７（Ｂ）に示す第２測定フェーズから相対速度を検知する。すなわち、まず、第１測定フェーズとして、アンテナ素子５１〜５３の三つのアンテナ素子を切替周期Ｔ₁で切り替えて第１方位θ₁を算出する。その後、第２測定フェーズとして、アンテナ素子５１〜５３の三つのアンテナ素子を切替周期Ｔ₂で切り替えて第２方位θ₂を算出する。そして、これら第１方位θ₁と第２方位θ₂とを用いて相対速度Ｖを算出する。この方法では、切替アンテナ素子数が少ないので、通常検知モードよりも高速で相対速度を検知することができる。

一方、信号処理部１は、通常検知モードの選択を受け付けると、図７（Ｃ）に示す第１測定フェーズと、図７（Ｄ）に示す第２測定フェーズから相対速度を検知する。すなわち、まず、第１測定フェーズとして、アンテナ素子５１〜５５の全てのアンテナ素子を切替周期Ｔ₁で切り替えて第１方位θ₁を算出する。その後、第２測定フェーズとして、アンテナ素子５１〜５５の全てのアンテナ素子を切替周期Ｔ₂で切り替えて第２方位θ₂を算出する。そして、これら第１方位θ₁と第２方位θ₂とを用いて相対速度Ｖを算出する。この方法では、高速検知モードよりも切替アンテナ素子数が多いので、高速検知モードよりも高精度に相対速度を検知することができる。

ところで、前述の説明では、アンテナ素子の切替間隔差Δｔについて、時間範囲を指定しなかった。しかしながら、次に示す方法により切替間隔差Δｔを設定することで、物標が取り得る相対速度の範囲内に現れる相対速度候補Ｖが唯一となり、あいまいさを排除して相対速度を算出することができる。
物標の相対速度が大きくなると、第１測定フェーズの切替周期Ｔ₁と第２測定フェーズの切替周期Ｔ₂との時間差（切替間隔差）Δｔに対する距離差Δｒも大きくなる。この往復の距離差２Δｒに応じた位相差が第１測定フェーズと第２測定フェーズとの間で発生する。この際、送信信号の波長をλとして、この距離差２Δｒに応じた位相差が、−λ／２〜＋λ／２内に存在すれば、アンビギュイティは生じず、確実に相対速度Ｖを算出することができる。すなわち、２Δｒによる位相差の絶対値が、λ／２以下であればよい。ここで、相対速度Ｖの候補は、λ／（２Δｔ）の間隔で現れる。したがって、相対速度Ｖの候補範囲における最大相対速度候補をＶ_max、最小相対速度候補をＶ_minとすると、相対速度候補が一意に決定するのは、

の条件を満たす場合である。このため、

と、切替間隔差Δｔを設定することで、一意に且つより確実に相対速度を算出することができる。また、一度物標を検出すると、相対速度の概算値を取得することができる。前回の測定にて得られた物標の相対速度をＶ_prv、物標の運動の性質上あり得る最大の加速度をα、同じく減速度を−β、前回測定と今回測定路の時間差をτ、とすると、今回の測定時にて物標が取り得る速度の最大値Ｖ_maxおよび最小値Ｖ_minは、それぞれ、Ｖ_prv＋ατ、Ｖ_prv−βτと表せるので、
｜Ｖ_max−Ｖ_min｜＝（Ｖ_prv＋ατ）−（Ｖ_prv−βτ）＝（α＋β）τ −（９’）
と表すことができる。

ここで、具体的なΔｔの設定方法について説明する。まず、物標が未検知の状態では、例えば、物標が自動車であったとして、Ｖ_max＝＋２００ｋｍ／ｈ、Ｖ_min＝−２００ｋｍ／ｈ、最大の加速度分α＝５ｍ／ｓ²とし、最大の減速度分β＝１０ｍ／ｓ²とし、時間差τ＝０．１ｓｅｃ．とし、式（９）および式（９’）より、切替間隔差Δｔ＝１ｍｓｅｃ．とすればよい。

このように切替間隔差Δｔを設定することで、より確実に相対速度Ｖを算出することができる。

さらに、アンテナ素子間隔ｄを０．５λ以上とすると確実に物標の相対速度および方位の検知を行うことができる。

図８は、アンテナ間隔ｄ＝０．４λで、物標の真の方位が５°の時の方位方向スペクトルを示す図であり、（Ａ）は物標の相対速度が２．０ｋｍ／ｈである場合を示し、（Ｂ）は物標の相対速度が４．０ｋｍ／ｈの場合を示す。
アンテナ素子間隔がｄの場合、隣り合うアンテナ素子間で生じる距離差の検知範囲は、−ｄ＋ｎλ〜＋ｄ＋ｎλ（ｎは整数）となる。すなわち、アンテナ素子と物標との位置関係による距離差と相対速度により生じる距離差とを加算した距離差は、−ｄ＋ｎλ〜＋ｄ＋ｎλの範囲に入らなければ、前述の図６に示すような方位方向スペクトルのスペクトルピークが得られない。

ここで、例えばアンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満（ｄ＝０．４λ）の場合、距離差検知範囲は−０．４λ＋ｎλ〜０．４λ＋ｎλとなる。第１測定フェーズの切替周期Ｔ₁が１ｍｓｅｃ．で、第２測定フェーズの切替周期Ｔ₂が１．０５ｍｓｅｃ．で、物標の相対速度が２ｋｍ／ｈである場合、隣り合うアンテナ素子間での距離差は０．３２λとなる。この場合、前述の条件−０．４λ＋ｎλ〜０．４λ＋ｎλを満たすので、スペクトルピークが得られ（図８（Ａ）参照）、相対速度の検知が可能となる。

ところが、物標の相対速度が４ｋｍ／ｈである場合、隣り合うアンテナ素子間での相対速度による距離変化は０．６０λとなる。この場合、前述の条件−０．４λ＋ｎλ〜０．４λ＋ｎλを満たさないので、スペクトルピークが得られず（図８（Ｂ）参照）、正確に相対速度の検知を行うことができない。

一方、アンテナ素子間隔ｄが０．５λ以上の場合、例えばｄ＝０．８λとすると、隣り合うアンテナ素子間の距離差の検知範囲は、（−０．８＋ｎ）λ〜（０．８＋ｎ）λとなる。この場合、ｎ＝ｍの時の範囲と、ｎ＝ｍ＋１の時の範囲とはオーバラップするので、全ての距離差が検知可能となる。つまり、アンテナ素子と物標との位置関係による距離差と相対速度により生じる距離差とを加算した距離差は、−ｄ＋ｎλ〜＋ｄ＋ｎλの範囲に確実に存在する。この結果、アンテナ素子間隔ｄを０．５λ以上とすることで、方位方向のスペクトルピークを確実に得られ、物標の相対速度を検知することができる。

また、前述の説明では、アンテナ素子間隔ｄを０．５λ以上にすることで、確実且つ容易にスペクトルピークを得られることを示したが、アンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満であっても、Ｃａｐｏｎ法やＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ法の算術上、仮想的にアンテナ素子間隔ｄを０．５λ以上に設定することで、スペクトルピークを得ることもできる。

Ｃａｐｏｎ法やＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ法等では、到来方向推定演算に、次式に示すモードベクトルを用いる。

ここで、ａ（θ）は、推定方位θに対するモードベクトル、ｄ１〜ｄｋはアンテナ素子数ｋ＋１個において、一つのアンテナ素子位置を基準位置とした場合の各アンテナ間隔を示す。
アンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満である場合に、（式Ａ）のｄ１〜ｄｋに現実のアンテナ素子間隔ｄを用いるのではなく、仮想設定したアンテナ素子間隔ｄ’を用いる。

この演算処理により、図９（Ｂ）に示すような方位方向スペクトルが得られる。
図９は方位方向スペクトルを示す図であり、（Ａ）は現実のアンテナ素子間隔ｄ＝０．４λを用いた場合を示し、（Ｂ）仮想設定したアンテナ素子間隔ｄ’＝２ｄ＝０．８λを用いた場合を示す。
なお、図９に示す方位方向スペクトルは、図８（Ｂ）に示した方位方向スペクトルと同じ条件により得られたものである。すなわち、図９（Ａ）と図８（Ｂ）とは同じ結果を示す。

図９（Ｂ）に示すように、アンテナ素子間隔ｄ’を０．５λ以上に仮想設定した場合、急峻なスペクトルピークが得られる。

このようにアンテナ素子間隔を仮想的に０．５λ以上に設定することで、現実のアンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満であっても相対速度に影響されることなく、スペクトルピークを得ることができる。

このように得られたスペクトルピークによる第１測定フェーズでの方位θ₁’と、第２測定フェーズでの方位θ₂’とは、現実の方位θとは異なる。しかしながら、現実の方位θと算出方位θ’とは、等位相面までの距離をＬとして、
Ｌ＝ｄ・ｓｉｎθ＝ｄ’・ｓｉｎθ’
の関係が成り立つので、
現実の方位θは、
θ＝ｓｉｎ^-1（（ｄ’／ｄ）・ｓｉｎθ’） −（式Ｂ）
から得ることができる。

このように、現実には、アンテナ素子間隔ｄが０．５λ未満であっても、算術演算上、仮想的にアンテナ素子間隔ｄ’を０．５λ以上とすることで、処理演算数は増加するが、方位θを得ることができる。この結果、算出された各測定フェーズの方位θ１、θ２を用いて相対速度Ｖを算出することができる。

次に、第２の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について図を参照して説明する。
本実施形態のレーダ装置は、アンテナ間隔ｄのみが異なり、他の構成は、第１の実施形態のレーダ装置と同じである。
本実施形態では、物標の相対速度Ｖとともに、物標の真の方位θをも算出するものであり、以下は真の方位θの算出方法について具体的に説明する。

ターゲットの相対速度が大きくなると、隣り合うアンテナ素子間の相対速度により生じる距離差ｒも大きくなる。通常、相対速度により生じる距離差ｒが−λ／２〜＋λ／２の範囲に入るように設計すれば、アンビギュイティは発生しない。しかしながら、相対速度による距離差ｒが−λ／２〜＋λ／２の範囲に入らない場合、ｒとｒ＋ｎλ（ｎは整数）との判別ができなくなる。

この場合、第１測定フェーズの第１方位をθ₁とすると、
Ｌ＋２ｒ₁＋ｎλ＝−ｄ・ｓｉｎθ₁ −（１０）
となる。ただし、ｎは任意の整数である。

このような組み合わせを持つ方位の候補が複数になる。ここで、物標の相対速度をＶ、真の方位θは、
ｒ₁＝Ｖ・Ｔ₁ −（１１−１）
Ｌ＝−ｄ・ｓｉｎθ −（１１−２）
であるので、式（１０）、（１１−１）、（１１−２）より、

となる。したがって、式（１２）より、真の方位θの正弦値ｓｉｎθは、λ／ｄの間隔で候補が発生する。

このように、正弦値ｓｉｎθはλ／ｄの間隔で発生するので、ｓｉｎθを特定するには、θの取りうる値を、レーダの正面方向すなわち複数のアンテナ素子の配列方向に垂直で且つ送信信号の送信方向を０°方向とした場合に、−９０°〜＋９０°の範囲内において最小値でθ_min、最大値でθ_maxとして、

に限定すればよい。これにより、候補は一意に決定し、真の方位が特定できる。

したがって、

となるように、アンテナ素子間隔ｄを設定することで、確実且つ容易に真の方位θを算出することができる。この際、相対速度Ｖは、真の方位θの算出時に利用するｓｉｎθ₁とｓｉｎθ₂とを用いて、前述の実施形態の演算を行うことで得られる。

図１０は本実施形態の構成および処理で得られる方位方向スペクトルの一例を示す図である。図１０に示す方位方向スペクトルは、送信信号の周波数を７６ＧＨｚ、波長λを３．９ｍｍとし、第１測定フェーズの切替周期Ｔ₁を１ｍｓｅｃ．とし、第２測定フェーズの切替周期Ｔ₂を１．０５ｍｓｅｃ．とし、物標方位θを５°とし、物標の相対速度を７０ｋｍ／ｈとした時のシミュレーション結果である。

アンテナ素子間隔ｄは、θ_maxを＋２０°、θ_minを−２０°に設定することで、式（１４）から１．４６λに決定されるが、ここでは境界値としてｄ＝１．４６λを設定している。θ_max＝２０°，θ_min＝−２０°を実現するため、本実施形態のレーダ装置では、例えば、図１１に示すような指向特性を有する送受信ビームパターンを形成する。図１１は本実施形態の送受信ビームパターンを示した図である。このような送受信ビームパターンは、送信アンテナおよび受信アンテナの構成および送受信制御により設定可能である。

図１０に示すように、本実施形態のアンテナ素子の配置間隔ｄを用いることで、第１測定フェーズの第１方位θ₁を式（１２）に代入して得られるθのうち、θ_max〜θ_minの範囲にあるものは１つだけ存在する。第２測定フェーズの第２方位θ₂を式（１２）のθ1の代わりに用いて得られるθも同様にθ_max〜θ_minの範囲にあるものは１つだけである。ｓｉｎθ₁とｓｉｎθ₂とから、前述の実施形態の式（１）を用いることで相対速度候補Ｖを算出することができる。具体的に、図１０の例では、θ₁＝７．９６°、θ₂＝−１１．６２°であるので、相対速度候補Ｖは７０．０±１４１．１×ｎ ｋｍ／ｈとなり、ｎ＝０の時の値が仮定と一致する。今、仮に物標の取り得る速度が−４０ｋｍ／ｈ〜＋１００ｋｍ／ｈであれば、真の相対速度は７０ｋｍ／ｈであると特定できる。

次に、真の方位θの正弦値ｓｉｎθは、式（１２）に示すように、λ／ｄ毎に現れるので、θ₁＝７．９６°から、真の方位θの候補は、現実的に送信信号により検知し得るであろう範囲である−９０°〜＋９０°の範囲内で、−３６．７°，＋５．０°，＋５０．５°となる。しかしながら、送信ビーム範囲を−２０°〜＋２０°に設定しているので、真の方位θは一意に５．０°に決定される。そして、この結果は仮定と一致する。

以上のように、本実施形態の構成および処理を行うことで、物標の相対速度と方位とを確実に且つ正確に検知することができる。

なお、本実施形態では、検知範囲をθ_min〜θ_maxに設定したが、前述の０°方向を中心にして角度の正方向、負方向ともに同じ角度範囲内に設定する場合は、式（１４）に代わり、

を用いてもよい。

次に、第３の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について図を参照して説明する。
本実施形態のレーダ装置は、アンテナ素子間隔が不等間隔であり、他の構成は第１、第２の実施形態のレーダ装置と同じである。
図１２（Ａ）はアンテナ素子間隔を示す図であり、（Ｂ）は送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

図１２（Ａ）に示すように、本実施形態のレーダ装置では、アンテナ素子５１〜５５の間隔を、アンテナ素子５１側から順に、２ｄ，２ｄ，３ｄ，３ｄとする。そして、図１２（Ｂ）に示すように、信号処理部１は、アンテナ素子５１，５２，５３，５４，５５の順でアンテナ素子を切り替える場合、第１測定フェーズでは、τ＝Ｔ₁すなわち２Ｔ₁，２Ｔ₁，３Ｔ₁，３Ｔ₁の時間間隔で切り替え、第２測定フェーズでは、τ＝Ｔ₂すなわち２Ｔ₂，２Ｔ₂，３Ｔ₂，３Ｔ₂の時間間隔で切り替える。

不等間隔アレーアンテナの場合、アンテナ素子間隔の最大公約数によりグレーティングローブの発生間隔が決定する。このため、アンテナ素子間隔の最大公約数をｄとすると、前述の第１実施形態および第２実施形態の条件から、

を満たすように、ｄを決定すれば、相対速度Ｖおよび真の方位θを一意に決定することができる。あるいは、ｄ＜０．５λの時も、前述の仮想的な間隔ｄ’（ｄ’＞０．５λ）を用い、全く同様に式（Ｂ）からθを算出し、続いて相対速度Ｖを一意に決定できる。

このような構成および処理を用いることで、不等間隔アレイによって方位分解能を向上させ、且つ確実に相対速度Ｖと真の方位θとを検知することができる。すなわち、高精度で確実に相対速度Ｖと真の方位θとを検知することができる。

次に、第４の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について説明する。
本実施形態では、推定演算する方位角範囲（推定演算方位角範囲）を設定するものであり、他の構成は第３の実施形態に示したレーダ装置と同じである。

推定演算方位角範囲を−θ_cal〜＋θ_calに設定した場合、最大演算方位角θ_calを、
θ_cal＝ｓｉｎ^-1（λ／（２ｄ）） −（１７）
とする。

この関係式は、前述の原理から導かれるものであり、式（１７）に示す設定を行うことで、第１測定フェーズの第１方位θ₁、第２測定フェーズの第２方位θ₂ともに、スペクトルピークは一個になる。これにより、確実且つ容易に相対速度Ｖと真の方位θとを算出することができる。さらに、本実施形態では、推定演算方位角範囲を、前述の実施形態よりも実質的に狭くすることができるので、相対速度および方位算出の演算負荷を軽減することができる。

次に、第５の実施形態に係るレーダ装置およびレーダ装置の物標検知方法について図を参照して説明する。

本実施形態は、前述の各実施形態のような物標が一つの場合の処理に関するものではなく、検知領域内で、自装置から略等距離に、複数の物標が存在する場合の処理に関するものである。
図１３は複数の物標が同距離で異なる方位に存在して異なる相対速度を有する場合の方位方向スペクトルを示す図である。
第１測定フェーズでの受信信号によるスペクトルピークのレベルと、第２測定フェーズでの受信信号によるスペクトルピークのレベルとは、対象となる物標が同じ（単一）であれば、略同じとなる。したがって、物標毎にスペクトルピークレベルが相違し、同じ物標に対する第１測定フェーズのスペクトルピークレベルと第２測定フェーズのスペクトルピークレベルとは略同じになる。

これを利用し、信号処理部１は、得られたスペクトルピークから、ピークレベルに基づいて、第１測定フェーズのスペクトルピークと第２測定フェーズのスペクトルピークとをペアリングする。そして、信号処理部１は、ペアリングした第１測定フェーズのスペクトルピークと第２測定フェーズのスペクトルピークとを用いて、前述の各種方法を用いて各物標の相対速度と真の方位とを検知する。このような処理方法を用いることにより、自装置から同距離で異なる相対速度および方位の物標が複数存在しても、それぞれの相対速度および方位を確実且つ高精度に検知することができる。

なお、このペアリングの際に、スペクトルピークのピークレベルのみでなく、スペクトルピークの形状をも参照してペアリングを行っても良い。

さらに、第１測定フェーズと第２測定フェーズとの位相差が２ＶΔｔ／λであることを利用し、以下の方法で、間隔時間差Δｔを短くしていき、ペアとなるスペクトルピークを決定しても良い。

物標の取り得る相対速度の上限および下限をそれぞれ、Ｖ_max，Ｖ_minとする。ここで、第１の実施形態に示した条件下で間隔時間差Δｔを設定することで、位相差が２πを超えることはないので、式（１）から、第１方位θ₁に対して、第２方位の制限値ｓｉｎθ₂を、

の範囲内に納めるように、θ_２を検出すればよい。この際、式（１８）の範囲内に複数のθ₂候補が存在する場合には、徐々に間隔時間差Δｔを短く設定していき、θ₂候補を一つまで絞り込むことで、確実にペアリングを行うことができる。

これにより、確実に相対速度Ｖを算出することができる。そして、一度相対速度Ｖを算出すれば、これ以降は、間隔時間差Δｔを長くして相対速度の分解能を上げるようにすればよい。この結果、確実に物標の相対速度を算出することができるとともに、徐々に高精度に相対速度を算出することができる。

なお、前述の実施形態では、送信信号波形およびアンテナ素子の切替の一例として、三角波変調信号で第１測定フェーズとしてアンテナ素子を５１→５２→５３→５４→５５の順に切替周期Ｔ１で切り替え、第２測定フェーズとしてアンテナ素子を５１→５２→５３→５４→５５の順に切替周期Ｔ２で切り替える例を示した。

しかしながら、図１４〜図１７に示すような送信信号波形およびアンテナ素子の切替を用いても、前述の構成、処理を実現でき、前述の効果を奏することができる。

図１４〜図１７は、その他の送信信号波形および送信制御と切替制御との同期状態を示す説明図である。

図１４は、上り変調区間のみを有する、所謂鋸波変調信号を用いており、変調区間の波形は同じで非変調区間の長さが第１測定フェーズと第２測定フェーズとで異なるものである。
図１５は、三角波変調信号を用いており、第１測定フェーズでは非変調区間が無く、第２測定フェーズでは非変調区間を設けたものである。
図１６は、鋸波変調信号を用いており、一つの送信周期内に二つの変調区間を有するものである。そして、一つの送信周期内の二つの変調区間の間隔が各送信周期で異なる。この際、各アンテナ素子５１〜５５は、送信周期により切替制御される。そして、各アンテナ素子５１〜５５が受信する送信周期の最初の（第１の）変調区間に対応する鋸波変調信号にて第１測定フェーズを構成し、各アンテナ素子５１〜５５が受信する送信周期の第２の変調区間に対応する鋸波変調信号にて第２測定フェーズを構成する。

図１７は、上り変調区間と下り変調区間とが存在する三角波変調信号を用いるが、上り変調区間と下り変調区間との間に無変調区間を有する三角波変調信号を用いる。この無変調区間は各三角波変調信号により異なる。

そして、各アンテナ素子５１〜５５が受信する三角波変調信号の上り変調区間の信号にて第１測定フェーズを構成し、各アンテナ素子５１〜５５が受信する三角波変調信号の下り変調区間の信号にて第２測定フェーズを構成する。

また、前述の実施形態では、受信アンテナを複数のアンテナ素子を配列してなるアレイアンテナとした例を示したが、送信アンテナをアレイアンテナとしたり、送信アンテナおよび受信アンテナの双方をアレイアンテナにしても、前述の効果を同様に奏することができる。

１−信号処理部、１０−バッファメモリ、１１−フーリエ変換処理部、１１１−時間軸フーリエ変換部、１１２−ビームフォーミング部、１２−距離・相対速度検出部、１３−方位検出部、２−ＲＦモジュール、２１−ＶＣＯ、２２−分配器、２３−出力切替器、２４−ＲＦアンプ、２５−ミキサ、２６−ＩＦアンプ、３−Ａ／Ｄコンバータ、４０−送信アンテナ、５０−受信アンテナ、５１〜５５−アンテナ素子

Claims (16)

1. 送信アンテナと受信アンテナの少なくとも一方を直線上に配置された複数のアンテナ素子により構成し、前記直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替えるレーダの物標検知方法であって、
   前記複数のアンテナ素子を予め設定した所定切替パターンに基づいて、第１の時間間隔で切り替えて、物標の第１方位を算出する第１測定フェーズと、
   前記複数のアンテナ素子を前記所定切替パターンに基づいて、前記第１の時間間隔とは異なる第２の時間間隔で切り替えて、前記物標の第２方位を算出する第２測定フェーズと、を有し、
   前記第１方位、前記第２方位、前記第１の時間間隔、前記第２の時間間隔、および前記複数のアンテナ素子の配置間隔に基づいて前記物標の相対速度を算出するレーダの物標検知方法。
2. 前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から前記配列方向に広がる角度であって、−９０°〜＋９０°の範囲内にある、前記第１方位および前記第２方位をそれぞれθ₁，θ₂、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔ、前記複数のアンテナ素子の間隔をｄ、前記物標の相対速度候補をＶとし、ｎを任意の整数とし、送信信号の波長をλとして、
   演算式
   Ｖ＝ｄ・（ｓｉｎθ₁−ｓｉｎθ₂）／（２・Δｔ）＋ｎ・λ／（２・Δｔ）
   を用いて得られる候補の中から１つを選択して前記物標の相対速度を算出する請求項１に記載のレーダの物標検知方法。
3. 目的とする物標の取り得る相対速度をＶ_min〜Ｖ_maxとし、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔとし、送受信信号の波長をλとして、
   Δｔ＜λ／（２｜Ｖ_max−Ｖ_min｜）
   となるように、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との差Δｔを設定する請求項１または請求項２に記載のレーダの物標検知方法。
4. 前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から前記配列方向に広がる角度範囲であって、−９０°〜＋９０°の範囲内に検知方位角範囲θ_min〜θ_maxを設定し、前記複数のアンテナ素子の配置間隔をｄとし、送受信信号の波長をλとして、
   ｄ＜λ／｜ｓｉｎθ_max−ｓｉｎθ_min｜
   となるように、前記複数のアンテナ素子の配置間隔を設定する請求項１〜３のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。
5. 前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向を含んで算出方位角範囲を−θ_cal〜＋θ_calとし、
   θ_cal＝ｓｉｎ^-1（λ／（２ｄ））
   の関係が成立するように、前記複数のアンテナ素子の配置間隔をｄに設定し、送受信信号の波長をλに設定して、前記物標の相対速度と方位とを算出する請求項１〜４のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。
6. 前記複数のアンテナ素子の配置間隔ｄを送受信信号の波長λに対して０．５λ未満に設定した場合に、
   各方位の算出時にアンテナ素子の配置間隔ｄを仮想的に０．５λ以上に設定して仮方位を算出し、当該算出された方位を前記０．５λ未満の設定状態に補正して前記方位を算出する請求項１〜５のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。
7. 前記複数のアンテナ素子を不等間隔に配置し、且つ当該不等間隔の最大公約数値を前記配置間隔ｄに一致させる請求項４〜６のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。
8. 前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差Δｔを可変に設定する請求項１〜７のいずれかに記載のレーダの物標検知方法。
9. 送信アンテナと受信アンテナの少なくとも一方を直線上に配置された複数のアンテナ素子と、
   前記直線上に配置された複数のアンテナ素子を送信信号の変調周期に同期して切り替える切替手段と、
   得られた受信信号から物標を検知する物標検知手段と、を備えたレーダ装置において、
   前記物標検知手段は、
   前記複数のアンテナ素子を予め設定した所定切替パターンに基づいて、第１の時間間隔で切り替える第１測定フェーズで物標の第１方位を算出し、
   前記複数のアンテナ素子を前記所定切替パターンに基づいて、前記第１の時間間隔とは異なる第２の時間間隔で切り替える第２測定フェーズで、前記物標の第２方位を算出し、
   前記第１方位、前記第２方位、前記第１の時間間隔、前記第２の時間間隔、および前記複数のアンテナ素子の配置間隔に基づいて前記物標の相対速度を算出する、レーダ装置。
10. 前記物標検知手段は、
    前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から前記配列方向に広がる角度であって、−９０°〜＋９０°の範囲内にある、前記第１方位および前記第２方位をそれぞれθ₁，θ₂、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔ、前記複数のアンテナ素子の間隔をｄ、前記物標の相対速度候補をＶとし、ｎを任意の整数とし、送信信号の波長をλとして、
    演算式
    Ｖ＝ｄ・（ｓｉｎθ₁−ｓｉｎθ₂）／（２・Δｔ）＋ｎ・λ／（２・Δｔ）
    を用いて得られる候補の中から１つを選択して前記物標の相対速度を算出する請求項９に記載のレーダ装置。
11. 前記切替手段は、
    目的とする物標の取り得る相対速度をＶ_min〜Ｖ_maxとし、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差をΔｔとし、送受信信号の波長をλとして、
    Δｔ＜λ／（２｜Ｖ_max−Ｖ_min｜）
    となるように、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との差Δｔを設定して、アンテナ素子を切り替える請求項９または請求項１０に記載のレーダ装置。
12. 前記複数のアンテナ素子の配置間隔は、
    前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向から前記配列方向に広がる角度範囲であって、−９０°〜＋９０°の範囲内に検知方位角範囲θ_min〜θ_maxを設定し、前記複数のアンテナ素子の配置間隔をｄとし、送受信信号の波長をλとして、
    ｄ＜λ／｜ｓｉｎθ_max−ｓｉｎθ_min｜
    である、請求項９〜１１のいずれかに記載のレーダ装置。
13. 前記物標検知手段は、
    前記送信信号の放射方向側で前記複数のアンテナ素子の配列方向に垂直な方向を０°方向とし、当該０°方向を含んで算出方位角範囲を−θ_cal〜＋θ_calとし、
    θ_cal＝ｓｉｎ^-1（λ／（２ｄ））
    の関係が成立するように、前記複数のアンテナ素子の配置間隔をｄに設定し、送受信信号の波長をλに設定して、前記物標の相対速度と方位とを算出する請求項９〜１２のいずれかに記載のレーダ装置。
14. 前記複数のアンテナ素子の配置間隔ｄは、送受信信号の波長λに対して０．５λ未満であり、
    前記物標検知手段は、各方位の算出時にアンテナ素子の配置間隔ｄを仮想的に０．５λ以上に設定して仮方位を算出し、当該算出された方位を前記０．５λ未満の設定状態に補正して前記方位を算出する請求項９〜１３のいずれかに記載のレーダ装置。
15. 前記複数のアンテナ素子は、不等間隔に配置され、且つ当該不等間隔の最大公約数値を前記配置間隔ｄに一致させてなる請求項１２〜１４のいずれかに記載のレーダ装置。
16. 前記物標検知手段は、前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔との間隔時間差Δｔを可変とする制御を前記切替手段に行う請求項９〜１５のいずれかに記載のレーダ装置。

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