WO2007148796A1 - 無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法 - Google Patents

無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法 Download PDF

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Takashi Iwai
Sadaki Futagi
Tomofumi Takata
Daichi Imamura
Atsushi Matsumoto
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Panasonic Corporation
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    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Definitions

  • Radio transmission apparatus radio reception apparatus, and pilot generation method
  • the present invention relates to a wireless transmission device, a wireless reception device, and a pilot generation method.
  • CP Cyclic Prefix
  • timing synchronization processing is performed on the received signal, the CP part is removed, and a signal of one block length is extracted from the head of the direct wave block from which the CP part is removed.
  • the extracted signal is subjected to waveform distortion equalization processing (frequency domain equalization) on the frequency axis and demodulated.
  • one subframe consists of two types of blocks with different block lengths, LB (Long Block) and SB (Short Block).
  • one subframe is composed of 6 LBs (LB # 1 to LB # 6) and 2 SBs (SB # 1 to SB # 2).
  • the LB length is twice the SB length.
  • a data sequence is allocated to the LB, and a pilot sequence for data demodulation is allocated to the SB. That is, the length of the pilot sequence here is the same as the SB length.
  • a part of the rear end of the LB is copied and added as a CP.
  • a part of the rear end of the SB is copied and added as CP.
  • FIG. 3 is a diagram showing in detail the transmission format shown in FIG. Send using Figure 3 Device power
  • a method for transmitting an S pilot sequence and a method for a receiver to calculate a channel estimation value for data demodulation based on the pilot sequence will be described.
  • the length of the pilot sequence transmitted by the transmitting apparatus is the same as the SB length as described above, and the SB-length pilot sequence is allocated to each of SB # 1 and SB # 2 in one subframe. Then, a part of the rear end of each of SB # 1 and SB # 2 is copied to the head of each SB as a CP.
  • Non-Patent Document 1 3GPP TR25.814 V7.0.0 (2006-06)
  • the pilot sequence transmission method and the channel estimation value calculation method described above are used.
  • the interpolation accuracy on the frequency axis of the channel estimation value deteriorates and the reception characteristics deteriorate.
  • the reason for the poor interpolation accuracy on the frequency axis of the channel estimation value is that the correlation bandwidth is smaller than the subcarrier interval of the pilot sequence, and the phase variation of the channel estimation value within the subcarrier interval of the pilot sequence This is because the amplitude fluctuation increases.
  • the block length of the pilot block is set to the data block It can be considered to match the block length. More specifically, as shown in FIG. 5, it is conceivable that pilot blocks are made into LBs in accordance with data blocks while maintaining the number of pilot blocks included in one subframe. However, in such a transmission format, the pilot becomes excessive, the pilot overhead increases, and the data transmission rate decreases by the increase. [0007] Therefore, in order to reduce the pilot overhead, it is conceivable to include one pilot block having an LB length in one subframe as shown in FIG. However, in such a transmission format, since the number of pilot blocks included in one subframe is reduced, it becomes impossible to follow fading fluctuations in the time axis direction, resulting in deterioration in channel estimation accuracy. End up.
  • FIGS. 7A and 7B in order to make the subcarrier interval of the pilot sequence equal to the subcarrier interval of the data sequence and to follow the fading fluctuation in the time axis direction, as shown in FIGS. 7A and 7B, Therefore, it is conceivable that the pilot sequence length is equal to the data sequence length and the LB length is set, and the pilot sequence having the LB length is divided into SB # 1 and SB # 2 for transmission.
  • FIG. 7A is a diagram showing a pilot sequence of LB length.
  • FIG. 7B is a diagram showing a case where the pilot sequence of LB length is degenerated ij to SB # 1 and SB # 2, and CP is added to the head of each of SB # 1 and SB # 2.
  • FIGS. 7A to 7D are as shown in FIGS. 8A to 8D.
  • 8A to 8D exemplify the case where the pilot sequence of LB length consists of 10 bits, and each bit of the pilot sequence is represented by a number “1” to “10”.
  • FIG. 8A shows a 10-bit LB-length pilot sequence “1” to “10”.
  • FIG. 8B shows SB # 1 and SB # 2 obtained by dividing a 10-bit LB-length pilot sequence into two.
  • SB # 2 is '6' to '10' and 5 bits. Note that the 4 bits and 5 bits at the end of SB # 1 and the 2 bits are copied as CP at the beginning of SB # 1, and the bits 9 and 10 at the end of SB # 2 2 bits are copied as CP at the beginning of SB # 2.
  • the received signal is as shown in FIG. 8C.
  • SB # 1 and SB # 2 above the dotted line show direct waves, respectively
  • SB # 1 and SB # 2 below the dotted line show delayed waves, respectively.
  • Figure 8C shows an example where the delayed wave is delayed by one bit from the direct wave.
  • a signal with SB length 5 bits is extracted based on the heads of SB # 1 and SB # 2 of the direct wave. And a 10-bit pilot sequence obtained by combining them.
  • the direct wave is 10 bits continuous from '1' to '10', while the delayed wave is' 5 ',' 1 '2,' 3, '4' 10, 6, 7, '8,' 9 ', and 10 bits discontinuous at' 5 'and' 10 '.
  • An object of the present invention is to provide a wireless transmission device, a wireless reception device, and a pilot generation method capable of solving the above-described problems and improving channel estimation accuracy and reception characteristics.
  • the radio transmission apparatus of the present invention comprises generation means for generating a series of a plurality of pilot blocks from one pilot sequence, and transmission means for transmitting the plurality of pilot blocks, wherein the generation means In the series of pilot blocks, the rear end portion of each pilot block is cyclically used as a cyclic prefix of another pilot block.
  • channel estimation accuracy and reception characteristics can be improved.
  • FIG. 1 A diagram for explaining a conventional CP addition method.
  • FIG.2 Diagram showing the transmission format in 3GPP RAN LTE uplink
  • FIG.3 Detailed diagram of the transmission format in the uplink of 3GPP RAN LTE
  • Figure 4 Diagram showing interpolation of channel estimation values on the conventional frequency axis
  • FIG.6 A diagram showing a transmission format that includes one pilot block of LB length in one conventional subframe.
  • FIG.7 A diagram showing a transmission format in which the conventional delayed wave becomes discontinuous.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operating principle of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operating principle of the present invention more specifically.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing an internal configuration of a pilot generation unit according to pilot generation example 1
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the operation of the pilot generation unit in pilot generation example 1
  • FIG.14 Diagram showing the case where one LB-length pilot sequence is divided into multiple SB-length pilot blocks
  • FIG. 15 is a block diagram showing an internal configuration of a pilot generation unit according to pilot generation example 2
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of the pilot generation unit in pilot generation example 2
  • FIG. 17 Diagram showing the case of extracting multiple SB length pilot blocks from one LB length pilot sequence.
  • FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the radio receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the operation of the cyclic shift unit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the effect of the second embodiment of the present invention compared to the prior art
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the transmission format in the uplink of 3GPP RAN LTE as shown in FIG. 2 is taken as an example, and the case where the data block is LB is taken as an example.
  • each pilot block is circulated from one pilot sequence. Generate a series of pilot blocks that are CPs of other pilot blocks. That is, in the present invention, in a series of pilot blocks generated from one pilot sequence, the rear end portion of each pilot block is set as the CP of the next pilot block, and the rear end portion of the last pilot block is set as the first end. CP of the pilot block.
  • the rear end of SB # 1 is the CP of SB # 2
  • the rear end of SB # 2 is the CP of SB # 1.
  • FIGS. 9A to 9D are as shown in FIGS. 10A to 10D.
  • the case where the pilot sequence of the LB length consists of 10 bits is taken as an example, and each bit of the pilot sequence is represented by numbers “1” to “10”.
  • FIG. 10A shows a 10-bit LB-length pilot sequence of “1” to “10”.
  • FIG. 10B shows SB # 1 and SB # 2 obtained by dividing a 10-bit LB-length pilot sequence into two.
  • SB # 2 is '6' to '10' and 5 bits. Note that the 4 and 5 bits at the end of SB # 1 and the 2 bits are copied as CP at the beginning of SB # 2, and the bits 9 and 10 at the end of SB # 2 2 bits are copied as CP at the beginning of SB # 1.
  • the direct wave is 10 consecutive bits from '1' to '10'
  • the delayed wave is also '10', '1' 2 '3,' 4, '5,' It becomes 10 consecutive bits of 6, '7,' 8, '9.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of radio transmitting apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • Encoding section 101 applies a turbo (Turbo) to the data sequence input for each block of LB length.
  • Modulation section 102 performs modulation processing such as PSK modulation (Phase Shift Keying) or QAM modulation (Quadrature Amplitude Modulation) on the data sequence after error correction coding, and C
  • CP adding section 103 adds the rear end portion of the modulated data series to the beginning of the data series, and outputs the result to multiplexing section 106.
  • modulation section 104 performs modulation processing such as PSK modulation or QAM modulation on the LB length pilot sequence having the same length as the data block length, and outputs the result to pilot generation section 105.
  • Pilot generation section 105 generates a series of multiple pilot blocks from the modulated LB-length pilot sequence, and cyclically uses the rear end portion of each pilot block as a CP of another pilot block. To the conversion unit 106. The internal configuration and detailed operation of pilot generation section 105 will be described later.
  • Multiplexing section 106 time-multiplexes a plurality of data sequences with CP input from CP adding section 103 and a plurality of pilot blocks with CP input from pilot generating section 105. Then, the obtained multiplexed signal is output to radio transmitting section 107.
  • Radio transmission section 107 performs radio transmission processing such as D / A conversion, amplification, and up-conversion on the multiplexed signal, and transmits it via transmission antenna 108.
  • pilot generation section 105 in the series of pilot blocks generated from one pilot sequence, the rear end portion of each pilot block is cyclically set as the CP of another pilot block. That is, in all of the following pilot generation examples, in the series of pilot blocks generated from one pilot sequence, the rear end portion of each pilot block is the CP of the next pilot block and the last pilot block The rear end of the block is the CP of the first pilot block.
  • pilot generation section 105 divides one LB-length pilot sequence into a series of multiple SB-length pilot blocks, and uses the rear end portion of each pilot block as a CP at the beginning of the next pilot block. At the same time, the rear end of the last pilot block is added as a CP to the beginning of the first pilot block.
  • FIG. 12 is a block diagram showing an internal configuration of pilot generation section 105 according to pilot generation example 1.
  • pilot generation section 105 includes dividing section 151 and CP adding section 152.
  • Dividing section 151 demodulates the modulated LB-length pilot sequence into a series of a plurality of SB-length pilot blocks, and outputs the result to CP adding section 152.
  • CP adding section 152 adds a CP to the head of each divided pilot block, and outputs the result to multiplexing section 106.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the operation of pilot generation section 105 shown in FIG. In this figure, a case where pilot generation section 105 divides one LB-length pilot sequence into two SB-length pilot blocks will be described as an example.
  • the length of the pilot sequence input to dividing section 151 is the LB length.
  • Dividing section 151 converts the input LB length pilot sequence into two SB length pilot blocks S. 8 # 1 Destroying to 38 # 2 1 and output to CP adder 152.
  • CP adder 152 adds the rear end part of pilot block SB # 1 to the beginning of pilot block SB # 2 as CP, and the rear end part of pilot block SB # 2 as CP to the beginning of pilot block SB # 1 Append.
  • pilot blocks SB # 1 and SB # 2 each having a CP added to the head are obtained.
  • FIG. 14 shows a case where one LB-length pilot sequence is divided into a plurality of N SB-length pilot blocks.
  • division section 151 divides an input LB-length pilot sequence into N SB-length pilot blocks SB # 1, SB # 2, ⁇ , SB # (N_l), SB # N.
  • the CP adding unit 152 adds the rear end portion of each pilot block as a CP to the head of the next pilot block in the order of the pilot block SB # 1 force.
  • the caloric unit with CP 152 has the rear end part of the pilot block 38 # 11 ( 1 1 is an integer of 1 1> 0). Is added to the head of pilot block SB # (n + 1).
  • CP adding section 152 adds the rear end portion of last pilot block SB # N as a CP to the beginning of first pilot block SB # 1.
  • pilot generation section 105 first generates a signal sequence in which the rear end portion of one LB-length pilot sequence is added to the head of the pilot sequence. Next, a plurality of blocks having a length obtained by adding the CP length and the SB length are extracted from each position of the SB length interval starting from the top of the generated signal sequence. The multiple blocks extracted in this way become a series of multiple SB-long pilot blocks with CPs added to the beginning.
  • FIG. 15 is a block diagram showing an internal configuration of pilot generation section 105 according to pilot generation example 2.
  • pilot generation section 105 includes CP addition section 153 and extraction section 154.
  • CP adding section 153 adds the rear end portion of the modulated LB-length pilot sequence to the head of the pilot sequence, and outputs the obtained signal sequence to extracting section 154.
  • Extraction section 154 extracts a series of a plurality of SB-length pilot blocks with a CP added to the head from the signal sequence input from CP addition section 153, and outputs the result to multiplexing section 106.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of pilot generation section 105 shown in FIG. In this figure, the case where the pilot generation unit 105 extracts two SB-length pilot blocks from one LB-length pilot sequence will be described as an example.
  • the length of the pilot sequence input to CP adding section 153 is the LB length.
  • CP adding section 153 generates a signal sequence in which the rear end portion of the input LB length pilot sequence is added to the head of the pilot sequence.
  • Extraction section 154 determines the beginning of the signal sequence as first starting point Sp # l, and determines the position at the SB length distance from the starting point as the next starting point Sp # 2. Then, the extraction unit 154 extracts two signal sequences # 1 and # 2 for each length obtained by adding the CP length and the SB length starting from each of Sp # l and Sp # 2. The two extracted signal sequences # 1 and # 2 become pilot blocks SB # 1 and SB # 2, respectively, with CP added to the beginning. That is, in this generation example, as with pilot generation example 1, pilot blocks SB # 1 and SB # 2 with CP added at the beginning are obtained.
  • CP adding section 153 generates a signal sequence in which the rear end portion of the input LB-length pilot sequence is added to the head of the pilot sequence.
  • the extraction unit 154 determines the beginning of the signal sequence as the first starting point Sp # 1, and sequentially determines the position of each SB length from the beginning as 7th fire, starting point, 3 # 2-3 #? ⁇ . Then, Yudeka 154 extracts N signal sequences for each length obtained by adding the CP length and the SB length, starting from each of Sp # l to Sp # N.
  • the extracted N signal sequences are respectively pilot blocks S B # 1 to SB # N with a CP added to the head.
  • the pilot block generated as described above is multiplexed with the data block in multiplexing section 106 in accordance with the transmission format in the uplink of 3GPP RAN LTE as shown in FIG. Sent through.
  • FIG. 18 shows radio receiving apparatus 200 according to the present embodiment. It is a block diagram which shows the structure of these.
  • Radio receiving section 202 receives a multiplexed signal transmitted from radio transmitting apparatus 100 as a receiving antenna.
  • the data is received via 201, subjected to wireless reception processing such as down-conversion and A / D conversion, and output to separation section 203.
  • multiplex signal 203 is a data block (LB # 1 to # 6) with a CP attached to the beginning and a pilot block (CP added with a CP at the beginning (
  • the data block is output to the CP removal unit 204 and the pilot block is output to the CP removal unit 206.
  • CP removing section 204 removes the CP added to the head of the direct wave data block based on the synchronization timing, and outputs it to FFT section 205 as an LB-length data sequence.
  • FFT section 205 performs FFT processing on the LB length data sequence and outputs a plurality of frequency components of the data sequence to frequency domain equalization section 210.
  • CP removal section 206 removes the CP added to the head of the pilot block of the direct wave based on the synchronization timing, and outputs it to combining section 207.
  • Combining section 207 combines a plurality of SB-length pilot blocks (here, two of SB # 1 and # 2) to generate an LB-length pilot sequence, and outputs it to FFT section 208.
  • FFT section 208 performs FFT processing on the LB-length pilot sequence and outputs a plurality of frequency components of the pilot sequence to channel estimation section 209.
  • Channel estimation section 209 obtains the frequency response of the propagation path at each frequency component by dividing the frequency component of the standard pilot sequence by the frequency component of the pilot sequence input from FFT section 208, and These frequency responses are output to the frequency domain equalizer 210 as channel estimation values.
  • Frequency domain equalization section 210 performs equalization on the frequency axis with respect to the frequency components of the data sequence using the channel estimation value input from channel estimation section 209, and is affected by fading or multipath effects. The generated distortion is corrected and output to an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 211.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • IFFT section 211 performs IFFT processing on the data sequence after frequency domain equalization, converts the data sequence decomposed into frequency components into a data sequence in the time domain, and demodulates to 212 Output to.
  • Demodulation section 212 performs demodulation processing on the time domain data sequence and outputs the result to decoding section 213.
  • Decoding section 213 performs error correction such as turbo decoding on the demodulated data sequence to obtain received data.
  • each pilot block in a series of a plurality of pilot blocks generated from one pilot sequence, the rear end portion of each pilot block is cyclically used as a CP of another pilot block.
  • the delayed delay of the pilot sequence obtained in radio receiving apparatus 200 is continuous. Therefore, if FFT processing, frequency domain equalization processing, and demodulation processing are performed using this pilot sequence, it is possible to prevent deterioration of channel estimation accuracy and reception characteristics in the frequency domain.
  • radio transmitting apparatus 100 transmits a plurality of pilot blocks in one subframe
  • radio receiving apparatus 200 can receive signals while following fading fluctuations in the time axis direction.
  • Radio transmission apparatus 100 generates a series of a plurality of SB-length piet blocks from one pilot sequence and transmits them to radio reception apparatus 200, and radio reception apparatus 200 receives a plurality of received pilots.
  • Frequency domain equalization is performed using pilot sequences obtained by combining blocks. Therefore, according to the present embodiment, the length of the pilot sequence without changing the number of pilot blocks and the length of the pilot blocks included in one subframe (that is, without reducing the data transmission rate).
  • the length of the pilot sequence can be made closer to the length of the data block. Therefore, the subcarrier interval of the pilot sequence can be made closer to the subcarrier interval of the data sequence, and the interpolation accuracy on the frequency axis of the channel estimation value in radio receiving apparatus 200 can be improved.
  • the subcarrier interval of the pilot sequence and the subcarrier interval of the data sequence can be made equal. Therefore, the channel estimation value obtained at the subcarrier interval of the pilot sequence can be directly applied to the data sequence. Therefore, by matching the length of the pilot sequence with the length of the data block, interpolation on the frequency axis of the channel estimation value becomes unnecessary. The reception characteristics can be further improved.
  • the rear end portion of each pilot block is cyclically used as a CP of another pilot block.
  • the CP addition method according to the present embodiment can be applied to a data series. In such a case, a series of data blocks generated from one data series can be used, and the rear end portion of each data block can be cyclically used as the CP of another data block.
  • the power described by taking as an example the case where a series of multiple pilot blocks generated from one pilot sequence is arranged in one subframe is not limited to this, A series of pilot blocks may be arranged over a plurality of subframes.
  • a cyclic shift CAZAC Cyclic Shift Based CAZAC
  • Cyclic Shift Based CAZAC Cyclic Shift Based CAZAC
  • CAZAC Constant Amplitude Zero Auto-Correlation
  • the CAZAC sequence has excellent autocorrelation characteristics, and the cross-correlation between cyclic shift CAZAC sequences obtained by shifting the same CAZA C sequence becomes zero. Therefore, by using the cyclic shift CAZAC sequence as a pilot sequence, it is possible to multiplex and transmit a plurality of pilot systems ⁇ IJ while suppressing interference between pilot sequences from each of a plurality of radio transmission apparatuses.
  • the required multiplexing number that is, the number of radio transmitters that simultaneously transmit pilot sequences
  • the required multiplexing number exceeds the number of cyclic shift CAZAC sequences obtained from the same CAZAC sequence, multiple different CAZAC sequences are used. It is necessary to use it.
  • the pilot generation method described in Embodiment 1 is applied to the CAZAC sequence as follows.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of radio transmitting apparatus 300 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the wireless transmission device 300 is the wireless transmission device 100 shown in Embodiment 1 (see FIG. 11).
  • Radio transmitting apparatus 300 differs from radio transmitting apparatus 100 in that it further includes a cyclic shift unit 301.
  • Cyclic shift section 301 receives the LB length CAZAC sequence and the cyclic shift amount, cyclically shifts the LB length CAZAC sequence by the cyclic shift amount, and generates a plurality of LB length cyclic shift C AZAC sequences. It is generated and output to modulation section 104 as a pilot sequence.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the operation of the cyclic shift unit 301.
  • the cyclic shift amount is a predetermined value that is determined in advance at the time of system design, and is specifically determined from the maximum delay time until the signal transmitted from the wireless transmission device 300 reaches the wireless reception device.
  • the number M of cyclic shift CAZAC sequences generated from one CAZAC sequence can be obtained according to the following equation (1).
  • cyclic shift section 301 cyclically shifts CAZAC sequences having the same CAZAC length by cyclic shift amounts to generate M cyclic shift CAZAC sequences.
  • the M LB-length cyclic shift CAZAC sequences generated from CAZAC sequences with the same LB length are all orthogonal. That is, the mutual correlation value of cyclic shift CAZAC sequence # 1, cyclic shift CAZAC sequence # 2,..., Cyclic shift CAZAC sequence #M is zero. Therefore, when using M LB-length cyclic shift CAZAC sequences as pilot sequences and multiplexing pilot sequences from a plurality of radio transmission apparatuses 300 having a number smaller than M, inter-code interference between the pilot sequences is reduced. The reception performance of the wireless receiver can be improved.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the effect of the present embodiment.
  • Figure 21A shows the circulation of the SB head
  • FIG. 10 is a diagram showing a case where an SB long pilot block is generated from a ring shift CAZAC sequence.
  • FIG. 21B is a diagram showing a case where, in the present embodiment, the pilot generation method described in Embodiment 1 is applied to a CA ZAC sequence to generate an SB length pilot block from an LB length cyclic shift CAZAC sequence.
  • a longer LB-length CAZAC sequence may be used as a pilot sequence. it can. Therefore, according to the present embodiment, the number of cyclic shift CAZAC sequences obtained by the above equation (1) is increased, and thus more pilot sequences composed of cyclic shift CAZAC sequences can be multiplexed.
  • the cyclic shift CAZAC sequence generated from a longer CAZAC sequence is used as a pilot sequence, more radio transmission apparatuses can suppress interference between pilot sequences. Can be multiplexed.
  • Fig. 22A is a diagram showing a case where a series of two SB long pilot blocks generated in one LB length is arranged in one subframe
  • Fig. 22B is a single 2LB length CAZAC.
  • FIG. 5 is a diagram showing a case where a series of four SB long pilot blocks generated from a sequence are arranged over two subframes. In the case of FIG.
  • a series of pilot blocks generated from one cyclic shift CAZAC sequence is arranged over two subframes.
  • the length of the cyclic shift CAZAC sequence can be increased to twice that of FIG. 22A, and pilot sequences from twice as many radio transmitters as in FIG. 22A can be multiplexed.
  • the power described with reference to the case where cyclic shift CAZAC is used as a pilot sequence is not limited to this.
  • a cyclic shift Walsh sequence may be used as a pilot sequence.
  • the cyclic shift Walsh series is the same Wa as the CAZAC series. It can be obtained by shifting the lsh sequence.
  • the Walsh sequence like the CAZAC sequence, has excellent autocorrelation characteristics, and the cross-correlation between cyclic shift Walsh sequences obtained by shifting the same Walsh sequence is zero, while the cyclic shift Walsh sequence is the basis.
  • the cross-correlation is relatively small, but not zero. Therefore, in the present embodiment, even when the Walsh sequence is used instead of the CAZAC sequence, the same operation and effect as described above can be obtained.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of radio receiving apparatus 400 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • Radio receiving apparatus 400 has the same basic configuration as radio receiving apparatus 200 (see FIG. 18) shown in Embodiment 1, and the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Omitted.
  • Radio reception apparatus 400 is different from radio reception apparatus 200 in that it further includes a coupling determination unit 401. It should be noted that there is a difference in processing between the coupling unit 407 of the wireless reception device 400 and the coupling unit 207 of the wireless reception device 200, and different reference numerals are given to indicate this.
  • Combining determining section 401 estimates the maximum Doppler frequency using the pilot block input from CP removing section 206, and performs combining processing of the pilot block in combining section 407 based on the estimated maximum Doppler frequency. Decide whether or not.
  • Coupling determination section 401 estimates the maximum Doppler frequency based on the phase fluctuation amount per predetermined period of the pilot block. Then, when the maximum Doppler frequency is equal to or higher than the threshold, for example, 200 Hz or higher, the combining determination unit 401 determines not to perform the pilot block combining processing in the combining unit 407, and the maximum Doppler frequency is lower than the threshold, for example, lower than 200 Hz.
  • the combination determination unit 401 outputs the combination determination result (when the combination process is not performed: “0”, when the combination process is performed: “1”) and the pilot block input from the CP removal unit 206 to the combination unit 407. .
  • combining section 407 When the combining determination result input from combining determining section 401 is '1', combining section 407 generates a pilot sequence by combining a plurality of pilot blocks input from combining determining section 401, and FFT Output to part 208.
  • the join determination result input from the join determining unit 401 is “0”, the combining unit 407 includes a plurality of pilots input from the join determining unit 401. The data blocks are not combined and output directly to the FFT unit 208.
  • the channel estimation method can be switched according to the propagation environment without changing the transmission format, and the accuracy of channel estimation can be improved.
  • the maximum Doppler frequency is greater than or equal to the threshold
  • channel fading can be followed by performing channel estimation using the pilot block before combining, and after combining, when the maximum Doppler frequency is less than the threshold,
  • the pilot subcarrier spacing and the data subcarrier spacing can be made equal.
  • the radio transmission apparatus according to the present invention can be mounted on a communication terminal apparatus in a mobile communication system, and the radio reception apparatus according to the present invention can be used as a base station apparatus in a mobile communication system. It can be installed. As a result, it is possible to provide a communication terminal device, a base station device, and a mobile communication system having the same effects as described above.
  • the subframe used in the above description may be another transmission time unit such as a time slot or a frame.
  • the CP used in the above description is sometimes called a guard interval (GI).
  • the base station apparatus may be referred to as Node B, and the communication terminal apparatus may be referred to as a mobile station apparatus or UE.
  • the present invention can be implemented with software.
  • the algorithm of the pilot generation method according to the present invention in a programming language, storing the program in a memory, and executing it by the information processing means, the same function as the wireless transmission device according to the present invention Can be realized.
  • Each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. These can be individually chipped, or can be partly or fully chipped into one chip.
  • IC integrated circuit
  • system LSI system LSI
  • super L SI unnorera LSI
  • unnorera LSI etc.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible.
  • FPGA field programmable gate array
  • the radio transmission apparatus, radio reception apparatus, and pilot generation method according to the present invention can be applied to uses such as radio communication that performs frequency domain equalization.

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Abstract

　より長いパイロット系列を伝送しつつ、周波数領域等化の精度を向上することができる無線送信装置等。この装置では、データ系列と同じ長さの１つのパイロット系列、例えばＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする。

Description

明 細 書
無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法
技術分野
[0001] 本発明は、無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法に関する。
背景技術
[0002] 現在、 3GPP RAN LTE(Long Term Evolution)では、上り回線および下り回線ともに 周波数領域等化シングルキャリア伝送 (SC-FDE : Single Carrier with Frequency Dom ain Equalization)を行うことが検討されている。周波数領域等化シングノレキャリア伝送 を行う通信システムにおいては、マルチパスによるブロック間干渉を防ぐため、図 1に 示すように、送信されるデータブロックの後端の一部をサイクリックプリフィックス (CP : Cyclic Prefix)としてデータブロックの先頭に付加して信号を生成する。このように生成 された信号は送信側から送信され、伝搬路中で直接波と遅延波とが合成されて受信 側に到達する。受信側では、受信された信号に対してタイミング同期処理を行い、 C P部分を除去し、 CP部分が除去された直接波のブロックの先頭から 1ブロック長の信 号を抽出する。抽出された信号は、周波数軸上で波形歪みの等化処理 (周波数領域 等化)を施され復調される。
[0003] より具体的には、 3GPP RAN LTEでは、上り回線において、図 2に示すような送信フ ォーマットを用いて、周波数領域等化シングノレキャリア伝送を行うことが検討されてい る（例えば、非特許文献 1参照）。図 2に示す送信フォーマットにおいて、 1つのサブフ レームはブロック長の異なる 2種のブロック、 LB(Long Block)および SB(Short Block) 力、らなる。ここでは、 1サブフレームが 6個の LB (LB # 1〜： LB # 6)および 2個の SB ( SB # 1〜SB # 2)からなる場合を例に挙る。 LB長は SB長の 2倍であり、 LBにはデ ータ系列が配置され、 SBにはデータ復調用のパイロット系列が配置される。すなわち 、ここでのパイロット系列の長さは SB長と同一である。図 2に示すように、各 LBの先頭 には当該 LBの後端の一部がコピーされ CPとして付加される。また、各 SBの先頭に は当該 SBの後端の一部がコピーされ CPとして付加される。
[0004] 図 3は、図 2に示した送信フォーマットを詳細に示す図である。図 3を用いて、送信 装置力 Sパイロット系列を送信する方法、および受信装置がパイロット系列に基づき、 データ復調用のチャネル推定値を算出する方法について説明する。送信装置で送 信するパイロット系列の長さは上記のように SB長と同一であり、 1サブフレームにおい て、 SB長のパイロット系列が SB # 1および SB # 2それぞれに配置される。そして、 S B # 1および SB # 2それぞれの後端の一部が CPとして各 SBの先頭にコピーされる。 受信装置でのチャネル推定値の算出においては、 SB長が LB長より短いことに起因 して（ここでは LB長 = 2 X SB長）、図 4に示すように、 SBに配置されたパイロット系列 のサブキャリア間隔（ A f_pilot)が LBに配置されたデータ系列のサブキャリア間隔（ _data)より大きくなる（ここでは A f_pilot = 2 X A f_data)。このため、パイロット系列のサ ブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を周波数軸上で補間して、データ系列のサ ブキャリア間隔に対応するチャネル推定値を算出する必要がある。
非特許文献 1： 3GPP TR25.814 V7.0.0(2006-06)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] しかしながら、周波数選択性フェージングが大きレ、場合または Distributed-FDMA 方式を用いる場合等には、パイロット系列のサブキャリア間隔がさらに大きくなるため 、上記のパイロット系列送信方法およびチャネル推定値算出方法ではチャネル推定 値の周波数軸上での補間精度が悪くなり、受信特性が劣化するという問題がある。チ ャネル推定値の周波数軸上での補間精度が悪くなる理由は、相関帯域幅がパイロッ ト系列のサブキャリア間隔に比べ小さくなり、パイロット系列のサブキャリア間隔内に おいてチャネル推定値の位相変動および振幅変動が大きくなるためである。
[0006] パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔との相違により 生じるチャネル推定値の周波数軸上での補間精度の劣化を防止するために、パイ口 ットブロックのブロック長をデータブロックのブロック長に合わせることが考えられる。よ り具体的には、図 5に示すように、 1サブフレームに含まれるパイロットブロックの数を 維持したまま、パイロットブロックをデータブロックに合わせて LBとすることが考えられ る。し力し、このような送信フォーマットでは、パイロットが過剰となり、パイロットのォー バヘッドが増加し、その増加分だけデータの伝送レートが低下してしまう。 [0007] そこで、パイロットのオーバヘッドを減少するために、図 6に示すように、 1サブフレ ームに LB長の 1つのパイロットブロックを含むようにすることが考えられる。し力し、こ のような送信フォーマットでは、 1サブフレームに含まれるパイロットブロックの数が減 少したことにより、時間軸方向でのフェージング変動に追従できなくなり、その結果チ ャネル推定精度が劣化してしまう。
[0008] そこで、パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等し くしつつ、時間軸方向のフェージング変動にも追従できるようにするために、図 7A、 図 7Bに示すように、パイロット系列長をデータ系列長と等しく LB長とし、 LB長のパイ ロット系列を SB # 1および SB # 2に分割して送信することが考えられる。図 7Aは、 L B長のパイロット系列を示す図である。図 7Bは、 LB長のパイロット系列を SB # 1およ び SB # 2に分害 ijし、 SB # 1および SB # 2それぞれの先頭に CPを付加した場合を示 す図である。
[0009] CPが付加された SB # 1および SB # 2それぞれがマルチパスを経由して受信側に 受信されると、受信信号は図 7Cに示すようになる。図 7Cにおいて、点線の上方の S B # 1および SB # 2はそれぞれ直接波を示し、点線の下方の SB # 1および SB # 2は それぞれ遅延波を示す。
[0010] そして、図 7Dは、受信側において、図 7Cに示した直接波の CPが除去された後、 直接波の SB # 1および SB # 2の先頭を基準にそれぞれ SB長の信号が抽出され、 結合されて得られる LB長のパイロット系列を示す。
[0011] 上記図 7A〜図 7Dをより具体的に示すと図 8A〜図 8Dのようになる。図 8A〜図 8D では、 LB長のパイロット系列が 10ビットからなる場合を例に挙げ、パイロット系列の各 ビットを ' 1 '〜'： 10 'の数字で表す。
[0012] 図 8Aは、 ' 1 '〜'： 10'という 10ビットからなる LB長のパイロット系列を示す。
[0013] 図 8Bは、 10ビットからなる LB長のパイロット系列を 2分割して得られる SB # 1およ び SB # 2を示す。ここで、 SB # 1は'：！'〜' 5，とレ、う 5ビットからなり、 SB # 2は' 6 '〜 ' 10'とレヽぅ 5ビット力らなる。なお、 SB # 1の後端の' 4，および' 5 'とレヽぅ 2ビットが SB # 1の先頭に CPとしてコピーされ、 SB # 2の後端の ' 9 'および ' 10，とレ、う 2ビットが S B # 2の先頭に CPとしてコピーされる。 [0014] CPが付加された SB # 1および SB # 2がマルチパスを経由して、受信側において 受信される場合、受信信号は図 8Cのようになる。図 8Cにおいて、点線上方の SB # 1および SB # 2はそれぞれ直接波を示し、点線下方の SB # 1および SB # 2はそれ ぞれ遅延波を示す。図 8Cにおいては、遅延波が直接波より 1ビット遅れる場合を例 に挙げる。
[0015] 図 8Dは、受信側において、図 8Cに示す直接波の CPが除去された後、直接波の S B # 1および SB # 2の先頭を基準にそれぞれ SB長 = 5ビットの信号が抽出され、結 合されて得られる 10ビットのパイロット系列を示す。図 8Dに示すように、直接波は' 1 ' 〜 ' 10'という連続な 10ビットとなる一方、遅延波は' 5'、 ' 1 ' 2，、 ' 3，、 '4 ' 10， 、 ' 6，、 ' 7，、 '8，、 ' 9'と、 ' 5 'と' 10'の箇所において不連続な 10ビットとなる。
[0016] そして、受信側がこのように不連続になったパイロット系列を用いて FFT(Fast Fouri er Transform)処理、周波数領域等化処理、および復調処理を行うと、チャネル推定 精度および受信特性が劣化する。
[0017] 本発明の目的は、上記課題を解決し、チャネル推定精度および受信特性を向上す ることができる無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法を提供する ことである。
課題を解決するための手段
[0018] 本発明の無線送信装置は、 1つのパイロット系列から一連の複数のパイロットブロッ クを生成する生成手段と、前記複数のパイロットブロックを送信する送信手段と、を具 備し、前記生成手段は、前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロット ブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとす る、構成を採る。
発明の効果
[0019] 本発明によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる。
図面の簡単な説明
[0020] [図 1]従来の CPの付加方法を説明するための図
[図 2]3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを示す図
[図 3]3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを詳細に示す図 [図 4]従来の周波数軸上でのチャネル推定値の補間を示す図
[図 5]従来のパイロットが過剰となる送信フォーマットを示す図
[図 6]従来の 1サブフレームに LB長の 1つのパイロットブロックを含む送信フォーマット を示す図
[図 7]従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを示す図
[図 8]従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを詳細に示す図
[図 9]本発明の動作原理を説明するための図
[図 10]本発明の動作原理をより具体的に説明するための図
[図 11]本発明の実施の形態 1に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
[図 12]パイロット生成例 1に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図
[図 13]パイロット生成例 1にパイロット生成部の動作を説明するための図
[図 14]1つの LB長のパイロット系列を複数個の SB長のパイロットブロックに分割する 場合を示す図
[図 15]パイロット生成例 2に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図
[図 16]パイロット生成例 2にパイロット生成部の動作を説明するための図
[図 17]1つの LB長のパイロット系列から複数個の SB長のパイロットブロックを抽出す る場合を示す図
[図 18]本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
[図 19]本発明の実施の形態 2に係る無線送信装置の構成を示すブロック図
[図 20]本発明の実施の形態 2に係る循環シフト部の動作を説明するための図
[図 21]従来技術と比較して本発明の実施の形態 2の効果を説明するための図
[図 22]2LB長の CAZAC系列を用いる場合の多重数を示す図
[図 23]本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 発明を実施するための最良の形態
[0021] まず、図 9を用いて本発明の動作原理について説明する。以下の説明では、図 2に 示すような 3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを例にとり、データブ ロックが LBである場合を例に挙げ説明する。
[0022] 本発明においては、 1つのパイロット系列から、各パイロットブロックの後端部分を循 環的に他のパイロットブロックの CPとする一連の複数のパイロットブロックを生成する 。すなわち、本発明では、 1つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロッ トブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックの CPと するとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックの CPと する。
[0023] より具体的には、本発明では、図 9A、図 9Bに示すように、 LB長の 1つのパイロット 系歹 IJ力、ら生成される一連の複数のパイロットブロック SB # 1、 SB # 2におレヽて、 SB # 1の後端部分を SB # 2の CPとするとともに、 SB # 2の後端部分を SB # 1の CPとする
[0024] 図 9Bに示すような CPが付加された SB # 1および SB # 2それぞれがマルチパスを 経由して受信側に受信されると、受信信号は図 9Cに示すようになる。図 9Cにおいて 、点線の上方の SB # 1および SB # 2はそれぞれ直接波を示し、点線の下方の SB # 1および SB # 2はそれぞれ遅延波を示す。
[0025] そして、図 9Dに、受信側において、図 9Cに示した直接波の CPが除去された後、 直接波の SB # 1および SB # 2の先頭を基準にそれぞれ SB長の信号が抽出され、 結合されて得られる LB長のパイロット系列を示す。
[0026] 上記図 9A〜図 9Dをより具体的に示すと図 10A〜図 10Dのようになる。図 10A〜 図 10Dでは、上記同様、 LB長のパイロット系列が 10ビットからなる場合を例に挙げ、 パイロット系列の各ビットを ' 1，〜 ' 10'の数字で表す。
[0027] 図 10Aは、 ' 1 '〜 ' 10'という 10ビットからなる LB長のパイロット系列を示す。
[0028] 図 10Bは、 10ビットからなる LB長のパイロット系列を 2分割して得られる SB # 1およ び SB # 2を示す。ここで、 SB # 1は'：！'〜' 5，とレ、う 5ビットからなり、 SB # 2は' 6 '〜 ' 10'とレヽぅ 5ビット力らなる。なお、 SB # 1の後端の' 4，および' 5 'とレヽぅ 2ビットが SB # 2の先頭に CPとしてコピーされ、 SB # 2の後端の' 9 'および' 10'とレ、う 2ビットが S B # 1の先頭に CPとしてコピーされる。
[0029] CPが付加された SB # 1および SB # 2がマルチパスを経由して、受信側において 受信される場合、受信信号は図 10Cのようになる。図 10Cにおいて、点線上方の SB # 1および SB # 2はそれぞれ直接波を示し、点線下方の SB # 1および SB # 2はそ れぞれ遅延波を示す。図 10Cにおいては、上記同様、遅延波が直接波より 1ビット遅 れる場合を例に挙げる。
[0030] 図 10Dは、受信側において、図 10Cに示す直接波の CPが除去された後、直接波 の SB # 1および SB # 2の先頭を基準にそれぞれ SB長 = 5ビットの信号が抽出され、 結合されて得られる 10ビットのパイロット系列を示す。図 10Dに示すように、直接波は ' 1 '〜' 10 'という連続な 10ビットとなり、また、遅延波も' 10 '、 ' 1 ' 2 ' 3，、 '4，、 ' 5，、 ' 6，、 ' 7，、 ' 8，、 ' 9，という連続な 10ビットとなる。
[0031] 以下、上記動作原理に基づく本発明の実施の形態について、添付図面を参照して 詳細に説明する。
[0032] (実施の形態 1)
図 11は、本発明の実施の形態 1に係る無線送信装置 100の構成を示すブロック図 である。
[0033] 符号化部 101は、 LB長のブロック毎に入力されるデータ系列に対し、ターボ (Turbo
)符号化などの誤り訂正符号化を施し、変調部 102に出力する。
[0034] 変調部 102は、誤り訂正符号化後のデータ系列に対し、 PSK変調 (Phase Shift Key ing)または QAM変調 (Quadrature Amplitude Modulation)などの変調処理を施し、 C
P付加部 103に出力する。
[0035] CP付加部 103は、変調後のデータ系列の後端部分をそのデータ系列の先頭に付 加し、多重化部 106に出力する。
[0036] 一方、変調部 104は、データブロックの長さと同じ長さの LB長のパイロット系列に対 し、 PSK変調または QAM変調などの変調処理を施し、パイロット生成部 105に出力 する。
[0037] パイロット生成部 105は、変調後の LB長のパイロット系列から、各パイロットブロック の後端部分を、循環的に他のパイロットブロックの CPとする一連の複数のパイロット ブロックを生成し、多重化部 106に出力する。パイロット生成部 105の内部構成およ び詳細な動作にっレ、ては後述する。
[0038] 多重化部 106は、 CP付加部 103から入力される CP付きの複数のデータ系列と、パ ィロット生成部 105から入力される CP付きの複数のパイロットブロックとを時間多重し 、得られる多重信号を無線送信部 107に出力する。
[0039] 無線送信部 107は、多重信号に対し、 D/A変換、増幅、およびアップコンバート などの無線送信処理を行い、送信アンテナ 108を介し送信する。
[0040] 以下、 2つのパイロット生成例を用いて、パイロット生成部 105の内部構成および詳 細な動作を説明する。以下のパイロット生成例ではいずれも、 1つのパイロット系列か ら生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部 分を循環的に他のパイロットブロックの CPとする。すなわち、以下のパイロット生成例 ではいずれも、 1つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックに おいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックの CPとするとともに 、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックの CPとする。
[0041] <パイロット生成例 1 >
本生成例では、パイロット生成部 105は、 1つの LB長のパイロット系列を一連の複 数の SB長のパイロットブロックに分割し、各パイロットブロックの後端部分を CPとして 次のパイロットブロックの先頭に付加するとともに、最後のパイロットブロックの後端部 分を CPとして最初のパイロットブロックの先頭に付加する。
[0042] 図 12は、パイロット生成例 1に係るパイロット生成部 105の内部構成を示すブロック 図である。
[0043] 図 12に示すように、本生成例に係るパイロット生成部 105は、分割部 151および C P付加部 152を備える。
[0044] 分割部 151は、変調後の LB長のパイロット系列を、一連の複数の SB長のパイロット ブロックに分害 !jし、 CP付加部 152に出力する。
[0045] CP付加部 152は、分割後の各パイロットブロックの先頭にそれぞれ CPを付加し、 多重化部 106に出力する。
[0046] 図 13は、図 12に示すパイロット生成部 105の動作を説明するための図である。この 図においては、パイロット生成部 105が 1つの LB長のパイロット系列を 2つの SB長の パイロットブロックに分割する場合を例に挙げ説明する。
[0047] 図 13に示すように、分割部 151に入力されるパイロット系列の長さは LB長である。
分割部 151は、入力される LB長のパイロット系列を 2つの SB長のパイロットブロック S 8 # 1ぉょび38 # 2に分害1し、 CP付加部 152に出力する。 CP付加部 152は、パイ口 ットブロック SB # 1の後端部分を CPとしてパイロットブロック SB # 2の先頭に付加し、 パイロットブロック SB # 2の後端部分を CPとしてパイロットブロック SB # 1の先頭に付 加する。これにより、先頭にそれぞれ CPが付加されたパイロットブロック SB # 1、 SB # 2が得られる。
[0048] なお、 1つの LB長のパイロット系列を複数 N個の SB長のパイロットブロックに分割 する場合は図 14に示すようになる。
[0049] すなわち、分割部 151は、入力される LB長のパイロット系列を N個の SB長のパイ口 ットブロック SB # 1、 SB # 2、■·■、 SB # (N_ l)、 SB # Nに分割し、 CP付加部 152 は、ノ ィロットブロック SB # 1力、ら順に、各パイロットブロックの後端部分を CPとして次 のパイロットブロックの先頭に付加する。つまり、 CP付カロ部 152は、ノ ィロットブロック 38 # 11 (11は11 > 0の整数）の後端部分を〇？として、パイロットブロック SB # (n+ 1)の 先頭に付加する。そして、 CP付加部 152は、最後のパイロットブロック SB # Nの後端 部分を CPとして、最初のパイロットブロック SB # 1の先頭に付加する。
[0050] <パイロット生成例 2 >
本生成例では、パイロット生成部 105は、まず、 1つの LB長のパイロット系列の後端 部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。次いで、生成され た信号系列の先頭から順に SB長間隔の各位置を起点として、 CP長と SB長とを加算 した長さの複数のブロックを抽出する。このように抽出された複数のブロックは、先頭 に CPがそれぞれ付加された一連の複数の SB長のパイロットブロックとなる。
[0051] 図 15は、パイロット生成例 2に係るパイロット生成部 105の内部構成を示すブロック 図である。
[0052] 図 15に示すように、本生成例に係るパイロット生成部 105は、 CP付加部 153およ び抽出部 154を備える。
[0053] CP付加部 153は、変調後の LB長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系 列の先頭に付加し、得られる信号系列を抽出部 154に出力する。
[0054] 抽出部 154は、 CP付加部 153から入力される信号系列から、先頭に CPが付加さ れた一連の複数の SB長のパイロットブロックを抽出し、多重化部 106に出力する。 [0055] 図 16は、図 15に示すパイロット生成部 105の動作を説明するための図である。この 図においては、ィロット生成部 105が 1つの LB長のパイロット系列から 2つの SB長の パイロットブロックを抽出する場合を例に挙げ説明する。
[0056] 図 16に示すように、 CP付加部 153に入力されるパイロット系列の長さは LB長であ る。 CP付加部 153は、入力される LB長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット 系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部 154は、その信号系列の先頭 を第 1の起点 Sp#lと決定するとともに、その先頭から SB長の距離にある位置を次の 起点 Sp#2と決定する。そして抽出部 154は、 Sp#lおよび Sp#2それぞれを起点 として、 CP長と SB長とを加算した長さ毎の 2つの信号系列 #1、信号系列 #2を抽出 する。抽出された 2つの信号系列 # 1、 #2はそれぞれ、先頭に CPが付加されたパイ ロットブロック SB #1、 SB #2となる。つまり、本生成例によっても、パイロット生成例 1 同様、先頭にそれぞれ CPが付加されたパイロットブロック SB #1、 SB#2が得られる
[0057] なお、 1つの LB長のパイロット系列力 複数 N個の SB長のパイロットブロックを抽出 する場合は図 17に示すようになる。
[0058] すなわち、 CP付加部 153は、入力される LB長のパイロット系列の後端部分をその パイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部 154は、信号系列の 先頭を第 1の起点 Sp# 1と決定するとともに、その先頭から順に SB長毎の位置を順 7火、起点、3 #2〜3 #?^と決定する。そして、 由出咅 154は、 Sp#l〜Sp#Nそれ ぞれを起点として、 CP長と SB長とを加算した長さ毎の N個の信号系列を抽出する。 抽出された N個の信号系列はそれぞれ、先頭に CPが付加されたパイロットブロック S B#1〜SB#Nとなる。
[0059] 以上、 2つのパイロット生成例について説明した。
[0060] そして、上記のように生成されたパイロットブロックは、図 2に示すような 3GPP RAN L TEの上り回線における送信フォーマットに従って、多重化部 106においてデータブロ ックと多重され、送信アンテナ 108を介して送信される。
[0061] 次いで、図 11に示す無線送信装置 100から送信された多重信号を受信する無線 受信装置 200について説明する。図 18は、本実施の形態に係る無線受信装置 200 の構成を示すブロック図である。
[0062] 無線受信部 202は、無線送信装置 100から送信された多重信号を、受信アンテナ
201を介して受信し、ダウンコンバート、 A/D変換等の無線受信処理を施し、分離 部 203に出力する。
[0063] 分離部 203は、多重信号を、図 2に示す送信フォーマットに基づき、先頭に CPが付 カロされたデータブロック（LB # 1〜 # 6)と先頭に CPが付加されたパイロットブロック（
SB # 1、 SB # 2)とに分離して、データブロックを CP除去部 204に出力し、パイロット ブロックを CP除去部 206に出力する。
[0064] CP除去部 204は、同期タイミングに基づき直接波のデータブロックの先頭に付加さ れた CPを除去し、 LB長のデータ系列として FFT部 205に出力する。
[0065] FFT部 205は、 LB長のデータ系列に対し FFT処理を施し、データ系列の複数の 周波数成分を周波数領域等化部 210に出力する。
[0066] 一方、 CP除去部 206は、同期タイミングに基づき直接波のパイロットブロックの先頭 に付加された CPを除去し、結合部 207に出力する。
[0067] 結合部 207は、 SB長の複数のパイロットブロック（ここでは、 SB # 1、 # 2の 2つ）を 結合して LB長のパイロット系列を生成し、 FFT部 208に出力する。
[0068] FFT部 208は、 LB長のパイロット系列に対し FFT処理を施し、パイロット系列の複 数の周波数成分をチャネル推定部 209に出力する。
[0069] チャネル推定部 209は、標準のパイロット系列の周波数成分を、 FFT部 208から入 力されるパイロット系列の周波数成分で除算することにより、各周波数成分での伝搬 路の周波数応答を求め、それらの周波数応答をチャネル推定値として周波数領域等 化部 210に出力する。
[0070] 周波数領域等化部 210は、チャネル推定部 209から入力されるチャネル推定値を 用いてデータ系列の周波数成分に対して周波数軸上で等化を行って、フェージング またはマルチパスの影響により生じた歪みを補正し、 IFFT (Inverse Fast Fourier Tra nsform)部 211に出力する。
[0071] IFFT部 211は、周波数領域等化後のデータ系列に対し IFFT処理を施し、周波数 成分に分解されていたデータ系列を時間領域のデータ系列に変換して復調部 212 に出力する。
[0072] 復調部 212は、時間領域のデータ系列に対し復調処理を施して復号部 213に出 力する。
[0073] 復号部 213は、復調後のデータ系列に対してターボ復号等の誤り訂正を行レ、、受 信データを得る。
[0074] このように、無線送信装置 100は、 1つのパイロット系列から生成される一連の複数 のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイ口 ットブロックの CPとするため、無線受信装置 200において得られるパイロット系列の遅 延波は連続する。従って、このパイロット系列を用いて FFT処理、周波数領域等化処 理、および復調処理を行うと、チャネル推定精度の劣化および周波数領域での受信 特性の劣化を防止することができる。
[0075] また、無線送信装置 100は 1サブフレームにおいて複数のパイロットブロックを送信 するため、無線受信装置 200は、時間軸方向でのフェージング変動に追従しながら 信号を受信することができる。
[0076] また、無線送信装置 100は、 1つのパイロット系列から一連の複数の SB長のパイ口 ットブロックを生成して無線受信装置 200に送信し、無線受信装置 200は、受信され た複数のパイロットブロックを結合して得られるパイロット系列を用いて周波数領域等 化を行う。従って、本実施の形態によれば、 1サブフレームに含まれるパイロットブロッ クの数およびパイロットブロックの長さを変えずに（すなわち、データの伝送レートを低 下させずに）パイロット系列の長さを増加させて、パイロット系列の長さをデータブロッ クの長さに近づけることができる。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔をデータ 系列のサブキャリア間隔に近づけることができ、無線受信装置 200でのチャネル推定 値の周波数軸上での補間精度を向上することができる。
[0077] さらに、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに一致させることにより、パイ口 ット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等しくすることができ る。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を直接、デー タ系列に適用することができる。よって、パイロット系列の長さをデータブロックの長さ に一致させることにより、チャネル推定値の周波数軸上での補間が不要となるため、 受信特性をさらに向上することができる。
[0078] このようにして、本実施の形態によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上 すること力 Sできる。
[0079] なお、本実施の形態では、 1つのパイロット系列から生成された一連の複数のパイ ロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブ ロックの CPとする場合を例にとって説明したが、本実施の形態に係る CP付加方法は データ系列に適用しても良レ、。かかる場合、 1つのデータ系列から生成された一連の 複数のデータブロックにおレ、て、各データブロックの後端部分を循環的に他のデータ ブロックの CPとすれば良レ、。
[0080] また、本実施の形態では、 1つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイ口 ットブロックを 1つのサブフレームに配置する場合を例にとって説明した力 これに限 定されず、上記の一連の複数のパイロットブロックを複数のサブフレームに渡って配 置しても良い。
[0081] (実施の形態 2)
本実施の形態においては、パイロット系列として、 CAZAC(Constant Amplitude Ze ro Auto-Correlation)系列を循環的にシフトして生成される循環シフト CAZAC(Cycli c Shift Based CAZAC)系列を用いる。 1つの CAZAC系列から生成される複数の循 環シフト CAZAC系列は、複数の無線送信装置それぞれに割り当てられる。
[0082] ここで、 CAZAC系列の特徴としては、自己相関特性に優れ、また、同一の CAZA C系列をシフトさせて得られる循環シフト CAZAC系列間の相互相関はゼロになる。 従って、循環シフト CAZAC系列をパイロット系列として用いることにより、複数の無線 送信装置それぞれからのパイロット系列間での干渉を抑えつつ、複数のパイロット系 歹 IJを多重して送信することができる。
[0083] 一方で、必要な多重数 (つまり、パイロット系列を同時送信する無線送信装置数)が 同一の CAZAC系列から得られる循環シフト CAZAC系列の数を超える場合は、複 数の異なる CAZAC系列を用いる必要が生じる。
[0084] しかし、循環シフト CAZAC系列の基となる CAZAC系列間では、相互相関が比較 的小さレ、ものの、完全には直交せずゼロにはならなレ、。よって、 CAZAC系列の長さ をより長くし、 1つの CAZAC系列から得られる循環シフト CAZAC系列の数を増加さ せることが望ましい。
[0085] そこで、本実施の形態では、以下のようにして、実施の形態 1記載のパイロット生成 方法を CAZAC系列に対して適用する。
[0086] 図 19は、本発明の実施の形態 2に係る無線送信装置 300の構成を示すブロック図 である。無線送信装置 300は、実施の形態 1に示した無線送信装置 100 (図 11参照
)と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その 説明を省略する。
[0087] 無線送信装置 300は、循環シフト部 301をさらに具備する点において、無線送信装 置 100と相違する。
[0088] 循環シフト部 301は、 LB長の CAZAC系列および循環シフト量が入力され、 LB長 の CAZAC系列を循環シフト量ずつ循環的にシフトして、複数の LB長の循環シフト C AZAC系列を生成し、パイロット系列として変調部 104に出力する。
[0089] 図 20は、循環シフト部 301の動作を説明するための図である。ここで、循環シフト量 は、システム設計時に予め決められた所定値であり、具体的には無線送信装置 300 から送信された信号が無線受信装置に到達するまでの最大遅延時間より決まる。 1 つの CAZAC系列から生成される循環シフト CAZAC系列の数 Mは、下記の式（1) に従い求められる。
M = CAZAC長/循環シフト量 · · ·（：!）
[0090] 図 20に示すように、循環シフト部 301は、同一の CAZAC長の CAZAC系列を循 環シフト量ずつ循環的にシフトして M個の循環シフト CAZAC系列を生成する。同一 の LB長の CAZAC系列から生成される M個の LB長の循環シフト CAZAC系列はす ベて直交する。すなわち循環シフト CAZAC系列 # 1、循環シフト CAZAC系列 # 2、 …、循環シフト CAZAC系列 # Mの互いの相互相関値はゼロである。従って、この M 個の LB長の循環シフト CAZAC系列をパイロット系列として用いて、 Mより少ない数 の複数の無線送信装置 300からのパイロット系列を多重する場合、ノ ィロット系列間 でのコード間干渉を小さくでき、無線受信装置の受信性能が向上する。
[0091] 図 21は、本実施の形態の効果を説明するための図である。図 21Aは、 SB長の循 環シフト CAZAC系列から SB長のパイロットブロックを生成する場合を示す図である 。図 21Bは、本実施の形態において、実施の形態 1記載のパイロット生成方法を CA ZAC系列に適用し、 LB長の循環シフト CAZAC系列から SB長のパイロットブロック を生成する場合を示す図である。本実施の形態においては、 LB長の 1つの循環シフ ト CAZAC系列から SB長の複数のパイロットブロックを生成して伝送するため、パイ口 ット系列としてより長い LB長の CAZAC系列を用いることができる。よって、本実施の 形態によれば、上式（1)により求められる循環シフト CAZAC系列の数はより多くなり 、よって、循環シフト CAZAC系列からなるパイロット系列をより多く多重することがで きる。
[0092] このように、本実施の形態によれば、より長い CAZAC系列から生成される循環シフ ト CAZAC系列をパイロット系列として用いるため、パイロット系列間干渉を抑えつつ 、より多くの無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。
[0093] なお、本実施の形態では、 1つの循環シフト CAZAC系列から生成される一連の複 数のパイロットブロックを 1サブフレームに配置して伝送する場合を例にとって説明し た力 上記一連の複数のパイロットブロックを複数サブフレームに配置して伝送しても 良レ、。これにより、さらに長い CAZAC系列を用いることができ、より多くの無線送信 装置からのパイロット系列を多重することができる。図 22Aは、 1つの LB長の CAZA C系列力 生成される一連の 2つの SB長のパイロットブロックを 1つのサブフレームに 配置する場合を示す図であり、図 22Bは、 1つの 2LB長の CAZAC系列から生成さ れる一連の 4つの SB長のパイロットブロックを 2つのサブフレームに渡って配置する 場合を示す図である。図 22Bの場合には、 1つの循環シフト CAZAC系列から生成さ れる一連の複数のパイロットブロックを 2つのサブフレームに渡って配置する。これに より、循環シフト CAZAC系列の長さを図 22Aの場合の 2倍に増加することができ、、 図 22Aの場合の 2倍の数の無線送信装置からのパイロット系列を多重することができ る。
[0094] また、本実施の形態では、パイロット系列として循環シフト CAZACを用いる場合を 例にとって説明した力 これに限定されず、例えば、パイロット系列として循環シフト W alsh系列を用いても良レ、。循環シフト Walsh系列は、 CAZAC系列同様、同一の Wa lsh系列をシフトさせて得ることができる。また、 Walsh系列は、 CAZAC系列同様、 自 己相関特性に優れ、同一の Walsh系列をシフトさせて得られる循環シフト Walsh系 列間の相互相関はゼロになる一方、循環シフト Walsh系列の基となる Walsh系列間 では、相互相関は比較的小さいもののゼロとはならなレ、。よって、本実施の形態にお いて、 CAZAC系列に代えて Walsh系列を用いても、上記同様の作用、効果を得る こと力 Sできる。
[0095] (実施の形態 3)
図 23は、本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置 400の構成を示すブロック図 である。無線受信装置 400は、実施の形態 1に示した無線受信装置 200 (図 18参照 )と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その 説明を省略する。
[0096] 無線受信装置 400は、結合決定部 401をさらに具備する点において、無線受信装 置 200と相違する。なお、無線受信装置 400の結合部 407と、無線受信装置 200の 結合部 207とは処理の一部に相違点があり、それを示すために異なる符号を付す。
[0097] 結合決定部 401は、 CP除去部 206から入力されるパイロットブロックを用いて最大 ドップラー周波数を推定し、推定された最大ドップラー周波数に基づき、結合部 407 におけるパイロットブロックの結合処理を行うか否かを決定する。結合決定部 401に おいては、パイロットブロックの所定周期当たりの位相変動量をもとに最大ドップラー 周波数を推定する。そして、結合決定部 401は、最大ドップラー周波数が閾値以上、 例えば 200Hz以上である場合は、結合部 407におけるパイロットブロックの結合処理 を行わないと決定し、最大ドップラー周波数が閾値未満、例えば 200Hz未満の場合 は、結合部 407におけるパイロットブロックの結合処理を行うと決定する。結合決定部 401は、結合決定結果 (結合処理を行わない場合： '0'、結合処理を行う場合： ' 1 ' ) 、および CP除去部 206から入力されたパイロットブロックを結合部 407に出力する。
[0098] 結合部 407は、結合決定部 401から入力される結合決定結果が ' 1 'である場合、 結合決定部 401から入力される複数のパイロットブロックを結合してパイロット系列を 生成し、 FFT部 208に出力する。一方、結合決定部 401から入力される結合決定結 果が' 0'である場合、結合部 407は、結合決定部 401から入力される複数のパイロッ トブロックを結合せず、直接 FFT部 208に出力する。
[0099] このように、本実施の形態によれば、送信フォーマットを変えず、伝搬環境に応じて チャネル推定の仕方を切替ることができ、チャネル推定の精度を向上させることがで きる。すなわち、最大ドップラー周波数が閾値以上である場合に結合前のパイロット ブロックを用いてチャネル推定を行うことによって時間フエージング変動に追従するこ とができ、最大ドップラー周波数が閾値未満である場合に結合後のパイロット系列を 用いてチャネル推定を行うことによってパイロットのサブキャリア間隔とデータのサブ キャリア間隔とを等しくすることができる。
[0100] 以上、本発明の各実施の形態について説明した。
[0101] 本発明に係る無線送信装置は、移動体通信システムにおける通信端末装置に搭 載することが可能であり、本発明に係る無線受信装置は、移動体通信システムにお ける基地局装置に搭載することが可能である。これにより上記と同様の作用効果を有 する通信端末装置、基地局装置、および移動体通信システムを提供することができ る。
[0102] なお、上記説明で用いたサブフレームは、例えばタイムスロットやフレーム等、他の 送信時間単位であってもよい。また、上記説明で用いた CPはガードインターバル (G I : Guard Interval)と称されることもある。また、基地局装置は Node B、通信端末装置 は移動局装置または UEと称されることがある。
[0103] また、ここでは、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本 発明をソフトウェアで実現することも可能である。例えば、本発明に係るパイロット生成 方法のアルゴリズムをプログラミング言語によって記述し、このプログラムをメモリに記 憶しておいて情報処理手段によって実行させることにより、本発明に係る無線送信装 置と同様の機能を実現することができる。
[0104] また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路 である LSIとして実現される。これらは個別に 1チップィ匕されても良いし、一部または 全てを含むように 1チップ化されても良レ、。
[0105] また、ここでは LSIとした力 集積度の違いによって、 IC、システム LSI、スーパー L SI、ゥノレトラ LSI等と呼称されることもある。 [0106] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路または汎用プロセッ サで実現しても良い。 LSI製造後に、プログラム化することが可能な FPGA (Field Pro grammable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続もしくは設定を再構成可能な リコンフィギユラブル.プロセッサを利用しても良い。
[0107] さらに、半導体技術の進歩または派生する別技術により、 LSIに置き換わる集積回 路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用レ、て機能ブロックの集積化を行って も良い。ノ ォ技術の適応等が可能性としてあり得る。
[0108] 2006年 6月 23曰出願の特願 2006— 174485の日本出願に含まれる明糸田書、図 面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
産業上の利用可能性
[0109] 本発明に係る無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法は、周波 数領域等化を行う無線通信等の用途に適用することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 1つのパイロット系列から一連の複数のパイロットブロックを生成する生成手段と、 前記複数のパイロットブロックを送信する送信手段と、を具備し、
前記生成手段は、前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロ ックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、 無線送信装置。
[2] 前記生成手段は、
前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を ックの後端部分を最初のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、 請求項 1記載の無線送信装置。
[3] 前記生成手段は、
前記 1つのパイロット系列を前記一連の複数のパイロットブロックに分割し、 各パイロットブロックの後端部分をサイクリックプリフィックスとして次のパイロットブロ ックの先頭に付加するとともに、最後のパイロットブロックの後端部分をサイクリックプリ フィックスとして最初のパイロットブロックの先頭に付加する、
請求項 2記載の無線送信装置。
[4] 前記生成手段は、
前記パイロット系列の後端部分を前記パイロット系列の先頭に付加した信号系列を 生成し、
前記信号系列の先頭から順に前記パイロットブロックの長さ毎の位置を起点として 前記サイクリックプリフィックスの長さと前記パイロットブロックの長さとを加算した長さ 毎に、先頭にサイクリックプリフィックスがそれぞれ付加された前記一連の複数のパイ ロットブロックをキ由出する、
請求項 2記載の無線送信装置。
[5] 前記生成手段は、データブロックの長さと同じ長さの前記パイロット系列から前記一 連の複数のパイロットブロックを生成する、
請求項 1記載の無線送信装置。
[6] 前記パイロット系列は、 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列 または Walsh系列からなる、
請求項 1記載の無線送信装置。
[7] 請求項 1記載の無線送信装置を具備する無線通信移動局装置。
[8] 一連の複数のパイロットブロックを受信する受信手段と、
前記一連の複数のパイロットブロックを結合してパイロット系列を生成する生成手段 と、
結合後の前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行うチャネル推定手段と、 を具備する無線受信装置。
[9] 前記チャネル推定手段は、
最大ドップラー周波数が閾値以上である場合に、結合前の前記パイロットブロックを 用レ、てチャネル推定を行レヽ、
最大ドップラー周波数が閾値未満である場合に、結合後の前記パイロット系列を用 いてチャネル推定を行う、
請求項 8記載の無線受信装置。
[10] 請求項 8記載の無線受信装置を具備する無線通信基地局装置。
[11] 1つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パ ィロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィック スとする、
パイロット生成方法。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010034861A (ja) * 2008-07-29 2010-02-12 Kyocera Corp 無線通信システム、基地局、および無線通信方法
WO2010035758A1 (ja) * 2008-09-26 2010-04-01 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局及び無線基地局
KR101356840B1 (ko) * 2008-03-19 2014-01-28 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 무선 통신 시스템, 무선 통신의 설정 방법, 기지국, 이동국 및 프로그램이 기록된 기록매체
JP2014057328A (ja) * 2008-10-22 2014-03-27 Lg Electronics Inc 無線通信システムにおける信号送信方法及び装置
JP2014192607A (ja) * 2013-03-26 2014-10-06 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信方法及び無線通信装置
JP2017522770A (ja) * 2014-05-23 2017-08-10 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． シーケンス生成方法、ならびにシーケンス生成のための端末および基地局
WO2019012593A1 (ja) * 2017-07-10 2019-01-17 株式会社Ｎｔｔドコモ ユーザ端末及び無線通信方法
JPWO2019059405A1 (ja) * 2017-09-25 2020-10-22 日本電信電話株式会社 Ｏａｍ多重通信システム、ｏａｍ多重送信装置、ｏａｍ多重受信装置およびｏａｍ多重通信方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101689918B (zh) * 2006-09-26 2014-06-11 诺基亚公司 为上行链路控制信令提供序列调制的装置和方法
EP2385664A1 (en) * 2010-05-03 2011-11-09 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method for transferring data and information enabling an estimate of a wireless link between a source and at least one receiver.
CN104160671B (zh) * 2012-03-09 2018-02-09 高通股份有限公司 无线网络中的信道估计
US9078205B2 (en) * 2012-03-09 2015-07-07 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for enabling non-destaggered channel estimation
US20140341326A1 (en) * 2013-05-20 2014-11-20 Qualcomm Incorporated Channel estimation with discontinuous pilot signals
CN103401825B (zh) * 2013-08-14 2016-04-06 西安电子科技大学 基于块状导频的低复杂度单载波频域均衡方法
US9900199B2 (en) * 2014-05-06 2018-02-20 Qualcomm Incorporated Systems and methods for improvements to training field design for increased symbol durations
CN103973608A (zh) * 2014-05-29 2014-08-06 电子科技大学 一种针对短波通信信道下单载波频域均衡的信道估计方法
CN108242984B (zh) * 2016-12-23 2021-01-15 普天信息技术有限公司 一种多子带系统的导频序列的生成方法
GB2562023A (en) * 2017-02-03 2018-11-07 Tcl Communication Ltd Synchronisation in cellular networks
KR101987271B1 (ko) * 2017-12-29 2019-06-10 한밭대학교 산학협력단 협대역 간섭신호 제거를 위한 단일 반송파 송수신 시스템
CN111106911B (zh) * 2018-10-29 2023-03-28 华为技术有限公司 一种通信方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000324020A (ja) * 1999-04-08 2000-11-24 Texas Instr Inc <Ti> Ｗｃｄｍａのためのダイバーシティ検出
JP2003338775A (ja) * 2002-05-20 2003-11-28 Communication Research Laboratory 符号分割多重伝送システム、送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、符号生成装置、符号生成方法、ならびに、プログラム
JP2006174485A (ja) 2004-12-16 2006-06-29 Samsung Electronics Co Ltd カラーフィルタアレイのイメージデータを補間する方法及び装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE241879T1 (de) * 1996-09-02 2003-06-15 St Microelectronics Nv Verbesserungen bei, oder in bezug auf, steuerkanäle für nachrichtenübertragungssysteme
US6240129B1 (en) * 1997-07-10 2001-05-29 Alcatel Method and windowing unit to reduce leakage, fourier transformer and DMT modem wherein the unit is used
US6442173B1 (en) * 1999-04-07 2002-08-27 Legerity Timing recovery scheme for a discrete multitone transmission system
US6804311B1 (en) 1999-04-08 2004-10-12 Texas Instruments Incorporated Diversity detection for WCDMA
SE517622C2 (sv) * 1999-12-17 2002-06-25 Ericsson Telefon Ab L M Anordning för att minska en linjedrivares effektförlust
EP1290811A2 (en) * 2000-06-07 2003-03-12 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for dual-band modulation in powerline communication network systems
US6842487B1 (en) * 2000-09-22 2005-01-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Cyclic delay diversity for mitigating intersymbol interference in OFDM systems
US20020176485A1 (en) * 2001-04-03 2002-11-28 Hudson John E. Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein
US8325590B2 (en) * 2002-02-27 2012-12-04 Apple Inc. OFDM communications system
US6885708B2 (en) * 2002-07-18 2005-04-26 Motorola, Inc. Training prefix modulation method and receiver
US7280467B2 (en) * 2003-01-07 2007-10-09 Qualcomm Incorporated Pilot transmission schemes for wireless multi-carrier communication systems
JP3816450B2 (ja) * 2003-02-18 2006-08-30 Ｋｄｄｉ株式会社 送信機及び受信機
US20050046592A1 (en) * 2003-08-29 2005-03-03 Halliburton Energy Services, Inc. Priority data transmission in a wireline telemetry system
US7606138B2 (en) * 2003-09-29 2009-10-20 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada Multi-symbol encapsulated OFDM system
US7701917B2 (en) * 2004-02-05 2010-04-20 Qualcomm Incorporated Channel estimation for a wireless communication system with multiple parallel data streams
JPWO2006006238A1 (ja) 2004-07-14 2008-04-24 富士通株式会社 マルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置
US20060120468A1 (en) * 2004-12-03 2006-06-08 Che-Li Lin Method and system for guard interval size detection
US7876806B2 (en) * 2005-03-24 2011-01-25 Interdigital Technology Corporation Orthogonal frequency division multiplexing-code division multiple access system
US7706428B2 (en) * 2005-04-21 2010-04-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Low complexity inter-carrier interference cancellation
JP4637061B2 (ja) * 2006-06-28 2011-02-23 富士通株式会社 無線送信装置及びガードインターバル挿入方法
GB0615201D0 (en) * 2006-07-31 2006-09-06 Nokia Corp Communication system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000324020A (ja) * 1999-04-08 2000-11-24 Texas Instr Inc <Ti> Ｗｃｄｍａのためのダイバーシティ検出
JP2003338775A (ja) * 2002-05-20 2003-11-28 Communication Research Laboratory 符号分割多重伝送システム、送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、符号生成装置、符号生成方法、ならびに、プログラム
JP2006174485A (ja) 2004-12-16 2006-06-29 Samsung Electronics Co Ltd カラーフィルタアレイのイメージデータを補間する方法及び装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ERICSSON: "Uplink reference signals", 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #47, vol. R1-063128, 6 November 2006 (2006-11-06), XP003020204, Retrieved from the Internet <URL:http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR_47/Docs/R1-063128.zip> *
NEC GROUP: "Consideration on uplink pilot design using CAZAC", 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #44BIS, vol. R1-060831, 27 March 2006 (2006-03-27), pages 1 - 5, XP003002423, Retrieved from the Internet <URL:http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_44bis/Docs/R1-060831.zip> *
TEXAS INSTRUMENTS: "On Allocation of Uplink Pilot Sub-channels in EUTRA SC-FDMA", 3GPP TSG RAN WG1 AD HOC ON LTE, vol. R1-050822, 29 August 2005 (2005-08-29), pages 1 - 7, XP002448008, Retrieved from the Internet <URL:http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1050822.zip> *

Cited By (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11601939B2 (en) 2008-03-19 2023-03-07 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
KR101356840B1 (ko) * 2008-03-19 2014-01-28 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 무선 통신 시스템, 무선 통신의 설정 방법, 기지국, 이동국 및 프로그램이 기록된 기록매체
US10117250B2 (en) 2008-03-19 2018-10-30 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US9743410B2 (en) 2008-03-19 2017-08-22 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US8953551B2 (en) 2008-03-19 2015-02-10 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US12041593B2 (en) 2008-03-19 2024-07-16 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US10624096B2 (en) 2008-03-19 2020-04-14 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US9031034B2 (en) 2008-03-19 2015-05-12 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US9474074B2 (en) 2008-03-19 2016-10-18 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
US9277545B2 (en) 2008-03-19 2016-03-01 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
KR101443474B1 (ko) * 2008-03-19 2014-09-22 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 무선 통신 시스템, 무선 통신의 설정 방법, 기지국, 이동국, 및 프로그램
US10849126B2 (en) 2008-03-19 2020-11-24 Nec Corporation Wireless communication system, wireless communication setting method, base station, mobile station, and program
JP2010034861A (ja) * 2008-07-29 2010-02-12 Kyocera Corp 無線通信システム、基地局、および無線通信方法
WO2010035758A1 (ja) * 2008-09-26 2010-04-01 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局及び無線基地局
JP2010081446A (ja) * 2008-09-26 2010-04-08 Ntt Docomo Inc 移動局及び無線基地局
US8705420B2 (en) 2008-09-26 2014-04-22 Ntt Docomo, Inc. Mobile station and radio base station
RU2485725C2 (ru) * 2008-09-26 2013-06-20 Нтт Досомо, Инк. Мобильная станция и базовая станция радиосвязи
US9491020B2 (en) 2008-10-22 2016-11-08 Lg Electronics Inc. Signal transmission method and device in wireless communication system
US9860100B2 (en) 2008-10-22 2018-01-02 Lg Electronics Inc. Signal transmission method and device in wireless communication system
US10389566B2 (en) 2008-10-22 2019-08-20 Lg Electronics Inc. Signal transmission method and device in wireless communication system
JP2015173456A (ja) * 2008-10-22 2015-10-01 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおける信号送信方法及び装置
JP2014057328A (ja) * 2008-10-22 2014-03-27 Lg Electronics Inc 無線通信システムにおける信号送信方法及び装置
JP2014192607A (ja) * 2013-03-26 2014-10-06 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信方法及び無線通信装置
US10177889B2 (en) 2014-05-23 2019-01-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Sequence generation method, and terminal and base station for terminal for sequence generation terminal and a base station for sequence generation
JP2017522770A (ja) * 2014-05-23 2017-08-10 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． シーケンス生成方法、ならびにシーケンス生成のための端末および基地局
WO2019012593A1 (ja) * 2017-07-10 2019-01-17 株式会社Ｎｔｔドコモ ユーザ端末及び無線通信方法
JPWO2019059405A1 (ja) * 2017-09-25 2020-10-22 日本電信電話株式会社 Ｏａｍ多重通信システム、ｏａｍ多重送信装置、ｏａｍ多重受信装置およびｏａｍ多重通信方法
JP7056665B2 (ja) 2017-09-25 2022-04-19 日本電信電話株式会社 Ｏａｍ多重通信システム、ｏａｍ多重送信装置、ｏａｍ多重受信装置およびｏａｍ多重通信方法

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