WO2007148413A1

WO2007148413A1 - 超高速光周波数掃引技術

Info

Publication number: WO2007148413A1
Application number: PCT/JP2006/313036
Authority: WO
Inventors: Tetsuya Kawanishi; Takahide Sakamoto; Masahiro Tsuchiya
Original assignee: National Institute Of Information And Communications Technology
Priority date: 2006-06-23
Filing date: 2006-06-23
Publication date: 2007-12-27
Also published as: JP4882042B2; US20090304393A1; JPWO2007148413A1; US8682177B2

Abstract

本発明は，広い周波数にわたり迅速に制御できる光周波数の制御装置などを提供することを目的とする。　上記課題は，光ＳＳＢ変調器(2)と，前記光ＳＳＢ変調器(2)へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源(3)と，前記光ＳＳＢ変調器(2)へ変調信号を印加する変調信号源(4)とを具備し，前記変調信号源(4)は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器(5)と，前記任意波形発生器(5)で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器(6)とを具備する光周波数制御装置などにより解決される。

Description

明細書

超高速光周波数掃引技術技術分野

本発明は， S S B変調器に印加する変調信号を超高速かつ広範囲なものとするために，任意波形発生装器と電気信号周波数通倍器を組み合わせた変調信号源とする光周波数制御装置などに関する。

'冃技術

光周波数制御装置として，光単側波帯（S S B) 変調器が知られている。光 S S B変調器は，変調信号の周波数分だけシフトした出力光を得ることができる光変調器である（S. Shimotsu, S. Oikawa, T. Saitou, N. Mitsugi, K. Kubodera, T. Kawanishi and M. 丄 zutsu, Single Side-Band Modulation Performance of a LiNb03 Integrated Modulator Consisting of Four-Phase Modulator Wavegate, " IEEE Photon. Tech. Lett. , Vol. 13, 364-366 (2001) (非特許文献 1， 2 ) 参照。）。

光 S S B変調器を使った周波数制御技術は，比較的精度が高く，かつ安定性に優れた制御を行うことができるという特徴がある。しかしながら，光 S S B変調器を用いて光周波数を掃引する速度は，電気信号である変調信号の掃引速度によって制限される。たとえば，周波数範囲が広い電気信号周波数掃引装置を用いると，掃引速度に限界があった。一方， FM変調器は，比較的高速に周波数を掃引できるものの，周波数変化幅が数 1 0 OMH z以下と狭い。よって，いずれにせよ，高い掃引速度と，広い周波数範囲とを有する信号制御を達成できないので，光 S S B変調器の周波数制御技術もそれらを両立することができないという問題があつた。参考文献

非特許文献 1 ： S. Shimotsu, S. Oikawa, T. Saitou, N. Mitsugi, K. Kubodera, T. Kawani shi and M. Izutsu, " S ingle S i de-Band Modulat ion Performance of a LiNb03 Integrated Modulator Cons i st ing of Four-Phase Modulator Wavegate, " IEEE Photon. Tech. Le t t. , Vo l . 13， 364-366 (2001)

非特許文献 2 ： T. Kawanishi, T. Sakamoto and M. Izutsu, Optical filter characterization by using optical frequency sweep technique with a single sideband modulator, IEICE Electron. Express, 3， 34-38 (2006) 発明の開示

本発明は，広い周波数にわたり迅速に制御できる光周波数の制御装置を提供することを目的とする。

本発明は，さらに，上記のような制御装置を用いた，光周波数制御信号の発生装置，光フィルタの精度計測器，計測器，無線信号発生装置などを提供することを目的とする。本発明は，基本的には，光 S S B変調器を用いて光周波数を掃引する速度は，電気信号である変調信号の掃引速度によって制限されるので，任意波形発生装器と電気信号周波数遁倍器を組み合わせた変調信号源を用いることで，高速かつ広い周波数範囲にわたる変調電気信号を得ることにより，光 S S B変調についても高速かつ広い周波数範囲にわたる波長制御が可能となるという知見に基づくものである。

すなわち，任意波形発生装器は，高速に周波数掃引された電気信号を発生させることができるものの，発生できる周波数帯は 5 0 O M H z以下と狭い。そこで，この任意波形発生装置で発生させた電気信号を，電気信号周波数通倍器にて周波数変化の範囲を拡大することで，高速かつ広い周波数範囲の変調信号を実現し，そのような変調信号を用いて光 S S B変調器を駆動することで，高速かつ広い周波数範囲の周波数掃引を可能にするというものである。図面の説明

図 1は，本発明の装置の基本構成を示すブロック図である。

図 2は，光 S S B変調器の例を示す概略図である。

図 3は，光コム発生器の構成例を示す概略図である。

'図 4は，光コム発生器における各工程における光の状態を示す概念図である。

図 5は，本発明の無線信号の発生装置を示す概略構成図である。

図 6は，実施例 1における USB信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 7は，実施例 1における LSB信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 8 は，掃引時間が 5 0 0マイク口秒の場合の光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 9は，変調信号として正弦波を入力した場合における， USB発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 10は，変調信号として正弦波を入力した場合における， LSB発生時の光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 1 1 は，実施例 2におけるキヤリブレーション用のデータを示す図面に替わるグラフである。図 1 1 A , 図 1 1 B，図 1 1 C，及び図 1 1 Dは，それぞれ周波数掃引速度を 0 . 5マイクロ秒， 5マイクロ秒， 5 0マイクロ秒，又は 5 0 0 μ sマイクロ秒としたときのキャリブレーション用のデータを示す図である。

図 12は，第 1タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるグラフである。図 12 Α , 図 12 Β，及び図 12 Cは，それぞれ反射率が 9 5 % , 9 0 %，及び 8 5 %のものを示す。

図 13は，第 2タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるダラフである。図 13 Α , 図 13 Β , 図 13 C及び図 13 Dは，それぞれ周波数掃引速度が 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイクロ秒， 5マイクロ秒，及び 0 . 5マイクロ秒のものを示す。図 14 は，図 13 の掃引開始部の拡大図を示す図面に替わるグラフである。図 14 A , 図 14 B，図 14 C及び図 14 Dは，それぞれ周波数掃引速度が 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイクロ秒， 5マイクロ秒，及び 0 . 5マイク口秒のものを示す。

図 15は，第 1タイプの光フィルタの測定結果を， T L Dによる測定結果と比較した図面に替わるグラフである。

図 16は，任意波形発生器（AW G ) の出力信号を示す図面に替わるグラフである。

図 17は，任意波形発生器（AW G ) の出力信号を示す図面に替わるグラフである。

図 18は，光 SSB変調器に印加される変調信号を示す図面に替わるダラフである。図 18 A , 図 18 Bは，それぞれ遁倍器の出力，及び変調器の RF _Aポートへの入力信号を示す。

図 19は，光 S S B変調器への入力信号を示す図面に替わるグラフである。図 19 A，図 19 Bは，そぞれ掃引速度が 5マイクロ秒と 0 . 5マイク口秒のものを示す。図 20は，光源 2を短波長側においた場合における光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 21は，光源 2を長波長側においた場合における光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 22は，光源 2の波長が 1549.41nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 23は，図 22の部分拡大図である。

図 24は，光源 2の波長が 1549.48nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 25は，図 24の部分拡大図である。

図 26は，光源 2の波長が 1549.93nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 27は，図 26の部分拡大図である。

図 28 は，光源 2の波長が 1549.875nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。

図 29は，図 28の部分拡大図である。

図 30は，アンプ出カスペクトルを示す図面に替わるグラフである。図 31 は，ラジォ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。図 32は，図 31 の部分拡大図である。発明を実施するための最良の形態

1 . 光周波数制御装置

以下，図面を参照しつつ，本発明の装置及ぴ方法を説明する。図 1は，本発明の装置の基本構成を示すブロック図である。図 1に示されるように，本発明の光周波数制御装置は，基本的には，光 S S B変調器（2)と，前記光 S S B変調器（2)へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（3)と前記光 S S B変調器（2)へ変調信号を印加する変調信号源（4)とを具備し；前記変調信号源（4)は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（5)と，前記意波形発生器（5)で発生した電気信号の周波数を遁倍するための電気信号周波数遁倍器（6)と，を具備する。そして，前記前記任意波形発生器（5)で発生し，前記電気信号周波数通倍器（6) により遁倍された電気信号を用いて，前記光 S S B変調器（2)への変調信号を生成する。なお，図中， 7は計測対象物を示し， 8は光検出器を示し， 9は光源を示し， 1 1は偏波コントローラを示し， 1 2は増幅器を示し， 1 3は力ブラを示す。以下，本発明を構成する各要素について説明する。光周波数制御装置 (1)

光周波数制御装置（1)は，光周波数を掃引して出力するなど，出力する光の周波数を制御できる装置である。光 S S B変調器（2)

光 S S B変調器（2)は，光単側波側帯変調器を意味する。光 SSB変調器は，変調信号の周波数（f_m) 分だけシフトした出力光を得ることができる光変調器である (S. Shimotsu, S. Oikawa, T. Saitou, N. Mitsugi, K. Kubodera, T. Kawanishi and M. Izutsu, "Single Side-Band Modulation Performance of a LiNb03 Integrated Modulator Consisting of Four-Phase Modulator Wavegate," IEEE Photon. Tech. Lett., Vol.13, 364-366 (2001), 「下津臣一，井筒雅之， "次世代通信のための LiNb0₃光 S S B変調器"，光ァライアンス， 2000.7. pp. 27-30」 ) 。なお，光 S S B変調器の動作は，たとえば，「川西哲也，井筒雅之， "光 S S B変調器を用いた光周波数シフター "，信学技報， TECHNICAL REPORT OF IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002-30(2002-08)」，「日隈ら， Xカットリチウムニオブ光 S S B変調器，エレクトロンレター， vol. 37， 515-516 (2001) . 」などに詳しく報告されている。 .

光 S S B変調器（2)として，公知の光 S S B変調器を適宜用いることができる。光 S S B変調器 (2)として，例えば，図 2に示すものを用いることができる。図 2は，光 S S B'変調器の例を示す概略図である。図 2に示される光 S S B変調器は，第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ _A) (22)と；第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ _B) (23)と；光信号の入力部（24)と，前記光信号が前記第 1 のサブマッハツェンダー導波路（M Z _A) と前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ _B) とへ分岐する分岐部（25)と，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ _A) と，前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ _B) と，前記第 1 のサブマツハツエンダー導波路（MZ _A) と前記第 2のサブマッハツェンダー導波路 (MZ _B) から出力される光信号が合波される合波部（26)と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部. (27)とを含むメインマッハツエンダー導波路（MZ _c) (28)と；前記第 1のサブマッハツエンダ一導波路（MZ _A) を構成する 2つのアームにラジオ周波数（R F) 信号を入力するための第 1 の電極（R F_A電極）（29)と；前記第 2のサブマツハツヱンダー導波路（MZ _B)を構成する 2つのアームにラジオ周波数（R F) 信号を入力するための第 2の電極（R F _B電極）（30)と；前記メインマッハツェンダー導波路（M Z _C ) に電圧を印加して，前記前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（M Z _A ) からの出力信号と前記前記第 2のサブマツハツヱンダー導波路（M Z _B ) からの出力信号との位相差を制御する為のメインマッハツェンダー電極（電極 C ) (31)とを具備する。なお，メインマッハツェンダー電極は，バイアス電極が印加される D C _c電極として機能しても良い。

それぞれのサブマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路（これが 2つのアームを構成する）を具備し，並列する 2つの位相 '変調器を具備するようにして構成される。位相変調器は，たとえば，導波路に沿った電極により達成できる。また強度変調器は，たとえばマツハツヱンダー導波路と，マッハツヱンダー導波路の両アームに電界を印加するための電極どにより達成できる。

通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば， L N基板上に， Ti 拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Si) 基板上に二酸化シリコン（Si0₂) 導波路を形成しても良い。また， InPや GaAs基板上に InGaAsP, GaAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として， Xカット Z軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム（LiNb0₃： LN) が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板の Xカット面 ( Y Z面）の表面に光導波路が形成され，導波光は Z軸（光学軸）に沿つて伝搬することとなる。 Xカツト以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群が C 3v . C 3 , D 3 , C _3h， D 3h である材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によつて屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム（LiT0₃： LT) ， J3— BaB₂0₄ (略称 BB0) ， Li I0₃等を用いることができる。

基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば 1〜 20マイクロメートル程度，好ましくは 5〜 1 0マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ（厚さ）として， 1〜 20マイクロメートル程度があげられ，好ましくは 5〜 1 0マイクロメートル程度である。

なお，サブマッハツェンダー導波路には，上記の R F _A電極及び R F _B 電極とは別にバイアス調整電極が設けられてもよいし，上記の RF_A電極及び R F_B電極がバイアス調整電極として機能してもよい。

第 1のバイアス調整電極（DC_A電極）は， MZ_Aを構成する 2つのァーム（Pathl及び Path3) 間のバイアス電圧を制御することにより， MZ _Aの 2つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方第 2のバイアス調整電極（DC_B電極）は， MZ _Bを構成する 2つのァーム（Path2及び Path4) 間のバイアス電圧を制御することにより， MZ_B の 2つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。 D C_A 電極，及び DC _B電極は，好ましくは通常直流または低周波信号が印加される。ここで低周波信号における「低周波」とは，例えば， 0 H z〜500 MH zの周波数を意味する。なお，この低周波信号の信号源の出力には電気信号の位相を調整する位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

第 1の変調電極（RF_A電極）は， MZ_Aを構成する 2つのアームにラジォ周波数（R F) 信号を入力するための電極である。一方，第 2の変調電極（RF_B電極）は， MZ _Bを構成する 2つのアームに R F信号を入力するための電極である。 RF_A電極，及び RF_B電極としては，進行波型電極または共振型電極があげられ，好ましくは共振型電極である。先に説明したとおり， D C_A電極と R F _A電極とは，別々の電極とされてもよいし，一つの電極がそれらの機能を果たしてもよい。後者の場合は，一つの電極にバイアス電圧とラジォ周波数信号とが印加されることとなる。

R F_A電極，及.ぴ R F_B電極は，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は， R F _A電極及び R F _B電極へ伝達される信号を制御するためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。 R F_A電極，及び R F _B電極に入力される高周波信号の周波数（ f _m) として，例えば 1 GH z〜100 GH zがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

R F_A電極，及び R F_B電極は，たとえば金，白金などによって構成される。 RF_A電極，及び R F _B電極の幅としては， 1 πι〜100μ mがあげられ，具体的には 5 /i.mがあげられる。 R F_A電極，及び R F_B電極の長さとしては，変調信号の波長の（）の 0.1倍〜 0.9倍があげられ， 0.18〜 0.22倍，又は 0.67倍〜 0.70倍があげられ，より好ましくは，変調信号の共振点より 20〜25%短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極との合成ィンピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的な R F_A電極，及び R F _B電極の長さとしては， 3250/^ mがあげられる。以下では，共振型電極と，進行波型電極について説明する。共振型光電極（共振型光変調器）は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開 2002-268025号公報，「川西哲也，及川哲，井筒雅之，〃平面構造共振型光変調器〃，信学技報， TECHNICAL REPORT OF IEICE, IQE2001-3 (2001-05) J に記載のものを採用できる。.

進行波型電極（進行波型光変調器）は，光波と雩気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極（変調器）である（例えば，西原浩，春名正光，栖原敏明著，「光集積回路」（改訂増補版）オーム社， 119 頁〜 120 頁）。進行波型電極は公知のものを採用でき，例えば，特開平 11一 295674号公報，特開平 11一 295674号公報，特開 2002— 169133 号公報，特開 2002-40381 号公報，特開 2000-267056 号公報，特開 2000-471159号公報，特開平 10-133159号公報などに開示されたものを用いることができる。

進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置（進行波型の信号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するものである。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。

R F電極が， R F信号用の電極と， D C信号用の電極とを兼ねたものでもよい。すなわち， R F _A電極及び R F _B電極のいずれか又は両方は， DC信号と RF信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されている。この態様の光 S S B変調器は， RF電極が給電回路（バィァス回路）と連結されているので， R F電極に R F信号（ラジオ周波数信号）と DC信号（直流信号：バイアス電圧に関する信号）を入力できる。

メインマツハツヱンダー電極（電極 C) (31)は，メインマツハツヱンダー導波路（MZ _C) に電圧を印加して，前記前記第 1のサブマッハツエンダー導波路（MZ_A) からの出力信号と前記前記第 2のサブマッハツエンダー導波路（MZ _B) からの出力信号との位相差を制御する為の電極である。電極 Cとして，上記に説明したサブマッハツェンダー用の電極を適宜利用できる。電極 Cには，たとえば変調信号としてラジオ周波数信号が印加されるので，それに対応した進行波型電極が好ましい。電極。により両アームの光信号の位相差が制御されるので， U S B又は L S B など打ち消したい信号の位相を逆とすることでそれらの信号を抑圧できることとなる。この位相制御を高速に行うことで，周波数シフトキーィングが達成できる。

また，上記の光変調器の好ましい態様は，前記メインマッハツエンダ一電極（電極 C) (31)として，メインマッハツェンダー導波路（MZ_C) のうち，前記第 1のサブマッハツエンダ一導波路（MZ_A) の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第 1 のメインマツハツヱンダー用電極（MZ_CA電極）と；メインマツハツヱンダー導波路（MZ_C) のうち，前記第 2のサブマッハツェンダー導波路 (MZ _B) の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第 2のメインマッハツエンダー用電極（MZ _CB電極）とを具備するものであってもよい。

上記のような態様に係る光変調器であれば，第 1 のメインマッハツエンダー用電極（MZ _CA電極）と第 2のメインマッハツェンダー用電極（M Z_CB電極）（15)とを具備するので，各サブサブマッハツェンダー導波路からの出力信号の光位相を制御でき，それにより合波される光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば 2次成分（f 。±2 ） ) などを抑圧できる。

第 1のメインマッハツェンダー用電極（MZ_CA電極）は，メインマツハツヱンダー導波路（MZ_C) のうち，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ_A) の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた電極である。そして，少なくとも一部とは，出力信号の位相を調整できる程度の長さであればよい。この電極としては，サブマッハツエンダー導波路における電極と同様のものを設ければよい。第 2のメインマッハツェンダー用電極（MZ _CB電極）は，メインマツハツヱンダー導波路（MZ_C) のうち，前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ_B) の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた電極であり，これについては MZ _CA電極（31)と同様である。なお，第 1のメインマッハツェンダー用電極（MZ_CA電極）及ぴ前記第 2のメインマッハツェンダー用電極（MZ_CB電極）は，それぞれが設けられる導波路部分を光位相変調器として機能させるものであつてもよレヽ。

なお，メインマッハツェンダー導波路（MZ_C) に含まれる分岐部（25) は，光信号が前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ_A) と前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ_B) とへ分岐するようにされた部位であり，導波路が Y字型に分岐した構成をとるものがあげられる。また，合波部（26.)は，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ_A) と前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ_B) から出力される.光信号が合波される部位であり，導波路が Y字型に形成されたものがあげられる。上記の Y字型は対象であっても，非対称であってもよい。なお，分岐部（25)又は合波部（26)として方向性結合器（力ブラ）を用いてもよい。上記の光変調器の好ましい態様は，前記メインマッハツェンダー導波路（MZ_C) (28)の分岐部（25)には非対称方向性結合器が設けられ，前記非対称性方向性結合器によって，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ_A) に分波される光信号の強度が，前記第 2のサブマッハツエンダー導波路（MZ_B) に分波される光信号の強度よりも強くなるように制御される光変調器である。

なお，本発明の光変調器においては，各電極に印加される信号のタイミングゃ位相を適切に制御するため，各電極の信号源と電気的に（又は光信号により）接続された制御部が設けられることが好ましい。そのような制御部は，前記第 1の電極（RF_A電極）及び第 2の電極（RF_B電極）に印加される変調信号と，前記第 1 のメインマッハツェンダー用電極（MZ_CA電極）及び第 2のメインマツハツ：! ンダー用電極（MZ_CB電極）に印加される変調信号との変調時間を調整するように機能する。すなわち，各電極による変調がある特定の信号に対して行われるように，光の伝播時間を考慮して調整する。この調整時間は，各電極間の距離などによって適切な値とすればよい。- また，制御部は，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路（MZ_A) とからの出力信号と前記第 2のサブマッハツェンダー導波路（MZ_B) とからの出力信号に含まれる光搬送波信号又は特定の高次光信号の位相が 180° ずれるように前記第 1のメインマッハツェンダー用電極（MZ _CA電極）及び第 2のメインマッハツェンダー用電極（MZ_CB電極）に印加される電圧を調整するものがあげられる。このような制御部としては，各電極の信号源と接続された処理プログラムを格納したコンピュータがあげられる。そして，コンピュータは，キーボードなどの入力装置から制御情報の入力を受けると， C P Uは，たとえばメインプログラムに格納された処理プログラムを読み出し，よりプログラムの指令に従って，各種メモリから必要な情報を読み出して，適宜メモリに格納される情報を書き換え，信号源へ信号源から出力される光信号のタイミングと位相差を制御するような指令を外部出力装置から出力すればよい。なお，そのような処理プログラムとしては，コンピュータを，各サブマッハツエンダー導波路における特定の成分の位相を把握する手段と，前記手段が把握した特性の成分の位相情報を用いて，それらの位相が逆位相となるように前記第 1 のメインマッハツェンダー用電極（M Z _{C A}電極）及ぴ第 2 のメインマッハツェンダー用電極（M Z _{C B}電極）に印加される変調信号を調整する指令を作製する手段とを具備するものとして機能させるようなものであればよい。

光 S S B変調器の動作を一応以下に説明する。サブマッハツェンダー導波路の並列する 4つの光位相変調器（これらは R F _A電極， R F _B電極を構成する）に，たとえば，位相が 9 0 ° ずつ異なる正弦波 R F信号を印加する。また，光に関しても，たとえば，それぞれの位相差が 9 0 ° となるようにバイアス電圧を D C _A電極， D C _B電極に印加する。これらの電気信号の位相差や光信号の位相差は，適宜調整すればよいが，基本的には 9 0 ° の整数倍ずれるように調整する。

図 2の P点及び Q点では，それぞれ M Z _A及び M Z _Bからの出力信号のうち L S Bについて位相が逆位相となるように調整される。このように調整された信号は合波部（26)で合波されると， L S B成分が打ち消しあレ、， U S B成分のみが残留することとなる。一方， C電極を出力信号の位相差が 2 7 0 ° となるように調整すると U S B信号が打ち消しあい， L S B信号が残留することとなる。しかし，実際には，これらの光信号には，光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば 2 次成分。± 2^) ) が含まれることとなる。各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号に含まれる光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば 2次成分（f 。± 2f_m) ) の位相は，各サブマッハツエンダー導波路に印加する信号の位相やバイァス電圧によって求まるので，合波部で合波される前の，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号の位相を，抑圧したい成分（光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば 2次成分（f 。± 2f_m) ) ) の位相が逆位相となるように制御する。そのように制御するので，抑圧したい成分が効果的に抑圧されることとなる。

なお，光 S S B変調器（2)の替わりに，光搬送波抑圧両側波帯（D S B — S C ) 変調器を用いてもよい。 D S B— S C変調器は理想的には， 2 つのサイドバンドを出力し，キヤリァ成分を抑圧する。

また，光 S S B変調器（2)の替わりに位相変調器，又は強度変調器を用いることもできる。この場合には特定のサイドバンドを選択するための光フィルタを必要に応じて用いればよい。具体的には，例えば，図 1の光 S S B変調器（2)の替わりに位相変調器，又は強度変調器を設置し，それらによって生ずる特定のサイドバンドを選択的に透過する光フィルタを，位相変調器，又は強度変調器の下流に設ければよい。バイアス電圧源（3)

バイアス電圧源（3)は，光 S S B変調器へ印加されるバイアス電圧を得るための装置であり，光 S S B変調器に用いられる公知のバイアス電源を適宜用いればよい。バイアス電圧源（3)は，外乱や掃引条件に応じてバィァス電圧を適応的に変化する機能をもつものが望ましい。そのようなバイアス電圧源は，例えば，光検出器（8)からの検出情報がフィードバックされ，検出値が予め定められた範囲からずれたときに，そのずれを少なくするように制御するものであってもよレ、。また，バイアス電圧源は，たとえば，バイアス電圧源がおかれた温度などの条件を測定でき，その測定値に応じて適宜光 S S B変調器へ印加するバイアス電圧を調整できるものであってもよレ、。変調信号源（4)

変調信号源（4)は，光 S S B変調器へ印加する変調信号を生成するための装置である。本発明において，変調信号源（4)は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（5)と，前記任意波形発生器 (5)で発生した電気信号の周波数を通倍するための電気信号周波数通倍器（6)と，を具備する。任意波形発生器（5)

任意波形発生器（5)は，例えば，定義された波形データを波形メモリに格納しておき，その格納データを順次読み出しアナログ変換してゆくことにより，定義波形データに対応したアナログ波形を発,生する装置である。

任意波形発生器（5)の具体例として，特開平 6 - 6 1 3 7号公報に開示される「波形データを記憶するメモリとメモリに記憶される波形データを微分する微分器と微分器の出力する微分データを一定周期毎に選択出力する分配器とより成るメモリ部を具備し，分配器により選択出力される微分データをそれぞれ積分する積分器と積分器の出力を D Z A変換する D / A変換器とより成る D Z A変換部を複数個具備し，メモリ部と D 変換部とにタイミング信号を与えるタイミング発生器を具備し，各

D Z A変換部により D / A変換された結果を相加するアナログ加算器を具備することを特徴とする任意波形発生器」，特開平 3— 1 3 6 1 7 8 号公報に開示された「定義された波形データを波形メモリに格納しておき，その格納データを順次読み出しアナログ変換.してゆくことにより，定義波形データに対応したアナログ波形を発生する任意波形発生器であって，前記波形メモリに格納する複数種類の波形データを定義式よりそれぞれ演算により求めると共に，各部に与えるデータおよび信号を発生して制御する制御 ·演算回路と，複数種類の波形データを出力する際，前記制御演算回路より与えられる出力波形のファーストアドレスおよびラストアドレスを記憶するシーケンス記憶手段と，このシーケンス記憶手段より与えられるファーストアドレスとラストァドレスが設定されるァドレス記憶手段と，前記波形メモリからデータを読み出す時に波形メモリに与えるァドレスを発生するもので，口一ド信号が与えられた後に前記制御 ·演算回路から入力される最初のクロックの立ち上がりで前記ァドレス記憶手段からのファーストァドレスが初期値としてセットされ入力されるク口ックに応じてァドレスをインクリメントして出力するァドレス発生手段と，このァ.ドレス発生手段から出力されるァドレスと前記ァドレス記憶手段に記憶されたラストアドレスとを比較し，一致した時には前記ロード信号としても利用される一致信号を出力するラストァドレス検出手段と，外部からのトリガを受けた後，前記ラストアドレス検出手段からの一致信号に同期して，トリガ信号が入力された時点で前記シーケンス記憶手段に格納されたファーストァドレスおよびラストァドレスを前記アドレス記憶手段に記憶させるために必要な波形切替信号を送出する波形切替回路を具備し，複数種類の波形を自動的に切り替えて出力できるようにしたことを特徴とする任意波形発生器」などがあげられる。

任意波形発生装置は複雑な波形を発生させることが可能である。掃引時間の短い周波数掃引信号波形を計算機データとして生成し，それを， D Z A変換することで，掃引時間 1 ミリ秒以下の超高速周波数掃引信号の発生が可能である。典型的な周波数掃引範囲としては 5 0 0 M H z〜 3 0 0 M H zが挙げられる。掃引時間としては 5 0 0マイクロ秒， 5 0 マイクロ秒， 5マイクロ秒， 0 . 5マイクロ秒などが挙げられる。また，掃引のシーケンスを複雑なものとするこどもできる。例えば， 3 0 0 M H z〜4 0 ひ M H zまで周波数掃引した後に，所望の時間，例えば 1 マィク口秒の間周波数掃引を停止し，さらに 4 5 0 M H z〜 5 0 0 M H z まで掃引するなど，掃引のシーケンスを複雑なものとすることができる。任意波形発生装置によれば，所望の現象と同期させて所定の時間範囲のみで周波数掃引動作を行うことも可能である。例えば，所望の現象を検知してトリガ信号を発生させる装置を用いて，そのトリガ信号に応じて所定の回数のみ周波数掃引動作を行うことを予めプログラムすることができる。このように任意波形発生装置は高速掃引信号を複雑なシーケンスで発生させることが可能である。しかしながら，任意波形発生装置は，発生可能な周波数が 5 0 O M H z以下に制限されるという問題がある。電気信号周波数遁倍器（6)

電気信号周波数通倍器（6)は，入力された電気信号の周波数を通倍して出力するための装置である。電気信号周波数通倍器（6)は，公知のものを適宜用いることができる。具体的な電気信号周波数通倍器（6)として，特開 2 0 0 5— 1 6 7 3 1 7号公報に開示される「所望の周波数の発振信号を生成する発振器であって，予め定められた周波数の基準信号を生成する基準発振部と，前記基準信号を受け取り，受け取った前記基準信号を略同一の遅延量で順次遅延させて出力する，縦続接続された複数の第 1可変遅延回路と，前記基準発振部が生成した前記基準信号の位相と，前記複数の第 1可変遅延回路の最終段から出力される遅延信号の位相とを比較する位相比較部と，前記基準信号の位相と，前記複数の第 1可変遅延回路の最終段から出力される遅延信号の位相とが略等しくなるように，前記複数の第 1可変遅延回路の遅延量を制御する遅延量制御部と，それぞれの前記第 1可変遅延回路に入力される入力信号を論理演算することにより，それぞれの前記入力信号におけるエツジを合成した前記発振信号を生成する周波数加算回路とを備える発振器」，特開 2 0 0 2— 6 4 3 3 5号公報に開示される「入力信号を第 1入力伝送路及び第 2入力伝送路に分岐する信号分岐部と，第 1出力伝送路及び第 2出力伝送路からの信号を合成する合成部と，制御入力端及び電流路を有し，この制御入力端が該第 1入力伝送路に結合され，この電流路の第 1端及び第 2 端がそれぞれ接地導体及び該第 1出力伝送路に接続された第 1 トランジスタと，制御入力端及び電流路を有し，この制御入力端が交流的に接地導体に接続され，この電流路の第 1端及び第 2端がそれぞれ該第 2入力伝送線路及び該第 2出力伝送に結合された第 2 トランジスタと，該第 1 入力伝送路，該第 2入力伝送路，該第 1出力伝送路又は該第 2出力伝送路の少なくとも 1つに接続された振幅減衰素子と，を有することを特徴とするマイクロ波又はミリ波に対するバランス型周波数遁倍器」，又は特開 2 0 0 1— 1 5 6 5 4 8号公報に開示される「正弦波状の入力信号を受けて，該入力信号の周波数と同一周波数で位相が互いに 1 8 0 ° 異なる二つの信号を発生する差動信号発生回路と，該差動信号発生回路からの二つの信号を乗算して，前記入力信号の周波数の 2倍の周波数成分を含む信号を発生する乗算回路と，を少なぐとも有し，前記入力信号に基づいてその周波数を通倍した出力信号を得るよう構成したことを特徴とする周波数通倍器」などがあげられる。電気信号周波数通倍器（6)として，例えば 32通倍のものがあげられる。

電気信号周波数遁倍器は，増幅器の非線形性などを用いて実現できる。すなわち，本発明においては，非線形性を有する増幅器を有する電気信号周波数通倍器を用いる事が好ましい。具体的に説明すると，本発明の電気信号周波数通倍器の好ましい態様は，非線形性をもつデバイスの高調波をフィルタなどで取り出す，という構成を多段にすることで高い次数の通倍器を得たものである。このように通倍器は非線形性を利用して実現するものであるので，出力において，入力信号の振幅情報は一般に失われる。一方で，周波数に関しては入力信号の周波数を避倍次数倍したものとなり，位相変化についても入力信号の位相変化の通倍次数倍したものとなる。位相変化が通倍次数倍となることから出力信号の位相雑音も通倍次数倍となり，出力信号の信号純度は入力信号のものに比べある程度劣化するもののその周波数は正確に入力信号周波数の通倍次数倍となる。すなわち，電気信号周波数遁倍器は振幅情報を損なうものの，周波数に関しては正確に入力信号で制御可能であることを意味している。また，入力信号として周波数掃引信号を入力した場合，掃引時間はそのままで周波数だけが通倍次数倍されるので，一定の周波数範囲を掃引するのにかかる時間は通倍次数分の一となり，すなわち一定の周波数範囲を掃引する掃引速度は遁倍次数倍となる。光検出器（8) .

光検出器（8)は，光信号を検出するための装置であり，用途に応じて適切なものを適宜用いればよい。光源（9)

光源（9)は，光 S S B変調器に入力される光を発生するための装置である。光源（9)として，公知の波長可変レーザを適宜用いるものがあげられるが，これに限定されない。特に，比較的狭い周波数範囲で光周波数を掃引すればよい場合には固定波長の光源を用いてもよい。波長可変レーザを用いる場合には波長可変レーザの制御と光周波数掃引の動作を連動させて，光周波数の粗調整を波長可変レーザの制御で，微調整を光周波数掃引で行い，周波数範囲の拡大と，高精度化を両立することができる。よって，光源 (9)と変調信号源 (4)とは，それぞれ図示しないコンピュータなどの制御装置に接続され，波長可変レーザと光周波数掃引の同期を取るための同期手段など，それらの動作を連動させるための機構により動作が制御されることが好ましい。すなわち，本発明の光周波制御装置は，上記の手段や機構を具備するものが好ましい。また，光コム発生器を光源として，複数の周波数成分の光周波数掃引を一度に行ってもよい。なお，光 S S B変調器の出力をコム発生器の光源として用いてもよい。特に，光 S S B変調器又はコム発生器から発生した複数の周波数成分のうち特定のもの選択するフィルタを具備するものは，光周波数を掃引できる範囲が広がるので好ましい。

図 3は，光コム発生器の構成例を示す概略図である。図 3に示されるように，光コム発生器（100)は，光 SSB変調器（101) ,光 SSB変調器での変換ロスを補償するための光アン; T (102)，光入力ホ ' -ト（103)，及ぴ光出力ホ。- ト（104)を具備する光ファイバループ（105)を具備する。以下，光コム発生器の基本動作を説明する。光コム生器の入力ホ。 -ト（104)に入力光（106)を入力する。入力光は，たとえば，単一モードの連続光（f。）である。すると，光 SSB変調器（101) により入力光の周波数がシフトする ( f₀+f_m) 。周波数がシフトした光成分（107)は，ループを周回し，入力ホ -トに入力される新たな光と合わさる (f。，f₀+f_m) 。これらの光は，光 SSB 変調器（101)へと導かれ，両成分とも周波数がシフ卜する（f₀+f_ffl, f₀+2f_m) 。これらの工程を繰り返すことで，多数のスペクトル成分を有する光（光コム）を得ることができる。

図 4は，光コム発生器における各工程における光の状態を示す概念図である。図 4 Aは，始めの光が入力した状態を示す。図 4 Bは，光 SSB 変調器の出力光の状態を示す。図 4 Cは， SSB変調光と新たな光とが合波した状態を示す。図 4 Dは， 3順目の合波状態を示す。図 4 Eは，入力光から派生した光ュムの概念図である。まず，光調整部が，光（f の位相，強度，及び周波数のいずれかひとつ以上を調整する。調整された光力 ^s，光入力ホ。-ト（103)に入力する（図 4 A ) 。この光が，光ファイバループ（105)を経て，光 SSB変調器（101)に入力する。すると，光 SSB変調器が，入力光の周波数より変調信号の周波数分だけシフトした光単側波帯信号を出力する（ + ）（図 4 B ) 。光アンフ。（102)が，光 SSB変調器の出力光の光強度を高め，光変調により弱まった光強度を補償する。なお，光アンフ。は，光 SSB 変調器の前におかれていても良い。光アンフ ° (102)からの出力光 , 光ファイバループ（105)を経て，光入力ホ。ト（103)に到達する。光アンフ。

(102)からの出力光（ + ）と，光調整部からの光（f!) ifi , 光入力ホ。ト

(103)にて合波される（fい (図 4 C ) 。なお，この際の入力光（）は，第 1 順目の入力光と同様であってもよいし，第 1順目の入力光とは異なる変調（変調の種類や大きさなど）を受けた.ものであっても良い。これらの工程をもう一度繰り返すと，第 3 チャネルを含む波長多重光 (f !, ^f_m, f₁+f_m+2f_m) を得ることができる（図 4 D ) 。これらの工程を繰り返すことにより，光周波数が順次ずれた光の集合である光コム（図 4 E ) を得ることができる。偏波コントローラ（1 1)

偏波コントローラ（11)は，光源（9)から出力される光の偏波面などを調整するための任意の要素である。偏波コントローラとして，公知の偏波コントローラを適宜用いることができる。増幅器（12)

増幅器（12)は，電気信号の強度を増幅できるものであればよく，公知のものを適宜用いることができる。また，増幅器は任意の要素であり，特に増幅器を設けなくてもよい。カプラ (13)

力ブラ（13)は，光 S S B変調器の変調信号を得るために用いられているものを適宜採用できる。具体的な力ブラとして，出力信号の位相を 9 0 ° ずらすことができるものがあげられる。例えば， 9 0 ° 位相のずれた変調信号が，各サブマッハツェンダー導波路の変調電極に印加されればよレ、。また，光 S S B変調などの変調信号を得ることができれば，力ブラを用いる必要はない。すなわち，力ブラは，任意の構成要素である。光周波数制御装置から発生する光信号の周波数の範囲は f 。土 n X f 〜 f 。土 n X f ₂となる。プラスマイナスは D C _c電極への電圧（メインマッハツェンダー導波路のバイアス電圧）を調整するか，又は変調信号の位相関係を調整することで切り替えることができる。なお， f 。は変調器入力光周波数であり， f ₂は任意波形発生装置出力最高周波数であり， f iは任意波形発生装置出力最低周波数であり， nは電気信号周波数通倍器の遁倍数である。図 1に基づいて，本発明の光周波数制御装置の動作例を説明する。まず，光源（9)から，光信号が出力される。この光信号は，単一光であってもよいし，光コムであってもよい。ここでは，簡単のため，単一光の場合について説明し，その周波数を f 。とする。光源からの光は，例えば，偏波コントローラ（11)によって，偏光面を調整され，光 S S B変調器（2) に入力する。

光 S S B変調器（2)は，たとえば，図 2に示されるような 2つのサブマッハツ工ンダー導波路を 2つのアームとするメインマツハツエンダー導波路と，各種電極を具備するものである。そして，バイアス電圧源（3)から各種電極に光 S S B変調を行うためのバイアス電圧が印加される。このバイアス電圧は，公知のとおりである。

一方，光 S S B変調器の変調信号は，変調信号源（4)により生成される。より具体的には，任意波形発生器（5)が，任意の波形（予め定められた波形であってもよい）を有する電気信号を発生し，電気信号周波数通倍器 (6)が，その電気信号の周波数を通倍する。このようにして得られた通倍信号は，たとえば，増幅器（12)で振幅が増幅された後，力ブラ（13)にて，光 S S B変調器の電極に合わせた形で分波され，位相が制御される。そして，力ブラ（13)からの電気信号が，変調信号として光 S S B変調器に印かされる。

任意波形発生器（5)は，高速かつ高精度に電気信号の周波数を掃引できる。そして，電気信号周波数通倍器（6)は，周波数が掃引された電気信号を高速かつ高精度に周波数通倍を行うことができる。よって，これらを組み合わせることによって，広い周波数にわたって周波数が掃引された電気信号を高速に得ることができることとなる。そして，そのような電気信号を変調信号として印加すると，光 S S B変調器は，高速に広い周波数にわたって周波数が掃引された光信号を出力できることとなる。任意波形発生装置（5)は掃引速度を高くすることができるが発生信号周波数の上限が 5 0 O M H z程度であった。電気信号通倍器（6)と組み合わせることでその周波数範囲が拡大できるとともに，単位周波数範囲あたりの掃引速度のさらなる向上を図ることができる。従来の信号発生器と電気信号通倍器（6)の組み合わせにおいても掃引速度向上の効果はあるが，信号発生器自体の掃引速度が低かったためにその効果は限定的であった。一方，任意波形発生装置（5)は複雑な振幅制御も可能であることから，周波数の高い信号を発生させる場合，振幅情報が保持されるミキサ一による周波数変換を用いられることがあつたが，この場合，出力そのものを電気信号通倍器（6)の入力とする発想はなく，周波数掃引速度は任意波形発生装置の掃引速度と同じである。また，光 S S B変調器による周波数掃引においては変調信号の周波数の安定性 ·確実性が最も重要で，振幅変動については測定データから事後に差し引く力，若しぐは振幅変動を補償するための振幅または強度変調を光 S S B変調器の入力信号又は出力信号に施すことで，その影響を容易に取り除くことができる。また，光 S S B変調器による周波数掃引において掃引速度が遅い場合には，非特許文献 2に開示されているように不要成分の発生を抑圧するためには変調周波数ごとにバイアス電圧を調整する必要があった。しかしながら，本発明者らは，.掃引速度が速い場合には実施例に示すように（図 6，図 7，及び図 8を参照），一定のバイアスで固定した状態で不要成分を十分抑圧できるという新たな知見を得た。任意波形発生装置（5)の高速周波数掃引と電気信号通倍器（6)による周波数範囲拡大と単位周波数あたりの掃引速度の向上，光 S S B変調器による周波数掃引において振幅の補正が容易であるのに対して周波数の正確さが重要であること，また，掃引が高速である場合には不要成分が十分抑圧できることにより図 1に示す構成で従来技術では不可能であった超高速光周波数掃.引が実現できる。

レーザに供給する電流を変化させることでも光周波数制御は可能であるが，電流と周波数の関係は複雑で温度などの外乱の影響を受けやすく，また，周波数掃引時に周波数が突然大きくずれるモードホップ現象起きることもあり高精度計測には適していない。これに対して，図 1 に示す構成では周波数シフト量は正確に変調信号周波数の通倍次数倍でありモードホップ現象などの不規則な現象は発生しない。

光 S S B変調器またはその他の変調器から発生する高次のサイドバンドを用いる場合には周波数変化はさらにサイドバンドの次数倍だけ大きくなる。

2 . 光周波数制御信号の発生装置

本発明のある側面に係る光周波数制御信号の発生装置は，上記した光周波数制御装置を用いて光の出力周波数を制御し，制御された周波数の光を出力するというものである。特に，本発明の光周波数制御装置を用いると，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，そのような周波数掃引をともなった光を出力できる光周波数制御信号の発生装置を提供できることとなる。そのような光周波数制御信号の発生装置を用いれば，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，たとえば，測定対象物にそのような光を照射して，光吸収などを測定することで，測定対象物の吸収スぺクトルなどを迅速に測定できることとなる。 3 . 光フィルタの精度計測器

本発明のある側面に係る光フィルタの精度計測器は，上記に記載の光周波数制御装置（1)と，前記光周波数制御装置（1)から出力され，計測対象物（7)を透過した光又は計測対象物（7)から反射または透過した光を計測する光検出器（8)とを具備する。すなわち，計測対象物（7)として光フィルタを用いるものである。上記のとおり，本発明の光周波数制御装置を用いると，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，光フィルタの特性を迅速かつ高精度に測定できることとなる。

4 . 計測器

本発明のある側面に係る計測器は，上記に記載の光周波数制御装置（1) と，前記光周波数制御装置（1)から出力された光を計測するとともに，前記光周波数制御装置（1)から出力され，計測対象物（7)を透過した光又は計測対象物（7)から反射した光を計測する光検出器（8)と，前記光検出器 (8)が検出した値を記憶するとともに，記憶した値から透過率又は反射率を求める制御装置とを具備する。このような計測器を用いることで，計測対象物の光吸収率や光反射率などを迅速かつ高精度に求めることができる。このため，.たとえば，化学物質の同定などにも本発明の計測器を用いることができる。なお，制御装置としては，公知のコンピュータなどを適宜用いることができる。

光 S S B変調器の入力信号から出力信号への変換効率を変調周波数の関数としてコンピュータに記憶し，これの逆数に比例する強度変化を光源（9)に与えるか，又は変調器の出力部に強度変調器を設けて出力光に与えることで，光周波数制御装置（1)からの出力を一定に保つことができる。この場合，計測対象物（7)から透過または反射した光の強度から直接透過率又は反射率を得ることができる。

5 . 無線信号の発生装置

― 図 5は，本発明の無線信号の発生装置を示す概略構成図である。図 1 中，図 1 と同じ要素には同じ符号を付している。図 5に示されるように，本発明のある側面に係る無線信号の発生装置は，上記に記載の光周波数制御装置（1)と，前記光周波数制御装置（1)から出力された光を検出する光検出器（8)に光を入射するための光源（19)とを具備する。光検出器（8) は，光周波数制御装置（1)の出力と光源（19)の出力を混合したものを検出する。そして，光検出器（8)は，検出した光信号を電気信号に変換して無線信号として出力する。なお，変調器として D S B _ S C変調器を用いた場合， 2 X n X f 〜 2 X n X f ₂の範囲の無線信号が得られる。無線信号の発生装置の好ましい態様では，光周波数制御装置（1)の第 1の光源 (9)と，光周波数制御装置（1)の光検出器に入力される光信号のための第 2 の光源（19)とは，少なくともいずれかの光信号の光周波数を調整するための光周波数制御手段を具備するもの（例えば，周波数可変レーザ）である。光検出器に別個の光源（19) (光源（9)と同様のもの）からの光を入力し， 2つの光源（9)，（19)の光周波数の差を変化させることで，無線信号の発生装置から発生する無線信号の中心周波数を制御できる。この場合， | f 。— f ，。土 n X f J l f 。― f ，。士 n X f ₂ Iの周波数範囲の無線信号が得られる。 f ，₀は光源（19)の光周波数である。 2つの光源は別個のレ一ザで構成しても.いいし， 1つのレーザからの光を D S B— S C変調などで異なる 2つの光周波数成分を生成して用いることでも実現できる。実施例 1

一光周波数掃引一

光 S S B変調器による光周波数シフターの変調周波数を高速周波数掃引することで，出力光の超高速光周波数掃引を実現する検証を行った。本実施例では，基本的には，図 1に示される構成の装置を用いた。

光源（9)として，アジレント（Agilent) 社 8 1 6 8 9 Aコンパクト波長可変レーザを用いた。中心波長は， 1 5 5 0 nm であり，設定パワーを 1 0 mWとした。なお，偏波コントローラ出力端での強度は 6. 1 d B mであった。偏波コントローラを経て，光源からの出力光は， S S B変調器に入力した。

光 S S B変調器（2)として，偏光子なし，外部終端，バイアス電極分離型のものをであって，上記非特許文献 1に開示されるような 2つのサブマッハツェンダー導波路を有するものを用いた。バイアス電圧源（3)として，直流電源 AD 8 7 1 1を用い，光 S S B変調器（2)へバイアス電圧を印加した。バイアス電圧の位相や強度などの諸条件は，バイアス電圧源 (3)の制御装置を用いて制御した。

変調信号源（4)として，任意波形発生器（5)と信号周波数通倍器（6)とを組み合わせたものを用いた。変調信号として，任意波形発生装置で発生したチヤープ信号（3 O OMH z— 5 0 0MH z )を 3 2通倍器で（9. 6 GH z— 1 6 GH z )へ帯域拡張したものを用いた。具体的には，任意波形発生器（5)として，テクトロ二タス社製 AWG 7 1 0 Bを用いた。信号周波数遁倍器（6)として，綜合電子社製の 3 2倍遁倍器を用いた。強度増幅器として， S H F社製の S H P 2 0 0 C Pを用いた。 9 0度カプラとして， KRYTAR社製， 90deg Hybrid Krytar 3060200を用いた。なお， AWG710Bの出力として線形チヤープ信号を用い，周波数掃引時間は， 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイクロ秒， 5マイクロ秒，又は 0 . 5マイクロ秒とした。また， AWG710B の振幅は周波数が 300MHz のとき 0.5Vpp， 500MHzのとき l .OVppとなるような直線的に変化する振幅とした。また，サンプリングレートは 4.2Gサンプル毎秒とした。一測定系（光検出器）として，光スペクトルアナライザ：アドバンテスト社製 Q8384, 又は高速光検出器： Thorlab 社製 PDA8GS とレクロイ社製オシロスコープ SDAとを組み合わせたものを用いた。図 6は，実施例 1における USB信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（High-sense sweep mode) にて行った。図中， Optical Powerは，光強度を示し， Wavelength は波長 [nm]を示す。また，実線は 5 0マイクロ秒の掃引モードの場合を示し，点線は 0 . 5マイクロ秒の掃引モードの場合を示す。 5 0マイク口秒の掃引モードの場合における平均光強度は- 7.8dBmであり， 0 . 5マィク口秒の掃引モードの場合における平均光強度は- 8. OdBmであった。図 7は，実施例 1における LSB信号発生時の光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（High-sense sweep mode) にて行った。図中， Optical Powerは，光強度を示し， Wavelength は波長 [nm]を示す。また，実線は 5 0マイクロ秒の掃引モードの場合を示し，点線は 0 . 5マイクロ秒の掃引モードの場合を示す。

図 8 は，掃引時間が 5 0 0マイク口秒の場合の光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。図中， Optical Power は，光強度を示し， Wavelengthは波長 [nm]を示す。また，実線は LSB信号の場合を示し，点線は USB信号の場合を示す。

図 6〜図 8から，本発明の装置を用いて，光 SSB変調信号が得られることがわかる。

図 9は，変調信号として正弦波を入力した場合における， USB発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード (High-sense sweep mode) にて行った。図中， Optical Power は，光強度を示し， Wavelength は波長 [nm]を示す。また，実線は任意波形発生器から出力.される電気信号の周波数が 300MHz の場合を示し，点線は 350 MHzの場合を示し，破線は 400MHzの場合を示す。

図 10は，変調信号として正弦波を入力した場合における， LSB発生時の光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃ラ Iモード (High-sense sweep mode) ίこてィ丁つ 7こ。中， Optical Power は，光強度を示し， Wavelength は波長 [nm]を示す。また，実線は任意波形発生器から出力される電気信号の周波数が 300MHz の場合を示し，点線は 350 MHzの場合を示し，破線は 400MHzの場合を示す。

高速掃引時には全域に対して（図 8の 500us sweepでの peak hold sweep で確認） 2 0 d B程度の不要成分抑圧比がとれている。一方，図 9，図 10 で示されるように，手動で周波数を変化させると抑圧比が大きく変動し， 2 0 d Bを下回ることがあることがわかる。手動切替え時には R F アンプ出力，変調器入力が周波数特性により変化する。また，変調器内部でのロスが周波数特性を持つなどの理由で変調器内部の温度変化がバィァス点変動を起こしている可能性があるといえる。高速掃引時には，温度変化よりも周波数変化の方が速く，温度が一定していると考えられる。実施例 2

一光フィルタの測定装置一

実施例 1の装置を用いて，以下に示す 2タイプの光フィルタの特性を測定した。

第 1タイプの光フィルタは， K0ERAS 社製デュアルセクションフアイバグレーティング（Dual section FBG) であり，セクションの間隔は 10mm であった。 1セクションの反射率を反射率とすると，反射率が 95%のもの（SN IFBG1737), 反射率が 90%のもの（SN IFBG1736)及ぴ反射率が 85%のもの（SN IFBG1735)を用いた。なお，これらの光フィルタは， F B Gの反射帯域内に狭帯域透過帯を複数もつものであり，その間隔は数 1 0 GH zであった。本実施例において，周波数掃引速度を 0. 5 μ s とした。光源である T L D の設定波長は， 1550.3020nm(IFBG1737), 1550.2750nm(IFBG1736)，及び 1550.3080nm(IFBG1735)とした。

第 2タイプの光フィルタは， 2つの F B Gを縦列接続したものである。 F B G間の距離は，数メートルであった。具体的には，固定 F B G (THORLAB TG5F3) と可変 F B G(AOS 25100154)とを用いた。これらは， F B Gの反射帯域内に狭帯域透過帯を多数の複数もつものであり，その間隔は数 1 OMH zであった。周波数掃引速度を 0. 5マイクロ秒， 5 マイク口秒， 5 0マイクロ秒，又は 5 0 0 μ sマイクロ秒とした。 T L Dの設定波長は 1550.35nmであった。図 11は，実施例 2におけるキヤリブレーション用のデータを示す図面に替わるグラフである。図 11 A，図 11 B，図 11 C，及び図 11 Dは，それぞれ周波数掃引速度を 0. 5マイクロ秒， 5マイクロ秒， 5 0マイクロ秒，又は 5 0 0 μ sマイクロ秒としたときのキャリブレーション用のデータを示す図である。被測定部品（DUT) を入れたときのデータとの比をとると透過率を測定できることとなる。なお，高速 P Dの DC オフセットが 2 O mVと大きめであるため，それぞれのデータからは予め D Cオフセットを引いておいた。図 12は，第 1タイプの光フィルタの測定結果を示す図面替わるダラフである。図 12 A，図 12 B, 及び図 12 Cは，それぞれ反射率が 9 5 %， 9 0 %，及ぴ 8 5 %のものを示す。掃引時間は， 0. 5マイクロ秒であつた。図 12から，反射率が高いほど透過帯域の幅が小さくなることがわかる。図 13は，第 2タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるダラフである。図 13 A，図 13 B, 図 13 C及び図 13 Dは，それぞれ周波数掃引速度が 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイクロ秒， 5マイクロ秒，及び 0 . 5マイクロ秒のものを示す。図 13に示されるように，掃引速度が 0 . 5 マイク口秒の場合や 5マイク口秒の場合には掃引開始終了時に波形の乱れがあり，強度変化が一様でなかった。このことから，周波数掃引速度として， 0 . 5マイクロ秒以上が好ましく， 1 0マイクロ秒以上であればより好ましいといえる。図 14は，図 13 の掃引開始部の拡大図を示す図面に替わるグラフである。図 14 A，図 14 B，図 14 C及び図 14 Dは，それぞれ周波数掃引速度が 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイクロ秒， 5マイクロ秒，及び 0 . 5マィク口秒のものを示す。図 14から，周波数掃引速度が 5 0 0マイクロ秒， 5 0マイク口秒のものは，一様に並ぶ多数の透過帯域が測定できていることがわかる。図 15は，第 1タイプの光フィルタの測定結果を， T L Dによる測定結果と比較した図面に替わるグラフである。ピークの位置をあわせた。縦軸は実測値で規格化していない。図中，縦軸は透過率を示し，横軸はォフセット周波数を示す。図 16は，任意波形発生器（AW G ) の出力信号を示す図面に替わるグラフである。周波数範囲は， 0— 1 G H zである。縦軸は，強度であり，横軸は周波数である。図中， R F powerは，電気信号の強度を意味し， Freqは周波数を意味する。図 17は，任意波形発生器（AWG) の出力信号を示す図面に替わるグラフである。周波数範囲は， 0— 5 GH zである。縦軸は，強度であり，横軸は周波数である。図中， RF powerは，電気信号の強度を意味し， Freqは周波数を意味する。図 17から， 4. 2 G H zの両側にサンプリングノイズがあることがわかる。図 18は，光 SSB変調器に印加される変調信号を示す図面に替わるグラフである。図 18 A，図 18 Bは，それぞれ通倍器の出力，及ぴ変調器の RF _Aポートへの入力信号を示す。図 19は，光 S S B変調器への入力信号を示す図面に替わるグラフである。図 19 A，図 19 Bは，それぞれ掃引速度が 5マイクロ秒と 0. 5マイク口秒のものを示す。たとえば，掃引速度が 0. の場合，スぺクトル間隔が 2MH z となるので，光周波数測定の解像度もこれを上回ることはないと考えられる。実施例 3

実施例 1の装置を用いた発生させた光信号に，光周波数の異なる光をミキシングして所望の中心周波数をもつ超広帯域 R Fチヤープ信号を発生させた。

光源 1 (9)として，アジレント（Agilent) 社 8 1 6 8 9 Aコンパクト波長可変レーザを用いた。中心波長は， 1 5 4 9. 7 8 n m であり，設定パワーを 6 mWとした。なお，偏波コントローラ出力端での強度は 6. l d Bmであった。偏波コントローラを経て，光源からの出力光は， S S B変調器に入力した。

光源 2 (9)として，インターリ一バーで光 S S B変調器と結合したものを用いた。

光 S S B変調器（2)として，偏光子なし，外部終端，バイアス電極分離型のものをであって，上記非特許文献 1に開示されるような 2つのサブマッハツエンダー導波路を有するものを用いた。バイアス電圧源（3)として，直流電源 A D 8 7 1 1を用い，光 S S B変調器（2)へバイアス電圧を印加した。バイアス電圧の位相や強度などの諸条件は，バイアス電圧源 (3)の制御装置を用いて制御した。挿入損失は 4. 8dBであった。メイン M Z導波路のバイアス電圧は 5. 9Vであり，サブ M Zのバイアス電圧は， DC_A 電極が 7. 14Vであり， DC_B電極が 7. 3Vであった。本実施例では， USB信号を利用した。

変調信号源（4)として，任意波形発生器（5)と信号周波数通倍器（6)とを組み合わせたものを用いた。変調信号として，任意波形発生装置で発生したチヤープ信号（3 0 0 M H z — 5 0 0 M H z )を 3 2通倍器で（9 . 6 G H z— 1 6 G H z )へ帯域拡張したものを用いた。具体的には，任意波形発生器（5)として，テクトロニクス社製 AWG710B を用いた。信号周波数通倍器（6)として，綜合電子社製の 3 2倍遁倍器を用いた。強度増幅器として， E D S I社製の S H P 2 0 0 C Pを用いた。 9 0度力ブラとして， K R Y T A R社製， 90deg Hybrid Krytar 3060200を用いた。なお， AWG710Bの出力として線形チヤープ信号を用い，周波数掃引時間を， 5 マイクロ秒とした。また， AWG710B の振幅は周波数が 300MHz のとき 0.5Vpp， 500MHzのとき l .OVpp となるような直線的に変化する振幅とした。また，サンプリングレートは 4.2G H z とした。

測定系（光検出器）として，光スペクトルアナライザ：アドバンテスト社製 Q8384 を用い，電気信号の検出器として，アジレント社製 P S A E 4 4 4 8 Aを用いた。図 20は，光源 2を短波長側においた場合における光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図中実線は，波長が 1549.41nm のものを示し，点線は波長が 1549.48nmのものを示す。図 21は，光源 2を長波長側においた場合における光スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。図中実線は，波長が 1549.93nm のものを示し，点線は波長が 1549.875nmのものを示す。図 22は，光源 2の波長が 1549.41nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は， 46.2GHzであった。発生周波数範は， 36.6GHz ( 46.2GHz-9.6GHz ) 力ら 30.2GHz (46.2GHz-16.0GHz) であった。図 22 に示されるように， 46.2GHz ίこ S S Β変調器残留キャリアとのビートがある。 9.6-16GHZ は，光 SSB変調器出力のもつ強度変動（残留キャリアと U S Βのビート）であると考えら得る。また， 20-30GHZ帯の成分は SSB変調器出力の残留 LSB と光源 2のビートであると考えられる。図 23は，図 22の部分拡大図である。図 24は，光源 2の波長が 1549.48nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は， 37.5GHzであった。発生周波数範は， 27.9GHz ( 37.5GHz-9.6GHz ) から 21.5GHz (37.5GHz-16.0GHz) であった。図 24 に示されるように， 37.5GHz に S S B変調器残留キャリアとのビートがある。また， 10-20GHZ帯の成分は SSB変調器出力の残留 LSBと光源 2のビートと SSB変調器出力のもつ強度変動（残留キヤリアと U S Bのビート）の重複と考えられる。図 25は，図 24の部分拡大図である。図 26は，光源 2の波長が 1549.93nmの場合のラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は， 18.7GHzであった。発生周波数範は， 34.7GHz ( 18.7GHz+16.0GHz ) から 28.3GHz ( 18.7GHZ+9.6GHZ) であった。図 26に示されるように， 18.7GHzに S S B変調器残留キヤリアとのビートがある。 10-20GHZ帯の成分は SSB変調器出力の残留 LSB と光源 2のビートと SSB 変調器出力のもつ強度変動 (残留キャリアと U S Bのビート）の重複が存在する。図 27 は，図 26 の部分拡大図である。図 28 は，光源 2の波長が 1549.875nmの場合のラジオ周波数スぺタトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は， 1 1.8GHzであつた。発生周波数範は， 27.8GHz ( 1 1.8GHz+16.0GHz)から 20.6GHz ( l l .8GHz +9.6GHz) であった。図 26 に示されるように， 1 1.8GHz に S S B変調器残留キヤリァとのビートがある。 10-20GHZ帯には SSB変調器出力のもつ強度変動（残留キヤリアと U S Bのビート）の重複が存在する。図 29は，図 28の部分拡大図である。実施例 4

光アンプを用いて光周波数掃引信号と光源 2のパワーをバランスした。光源 2の出力と SSB変調器の出力をインターリ一バーで合わせた後に光アンプ（FITEL ErFA 1 1031 -SFS: Pump LD current 75mA), lnmバンドパスフィルタを経て， PD に入力した。光源 2の波長は， 1549.93nm，パワーは設定値で 0.3mWとした。周波数掃引速度は， 5 0 0マイクロ秒， 5マイク口秒，又は 0 . 5マイクロ秒とした。図 30は，アンプ出力スペクトルを示す図面に替わるグラフである。実線は掃引速度 5 0 0マイク口秒，点線は掃引速度 5マイク口秒のものを示す。掃引速度 0 . 5マイクロ秒も掃引速度 5マイクロ秒のものとほぼおなじであった。図 31 は，ラジオ周波数スぺクトルを示す図面に替わるグラフである。グラフは，上から周波数掃引速度が， 5 0 0マイクロ秒， 5マイクロ秒， 0 . 5マイクロ秒のものである。図 32は，図 31の部分拡大図である。

Claims

請求の範囲

1 . 光 S S B変調器（2)と，前記光 S S B変調器（2)へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（3)と，前記光 S S B変調器（2)へ入力光を供給する光源（9)と，前記光 S S B変調器（2)へ変調信号を印加する変調信号源（4)とを具備し，

前記変調信号源（4)は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（5)と，

前記任意波形発生器 (5)で発生した電気信号の周波数を通倍するための電気信号周波数遁倍器（6)と，を具備し，

前記前記任意波形発生器（5)で発生し，前記電気信号周波数通倍器（6) により通倍された電気信号を用いて，前記光 S S B変調器（2)への変調信号を生成する

光周波数制御装置。

2 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置を用いた光周波数制御信号の発生装置。

3 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)と，

前記光周波数制御装置（1)から出力され，計測対象物（7)を透過した光又は計測対象物（7)から反射した光を計測する光検出器（8)と，

を具備する光フィルタの精度計測器。

4 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)と，

前記光周波数制御装置（1)から出力された光を計測するとともに，前記光周波数制御装置（1)から出力され，計測対象物（7)を透過した光又は計測対象物（7)から反射した光を計測する光検出器（8)と，

前記光検出器（8)が検出した値を記憶するとともに，記憶した値から透過率又は反射率を求める制御装置と，

を具備する計測器。

5 . 前記光 S S B変調器（2)の光源（9)として，光コム発生器を用いる請求の範囲 1に記載の装置。

6 . 前記光 S S B変調器（2)の光源（9)として，波長可変光源を用いる請求の範囲 1に記載の装置。

7 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)と，

前記光周波数制御装置（1)から出力された光を検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

8 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)において，

前記光 S S B変調器（2)の替わりに，光 D S B— S C変調器を用いる請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置。

9 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)において，

前記光 S S B変調器（2)の替わりに，光強度変調器または光位相変調器を用いる請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置。

1 0 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)において，

前記光 S S B変調器（2)の替わりに，光強度変調器または光位相変調器と光フィルタを用いる請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置。

1 1 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。

1 2 . 請求の範囲 8に記載の光周波数制御装置（1)の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。

1 3 . 請求の範囲 9に記載の光周波数制御装置（1)の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。 -

1 4 . 請求の範囲 1 0に記載の光周波数制御装置（1)の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。

1 5 . 請求の範囲 8に記載の光周波数制御装置（1)と，

1 6 . 請求の範囲 9に記載の光周波数制御装置（1)と，

1 7 . 請求の範囲 1 0に記載の光周波数制御装置（1)と，前記光周波数制御装置（1)から出力された光を検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

1 8 . 請求の範囲 1に記載の光周波数制御装置（1)と，光源（9)と異なる光周波数の光を発生させる光源（19)を備え，光周波数制御装置（1)の出力と光源（19)の出力を混合したものを検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

1 9 . 請求の範囲 8に記載の光周波数制御装置（1)と，光源（9)と異なる光周波数の光を発生させる光源（19)を備え，光周波数制御装置（1)の出力と光源（19)の出力を混合したものを検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

2 0 . 請求の範囲 9に記載の光周波数制御装置（1)と，光源（9)と異なる光周波数の光を発生させる光源（19)を備え，光周波数制御装置（1)の出力と光源（19)の出力を混合したものを検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

2 1 . 請求の範囲 1 0に記載の光周波数制御装置（1)と，光源（9)と異なる光周波数の光を発生させる光源（19)を備え，光周波数制御装置（1)の出力と光源（19)の出力を混合したものを検出する光検出器（8)を具備する無線信号の発生装置。

2 2 . 光 S S B変調器（2)と，「前記光 S S B変調器（2)へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（3)と，前記光 S S B変調器（2)へ変調信号を印加する変調信号源（4)とを具備し，前記変調信号源（4)は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（5)と，前記任意波形発生器（5)で発生した電気信号の周波数を通倍するための電気信号周波数通倍器（6)と，を具備した光周波数制御装置を用い，

前記任意波形発生器（5)で発生し，前記電気信号周波数通倍器（6)により通倍された電気信号を用いて，前記光 S S B変調器（2)への変調信号を生成し，前記光 S S B変調器（2)の変調信号として印加する工程を含む，光周波数の制御方法。