CN110113105B - 一种基于dp-mzm的新型十二倍频毫米波产生装置及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明属于无线通信和空间通信技术领域，公开了一种基于DP‑MZM的新型十二倍频毫米波产生装置及方法，激光器通过偏振控制器与双平行马赫‑曾德尔调制器连接，射频信号源与双平行马赫‑曾德尔调制器连接；双平行马赫‑曾德尔调制器通过偏振控制器与光电检测器连接。本发明取5GHz和20GHz的射频本振信号，该倍频系统成功的产生了60GHz和240GHz的高频微波信号，该方案具有灵活的可调谐性；对影响OSSR和RFSSR的银子进行了分析，证明了该方案的可行性。与以往的倍频方案相比，本发明可以在不需要滤波的情况下产生更高频率的光学毫米波信号。

Description

一种基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置及方法
技术领域
本发明属于无线通信和空间通信技术领域，尤其涉及一种基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置及方法。
背景技术
目前，近年来，对高速数据速率业务的需求日益增长，但它不能被现有的拥挤频段所支持。为了克服频谱拥塞和支持未来业务的需求，提出了使用毫米波(MM)频段的方法。从30到300GHz的MM频段提供了大约270GHz的巨大带宽(BW),由于丰富的BW，它可以为未来的无线通信和空间通信提供远距离超容量的业务需求。毫米波信号被广泛应用于许多场合，如宽带无线通信、Atacama大毫米阵列((ALMA)、雷达、毫米波成像，光纤无线电系统等等。由于电子模块和器件的频率响应受到限制，在电子领域的产生100GHz以上的毫米波信号面临着严峻的挑战。相比之下，光生毫米波信号是一种很有前途的选择，它可以产生更高频率的毫米波。此外，它与光纤无线电系统有着内在的兼容性.因此，利用光子技术产生毫米波，近年来引起了人们的极大关注。
已经报道了许多产生光子毫米波的方法，例如采用两个激光源的光外差法，采用电吸收调制器(EAM)、相位调制器(PM)或马赫-曾德尔调制器(MZM)的单波长激光源外调制器法，受激布里渊散射(SBS)和四波混频(FWM)的光学非线性效应法。近年来提出，由四个子MZM组成两个主MZM进行级联频率倍频。集成MZMS的结构是一个复杂的实现过程。另外在文献中给出了一种类似的基于并行MZMS的频率倍频技术。
综上所述，现有技术存在的问题是：目前大多采用光学滤波器来选择所需的谐波频率，这不仅增加了系统的复杂度，而且限制了频率的调谐速度和可调范围；且MZM的偏置点需要固定在最大或最小的传输点上，这使得系统因偏置漂移而不稳定。
解决上述技术问题的难度：优化设计避免光学滤波器的使用，提高系统调谐速度和可调范围；并使MZMS的偏置点无需固定在最大或最小的传输点上，使系统避免偏置漂移而变得更加稳定。
解决上述技术问题的意义：本发明提出了一种通过在偏离MZMS半波电压的特殊偏置电压下设置偏置点实现倍频无滤波光学毫米波发电技术。原则上，所产生的光学毫米波信号的边带抑制率是无限的。该方案具有相对稳定、结构简单等优点，特别适用于ROF系统和微波光子系统。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置及方法。
本发明是这样实现的，一种基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置设置有：
激光器；
激光光源的输出端口经过偏振控制器旋转45度后入射到DP-MZM调制器，光波通过PBC耦合器后分成功率相等的x，y两路，x路光波入射到上分支的MZM-a，y路光波入射到下分支的MZM-b；
射频信号源经过电分路器分成功率相同的两路，第一路经过45度移相器移相后驱动马赫-曾德尔调制器MZM-a，第二路经过-45度移相器移相后驱动马赫-曾德尔调制器MZM-b；MZM-a和MZM-b的输出经过PBC耦合后，光信号入射到光电探测器，经光电探测器拍频后输出十二倍频毫米波信号。
进一步，所述双平行马赫-曾德尔调制器是由三个MZM组成的集成器件，并行的MZM-a与MZM-b分别位于MZM-c的上下两臂中；MZM-c用于调整MZM-a和MZM-b间的光学相位差。
本发明的另一目的在于提供一种基于所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法包括：
第一步，通过调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM1-a和MZM1-b的偏置工作点分别位为VMZM-a＝Vπ+δ和VMZM-b＝Vπ-δ，其中，δ表示偏离半波电压Vπ的值；
第二步，DP-MZM上下两臂的奇次边带被完全抑制，MZM-c的偏置电压为Vπ,实现上下两臂输出光反向。
进一步，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法输入到DP-MZM光波的表达式为：
Ein(t)＝E0exp(jωct)；
其中，Ein表示光场强度，ωc表示光载波角频率；施加到MZM-a与MZM-b的RF信号表达式为分别为：
Figure BDA0002015442130000031
其中，VRF表示RF信号强度，ω表示RF信号角频率，±π/4为RF信号施加到MZM-a与MZM-b上时的初始相位；则DP-MZM的输出表达式为：
Figure BDA0002015442130000032
进一步，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法通过调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM-a与MZM-b偏置在最大工作点VDC＝0，奇次边带被完全抑制，MZM-c的偏置电压为Vπ,实现上下两臂输出光反向；DP-MZM的输出表达式为：
Figure BDA0002015442130000041
其中，c是常数；C和S代表正余弦函数；Ck和Sk分别代表
Figure BDA0002015442130000042
和
Figure BDA0002015442130000043
当加载到MZM1-a和MZM1-b的偏置电压满足Va＝Vb＝V并且δ＝Vπ/π×arccos(J0(πV/Vπ))，输出光场可定义为：
Figure BDA0002015442130000044
进一步，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法调制器消光比为无限大，利用贝塞尔函数进一步写成：
Figure BDA0002015442130000045
本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的宽带无线通信系统。
本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的Atacama大毫米阵列。
本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的雷达。
本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的光纤无线电系统。
综上所述，本发明的优点及积极效果为：本发明无需滤波器，DP-MZM的两个子调制器偏置在一般工作点，奇数阶边带被完全抑制；通过适当调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，在输出光信号中可产生两个六阶边带。经光电检测器拍频解调后生成十二倍频的电信号；其射频边带抑制比为36.05dBm。MZM1-a和MZM1-b工作在最大偏置点时射频边带抑制比为32.08dBm，与之相比本发明MZM1-a和MZM1-b工作在一般偏置点射频边带抑制比提升了3.97dBm如图11-b。
本发明提出并论证了在不带滤波器的情况下，利用一种集成的双并行MZM实现12倍频的高质量光学毫米波信号的产生。首先就给出的十二倍频毫米波生成方案进行了具体的理论分析，并用VPI仿真软件对此方案进行了仿真验证。用10GHz的射频信号驱动DP-MZM产生了120GHz的毫米波信号。该方法在消光比为35dB时，产生的100GHz微波信号的光学边带抑制为30.6dB，射频杂散边带抑制比为36.05dB。最后对该方案的性能进行了论证，取5GHz和20GHz的射频本振信号，该倍频系统成功的产生了60GHz和240GHz的高频微波信号，该方案具有灵活的可调谐性；对影响OSSR和RFSSR的银子进行了分析，证明了该方案的可行性。与以往的倍频方案相比，本发明可以在不需要滤波的情况下产生更高频率的光学毫米波信号。
附图说明
图1是本发明实施例提供的基于双平行马赫-曾德尔调制器(DP-MZM)的新型十二倍频毫米波产生装置的结构示意图；
图中：1、激光器；2、射频信号源；3、偏振控制器；4、DP-MZM；5、光电检测器。
图2是本发明实施例提供的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法流程图。
图3是本发明实施例提供的MZM基本结构示意图。
图4是本发明实施例提供的MZM传输响应曲线图。
图5是本发明实施例提供的DP-MZM基本结构示意图。
图6是本发明实施例提供的正弦信号相位噪声对比图。
图7是本发明实施例提供的不带滤波器的12倍频毫米波产生方案原理图。
图8是本发明实施例提供的第一类贝塞尔函数曲线示意图。
图9是本发明实施例提供的VPI仿真示意图。
图10是本发明实施例提供的两个子MZM输出的光谱示意图；
图中：(a)MZM-a输出光谱；(b)MZM-b输出光谱。
图11是本发明实施例提供的产生的12倍频毫米波的射频频谱示意图；
图中：(a)DP-MZM输出光谱；(b)产生的12倍频微波信号。
图12是本发明实施例提供的经倍频系统后的光谱图和电谱图；
图中：(a)5GHz本振信号经倍频系统后的光谱图；(b)5GHz本振信号经倍频系统后的电谱图；(c)20GHz本振信号经倍频系统后的光谱图；(d)20GHz本振信号经倍频系统后的电谱图。
图13是本发明实施例提供的调制器消光比对十二倍频性能影响仿真结果示意图(a)OSSR(b)RFSSR。
图14是本发明实施例提供的射频驱动电压偏离对十二倍频性能影响仿真结果示意图(a)OSSR(b)RFSSR。
图15是本发明实施例提供的直流偏置漂移对十二倍频性能影响仿真结果示意图(a)OSSR(b)RFSSR。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
针对现有的倍频方案中采用光学滤波器来选择所需的谐波频率，增加了系统的复杂度，而且限制了频率的调谐速度和可调范围的问题。本发明经光电检测器拍频解调后生成十二倍频的电信号；其光学边带抑制比(OSSR)为30.6dBm,射频边带抑制比为36.05dBm。
下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。
如图1所示，本发明实施例提供的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置包括：激光器1、射频信号源2、偏振控制器3、双平行马赫-曾德尔调制器4、光电检测器5。
激光器1通过偏振控制器3与双平行马赫-曾德尔调制器4连接，射频信号源2与双平行马赫-曾德尔调制器4连接，双平行马赫-曾德尔调制器4通过偏振控制器3与光电检测器5连接。
双平行马赫-曾德尔调制器(DP-MZM)4，由三个MZM组成的集成器件，并行的MZM-a与MZM-b分别位于MZM-c的上下两臂中。MZM-c用于调整MZM-a和MZM-b间的光学相位差。
如图2所示，本发明实施例提供的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法包括：
S201：通过调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM-a与MZM-b偏置在最大工作点；
S202：奇次边带被完全抑制，实现上下两臂输出光反向。
下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。
1 DP-MZM的基本工作原理
1.1电光效应
在微波光子学和光通信的实际应用中，电光调制器是应用最多的光外调制器之一。电光调制器作为微波光子链路的重要组成部分，会影响整个链路的性能。目前，基于铌酸锂晶体材料制作的电光调制有明显的电光效应，显著的抗温差效应和受信号频率影响较小等优点，受到广泛的使用。
电光调制器是由具有电光效应的电光晶体材料制作而成的，如上面提到的铌酸锂晶体材料。电光效应主要是指晶体材料的折射率会随着电光晶体材料外加电场的变化而变化，进而实现对通过的光信号的幅度、相位、偏振态，强度等的调制。晶体折射率n与电场E的关系可用泰勒级数展开式表示：
n＝n0+αE+βE2+···\*MERGEFORMAT (1.1)
其中，n0为晶体未受电场影响时的折射率；a表示一阶电光系数，对应线性电光效应；b表示二阶电光系数，对应二次电光效应。一般情况下，只考虑一阶电光效应，即普克耳斯(Pockets)效应。
1.2马赫-增德尔调制器
基于铌酸锂材料制作的马赫增德尔调制器(MZM)是光纤通信系统中最常见且技术最成熟的电光调制器。它具有调制带宽大、调制速度快、可实现无啁啾、插入损耗小和体积小等优点。MZM包含由平行波导构成的马赫-增德尔干涉仪结构，基本结构如图3所示。
在第一个3dB耦合器处，输入光被分成强度相等的两路光，分别经过两个独立且平行的波导传输后，在第二个3dB耦合器处合成一束光。波导两侧和中间均有电极，当电极上外加电压时，LiNiO3晶体的一阶电光效应将使其折射率随外加电场线性变化，进而使两路原本相同的光信号产生不同的相移。当他们合路发生干涉时，光相位变化转化为光强度变化，实现了使输出光强随外加电场的变化而变化。若两路光的相位相同，则产生相长干涉，获得最大强度的输出光；若两路光之间的相位差为108o，则产生相消干涉，获得最小强度的输出光。理想MZM的分支波导结构应完全对称，当无外加电场时，两路光的相位应相同，固定相位差为零。当外加电场后，两臂的光信号相移大小应相同，符号相反，即
Figure BDA0002015442130000081
可表示为：
Figure BDA0002015442130000082
其中，Δn表示折射率的改变量；L表示波导长度；λ0表示真空中光波波长。由上式可以看出，传输距离一定时，
Figure BDA0002015442130000083
与Δn呈线性关系，再根据式1.1可知，
Figure BDA0002015442130000084
与外加电场变化量ΔE成正比。如果施加电压使
Figure BDA0002015442130000085
此时的电压称为半波电压，用vπ表示。νπ由MZM的结构及制作工艺决定，一旦MZM制成，νπ就不能改变。
假设MZM的入射光波为：
Ein(t)＝E0exp(jωct)\*MERGEFORMAT (1-3)
其中，E0为入射光波的电场幅值；ωc为中心角频率。入射光波到达第一个3dB耦合器时分为功率相等的两路，被分别送入MZM上下两平行波导种，两路光波可表示为：
Figure BDA0002015442130000091
根据MZM的一阶电光效应可知，两路光波通过V1(t)和V2(t)的调制后，相位可表示为：
Figure BDA0002015442130000092
调制后的两路光信号，在到达第二个3dB耦合器时根据各自的光波功率合成一路信号输出，合成信号的功率可表示为：
Figure BDA0002015442130000093
通常，MZM的驱动电压V1(t)与V2(t)由交流分量与直流分量组成，即：
Figure BDA0002015442130000094
其中，VDCi表示驱动电压Vi(t)的直流分量幅度；VRFi表示射频(RF)信号的幅值、ωRFi表示RF的中心角频率；
Figure BDA0002015442130000095
表示RF的初始相位，i＝1,2。
如果上下两路Vi(t)的
Figure BDA0002015442130000101
与
Figure BDA0002015442130000102
存在差别，并且其他变量满足：VRF1＝VRF2＝VRF，ωRF1＝ωRF2＝ωRF，VDC1和VDC2造成的相位对应为φ1和φ2。根据J(·)，式2-7可变形为：
Figure BDA0002015442130000103
联合公式(1-6)、(1-7)与(1-8)，输出光波为：
Figure BDA0002015442130000104
其中，φi＝πVDCiVπ是VDCi引起的相位差，i＝1,2，令m＝πVRFVπ为MZM的调制指数。Jn(·)为第一类n阶贝塞尔函数，n表示调制后生成的谱线。若两RF信号的相位相同，则称该MZM为Positive型MZM；若相位相反，称该MZM为Negative型MZM。
根据式1-9，输出光功率为：
Figure BDA0002015442130000105
Figure BDA0002015442130000111
由上式可得，MZM传输响应函数为：
Figure BDA0002015442130000112
MZM的传输响应曲线如图4所示。
横坐标为上下两臂直流偏压差值，纵坐标为归一化功率响应。通常MZM工作在最大、正交和最小偏置点，即图中A、B、C点。工作点会随着直流偏压的变化而变化。MZM工作在A点时，仅生成偶次谐波；工作在C点时，仅生成奇次谐波；若经过平行波导传输后，信号相位差改变了π，则相应的横坐标也会变化Vπ；图中的D点为MZM工作在VDC时的调制效果。因此，可以通过调节直流偏压改变MZM的工作点，以生成所需的光边带。
综上可知，使用马赫-增德尔调制器搭建的系统，可以通过改善RF信号的参数：VRF、
Figure BDA0002015442130000113
或VDCi，优化系统性能。各种不同功能的调制器，在MZM的基础上发展起来，如：双双平行-马赫增德尔调制器(DP-MZM)。
如图5所示，DP-MZM包括三个MZM。其中，MZM-3为主调制器，其上下双侧分别放置子调制器MZM-1和MZM-2，且子调制器相互平行。这里的三个MZM原理上与强度调制器(IM)类似。
设输入光信号为：
Ein(t)＝E0exp(jωct)\*MERGEFORMA T(1-12)
其中，E0表示输入光信号的幅值；ωc表示中心角频率。输入光信号在第一个3dB耦合器处，被划分成功率相等的两路光信号，可表示为；
Figure BDA0002015442130000114
这两路光信号分别进入子调制器MZM-1与MZM-2中。随后，在通过调制器时，两束光信号分别被射频信号V(t)＝VRFsin(ωRFt)调制；同时光信号的相位被直流偏压改变。MZM-1与MZM-2的输出信号可表示为：
Figure BDA0002015442130000121
其中，m表示调制指数，ωRF表示射频信号的角频率，Δθ表示射频信号的初始相位差，φi表示直流偏压引起的相位差。随后，两路光信号分别进入MZM-3的上下臂中，经MZM-3调制后在最后一个3dB耦合器处耦合，最终得到的DP-MZM输出光信号为：
Figure BDA0002015442130000122
式中，φ3为VDC3引起的相位差。
1.3倍频信号性能指标
1.3.1光谐波抑制比(OSSR)和电谐波抑制比(RFSSR)
对于倍频系统，调制器输出的毫米波光谱中包含用来生成毫米波信号的光边带和影响系统性能的杂散边带，称光边带与杂散边带的功率差值为光谐波抑制比(OSSR)。拍频产生的电频谱中包含需要的微波信号和无用的谐波信号，称微波信号与谐波信号间的功率之差为电谐波抑制比(RFSSR)。
根据定义可知，光谐波抑制比用来判断光频谱的性能；电谐波抑制比用来判断电信号的性能。微波电信号是由光信号经PD拍频得到的，所以无用的谐波边带是光频谱中的杂散边带经PD拍频产生的。OSSR性能较差，会导致较小的RFSSR。
1.3.2相位噪声
(a)相位噪声的定义
相位噪声虽然主要用来表征信号频率稳定性的好坏，但可用时域表示。
与理想的正弦信号V(t)＝A0sin(ω0(t))相比，实际的正弦信号可表示为：
Figure BDA0002015442130000131
其中，E(t)表示振幅的随机变化；
Figure BDA0002015442130000132
表示相位的随机变化。
根据以上公式可知，理想正弦信号的频率是固定不变的，实际正弦信号的幅值和相位都会变化，调幅噪声与相位噪声也就相继产生。但一般情况下只需考虑信号受相位噪声的影响，因为振幅的变化很小，可忽略调幅噪声带来的影响。
(b)相位噪声的表示
理想正弦信号的频谱是一条直线，而实际信号的频谱具有一定宽度，如图6所示。
一般用单边带相位噪声L(fm)表示相位噪声：
Figure BDA0002015442130000133
其中，fm表示信号的中心频率；L(fm)的单位是dBc/Hz。
1.3.3倍频法中生成微波信号的相位噪声
射频信号的单边带噪声功率谱密度为:
Figure BDA0002015442130000134
上式中，A，B为常数；fe表示RF信号的中心频率；f表示fe附近的任意频率。
根据式1.17，输入的RF信号的相位噪声为：
Figure BDA0002015442130000141
上式中，fe表示频率偏移量；fm表示偏移中心；
Figure BDA0002015442130000142
表示射频信号的平均功率。
倍频系统中，设输入的驱动RF信号为
Figure BDA0002015442130000143
输出的毫米波信号为
Figure BDA0002015442130000144
C1是常数，Jn(m)表示第一类n阶贝塞尔函数。输出RF信号的功率谱密度为：
Figure BDA0002015442130000145
输出RF信号的平均功率为；
Figure BDA0002015442130000146
根据式1.17，输出信号的相位噪声为：
Figure BDA0002015442130000151
根据公式1.22可知，2n倍频法输出RF信号比输入RF信号的相位噪声下降了2nlog(2n)dB。
综上，可以用OSSR、RFSSR及相位噪声衡量光学方法生成信号的质量。
2基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置及方法方案的研究
2.1实验原理
图7给出了不带滤波器的新型十二倍频毫米波产生方案的原理图。该系统主要由激光器(LD)、射频信号源(RF)、偏振控制器(PC)、DP-MZM、光电检测器(PD)组成。
该方案的核心器件是DP-MZM，它是由三个MZM组成的集成器件，并行的MZM-a与MZM-b分别位于MZM-c的上下两臂中。MZM-c用于调整MZM-a和MZM-b间的光学相位差。
假设输入到DP-MZM光波的表达式为：
Ein(t)＝E0exp(jωct)\*MERGEFORMAT (1.23)
其中，Ein表示光场强度，ωc表示光载波角频率。施加到MZM-a与MZM-b的RF信号表达式为分别为：
Figure BDA0002015442130000152
其中，VRF表示RF信号强度，ω表示RF信号角频率，±π/4为RF信号施加到MZM-a与MZM-b上时的初始相位。则DP-MZM的输出表达式为：
Figure BDA0002015442130000161
该结构中，为了生成十二倍频信号，通过适当调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM-a与MZM-b偏置在最大工作点(VDC＝0),奇次边带被完全抑制，MZM-c的偏置电压为Vπ,实现上下两臂输出光反向。因此，DP-MZM的输出表达式为：
Figure BDA0002015442130000162
其中，γ表示调制器插入损耗。
假设调制器消光比为无限大，则在不考虑插入损耗的情况下利用贝塞尔函数进一步写成：
Figure BDA0002015442130000163
从上式明显可以看出奇数阶边带由于[1+(-1)n]为零而全部被抑制，4n阶边带由于[1-exp(jnπ/2)]为零也全部被抑制，事实上，输出光中只有4n-2阶边带存在。利用贝塞尔函数曲线特性，如图8所示，在抑制掉2阶边带后，输出光中只含由6阶、10阶、14阶等边带。理论分析中，20×lg(J6(5.136)/J10(5.136))＝37.88dB，因此在消光比无限大的情况下，光载波抑制比OSSR可以达到37.88dB。
下面结合仿真对本发明的应用效果作详细的描述。
1、仿真验证
利用VPI仿真，仿真参数为：采样速率为320GHz，比特率为10GHz，射频本振为10GHz，电压幅度为1.636Vπ＝4.907V，激光器中心波长为1552.5nm(193.1THz)，激光器线宽为10GHz，功率为100mW，MZM-a和MZM-b半波电压为0V，调制器插入损耗为5dB，消光比为35dB。仿真图如图9所示。
通过VPI仿真验证了图9所示的十二倍频毫米波产生方案的有效性。图10(a)和图10(b)分别显示两个子MZM输出的光谱。
可见，光谱只包含(4n-2)阶边带，由于功率比较低，阶数大于10的边带已经完全消失。该光谱零边带ωc位于193.1THz处，第四阶边带位于(193.1±0.04)THz,第六阶边带位于(193.1±0.06)THz,第八阶边带位于(193.1±0.08)THz,第十阶边带位于(193.1±0.10)THz。产生的12倍频毫米波的光谱如图11(a)所示。光学边带抑制比(OSSR)为30.6dBm。产生的12倍频毫米波的射频频谱如图11(b)所示。
由图可知产生了我们需要的120GHz毫米波信号。同时，由于不想要的十阶边带的存在，产生了谐波，主要位于40GHz和160GHz处。然而，120GHz毫米波信号的功率比40GHz或160GHz毫米波信号的功率高36.05dB，即射频边带抑制比(RFSR)为36.05dB。但是针对目前毫米波的应用来说，射频边带抑制比是足够的。
2、系统的可调谐性
可调谐性是判断倍频系统性能的一个重要参数。采用10GHz的射频信号，产生了一个120GHz的毫米信号。将射频信号的频率分别设为5GHz和20GHz,结果如图12所示。由上图可知，用5GHz和此倍频方案具有灵活的可调谐性。
3、DP-MZM消光比对倍频系统的影响
MZM调制器上下两臂的不平衡性引起了消光比的存在，消光比越大，证明调制器上下两臂的平衡性越好。对于一般的DP-MZM调制器来说，消光比大约为35dB。图13给出了射频杂散抑制比RFSSR和光边带抑制比受调制器消光比影响的程度，由图可知，射频杂散抑制比和光边带抑制比都会随着消光比而增加，消光比达到一定时，两者都趋于平稳，相比较而言消光比对OSSR的影响程度会大于FSSR。具体为，当调制器的消光比大于70dB，光边带抑制比为50dB，达到最大值；当调制器的消光比达到44dB之后，射频杂散抑制比就可以达到41.1dB，且不再变化。通过分析我们发现，如果使用消光比性能较高的DP-MZM，该系统可以实现性能极其优良的高倍频、高纯度的十二倍频光毫米波
4、射频电压偏移量对倍频系统的影响
假设射频电压的偏移量记为ΔVRF，则射频驱动电压偏移率就可定义为ΔVRF/4.907*100％。图14为射频杂散抑制比RFSSR和光边带抑制比OSSR受射频驱动电压偏移率影响曲线。当射频电压偏移率接近0.5％时，光边带抑制比OSSR和射频杂散抑制比RFSSR分别下降到15.3dB和10.4dB，可以看出射频电压源的稳定性对该系统生成的毫米波性能具有非常大的影响，因此需要很好的控制射频驱动电压值的稳定性。通过调研发现，现有的射频源的稳定度可以达到1mV，所以实际的射频源可以达到系统的应用要求。
5、DP-MZM直流偏移量对倍频系统的影响，图15为射频杂散抑制比RFSSR和光边带抑制比OSSR受MZM-a和MZM-b直流偏移量的影响曲线。由图可知，当DP-MZM调制器的四个直流偏置同时偏移10mV的情况下，OSSR和RFSSR都分别高于14.2dB和13.5dB，通过现在市场上常用的直流偏置控制电路的应用，直流偏置漂移问题可以被很好的控制。
本发明提出并论证了在不带滤波器的情况下，利用一种集成的双并行MZM实现12倍频的高质量光学毫米波信号的产生。首先就给出的十二倍频毫米波生成方案进行了具体的理论分析，并用VPI仿真软件对此方案进行了仿真验证。用10GHz的射频信号驱动DP-MZM产生了120GHz的毫米波信号。该方法在消光比为35dB时，产生的100GHz微波信号的光学边带抑制为30.6dB，射频杂散边带抑制比为36.05dB。最后对该方案的性能进行了论证，取5GHz和20GHz的射频本振信号，该倍频系统成功的产生了60GHz和240GHz的高频微波信号，该方案具有灵活的可调谐性，证明了该方案的可行性。与以往的倍频方案相比，本发明可以在偏置于在一般工作点，并且在不需要滤波的情况下产生更高频率、更稳定的光学毫米波信号。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法，其特征在于，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法使用的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生装置，设置有：
激光器；
激光器通过偏振控制器与双平行马赫-曾德尔调制器连接，射频信号源与双平行马赫-曾德尔调制器连接；
双平行马赫-曾德尔调制器通过偏振控制器与光电检测器连接；
所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法包括：
第一步，通过调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM-a与MZM-b偏置在最大工作点；
第二步，奇次边带被完全抑制，实现上下两臂输出光反向；
所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法输入到DP-MZM光波的表达式为：
Ein(t)＝E0exp(jωct)；
其中，Ein表示光场强度，ωc表示光载波角频率；施加到MZM-a与MZM-b的RF信号表达式为分别为：
Figure FDA0003421604770000011
其中，VRF表示RF信号强度，ω表示RF信号角频率，±π/4为RF信号施加到MZM-a与MZM-b上时的初始相位；则DP-MZM的输出表达式为：
Figure FDA0003421604770000012
2.如权利要求1所述的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法，其特征在于，所述双平行马赫-曾德尔调制器由三个MZM组成的集成器件，并行的MZM-a与MZM-b分别位于MZM-c的上下两臂中；MZM-c用于调整MZM-a和MZM-b间的光学相位差。
3.如权利要求1所述的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法，其特征在于，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法通过调整两个子MZM的偏置电压、本振射频信号的电压和相位，使得MZM-a与MZM-b偏置在最大工作点VDC＝0，奇次边带被完全抑制，MZM-c的偏置电压为Vπ,实现上下两臂输出光反向；DP-MZM的输出表达式为：
Figure FDA0003421604770000021
其中，γ表示调制器插入损耗。
4.如权利要求1所述的基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法，其特征在于，所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法调制器消光比为无限大，利用贝塞尔函数进一步写成：
Figure FDA0003421604770000022
5.一种应用权利要求1～4任意一项所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的宽带无线通信系统。
6.一种应用权利要求1～4任意一项所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的Atacama大毫米阵列。
7.一种应用权利要求1～4任意一项所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的雷达。
8.一种应用权利要求1～4任意一项所述基于DP-MZM的新型十二倍频毫米波产生方法的光纤无线电系统。
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