WO2007145127A1 - 複合共振回路 - Google Patents

複合共振回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2007145127A1
WO2007145127A1 PCT/JP2007/061514 JP2007061514W WO2007145127A1 WO 2007145127 A1 WO2007145127 A1 WO 2007145127A1 JP 2007061514 W JP2007061514 W JP 2007061514W WO 2007145127 A1 WO2007145127 A1 WO 2007145127A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonant
terminal
circuit
terminals
phase shift
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/061514
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Koichi Hirama
Original Assignee
Koichi Hirama
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koichi Hirama filed Critical Koichi Hirama
Priority to JP2008521174A priority Critical patent/JPWO2007145127A1/ja
Priority to EP07744847A priority patent/EP2037574A1/en
Priority to US12/304,715 priority patent/US8179209B2/en
Publication of WO2007145127A1 publication Critical patent/WO2007145127A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/0023—Balance-unbalance or balance-balance networks
    • H03H9/0028—Balance-unbalance or balance-balance networks using surface acoustic wave devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H5/00—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/0023—Balance-unbalance or balance-balance networks
    • H03H9/0095—Balance-unbalance or balance-balance networks using bulk acoustic wave devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/545—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/56—Monolithic crystal filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/56—Monolithic crystal filters
    • H03H9/566—Electric coupling means therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/58—Multiple crystal filters
    • H03H9/582—Multiple crystal filters implemented with thin-film techniques
    • H03H9/583—Multiple crystal filters implemented with thin-film techniques comprising a plurality of piezoelectric layers acoustically coupled
    • H03H9/585—Stacked Crystal Filters [SCF]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H2007/013—Notch or bandstop filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H2007/0192—Complex filters

Definitions

  • the present invention is capable of continuously sweeping the resonant frequency of a resonator by applying electric signals having different phase differences to a composite resonator having natural resonance, and an individual electron
  • An ultrasonic transducer composed of a resonator composed of elements, or a resonator including a piezoelectric resonator, a MEMS (Micro Electronic Mechanical System) resonator, an optical resonator and the like, and whose frequency can be varied.
  • Wireless antennas electro-optical transducers, frequency oscillators, etc.
  • a high purity signal source (time source) is required for signal purity, and furthermore, over a wide frequency range, the frequency source has a variable frequency There is an issue that you want to do. And, the required frequency range extends from the ultrasonic region to the electromagnetic wave region, the light wave region, etc. in all frequency regions.
  • Reference 3 discloses an antenna for switching the corresponding frequency, but it is not continuously variable.
  • Reference 4 discloses a method of varying the resonance frequency by changing the signal path length in the electromagnetic wave region, but the variation is stepwise and not continuous. Suitable for situations where precise frequency changes are needed, in order to avoid flooding.
  • Reference 5 discloses a laser diode that arranges three electrodes in the light wave region to change the output wavelength, but high purity can be obtained because of the method of changing the physical length of the resonator. No wavelength output can be obtained.
  • Documents 6 and 7 disclose a method of continuously changing the frequency by combining a piezoelectric resonator and a phase shifter in the ultrasonic region, but the frequency variable range is the piezoelectric phenomenon.
  • Specific electromechanical coupling factor force The limit value of the frequency range that can be determined can not be exceeded. Further However, the wider the variable range, the more fatal the noise power in the band increases and the purity of the frequency degrades.
  • Document 8 discloses a technique for changing the phase to control the pointing direction of the antenna.
  • the frequency at which the sensitivity of the force antenna is maximum can not be varied.
  • Reference 9 discloses a method of continuously changing the antiresonance frequency by changing the distribution of the two powers applied to the two resonance units in the ultrasonic wave / electromagnetic wave region. In order to take advantage of the very small power value, there is a drawback that the frequency purity is degraded by the influence of external noise, and further improvement is necessary.
  • Patent Document 1 JP-A-11-295281 (
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-174436 (
  • Patent Document 3 Published 2004--519150 (Japanese Patent Application 2002-563613)
  • Patent Document 4 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005- 253059 (Japanese Patent Application No. 2005-26019)
  • Patent Document 5 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004--223111 (
  • Patent Document 6 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000--196358 (Japanese Patent Application No. 10--377053)
  • Patent Document 7 Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-313216 (Japanese Patent Application No. 9-122493)
  • Patent document 8 Unexamined-Japanese-Patent No. 2006--109425 (
  • Patent Document 9 International Publication WO2006 / 046672
  • the present invention provides a composite resonance circuit having the functions of a wide frequency adaptation region, a wide frequency variable range, a continuous frequency variable, a frequency output of high signal purity or high conversion efficiency, and It provides the application device.
  • FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a composite resonance circuit 1
  • FIG. 2 is a conceptual effect explanatory view of the complex resonant circuit 1;
  • Fig. 3 is a diagram showing a frequency variable characteristic of the composite resonance circuit 1.
  • FIG. 4 is a functional explanatory diagram of a resonant unit 2 of the composite resonant circuit 1;
  • FIG. 5 is a function explanatory diagram using a vector diagram.
  • FIG. 6 is a configuration diagram in the case where each branch of the T-end ladder circuit is a resonant circuit.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of an embodiment of an oscillator circuit.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of an embodiment of an unbalanced T-end ladder circuit.
  • FIG. 9 It is a block diagram in other circuits.
  • FIG. 10 It is a block diagram in multistage connection.
  • FIG. 11 is a conceptual configuration diagram of an example in which a resonance unit is configured by a piezoelectric device.
  • FIG. 12 is a conceptual configuration diagram of an example in which a resonance unit is configured by a MEMS resonator.
  • FIG. 13 is a conceptual configuration diagram of an example in which a resonance unit is configured by a strip line resonator.
  • FIG. 14 is a block diagram of an embodiment of a complex resonant circuit 1 for a nons-type transducer.
  • FIG. 15 is a block diagram of one embodiment of a composite resonance circuit for an unbalanced transducer.
  • FIG. 16 is a block diagram of an embodiment of a wireless antenna.
  • FIG. 17 is a block diagram of an embodiment of a laser diode.
  • FIG. 18 is a structural view of an embodiment of a mass sensor.
  • FIG. 19 is a configuration diagram of an embodiment of a non-type complex resonant circuit 1.
  • FIG. 20 is a block diagram of an embodiment of a non-type composite resonant circuit 1.
  • FIG. 21 is a block diagram of an example of the unbalanced type complex resonant circuit 1;
  • the details of the composite resonant circuit 1 of the present invention will be described using the embodiment 1 shown in FIG.
  • the composite resonant circuit 1 of the present invention comprises a resonant unit 2, four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4, a resonant output circuit 4 and a phase shift circuit 5.
  • this composite resonance circuit 1 is a control phase that characterizes the variable phase amount of the four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 while fixing the constants of the resonant unit 2
  • ⁇ By changing only the quantity ⁇ , a means is provided to the prior art for realizing the function of continuously variable frequency over a wide frequency variable range.
  • Resonant unit 2 having terminals of input terminal TS, output terminal TL, reference terminal RP, first (T11), second (T12), third (T21), fourth (T22), and an input terminal
  • a phase shift circuit 3-1 which is a phase shift ( ⁇ ) connected between the TS and the terminal T1, an input terminal T41 between the terminal T1 and the first terminal (T11) of the resonant unit 2, and And a resonant output circuit 4 whose output is connected to the terminal ⁇ 5, and a phase shift circuit 5 which makes a phase shift ( ⁇ 1) connected between the terminal ⁇ 5 and the output terminal TL,
  • a phase shift circuit 3-2 connected between the input terminal TS and the second (T12) terminal of the resonant unit 2 for phase shift ( ⁇ ), the input terminal TS and the third (T21) of the resonant unit 2
  • the phase shift circuit 3-3 which makes a phase shift ( ⁇ + ⁇ ) connected between the terminals of p and the phase shift (the terminal
  • It is a complex resonance circuit characterized by including a reactivity circuit 7 connected between a pair of series resonance characteristic elements 6-3 and an intermediate point of 6-4.
  • the control phase amount ⁇ characterizing the phase shift amount of the four phase shifters 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 is fixed to a certain value, for example, ⁇ 1.
  • ⁇ 1 the maximum value appears in the current flowing to the load ZL when the frequency is FR1. This phenomenon appears as if the complex resonant circuit 1 is a series connection circuit of an inductance element and a capacitance element, as approximately shown in FIG. If this control phase amount ⁇ is varied to ⁇ 2, the maximum value appears at another frequency FR2 different from FR1. If the control phase amount ⁇ is continuously varied, the frequency giving the maximum value can also be continuously varied.
  • the resonance frequency FR can be arbitrarily varied within the set range by controlling the control phase amount ⁇ .
  • the relationship between the control phase amount ⁇ and the resonance frequency FR is quantitatively illustrated in FIG.
  • the horizontal axis is the control phase amount ⁇ .
  • the vertical axis is scaled with the value of resonance frequency FR, with FO being 0 and F90 being 1.
  • these two frequencies F 0 and F 90 are determined by the shape and dimensions of the resonant unit 2 in the case of a distributed constant circuit, they can be set arbitrarily within a certain range. And these two frequency intervals can be set even when the limit of the electromechanical coupling coefficient is exceeded. That is, the feature of the present invention is that the frequency can be continuously varied beyond the limit of the electromechanical coupling coefficient that is the feature of the piezoelectric device, and this is the content realized for the first time.
  • the resonance chart 2 can be represented by a balanced ladder-type lumped constant equivalent circuit as shown in FIG. That is, the resonance unit 2 connects the series resonance characteristic element Z11 and the series resonance characteristic element Z12 in series between the terminal T11 and the terminal T12, and the series resonance characteristic element Z21 between the terminal T21 and the terminal T22. And the series connection of the series resonance characteristic element Z22, and the reactance circuit ZK is connected between the midpoints of the two series connections to form a non-intrusive ladder circuit.
  • the impedance elements of each branch forming this equivalent circuit are a combination of an element having an inductance component and an element having a capacitance component. At this stage, impedance is used for convenience of description.
  • the effects of the four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 shown in FIG. 1 are shown in FIG. 4 by marking four terminals Tl l, ⁇ 12, ⁇ 21, ⁇ 22.
  • the effects can be recaptured.
  • Equation (1) The meaning of Equation (1) is as follows. That is, the voltages el and e2 depend directly on the values obtained by dividing the applied voltages el1, el2, e21 and e22 by the impedance Z11, the impedance Z12, the impedance Z2 and the impedance Z22, respectively. This means that even if the values of impedance Zl l, impedance Z12, impedance Z21, and impedance Z22 deviate from the desired values, the value of voltages el and e2 can be made closer to the desired characteristics by increasing or decreasing the applied voltage. Means to be
  • control phase amount ⁇ is in the opposite direction between the applied voltage el 1 and the applied voltage el 2 passed through the phase shift circuits 3-1 and 3-2 shown in FIG. Given.
  • ⁇ is a control phase amount
  • ⁇ is an output frequency of the variable-frequency standard signal generator 8
  • A is a coefficient uniquely determined from the configuration of the resonance unit 2, and has frequency characteristics.
  • equation (1) is further transformed to obtain the following equation.
  • ⁇ is a coefficient that uniquely determines the constituent power of the resonant unit 2 and the frequency characteristic is have.
  • the absolute value eO of the applied voltage is also set equal, and It will be very easy.
  • the value on the left side of Formula (4) is to change from 1 to 0 to + 1 depending on the value of the control phase amount ⁇ .
  • the absolute value eO of the applied voltage is discussed as 1. That is, the current flowing in the impedance ZK in FIG. 4 advances, and changes to zero and delay.
  • Figure 5 The origin in Fig. 5 is the point where the virtual reference potential is 0, the horizontal axis is the same phase as the phase of the voltage applied to the input terminal TS, and the vertical axis has a phase difference of 90 ° to the phase of the applied voltage. Phase.
  • the control phase amount ⁇ By changing the control phase amount ⁇ , the potential difference between the terminal T11 2 and the terminal T21 22 in FIG. 4 can be continuously changed, and can even be made zero. This means the following.
  • the current flowing through the impedance ⁇ ⁇ ⁇ can be arbitrarily changed by changing the control phase amount ⁇ of the externally applied voltages el 1, el 2, e 21, e 22. This behaves as if the value of the impedance ⁇ ⁇ whose value is fixed changes equivalently by changing the control phase amount ⁇ .
  • a complex quantity electron volume an electronic switch. That is, for example, if the impedance ⁇ in FIG. 4 is configured with an element having an inductance component at the frequency in question, a complex quantity electronic volume in which the inductance value is continuously varied is configured, and a capacitance component is provided. If it is composed of different elements, it constitutes a complex quantity electron volume in which the capacitance value is continuously varied, and it is composed of an element having a resistance component. If so, a complex electronic volume whose resistance value is continuously varied is configured.
  • phase relationship of four phase relationships that is, ⁇ 1, 1 ⁇ , ⁇ + ⁇ , and ⁇ ⁇ ⁇
  • the two phase relationships that is, the relationship of phase differences of ⁇ 1 ⁇ are obtained.
  • the complex volume functions as an electronic volume capable of continuously controlling the range from impedance ⁇ to open (infinity), and further, in the open (infinity) case, the function has been described as an electronic switch. .
  • the resonance frequency can be varied by changing the control phase amount ⁇ .
  • the impedances Zl l, Z12, Z21, and Z22 include both the inductance component and the capacitance component, but the impedance ZK includes only the inductance component, or only the capacitance component, or both of them. It may be a configuration. Also, the impedance ZK may be realized using the two-terminal portion of the multi-terminal network. Therefore, the explanation is continued assuming that only the element of the capacitance component is connected. Let this capacitance value be CKZ2. In such a circuit configuration, when the frequency of the variable-frequency standard signal generator 8 is changed, for example, a maximum value appears in the current passing through the terminal T11 of the resonance unit 2. And the phenomenon of this maximum value expression simultaneously occurs in the terminal 12, the terminal 21 and the terminal 22. The frequency giving the maximum value of the current, that is, the resonance frequency FR is obtained by taking into consideration the imaginary component of the voltage with reference to FIG. The following equation is obtained from the condition that
  • the resonance frequency can be varied by varying the control phase amount ⁇ by equation (5). And, it is possible to continuously change between the frequency FO when the control phase amount ⁇ is '0 °' and the frequency F90 when the control phase amount ⁇ is '90 °.
  • equation (5) use CS / CK force, in which case equation (6).
  • control phase may exhibit negative resistance in the middle of "0 °" and "90 °". This supports the correctness of the arguments that have been made ignoring the loss component. Furthermore, it means that there is no deterioration of Q value in the whole variable frequency band. That is, the present invention achieves good frequency variation of signal purity.
  • FIG. 3 A numerical calculation of the behavior of equation (5) is shown in FIG. 3 above.
  • the horizontal axis is the control phase amount ⁇ .
  • the ordinate represents the value of the resonance frequency FR, with FO being 0 and F90 being 1.
  • the scaled resonance frequency on the vertical axis exhibits an extreme value. This means that terminals T11, T12, T21, and The same effect is obtained even if the control phase quantities ⁇ at the voltage el 1, the voltage el 2, the voltage e 21 and the voltage e 22 marked on the child T 22 are slightly different from the ideal control phase quantities. Means to express.
  • This complex resonant circuit 1 has the following functions as described above. That is, when the variable frequency type standard signal generator 8 is connected to the complex resonance circuit 1, a maximum value simultaneously appears in the current passing through the terminals T11, T12, ⁇ 21, ⁇ 22 of the resonance unit 2, and the control phase amount ⁇ is By changing the frequency, the frequency giving the maximum value of this current can be continuously varied within a predetermined frequency range. Since the maximum value of the current appears at any of the four terminals T11, T12, T21 and T22 simultaneously, at least one of the four terminals may be used. Therefore, in FIG. 1, the resonant current passing through the terminal T11 is detected.
  • a detection impedance ZDET may be inserted between the terminal T1 and the terminal T11, and the potential difference between both ends of the impedance may be read out using the differential amplifier AMP 1 .
  • the function of the phase shift circuit 5 has a phase compensation function to match the reference of the phase of the resonant current obtained by the resonant output circuit 4 with the reference of the phase of the input terminal TS. That is, for example, since the current flowing through the terminal T11 is displaced by the control phase amount ⁇ with respect to the phase of the voltage applied to the input terminal TS, this displacement is compensated to make resonance current information easy to handle. . Therefore, the phase shift circuit 5 performs phase compensation on the output information obtained by the current detection means in the reverse direction by the amount related to the control phase amount ⁇ . In this way, the phase reference of the output terminal TL and the phase reference of the output of the frequency variable standard signal generator 8 are matched. However, it is assumed that the nonessential phase shift is compensated by the prior art phase compensation means.
  • the circuit of FIG. 1 operates similar to that of FIG. 2 and thus becomes an easy-to-use circuit.
  • FIG. 7 is the same as the input terminal TS of the complex resonance circuit 1 shown in FIG. It consists of a power terminal TL and a cascade connection circuit of an amplifier AMP2 and an phase shift circuit 10 whose input and output terminals are connected to the two terminals.
  • the function of the amplifier AMP2 is set so that the loop gain of one round of the oscillation loop that functions as an oscillator satisfies the amplitude condition and the phase condition.
  • the amplitude condition is such that the amplification factor of AMP2 is set so that the loop gain exceeds “1” in the state where the phase condition is satisfied, and such setting is possible in the prior art. Since the phase condition of the loop should be an integral multiple of 2 ⁇ , the phase shift amount of the phase shift circuit 10 should be set appropriately to satisfy the condition that the integer multiple of 2 ⁇ is satisfied. ⁇ .
  • the degree of phase shift of the phase shift circuit 10 it is possible to change the degree of frequency of the prior art even in the case of this composite resonance circuit, so the frequency initial deviation of the resonance unit 2 is It can also be used as an adjustment to the target frequency or as a modulation function of the signal.
  • the complex resonant circuit 1 described above includes a resonant unit 2 having four terminals, four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4, and a resonant output circuit 4 And the phase shift circuit 5 and power.
  • a resonant unit 2 having four terminals, four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4, and a resonant output circuit 4 And the phase shift circuit 5 and power.
  • the complex resonant circuit 1 is composed of a resonant unit 2 having three terminals, two phase shift circuits 3-1 and 3-2, a resonant output circuit 4, and a phase shift circuit 5.
  • the resonant unit 2 is represented by an unbalanced ladder-type lumped-constant equivalent circuit. If the resonance unit 2 shown in Fig. 1 corresponds to a point that is a Nollens ladder type lumped constant equivalent circuit, the difference can be clearly understood.
  • a resonant unit 2 having an input terminal TS, an output terminal TL, a reference terminal RP, first () 11) and second ( ⁇ 12) terminals, and a reference terminal (TRP), Two phase shift circuits 3-1 and 3-2 connected between each of the two terminals and the input terminal and performing phase shift in opposite directions to each other, and the output current of one of the phase shift circuits And a resonant output circuit 4 for supplying a resonant output according to the size of the output to the output terminal, wherein the resonant unit 2 is connected between the first and second terminals and Of at least one pair connected in series with each other and having resonant frequencies substantially equal to each other.
  • a composite resonance circuit comprising: a resonance characteristic element; and a reactance circuit connected between the intermediate point and the reference terminal.
  • the resonance unit 2 having the terminals of the input terminal TS, the output terminal TL, the reference terminal RP, and the first (T11) and the second (T12) terminals, and the connection between the input terminal TS and the terminal T1
  • the input terminals ⁇ 41 and ⁇ 42 are connected between the phase shift circuit 3-1 which forms the phase shift () and the terminal T 1 and the first terminal T 11 of the resonant unit 2, and the output is connected to the terminal ⁇ 5 Resonant output circuit 4, phase shift circuit 5 connected between terminal ⁇ 5 and output terminal TL, and phase shift connected between input terminal TS and the second (T12) terminal of resonant unit 2 (- ⁇
  • the resonance unit 2 is connected between the first and second terminals, and one end of each is connected to each other at the middle point, and the resonance unit 2 is connected between the first and second terminals.
  • At least one pair of series resonant characteristic elements 6-1, 6-2 having a resonance frequency substantially equal to each other;
  • a reactance circuit 7 connected between the reference terminal
  • the control phase amount ⁇ characterizing the phase shift amount of the two phase shifters 3-1 and 3-2 is fixed to a certain value ⁇ 1.
  • ⁇ 1 the maximum current appears in the load ZL when the frequency is FR1.
  • this phenomenon appears as if the complex resonant circuit 1 is a series connection circuit of an inductance element and a capacitance element, as shown in FIG. If this control phase amount ⁇ is changed to ⁇ 2, the maximum value of the current flowing through the load ZL appears at another frequency FR2 different from FR1. If the control phase amount ⁇ is continuously varied, the frequency giving the maximum value can also be continuously varied.
  • these two frequency intervals can be set even when the electromechanical coupling coefficient limit is exceeded. That is, it is a feature of the present invention that the resonance frequency can be continuously changed beyond the limit of the electromechanical coupling coefficient which is a feature of the piezoelectric device, and is the content realized for the first time.
  • the configuration shown in FIG. 8 is a configuration in which the number of phase shift circuits is two and a half as the composite resonant circuit 1. Furthermore, when the resonant unit 2 shown in FIG. 8 is compared with the resonant unit 2 shown in FIG.
  • the principle that the same function can be obtained with almost a half configuration is as follows.
  • the virtual reference potential VRPR is generated inside the resonance unit 2 and that this virtual reference potential VRPR coincides with the reference potential TRP of the resonator in the case of the phase shift amount ⁇ force 0 °. Therefore, this reference potential TRP can be used as the external terminal RP.
  • the compound resonant circuit has a characteristic of having two symmetry with respect to this virtual reference potential (point).
  • the resonant unit 2 is configured to be able to use the virtual reference potential as the external terminal, the actual reference potential TRP can be used as the virtual reference potential as the resonant unit 2. If this is connected to the reference potential RP of the entire composite resonant circuit 1, the phase shift circuit will function with two halves.
  • the resonance unit 2 shown in FIG. 1 can be an unbalanced circuit.
  • the resonance unit 2 shown in FIG. 8 is obtained.
  • the resonance sheet 2 in FIG. 1 is the force whose equivalent constant is described in FIG. 6
  • This equivalent constant value force In the reactance circuit 7 in FIG. / 2 and the inductance 2 ⁇ LK!
  • the vibration unit 2 has a capacitance CK and an inductance LK. And there are three external terminals, Tl l, T12, and TRP.
  • the resonance unit has two powers, so-called “ladder type circuit” in which impedances Zl l, Z12, Z21 and Z22 are connected to the terminals Ti l, T12, T21 and T22, respectively.
  • laser type circuit impedances Zl l, Z12, Z21 and Z22 are connected to the terminals Ti l, T12, T21 and T22, respectively.
  • the circuit form of the resonant unit 2 of the present invention is not limited to this. That is, according to the teaching of the network theory, it may be an equivalent "lattice circuit” type or the like.
  • FIG. 9 illustrates another circuit form that forms part of the present invention.
  • FIG. 9 (a) is a circuit corresponding to the resonance unit 2 of FIG. 4
  • FIG. 9 (b) is a circuit corresponding to the resonance unit 2 of FIG. 6,
  • FIG. 9 (c) is a circuit of FIG. 9 (a).
  • Fig. 9 (d) is a circuit in which capacitance is added to both ends of the circuit in Fig. 9 (b).
  • FIG. 9 (d) the meaning of the relationship between FIG. 9 (d) and FIG. 9 (b) is as follows. That is, in FIG. 4, the voltage marked on terminals Til, T12, T21 and T22 has been discussed as ell, el2, e21 and e22. In this case, as in the circuit of FIG. 9 (d), a capacitance Cdl is connected between the terminals T11 and T21 of the circuit of FIG. 9 (b), and a capacitance Cd2 is connected between the terminals 12 and T22. The same effect as in the case of Fig. 9 (b) can be obtained. On the other hand, according to the network theory, as shown in FIG.
  • each branch is constituted of a piezoelectric vibrator, and in the case of FIG. 9 (d), the parallel capacitance of the piezoelectric vibrator is extracted. It may be possible to convert into Therefore, in such a case, the parallel capacitance unique to the piezoelectric vibrator is not affected. That is, continuously variable characteristics can be obtained within the range of two characteristic frequencies set arbitrarily.
  • FIG. 9 (e) there may be a circuit type shown in FIG. 9 (e). This is the same as the circuit of Fig. 4 which is the same balanced type ladder circuit, and Fig. 9 (e) is the ⁇ end type, compared to the T end type.
  • each of the resonance unit 2 of FIG. 1 or the resonance unit 2 of FIG. 8 is connected in multiple stages.
  • May be Fig. 10 (a) is an example of a lattice type resonant element circuit
  • Fig. 10 (b) is a case of a lattice type resonant element circuit.
  • the resonant unit 2 described above has the balanced ladder-type lumped-constant equivalent circuit shown in FIG.
  • the circuit is an unbalanced ladder-type lumped-constant equivalent circuit shown in FIG. 8, and the requirement is that at least two series resonance characteristic elements whose resonance frequencies are substantially equal, and a reactance circuit connected between them. It is characteristic that it becomes ⁇ .
  • the resonant unit 2 may be any form of device as long as it is a device that can be substantially represented by a lumped constant equivalent circuit. That is, the lumped constant equivalent circuit may be a distributed constant device equivalent to this.
  • the forms of the various vibration modes expressed inside are widely applicable without any particular limitation. That is, the present invention can be applied to all resonances of various vibration phenomena in a distributed constant circuit (three-dimensional circuit). Specifically, it may be in any form such as solid ultrasonic vibration, electromagnetic vibration in a broad sense, and fluid sound vibration. Thus, for example, it is possible to adapt to any frequency such as low frequency such as the sound area in air, the frequency of solid ultrasonic waves, the frequency of electromagnetic waves, the frequency of light, etc.
  • the means of coupling with the electric terminal in the distributed constant device ie, the means of energy exchange between the electric terminal and the internal energy, may be any of piezoelectric conversion, electrostatic conversion, magnetic conversion, electromagnetic conversion, etc. Even if it used.
  • the specific configuration of the distributed constant device is as follows. It is a resonant unit characterized by including a configuration in which a distributed constant circuit having at least two inherent resonances is provided with a transfer means with at least two electric energy coupled to each of the natural resonances.
  • Each of at least two resonances coupled to each other is at least three electrical terminals electrically coupled to the internal energy thereof.
  • the terminal symbol of the resonant unit 2 is the same as that of the resonant unit 2 of Example 1 (FIG. 1) or Example 3 (FIG. 8). This will be described together with the terminal symbol. Therefore, the operation as a whole of the complex resonant circuit in which the terminal units of the resonance unit 2 are matched and the respective terminals are connected is the same as the case of the embodiment 1 (FIG. 1) or the embodiment 3 (FIG. It is. Therefore, the configuration and operation of the resonant unit 2 itself will be described hereinafter. In the following, the configuration as a distributed constant device will be illustrated as a mixture of both balanced and unbalanced types.
  • FIG. 11 (a) is an example of a piezoelectric vibrator having a balanced configuration. At least one pair of electrodes 12-1 and 12-2 connected to the terminals T11 and T21 and at least one pair of electrodes connected to the terminals T12 and T22 on the main surface of the piezoelectric plate 11 The configuration is such that at least two sets of 1, 13-2 and are arranged.
  • FIG. 11 (b) shows a configuration in which the terminal T21 and the terminal T22 are connected to the terminal TRP in FIG. 11 (a).
  • FIG. 11 (b) shows a configuration in which the terminal T21 and the terminal T22 are connected to the terminal TRP in FIG. 11 (a).
  • FIG. 11 (c) shows an electrode configuration in which the electrode 12-2 and the electrode 13-2 are connected on the piezoelectric plate in FIG. 11 (a) and connected to the terminal T RP.
  • the electrodes 12-1 and 12-2 are opposed to both main surfaces of the piezoelectric plate 11, the electrodes 13-1 and 13-2 are connected, and the electrodes 15-1 and 15-2 are connected.
  • Electrode 12-1 is an external terminal T11
  • electrode 12-2 is an external terminal T21
  • electrode 13-1 is an external terminal T12
  • electrode 13-2 is an outer terminal T22
  • an electrode Connect 15-1 and 15-2 to the same potential.
  • the number of pairs of counter electrodes may be three or more, and only three pairs are illustrated.
  • FIG. 11 (e) is an example of a surface wave resonator, in which the excitation electrode is a cross finger electrode. At least one pair of electrodes 12-1 and 12-2 connected to the terminals T11 and T21, and at least one pair of electrodes connected to the terminals T12 and T22 on the main surface of the piezoelectric plate 11. It is a configuration in which at least two pairs of-1 and 13-2 are arranged.
  • a multilayer film layer 16, a lower electrode 14 and a piezoelectric thin film 11 for reflecting sound are disposed on the main surface of the substrate 17, and the divided electrode 12-1 and the divided electrode 13-1 are juxtaposed on it.
  • the lower electrode 14 is connected to the terminal TRP, the divided electrode 12-1 is connected to the terminal T11, and the divided electrode 13-1 is connected to the terminal T12.
  • the piezoelectric thin film 11 is made of, for example, ZnO.
  • Example 5 the example shown in FIG. 12 is in the category called a silicon MEMS resonator, and although the resonance unit 2 belongs to the same mechanical oscillator, a combination of electric vibration and mechanical vibration is used. Is realized by electrostatic force coupling phenomenon.
  • electrostatic force coupling phenomenon In order to realize the electrostatic coupling phenomenon, if a voltage of the same sign is applied to a pair of electrodes arranged with a gap, a repulsive force between the electrodes is applied if a voltage of a different sign is applied. Take advantage of the phenomenon of attraction.
  • the electrostatic drive means utilizing this phenomenon can drive the mechanical vibration of the silicon beam vibrator. In this electrostatic drive means, a force, an attraction, or both are generated between an electrode group disposed on a beam oscillator of silicon and an inner wall electrode group positioned with a gap therebetween, The beam oscillator is vibrated.
  • this vibrator comprises a silicon beam vibrator 18 having an electrode group on its surface, and an inner wall electrode group portion 19, and the central portion of the beam vibrator 18 is The inner wall electrode group 19 is disposed with a gap that does not come in contact with it.
  • the connection between the electrode group disposed on the beam vibrator 18, the inner wall electrode group, and the electrical terminals Tl l, T12, and TRP is a signal pattern change 20-1 20 — Do through 2
  • the resonance unit further including the electrostatic drive means and the signal pattern variation has the terminals T11, T12, and TRP, and realizes the resonance unit of the present invention in the MEMS element.
  • FIG. 12 (a) shows the structure of the beam vibrating body 18.
  • a rod-shaped vibrating body 18 made of silicon and having a substantially square cross-section to vibrate the beam, and a pair of two wires W11BP and W11BN on opposing surfaces of a length of 0.224 of the entire length of the rod,
  • the pair of W12BP and W12BN of two wires and the force are placed in orthogonal planes to support the beam oscillator and to have the function of applying a voltage.
  • the electrodes E11BP, E11BN, E12BP, E12BN electrically connected to each wire are placed on the opposite side of the center of the rod of each side. Arrange to the extent that it has the electrodes arranged and the opposing area.
  • a part of the ridge of the silicon beam vibrating body 18 is chamfered appropriately.
  • FIG. 12 (b) shows a layout of the beam vibrating body 18 and the inner wall electrode group 19 as viewed from the cross section of the central portion of the beam vibrating body 18. Electrodes E11DP, E11DN, E12DP, and E12DN are placed on each of the inner walls of the silicon block, the inner walls of which are squarely cut.
  • FIG. 12 (c) shows a cross-sectional view of the central portion in the longitudinal direction of the beam vibrator, and FIG. The relative positional relationship between 8 and its electrodes and inner wall electrode group 19 will be described. As shown in FIG. 8C, two pairs of four electrodes E11BP, E11BN, E12BP, and E12BN and four electrodes E11DP, E11DN, E12DP, and E12DN face each other with a gap therebetween.
  • FIG. 12 (d) four electrodes E11BP, EllBN, E12BP, E12BN of two threads, four electrodes E11DP, E11DN, E12DP, E12DN, and a terminal Ti as a resonance unit 2 are shown.
  • the four electrodes E11BP, E11BN, El IBP, and El lBN are connected to the terminal Ti 1 and the terminal TRP via the signal pattern variation 20-1.
  • the four electrodes E12DP, E12DN, E12DP, and E12DN are connected to the terminal T12 and the terminal TRP via the signal pattern change ⁇ 20-2.
  • Signal pattern variation 20-1 has a terminal T11 and a terminal connected to four electrodes E11DP, E11BP, E11DN, and El lBN.
  • the correlation of the signal patterns is +, +, +, one output in the order of the electrodes E11DP, E11BP, E11DN, and El lBN
  • the terminal T11 is When the applied vibration is-, it has the function of giving an output of one +, +, +, + phase power in the order of the electrodes E11DP, E11BP, E11DN, and Ell BN.
  • the signal pattern converter 20-2 In order to prevent charge accumulation on the silicon beam vibrator, it is also effective to set the output impedance of this signal pattern variation low.
  • the silicon beam vibrator can be driven by applying the driving power to the terminal T11, the terminal T12, and the terminal TRP.
  • the capacitance value between the opposing electrodes changes as the silicon beam vibrating body vibrates. This means that the value of the current with respect to the voltage applied between the opposing electrodes, that is, its admittance changes with the vibration of the silicon beam vibrator. Therefore, it is possible to give the function to detect this change in admittance to the signal pattern variation, detect the vibration state of the silicon beam vibrator, and use it to cause the sine wave vibration efficiently.
  • one of the additional counter electrode pairs is disposed on the silicon beam vibrator, the other is disposed on the inner wall, and means for directly detecting the amount related to the capacitance between the electrode pairs is used. Good.
  • FIG. 13 shows a configuration example of a resonance unit having a strip line as an element as an electromagnetic resonator.
  • FIG. 13 (a) is an example of a stripline resonance unit of an unbalanced T-type ladder resonant circuit.
  • a strip line 22-1 connected to the terminals T11 and T12 at both ends is disposed on the board 21 and a strip line 22-2 is connected to the center of the strip line 22-1, and this strip line is formed. Connect another end of 22-2 to the terminal TRP.
  • the frequency variable range can be set arbitrarily.
  • FIG. 13 (b) is an example of a stripline resonance sensor of a Norrances type T ladder-type resonant circuit.
  • a strip line 22-1 connected to the terminals T11 and T12 at both ends is disposed on the board 21.
  • a central portion of the strip line 22-1 and both ends are connected to the terminals T21 and T22.
  • the stripline 22-3 is disposed, and the ends of the stripline 22-2 are respectively connected between the center portion of the stripline 22-3 and
  • the frequency variable range can be set arbitrarily by selecting the length of three strip lines.
  • FIG. 13 (c) is an example of a stripline resonance sheet of a balanced ⁇ ladder-type resonant circuit.
  • a strip line 22-1 connected to the terminals T11 and T12 at both ends is disposed on the plate of the substrate 21 and a strip line 22-3 connected to the terminals T21 and 22 at both ends is disposed.
  • the strip line 22-2 A stripline 22-4 is connected between the ends of the stripline 22-1 connected to the terminal T 12 and in the vicinity of the end of the stripline 22-3 connected to the terminal T 22. Connect both ends of the The frequency variable range can be set arbitrarily by selecting the length of four strip lines.
  • the example shown in FIG. 13 (d) is an example of a stripline resonance sensor of a non-T-type T ladder-type resonant circuit.
  • a strip line 22-1 connected to the terminals T11 and T12 at both ends is disposed on a plate of the substrate 21, and a strip line 223 connected to the terminals T21 and T22 is disposed at both ends.
  • the strip line 22-2 is disposed at an intermediate region between the central portion of the line 22-1 and the central portion of the strip line 22-3 with a gap.
  • the frequency variable range can be arbitrarily set by selecting the lengths of the three strip lines and the gap spacing.
  • the Stitch Prime 22-2 may be a dielectric resonator that functions in various resonance modes.
  • Transducers are devices that have an energy conversion function between electrical energy and the desired energy.
  • a complex resonance circuit is configured by using a resonance unit 2-1 that transfers energy.
  • These transducers are generally reversible circuits, but in the following description, only one direction will be described, in which electrical energy is input to obtain desired other energy.
  • the output space is exposed to the resonant unit in order to output energy from at least a part of the resonant unit 2-1. If you have
  • vibration resonance of the resonant unit is
  • the medium force is also configured to flow out to the outside with a portion of the energy flowing out toward the outside.
  • This structure is defined as an exposed structure. That is, an opening may be formed in part of the outer wall, and the opening may be sealed with a material that does not reflect this energy completely. Alternatively, the reflection of energy may be incomplete.
  • the resonance unit 2-1 either a balanced resonance unit having four terminals or an unbalanced resonance unit having three terminals may be used.
  • the resonant output circuit 4 the phase shift circuit 5 for phase compensation, and the output terminal TL, which were included in the composite resonant circuit 1 shown in the first and third embodiments, are basically It is unnecessary.
  • the seventh embodiment as a case of a balanced resonance unit, a case of transmitting and receiving ultrasonic energy as external energy will be described as an example.
  • the eighth embodiment as an example of the unbalanced resonance unit, the case of transferring ultrasonic energy as external energy will be described as an example.
  • the ninth embodiment the case of transmitting and receiving electromagnetic wave energy as external energy will be described.
  • the tenth embodiment the case of outputting light energy as external energy will be described.
  • the complex resonant circuit 1 of the present invention is composed of a resonant unit 2-1 that exchanges energy, and four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3 and 3-4. Then, in the complex resonance circuit 1, while the constants of the resonance unit 2-1 are fixed, the variable phase amounts of the four phase shift circuits 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 are determined. By changing only the control phase amount to characterize, there is no need in the prior art to realize a function capable of continuously changing the frequency of the maximum sensitivity of energy exchange with the outside over a wide frequency range. It is provided.
  • Resonant unit 2-1 having an input terminal TS, a reference terminal RP, a first (T11), a second (T12), a third (T21), and a fourth (T22) terminals to exchange energy
  • a phase shift circuit 3-1 connected between the input terminal TS and the first terminal (T11) of the resonant unit 2-1, which forms a phase shift ( ⁇ ), an input terminal TS and a second of the resonant unit 2-1. It is connected between the phase shift circuit 3-2 with phase shift (- ⁇ ) connected between the terminals of (T12), the input terminal TS and the third (T21) terminal of the resonance unit 2-1.
  • Phase shift circuit 3-3 that forms a phase shift ( ⁇ + ⁇ ), the input terminal TS and the resonance unit 2
  • the resonance unit 2-1 which is composed of a phase shift circuit 3-4 that makes a phase shift ( ⁇ - ⁇ ) connected between the fourth (T22) terminals of 1 and 1 and performs energy exchange, is an X-cut. It has a structure in which electrodes 12-1, 12-2, 13-1, and 13-2 are disposed opposite to both main surfaces of the piezoelectric plate 11 using a quartz plate, and the electrode 12-1 is used as the external terminal T11.
  • the electrode 12-2 is connected to the external terminal T21, the electrode 13-1 is connected to the external terminal T12, and the electrode 13-2 is connected to the external terminal ⁇ 22. Since this resonance screen 2-1 emits acoustic energy in both longitudinal directions of the piezoelectric plate 11, at least this portion has a structure exposed to the external space.
  • the frequency of the sensitivity maximum can be changed by changing the control phase amount ⁇ , but the relationship between the frequency (resonance frequency) of the maximum sensitivity and the control phase amount ⁇ Has the relationship shown in FIG. The principle of performing such an operation has already been explained, so it will be omitted.
  • a resonant unit 2-1 which has an input terminal TS, first ( ⁇ 11) and second ( ⁇ 12) terminals and a reference terminal (TRP) and performs energy exchange, and the first and second
  • the resonant unit 2-1 is substantially composed of two phase shift circuits 3-1 and 3-2 which are connected between each of the terminals and the input terminal and perform phase shifts in opposite directions to each other.
  • two X-cut quartz plates 111 and 112 of the same thickness on both main surfaces of which electrodes 12-1 and 14 are arranged, and those on which electrodes 14 and 13-1 are arranged The electrodes 12-1 and 12-1 are aligned in the reverse direction, with the crystal axis + ⁇ direction (the direction of the arrow in Fig. 15) of the quartz plates aligned in the opposite direction, and the electrode 13-1 to the external terminal T12.
  • the electrode 14 is connected to a terminal TRP.
  • the resonance unit 2-1 in this case is formed of the X-cut crystal plate, the thickness-longitudinal vibration is caused, and the ultrasonic energy of the longitudinal vibration is detected from both sides of the X-cut crystal plate from the outside. It shoots in a direction of force. In this way, it is converted into the electrical engineering Nergika acoustic energy AP supplied from the variable frequency type standard signal generator 8.
  • the frequency giving the maximum conversion efficiency is the resonance frequency FR, and the resonance frequency FR can be arbitrarily varied within the set range by controlling the control phase amount ⁇ .
  • variable frequency range can be expanded to approximately (m: l) in proportion to the number m used. This corresponds to the case where the resonant units 2 shown in FIG. 10 are connected in multiple stages.
  • the resonant unit 2-1 in FIG. 16 is a T-type doublet antenna composed of conductive wires.
  • the auxiliary wire and insulating part that maintain the T-shape are not shown because they are not essential.
  • the lateral length of the T type is from C1 to C2, and the longitudinal length from the central part A point is also from A to D.
  • the point A of the resonance unit 2-1 also has two points B1 and B2 which are laterally separated.
  • the points T11 and T12 of the resonance unit 2-1 are drawn out, and are connected to the terminals T11 and T12, respectively.
  • the terminal T11 is connected to the terminal T1 via a feeder, and the phase shift circuit 3-1 is connected between the terminal T1 and the terminal TS.
  • the terminal T12 is connected to the terminal T2 via a feeder, and the phase shift circuit 3-2 is connected between the terminal T2 and the terminal TS.
  • variable frequency type standard frequency generator 8 is connected between the terminal TS and the reference potential RP.
  • D point (TRP) of resonant unit 2-1 is connected to the reference potential RP.
  • This resonance unit 2-1 is a doublet antenna having a length from C1 to C2 when the control phase amount ⁇ is 90 °, and when the control phase amount ⁇ is 0 °, the conductor wire from point A to point D The influence is manifested, and it operates as a doublet antenna with a length different from the length from C1 to C2 equivalently.
  • control phase amount ⁇ up to 90 °, it behaves as if the length of the effective doublet antenna is changed, and the electromagnetic energy EMP is radiated into space. That is, the frequency with the highest sensitivity can be varied. Ru.
  • the point of the terminal Ti1 is used as the point B1 of the conducting wire, and the point C1 of the conducting wire is not used because the characteristic impedance of the feeder and the local impedance of the antenna are matched. , And may be adjusted arbitrarily.
  • the resonant unit 2-1 further includes an active layer 23, a P-type distributed Bragg reflector 24 and an N-type distributed Bragg reflector 25;
  • the split electrode 12-1 and the split electrode 13-1 are disposed on one side of the outer side, and the common electrode 14 is disposed on the opposite side.
  • FIG. 17 (b) The planar structure of the divided electrodes is shown in FIG. 17 (b). A gap for emitting light output is provided between the split electrode 12-1 and the split electrode 13-1.
  • the divided electrode 12-1 is connected to the terminal T11, the divided electrode 13-1 is connected to the terminal T12, and the common electrode 14 is connected to the terminal TRP to constitute a resonant unit 2-1.
  • phase shift circuit 3-1 forming a phase shift ( ⁇ ) is connected, and the terminal T1 is connected to the terminal T11.
  • Terminal TRP is connected to the reference potential RP.
  • this composite resonant circuit 1 is as follows.
  • a variable frequency type standard frequency generator 8 is connected between TS and a reference potential RP to apply high frequency power. Further, necessary DC power is superimposed by the DC power supply 26.
  • the composite resonance circuit 1 can continuously change the wavelength of the output light LP by, for example, a stimulated Raman effect, according to the control phase amount ⁇ .
  • the light energy output LP is emitted in the direction perpendicular to the plane from the divisional gap portion of the two divided electrodes 12-1 and 13-1.
  • a shielding window is provided, and the dimensions of this window can be adjusted to obtain single mode or multi mode.
  • the dimensions of this shielding window can be adjusted to obtain a double mode oscillation.
  • the composite resonant circuit 1 of the present invention is realized by the optical circuit element of the prior art. It may be an optical fiber circuit, a space propagation optical circuit, etc.
  • Prior art mass sensors are disclosed as QCM (Quartz Crystal Microbalanc e) and many adsorption sensor powers applying this principle, for example, as disclosed in Patent Publication 2007-8597.
  • QCM Quadrat Crystal Microbalanc e
  • the principle of operation is that the amount of substance adsorbed to the surface of a vibrating body having one substantially fixed resonant frequency is the change in the resonant frequency of the vibrating body or the change in the equivalent impedance at that frequency. It pays attention to detection.
  • the resonance frequency can be varied in a wide range, it is used to detect the amount of the adhering substance with high accuracy while considering the penetration of the wave.
  • the complex resonant circuit 1 is configured of a resonant unit 2 having three terminals, two phase shift circuits 3-1 and 3-2, a resonant output circuit 4 and a phase shift circuit 5.
  • the complex resonant circuit 1 has a resonant unit 2 having terminals of an input terminal TS, an output terminal TL, a reference terminal RP, first (T11) and second (T12) terminals, and an input terminal TS Between the terminal T1 and the first terminal T11 of the resonant unit 2, the input terminals ⁇ 41 and ⁇ 42 are connected between the phase shift circuit 3-1 which forms the phase shift ( ⁇ ) connected between the terminal and the terminal T1 and the output Between the terminal ⁇ 5 and the phase shift circuit 5 connected between the terminal ⁇ 5 and the output terminal TL, and between the input terminal TS and the second ( ⁇ 12) terminal of the resonance unit 2 The phase shift circuit 3-2 which forms the phase shift ( ⁇ ) connected also becomes a force.
  • Resonant unit 2 has electrodes 12-1 and 14 arranged on both main surfaces of two X-cut quartz plates 11-1 and 11-2 having substantially the same thickness. And electrodes 14 and 13-1 are aligned in the opposite direction, with the crystal axis + ⁇ direction (the direction of the arrow in Fig. 18) of the quartz plates aligned, and electrode 12-1 is attached to the outside Electrode 13-1 to the terminal T11, electrode 1 to the external terminal T12 4 is connected to the terminal TRP.
  • the resonance unit 2 is an exposed structure on the outside of the electrode 12-1 in order to attach a substance to be detected. If necessary, a selective adsorption layer 27 is disposed on the outside of the electrode 12-1 to efficiently deposit only the desired deposition substance. The attached substance 28 adheres to the outside of the selective adsorption layer 27.
  • the resonance frequency FO when the phase shift amount ⁇ force is 0 ° and the resonance frequency F90 when the phase shift amount ⁇ force is 90 ° the ratio of these two frequencies is It becomes almost (1: 2).
  • the frequencies within the two frequency ranges can be swept continuously. .
  • the frequency when the amount of phase shift ⁇ force is 5 ° changes depending on the thickness of the selective adsorption layer 27 and the adhering substance 28 or the like.
  • the degree of this change does not become a constant ratio depending on the thickness etc. It is detectable.
  • the impedance can be calculated by observing the power attenuation amount of the terminal TS and the terminal TL, it is possible to detect not only the resonance frequency but also the change in the loss component when the attached substance adheres. Further, if only the change in frequency is to be observed, it is only necessary to observe the absolute value of the current flowing through the terminal 41, so the phase shift circuit 5 is unnecessary.
  • those composite circuits include a plurality of phase shift circuits, but it is possible that the same function can be realized even in a configuration in which the number of these circuits is reduced. explain.
  • the reason is that the first (terminal 11) and the second (terminal) are apparent from the fact that the control phase amount ⁇ is indicated by an arc-shaped arrow having arrowheads at both ends in the vector diagram of FIG. 12)
  • the phase difference between the voltages applied to the third (terminal 21) and the fourth (terminal 22) is defined by the control phase amount ⁇ .
  • phase difference is defined, even if a phase shift amount equal to the control phase amount ( ⁇ ) is added to all the phase shift amounts of the plurality of phase shift circuits, for example, Since the phase difference between each phase shift circuit is preserved, all the effects of the present invention will be preserved. By performing such an operation, it is possible to eliminate the need for a phase shift circuit in which the phase difference between the input and output is (0), that is, the phase relationship between the input and output is the same phase.
  • the embodiment will be described, in which the resonance unit 2 is balanced and the resonance unit 2 is unbalanced. It divides and explains.
  • the complex resonant circuit 1 has an input terminal TS, an output terminal TL, a reference terminal RP, and first (T11), second (T12), third (T21), fourth ( A resonant unit 2 having a terminal T22), a phase shift circuit 3-5 forming a phase shift (2 X ⁇ ) connected between an input terminal TS and a terminal T1, a terminal T1 and a first terminal of a resonant unit 2 (T11), and the input terminal T41 and T42 are connected between the input terminal TS and the second terminal (T12) of the resonance unit 2, and the output thereof is connected to the output terminal TL.
  • Resonant output circuit 4 a phase shift circuit 3-7 which forms a phase shift ( ⁇ + 2 X ⁇ ) connected between the input terminal TS and the third (T 21) terminal of the resonant unit 2, and the input terminal TS And a phase shift circuit 3-6 which forms a phase shift ( ⁇ ) connected between the fourth ( ⁇ 22) terminals of the resonance unit 2 and the like.
  • the resonant unit 2 is connected between the first ( ⁇ 11) and second ( ⁇ 12) terminals, V at its midpoint, one end of each is connected to each other, and each other is substantially connected to each other.
  • Etc. connected between the third ( ⁇ 21) and fourth ( ⁇ 22) terminals, at the midpoint between at least one pair of series resonant characteristic elements 6-1 and 6-2 having an equivalent resonant frequency, etc.
  • At an intermediate point an intermediate point between at least one pair of series resonant characteristic elements 6-3 and 6-4 having respective ends connected to each other and having resonance frequencies substantially equal to each other; And a reactance circuit 7 connected between them.
  • phase shift circuit the phase shift circuit 3-5, the phase shift circuit 3-6 and the phase shift circuit 3-7 are formed!
  • this resonance unit is a balance circuit
  • the complex resonant circuit 1 has an input terminal TS, an output terminal TL, a reference terminal RP, and first (T11), second (T12), third (T21), fourth ( A resonant unit 2 having a terminal of ⁇ 22), a phase shift circuit 3-5 having a phase shift (2 ⁇ ) connected between an input terminal TS and a terminal T1, a terminal T1 and a first terminal of the resonant unit 2 (T11), and the input terminal T41 and ⁇ 42 are connected between the input terminal TS and the second terminal (T12) of the resonance unit 2
  • a resonant output circuit 4 whose force is connected to the output terminal TL, and a phase shift circuit 3-8 which performs a phase shift ( ⁇ ) connected between the input terminal TS and the terminal of the third (T21) of the resonant unit 2
  • a phase shift circuit 3-6 for phase shift ( ⁇ ) connected between the input terminal TS and the terminal of the fourth ( ⁇ 22) of the resonance unit 2 is also a force.
  • the resonant unit 2 is connected between the first ( ⁇ 11) and second ( ⁇ 12) terminals, V at its midpoint, one end of each is connected to each other, and substantially each other.
  • Etc. connected between the third ( ⁇ 21) and fourth ( ⁇ 22) terminals, at the midpoint between at least one pair of series resonant characteristic elements 6-1 and 6-2 having an equivalent resonant frequency, etc.
  • At an intermediate point an intermediate point between at least one pair of series resonant characteristic elements 6-3 and 6-4 having respective ends connected to each other and having resonance frequencies substantially equal to each other; And a reactance circuit 7 connected between them.
  • phase shift circuit 3-5 As the phase shift circuit, the phase shift circuit 3-5, the phase shift circuit 3-6 and the phase shift circuit 3-8 are formed.
  • phase shift circuits 3-6 and 3-8 are circuits with a fixed phase shift of ( ⁇ ), they can be realized using an inverting amplifier or the like. It is.
  • the push-pull amplifier is in the phase inversion relationship. It is also possible to use the
  • the composite resonant circuit 1 has an input terminal TS, an output terminal TL, a reference terminal RP, and first (Tl 1) and second (T12) terminals and a reference terminal (TRP).
  • a phase shift circuit 3 having a phase shift (2 X ⁇ ) connected between the resonance unit 2 and the input terminal TS and the terminal T1.
  • Terminal 5 and the first terminal (T11) of resonant unit 2 are connected, and between input terminal TS and the second terminal (T12) of resonant unit 2, input terminal T41, 41 42,
  • the resonant output circuit 4 is connected to the output terminal TL and its output is connected to the output terminal TL.
  • the resonant unit 2 is connected between the first and second terminals, and at least one end of each is connected to each other at an intermediate point and has at least a resonant frequency substantially equal to each other. Also includes a pair of series resonant characteristic elements, and a reactance circuit connected between the intermediate point and the reference terminal.
  • the resonant unit 2 is either balanced or unbalanced in either the lumped element or the distributed constant circuit. What is configurable in any of the two forms of type is what is taught in the prior art.
  • the composite resonant circuit of the present invention is the completely different configuration as the configuration of the band pass filter of the prior art as described below.
  • (A) The connection form of input and output is different. That is, even with the minimum configuration, the composite vibrator 2 of the present invention is a six-terminal network (three-to-two terminal circuit). On the other hand, the minimum configuration of the prior art filter is a four-terminal network (two-to-two terminal circuit). Thus, the composite resonant circuit and the prior art bandpass filter are essentially separate inventions. However, in the converter, there are 6 terminals including 2 terminals of converted energy.
  • the input / output impedance connected to the 4-terminal circuit with the minimum configuration is selected to a value related to the band.
  • the impedance on the power supply side is adjusted to the value related to the loss of the resonant unit. If high signal purity is required, set the power supply's impedance as low as possible to prevent load Q degradation. As the resonance unit, a high Q value can be realized by making the coupling with the external electric terminal loosely coupled.
  • the output information is a single-resonance frequency variable device, which does not output a wide frequency range of response over a range as in a band pass filter.
  • Table 1 summarizes the comparison between the above-described composite resonant circuit of the present invention and the prior art filter. [Table 1]
  • the complex resonant circuit of the present invention combines the resonant unit 2 and the phase shift circuit, and controls the control phase amount to obtain two arbitrarily set natural resonant frequencies.
  • the frequency range is novel and inventive because it can be continuously varied while maintaining high purity frequency, at least in the case of a wide frequency range beyond the limit of piezoelectricity.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Crystallography & Structural Chemistry (AREA)
  • Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

【課題】信号純度の高い可変周波数源を得ること。 【構成】中間点において互いに直列接続されかつ互いに相等しい共振周波数を有する共振素子対からなる直列共振回路の両端に互いに逆方向の位相シフトを与える位相シフト回路を接続しておいて、当該中間点と当該位相シフト回路の入力側との間に交流電力を供給して得られる当該直列共振回路の共振出力を外部出力とした。

Description

明 細 書
複合共振回路
発明の利用分野
[0001] 本発明は、固有共振を持つ複合共振器に互いにことなる位相差を持った電気信号 を印加することにより、その共振器の共振周波数を連続的に掃引可能としたもので、 個別電子素子により構成された共振器、或いは、圧電共振子、 MEMS (Micro Ele cro Mechanical System)共振子、光共振器等を含んだ共振器で構成され、及 び、周波数可変可能な、超音波変換子、無線用アンテナ、電光変換子、周波数発振 器等に関する。
従来技術
[0002] 通信機器や観測機器にぉ ヽては、信号純度の高!ヽ周波数源 (時間源)が必要であ り、更に、広い周波数範囲に渡って、この周波数源の周波数を可変周波数としたいと 言う課題がある。そして、その要求周波数範囲は、超音波領域から、電磁波領域、光 波領域等まで、全ての周波数領域に及ぶ。
[0003] 文献 2、に、超音波領域において、超音波トランスジユーサが開示されている力 周波数の連続可変ができな 、。
[0004] 文献 3に、対応周波数を切り替えるアンテナが開示されているが、連続可変ではな い。
[0005] 文献 4に、電磁波領域において、信号経路長をスィッチで変えることによって、共 振周波数を可変する方法が開示されているが、その可変は、段階的であって、連続 化変ではな ヽために、精密な周波数変化が必要な場合には適さな 、。
[0006] 文献 5に、光波領域において、電極を 3つ配して、出力波長を可変するレーザーダ ィオードが開示されているが、共振器の物理的長さを変える方法のために、高純度 の波長出力が得られない。
[0007] 文献 6、 7に、超音波領域にお!、て、圧電共振器と位相推移器を組み合わせて、周 波数連続可変する方法が開示されているが、その周波数可変範囲は、圧電現象特 有の電気機械結合係数力 決まる周波数範囲の限界値を超えることができない。更 に、可変範囲を広くする程、帯域内雑音電力が増大し周波数の純度が劣化すると言 う致命的欠点がある。
[0008] 文献 8に位相を変えて、アンテナの指向方向を制御する技術が開示されている力 アンテナの感度最大の周波数を可変することはできな 、。
[0009] 文献 9に、超音波 ·電磁波領域において、 2つの共振ユニットに印加する 2つの電力 の配分を変えることによって、反共振周波数を連続的に変える方法が開示されている 力 反共振周波数と言う電力値の非常に小さい点を利用する為に、外部雑音の影響 を受けて周波数純度が劣化すると言う欠点があり、更なる改善が必要である。
特許文献 1 :特開 平 11— 295281 ( || 平 10— 114130)
特許文献 2 :特開 平 10— 174436 ( || 平 8— 346591)
特許文献 3 :公表 2004- - 519150 (特願 2002 - 563613)
特許文献 4:特開 2005- - 253059 (特願 2005 - 26019)
特許文献 5 :特開 2004- - 223111 ( || 2004 - 28852)
特許文献 6 :特開 2000- - 196358 (特願 平 10- - 377053)
特許文献 7 :特開 平 10— 313216 (特願 平 9 - 122493)
特許文献 8 :特開 2006- - 109425 ( || 2005 - 257600)
特許文献 9：国際公開 WO2006/046672
発明の開示
[0010] 本発明は、以上のような課題に鑑み、広い周波数適応領域、広い周波数可変範囲 、周波数連続可変、高信号純度あるいは高変換効率の周波数出力、の機能を兼ね 備えた複合共振回路およびその応用デバイスを提供するものである。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]複合共振回路 1の実施例の構成図である。
[図 2]複合共振回路 1の概念効果説明図である。
[図 3]複合共振回路 1の周波数可変特性を示す図である。
[図 4]複合共振回路 1の共振ユニット 2の機能説明図である。
[図 5]ベクトル図を用いた機能説明図である。
[図 6]T端型梯子型回路の各枝路が共振回路の場合の構成図である。 [図 7]発振回路の実施例構成図である。
[図 8]アンバランス型 T端型梯子型回路の実施例の構成図である。
[図 9]その他の回路での構成図である。
[図 10]多段接続での構成図である。
[図 11]共振ユ ットを圧電デバイスで構成した例の概念構成図である。
[図 12]共振ユニットを MEMS共振器で構成した例の概念構成図である。
[図 13]共振ユニットをストリップライン共振器で構成した例の概念構成図である。
[図 14]ノ ンス型変換子用の複合共振回路 1の実施例の構成図である。
[図 15]アンバランス型変換子用の複合共振回路 1実施例の構成図である。
[図 16]無線アンテナの実施例の構成図である。
[図 17]レーザーダイオードの実施例の構成図である。
[図 18]質量センサの実施例の構造図である。
[図 19]ノ ンス型の複合共振回路 1の実施例の構成図である。
[図 20]ノ ンス型の複合共振回路 1の実施例の構成図である。
[図 21]アンバランス型の複合共振回路 1の実施例の構成図である。
符号の説明
1 複合共振回路
2 共振ユニット
3— 1、 3— 2、 · ·、 3—n 位相シフト回路
4 共振出力回路
5 位相シフト回路
Zl l、 Z12、 Zl l、 Z12、 ZK インピーダンス素子
6— 1、 6— 2、 6— 3、 6— 4 直列共振特性素子
7 リアクタンス回路
8 周波数可変型標準信号発生器
9 負荷抵抗
10 位相シフト回路
11 圧電板 12— 1、 12— 2、 13— 1、 13— 2、 14、 15— 1、 15— 2 電極
16 多層膜層
17 基板
18 ビーム振動体
19 内壁電極群
20- 1, 20- 2 信号パターン変翻
21 基板
22— 1、 22— 2、 22— 3、 22— 4 ストリップライン
23 活性層
24 P型分布ブラッグ反射層
25 N型分布ブラッグ反射層
26 直流電源
27 選択吸着層
28 付着物質
発明を実施するための形態
[0013] 図 1に示した実施例 1を用いて、本発明の複合共振回路 1の詳細を説明する。本発 明の複合共振回路 1は、共振ユニット 2と、 4つの位相シフト回路 3— 1, 3- 2, 3- 3 , 3— 4と、共振出力回路 4と、位相シフト回路 5とからなる。そして、この複合共振回路 1は、共振ユニット 2の諸定数を固定したまま、 4つの位相シフト回路 3— 1, 3- 2, 3 - 3, 3—4の可変すべき位相量を特徴付ける制御位相量 φのみを変えることによつ て、広い周波数可変範囲での、周波数連続可変の機能を実現すると言う従来技術に 無 、新 、手段を提供するものである。
[0014] 以下に、具体的な構成について図 1を用いて説明する。入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RPと、第 1 (T11)、第 2 (T12)、第 3 (T21)、第 4 (T22)の端子を有 する共振ユニット 2と、入力端子 TSと端子 T1の間に接続された位相シフト（ φ )をな す位相シフト回路 3—1と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 (T11)の間に、入力端 子 T41と、 Τ42と、を接続され、その出力を端子 Τ5に接続された共振出力回路 4と、 端子 Τ5と出力端子 TLの間に接続された位相シフト（φ )をなす位相シフト回路 5と、 入力端子 TSと共振ユニット 2の第 2 (T12)の端子の間に接続された位相シフト（― φ )をなす位相シフト回路 3— 2と、入力端子 TSと共振ユニット 2の第 3 (T21)の端子の 間に接続された位相シフト（π + φ )をなす位相シフト回路 3— 3と、入力端子 TSと共 振ユニット 2の第 4 (Τ22)の端子の間に接続された位相シフト（ π— φ )をなす位相シ フト回路 3— 4と、からなり、共振ユニット 2は、第 1 (Τ11)及び第 2 (Τ12)端子の間に 接続されて、中間点にお 、て各々の一端が互 、に接続されかつ互 、に実質的に相 等しい共振周波数を有する少なくとも 1対の直列共振特性素子 6— 1と、 6— 2と、の 中間点と、第 3 (Τ21)及び第 4 (Τ22)端子の間に接続されて、中間点において各々 の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくと も 1対の直列共振特性素子 6— 3と、 6— 4と、の中間点と、の間に接続されたリアクタ ンス回路 7と、を含むことを特徴とする複合共振回路である。
[0015] 次に、複合共振回路 1の動作の説明をする。複合共振回路 1の、入力端子 TSと基 準端子 RPの間に周波数可変型標準信号発生器 8を接続し、出力端子 TLと基準端 子 RPの間に負荷 ZL9を接続する。
[0016] 4つの位相器 3— 1, 3 - 2, 3- 3, 3— 4の位相シフト量を特徴付けている制御位相 量 φを或る値に、例えば、 φ 1に固定しておき、周波数可変型標準信号発生器 8の 出力周波数を変化させると、周波数が FR1の時に負荷 ZLに流れる電流に最大値が 現れる。この現象は近似的に図 2に示すように、複合共振回路 1がインダクタンス素 子とキャパシタンス素子の直列接続回路のように見える。この制御位相量 φを可変し 、 φ 2とすると、 FR1とは違う別な周波数 FR2に最大値が現れる。そして、この制御位 相量 φを連続可変すれば、最大値を与える周波数も連続可変可能である。
[0017] 位相変移量 φが" 0° "の時の共振周波数 FOとし、位相変移量 φが" 90° "の時の 共振周波数 F90とし、 0° 力も 90° の範囲内で変移させると、これらの 2つの周波数 の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。即ち、この共振周波数 FRは、制御 位相量 φを制御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。図 3 に、この制御位相量 φと共振周波数 FRの関係を定量的に例示する。横軸は制御位 相量 φである。縦軸は共振周波数 FRの値を、 FOを 0、 F90を 1として基準化してある [0018] これら 2つの周波数 F0、 F90は共振ユニット 2が分布定数回路の場合にはその回 路の形状寸法で決まるので、ある範囲内で任意に設定可能である。そして、これら 2 つの周波数間隔は、電気機械結合係数の限界を超えた場合も設定可能である。即 ち、圧電デバイスの特徴である電気機械結合係数の限界を超えて周波数が連続可 変可能であることが本発明の特徴であり、初めて実現した内容である。
[0019] 次に、このような動作をする原理について説明する。本発明の特徴である周波数可 変の原理は、共振ユニット 2と位相シフト回路 3— 1、 3— 2、 3— 3、 3— 4の組み合わ せ部分にあるので、その部分の構成を抜き出して図 4を用いて説明する。共振ュ-ッ ト 2は、図 4に示したようなバランス型梯子型集中定数等価回路で表現できる。即ち、 共振ユニット 2は、端子 T11と端子 T12の間に、直列共振特性素子 Z11と、直列共振 特性素子 Z12の直列接続を接続し、端子 T21と端子 T22の間に、直列共振特性素 子 Z21と、直列共振特性素子 Z22の直列接続を接続し、前記 2つの直列接続の中間 点の間に、リアクタンス回路 ZKを接続し、ノ ランス型梯子型回路を形成する。この等 価回路を構成して ヽる各枝路のインピーダンス素子は、インダクタンス成分を有する 素子やキャパシタンス成分を有する素子の組み合わせである力 この段階では、説 明の便宜上、インピーダンスとしておく。
[0020] 図 1に示した、 4つの位相シフト回路 3— 1、 3— 2、 3— 3、 3—4の影響は、図 4では 、 4つの端子 Tl l、 Τ12、 Τ21、 Τ22に印カロされた 4つの電圧 el 1、 el2、 e21、 e22 を、複素電圧とすることにより、その影響を繰り込むことができる。
[0021] 即ち、図 1の回路において、共振ユニット 2の 4つの端子に印加される信号の位相 ί^、 φ、— φ、 π + φ、 π— 4)の関係があるから、印加電力の符号が互いに反対の 2 組の信号が、逆方向の位相シフトをなす制御位相量 φで特徴付けられている力 斯 様な場合に起る現象は、端子 Tl l、端子 Τ12、端子 Τ21、端子 Τ22に印加される電 圧をそれぞれ、複素電圧 el 1、 el2、 e21、 e22とすれば、状態を記述できる。また、 インピーダンス Z 11とインピーダンス Z 12の間の端子 Tl 112の電圧 e 1と、インピーダ ンス Z21とインピーダンス Z22の間の端子 T2122の電圧 e2の 2つの電圧に着目すれ ば、複合共振回路全体の振る舞いを記述できる。
[0022] 電圧 el, e2と印カロ電圧 el l、 el2、 e21、 e22の関係は次式で与えられる。 [0023] [数 1] 、
、 ノ
Figure imgf000009_0001
[0024] 数式（1)の意味する所は以下の通りである。即ち、電圧 el, e2は、印加電圧 el 1、 el2、 e21、 e22を、それぞれインピーダンス Zl l、インピーダンス Z12、インピーダン ス Z2、インピーダンス Z22で除した値に、直接的に依存すると言うことである。これは 、インピーダンス Zl l、インピーダンス Z12、インピーダンス Z21、インピーダンス Z22 の値が、所望の値よりから離れていても、印加電圧を増減することにより、電圧 el, e2 の値をより所望の特性に近づけられることを意味する。
[0025] 次に、数式（1)の右辺の第二項の第一要素に着目する。図 3に示した位相シフト回 路 3— 1 , 3— 2、を経た印加電圧 el lと印加電圧 el2とは制御位相量 φが互いに逆 方向であるので、それらの合計電圧は、次式で与えられる。
[0026] [数 2]
^- + ^- = Α η ωί · οο^φ (数式 2 )
[0027] ここに、 φは制御位相量、 ωは周波数可変型標準信号発生器 8の出力周波数、 A は共振ユニット 2の構成から一義的に決まる係数であり、周波数特性を持っている。
[0028] この式の意味するところは、仮想基準電位 VRPRが共振ユニット 2の内部に発生し 、この仮想基準電位 VRPRは、位相変移量 φ力 0° "の場合に、共振ユニット 2の基 準電位 TRPに一致することを意味する。この仮想基準電位の概念は、後で、共振ュ ニット 2での"アンバランス回路"の説明の所で再度論議使用する。
[0029] さて、数式（1)を更に、変形して、次式を得る。
[0030] [数 3] e, - e1 = Bsin aa · 008 φ (数式 3 )
[0031] ここに、 Βは、共振ユニット 2の構成力も一義的に決まる係数であり、周波数特性を 持っている。
[0032] 数式（3)で、制御位相量 φ力 ' 0° "の場合には、共振ユニット 2のインピーダンス Z Kに電流が流れないと言うことを意味している。従って、端子 T11を流れた電流は全 て端子 T12に流れ込み、その値は、 ^11—612) 7 11 +212)でぁり、端子 T21 に流れ込んだ電流は全て端子 T22に流れ込み、その値は、（e21— e22) Z (Z21 + Z22)である。
[0033] 次に、特に、図 4の直列枝路のインピーダンス Zl l、インピーダンス Z12、インピー ダンス Z21、インピーダンス Z22が全て等しいときには、印加電圧の絶対値 eOも等し く設定して、次式のように非常に簡単になる。
[0034] 画
- e1 = 2e0 sin οΛ · costp (数式 4 )
[0035] 数式 (4)の左辺の値は、制御位相量 φの値によって、 1から 0を経て、 + 1まで変 わることである。但し、印加電圧の絶対値 eOは 1として論議する。即ち、図 4のインピ 一ダンス ZKに流れる電流が進み、零、遅れと変化することである。これらの関係を、 図 5に示す。図 5の原点は仮想基準電位が 0の点、横軸は入力端子 TSに印加された 電圧の位相と同じ位相であり、縦軸は、印加電圧の位相に対して 90° の位相差を持 つた位相である。制御位相量 φを変えることによって、図 4の端子 Ti l l 2と端子 T21 22の間の電位差を連続的に変えられ、更に零にもできる。これは、以下のことを意味 する。即ち、図 4において、外部印加電圧 el 1、 el2、 e21、 e22の制御位相量 φを 変えることによって、インピーダンス ΖΚを流れる電流を任意に変えることができると言 うことである。これは、制御位相量 φを変えることによって、値が固定されたインピーダ ンス ΖΚの値が等価的に変化したように振舞う。
[0036] これは複素量電子ボリューム、電子スィッチを構成したことに他ならない。即ち、問 題としている周波数において、例えば、図 4のインピーダンス ΖΚを、インダクタンス成 分を持った素子で構成すれば、インダクタンス値を連続可変する複素量電子ボリユー ムを構成するし、キャパシタンス成分を持った素子で構成すれば、キャパシタンス値 を連続可変する複素量電子ボリュームを構成するし、抵抗成分を持った素子で構成 すれば、抵抗値を連続可変する複素量電子ボリュームを構成する。
[0037] ここで、主役を演じているのは、電流である。従って、 4つの位相差の関係がほぼ正 確に、 φ 、 一 φ 、 π + φ 、 π - の関係であれば、 el l/Zl lと el2/Z12と力等しい こと、且つ、 e21/Z21と e22/Z22とが等しいと言う関係が満たされていれば、上記の 効果が得られる。或いは、 el l/Zl lと el2/Z12とが等しくなぐ若干異なる場合、そ して、 e21/Z21と e22/Z22とが等しくなく若干異なる場合、位相差を、 φ 、 一 φ 、 π + φ 、 π— φの関係から、若干変えれば、同様に、上記の効果が得られる。
[0038] また、 4つの位相関係即ち、 φ 、 一 φ 、 π + φ 、 π— φの位相差の関係を得るには 、 2つの位相関係即ち、 φ 、 一 φの位相差の関係を得て、それぞれを反転増幅器と 組み合わせて実現することもできる。
[0039] 以上で、インピーダンス ΖΚから開放 (無限大)までの範囲を連続制御できる複素量 電子ボリュームとして機能していること、更に、開放 (無限大）の場合は、電子スィッチ として機能について説明した。
[0040] 次に、周波数可変の原理について説明する。複合共振回路 1の共振ユニット 2の部 分のみを、原理説明用の為に、記号を付けて図 6に再掲する。図 6の共振ユニット 2 の各インピーダンスが、共振特性を持った素子で構成されている場合に、制御位相 量 φを変えることによって、その共振周波数を可変できる。
[0041] 直列接続したそれぞれのインダクタンス値を、 Ll l、 L12、 L21、 L22とし、それぞ れの容量値を、 Cl l、 C12、 C21、 C22とし、並列接続したインダクタンス値を 2 X L Kとし、容量値を CKZ2とする。図 6では、損失成分を無視するが、今問題としている 内容を検討するには十分である。また、その本発明の本質を説明するために、直列 接続したインダクタンス値を全て等 ヽ値 LSとし、同様に容量値を CSとする。
[0042] インピーダンス Zl l、 Z12、 Z21、 Z22は、インダクタンス成分とキャパシタンス成 分との両方を含むが、インピーダンス ZKは、インダクタンス成分のみ、あるいは、キヤ パシタンス成分のみ、又は、その両方を含む何れの構成であってもよい。又、インピ 一ダンス ZKは、多端子回路網の 2端子部分を用いて実現されたものでも良い。従つ て、キャパシタンス成分の素子のみが接続されたとして説明を続ける。この容量値を CKZ2とする。 [0043] このような回路構成において、周波数可変型標準信号発生器 8の周波数を変えて ゆくと、共振ユニット 2の、例えば、端子 T11を通過する電流に、最大値が発現する。 そして、この最大値発現の現象は、端子 12、端子 21、端子 22においても同時に起る 。この電流の最大値を与える周波数、すなわち、共振周波数 FRは、図 5を参考にし て、電圧の虚数成分も考慮して、実数虚数両成分の電圧による全電流よりインピーダ ンスを求め、その虚数成分を零とする条件より、次式のように求まる。
[0044] [数 5]
(数式 5 )
Figure imgf000012_0001
[0045] 数式（5)により、制御位相量 φを可変することにより、共振周波数を、可変できるこ とが分かる。そして、制御位相量 φカ '0° "の時の周波数 FOと、制御位相量 φ力 ' 9 0° "の時の周波数 F90の間を、連続的に可変できる。数式（5)において、 CS/CK 力 、さ 、場合には数式 (6)を用いてもょ 、。
[0046] [数 6]
(数式 6 )
Figure imgf000012_0002
[0047] 以上の論議に過程にぉ 、て、新たな損失が発生することはな 、と言うことに着目す る。逆に、インピーダンスの実数成分に着目すると、制御位相量が" 0° "と" 90° "の 中間において負抵抗を呈する場合もある。このことは、損失成分を無視して行ってき た論議の正しさを裏付けるものである。更に、可変可能な周波数帯域内全体で Q値 の劣化が無いことを意味する。即ち、信号純度の良好な周波数可変を本発明は達成 すること〖こなる。
[0048] 数式（5)の振る舞いを数値計算したものは、前掲の図 3に示してある。横軸は制御 位相量 φである。縦軸は共振周波数 FRの値を、 FOを 0、 F90を 1と基準化してある。 図 3の制御位相量 φ力 " 0° "の点の近傍と、" 90° "の点の近傍では、縦軸の基準 化共振周波数が極値を呈している。このことは、端子 T11,端子 T12,端子 T21,端 子 T22に印カロされる、それぞれの電圧 el 1、電圧 el2、電圧 e21、電圧 e22における 制御位相量 Φは、それぞれが理想的な制御位相量カゝら少しずれていても同様の効 果が発現することを意味する。
[0049] 次に、共振出力回路 4と、位相シフト回路 5の機能について、図 1を用いて説明する
[0050] この複合共振回路 1は、既に説明したように、以下の機能を有する。即ち、この複合 共振回路 1に周波数可変型標準信号発生器 8を接続すると、共振ユニット 2の端子 T 11、 T12、 Τ21、 Τ22を通過する電流に、同時に最大値が現れ、制御位相量 φを可 変することにより、ある決められた周波数範囲内で、この電流の最大値を与える周波 数を連続可変することができる。 4つの端子 Tl l、 Τ12、 Τ21、 Τ22の何れにも同時 に電流の最大値が現れるのであるから、前記 4つの端子の少なくともどれか一つを使 用すればよい。従って、図 1では、端子 T11を通過する共振電流を検出する。
[0051] 共振電流を検出するには、例えば、検出用インピーダンス ZDETを端子 T1と端子 T11の間に挿入して、そのインピーダンスの両端の電位差を、差動増幅器 AMP 1を 用いて読み出せばよい。
[0052] 次に、位相シフト回路 5について説明する。この位相シフト回路 5の機能は、共振出 力回路 4で得た共振電流の位相の基準を、入力端子 TSの位相の基準と合わせるた めの、位相補償の機能を持たせたものである。即ち、例えば、端子 T11を流れる電流 は入力端子 TSに印加された電圧の位相に対して制御位相量 φだけ変移しているの で、この変移分を補償して、扱いやすい共振電流情報とする。その為に、電流検出 手段で得た出力情報に対して、位相シフト回路 5により、制御位相量 φに関係した分 を逆方向に位相補償を行う。このようにして、出力端子 TLの位相の基準と周波数可 変型標準信号発生器 8の出力の位相の基準を一致させる。但し、本質でない位相変 移分は従来技術の位相補償手段により補償されているものとする。
[0053] 位相シフト回路 5による位相補償の結果、図 1の回路は、図 2をよく近似した動作を するので、使いやすい回路となる。
[0054] 本発明の複合共振回路 1を用いて、発振器を構成した実施例 2を、図 7を用いて説 明する。図 7に示した発振回路は、図 1に示した複合共振回路 1の入力端子 TSと出 力端子 TLと、それら 2端子に、入力端子と出力端子が接続された増幅器 AMP2と位 相シフト回路 10との従属接続回路とからなる。
[0055] 増幅器 AMP2の機能は、発振器として機能させる発振ループの一巡のループ利 得が振幅条件と位相条件を満たすように設定する。振幅条件は、ループ利得が、位 相条件を満たした状態で、 "1"を超えるように、 AMP2の増幅率を設定したもので、こ のような設定は従来技術で可能である。位相条件は、ループの位相回転量が 2 πの 整数倍とすればよいので、位相シフト回路 10の位相変移量を適当に設定して、この 2 πの整数倍なる条件を満たすようにしてもょ ヽ。
[0056] また、位相シフト回路 10の位相変移量を可変して、従来技術の程度周波数を可変 することは、この複合共振回路の場合にも可能であるので、共振ユニット 2の周波数 初期偏差の目標周波数への調整や、信号の変調機能として使用することもできる。
[0057] 以上、説明してきた複合共振回路 1は、 4つの端子を持つ共振ユニット 2と、 4つの 位相シフト回路 3— 1、 3— 2、 3— 3、 3— 4と、共振出力回路 4と、位相シフト回路 5と 力もなつていた。ここで、本発明は、複合共振回路 1として、より簡単な構成でも、本 発明の目的を達成できることを、図 8に示した実施例 3に基づき、説明する。
[0058] その構成を、図 8に示す。この複合共振回路 1は、 3つの端子を持つ共振ユニット 2 と 2つの位相シフト回路 3— 1、 3— 2と、共振出力回路 4と、位相シフト回路 5と、で構 成する。
[0059] 共振ユニット 2は、アンバランス型梯子型集中定数等価回路で表現してある。図 1の 共振ユニット 2がノ ランス梯子型集中定数等価回路である点に対応させると、その差 が明確に把握できる。
[0060] 入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RPと、第 1 (Τ11)及び第 2 (Τ12)の端 子と基準端子 (TRP)を有する共振ユニット 2と、前記第 1及び第 2の端子の各々と前 記入力端子との間に接続されて、互いに逆方向の位相シフトをなす 2つの位相シフト 回路 3— 1、 3— 2と、前記位相シフト回路のいずれかの出力電流の大きさに応じた共 振出力を前記出力端子に供給する共振出力回路 4と、からなり、前記共振ユニット 2 は、前記第 1及び第 2の端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互い に接続されかつ互いに実質的に等しい共振周波数を有する少なくとも一対の直列共 振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、 を含むことを特徴とする複合共振回路である。
[0061] 即ち、入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RPと、第 1 (T11)、第 2 (T12)の 端子を有する共振ユニット 2と、入力端子 TSと端子 T1の間に接続された位相シフト（ Φ )をなす位相シフト回路 3—1と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 T11の間に、 入力端子 Τ41、 Τ42を接続され、その出力を端子 Τ5に接続された共振出力回路 4と 、端子 Τ5と出力端子 TLの間に接続された位相シフト回路 5と、入力端子 TSと共振 ユニット 2の第 2 (T12)の端子の間に接続された位相シフト（― φ )をなす位相シフト 回路 3— 2と、からなり、共振ユニット 2は、前記第 1及び第 2の端子の間に接続されて 、中間点にお 、て各々の一端が互 、に接続されかつ互 、に実質的に等 、共振周 波数を有する少なくとも一対の直列共振特性素子 6— 1、 6— 2と、前記中間点と前記 基準端子との間に接続されたリアクタンス回路 7と、を含むことを特徴とする複合共振 回路である。
[0062] 次に、この複合共振回路 1の動作の説明をする。複合共振回路 1に、入力端子 TS と基準端子 RPの間に周波数可変型標準信号発生器 8を接続し、出力端子 TLと基 準端子 RPの間に負荷 ZLを接続する。
[0063] 2つの位相器 3— 1、 3— 2の位相シフト量を特徴付けている制御位相量 φを或る値 に、 Φ 1に固定しておき、周波数可変型標準信号発生器 8の出力周波数を変化させ ると、周波数が FR1の時に負荷 ZLに流れる電流に最大値が現れる。この現象は近 似的に図 2に示すように、複合共振回路 1がインダクタンス素子とキャパシタンス素子 の直列接続回路のように見える。この制御位相量 φを可変し、 φ 2とすると、 FR1とは 違う別な周波数 FR2に負荷 ZLに流れる電流の最大値が現れる。そして、この制御位 相量 φを連続可変すれば、最大値を与える周波数も連続可変可能である。
[0064] 位相変移量 φが" 0° "の時の共振周波数 FOとし、位相変移量 φが" 90° "の時の 共振周波数 F90とし、 0° 力も 90° の範囲内で変移させると、これらの 2つの周波数 の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。即ち、この共振周波数 FRは、制御 位相量 φを制御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。図 3 に、この制御位相量 φと共振周波数 FRの関係を定量的に示す。横軸は制御位相量 Φである。縦軸は共振周波数 FRの値を、 FOを 0、 F90を 1と基準化してある。
[0065] これら 2つの周波数 FO、 F90は共振ユニット 2の回路定数で決まるので、ある範囲 内で任意に設定可能である。
[0066] 特に、共振ユニット 2を分布定数デバイスである圧電デバイスで実現した場合、これ ら 2つの周波数間隔は、電気機械結合係数の限界を超え場合も設定可能である。即 ち、圧電デバイスの特徴である電気機械結合係数の限界を超えて共振周波数を連 続可変可能であることが本発明の特徴であり、初めて実現した内容である。
[0067] 次に、周波数連続可変の原理について、説明する。図 1の複合共振回路において 、図 6の共振ユニット 2を用いて、制御位相量 φにより周波数を可変できることは既に 説明した。し力るに、この図 8に示した構成は、図 1と比較すると、複合共振回路 1とし て、位相シフト回路の個数が 2つと半分の構成である。更に、図 8の共振ユニット 2と 図 1に示した共振ユニット 2を比較すると、ほぼ半分の構成であることが特徴である。
[0068] 斯様に、ほぼ半分の構成で、同じ機能を得られる原理は、 4つの端子 Tl l、 Τ12、 Τ21、 Τ22を持つ共振ユニット 2においては、制御位相量 φが 0の時に仮想基準電 位が発現すること〖こよる。共振ユニット 2の内部に仮想基準電位 VRPRが発生し、こ の仮想基準電位 VRPRは、位相変移量 φ力 0° "の場合に、共振子の基準電位 T RPに一致することは、既に述べた。従って、この基準電位 TRPは、外部端子 RPとす ることがでさる。
[0069] この仮想基準電位に着目すると、複合共振回路は、この仮想基準電位 (点）に対し て、 2回の対称性を持つと言う特徴を持って ヽることを指摘する。
[0070] 従って、共振ユニット 2が、仮想基準電位を外部端子とすることが可能な構成であれ ば、共振ユニット 2として、この仮想基準電位として、実際の基準電位 TRPとすること ができるので、これを複合共振回路 1全体の基準電位 RPに接続すれば、位相シフト 回路は半分の 2つでも機能することになる。
[0071] 斯様にして、図 1に示した共振ユニット 2は、アンバランス回路にすることができる。
具体的には、図 8の共振ユニット 2のようになる。ここで特徴的なのは、図 1の共振ュ- ット 2は、図 6にその等価定数を記載してある力 この等価定数値力 図 6のリアクタン ス回路 7にお!/ヽては容量 CK/2とインダクタンス 2 X LKとなって!/、る値が、図 8の共 振ユニット 2では容量 CKとインダクタンス LKとなっていることである。そして、外部端 子は、 Tl l、 T12、 TRPの 3つとなることである。
[0072] 以上、共振ユニット 2力 S図 4の示すように、端子 Ti l, T12, T21, T22に、インピー ダンス Zl l, Z12, Z21, Z22がそれぞれ接続された、いわゆる"梯子型回路"形式を 例にとって説明してきた。しかし、本発明の共振ユニット 2の回路形式は、これに限る ものではない。即ち、回路網理論の教えるところにより、これと等価な"ラチス回路"形 式等であってもよい。図 9に、本発明の一部を成すその他の回路形式を例示する。
[0073] 図 9 (a)は図 4の共振ユニット 2に対応した回路、図 9 (b)は図 6の共振ユニット 2に対 応した回路、図 9 (c)は図 9 (a)の各枝路を圧電共振子とした場合、図 9 (d)は図 9 (b) の回路の両端に容量を付加した回路である。
[0074] 特に、図 9 (d)と図 9 (b)の関係の意味するところは、以下の通りである。即ち、図 4 において、端子 Ti l, T12, T21, T22に印カロする電圧を el l、 el2、 e21、 e22とし て論議を進めてきた。この場合、図 9 (d)の回路のように、図 9 (b)の回路の端子 T11 と T21の間に容量 Cdlが、また、端子 12と T22の間に容量 Cd2が接続されていても 、図 9 (b)の場合と同じ現象同じ効果が得られる。一方、回路網理論によると、図 9 (c) のように各枝路が圧電振動子で構成されて!、る場合、圧電振動子の並列容量を抜き 出して、図 9 (d)のような回路に変換することが可能な場合がある。従って、このような 場合には、圧電振動子特有の並列容量の影響を受けない。即ち、任意に設定された 2つの特性周波数の範囲内で連続可変特性が得られる。
[0075] また、図 9 (e)の回路形式あってもよ 、。これは同じバランス型梯子型回路である図 4の回路が T端型であるのに比べて、図 9 (e)は π端型である。
[0076] 次に、本発明の共振ユニット 2は、図 10に代表例を示すように、例えば、図 1の共振 ユニット 2、或いは、図 8の共振ユニット 2は、それぞれが多段接続されたものでもよい 。図 10 (a)は、格子型共振素子回路の場合の例であり、図 10 (b)は、ラチス型共振 素子回路の場合である。
[0077] この場合、その多段接続の段数 mに応じて、制御位相量 φの制御範囲を拡大する 必要がある。
[0078] 以上述べてきた共振ユニット 2は、図 1に示したバランス型梯子型集中定数等価回 路、或いは、図 8に示したアンバランス型梯子型集中定数等価回路であり、その要件 は、実質的にその共振周波数が等しい少なくとも 2つの直列共振特性素子と、その間 に接続されたリアクタンス回路と、カゝらなることが特徴である。
[0079] しかし、共振ユニット 2は、集中定数等価回路で実質的に表現可能なデバイスであ れば、いかなる形態のデバイスであってもよい。即ち、集中定数等価回路は、これと 等価な分布定数デバイスであってもよ ヽ。
[0080] そして、分布定数デバイスであれば、その内部に発現する各種振動姿態の形態に ついては、特別な制限は無ぐ広く適応可能である。即ち、分布定数回路（立体回路 )における各種振動現象の共振を用いたもの全てに適応可能である。具体的には、 固体超音波振動、広義の電磁気振動、流体音波振動、等いずれの形態であってもよ い。従って、例えば、空気中の音声領域のような低い周波数、固体の超音波の周波 数、電磁波の周波数、光の周波数、等、いずれの周波数への適応も可能である。
[0081] 分布定数デバイスにおける電気端子との結合手段、即ち、電気端子と内部エネル ギとのエネルギ授受手段は、圧電変換、静電変換、磁気変換、電磁気変換、等、い ずれの変浦構を用いたものであってもよ 、。
[0082] そして、分布定数デバイスの具体的な構成は以下のようである。少なくとも 2つの固 有共振を持つ分布定数回路に、前記固有共振のそれぞれに結合する少なくとも 2つ の電気工ネルギとの授受手段を配した構成を含むことを特徴とする共振ユニットであ る。
[0083] 又は、次のように言うこともできる。互いに結合する少なくとも 2つの共振のそれぞれ 、その内部エネルギと電気的に結合する電気端子を、少なくとも 3つ含むことを特徴と する共振ユニットである。
[0084] 分布定数デバイスとして、共振ユニット 2の構成を具体的に説明するに当たり、共振 ユニット 2の端子記号は、実施例 1 (図 1)あるいは、実施例 3 (図 8)の共振ユニット 2の 端子記号と合わせて説明する。従って、共振ユニット 2を、端子記号を一致させてそ れぞれの端子を接続した複合共振回路全体としての動作は、実施例 1 (図 1)或いは 実施例 3 (図 8)の場合と同じである。従って、以降は、共振ユニット 2そのもの構成と 動作を説明する。 [0085] 以下に分布定数デバイスとしての構成は、バランス型、アンバランス型の両方を混 在して例示する。
[0086] 実施例 4として、図 11を用いて、共振ユニット 2が圧電共振器で構成する例を説明 する。図 11 (a)は、圧電振動子で、バランス型構成とした場合の例である。圧電板 11 の主面上に、端子 T11と端子 T21に接続された少なくとも 1対の電極対 12— 1、 12 —2と、端子 T12と端子 T22に接続された少なくとも 1対の電極対 13— 1、 13— 2と、 の少なくとも 2組を配する構成である。図 11 (b)は、図 11 (a)において、端子 T21と、 端子 T22と、を、それぞれ、端子 TRPに接続する構成である。図 11 (c)は、図 11 (a) において、電極 12— 2と電極 13— 2とを圧電板上状で連結した電極構成とし、端子 T RPに接続した構成である。図 11 (d)では、圧電板 11の両主面に対向して電極 12— 1と 12— 2とを、電極 13— 1と 13— 2とを、電極 15— 1と 15— 2とを、少なくとち酉己し、 電極 12— 1を外部端子 T11に、電極 12— 2を外部端子 T21に、電極 13— 1を外部 端子 T12に、電極 13— 2を外咅端子 T22に、電極 15— 1と 15— 2とを互!/、に同電位 に接続する。但し、対向電極の対数は、 3対のみ図示してある力 3対以上でもよい。 ここで、両端部の電極対力 の観測周波数と各対向領域の周波数との関係は従来 技術で開示されているので、電極が対向する領域の周波数を実質的に同じ周波数 に調整しておく。また、電極 12— 2と電極 13— 2との、両方を、端子 TRPに接続して もよい。図 11 (e)は、表面波共振器の例で、励振電極が交差指電極である。圧電板 11の主面上に、端子 T11と端子 T21に接続された少なくとも 1対の電極対 12— 1、 1 2— 2と、端子 T12と端子 T22に接続された少なくとも 1対の電極対 13— 1、 13— 2と 、の少なくとも 2組を配する構成である。 図 11 (f)は、 SMR(Solid Mounted Res onator)振動子での例である。基板 17の主面上に音響を反射させる為の多層膜層 1 6、下部電極 14、圧電薄膜 11を配し、その上に、分割電極 12— 1と分割電極 13— 1 とを併置する。下部電極 14を端子 TRPに、分割電極 12— 1を端子 T11に、分割電 極 13— 1を端子 T12に接続する。圧電薄膜 11は例えば ZnOで構成する。
[0087] 実施例 5として、図 12に示す例はシリコン MEMS共振子と呼ばれる範疇のもので、 共振ユ ット 2は同じ機械振動子に属するものではあるが、電気振動と機械振動の結 合作用を静電力結合現象により実現した場合である。 [0088] 静電結合現象を実現するには、間隙を持って配された一組の電極に、同符号の電 圧を印加すればその電極間に斥力が、異符号の電圧を印加すれば引力が発生する 現象を利用する。この現象を利用した静電駆動手段は、シリコンのビーム振動体の 機械振動を駆動することができる。この静電駆動手段において、シリコンのビーム振 動体に配せられた電極群と、それと間隙を持って位置している内壁電極群の間に斥 力、引力、或いはその両方を発生させ、シリコンのビーム振動体を振動させる。
[0089] 図 12に示すように、この振動子は、その表面に電極群が配されたシリコンのビーム 振動体 18と、内壁電極群部 19とからなり、ビーム振動体 18の中央部に、内壁電極 群部 19を接触することなぐ間隙を保って配置する。静電結合現象を利用する為に、 ビーム振動体 18上に配された電極群と、内壁電極群と、電気端子 Tl l、 T12、 TRP と、の接続は、信号パターン変 20— 1、 20— 2を介して行う。
[0090] このようにして、静電駆動手段と信号パターン変翻を更に含む共振ユニットは、 端子 Tl l、 T12、 TRPを持ち、 MEMS素子において本発明の共振ユニットを実現 するものである。
[0091] 図 12 (a)に、ビーム振動体 18の構造を示す。梁振動をする断面がほぼ正方形のシ リコンの棒状振動体 18であって、棒の全長の 0. 224の長さの部分の対向した面に、 2本のワイヤの W11BPと W11BNの組と、 2本のワイヤの W12BPと W12BNの組と 力 互いに直行する面に配置し、ビーム振動子を支持すると共に、電圧を印加する 機能を持たせる。ワイヤの W11BP、 W11BN、 W12BP、 W12BNを配した面には、 それぞれのワイヤと電気的に接続した電極 E11BP、 E11BN、 E12BP、 E12BNが 、それぞれの面の棒の中央部を超え、対向する面に配された電極と、対抗する領域 を有する程度まで、配する。また、周波数可変範囲を調整する等必要なときには、シ リコンのビーム振動体 18の稜の一部は適量"面取り"をしておく。
[0092] 図 12 (b)に、ビーム振動体 18と内壁電極群部 19の配置関係を、ビーム振動体 18 の中央部の断面で見た、見取り図を用いて示す。内壁が正方形状に剖り貫かれたシ リコンブロックの内壁のそれぞれに、電極 E11DP、 E11DN、 E12DP、 E12DNを配 する。
[0093] 図 12 (c)にビーム振動子の長手方向の中央部での断面図を示し、ビーム振動子 1 8とその電極、および内壁電極群 19の相対配置関係を説明する。図 8 (c)に示すよう に、 2組の、 4つの電極 E11BP、 E11BN、 E12BP、 E12BNと、 4つの電極 E11DP 、 E11DN、 E12DP、 E12DNとは、間隙を挟んでそれぞれ対向している。ここで、例 えば、或る瞬間に、電極 E11BPと電極 E11DPの両方にそれぞれ +の電位を印加 すると、これら 2つの電極の間には斥力が働ぐそして同時に、電極 E11BNに +の 電位を印加し、電極 E11DNに一の電位を印加すると、これら 2つの電極の間には引 力が働く。このようなプッシュプル動作によって、ビーム振動体 18の中央部は、電極 E11DNの方向に変位する。ビーム振動体 18はビームの長さの 0. 224の部分でワイ ャを用いて支持されているので、ビーム振動が効率よく屈曲振動が励振される。その 他の電極の組にっ ヽても同様である。
[0094] 次に、図 12 (d)に、 2糸且の、 4つの電極 E11BP、 El lBN, E12BP、 E12BNと、 4 つの電極 E11DP、 E11DN、 E12DP、 E12DNと、共振ユニット 2としての端子 Ti l 、 T12、 TRPの関係を説明する。 4つの電極 E11BP、 E11BN、 El IBP, El lBNは 信号パターン変翻 20— 1を経て端子 Ti lと端子 TRPに接続する。 4つの電極 E1 2DP、 E12DN、 E12DP、 E12DNは信号パターン変^^ 20— 2を経て端子 T12と 端子 TRPに接続する。
[0095] 信号パターン変翻 20— 1と信号パターン変翻 20— 2とは、同じ機能であるので 、信号パターン変翻 20— 1のみ説明する。信号パターン変翻 20— 1は、端子 T 11と、 4つの電極 E11DP、 E11BP、 E11DN、 El lBNに接続される端子を有する。 信号パターンの相関関係は、例えば、端子 T11に印加された電力が +の位相の時 には、電極 E11DP、 E11BP、 E11DN、 El lBNの順に、 +、 +、 +、一の出力を、 端子 T11に印加された振動が—の時には、電極 E11DP、 E11BP、 E11DN、 El l BNの順に、一、 +、 +、 +の位相の電力の出力を与える機能を有する。信号パター ン変換器 20— 2についても同様である。なお、シリコンビーム振動体上の電荷蓄積を 防止するために、この信号パターン変翻の出力インピーダンスを低く設定すること も有効である。
[0096] このようにして、端子 Tl l、端子 Τ12、端子 TRPに駆動電力を印加することによつ て、シリコンビーム振動子を駆動することができる。 [0097] また、対向する電極間の静電容量は、シリコンビーム振動体が、振動するに伴って 、その容量値が変化する。このことは、対向する電極間に印加された電圧に対する電 流の値、即ち、そのアドミタンスが、シリコンビーム振動体の振動に伴って変化するこ とを意味する。従って、信号パターン変翻にこのアドミタンスの変化を検出する機 能を持たせ、シリコンビーム振動体の振動状態を検出し、これを利用し、正弦波振動 を効率的に起こすこともできる。この際、端子 T11T、 T12、 TRPに接続することは、 従来技術と前記駆動系と同様な変 を用いて可能である。
[0098] 更に追加した対向電極対の片方をシリコンビーム振動体上に配し、他方を内壁上 に配し、この電極対の間の静電容量に関係する量を直接検出する手段を用いてもよ い。
[0099] 実施例 6として、図 13に、電磁気共振器として、ストリップラインを素子とした共振ュ ニットの構成例を示す。
[0100] 図 13 (a)に示す例は、アンバランス型 T型梯子型共振回路のストリップライン共振ュ ニットの例である。基板 21の板上に、両端部を端子 T11と端子 T12に接続されたスト リップライン 22— 1を配し、ストリップライン 22— 1の中央部にストリップライン 22— 2を 接続し、このストリップライン 22— 2の別な端部を端子 TRPに接続する。 2つのストリツ プラインの長さを選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。
[0101] 図 13 (b)に示す例は、ノランス型 T型梯子型共振回路のストリップライン共振ュ-ッ トの例である。基板 21の板上に、両端部を端子 T11と端子 T12に接続されたストリツ プライン 22— 1を配し、ストリップライン 22— 1の中央部と、両端部を端子 T21と端子 T22に接続されたストリップライン 22— 3を配し、ストリップライン 22— 3の中央部と、 の間に、ストリップライン 22— 2の両端部をそれぞれ接続する。 3つのストリップライン の長さを選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。
[0102] 図 13 (c)に示す例は、バランス型 π型梯子型共振回路のストリップライン共振ュ- ットの例である。基板 21の板上に、両端部を端子 T11と端子 T12に接続されたストリ ップライン 22— 1を配し、両端部を端子 T21と端子 Τ22に接続されたストリップライン 22— 3を配し、端子 T11に接続されたストリップライン 22— 1の端部近傍と、端子 T21 に接続されたストリップライン 22— 3の端部近傍と、の間に、ストリップライン 22— 2の 両端部を接続し、端子 T12に接続されたストリップライン 22— 1の端部近傍と、端子 T 22に接続されたストリップライン 22— 3の端部近傍と、の間に、ストリップライン 22— 4 の両端部を接続する。 4つのストリップラインの長さを選ぶことにより、周波数可変範 囲を任意に設定できる。
[0103] 図 13 (d)に示す例は、ノ ンス型 T型梯子型共振回路のストリップライン共振ュ-ッ トの例である。基板 21の板上に、両端部を端子 T11と端子 T12に接続されたストリツ プライン 22— 1を配し、両端部を端子 T21と端子 T22に接続されたストリップライン 22 3を配し、ストリップライン 22—1の中央部と、ストリップライン 22— 3の中央部と、の 中間領域に、間隙を挟んでストリップライン 22— 2を配した構成である。 3つのストリツ プラインの長さ、および、間隙の間隔を選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設 定できる。ストリッツプライン 22— 2は各種共振モードで機能する誘電体共振器であつ ても良い。
[0104] 本発明を変換子に応用例した場合を説明する。変換子とは、電気工ネルギと所望 のエネルギとの間で、エネルギ変換作用を持ったデバイスである。このエネルギ授受 機能を実現するために、エネルギ授受を行う共振ユニット 2—1を用いて、複合共振 回路を構成する。これら変換子は、一般には可逆回路であるが、以降の説明では、 電気工ネルギを入力し、所望の別なエネルギを得ると言う片方向のみ説明をする。
[0105] 所望の別なエネルギを共振ユニット 2—1の外部に出力するには、共振ユニット 2— 1の少なくとも一部よりエネルギを出力する為に、出力空間に対して、共振ユニットに 暴露構造を持たせればよ ヽ。
[0106] 暴露構造の説明を行う。まず、完全反射外壁構造の説明から始める。外界とのエネ ルギの出入りの無い構造にする場合には、共振ユニットの内部で振動共振をしてい る媒体を外壁で包む構造を取る。この構造により、内部で振動共振をしている媒体か ら外部に向力つて流れ出るエネルギを、外壁によりほぼ完全反射させるための面とし て機能させる力、或いは、完全に遮蔽して外部に漏れ出ない構造とする。このような 構造の効果として、外部の影響を受けない等、非常に高性能となる。周波数発振器 等に使用される共振ユニットは、この構造である。
[0107] 一方、共振ユニットを変換子として機能させる場合には、共振ユニットの振動共振を している媒体力も外部に向力つて流れ出るエネルギの一部分を外部に流れ出るよう な構造を取る。この構造を暴露構造と定義する。即ち、外壁の一部に開口部があつ てもよいし、その開口部が、このエネルギを完全反射しない材料で封止されていても よい。或いは、エネルギの反射を不完全にしてもよい。
[0108] 共振ユニット 2—1としては、 4つの端子を持ったバランス型共振ユニットでも、或い は、 3つの端子を持ったアンバランス型共振ユニットでも、その何れでもよい。
[0109] また、実施例 1, 3に示した複合共振回路 1に具備していた、共振出力回路 4、およ び、位相補償用の位相シフト回路 5、出力端子 TL、は基本的には不要である。
[0110] 実施例の説明の順序としては、実施例 7ではバランス型共振ユニットの場合として、 外部エネルギとして超音波エネルギを授受する場合を例にとって説明する。次に、実 施例 8ではアンバランス型共振ユニットの場合として、外部エネルギとして超音波エネ ルギを授受する場合を例にとって説明する。次に、実施例 9では外部エネルギとして 電磁波エネルギを授受する場合を説明する。最後に、実施例 10では外部エネルギと して光エネルギを出力する場合を説明する。
[0111] バランス型複合共振回路の超音波変換子での実施例 7を、図 14を用いて説明する 。本発明の複合共振回路 1は、エネルギ授受を行う共振ユニット 2—1と、 4つの位相 シフト回路 3— 1, 3- 2, 3- 3, 3— 4と力らなる。そして、この複合共振回路 1は、共 振ユニット 2—1の諸定数を固定したまま、 4つの位相シフト回路 3— 1, 3- 2, 3- 3, 3— 4の可変すべき位相量を特徴付ける制御位相量 φのみを変えることによって、外 部とのエネルギ授受の最大感度の周波数を、広い周波数範囲に渡って、連続可変 可能な機能を実現すると言う従来技術に無!、新 、手段を提供するものである。
[0112] 以下に、具体的な構成について図 14を用いて説明する。入力端子 TSと、基準端 子 RPと、第 1 (T11)、第 2 (T12)、第 3 (T21)、第 4 (T22)の端子を有し、エネルギ 授受を行う共振ユニット 2—1と、入力端子 TSと共振ユニット 2—1の第 1端子 (T11) の間に接続された位相シフト（ φ )をなす位相シフト回路 3— 1と、入力端子 TSと共振 ユニット 2— 1の第 2 (T12)の端子の間に接続された位相シフト（― φ )をなす位相シ フト回路 3— 2と、入力端子 TSと共振ユニット 2—1の第 3 (T21)の端子の間に接続さ れた位相シフト（ π + φ )をなす位相シフト回路 3— 3と、入力端子 TSと共振ユニット 2 - 1の第 4 (T22)の端子の間に接続された位相シフト（ π— φ )をなす位相シフト回 路 3— 4と、からなり、エネルギ授受を行う共振ユニット 2—1は、 Xカット水晶板を用い た圧電板 11の両主面に対向して電極 12— 1、 12- 2, 13— 1及び 13— 2を、配した 構造であって、電極 12— 1を外部端子 T11に、電極 12— 2を外部端子 T21に、電極 13— 1を外部端子 T12に、電極 13— 2を外部端子 Τ22に接続する。この共振ュ-ッ ト 2—1は、圧電板 11の長手方向の両方向に音響エネルギ ΑΡを放射するので、少な くとも、この部分は、外部空間に対して暴露している構造をもつ。
[0113] 次に、この複合共振回路 1の動作は、制御位相量 φを変えることにより、感度最大 の周波数を変えることができるが、最大感度の周波数 (共振周波数)と制御位相量 φ の関係は、図 3の関係をもつ。このような動作をする原理については既に説明してあ るので、省略する。
[0114] アンバランス型複合共振回路の超音波変換子での実施例を、図 15を用いて説明 する。
[0115] 入力端子 TSと、第 1 (Τ11)及び第 2 (Τ12)の端子と基準端子 (TRP)を有し、エネ ルギ授受を行う共振ユニット 2— 1と、前記第 1及び第 2の端子の各々と前記入力端 子との間に接続されて、互いに逆方向の位相シフトをなす 2つの位相シフト回路 3— 1、 3- 2と、からなり、共振ユニット 2—1は、実質的に同じ厚みの 2枚の Xカット水晶 板 11 1、 11 2の、それぞれの両主面に電極 12— 1と 14とを配したものと、電極 1 4と 13— 1とを配したものとを、それら水晶板の結晶軸 +Χ方向（図 15内の矢印の方 向）を逆向きに揃えて張り合わせ、電極 12— 1を外部電気端子 T11に，電極 13— 1 を外部端子 T12に、電極 14を端子 TRPに接続したものである。
[0116] この複合共振回路 1において、位相変移量 φ力 0° "の時の共振周波数 FOとし、 位相変移量 φ力 90° "の時の共振周波数 F90とすると、この 2つの周波数の比は、 ほぼ（1： 2)となる。そして、数式（5)を参考にして、位相変移量 φを少なくとも、 0° か ら 90° の範囲内で変移させると、この 2つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃 引可能とする。
[0117] この場合の共振ユニット 2—1は、 Xカット水晶板により構成してあるので、厚み縦振 動を引き起こし、縦振動の超音波エネルギ ΑΡを、この Xカット水晶板の両面から外部 に向力つて発射する。このようにして、周波数可変型標準信号発生器 8より供給され た、電気工ネルギカ 音響エネルギ APに変換する。そして、その最大変換効率を与 える周波数が共振周波数 FRであって、その共振周波数 FRは、制御位相量 φを制 御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。
[0118] これら効果は、超音波変換子で通常行われるバッキング等による Qダンプの手法が 取られても、本発明の連続可変と言う機能は保存されている。
[0119] 図 15では、実質的に同じ厚みの Xカット水晶板 11— 1と 11— 2の、 2枚の圧電板を 用いた実施例を説明したが、 3枚以上の m枚を張り合わせて用いることによって、可 変周波数範囲をほぼ (m: l)と、使用枚数 mに比例して拡大することができる。これは 図 10に示した共振ユニット 2を多段接続構成とした場合に対応する。
[0120] 本発明の複合共振回路 1を無線用アンテナに適応した実施例を、図 16を用いて説 明する。図 16の共振ユニット 2—1は、導電線で構成された T型のダブレットアンテナ である。 T型を維持する補助線および絶縁部分は本質的でな 、ために省略して記し ていない。 T型の横方向の長さが C1から C2まであり、その中央部 A点から縦方向の 長さが A力も Dまでである。共振ユニット 2— 1の A点力も横方向に離れた 2点 B1と B2 力 それぞれ、この共振ユニット 2—1の端子 T11と端子 T12とを引き出す点であり、 それぞれ端子 T11および T12に接続する。共振ユニット 2— 1の A点から下方に離れ た D点を端子 TRPに接続する。端子 T11は給電線を介して端子 T1に接続し、端子 T1と端子 TSの間に位相シフト回路 3— 1を接続する。端子 T12は給電線を介して端 子 T2に接続し、端子 T2と端子 TSの間に位相シフト回路 3— 2を接続する。
[0121] この複合共振回路 1の動作を説明する。端子 TSと基準電位 RPの間には、周波数 可変型標準周波数発生器 8を接続する。共振ユニット 2— 1の D点 (TRP)は基準電 位 RPに接続する。この共振ユニット 2— 1は、制御位相量 φが 90° の時には、 C1か ら C2までの長さのダブレットアンテナとして、制御位相量 φが 0° の時には、 A点から D点までの導線の影響が発現し、等価的に C1から C2までの長さと違った長さを持つ ダブレットアンテナとして動作する。そして、制御位相量 φを 0° 力も 90° まで、可変 することにより、実効的なダブレットアンテナの長さを変えたかのように振舞い、電磁 波エネルギ EMPを空間に放射する。即ち、感度最大の周波数を可変することができ る。
[0122] また、例えば、端子 Ti lの点を導線の B1点とし、導線の C1点としていないのは、給 電線の特性インピーダンスとアンテナの局所的インピーダンスとのマッチングを取つ た為であって、任意に調整すればよい。
[0123] 更に、図 16の共振ユニット 2—1は、 "T型"アンテナ形状をしている力 "フォールデ ッド型"アンテナ形状の場合も、同様の効果が得られる。
[0124] 図 17を用いて、面発光ダイオードにおいて、本発明を実現した場合を説明する。図 17 (a)の断面図に示すように、共振ユニット 2—1は、活性層 23を挟んで、 P型の分 布ブラッグ反射層 24と、 N型の分布ブラッグ反射層 25と、更に、その外側の片面に、 分割電極 12— 1と、分割電極 13— 1と、が配され、反対面に共通電極 14が配されて いる。
[0125] 分割電極の平面構造を図 17 (b)に示す。分割電極 12—1と分割電極 13— 1との 間には、光出力発射するための間隙が設けられる。
[0126] この分割電極 12— 1を端子 T11に接続し、分割電極 13— 1を端子 T12に接続し、 共通電極 14を端子 TRPに接続して、共振ユニット 2— 1を構成する。
[0127] 端子 T1と端子 TSの間には、位相シフト（ φ )をなす位相シフト回路 3— 1を接続し、 端子 T1は端子 T11に接続する。端子 T2と端子 TSの間には位相シフト（― φ )をな す位相シフト回路 3— 2を接続し、端子 2は端子 T12に接続する。端子 TRPは、基準 電位 RPに接続する。
[0128] この複合共振回路 1の動作は以下の通りである。 TSと基準電位 RPの間には、周波 数可変型標準周波数発生器 8を接続し、高周波電力を印加する。また、必要な直流 電力を直流電源 26により重畳する。この複合共振回路 1は、制御位相量 φに応じて 、出力光 LPの波長を、例えば、誘導ラマン効果により連続可変できる。
[0129] そして、光エネルギの出力 LPは 2つの分割電極 12— 1と分割電極 13— 1の分割間 隙部分より面垂直方向に発射する。
[0130] この場合も、遮蔽窓を設け、この窓の寸法を調整すると、シングルモードやマルチ モードが得られる力 この遮蔽窓の寸法を調整して、ダブルモードの発振が得られる 大きさとしてもよい。本発明の複合共振回路 1は、従来技術の光回路要素によって実 現されている、光ファイバ一回路、空間伝播光回路等であってもよい。
[0131] 次に、質量センサに用いた場合の実施例を説明する。先ず、従来技術の問題点を 指摘する。従来技術の質量センサとしては QCM (Quartz Crystal Microbalanc e)および、この原理を応用した多くの吸着センサ力 例えば特許公開 2007— 8597 7の如く開示されている。その動作原理は、一つのほぼ固定した共振周波数を持つ 振動体の表面に付着吸着された物質の量を、その振動体の共振周波数の変化ある いは、その周波数での等価インピーダンスの変化分に着目して、検出せんとするもの である。しかし、これらの吸着センサにおいては、その振動する周波数は少しは動くも のの基本的には固定であるために、付着物質の中への超音波の波動の入り込みが 無視できないときには、即ち、付着物質が比較的厚く付着した場合や、柔らかい物質 を付着させた場合には辻棲の合う結果をもたらさないと言う欠点があった。
[0132] 本発明の複合共振回路においては、その共振周波数を広い範囲に可変できるから これを利用し波動の入り込みを考慮ながら、付着物質の量を高精度に検出しようとす るものである。
[0133] 複合共振回路として、アンバランス型である場合を例にとって、図 18を用いて説明 する。この複合共振回路 1は、 3つの端子を持つ共振ユニット 2と 2つの位相シフト回 路 3— 1、 3— 2と、共振出力回路 4と、位相シフト回路 5と、で構成する。
[0134] 図 18において複合共振回路 1は、入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RPと 、第 1 (T11)、第 2 (T12)の端子を有する共振ユニット 2と、入力端子 TSと端子 T1の 間に接続された位相シフト（ φ )をなす位相シフト回路 3— 1と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 T11の間に、入力端子 Τ41、 Τ42を接続され、その出力を端子 Τ5に接 続された共振出力回路 4と、端子 Τ5と出力端子 TLの間に接続された位相シフト回路 5と、入力端子 TSと共振ユニット 2の第 2 (Τ12)の端子の間に接続された位相シフト（ — Φ )をなす位相シフト回路 3— 2と、力もなる。
[0135] 共振ユニット 2は、実質的に同じ厚みの 2枚の Xカット水晶板 11— 1、 11— 2の、そ れぞれの両主面に電極 12— 1と 14とを配したものと、電極 14と 13— 1とを配したもの とを、それら水晶板の結晶軸 +Χ方向（図 18内の矢印の方向）を逆向きに揃えて張り 合わせ、電極 12— 1を外部電気端子 T11に，電極 13— 1を外部端子 T12に、電極 1 4を端子 TRPに接続したものである。
[0136] 共振ユニット 2は検出する物質が付着させる為に、電極 12— 1の外側に暴露構造 である。電極 12— 1の外側には所望の付着物質のみを効率よく付着させる選択吸着 層 27を必要なら配置する。付着物質 28は、選択吸着層 27の外側に付着する。
[0137] この複合共振回路 1において、位相変移量 φ力 0° "の時の共振周波数 FOとし、 位相変移量 φ力 90° "の時の共振周波数 F90とすると、この 2つの周波数の比は、 ほぼ（1： 2)となる。そして、数式（5)を参考にして、位相変移量 φを少なくとも、 0° か ら 90° の範囲内で変移させると、この 2つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃 引可能とする。この際、例えば、位相変移量 φ力 5° の時の周波数は、選択吸着層 27、及び付着物質 28の厚み等により変化する。そして、この変化の程度は、位相変 移量 φを 0° 力も 90° の範囲内で変移させる場合に、その厚み等によって一定割合 にならないことに着目して、付着物質の量を高精度に検出可能である。
[0138] 端子 TSと端子 TLの電力減衰量を観測すれば、インピーダンスを算出できるから、 共振周波数のみならず、付着物質が付着したときの損失成分の変化も検出できる。 また、周波数の変化のみを観測するのであれば、端子 41を流れる電流の絶対値の みを観測すればよいから、位相シフト回路 5は不要である。
[0139] 以上示した幾つかの実施例において、それらの複合回路には、複数個の位相シフ ト回路を含んでいるが、これらの数を減らした構成においても同じ機能を実現できるこ とを説明する。その理由は、図 5のベクトル図において、制御位相量 φを、両端に矢 先を持った円弧状矢印で記してあることから明らかなように、第 1 (端子 11)、第 2 (端 子 12)、第 3 (端子 21)、第 4 (端子 22)に印加される電圧の間の位相関係は、それら の位相差が制御位相量 Φによって規定されている。位相差が規定されるのであれば 、複数個の位相シフト回路の全ての位相シフト量に、例えば、制御位相量と同じ位相 量（ Φ )なる位相シフト量を加えると言う操作を行っても、それぞれの位相シフト回路 の間の位相差は保存されているので、本発明の全ての効果は保存されることとなる。 このような操作を行い、入出力間の位相差が (0)即ち、入力と出力の間の位相関係 が同位相となる位相シフト回路は不要とすることができる。以下にその実施例を、共 振ユニット 2がバランス型である場合と、共振ユニット 2がアンバランス型である場合と 、に分けて説明する。
共振ユニット 2がノ《ランス型である場合を、図 19を用いて説明する。その構成は以下 の通りである。
[0140] 図 19において、複合共振回路 1は、入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RP と、第 1 (Tl 1)、第 2 (T12)、第 3 (T21)、第 4 (T22)の端子を有する共振ユニット 2と 、入力端子 TSと端子 T1の間に接続された位相シフト（2 X φ )をなす位相シフト回路 3- 5と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 (T11)と、を接続され、入力端子 TSと共 振ユニット 2の第 2端子 (T12)の間に、入力端子 T41と、 T42と、を接続され、その出 力を出力端子 TLに接続された共振出力回路 4と、入力端子 TSと共振ユニット 2の第 3 (T21)の端子の間に接続された位相シフト（π + 2 X φ )をなす位相シフト回路 3— 7と、入力端子 TSと共振ユニット 2の第 4 (Τ22)の端子の間に接続された位相シフト（ π )をなす位相シフト回路 3— 6と、力らなる。
[0141] 共振ユニット 2は、第 1 (Τ11)及び第 2 (Τ12)端子の間に接続されて、中間点にお V、て各々の一端が互 、に接続されかつ互 、に実質的に相等 、共振周波数を有す る少なくとも 1対の直列共振特性素子 6— 1と、 6— 2と、の中間点と、第 3 (Τ21)及び 第 4 (Τ22)端子の間に接続されて、中間点にお 、て各々の一端が互 、に接続され かつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも 1対の直列共振特性素 子 6— 3と、 6— 4と、の中間点と、の間に接続されたリアクタンス回路 7と、を含んでい る。
[0142] 即ち、位相シフト回路としては、位相シフト回路 3— 5と、位相シフト回路 3— 6、位相 シフト回路 3 - 7の 3つで構成されて!、る。
この共振ユニットがバランス回路の場合において、更に別な実施例を、図 20を用い て説明する。
[0143] 図 20において、複合共振回路 1は、入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RP と、第 1 (Tl 1)、第 2 (T12)、第 3 (T21)、第 4 (Τ22)の端子を有する共振ユニット 2と 、入力端子 TSと端子 T1の間に接続された位相シフト（2 Χ φ )をなす位相シフト回路 3- 5と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 (T11)と、を接続され、入力端子 TSと共 振ユニット 2の第 2端子 (T12)の間に、入力端子 T41と、 Τ42と、を接続され、その出 力を出力端子 TLに接続された共振出力回路 4と、入力端子 TSと共振ユニット 2の第 3 (T21)の端子の間に接続された位相シフト（ π )をなす位相シフト回路 3— 8と、入 力端子 TSと共振ユニット 2の第 4 (Τ22)の端子の間に接続された位相シフト（ π )を なす位相シフト回路 3— 6と、力もなる。
[0144] 共振ユニット 2は、第 1 (Τ11)及び第 2 (Τ12)端子の間に接続されて、中間点にお V、て各々の一端が互 、に接続されかつ互 、に実質的に相等 、共振周波数を有す る少なくとも 1対の直列共振特性素子 6— 1と、 6— 2と、の中間点と、第 3 (Τ21)及び 第 4 (Τ22)端子の間に接続されて、中間点にお 、て各々の一端が互 、に接続され かつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも 1対の直列共振特性素 子 6— 3と、 6— 4と、の中間点と、の間に接続されたリアクタンス回路 7と、を含んでい る。
[0145] 即ち、位相シフト回路としては、位相シフト回路 3— 5と、位相シフト回路 3— 6、位相 シフト回路 3 - 8の 3つで構成されて!、る。
[0146] 図 19及び図 20に示した実施例において、位相シフト回路 3— 6、 3— 8は、（π )な る固定の位相シフトなす回路であるので、反転増幅器等を用いて実現可能である。
[0147] また、図 20に示した実施例において、例えば、端子 T1と端子 Τ3の間の位相の関 係は、互いに位相が 180° の差であるから、位相反転関係にあるプッシュプル増幅 器等を用いても実現可能である。
[0148] 次に、共振ユニット 2がアンバランス型である場合を、図 21を用いて説明する。その 構成は以下の通りである。
[0149] 図 21において、複合共振回路 1は、入力端子 TSと、出力端子 TLと、基準端子 RP と、第 1 (Tl 1)及び第 2 (T12)の端子と基準端子 (TRP)を有する共振ユニット 2と、 入力端子 TSと端子 T1の間に接続された位相シフト（2 X φ )をなす位相シフト回路 3
—5と、端子 T1と共振ユニット 2の第 1端子 (T11)と、を接続され、入力端子 TSと共 振ユニット 2の第 2端子 (T12)の間に、入力端子 T41と、 Τ42と、を接続され、その出 力を出力端子 TLに接続された共振出力回路 4と、力 なる。
[0150] 共振ユニット 2は、前記第 1及び第 2の端子の間に接続されて、中間点において各 々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に等しい共振周波数を有する少なくと も一対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリア クタンス回路と、を含んでいる。
[0151] また、上述した全ての実施例において、その共振ユニット 2は、それが集中定数素 子で構成した場合、或いは、分布定数回路で構成した場合のいずれにおいても、バ ランス型、アンバランス型の 2つの形式の何れでも構成可能であることは従来技術の 教えることである。
[0152] 本発明の複合共振回路は、従来技術の帯域通過フィルタの構成とは、以下に説明 する如ぐ全くの別な構成である。
[0153] (a)入力と出力の、接続形態が異なる。即ち、その最小構成であっても、本発明の 複合振器 2は、 6端子網（3対 2端子回路)である。一方、従来技術のフィルタの最小 構成は、 4端子網（2対 2端子回路)である。従って、複合共振回路と従来技術の帯域 通過フィルタとは、本質的に別発明である。但し、変換子 では、変換したエネルギの 2端子も含めて 6端子とする。
[0154] (b)特に、圧電フィルタの場合には、更に、設計数値的に根本的に相違する。圧電 フィルタでは、 2つの周波数が電気機械結合係数以上に離れていると、フィルタとし て機能しないが、本発明のデバイスは十分成立する。従来の限界を超えて周波数を 可変できる。
[0155] また、下記点が本発明の進歩性を主張する従来技術では得られな 、効果である
[0156] (c)フィルタデバイスでは、最小構成の 4端子回路に接続する入出力インピーダン スは、その帯域に関係した値に選ばれる。本発明では、入出力インピーダンスと言う 概念がないが、敢えて言うならば、共振ユニットの損失と関係する値に、電源側のィ ンピーダンスを合わせる。高い信号純度を必要とする場合には、電源側のインピーダ ンスを可能な限り、小さく設定して、負荷 Q値の劣化を防ぐ。共振ユニットとしては、外 部電気端子との結合を疎結合とすることにより高い Q値を実現できる。
[0157] (d)出力情報としては、単一共振での周波数可変デバイスであって、帯域通過フィ ルタのように、或る範囲に亘つて、広い周波数範囲の応答を出力するものではない。
[0158] 上述した本発明の複合共振回路と従来技術のフィルタとの対比を表 1にまとめる。 [0159] [表 1]
Figure imgf000033_0001
[0160] 以上、説明したように、本発明の複合共振回路は、共振ユニット 2と位相シフト回路 とを組み合わせ、制御位相量を制御することにより、任意に設定された 2つの固有共 振周波数の周波数範囲を、少なくとも圧電性による限界を超えた広い周波数範囲の 場合においても、高純度の周波数を維持しながら連続可変できるものでるから、新規 性および進歩性を有するものと信ずる。

Claims

請求の範囲
[1] 入力端子と、出力端子と、第 1及び第 2端子と基準端子を有する共振ユニットと、前 記第 1及び第 2端子への入力信号対して位相シフトをなす位相シフト回路と、前記位 相シフト回路の出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する共 振出力回路と、力 なり、
前記共振ユニットは、前記第 1及び第 2端子の間に接続されて、中間点において各 々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少な くとも 1対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリ ァクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
[2] 前記共振ユニットは、基準電極層と、前記基準電極層を挟んで配置されて、単一の 圧電体層を挟む 1対の電極力 各々がなる 1及び第 2圧電体層ユニットと、によって 構成され、
前記基準電極が前記基準端子に接続されており、前記第 1及び第 2圧電層ユニット の最外側電極が前記第 1及び第 2端子に接続されていることを特徴とする請求項 1記 載の複合共振回路。
[3] 前記第 1及び第 2圧電体層が各々多層構造であることを特徴とする請求項 2記載の 複合共振回路。
[4] 前記共振ユニットは、前記第 1及び第 2端子の間に接続されたストリップラインと、前 記ストリップラインの中点と前記基準端子との間に接続されたストリップラインを含むこ とを特徴とする請求項 1又は 2記載の複合共振回路。
[5] 入力端子と、出力端子と、第 1、第 2、第 3、第 4端子を有する共振ユニットと、前記 第 1及び第 2端子への入力信号対して位相シフトをなす第 1位相シフト回路と、前記 第 3及び第 4端子への入力信号対して πの位相シフトをなす第 2位相シフト回路と、 前記第 1及び第 2位相シフト回路のいずれかの出力電流の大きさに応じた共振出力 を前記出力端子に供給する共振出力回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第 1及び第 2端子の間に接続されて、中間点において各 々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少な くとも 1対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリ ァクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
[6] 前記共振ユニットは、前記第 1及び第 2端子の間に接続された第 1ストリップラインと 、前記第 3及び第 4端子の間に接続された第 2ストリップラインと、前記第 1及び第 2ス トリップラインの各々の中点の間に接続された第 3ストリップラインと、を含むことを特 徴とする請求項 5記載の複合共振回路。
[7] 前記共振ユニットは、圧電体基板と、前記圧電体基板上に設けられた少なくとも 2 対の電極対と、からなり、前記第 1及び第 2端子は、前記電極対の一方の各々に接続 され、前記第 3及び第 4端子は、前記電極対の他方の各々に接続されていることを特 徴とする請求項 5記載の複合共振回路。
[8] 前記共振ユニットは、 MEMS素子力 なることを特徴とする請求項 1又は 5記載の複 合共振回路。
[9] 入力端子と、第 1及び第 2端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第 1及び第 2端子への入力信号対して位相シフトをなす位相シフト回路と、力 なり、
前記共振ユニットは、前記第 1端子及び前記基準端子の間に接続された第 1圧電 体と、前記第 2端子及び前記基準端子の間に接続されかつ前記第 1圧電体と実質的 に相等しい共振周波数を有する第 2圧電体と、を含み、
前記第 1及び第 2圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
[10] 入力端子と、出力端子と、第 1、第 2、第 3、第 4端子を有する共振ユニットと、前記 第 1及び第 2端子への入力信号対して位相シフトをなす第 1位相シフト回路と、前記 第 3及び第 4端子への入力信号対して πの位相シフトをなす第 2位相シフト回路と、 からなり、
前記共振ユニットは、前記第 1及び第 2端子の間に接続されている第 1圧電体と、 前記第 3及び第 4端子の間に接続されている第 2圧電体とからなり、
前記第 1及び第 2圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
PCT/JP2007/061514 2006-06-15 2007-06-07 複合共振回路 WO2007145127A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008521174A JPWO2007145127A1 (ja) 2006-06-15 2007-06-07 複合共振回路
EP07744847A EP2037574A1 (en) 2006-06-15 2007-06-07 Composite resonator
US12/304,715 US8179209B2 (en) 2006-06-15 2007-06-07 Complex resonance circuit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006165957 2006-06-15
JP2006-165957 2006-06-15

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007145127A1 true WO2007145127A1 (ja) 2007-12-21

Family

ID=38831642

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2007/061514 WO2007145127A1 (ja) 2006-06-15 2007-06-07 複合共振回路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8179209B2 (ja)
EP (1) EP2037574A1 (ja)
JP (1) JPWO2007145127A1 (ja)
WO (1) WO2007145127A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011148630A1 (ja) * 2010-05-26 2011-12-01 パナソニック株式会社 Ｍｅｍｓ共振器
JP4929421B2 (ja) * 2009-04-15 2012-05-09 マークデバイシス株式会社 周波数可変型複合共振回路
WO2012120710A1 (ja) * 2011-03-04 2012-09-13 マークデバイシス株式会社 複合負帰還型周波数選択出力回路とこれを用いた発振回路
WO2012160612A1 (ja) * 2011-05-26 2012-11-29 パナソニック株式会社 トラッキングバンドパスフィルタ
JP2015070500A (ja) * 2013-09-30 2015-04-13 日本電波工業株式会社 共振回路及び発振回路

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011099439A1 (ja) * 2010-02-09 2011-08-18 マークデバイシス株式会社 反共振周波数可変型複合共振回路
RU2455752C1 (ru) * 2011-06-09 2012-07-10 Юрий Сергеевич Иванченко Кварцевый генератор
US20160294055A1 (en) * 2013-11-05 2016-10-06 Marcdevices Co., Ltd. Transfer-function copying circuit and gang-controlled phase displacement circuit
TWI536733B (zh) * 2014-05-30 2016-06-01 國立臺灣大學 共模雜訊抑制裝置
US10885460B2 (en) * 2018-08-28 2021-01-05 International Business Machines Corporation Dispersive-resistive hybrid attenuator for quantum microwave circuits
US11296410B2 (en) * 2018-11-15 2022-04-05 Skyworks Solutions, Inc. Phase shifters for communication systems

Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04370742A (ja) * 1991-06-19 1992-12-24 Sony Corp 化学センサーとその回路との結線方法
JPH10114130A (ja) 1996-10-11 1998-05-06 Fujicopian Co Ltd インクリボンカセット
JPH10174436A (ja) 1996-12-09 1998-06-26 Mitsui Chem Inc 圧電素子駆動回路
US5821833A (en) * 1995-12-26 1998-10-13 Tfr Technologies, Inc. Stacked crystal filter device and method of making
JPH10313216A (ja) 1997-05-13 1998-11-24 Fujitsu Ltd 発振回路
JPH11295281A (ja) 1998-04-08 1999-10-29 Toshiba Tungaloy Co Ltd 計測用の超音波トランスジューサー
JP2000196358A (ja) 1998-12-28 2000-07-14 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 電圧制御圧電発振器
JP2002111305A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Kyocera Corp 周波数可変複合フィルタ
JP2004519150A (ja) 2001-01-26 2004-06-24 エリクソン インコーポレイテッド 適応アンテナ最適化ネットワーク
JP2005072757A (ja) * 2003-08-21 2005-03-17 Sony Corp マイクロ電気機械システムの共振器およびその駆動方法
JP2005223111A (ja) 2004-02-05 2005-08-18 Yokogawa Electric Corp 波長可変レーザー
JP2005253059A (ja) 2004-02-03 2005-09-15 Ntt Docomo Inc 可変共振器及び可変移相器
JP2006003144A (ja) * 2004-06-16 2006-01-05 Seiko Instruments Inc 分析用マイクロセンサ
JP2006029870A (ja) * 2004-07-13 2006-02-02 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 水晶発振器及び感知装置
JP2006109425A (ja) 2004-09-08 2006-04-20 Nagoya Institute Of Technology マイクロストリップアレーアンテナ
WO2006046672A1 (ja) 2004-10-26 2006-05-04 Koichi Hirama 複合共振回路及び同回路を使用した発振回路
JP2007085977A (ja) 2005-09-26 2007-04-05 Citizen Watch Co Ltd Ｑｃｍセンサーチップの製造方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI118400B (fi) * 2001-08-21 2007-10-31 Nokia Corp Pietsosähköisiä resonaattoreita käsittävä suodinrakenne
DE10149542A1 (de) * 2001-10-08 2003-04-17 Infineon Technologies Ag BAW-Resonator
DE10160617A1 (de) * 2001-12-11 2003-06-12 Epcos Ag Akustischer Spiegel mit verbesserter Reflexion
JP4283001B2 (ja) 2003-01-27 2009-06-24 京楽産業．株式会社 パチンコ機の外枠
DE102004037820A1 (de) * 2004-08-04 2006-03-16 Epcos Ag Elektrische Schaltung und Bauelement mit der Schaltung
US7446629B2 (en) * 2004-08-04 2008-11-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Antenna duplexer, and RF module and communication apparatus using the same
TWI239116B (en) * 2004-09-01 2005-09-01 Ind Tech Res Inst Dual-band bandpass filter
US7554422B2 (en) * 2004-09-10 2009-06-30 Panasonic Corporation Filter module using piezoelectric resonators, duplexer, communication device, and method for fabricating filter module
US7098758B2 (en) * 2004-11-03 2006-08-29 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Acoustically coupled thin-film resonators having an electrode with a tapered edge
FR2883432B1 (fr) * 2005-03-18 2008-02-22 St Microelectronics Sa Circuit de filtrage accordable en frequence integrable, comportant un jeu de resonateurs baw
JP4428292B2 (ja) * 2005-05-27 2010-03-10 Ｔｄｋ株式会社 トリプレクサ回路

Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04370742A (ja) * 1991-06-19 1992-12-24 Sony Corp 化学センサーとその回路との結線方法
US5821833A (en) * 1995-12-26 1998-10-13 Tfr Technologies, Inc. Stacked crystal filter device and method of making
JPH10114130A (ja) 1996-10-11 1998-05-06 Fujicopian Co Ltd インクリボンカセット
JPH10174436A (ja) 1996-12-09 1998-06-26 Mitsui Chem Inc 圧電素子駆動回路
JPH10313216A (ja) 1997-05-13 1998-11-24 Fujitsu Ltd 発振回路
JPH11295281A (ja) 1998-04-08 1999-10-29 Toshiba Tungaloy Co Ltd 計測用の超音波トランスジューサー
JP2000196358A (ja) 1998-12-28 2000-07-14 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 電圧制御圧電発振器
JP2002111305A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Kyocera Corp 周波数可変複合フィルタ
JP2004519150A (ja) 2001-01-26 2004-06-24 エリクソン インコーポレイテッド 適応アンテナ最適化ネットワーク
JP2005072757A (ja) * 2003-08-21 2005-03-17 Sony Corp マイクロ電気機械システムの共振器およびその駆動方法
JP2005253059A (ja) 2004-02-03 2005-09-15 Ntt Docomo Inc 可変共振器及び可変移相器
JP2005223111A (ja) 2004-02-05 2005-08-18 Yokogawa Electric Corp 波長可変レーザー
JP2006003144A (ja) * 2004-06-16 2006-01-05 Seiko Instruments Inc 分析用マイクロセンサ
JP2006029870A (ja) * 2004-07-13 2006-02-02 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 水晶発振器及び感知装置
JP2006109425A (ja) 2004-09-08 2006-04-20 Nagoya Institute Of Technology マイクロストリップアレーアンテナ
WO2006046672A1 (ja) 2004-10-26 2006-05-04 Koichi Hirama 複合共振回路及び同回路を使用した発振回路
JP2007085977A (ja) 2005-09-26 2007-04-05 Citizen Watch Co Ltd Ｑｃｍセンサーチップの製造方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4929421B2 (ja) * 2009-04-15 2012-05-09 マークデバイシス株式会社 周波数可変型複合共振回路
WO2011148630A1 (ja) * 2010-05-26 2011-12-01 パナソニック株式会社 Ｍｅｍｓ共振器
JP5277322B2 (ja) * 2010-05-26 2013-08-28 パナソニック株式会社 Ｍｅｍｓ共振器
US8542074B2 (en) 2010-05-26 2013-09-24 Panasonic Corporation MEMS resonator
WO2012120710A1 (ja) * 2011-03-04 2012-09-13 マークデバイシス株式会社 複合負帰還型周波数選択出力回路とこれを用いた発振回路
WO2012160612A1 (ja) * 2011-05-26 2012-11-29 パナソニック株式会社 トラッキングバンドパスフィルタ
JP2015070500A (ja) * 2013-09-30 2015-04-13 日本電波工業株式会社 共振回路及び発振回路

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2007145127A1 (ja) 2009-10-29
US20090251234A1 (en) 2009-10-08
EP2037574A1 (en) 2009-03-18
US8179209B2 (en) 2012-05-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2007145127A1 (ja) 複合共振回路
JP5052136B2 (ja) 複合共振回路及び同回路を使用した発振回路
US20070176710A1 (en) Impedance transforming bulk acoustic wave baluns
Lakin Bulk acoustic wave coupled resonator filters
US6437484B1 (en) Piezoelectric resonator
US4410823A (en) Surface acoustic wave device employing reflectors
JP5046961B2 (ja) 高周波弾性波装置
JPS581850B2 (ja) 表面音響波変換器
CN101069344B (zh) 薄膜弹性波谐振器及使用该谐振器的滤波器和通信设备
AU779050B2 (en) Programmable surface acoustic wave (SAW) filter
JPS61136313A (ja) 表面弾性波装置及びその製造方法
JP5950363B2 (ja) 弾性表面波変換器
KR100317162B1 (ko) 횡결합 공진자형 표면파 필터 및 종결합 공진자형 표면파필터
JP2002503049A (ja) 表面弾性波共振器を有するフィルタ
WO1998029909A1 (en) Piezoelectric transformer with multiple output
WO2000013316A1 (fr) Filtre d'ondes de surface a plusieurs modes longitudinaux
Lu et al. GHz low-loss acoustic RF couplers in lithium niobate thin film
JP2005529535A (ja) 調整可能なフィルタおよび周波数調整方法
US6320479B1 (en) Magnetostrictive surface acoustic wave devices having optimized transducers
Lu et al. Lamb wave resonator loaded non-reciprocal RF devices
Ralib et al. Silicon compatible Acoustic wave resonators: Design, fabrication and performance
JP2008005443A (ja) 音響波共振子およびフィルタならびに通信装置
US20040012306A1 (en) Composite vibration device
GB2381975A (en) Surface acoustic wave device
JPS63266911A (ja) 表面音響波のフイルタ

Legal Events

Date Code Title Description
DPE2 Request for preliminary examination filed before expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 07744847

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2008521174

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12304715

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2007744847

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE