WO2007099917A1 - 測定装置、測定方法、試験装置、試験方法、及び電子デバイス - Google Patents

測定装置、測定方法、試験装置、試験方法、及び電子デバイス Download PDF

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    • G11C2029/5002—Characteristic

Definitions

  • a test for measuring jitter of a signal under measurement output from the electronic device can be considered.
  • the jitter of the signal under measurement is measured by inputting the signal under measurement into a time interval analyzer, oscilloscope, or the like.
  • the jitter can be calculated by measuring the phase error of the edge of the signal under measurement, for example.
  • the function test apparatus sets the voltage value of the signal under measurement to the set timing. Compare with the threshold voltage. Therefore, by gradually shifting the timing, it is possible to detect the transition timing of the data pattern of the signal under measurement and detect the edge of the signal under measurement. For this reason, it is possible to measure jitter using a function test device using this function.
  • a test apparatus for testing a device under test, the measurement apparatus measuring the jitter of a signal under measurement output from the device under test, and the jitter measured by the measurement apparatus. And a jitter determination unit that determines whether the device under test is good or bad, and the measuring apparatus sequentially compares the voltage value of the signal under measurement with the reference voltage value provided at the timing of the strobe signal given sequentially. And a strobe timing generator that sequentially generates strobe signals arranged at approximately equal time intervals, a capture memory that stores the comparison result of the comparator, and a jitter of the signal under measurement based on the comparison result stored in the capture memory A test apparatus having a digital signal processing unit is provided.
  • a test method for testing a device under test wherein a measurement stage for measuring jitter of a signal under measurement output from the device under test is measured, and measurement is performed during the measurement stage.
  • the strobe timing generation stage that sequentially generates strobe signals arranged at approximately equal time intervals, the storage stage that stores the comparator comparison results, and the comparison results that are stored in the captcha memory And a digital signal processing stage for calculating jitter of the signal under measurement.
  • an electronic device that outputs a signal under measurement includes an operation circuit that generates the signal under measurement, and a measurement device that measures the signal under measurement.
  • a measuring apparatus for measuring a signal under measurement, wherein the voltage value of the first signal under measurement and the reference voltage value provided at the timing of the strobe signal given sequentially.
  • the first comparator that sequentially compares the voltage value of the second signal under measurement and the given reference voltage value with the second comparator that sequentially compares the first comparator with the first comparator substantially simultaneously.
  • a strobe timing generator for sequentially generating the strobe signals arranged in the circuit, a capture memory for storing the comparison result of the comparator, and each of the first and second signals under measurement based on the comparison result stored in the capture memory.
  • Digital signal processing that calculates instantaneous phase and calculates a deterministic skew between the first signal under measurement and the second signal under measurement based on each instantaneous phase. It provides a measure equipment and a part.
  • a measuring apparatus for measuring a signal under measurement, wherein the voltage value of the first signal under measurement and the reference voltage provided at the timing of the strobe signal given sequentially.
  • a first comparator that sequentially compares values with each other, a voltage value of the second signal under measurement, and a given reference voltage value that are sequentially compared with the first comparator substantially simultaneously with the first comparator, and approximately equal time
  • a strobe timing generator that sequentially generates strobe signals arranged at intervals, a capture memory that stores the comparison result of the comparator, and each of the first and second signals under measurement based on the comparison result stored in the capture memory.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the operation of the measuring apparatus 10 when the comparator 20 shown in FIG. 3 (A) is used.
  • FIG. 7 shows a comparison between the actual jitter value measured by the conventional jitter measurement method and the actual jitter value measured by the test apparatus 100.
  • FIG. 8 (A) and FIG. 8 (B) are diagrams showing a configuration example of the band limiting unit 62.
  • FIG. 10 is a diagram showing another example of the configuration of the measuring apparatus 10.
  • FIG. 12 is a diagram showing another example of the configuration of the measuring device 10.
  • FIG. 17 is a diagram showing another example of the configuration of the test apparatus 100.
  • FIG. 26 shows examples of the instantaneous phase ⁇ (t), linear phase, and instantaneous phase noise ⁇ (t) of the signal under measurement explained in FIG.
  • the determination unit 70 determines pass / fail of the device under test 200 based on the jitter of the signal under measurement measured by the measuring apparatus 10. For example, the determination unit 70 may determine the quality of the device under test 200 based on whether or not the timing jitter amount of the signal under measurement is greater than or equal to a predetermined reference value. The reference value may be determined according to required specifications of the device under test 200.
  • the digital signal processing unit 60 calculates the jitter of the signal under measurement based on the comparison result stored in the captcha memory 40.
  • the digital signal processing unit 60 is, for example, shown in FIG. 5
  • the jitter of the signal under measurement may be calculated by the method described later in connection with (B). Further, the digital signal processing unit 60 may calculate the jitter of the signal under measurement by another known technique.
  • the digital signal conversion unit 50 converts the comparison results High and Low into, for example, 1 and ⁇ 1 digital values, respectively.
  • the instantaneous phase estimating unit 66 generates an instantaneous phase signal indicating the instantaneous phase of the digital signal based on the analysis signal output from the band limiting unit 62.
  • the instantaneous phase of the digital signal can be obtained by the arc tangent of the ratio of the real part to the imaginary part of the analysis signal.
  • FIG. 7 shows a comparison between the actual measured jitter value by the conventional jitter measurement method and the actual measured jitter value by the test apparatus 100.
  • the signal under measurement is converted into a digital signal by an 8-bit ADC, and jitter is measured in the same manner as the digital signal processing unit 60.
  • the test apparatus 100 measures jitter using a comparator 20 that outputs a ternary digital signal.
  • the test apparatus 100 has a simpler configuration than the conventional method, and the difference from the conventional method is 4% for both the measured signal with less noise and the measured signal with more noise. The following measurements can be made.
  • the measurement apparatus 10 in this example removes the carrier frequency component of the signal under measurement, extracts the noise component to be measured, and performs processing, so that the noise component can be accurately measured. Can do.
  • the filter 74 preferably also removes harmonic components of the carrier frequency component.
  • the strobe timing generator 30 generates a strobe signal input to the comparator 20 based on the phase of the trigger signal synchronized with the signal under measurement. For example, the strobe timing generator 30 starts outputting the strobe signal A after a predetermined offset time has elapsed with reference to a trigger signal having a predetermined phase with respect to the signal under measurement A.
  • the strobe timing generator 30 similarly uses the trigger signal as a reference, and after a predetermined offset time has elapsed, Start output.
  • the strobe signal B is arranged at the same time interval as the strobe signal A.
  • the phase of the trigger signal serving as the reference of the signal under measurement A and the phase of the trigger signal serving as the reference of the signal under measurement B are substantially the same.
  • the same interval is used.
  • the offset of the strobe signal A with respect to the trigger signal and the offset of the strobe signal B with respect to the trigger signal may be different by about half of the strobe interval. That is, when strobe signal A and strobe signal B are superimposed, strobe signal A and strobe signal B are alternately arranged at substantially equal intervals.
  • the strobe timing generator 30 may include, for example, an oscillation circuit that generates a strobe signal in which strobes are arranged at predetermined time intervals, and a delay circuit that delays the output of the oscillation circuit.
  • the oscillation circuit sequentially generates a strobe signal A and a strobe signal B. Then, the delay circuit sequentially delays each strobe signal in accordance with the offset that each strobe signal should have.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating another example of the configuration of the comparator 20.
  • the measurement apparatus 10 in this example has two comparators (20-1, 20-2, hereinafter collectively referred to as 20).
  • Each comparator 20 is the same as the comparator 20 described in FIG.
  • the same first reference voltage VOH and second reference voltage VOL are applied to each comparator 20.
  • each signal to be measured is branched and input to each comparator 20.
  • the measuring apparatus 10 may further include an input unit 90 that divides the signal under measurement and inputs the signal under measurement to each comparator 20 in parallel.
  • the strobe timing generator 30 inputs strobe signals having different phases to the respective comparators. For example, the strobe signal A shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of operations of the comparator 20 and the strobe timing generator 30 illustrated in FIG. As described above, the strobe timing generator 30 generates the strobe signals A (l, 2, 3,... And the strobe signal B (A, B, C,%) And inputs them to the respective comparators 20.
  • the power described in the example having two comparators 20 may be provided in another example. In this case, it is possible to perform measurement at a higher frequency by making the offset of the strobe signal input to each comparator 20 different.
  • FIG. 15 and FIG. 16 are flowcharts showing an example of a method for correcting the sampling timing error.
  • the correction may be performed by the digital signal processing unit 60.
  • the ideal phase difference calculation step S300 the ideal value of the phase difference of the sampling timing of each data series sampled according to each strobe signal is calculated.
  • the phase difference is given by 2 ⁇ (AtZT), where At is the ideal value of the offset difference of each strobe signal and T is the average period of the signal under measurement.
  • a comparison spectrum calculation step S304 a data series different from the reference data series is selected, and the spectrum of the data series is calculated.
  • the spectrum can be obtained by fast Fourier transform of the data series.
  • a cross spectrum between the spectrum of the reference data series and the spectrum of the comparison target data series is calculated.
  • the cross spectrum includes the complex conjugate spectrum of the reference data series spectrum and the comparison target data. It can be obtained by complex multiplication with the data series spectrum.
  • phase difference calculation step S306 the phase difference between the reference data series and the comparison target data series is calculated.
  • the phase difference can be calculated based on the cross spectrum calculated in S306. That is, it indicates the phase difference between the phase component force reference data series of the cross spectrum and the comparison target data series.
  • phase difference is calculated using the cross spectrum of the two data series, but the phase difference may be calculated by other methods.
  • the phase difference may be calculated based on the cross-correlation of the spectrum of two data series.
  • FIG. 16 is a flowchart showing an example of processing in the error correction stage S312.
  • the timing error calculation step S314 the sampling timing error of the comparison target data series is calculated based on the phase difference between the reference data series and the comparison target data series.
  • the timing error can be calculated based on the ideal phase difference.
  • timing errors it is determined whether or not timing errors have been corrected for all data series. If there is a data series for which timing error correction has not been performed, the processing from S314 to S318 is repeated for the data series. Time for all data series When the timing error is corrected, a data sequence in which the timing error is corrected is generated in the data sequence generation step S322. For example, it is possible to obtain a data sequence in which the timing error is corrected by performing inverse fast Fourier transform on the spectrum of each data sequence in which the timing error is corrected.
  • test apparatus 100 in this example is further provided with a pattern generator 65 and a pattern comparison unit 55 in addition to the configuration of the test apparatus 100 described with reference to FIGS.
  • the determination unit 70 includes a logic determination unit 75 and a jitter determination unit 77.
  • the other components have the same or similar functions and configurations as the components described with the same reference numerals in FIGS.
  • the pattern generator 65 inputs a test signal having a predetermined data pattern to the device under test 200 when performing a function test of the device under test.
  • the comparator 20 detects the data pattern of the signal under measurement by comparing the voltage value of the signal under measurement output from the device under test 200 with a predetermined reference voltage at the timing of the given strobe signal.
  • the strobe timing generator 30 when performing a jitter test, the strobe timing generator 30 is connected to the test level. A strobe signal that is independent of the first signal may be generated.
  • the strobe timing generator 30 includes, for example, an oscillation circuit that generates a strobe signal.
  • the strobe timing generator 30 controls the operation of the oscillation circuit according to a test rate. The operation of the oscillation circuit need not be controlled by the test rate.
  • the strobe timing generator 30 may include a first oscillation circuit that generates a strobe signal when performing a function test, and a second oscillation circuit that generates a strobe signal when performing a jitter test. In this case, the operation of the first oscillation circuit is controlled by the test rate, and the second oscillation circuit operates independently of the test rate.
  • the pattern comparison unit 55 compares whether the data pattern of the signal under measurement determined by the comparison result stored in the capture memory 40 matches the predetermined expected value pattern. To do.
  • the expected value pattern should be generated by the pattern generator 65 based on the data pattern of the test signal.
  • the logic determination unit 75 determines pass / fail of the device under test 200 based on the comparison result in the pattern comparison unit 55.
  • the digital signal conversion unit 50, the digital signal processing unit, and the determination unit 70 may be a computer in which software is incorporated.
  • the test apparatus 100 can also perform a jitter test without adding hardware using a conventional test apparatus for function tests. Therefore, the device under test 200 can be tested at a low cost.
  • FIG. 18 is a diagram showing an example of the configuration of the electronic device 400 according to the embodiment of the present invention.
  • the electronic device 400 includes an operation circuit 410 that generates a signal under measurement and the measurement apparatus 10.
  • the electronic device 400 may include a configuration of the operating circuit 410 and a part of the measuring apparatus 10 inside a package such as resin or ceramic.
  • the operation circuit 410 operates in accordance with, for example, a signal input from the outside, and outputs a signal under measurement to the outside.
  • the measuring apparatus 10 measures the signal under measurement output from the operation circuit 410.
  • the measuring apparatus 10 may have the same configuration as the measuring apparatus 10 described in relation to FIGS.
  • the measurement apparatus 10 may include a comparator 20 and a captcha memory 40.
  • the comparator 20 has a strobe signal described in connection with FIGS. Is given.
  • the strobe signal may be generated inside the electronic device 400 provided by an external device.
  • the electronic device 400 When generating a strobe signal inside the electronic device 400, the electronic device 400 preferably further includes a strobe timing generator 30. As described with reference to FIGS. 1 to 16, the capture memory 40 stores measurement results obtained by measuring the signal under measurement at a high frequency equivalently.
  • the jitter of the electronic device 400 can be accurately calculated by reading the comparison result stored in the captcha memory 40.
  • the external device can reduce the cost of the device because it is not necessary to measure the signal under measurement at high speed.
  • the strobe timing generator 30 in this example may generate a strobe signal with a period that does not satisfy the Nyquist theorem for the signal under measurement. That is, the stove timing generator 30 in this example undersamples the signal under measurement. For example, the stove timing generator 30 generates a strobe signal with a period greater than half the period of the signal under measurement. In this example, as shown in FIG. 19, the strobe timing generator 30 generates strobe signals at equal intervals with a period longer than the period of the signal under measurement.
  • the digital signal processing unit 60 extracts a frequency component near the carrier frequency of the signal under measurement.
  • FIG. 20 (B) shows an example of the extracted frequency component.
  • Figure 20 (B) shows an example of the frequency components extracted when the carrier frequency of the signal under measurement is about 16 MHz and the cutoff frequency is about 15 MHz and about 5 MHz.
  • Figure 23 shows the observed bandwidth of the jitter value calculated for each period difference value ( ⁇ 1). It is a figure which illustrates dependency. In this example, when the effective value of the jitter amplitude included in the signal under measurement is 2 ps, the jitter value calculated for the difference value ( ⁇ ) of each period is shown. The horizontal axis in FIG. 23 corresponds to the cutoff frequency shown in FIG. 20 (B).
  • the strobe timing generator 30 may set the period of the strobe signal so that the difference value ( ⁇ ) of the period becomes smaller. For example, when the strobe timing generator 30 can select a plurality of types of cycles as the cycle of the strobe signal, the strobe timing generator 30 may select a cycle in which the difference value ( ⁇ ) of the cycle is smaller. .
  • the difference between the period of the strobe signal and the period of the signal under measurement is a value corresponding to the amplitude of the jitter to be measured or the time resolution to calculate the jitter.
  • the period of the strobe signal may be set.
  • the strobe timing generator 30 is given the amplitude value of the jitter to be measured or the time resolution value of the jitter to be calculated, and the difference between the period of the strobe signal and the period of the signal under measurement is the effective value of the jitter.
  • the strobe signal may be set sequentially so that it is three times smaller than or less than the time resolution value.
  • the jitter value to be measured may be the peak-to-peak value of timing jitter.
  • the strobe timing generator 30 is preferably provided with the value of the period of the signal under measurement.
  • the strobe timing generation unit 30 selects a timing set having the smallest period difference value ⁇ among these timing sets, and the period difference value ⁇ is 2 to 2 of the jitter value to be measured. A timing set smaller than 3 times may be selected.
  • FIG. 26 shows an example of the instantaneous phase ⁇ (t), linear phase, and instantaneous phase noise ⁇ (t) of the signal under measurement described in FIG.
  • the upper figure of Fig. 26 shows the instantaneous phase ⁇ (t) and the linear phase 2 ⁇ ⁇ t + ⁇ of the signal under measurement, and the lower figure shows the instantaneous phase noise ⁇ (t) of the signal under measurement.
  • the deterministic skew is the difference between the electrical lengths of the two signal propagation paths. Calculate ( ⁇ (t) I- ⁇ (t) I) / (2 ⁇ ⁇ ).
  • the test apparatus 100 includes two comparators 20 in parallel. Then, signals are simultaneously input to these comparators 20. Also, the same strobe signal is given to these comparators 20. That is, the test apparatus 100 simultaneously undersamples two signals input to the comparator 20.
  • the difference between the obtained values indicates the definite skew.
  • Such processing may be performed by the digital signal converter 50 and the digital signal processor 60.
  • the test apparatus 100 may have two captive memories 40 corresponding to the two comparators 20.
  • the digital signal conversion unit 50 receives data from the two captive memories 40 and calculates the above-described fixed skew and irregular skew.
  • a jitter test of a device under test can be performed at low cost.
  • timing noise can be measured separately from amplitude noise, timing jitter can be measured accurately.
  • measurement can be performed at a speed higher than the maximum frequency of the strobe signal that can be generated by the strobe timing generator.

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Abstract

　被測定信号を測定する測定装置であって、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発生器と、コンパレータの比較結果を格納するキャプチャメモリと、キャプチャメモリが格納した比較結果に基づいて、被測定信号のジッタを算出するデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。

Description

明 細 書
測定装置、測定方法、試験装置、試験方法、及び電子デバイス 技術分野
[0001] 本発明は、被測定信号を測定する測定装置及び測定方法、被試験デバイスを試 験する試験装置及び試験方法、並びに電子デバイスに関する。特に本発明は、被 試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定装置、測定方法、試験 装置、及び試験方法に関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献 の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内 容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
出願番号 11/362, 536 出願曰 2006年 2月 27曰
出願番号 11/550, 811 出願曰 2006年 10月 19曰
背景技術
[0002] 半導体回路等の電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定 信号のジッタを測定する試験が考えられる。例えば、被測定信号をタイムインターバ ルアナライザ、オシロスコープ等に入力することにより、被測定信号のジッタを測定し ている。タイムインターノ レアナライザ等を用いる場合、例えば被測定信号のエッジ の位相誤差を測定することにより、ジッタを算出することができる。
[0003] また、電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のバタ ーンが、期待値パターンと一致するか否かを判定するファンクション試験も考えられる 。当該試験は、電子デバイスに所定の試験パターンを入力したときに電子デバイスが 出力する被測定信号の電圧値を閾値電圧と比較することにより、被測定信号のデー タパターンを検出する。そして、当該データパターン力 期待値パターンと一致する か否かを判定する。
[0004] このように、ジッタ試験及びファンクション試験を行う場合、ジッタ測定用の装置と、 ファンクション試験用の装置とを用意する必要がある。このため、ジッタ試験にはコスト がかかってしまう。
[0005] また、ファンクション試験用の装置は、被測定信号の電圧値を、設定されるタイミン グで閾値電圧と比較する。このため、当該タイミングを徐々にずらすことにより、被測 定信号のデータパターンが遷移するタイミングを検出し、被測定信号のエッジを検出 することができる。このため、当該機能を利用して、ファンクション試験用の装置を用 V、てジッタを測定することも考えられる。
[0006] 現在、関連する特許文献等は認識して!/ヽな!、ので、その記載を省略する。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] しかし、従来のファンクション試験用の装置は、被測定信号の周期に同期したテスト レートにおける、サンプリングタイミングを設定するものである。このため、各テストレー ト内において、被測定信号に対するサンプリングタイミングの相対位相を徐々にずら すためには、それぞれのテストレートに対して、サンプリングタイミングの位相を設定 する必要がある。このため、ジッタ試験を行う場合には煩雑なタイミング設定をしなけ ればならず、試験時間も非常に長くなつていた。また、相対位相に応じてタイミングを シフトさせるので、その測定精度は試験に適するものではない。
[0008] また、オシロスコープ等を用いてジッタを測定する場合、入力される被測定信号に はタイミングノイズ成分に加え、振幅ノイズ成分が含まれている。このため、被測定信 号のタイミングノイズのみを精度よく測定することが困難である。
[0009] このため本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができる測 定装置、測定方法、試験装置、試験方法、及び電子デバイスを提供することを目的と する。
課題を解決するための手段
[0010] 上記課題を解決するために、本発明の第 1の形態においては、被測定信号を測定 する測定装置であって、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定 信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、略等時間 間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発生器と、コン パレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、キヤプチヤメモリが格納した比較 結果に基づいて、被測定信号のジッタを算出するデジタル信号処理部とを備える測 定装置を提供する。 [0011] 本発明の第 2の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、 被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定装置と、測定装置が 測定したジッタに基づいて、被試験デバイスの良否を判定するジッタ判定部とを備え 、測定装置は、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の 電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、略等時間間隔に 配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発生器と、コンパレー タの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、キヤプチヤメモリが格納した比較結果に 基づいて、被測定信号のジッタを算出するデジタル信号処理部とを有する試験装置 を提供する。
[0012] 本発明の第 3の形態においては、所定の周期を有する被測定信号を測定する測定 方法であって、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の 電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較する比較段階と、略等時間間隔に配 置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発生段階と、コンパレー タの比較結果を格納する格納段階と、キヤプチヤメモリが格納した比較結果に基づ 、 て、被測定信号のジッタを算出するデジタル信号処理段階とを備える測定方法を提 供する。
[0013] 本発明の第 4の形態においては、被試験デバイスを試験する試験方法であって、 被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定段階と、測定段階に ぉ 、て測定したジッタに基づ 、て、被試験デバイスの良否を判定するジッタ判定段 階とを備え、測定段階は、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測 定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較する比較段階と、略等時間 間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発生段階と、コ ンパレータの比較結果を格納する格納段階と、キヤプチヤメモリが格納した比較結果 に基づいて、被測定信号のジッタを算出するデジタル信号処理段階とを有する試験 方法を提供する。
[0014] 本発明の第 5の形態においては、所定の周期を有する被測定信号を測定する測定 装置であって、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の 電圧値と、与えられる第 1の参照電圧値及び第 2の参照電圧とを順次比較し、 3値の 比較結果を出力するコンパレータと、コンパレータの比較結果を格納するキヤプチャ メモリと、キヤプチヤメモリが格納した比較結果に基づいて、被測定信号のジッタを算 出するデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。
[0015] 本発明の第 6の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、 被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する測定装置とを備え、測定 装置は、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の電圧値 と、与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、コンパレータの比較結 果を格納するキヤプチヤメモリとを有する電子デバイスを提供する。
[0016] 本発明の第 7の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、順次 与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、第 1の被測定信号の電圧値と、与え られる参照電圧値とを順次比較する第 1のコンパレータと、第 2の被測定信号の電圧 値と、与えられる参照電圧値とを、第 1のコンパレータと略同時に順次比較する第 2の コンパレータと、略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストロー ブタイミング発生器と、コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、キヤプ チヤメモリが格納した比較結果に基づいて、第 1及び第 2の被測定信号のそれぞれ の瞬時位相を算出し、それぞれの瞬時位相に基づいて、第 1の被測定信号及び第 2 の被測定信号の間の確定スキューを算出するデジタル信号処理部とを備える測定装 置を提供する。
[0017] 本発明の第 8の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、順次 与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、第 1の前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較する第 1のコンパレータと、第 2の被測定信号の 電圧値と、与えられる参照電圧値とを、第 1のコンパレータと略同時に順次比較する 第 2のコンパレータと、略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するス トローブタイミング発生器と、コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、 キヤプチヤメモリが格納した比較結果に基づいて、第 1及び第 2の被測定信号のそれ ぞれの瞬時位相を算出し、それぞれの瞬時位相に基づいて第 1及び第 2の被測定 信号の瞬時位相雑音を求め、それぞれの瞬時位相雑音から、第 1の被測定信号及 び第 2の被測定信号の不規則スキューを算出するデジタル信号処理部とを備える測 定装置を提供する。
[0018] なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなぐ これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
図面の簡単な説明
[0019] [図 1]本発明の実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を示す図である。
[図 2]ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブ信号の例を示す図である。
[図 3]図 3 (A)、図 3 (B)、及び図 3 (C)は、コンパレータ 20の構成例を示す図である。
[図 4]図 3 (A)に示したコンパレータ 20を用いた場合の、測定装置 10の動作の一例 を示す図である。
[図 5]図 5 (A)及び図 5 (B)は、デジタル信号処理部 60の構成例を示す図である。
[図 6]図 6 (A)及び図 6 (B)は、線形位相除去部 68の動作例を示す図である。
[図 7]従来のジッタ測定法によるジッタの実測値と、試験装置 100によるジッタの実測 値との比較を示す。
[図 8]図 8 (A)及び図 8 (B)は、帯域制限部 62の構成例を示す図である。
[図 9]フィルタ 74が通過させる周波数帯域の一例を示す図である。
[図 10]測定装置 10の構成の他の例を示す図である。
[図 11]コンパレータ 20及びストローブタイミング発生器 30の動作の一例を示す図で ある。
[図 12]測定装置 10の構成の他の例を示す図である。
[図 13]コンパレータ 20の構成の他の例を示す図である。
[図 14]図 13に示したコンパレータ 20及びストローブタイミング発生器 30の動作の一 例を示す図である。
[図 15]サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートであ る。
[図 16]サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートであ る。
[図 17]試験装置 100の構成の他の例を示す図である。
[図 18]本発明の実施形態に係る電子デバイス 400の構成の一例を示す図である。 [図 19]ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブ信号の例を示す図である。
[図 20]図 20 (A)及び図 20 (B)は、デジタル信号処理部 60の動作例を説明する図で ある。
[図 21]図 21 (A)及び図 21 (B)は、デジタル信号処理部 60の動作例を説明する図で ある。
[図 22]被測定信号を、被測定信号の周期との差分周期値（ Δ )をもつストローブ信号 でサンプリングし，もとめられる瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す。
[図 23]それぞれの周期の差分値（Δ )に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存 性を例示する図である。
[図 24]それぞれの周期の差分値（Δ )に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例 を示す図である。
[図 25]図 17に示した試験装置 100が備えるパターン発生器 65の構成の一例を示す 図である。
[図 26]図 21において説明した、被測定信号の瞬時位相 φ (t)及び直線位相および 瞬時位相雑音 Δ φ (t)の例を示す。
[図 27]試験装置 100のジッタ測定結果と、従来のジッタ測定器におけるジッタ測定結 果とを比較する図である。
符号の説明
[0020] 10· · '測定装置、 20· · 'コンパレータ、 22· · '比較器、 25· · 'クロック再生器、 30· · · ストローブタイミング発生器、 40· · 'キヤプチヤメモリ、 50· · 'デジタル信号変換部、 5 5· · 'パターン比較部、 60· · 'デジタル信号処理部、 62· · ·帯域制限部、 64· · '位相 歪推定部、 65· · 'パターン発生器、 66· · ·瞬時位相推定部、 67· · 'パターン生成部 , 68· · '線形位相除去部、 69· · 'ドライバ、 70· · '判定部、 72· · 'ゼロクロスタイミング 推定部、 74、 75· · 'フィルタ、 76· · 'ヒルベルト変^^、 77· · ·ジッタ判定部、 78、 82 • · 'ミキサ、 90· · '入力部、 100· · '試験装置、 200· · '被試験デバイス、 400· · ·電 子デバイス、 410· · ·動作回路
発明を実施するための最良の形態
[0021] 以下、発明の実施の形態を通じて本発明の一つの側面を説明するが、以下の実施 形態は請求の範隨こかかる発明を限定するものではなぐまた実施形態の中で説明 されて 、る特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らな!/、。
[0022] 図 1は、本発明の実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を示す図である。試 験装置 100は、半導体回路等の被試験デバイス 200を試験する装置であって、測定 装置 10及び判定部 70を備える。測定装置 10は、被試験デバイス 200が出力する被 測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号は、所定の周期を有する信号であ る。例えば、被測定信号は、クロック信号であってよぐまたデータ信号であってもよい 。また、測定装置 10は、被測定信号のタイミングジッタを測定してよい。
[0023] 判定部 70は、測定装置 10が測定した被測定信号のジッタに基づいて、被試験デ バイス 200の良否を判定する。例えば判定部 70は、被測定信号のタイミングジッタ量 力 予め定められた基準値以上である力否かに基づいて、被試験デバイス 200の良 否を判定してよい。当該基準値は、要求される被試験デバイス 200のスペック等によ り定められてよい。
[0024] 測定装置 10は、コンパレータ 20、ストローブタイミング発生器 30、キヤプチヤメモリ 4 0、デジタル信号変換部 50、及びデジタル信号処理部 60を有する。コンパレータ 20 は、順次与えられるストローブ信号のタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与 えられる参照電圧値とを順次比較する。
[0025] ストローブタイミング発生器 30は、略等 、時間間隔で、ストローブ信号を順次生成 する。ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期に同期して、ストローブ信 号を順次生成してよい。また、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期と は独立して、ストローブ信号を順次生成してもよい。ストローブタイミング発生器 30は 、被測定信号の周期とは異なる周期に同期して、ストローブ信号を順次生成してもよ い。
[0026] キヤプチヤメモリ 40は、コンパレータ 20が出力する比較結果を格納する。例えばキ ャプチヤメモリ 40は、コンパレータ 20力 それぞれのストローブ信号に応じて順次出 力する比較結果を、対応するストローブ信号の位相に応じて整列して格納する。
[0027] デジタル信号処理部 60は、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果に基づいて、 被測定信号のジッタを算出する。デジタル信号処理部 60は、例えば図 5 (A)及び図 5 (B)に関連して後述する方法により、被測定信号のジッタを算出してよい。また、デ ジタル信号処理部 60は、他の公知の技術により被測定信号のジッタを算出してもよ い。
[0028] デジタル信号処理部 60には、デジタル信号処理部 60における信号処理の方法に 応じたデータを入力することが好ましい。例えば、デジタル信号処理部 60が、被測定 信号のゼロクロス点等に基づいて、被測定信号のジッタを算出する場合、デジタル信 号処理部 60には、振幅の絶対値が n (但し、 nは実数)より小さい範囲の離散的な値 を示す信号を入力することが好まし ヽ。
[0029] 本例における測定装置 10は、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果を、デジタル 信号処理部 60に入力すべきデジタル信号に変換する。例えば、デジタル信号変換 部 50は、キヤプチヤメモリが格納する比較結果に基づいて、被測定信号のそれぞれ の電圧値を、その絶対値が n (但し nは実数)より小さ 、範囲のデジタル値に変換した デジタル信号を生成する。例えば、デジタル信号変換部 50は、比較結果を、おおよ そデジタル値 1から 1の間のデジタル値に変換してよ!、。
[0030] 一例として、コンパレータ 20力 それぞれのストローブ信号のタイミングにおける被 測定信号の電圧値をひとつの参照電圧と比較し、論理値 H又は論理値 Lを比較結果 として出力する場合を説明する。この場合、デジタル信号変換部 50は、論理値 Hを デジタル値 1に変換し、論理値 Lをデジタル値 1に変換したデジタル信号を出力す る。また、コンパレータ 20が、 3値の比較結果を出力する場合、デジタル信号変換部 50は、それぞれの比較結果の論理値に応じて、それぞれの比較結果をデジタル値 1 、0、—1に変換する。
[0031] このような信号変換により、デジタル信号処理部 60における信号処理を容易にする ことができる。
[0032] 図 2は、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブ信号の例を示す図であ る。本例においては、被測定信号の周期を Tとして説明する。上述したように、スト口 ーブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期 Tに同期して、又は非同期で、スト口 ーブ信号を略等しい時間間隔で順次生成する。
[0033] 一般に試験装置 100は、被測定信号の周期 Tと同期した動作周期 (テストレート）に 応じたサイクル毎 (T0、 Tl、 Τ2、 · · -)に動作する。ストローブタイミング発生器 30は 、図 2のストローブ信号（1)及び（2)に示すように、テストレートに応じたサイクル毎に 、単一のストローブ信号を生成してよぐ複数のストローブ信号を生成してもよい。また 、ストローブタイミング発生器 30は、図 2の（3)に示すようにテストレートと非同期にスト ローブ信号を生成してもよい。このとき、それぞれのサイクルに対して生成されるスト口 ーブ信号の本数は、ストローブタイミング発生器 30がストローブ信号を生成する周期 、及びテストレートにより定まる。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、試験装置 100における動作周期とは独立して動作する発振回路であってよい。
[0034] また、被測定信号の周期 Τと、試験装置 100のテストレートは一致していてよぐ一 致していなくともよい。試験装置 100が、後述するファンクション試験をも行う場合に は、被測定信号の周期 Τと、テストレートとは一致していることが好ましい。
[0035] このように、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブ信号の間隔 TSを設 定することにより、被測定信号に対して位相が徐々にずれたストローブ信号をも順次 生成することができる。また、ストローブタイミング発生器 30は、略等時間間隔にスト口 ーブが配置されたストローブ信号として、（1)テストレート毎に、単一のストローブを配 置したストローブ信号、（2)テストレート毎に、複数のストローブを配置したストローブ 信号、（3)テストレートに独立してストローブを配置したストローブ信号、のいずれかを 生成してよい。
[0036] 以上では、試験装置 100のテストレートが被測定信号の周期 Τと等しい例を示した 力 本発明におけるテストレートは、ファンクション試験を行わない場合、被測定信号 の周期 Τと等 、必要はなぐ周期 Τと独立に設定してょ 、。
[0037] 図 3 (Α)、図 3 (Β)、及び図 3 (C)は、コンパレータ 20の構成例を示す図である。図 3
(Α)に示すコンパレータ 20は、第 1の参照電圧 VOHと、第 2の参照電圧 VOLが与 えられ、 3値の比較結果を出力する。本例においては、第 2の参照電圧 VOL力 第 1 の参照電圧 VOHより小さい場合を説明する。例えばコンパレータ 20は、被測定信号 の電圧値が第 1の参照電圧 VOHより大きい場合、被測定信号の電圧値が第 1の参 照電圧 VOH以下であり且つ第 2の参照電圧 VOLより大きい場合、及び被測定信号 の電圧値が第 2の参照電圧 VOL以下である場合のそれぞれの場合にぉ 、て、それ ぞれ異なる比較結果を出力する。
[0038] 当該コンパレータ 20は、第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2を有する。
第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2は、被測定信号が分岐して与えられる 。また第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2には、ストローブタイミング発生器 30から略同一のタイミングを示すストローブ信号が与えられる。
[0039] 第 1の比較器 22— 1は、与えられるストローブ信号毎に、被測定信号の電圧値と第 1の参照電圧 VOHとを比較する。例えば第 1の比較器 22— 1は、被測定信号の電圧 値が第 1の参照電圧 VOHより大きい場合に Highを示す論理値を出力し、被測定信 号の電圧値が第 1の参照電圧 VOH以下である場合に Lowを示す論理値を出力す る。
[0040] 第 2の比較器 22— 2は、与えられるストローブ信号毎に、被測定信号の電圧値と第 2の参照電圧 VOLとを比較する。例えば第 2の比較器 22— 2は、被測定信号の電圧 値が第 2の参照電圧 VOLより大きい場合に Highを示す論理値を出力し、被測定信 号の電圧値が第 2の参照電圧 VOL以下である場合に Lowを示す論理値を出力する
[0041] コンパレータ 20は、第 1の比較器 22— 1が出力する論理値と、第 2の比較器 22— 2 が出力する論理値との組み合わせを、比較結果として出力する。すなわち、コンパレ ータ 20は、第 1の比較器 22— 1が出力する論理値を Mとし、第 2の比較器 22— 2が 出力する論理値を Nとすると、被測定信号の電圧値に応じて、 (M, N) = (High, Hi gh)、 (Low, High) , (Low、 Low)の 3値の比較結果を出力する。
[0042] この場合、デジタル信号変換部 50は、それぞれの比較結果 (High、 High)、 (Low 、 High) , (Low, Low)を、例えばそれぞれ 1、 0、 一 1のデジタル値に変換する。
[0043] 図 3 (B)に示すコンパレータ 20は、被測定信号の電圧値が与えられる参照電圧値 VTより大きいか否かにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。即ち、本例におけ るコンパレータ 20は、 2値の比較結果を出力する。当該コンパレータ 20は、参照電圧 VTと、被測定信号とが入力される比較器 22を有する。比較器 22は、ストローブタイミ ング発生器 30から与えられるストローブ信号に応じて、被測定信号の電圧値と参照 電圧値 VTとを比較する。例えば、被測定信号の電圧値が参照電圧値 VTより大きい 場合、 Highを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値 VT以下で ある場合、 Lowを示す論理値を出力する。コンパレータ 20は、比較器 22が出力する 論理値を比較結果として出力する。
[0044] この場合、デジタル信号変換部 50は、それぞれの比較結果 High、 Lowを、例えば それぞれ 1、—1のデジタル値に変換する。
[0045] 図 3 (C)に示すコンパレータ 20は、複数の比較器 22を有する。それぞれの比較器 22には、それぞれ異なる参照電圧 VT1、 VT2、 · · ·が与えられる。また、それぞれの 比較器 22には、被測定信号が分岐して入力される。また、それぞれの比較器 22に は、略同一のタイミングのストローブ信号力 ストローブタイミング発生器 30から与えら れる。
[0046] それぞれの比較器 22は、与えられるストローブ信号に応じて、対応する参照電圧 V Txと、被測定信号の電圧値とを比較する。それぞれの比較器 22の動作は、図 3 (B) に示した比較器 22と同様である。コンパレータ 20は、それぞれの比較器 22が出力 する論理値の組み合わせを、比較結果として出力する。
[0047] つまり、本例におけるコンパレータ 20は、 3種類以上の異なる参照電圧 VTが与えら れ、被測定信号の電圧値が、隣接する 2つの参照電圧により規定されるそれぞれの 電圧範囲のいずれに属するかにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。
[0048] 例えば、デジタル信号変換部 50は、全ての比較器 22が出力する論理値が Highを 示す比較結果を 1のデジタル値に変換し、全ての比較器 22が出力する論理値が Lo wを示す比較結果を 1のデジタル値に変換する。また、他の比較結果を、その論理 値に応じて 1から 1の間の所定のデジタル値に変換する。
[0049] 図 3 (A)から図 3 (C)において説明したコンパレータ 20に与えられるそれぞれの参 照電圧は、可変できることが好ましい。例えば、測定装置 10は、それぞれの参照電 圧を、被測定信号の測定すべき振幅レベルの情報に基づいて、制御してよい。
[0050] 図 4は、図 3 (A)に示したコンパレータ 20を用いた場合の、測定装置 10の動作の一 例を示す図である。測定装置 10には、図 4に示すような被測定信号が入力される。 当該入力信号には、時間方向のジッタであるタイミングノイズと、振幅方向の振幅ノィ ズが含まれる。例えば、被測定信号のエッジ部分は、タイミングノイズによるジッタが 支配的となり、被測定信号の定常部分は、振幅ノイズが支配的となる。
[0051] 図 4に示すように、被測定信号の垂直方向のアイ開口度は振幅ノイズにより減少し 、水平方向のアイ開口度はタイミングノイズにより減少する。理想的には、被測定信号 の水平方向のアイ開口度は、タイミングノイズのみの影響を受ける。しかし、一種の振 幅変調一位相変調変換により、振幅ノイズも、水平方向のアイ開口に影響を与えてし まう。この結果、振幅ノイズは、比較的高い確率でタイミングノイズに変換される。
[0052] 以上のことから、振幅ノイズによる影響を排除して、タイミングジッタを測定することが 望まれる。これに対し本例における測定装置 10は、第 1の参照電圧 VOHより大きい 被測定信号の電圧値をデジタル値 1に変換し、第 2の参照電圧 VOLより小さ 、被測 定信号の電圧値をデジタル値 1に変換する。これにより、振幅ノイズの影響を自動 的に排除できる。そして、第 1の参照電圧 VOH以下であり、且つ第 2の参照電圧 VO Lより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値 0に変換する。当該デジタル値が検出 されるタイミングは、タイミングノイズのみにより与えられる。このため、コンパレータ 20 の比較結果に基づいて、振幅ノイズの影響を排除し、タイミングノイズを精度よく測定 することができる。
[0053] また、図 4に示すように、コンパレータ 20に入力されるストローブ信号は、被測定信 号の定常周期とは独立して、略等間隔に配置される。このため、タイミングノイズの時 間依存を除いた測定を行うことができる。ストローブ信号がコンパレータ 20に入力さ れる周波数は、ナイキスト周波数より大きいことが好ましい。例えば、ストローブ信号は 、被測定信号の各周期に 4つ以上配置されてよい。
[0054] 図 5 (A)及び図 5 (B)は、デジタル信号処理部 60の構成例を示す図である。図 5 ( A)に示すデジタル信号処理部 60は、帯域制限部 62及び位相歪推定部 64を有する 。帯域制限部 62は、デジタル信号の測定すべき周波数成分を通過させる。また、本 例における帯域制限部 62は、デジタル信号を解析信号に変換する。帯域制限部 62 は、ヒルベルト変換対を生成することにより、解析信号を生成してよい。
[0055] 上述したように、デジタル信号変換部 50が、コンパレータ 20が出力する比較結果 を、例えば 1、 0、—1のデジタル値を示すデジタル信号に変換する。このため、デジ タル信号変換部 50は、当該デジタル信号に応じた信号を生成することができ、例え ば解析信号 cos (2 π ft) +jsin (2 π ft)を生成することができる。上述したように、当 該解析信号は、被測定信号の振幅ノイズの影響が排除されて 、る。
[0056] 位相歪推定部 64は、帯域制限部 62が出力するデジタル信号の位相雑音を算出 する。本例における位相歪推定部 64は、瞬時位相推定部 66及び線形位相除去部 6 8を有する。
[0057] 瞬時位相推定部 66は、帯域制限部 62が出力する解析信号に基づいて、デジタル 信号の瞬時位相を示す瞬時位相信号を生成する。デジタル信号の瞬時位相は、解 析信号の実数部分と虚数部分との比の逆正接により求めることができる。
[0058] 線形位相除去部 68は、瞬時位相信号の線形成分を除去し、被測定信号の位相雑 音を算出する。例えば、線形位相除去部 68は、被測定信号の周期に基づいて、瞬 時位相信号の線形成分を算出してよぐまた瞬時位相信号を直線で近似した線形成 分を算出してもよい。当該線形成分は、被測定信号に時間方向のジッタが無いと仮 定した場合の被測定信号の瞬時位相である。また、被測定信号の平均周期を測定し 、当該周期に基づいて線形成分を算出してもよい。線形成分に対する瞬時位相信号 の差分は、それぞれのタイミングにおける被測定信号の位相雑音を示す。
[0059] 図 5 (B)に示すデジタル信号処理部 60は、帯域制限部 62及び位相歪推定部 64を 有する。帯域制限部 62は、デジタル信号の測定すべき周波数成分を通過させる。位 相歪推定部 64は、ゼロクロスタイミング推定部 72及び線形位相除去部 68を有する。 ゼロクロスタイミング推定部 72は、帯域制限部 62が出力するデジタル信号に基づい て、被測定信号のゼロクロスタイミング系列を推定する。ゼロクロスタイミング系列は、 例えばデジタル信号がデジタル値 0を示すタイミングを順次示すデータである。
[0060] 線形位相除去部 68は、ゼロクロスタイミング系列の線形成分を除去し、被測定信号 の位相雑音を算出する。当該線形成分は、図 5 (A)に示した線形位相除去部 68と同 様の方法で算出することができる。
[0061] 図 6 (A)及び図 6 (B)は、線形位相除去部 68の動作例を示す図である。図 6 (A)は 、横軸を時間 t、縦軸を瞬時位相 φ (t)とした、デジタル信号の瞬時位相を示す。上 述したように、瞬時位相と、その線形成分との差分を求めることにより、デジタル信号 の位相誤差を求めることができる。 [0062] 図 6 (B)は、横軸を時間 t、縦軸をゼロクロスタイミングとした、それぞれのゼロクロス タイミングをプロットした図である。上述したように、それぞれのゼロクロス点における 線形成分との差分を求めることにより、それぞれのゼロクロス点の位相誤差、即ち被 測定信号のエッジの位相誤差を求めることができる。
[0063] 図 7は、従来のジッタ測定法によるジッタの実測値と、試験装置 100によるジッタの 実測値との比較を示す。図 7における従来のジッタ測定法は、被測定信号を 8ビット の ADCでデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部 60と同様の方法でジッタを 測定する。また、試験装置 100は、 3値のデジタル信号を出力するコンパレータ 20を 用いてジッタを測定する。
[0064] 図 7に示すように、試験装置 100は、従来法より簡易な構成で、ノイズが少ない被測 定信号、及びノイズが多い被測定信号の双方について、従来法との差異が 4%以下 である測定を行うことができる。
[0065] 図 8 (A)及び図 8 (B)は、帯域制限部 62の構成例を示す図である。本例における 帯域制限部 62は、図 5 (A)に示したデジタル信号処理部 60に用いられる。図 8 (A) に示す帯域制限部 62は、フィルタ 74とヒルベルト変翻 76とを有する。
[0066] フィルタ 74は、デジタル信号変換部 50が出力するデジタル信号を受け取り、測定 すべき周波数成分を通過させる。ヒルベルト変換器 76は、フィルタ 74が出力するデ ジタル信号をヒルベルト変換する。例えば、ヒルベルト変 は、デジタル信号の 位相を 90度遅らせた信号を生成する。帯域制限部 62は、フィルタ 74が出力するデ ジタル信号を実数部とし、ヒルベルト変換器 76が出力する信号を虚数部とする解析 信号を出力する。
[0067] 図 8 (Β)に示す帯域制限部 62は、フィルタ 74、ミキサ 78、及びミキサ 82を有する。
フィルタ 74は、図 8 (A)に示したフィルタ 74と同一である。ミキサ 78及びミキサ 82は、 フィルタ 74が出力するデジタル信号を分岐して受け取り、直交変調して出力する。例 えば、ミキサ 78とミキサ 82には、位相が 90度異なるキャリア信号が入力され、デジタ ル信号とキャリア信号とを乗算して出力する。帯域制限部 62は、ミキサ 78が出力する デジタル信号を実数部とし、ミキサ 82が出力するデジタル信号を虚数部とする解析 信号を出力する。 [0068] このような構成により、被測定信号の測定すべき周波数成分を有する解析信号を生 成することができる。フィルタ 74は、被測定信号の周波数成分のうち、被測定信号の キャリア周波数周辺の成分を通過させてよぐ被測定信号のキャリア周波数を含まな Vヽ周波数帯域の周波数成分を通過させてもよ!ヽ。
[0069] 図 9は、フィルタ 74が通過させる周波数帯域の一例を示す図である。上述したよう に、フィルタ 74は、被測定信号の周波数成分のうち、キャリア周波数を含まない帯域 を通過させる。被測定信号のキャリア周波数成分は、ノイズ成分ではなぐ且つ他の 周波数成分に比べエネルギーが大きい。このため、キャリア周波数の成分を除去しな い場合、ノイズ測定においては不要な成分にも関わらず、キャリア周波数のエネルギ 一を測定できる測定レンジ、演算処理レンジが必要となる。このため、キャリア周波数 の成分に対して微小なエネルギーのノイズ成分に対して、演算処理等にぉ 、て十分 な分解能を確保できず、精度よくノイズ成分を測定することができな ヽ。
[0070] これに対し、本例における測定装置 10は、被測定信号のキャリア周波数成分を除 去し、測定すべきノイズ成分を抽出して処理を行うので、ノイズ成分を精度よく測定す ることができる。また、フィルタ 74は、キャリア周波数成分の高調波成分も除去するこ とが好ましい。
[0071] 図 10は、測定装置 10の構成の他の例を示す図である。測定装置 10は、図 1に関 連して説明した測定装置 10の構成に加え、フィルタ 75を更に備える。図 10に示した フィルタ 75は、図 8に示したフィルタ 74と同一の機能を有してよい。他の構成要素は 、図 1において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同様の機能及び構 成を有する。本例におけるフィルタ 75は、被試験デバイス 200が出力する被測定信 号を受け取り、測定すべき周波数成分を通過させてコンパレータ 20に入力する。
[0072] 図 11は、コンパレータ 20及びストローブタイミング発生器 30の動作の一例を示す 図である。本例において測定装置 10は、被測定信号を繰り返し受け取り、それぞれ の被測定信号に対し、ストローブ信号の位相をずらして測定することにより、等価的 にストローブ信号の発生周波数の整数倍の周波数で被測定信号を測定する。本例 においては、測定装置 10が同一の被測定信号を 2回 (被測定信号 A及び被測定信 号 B)受け取る場合を説明する。 [0073] まず、被測定信号 Aに対し、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期 又はテストレートと同期して (又は非同期で)、略等時間間隔に配置されたストローブ 信号 Aを生成する。ここで、ストローブタイミング発生器 30は、コンパレータ 20に対し て入力するストローブ信号を、被測定信号に同期したトリガ信号の位相を基準として 生成する。例えばストローブタイミング発生器 30は、被測定信号 Aに対して所定の位 相を有するトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブ 信号 Aの出力を開始する。
[0074] そして、被測定信号 Aの次に受け取る被測定信号 Bに対して、ストローブタイミング 発生器 30は、同様にトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、 ストローブ信号 Bの出力を開始する。ストローブ信号 Bは、ストローブ信号 Aと同一の 時間間隔でストローブが配置される。
[0075] ここで、被測定信号 Aの基準となるトリガ信号の位相と、被測定信号 Bの基準となる トリガ信号の位相は略同一であり、ストローブ信号 A及びストローブ信号 Bの各スト口 ーブ間隔も同一である。また、ストローブ信号 Aのトリガ信号に対するオフセットと、スト ローブ信号 Bのトリガ信号に対するオフセットは、ストローブ間隔の略半分異なってよ い。即ち、ストローブ信号 Aとストローブ信号 Bとを重ね合わせた場合に、ストローブ信 号 Aとストローブ信号 Bとが略等間隔で交互に配置される。
[0076] 係るストローブ信号 A及びストローブ信号 Bを生成することにより、ひとつのコンパレ ータ 20を用いて、ストローブ信号の発生周波数の 2倍の周波数で等価的にサンプリ ングすることができる。ストローブタイミング発生器 30は、例えば所定の時間間隔でス トローブが配置されたストローブ信号を生成する発振回路と、当該発振回路の出力を 遅延させる遅延回路とを備えてよい。この場合発振回路は、ストローブ信号 A及びス トローブ信号 Bを順次生成する。そして、遅延回路は、それぞれのストローブ信号が 有するべきオフセットに応じて、それぞれのストローブ信号を順次遅延させる。
[0077] また、本例にぉ 、ては、ストローブ信号 A及びストローブ信号 Bを用いて説明したが 、他の例においては、ストローブタイミング発生器 30は、更に多くのストローブ信号を 順次生成してもよい。これらのストローブ信号のオフセットを順次変化させることにより 、より高周波数での等価時間測定を行うことができる。 [0078] 図 12は、測定装置 10の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置 10 は、図 1に関連して説明した測定装置 10の構成に加え、クロック再生器 25を更に備 える。他の構成については、図 1から図 11に関連して説明した測定装置 10と同一で あるので、その説明を省略する。クロック再生器 25は、被測定信号に基づいて、被測 定信号に同期した再生クロックを生成し、当該再生クロックをトリガ信号としてストロー ブタイミング発生器 30に入力する。このような構成により、図 11において説明したスト ローブ信号 A及びストローブ信号 Bの生成開始のタイミングを制御し、所定の位相差 を有するストローブ信号 A及びストローブ信号 Bを生成することができる。
[0079] 図 13は、コンパレータ 20の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置 10は、二つのコンパレータ（20—1、 20- 2,以下 20と総称する）を有する。それぞ れのコンパレータ 20は、図 3 (A)において説明したコンパレータ 20と同一である。ま た、それぞれのコンパレータ 20には、同一の第 1の参照電圧 VOH及び第 2の参照 電圧 VOLが与えられる。また、それぞれのコンパレータ 20には、被測定信号が分岐 して入力される。測定装置 10は、被測定信号を分岐してそれぞれのコンパレータ 20 に並列に入力する入力部 90を更に備えてよい。この場合、ストローブタイミング発生 器 30は、それぞれのコンパレータに対して、位相の異なるストローブ信号を入力する 。例えば、コンパレータ 20— 1に対しては、図 11に示したストローブ信号 Aを入力し、 コンパレータ 20— 2に対しては、図 11に示したストローブ信号 Bを入力する。これによ り、二つのコンパレータ 20を用いてインターリーブサンプリングを行うことができ、スト ローブ信号の発生周波数の 2倍の周波数で、被測定信号を測定することができる。
[0080] 図 14は、図 13に示したコンパレータ 20及びストローブタイミング発生器 30の動作 の一例を示す図である。上述したように、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブ 信号 A (l、 2、 3、 · · 及びストローブ信号 B (A、 B、 C、 · · を生成し、それぞれのコ ンパレータ 20に入力する。
[0081] キヤプチヤメモリ 40は、二つのコンパレータ 20における比較結果を、対応するスト口 ーブ信号の位相に応じて整列して格納する。例えば、キヤプチヤメモリ 40は、図 14に 示すストローブ 1、ストローブ A、ストローブ 2、ストローブお · · ·に対応する比較結果 を順に整列させて格納する。係る場合、ストローブ信号 A及びストローブ信号 Bは同 時に生成されるので、トリガ信号を基準としてそれぞれのストローブ信号を生成しなく てもよ ヽ。ストローブ信号 A及びストローブ信号 Bを重ね合わせたストローブ群が略等 時間間隔に配置されればよい。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブ 信号 Aを生成する回路と、ストローブ信号 Aを遅延させてストローブ信号 Bを生成する 回路とを有してよい。
[0082] また、本例においては 2つのコンパレータ 20を有する例を説明した力 他の例にお いては、更に多くのコンパレータ 20を有してもよい。この場合、それぞれのコンパレー タ 20に入力されるストローブ信号のオフセットを異ならせることにより、より高周波数の 測定を行うことができる。
[0083] し力し、図 11から図 14に説明したサンプリング手法では、いずれかのストローブ信 号の位相が、予め定められた位相に対して誤差を有すると、測定結果に誤差が生じ てしまう。このため、ストローブ信号の位相、即ちサンプリングタイミングの誤差に基づ く測定誤差を補正することが好まし 、。
[0084] 図 15及び図 16は、サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフロ 一チャートである。当該補正は、デジタル信号処理部 60が行ってよい。まず、理想位 相差算出段階 S300において、それぞれのストローブ信号に応じてサンプリングした それぞれのデータ系列の、サンプリングタイミングの位相差の理想値を算出する。例 えば、当該位相差は、それぞれのストローブ信号のオフセットの差分の理想値を At とし、被測定信号の平均周期を Tとすると、 2 π ( AtZT)で与えられる。
[0085] 次に、基準スペクトラム算出段階 S302において、複数のデータ系列のうち、任意の データ系列を基準として選択し、当該データ系列のスペクトラムを算出する。当該ス ぺクトラムは、当該データ系列の高速フーリエ変換で求めることができる。
[0086] 次に、比較スペクトラム算出段階 S304において、基準データ系列とは異なるデー タ系列を選択し、当該データ系列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当 該データ系列の高速フーリエ変換で求めることができる。
[0087] 次に、クロススペクトラム算出段階 S306において、基準データ系列のスペクトラムと 、比較対象データ系列のスペクトラムとのクロススペクトラムを算出する。当該クロスス ぺクトラムは、基準データ系列のスペクトラムの複素共役スペクトラムと、比較対象デ ータ系列のスペクトラムとの複素乗算により求めることができる。
[0088] 次に、位相差算出段階 S306において、基準データ系列と、比較対象データ系列と の位相差を算出する。当該位相差は、 S306において算出したクロススペクトラムに 基づいて算出することができる。つまり、当該クロススペクトラムの位相成分力 基準 データ系列と比較対象データ系列との位相差を示す。
[0089] S304及び S306においては、二つのデータ系列のクロススペクトラムを用いて位相 差を算出したが、他の方法により当該位相差を算出してもよい。例えば、二つのデー タ系列のスペクトラムの相互相関に基づ 、て、位相差を算出してもよ 、。
[0090] 次に、 S310において、全ての比較対象データ系列に対して、位相差を算出したか 否かを判定する。基準データ系列との位相差を算出していないデータ系列が存在す る場合、当該データ系列に対して、 S304から S306の処理を繰り返す。
[0091] 全ての比較対象データ系列に対して位相差を算出している場合、エラー訂正段階 S312において、それぞれの比較対象データ系列の位相差に基づいて、測定誤差を 補正する。例えば、それぞれの比較対象データ系列の位相差と、 S300において求 めた理想位相差との差分に基づ!/ヽて、それぞれのデータ系列を補正する。
[0092] 図 16は、エラー訂正段階 S312の処理の一例を示すフローチャートである。まず、 タイミングエラー算出段階 S314において、基準データ系列と、比較対象データ系列 との位相差に基づいて、比較対象データ系列のサンプリングタイミングエラーを算出 する。当該タイミングエラーは、理想位相差に基づいて算出することができる。
[0093] 次に、比較段階 S316において、当該タイミングエラーが、所定の基準値より大きい か否かを判定する。タイミングエラーが基準値以下である場合、対応するデータ系列 に対する補正を行わず、 S320の処理に移行する。また、タイミングエラーが基準値よ り大きい場合、訂正段階 S318において、対応するデータ系列を補正する。例えば、 当該データ系列のスペクトラムの位相を、当該タイミングエラーに基づ 、てシフトする ことにより、当該データ系列を補正してよい。
[0094] 次に、全てのデータ系列について、タイミングエラーの訂正を行ったか否かを判定 する。タイミングエラーの訂正を行っていないデータ系列が存在する場合、当該デー タ系列に対して S314から S318の処理を繰り返す。全てのデータ系列に対してタイミ ングエラーの訂正を行った場合、データ系列生成段階 S322において、それぞれタイ ミングエラーを訂正したデータ系列を生成する。例えば、タイミングエラーの訂正を行 つたそれぞれのデータ系列のスペクトラムを、高速フーリエ逆変換することにより、タイ ミングェラーが訂正されたデータ系列を得ることができる。
[0095] そして、整列段階 S324において、それぞれのデータ系列を整列させる。例えば、 それぞれのデータのサンプリングタイミングに応じて、それぞれのデータを整列させる 。このような処理により、サンプリングタイミングの誤差により生じる測定誤差を補正す ることができる。このため、より精度よくジッタを測定することができる。
[0096] 図 17は、試験装置 100の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置 1 00は、図 1から図 16において説明した試験装置 100が行うジッタ試験を行う機能に 加え、被試験デバイス 200のファンクション試験を行う機能を更に備える。
[0097] また、本例における試験装置 100は、図 1から図 16に関連して説明した試験装置 1 00の構成にカ卩え、パターン発生器 65、及びパターン比較部 55を更に備える。また、 判定部 70は、ロジック判定部 75及びジッタ判定部 77を有する。他の構成要素につ いては、図 1から図 16において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同 様の機能及び構成を有する。
[0098] パターン発生器 65は、被試験デバイスのファンクション試験を行う場合に、所定の データパターンを有する試験信号を被試験デバイス 200に入力する。コンパレータ 2 0は、被試験デバイス 200が出力する被測定信号の電圧値を、与えられるストローブ 信号のタイミングで所定の参照電圧と比較することにより、被測定信号のデータバタ ーンを検出する。
[0099] このとき、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブ信号を生成する力 ファンクシ ヨン試験を行う場合、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期に同期し たテストレートに応じて、ストローブ信号を生成する。例えば、ストローブタイミング発 生器 30は、各テストレートの略中央のタイミングで、 1つのストローブ信号を生成する 。これにより、コンパレータ 20は、被測定信号の各周期におけるデータ値を検出する
[0100] 上述したように、ジッタ試験を行う場合、ストローブタイミング発生器 30は、テストレ 一トとは独立したストローブ信号を生成してよい。ストローブタイミング発生器 30は、例 えばストローブ信号を生成する発振回路を有しており、ファンクション試験を行う場合 に当該発振回路の動作をテストレートにより制御してよぐジッタ試験を行う場合には 当該発振回路の動作をテストレートでは制御しなくてよい。また、ストローブタイミング 発生器 30は、ファンクション試験を行う場合のストローブ信号を生成する第 1の発振 回路と、ジッタ試験を行う場合のストローブ信号を生成する第 2の発振回路とを有して よい。この場合、第 1の発振回路の動作はテストレートにより制御され、第 2の発振回 路はテストレートとは独立して動作する。
[0101] ファンクション試験を行う場合、パターン比較部 55は、キヤプチヤメモリ 40に格納さ れた比較結果により定まる被測定信号のデータパターンが、予め定められた期待値 ノ ターンと一致するか否かを比較する。当該期待値パターンは、パターン発生器 65 が試験信号のデータパターンに基づ 、て生成してょ 、。
[0102] ロジック判定部 75は、パターン比較部 55における比較結果に基づいて、被試験デ バイス 200の良否を判定する。デジタル信号変換部 50、デジタル信号処理部、及び 判定部 70は、ソフトウエアが組み込まれた計算機であってよい。この場合、試験装置 100は、従来のファンクション試験用の試験装置を用いて、ハードウェアを追加するこ となぐジッタ試験をも行うことができる。このため、被試験デバイス 200の試験を低コ ストで行うことができる。
[0103] 図 18は、本発明の実施形態に係る電子デバイス 400の構成の一例を示す図であ る。電子デバイス 400は、被測定信号を生成する動作回路 410と、測定装置 10とを 備える。例えば電子デバイス 400は、榭脂、セラミック等のパッケージの内部に、動作 回路 410、及び測定装置 10の一部の構成を備えてよい。
[0104] 動作回路 410は、例えば外部から入力される信号に応じて動作し、被測定信号を 外部に出力する。測定装置 10は、動作回路 410が出力する被測定信号を測定する 測定装置 10は、図 1から図 16に関連して説明した測定装置 10と同様の構成を有し てよい。例えば、測定装置 10は、コンパレータ 20及びキヤプチヤメモリ 40を有してよ い。この場合、コンパレータ 20には、図 1から図 16に関連して説明したストローブ信 号が与えられる。当該ストローブ信号は、外部カゝら与えられてよぐ電子デバイス 400 の内部で生成してもよい。
[0105] 電子デバイス 400の内部でストローブ信号を生成する場合、電子デバイス 400は、 ストローブタイミング発生器 30を更に備えることが好ましい。図 1から図 16に関連して 説明したように、キヤプチヤメモリ 40には、等価的に高周波数で被測定信号を測定し た測定結果が格納される。
[0106] このため、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果を読み出すことにより、電子デバ イス 400のジッタを精度よく算出することができる。この場合、外部の装置は、被測定 信号を高速に測定する必要がなぐ当該装置のコストを低減することができる。
[0107] 図 19は、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブ信号の例を示す図で ある。本例におけるストローブタイミング発生器 30は、図 1及び図 10のいずれの測定 装置 10に用いてもよい。本例におけるストローブタイミング発生器 30は、被測定信号 の周期 (T)に対して所定値 ( Δ )異なる周期 (T+ Δ )で、ストローブ信号を順次生成 する。つまり、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号に対する相対位相が徐 々に変化するストローブ信号を生成する。本例において被測定信号は、周期 (T)で 略同一の波形を示す信号である。
[0108] また、本例におけるストローブタイミング発生器 30は、被測定信号に対してナイキス ト定理を満たさない周期でストローブ信号を生成してよい。つまり、本例におけるスト口 ーブタイミング発生器 30は、被測定信号をアンダーサンプリングする。例えば、スト口 ーブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期の半分より大きい周期でストローブ信 号を生成する。本例では、図 19に示すように、ストローブタイミング発生器 30は、被 測定信号の周期より大きい周期で等間隔のストローブ信号を生成する。
[0109] このように、略同一の波形が繰り返される被測定信号に対するストローブ信号の相 対位相を徐々に変化させて測定することにより、等価的に高周波のサンプリングを行 うことができる。例えば、被測定信号の周期が 400psであり、ストローブ信号の周期が 405psである場合、被測定信号に対するストローブ信号の相対位相は、各サイクル で 5psずつ変化する。被測定信号の各サイクルにお!/、て略同一の波形であるので、 等価的に、 5psの周期で被測定信号をサンプリングすることができる。 [0110] キヤプチヤメモリ 40は、コンパレータ 20がストローブ信号に応じて出力する比較結 果を時系列に格納してよい。デジタル信号変換部 50は、キヤプチヤメモリ 40が格納 した比較結果のうち、所定のポイント数の比較結果を取り出してデジタル信号に変換 し、デジタル信号処理部 60に入力してよい。例えば、デジタル信号変換部 50は、被 測定信号の複数サイクルに対応するポイント数の比較結果を、キヤプチヤメモリ 40か ら取り出してよい。つまり、デジタル信号変換部 50は、被測定信号の周期を、ストロー ブ信号の周期と被測定信号の周期との差分で除算し、キヤプチヤメモリ 40が時系列 に格納した比較結果のデータのうち、当該除算結果の整数倍のポイント数の連続す るデータを取り出してよい。
[0111] 上記の例のように、被測定信号の周期が 400psであり、ストローブ信号の周期が 40 5psである場合、被測定信号の 1サイクルに対応する比較結果のポイント数は 160ポ イントである。この場合、デジタル信号変換部 50は、 160の整数倍のポイント数の比 較結果を離散化波形（discrete waveform)として、キヤプチヤメモリ 40から取り出 してよい。この結果、 Hanning窓関数などの窓関数を離散化波形に乗じることなぐ フーリエ変換等の処理をほどこせる（perform)。したがって、窓関数をもちいるときに 比べ、高い周波数分解能の測定を実現できる.測定時間も最小にできる。また、デジ タル信号変換部 50は、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果のポイント数の範囲 内で、被測定信号の 1サイクルに対応する比較結果のポイント数の整数倍のうちの最 大のポイント数を取り出してよ 、。
[0112] 図 20及び図 21は、デジタル信号処理部 60の動作例を説明する図である。デジタ ル信号処理部 60は、デジタル信号変換部 50から入力されるデジタル信号をフーリエ 変換し、周波数領域の信号に変換する。図 20 (A)は、周波数領域のデジタル信号 の一例を示す。このとき、デジタル信号処理部 60は、デジタル信号変換部 50から入 力されるデータのポイント数が 2のべき乗である場合に、取り出したデータを高速フー リエ変換してよい。また、デジタル信号処理部 60は、デジタル信号変換部 50から入 力されるデータのポイント数が 2のべき乗でない場合に、取り出したデータを混合基 数 (mixed— radix)のアルゴリズムでフーリエ変換してよ!、。例えばデジタル信号処 理部 60は、データのポイント数が 2のべき乗である場合、即ち基数が 2のみである場 合、 1次元の高速フーリエ変換を行ってよい。またデジタル信号処理部 60は、データ のポイント数が複数の基数の積 (混合基数)で表される場合、基数のポイント数に応じ た混合基数や素数やスプリット基数の高速フーリエ変換 (the mixed -radix FFT or the prime factor FFT or tne split— radix FFlノで計算してよ ヽ。
[0113] 次に、デジタル信号処理部 60は、被測定信号のキャリア周波数近傍の周波数成分 を抽出する。図 20 (B)は、抽出される周波数成分の一例を示す。図 20 (B)はでは、 被測定信号のキャリア周波数が 16MHz程度であり、カットオフ周波数が 15MHz士 5 MHz程度の場合に抽出される周波数成分の一例を示す。
[0114] 次に、デジタル信号処理部 60は、抽出した周波数成分をフーリエ逆変換し、時間 領域の信号に変換する。図 21 (A)は、時間領域の信号の一例を示す。このような処 理により、被測定信号の解析信号 (analytic signal)を得ることができる。
[0115] 次に、デジタル信号処理部 60は、解析信号に基づ!/ヽて、被測定信号の瞬時位相
Φ (t)を算出する。また、当該瞬時位相力も直線成分を除去することにより、被測定 信号の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を算出する。瞬時位相 φ (t)から瞬時位相雑音 Δ φ (t )を求める方法は、図 6 (A)に示した方法と同様である。図 21 (B)は、算出される瞬時 位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す。
[0116] 図 6 (B)において説明したように、デジタル信号処理部 60は、瞬時位相雑音 Δ φ ( から、被測定信号のジッタを算出することができる。尚、算出される瞬時位相雑音 Δ φの精度は、被測定信号の周期と、ストローブ信号の周期との差分値、すなわち 時間分解能に応じて変化する。
[0117] 図 22は、被測定信号の周期と、ストローブ信号の周期との差分値（Δ )を変化させ た場合に算出される瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す。本例では、周期の差分値 ( Δ )を 5ps、 10ps、 20ps、 40psとした場合のそれぞれの瞬時位相雑音を示す。図 2 2に示すように、差分値（Δ )を変化させた場合、算出される瞬時位相雑音の波形が 変化する。このため、周期の差分値（Δ )を，被測定信号のジッタ値やその標準偏差（ standard deviation)やその実効値 (rms値）と同程度より小さ 、値に選ぶのが望ま しい。
[0118] 図 23は、それぞれの周期の差分値（Δ )に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅 依存性を例示する図である。本例においては、被測定信号に含まれるジッタ振幅の 実効値が 2psである場合に、それぞれの周期の差分値（Δ )に対して算出されるジッ タ値を示す。尚、図 23における横軸は、図 20 (B)に示したカットオフ周波数に対応 する。
[0119] 図 24は、それぞれの周期の差分値（Δ )に対して算出したジッタ値の、測定誤差の 一例を示す図である。本例においては、周期の差分値（Δ )が 5psである場合の測定 値を真値とする。
[0120] 図 23及び図 24に示すように、周期の差分値（Δ )が大きくなるに従い、ジッタ値の 測定誤差が急激に増大する。ストローブタイミング発生器 30は、周期の差分値（Δ ) 力 り小さくなるように、ストローブ信号の周期を設定してよい。例えば、ストローブタイ ミング発生器 30において、ストローブ信号の周期として複数種類の周期が選択できる 場合、ストローブタイミング発生器 30は、当該周期の差分値（Δ )がより小さくなる周 期を選択してよい。
[0121] また、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブ信号の周期と、被測定信号の周 期との差分が、測定すべきジッタの振幅、又はジッタを算出すべき時間分解能に応じ た値となるように、ストローブ信号の周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング 発生器 30は、測定すべきジッタの振幅値又は算出すべきジッタの時間分解能の値 が与えられ、ストローブ信号の周期と、被測定信号の周期との差分が、ジッタの実効 値の 3倍又は時間分解能の値より小さくなるように、ストローブ信号を順次設定してよ い。ここで、測定すべきジッタ値は、タイミングジッタのピークッゥピーク値であってよ い。また、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期の値が与えられること が好ましい。
[0122] 被測定信号の各エッジのタイミングと、理想的なタイミングとのずれ (即ちタイミング ジッタ）の最大値は、タイミングジッタの振幅値により定まる。つまり、被測定信号の各 エッジのタイミングは、理想的なタイミングの前後のそれぞれで、ジッタの振幅値に応 じて変化しうる。このため、被測定信号の各エッジのタイミングは、理想的なタイミング を中心として、ジッタ値の 2〜3倍の幅で変化しうる。このため、周期の差分値（Δ )を ジッタ値の 2〜3倍より小さくすることにより、被測定信号のタイミングのずれ (即ちタイ ミングジッタ）をより精度よく検出することができる。
[0123] また、周期の差分値（Δ )を、ジッタ値を算出すべき時間分解能より小さくすることに より、当該時間分解能でのジッタ値をより精度よく算出することができる。
[0124] 図 25は、図 17に示した試験装置 100が備えるパターン発生器 65の構成の一例を 示す図である。ノターン発生器 65は、試験信号の信号パターンを生成するパターン 生成部 67と、信号パターンに基づいて試験信号を出力するドライバ 69とを有する。ド ライバ 69は、予め定められたテストレートに応じて動作し、被試験デバイス 200にテス トレートまたはその整数倍のテストレートに応じた周期の被測定信号を出力させる。本 例では、ドライバ 69は、テストレート Tに応じた周期のタイミング信号が与えられ、被試 験デバイス 200に当該周期に応じた被測定信号を出力させる。
[0125] これに対し、ストローブタイミング発生部 30は、テストレート Tより所定値大きい周期 T+ Δでストローブ信号を生成する。このような動作により、低い動作周期で、高速な 被測定信号を精度よく測定することができる。ストローブタイミング発生部 30には、テ ストレート Tに対して設定可能なストローブ信号の周期の差分 Δが複数種類用意され ることが好ましい。例えば、ストローブタイミング発生部 30に対して設定可能なタイミン ダセットが複数用意されており、それぞれのタイミングセットを設定した場合における、 テストレートとストローブ信号との周期の差分値 Δが予め測定されて 、てよ 、。
[0126] ストローブタイミング発生部 30は、これらのタイミングセットのうち、周期の差分値 Δ が最も小さくなるタイミングセットを選択してよぐまた周期の差分値 Δが、測定すべき ジッタ値の 2〜3倍より小さくなるタイミングセットを選択してもよい。
[0127] 図 26は、図 21にお 、て説明した、被測定信号の瞬時位相 φ (t)及び直線位相お よび瞬時位相雑音 Δ φ (t)の例を示す。図 26の上図は、被測定信号の瞬時位相 φ ( t)と直線位相 2 π ί t+ φ を示し、下図は被測定信号の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を示す
0 0
。試験装置 100は、 2つの信号の当該瞬時位相 φ (t)の所定時刻における値に基づ いて、（φ I — φ I ) / ( 2 π ί )を計算し， 2つの信号間の確定（deterministic)
0 2 0 1 0
スキューを求めてよい。ここで、確定スキューとは、 2つの信号が伝播する経路の電気 長の差である。 ( Δ (t) I - Δ (t) I ) / (2 π ί )を計算し， 2つの信号間の不
2 1 0
規則（random)スキューを求めてよ!/ヽ。 [0128] 例えば、試験装置 100は、コンパレータ 20を並列に 2つ有する。そして、これらのコ ンパレータ 20に同時に信号を入力する。また、これらのコンパレータ 20に同一のスト ローブ信号を与える。つまり、試験装置 100は、コンパレータ 20に入力する 2つの信 号を同時にアンダーサンプリングする。
[0129] そして、それぞれの信号に対して瞬時位相 φ (t)を求め、それぞれの瞬時位相 φ ( t)について、所定の時刻（例えば t=0)の値を求める。求めた値の差分が確定スキュ 一を示す。係る処理は、デジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 60が行つ てよい。また、試験装置 100は、 2つのコンパレータ 20に対応して 2つのキヤプチヤメ モリ 40を有してよい。デジタル信号変換部 50は、 2つのキヤプチヤメモリ 40からデー タを受け取り、上述した確定スキューや不規則スキューを算出する。
[0130] 図 27は、試験装置 100のジッタ測定結果と、ジッタ測定器 E5052Aをもちいたジッ タ測定結果とを比較する図である。図 27では、ジッタ測定器におけるジッタ測定結果 の範囲を点線で示す。ジッタ測定器とは、ジッタを測定する機能を有する一般的な測 定器であってよい。
[0131] また、図 27では、試験装置 100のジッタ測定結果を丸印及び三角印でプロットした 。図 27に示すように、試験装置 100における測定結果は、ジッタを測定する目的で 用いられる測定器での測定結果とよくあつている。つまり、試験装置 100を用いてジッ タを高精度に測定できることが示されて 、る。
[0132] 以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実 施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または 改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改 良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から 明らかである。
[0133] 上記説明から明らかなように、本発明によれば、被試験デバイスのジッタ試験を低 コストで行うことができる。また、タイミングノイズを振幅ノイズから分離して測定できる ので、タイミングジッタを精度よく測定することができる。また、ストローブタイミング発 生器が生成できるストローブ信号の最大周波数より高速な測定を行うことができる。
[0134] 添付書類 (Appendix)を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。 2IDVANTEST
Measuring
Timing Jitter
From Zeros
Takahiro J. Yamaguchi, Harry X. Hou
Advantest Laboratories Ltd" Sendai， Japan
Advantest America^ Inc.
CONFIDENTIAL
2IDVANTEST
Coherent
Undersampling
[0137]
Coherent Undersampling IDVANTEST
Under the Nyquist Rate
A. Oversampling
- Sampling frequency ,s >fNyq
B. Critical sampling
- Sampling frequency/, =/
C. Undersampling
- Sampling frequency <fNv„
Figure imgf000031_0001
[0138]
Coherent Undersampling 2IDVANTEST
Undersample Analog Signal
A. Definition
TT Period of Signal Under Test
Ts Sampling Interval
Figure imgf000031_0002
N TS = (N + \)TT (2) [0139]
Coherent Undersompling ADVANTEST
Undersample Analog Signal
A. Definition
TT Period of Signal Under Test
Ts Sampling Interval
Figure imgf000032_0001
[0140]
Coherent Undersampling 2IDVANTEST
Undersample Analog Signal (Cont.)
B. Sample the fast waveform x(t) once each successive
Resolution is determined by Δ
TMEAS increases, as A decreses
Figure imgf000032_0002
lgmohrnt cnrsa:n Ceede>liST i!DVANTE
〔014
Figure imgf000033_0001
一一
s a}一一 l Nue o sawes Nmrfml
yguwe o Sa Cces M Nmlrfinll
eto A. Dfiniin
{gg {o udesa>eao sacotnrml Anlinln
lgmohrnt unrsojn CeedeliSTDVANTE
〔£01
【】【L【】，】，】】，， 101X112315 - - -** qy,eeoe Seuece ca beecostucted b Thrfrnn rnr q【】【】【】, Odd Seuence X13X5
q【】,【】,【】ve Seuece Χ0Λ: Enn24
lgmohrnt cnrsa:n Ceede>liST i!DVANTE
〔〕
一一
Figure imgf000034_0001
ygube o sa cces 9 nmrfinll M =
p numluer of samles N =
で mxam一の
lgmohrnt unrsaun CeedeliSTDVANTE
〔 [0145]
Coherent Undersompling ADVANTEST
Figure imgf000035_0001
Note that
COS(TIA) = 1， -1， 1, -1, 1， -1
Therefore, we have
x[t]cos(nt) X[2nf-n (6)
Figure imgf000035_0002
Figure imgf000036_0001
Figure imgf000037_0001
Figure imgf000038_0001
Figure imgf000039_0001
[0154]
Coherent Digital Sampling 2IDVANTEST
Digital Pin Undersamples Logic Signal
Figure imgf000039_0002
[0155]
Coherent Digitol Sampling ADVANTEST
Figure imgf000040_0001
[0156]
Coherent Digital Sampling 2IDVANTEST
-0
59 equivalent t [psec] 63
Figure imgf000040_0002
[0157]
VIDVANTEST
i s¾"
24 o o o Algorithm
[0158]
Algorithm ADVANTEST
Discrete Fourier Transform
Figure imgf000041_0001
0 /[MHz], Rect
Figure imgf000042_0001
[0161]
Algorithm VIDVANTEST
Instant Phase Noise Estimator
Figure imgf000043_0001
[0162]
ADVANTEST
Experiment I
time resolution
[0163]
Ex eriments RJ_CLK_CapMemory_Oc†092006/PIN3_xx_cpinem.†xt ADVANTEST
One-Bit Digitized Waveform
' [nsecj 200
Figure imgf000044_0001
[0164]
Experiments RJ_CL _CapMemory_OclO92006/PIN3_xx_cpmem.†xt ADVANTEST
One-Bit Digitized Analytic Signal
Figure imgf000044_0002
[0165]
Ex eriments RJ_CLK_CapMemory_Oc†092006/PIN3_xx_cpinem.†xt ADVANTEST
One-Bit RF Spectrum lAl【
5 o
Figure imgf000045_0001
[0166]
Ex eriments RJ_CLK_CapMemory_Oc1O92006/PIN3_xx_cpmem.†xt 2IDVANTEST
Δ & One-Bit RF Spectrum/ Single Sideband
Figure imgf000045_0002
lMHz], Rect [MH/], Rect [0167]
Ex eriments J_CLK_CapMemory_Oct092006/PIN3_xx_cpinem.†xt ^IDVANTEST
Linear Phase & Instantaneous Phase
Figure imgf000046_0001
[0168]
Experiments RJ_CL _CapMemory_OclO92006/PIN3_xx_cpmem.†xt ADVANTEST
Δ & Instantaneous Phase Noise
Figure imgf000046_0002
[0169]
Ex eriments RJ_CLK_CapMemory_Oc«)92006/PIN3_xx_cpitiem.†x† ADVANTEST
Timing Jitter Histogram
Figure imgf000047_0001
[0170]
Experiments R J_CL _CapMemory_OclO92006/PIN3_xx_cpmem .†xt ^ DVANT—
Δ & Timing Jitter Histogram
[0171]
Ex eriments RJ_CLK_CapMemory_Oc†092006/PIN3_xx_cpinem.†xt ADVANTEST
Δ & Upper Cutoff Frequency
Figure imgf000048_0001
[0172]
Experiments RJ_CL _CapMemory_OclO92006/PIN3_xx_cpmem.†xt ADVANTEST
Figure imgf000048_0002
[0173]
VIDVANTEST
Experiment
correlation
[0174]
RJ Experiments a† AAI/ Correlation lDVANTEST
Figure imgf000049_0001
Figure imgf000050_0001
[0176]
Experiment #2 <& #6 ADVANTEST
#2 ca le_DMEM_Oct102009/ PIN3.txt
#6 RJ_CLK_CapMemory_Oct092006/PIN3_405pS_400pS_cpmem.txt
Figure imgf000050_0002
[MHz], Rect [0177]
VIDVANTEST
List
Experiments
[0178]
Coherent Digital Sampling Experiments a† AAl 21DVANTEST
Key
Priority Experiment Done? parameter
Timing Jitter
1 Ts = TT+A Done
RJ
Deterministic
2 Ts = TT+A NOT YET
Skew
Timing Jitter
3 Ts = TT+A NOT YET
SJ
PDF blind Benchmark
4 Done separator (Wavecrest) [0179]
Coherent Digital Sampling Experiments a† AAI VIDVANTEST
Figure imgf000052_0002
Figure imgf000052_0001
Frequency Shifting VIDVANTEi»T [fansfwffL /
Figure imgf000053_0001
O ）
^ ^ つ 一

Claims

請求の範囲
[1] 被測定信号を測定する測定装置であって、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、
略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発 生器と、
前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のジッ タを算出するデジタル信号処理部と
を備える測定装置。
[2] 前記ストローブタイミング発生器は、前記被測定信号の周期に対して所定値異なる 周期で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 1に記載の測定装置。
[3] 前記ストローブタイミング発生器は、前記被測定信号の周期の半分より大きい周期 で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 2に記載の測定装置。
[4] 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブ信号の周期と、前記被測定信号 の周期との差分が、測定すべきジッタ値に応じた等価サンプリング間隔 (equivalent sampling interval)となるよう〖こ、前記ストローブ信号を順次生成する 請求項 2に記載の測定装置。
[5] 前記ストローブタイミング発生器は、測定すべきジッタ値が与えられ、前記ストロー ブ信号の周期と、前記被測定信号の周期との差分が、前記ジッタ値の N (但し、 Nは 正の整数)倍より小さくなるように、前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 4に記載の測定装置。
[6] 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブ信号の周期と、前記被測定信号 の周期との差分が、ジッタを算出すべき時間分解能に応じた値となるように、前記スト ローブ信号を順次生成する
請求項 2に記載の測定装置。
[7] 前記ストローブタイミング発生器は、ジッタを算出すべき前記時間分解能が与えら れ、前記ストローブ信号の周期と、前記被測定信号の周期との差分が、前記時間分 解能より小さくなるように、前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 6に記載の測定装置。
[8] 前記デジタル信号処理部は、前記被測定信号の周期を、前記ストローブ信号の周 期と前記被測定信号の周期との差分で除算し、前記キヤプチヤメモリが時系列に格 納した前記比較結果のデータのうち、当該除算結果の整数倍のポイント数の連続す るデータを取り出し、取り出したデータに基づ!/、て前記ジッタを算出する
請求項 2に記載の測定装置。
[9] 前記デジタル信号処理部は、取り出したデータのポイント数が 2のべき乗である場 合に、取り出したデータを高速フーリエ変換した結果に基づいて前記ジッタを算出し 、取り出したデータのポイント数が 2のべき乗でない場合に、取り出したデータを混合 基数や素数やスプリット基数のアルゴリズムでフーリエ変換した結果に基づいて前記 ジッタを算出する
請求項 8に記載の測定装置。
[10] 前記キヤプチヤメモリが格納する前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のそ れぞれの電圧値を、その絶対値が n (但し nは実数)より小さ 、範囲のデジタル値に変 換したデジタル信号を生成するデジタル信号変換部を更に備え、
前記デジタル信号処理部は、前記デジタル信号に基づいて、前記被測定信号のジ ッタを算出する
請求項 1に記載の測定装置。
[11] 前記コンパレータは、前記被測定信号の電圧値が前記参照電圧値より大きいか否 力、により、それぞれ異なる比較結果を出力する
請求項 1又は 10に記載の測定装置。
[12] 前記デジタル信号変換部は、前記被測定信号の電圧値が前記参照電圧値より大 き ヽことを示す比較結果をデジタル値 1に変換し、前記被測定信号の電圧値が前記 参照電圧値以下であることを示す比較結果をデジタル値 0に変換する
請求項 11に記載の測定装置。
[13] 前記コンパレータは、第 1の前記参照電圧と、前記第 1の参照電圧より電圧値が低 い第 2の前記参照電圧が与えられ、前記被測定信号の電圧値が前記第 1の参照電 圧より大きいか、前記被測定信号の電圧値が前記第 1の参照電圧以下であり且つ前 記第 2の参照電圧より大きいか、又は前記被測定信号の電圧値が前記第 2の参照電 圧以下であるかによりそれぞれ異なる比較結果を出力する
請求項 1又は 10に記載の測定装置。
[14] 前記デジタル信号変換部は、前記被測定信号の電圧値が前記第 1の参照電圧値 より大き!ゝことを示す前記比較結果をデジタル値 1に変換し、前記被測定信号の電 圧値が前記第 1の参照電圧値以下であり且つ前記第 2の参照電圧より大きいことを 示す前記比較結果をデジタル値 0に変換し、前記被測定信号の電圧値が前記第 2 の参照電圧値以下であることを示す前記比較結果をデジタル値 1に変換する 請求項 13に記載の測定装置。
[15] 前記コンパレータは、 3種類以上の異なる前記参照電圧が与えられ、前記被測定 信号の電圧値が、隣接する 2つの前記参照電圧により規定されるそれぞれの電圧範 囲のいずれに属するかにより、それぞれ異なる比較結果を出力する
請求項 1又は 10に記載の測定装置。
[16] 前記ストローブタイミング発生器は、前記測定装置の動作周期とは独立して、略等 時間間隔に配置された前記ストローブ信号を生成する
請求項 1に記載の測定装置。
[17] 前記ストローブタイミング発生器は、前記測定装置の動作周期毎に 1つの前記スト ローブ信号を生成する
請求項 1に記載の測定装置。
[18] 前記ストローブタイミング発生器は、前記測定装置の動作周期毎に、複数の前記ス トローブ信号を生成する
請求項 1に記載の測定装置。
[19] 前記デジタル信号処理部は、
前記デジタル信号の測定すべき周波数成分を通過させる帯域制限部と、 前記帯域制限部が出力する前記デジタル信号の位相雑音を算出する位相歪推定 部と
を有する請求項 10に記載の測定装置。
[20] 前記帯域制限部は、前記デジタル信号を解析信号に変換し、
前記位相歪推定部は、前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を 示す瞬時位相信号を生成する瞬時位相推定部と、
前記瞬時位相信号の線形成分を除去し、前記被測定信号の位相雑音を算出する 線形位相除去部と
を有する請求項 19に記載の測定装置。
[21] 前記位相歪推定部は、
前記帯域制限部が出力する前記デジタル信号に基づいて、前記被測定信号のゼ 口クロスタイミング系列を推定するゼロクロスタイミング推定部と、
前記ゼロクロスタイミング系列の線形成分を除去し、前記被測定信号の位相雑音を 算出する線形位相除去部と
を有する請求項 19に記載の測定装置。
[22] 前記被測定信号の測定すべき周波数成分を通過させ、前記コンパレータに入力す るフィルタを更に備える
請求項 1に記載の測定装置。
[23] 前記フィルタは、前記被測定信号の周波数成分のうち、前記被測定信号のキャリア 周波数を含まな!/ヽ周波数帯域の周波数成分を通過させる
請求項 19から 21のいずれかに記載の測定装置。
[24] 前記測定装置は、並列に設けられた複数の前記コンパレータを備え、
前記測定装置は、前記被測定信号を前記複数のコンパレータのそれぞれに並列 に入力する入力部を更に備え、
前記ストローブタイミング発生器は、それぞれの前記コンパレータに対して、位相の 異なる前記ストローブ信号を入力し、
前記キヤプチヤメモリは、前記複数のコンパレータにおける前記比較結果を、対応 する前記ストローブ信号の位相に応じて整列して格納する
請求項 1に記載の測定装置。
[25] 前記ストローブタイミング発生器は、前記コンパレータに対して入力する前記スト口 ーブ信号を、前記被測定信号に同期したトリガ信号の位相を基準として生成する 請求項 1に記載の測定装置。
[26] 前記被測定信号に基づいて、前記被測定信号に同期した再生クロックを生成し、 前記再生クロックを前記トリガ信号として前記ストローブタイミング発生器に入力するク ロック再生器を更に備える
請求項 25に記載の測定装置。
[27] 前記ストローブタイミング発生器は、それぞれの前記コンパレータに対して、前記トリ ガ信号に対する位相が異なる複数の前記ストローブ信号を順次入力し、
前記キヤプチヤメモリは、前記コンパレータがそれぞれの前記ストローブ信号に応じ て出力する前記比較結果を、対応する前記ストローブ信号の位相に応じて整列して 格納する
請求項 25又は 26に記載の測定装置。
[28] 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
前記被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定装置と、 前記測定装置が測定したジッタに基づ!ヽて、前記被試験デバイスの良否を判定す るジッタ判定部と
を備え、
前記測定装置は、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、
略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発 生器と、
前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のジッ タを算出するデジタル信号処理部と
を有する試験装置。
[29] 前記ストローブタイミング発生器は、前記被測定信号の周期に対して所定値異なる 周期で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 28に記載の試験装置。
[30] 予め定められたテストレートに応じて動作し、前記被試験デバイスに前記テストレー トに応じた周期の前記被測定信号を出力させるドライバを更に備え、
前記ストローブタイミング発生器は、前記テストレートより所定値大き 、周期で前記 ストローブ信号を順次生成する
請求項 29に記載の試験装置。
[31] 前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果により定まる前記被測定信号のデー タパターン力 予め定められた期待値パターンと一致する力否かを判定するロジック 判定部を更に備える
請求項 28に記載の試験装置。
[32] 所定の周期を有する被測定信号を測定する測定方法であって、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較する比較段階と、
略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発 生器段階と、
前記コンパレータの比較結果を格納する格納段階と、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のジッ タを算出するデジタル信号処理段階と
を備える測定方法。
[33] 被試験デバイスを試験する試験方法であって、
前記被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定段階と、 前記測定段階において測定したジッタに基づいて、前記被試験デバイスの良否を 判定するジッタ判定段階と
を備え、
前記測定段階は、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較する比較段階と、 略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発 生段階と、
前記コンパレータの比較結果を格納する格納段階と、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のジッ タを算出するデジタル信号処理段階と
を有する試験方法。
[34] 所定の周期を有する被測定信号を測定する測定装置であって、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる第 1の参照電圧値及び第 2の参照電圧とを順次比較し、 3値の比較結果 を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づいて、前記被測定信号のジッ タを算出するデジタル信号処理部と
を備える測定装置。
[35] 前記デジタル信号処理部は、
前記比較結果を解析信号に変換するヒルベルト変換対生成部と、
前記解析信号に基づ ヽて、前記被測定信号の瞬時位相を示す瞬時位相信号を生 成する瞬時位相推定部と、
前記瞬時位相信号の線形成分を除去し、前記被測定信号の位相雑音を示す線形 位相除去部と
を有する請求項 34に記載の測定装置。
[36] 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
前記被測定信号を生成する動作回路と、
前記被測定信号を測定する測定装置と
を備え、
前記測定装置は、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、前記被測定信号の電圧値と、 与えられる参照電圧値とを順次比較するコンパレータと、 前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと
を有する電子デバイス。
[37] 略等時間間隔に配置されたストローブ信号を順次生成するストローブタイミング発 生器を更に備える
請求項 36に記載の電子デバイス。
[38] 前記ストローブタイミング発生器は、被測定信号の周期に対して所定値異なる周期 で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 37に記載の電子デバイス。
[39] 被測定信号を測定する測定装置であって、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、第 1の前記被測定信号の電 圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較する第 1のコンパレータと、
第 2の前記被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを、前記第 1のコンパ レータと略同時に順次比較する第 2のコンパレータと、
略等時間間隔に配置された前記ストローブ信号を順次生成するストローブタイミン グ発生器と、
前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づ 、て、前記第 1及び第 2の被 測定信号のそれぞれの瞬時位相を算出し、
それぞれの前記瞬時位相に基づいて、前記第 1の被測定信号及び前記第 2の被 測定信号の間の確定スキューを算出するデジタル信号処理部と
を備える測定装置。
[40] 前記ストローブタイミング発生器は、前記被測定信号の周期に対して所定値異なる 周期で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 39に記載の測定装置。
[41] 被測定信号を測定する測定装置であって、
順次与えられるストローブ信号のタイミングにお 、て、第 1の前記被測定信号の電 圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較する第 1のコンパレータと、
第 2の前記被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを、前記第 1のコンパ レータと略同時に順次比較する第 2のコンパレータと、
略等時間間隔に配置された前記ストローブ信号を順次生成するストローブタイミン グ発生器と、
前記コンパレータの比較結果を格納するキヤプチヤメモリと、
前記キヤプチヤメモリが格納した前記比較結果に基づ 、て、前記第 1及び第 2の被 測定信号のそれぞれの瞬時位相を算出し、
それぞれの前記瞬時位相に基づいて前記第 1及び第 2の被測定信号の瞬時位相 雑音を求め、
それぞれの前記瞬時位相雑音から、前記第 1の被測定信号及び前記第 2の被測 定信号の不規則スキューを算出するデジタル信号処理部と
を備える測定装置。
前記ストローブタイミング発生器は、前記被測定信号の周期に対して所定値異なる 周期で前記ストローブ信号を順次生成する
請求項 40に記載の測定装置。
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