WO2007046503A1 - キャリア間干渉除去装置及びこれを用いた受信装置 - Google Patents

Abstract

　マルチキャリア信号を高速に移動しながら受信する際、受信信号に含まれるドップラーシフトに起因するキャリア間干渉の推定精度を向上させ、キャリア間干渉除去後の受信特性を向上させることができるキャリア間干渉除去装置を提供する。 　本発明のキャリア間干渉除去装置において、伝送路推定部１０１がキャリア信号から伝送路周波数特性を推定し、等化部１０２が前記伝送路周波数特性でキャリア信号を等化して仮のキャリアデータを出力し、信頼性算出部１０３が前記伝送路周波数特性をもとに信頼性を算出し、重み付け部１０４が仮のキャリアデータに信頼性を重み付けし、ＩＣＩ成分推定部１０６が重み付けされた仮のキャリアデータと推定した伝送路周波数特性とをもとにＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩ除去演算部１０７がＩＣＩ成分をキャリア信号から除去する。

Description

明 細 書

キャリア間干渉除去装置及びこれを用いた受信装置

技術分野

[0001] 本発明は、移動体通信の分野においてマルチキャリア信号受信時のキャリア間干 渉を軽減させるキャリア間干渉除去装置に関し、特に、伝送特性を改善する技術に 関する。

背景技術

[0002] 現在、地上デジタル放送をはじめ IEEE802. 11aといった様々なデジタル通信に おいて、直交周波数分割多重方式（OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)が伝送方式として広く採用されている。 OFDMは、複数の狭帯域 デジタル変調信号を互いに直交するサブキャリアにより周波数多重しており、周波数 の利用効率に優れた伝送方式である。さらに、 OFDMでは、 1シンボル期間が有効 シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されており、シンボル内で周期性を 有するために前記有効シンボル期間の信号の一部をガードインターバル期間へ複 写されて!/ヽるため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を軽減 することが可能であり、マルチノ ス干渉に対しても優れた耐性を有して 、る。

[0003] しかしながら、 OFDMは、広帯域デジタル変調信号に比べ、 1シンボル長が長くな るため、移動受信等において生じる伝搬路のフ ージング環境下での時間変動に対 する耐性が低くなつてしまう。さらに、フェージング環境下では、マルチパス干渉によ る遅延分散に起因する受信信号の振幅の時間変動だけでなぐドップラーシフトと呼 ばれる周波数変動も生じる。このドップラーシフトにより、個々のサブキャリアの直交 関係がくずれ、互い干渉を起こし、結果として正しく復調することが困難になってしま う。このサブキャリア同士が互いに干渉することはキャリア間干渉 (ICI :Inter— Carri er Interference)と呼ばれており、この ICIによる通信品質の劣化を抑えることが、 大きな鍵となっている。

[0004] 近年、 ICIによる劣化を改善するための方法カ^、くつか提案されて!、る。その一つ に、非特許文献 3に示す方法がある。 図 40は非特許文献 3に記載されている ICI除去部の構成を表すブロック図である。 伝送路特性推定部 4001が、 FFT処理された信号 (Yと表す)から、伝送路特性を 推定し、仮等化部 4002が、 FFT後の信号を伝送路特性で除算することにより送信 信号を仮推定する (X〜 (s)と表す。 sは現在のシンボル番号を表す)。

[0005] 一方、伝送路特性一次微分算出部 4003が、推定した伝送路特性から式 1によって 、各キャリアに対し、現在のシンボルの前後のシンボルの伝送路特性の差を算出する ことで伝送路特性 H(s)の一次微分 (Η' (s)と表す)を算出し、乗算部 4004へ出力 する。

H， (s) = (H(s+l)-H(s-l))/(2-Ts) …（式 1)

式 1において、 Tsは、 OFDMシンボル長を示している。

[0006] その後、乗算部 4004が、仮等化後の信号 X〜 (s)と伝送路特性の一次微分値 H' ( s)と定数行列である Sを用いて ICI成分 K (s)を式 2の演算により推定する。

K(s) = Hdiag(H' (s))X~(s) …（式 2)

ここで、 Sは式 3, 4で表される。

[0007] [数 1]

ί ヽ

(式 3

ζ N ζ 2-Ν 0 ノ

[0008] [数 2] [0009] 本明細書中で、 diag (A_n(s) )の表記は、下式のような N行 X N列の正方行列を示 すものとする（n=0、 · ··、 N—l)。ただし、 nはキャリア番号で、 Nは全キャリア数であ る。

[0010] [数 3] ί A₀ (s) 0 0

0 A, (s) 0 v 0 0 A_N一 \ 0^s)ノ

[0011] 次に、減算部 1005が、 FFT後の信号 Yから、式 2を用いて推定された ICI成分を減 算することにより除去する。

非特許文献 1 :ARIB STD-B31

非特許文献 2 : IEEE Std 802. 11a— 1999

非特許文献 3 :Karsten Schmidt他， "Low Complexity Inter— Carrier Inte rference Compensation for Mobile Reception of DVB— H" 9th Inte rnational OFDM -Workshop 2004, Dresden. (P72〜76、 Fig. 4) 特許文献 1：特表 2004— 519900

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] し力しながら、非特許文献 3に示されるキャリア間干渉除去装置によると、マルチパ スフエージング環境下にお 、て伝送路特性が周波数選択性を呈して、受信帯域内 にディップが生じ、あるキャリアが他のキャリアと比べて相対的にレベルが落ち込んで 雑音成分を多く含む場合や、特定のキャリアに妨害波が混入する場合などに、当該 キャリアで推定する仮のキャリアデータおよび伝送路変動の推定に誤差が生じ、結果 として他のキャリアに与える与干渉成分の算出に誤差が生じてしまう。

[0013] そして、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定を大きく誤ると、キャリア間 干渉を除去するどころか、力えってキャリア間干渉を増大させてしまうという問題があ る。

上記問題に鑑み本発明は、マルチパスフェージング環境下にお 、て伝送路特性 が周波数選択性を呈する場合や妨害波が混入する場合でも、 ICI成分を精度良く推 定、除去することが出来るキャリア間干渉除去装置を提供することを目的とする。 課題を解決するための手段

[0014] 上記課題を解決するために、本発明は、伝送路の状態により変動する周波数応答 特性を示すキャリア信号を複数含んだマルチキャリア信号カゝらキャリア間干渉成分を 除去するキャリア間干渉除去装置であって、マルチキャリア信号を取得する取得部と 、各キャリア信号の信頼性を各キャリアに係る周波数応答特性に基づき算出する信 頼性算出部と、各キャリア信号を等化する等化部と、等化前の各キャリア信号に係る 前記信頼性で、等化後の各キャリア信号を重み付けする重み付け部と、等化前の各 キャリア信号に係る前記各周波数応答特性の変動量と、重み付けされた等化後の各 キャリア信号とに基づきキャリア間干渉成分を算出し、等化前の各キャリア信号から除 去するキャリア間干渉除去部とを備える。

発明の効果

[0015] 本発明のキャリア間干渉除去装置は、上述の構成を備えることにより、キャリア信号 を周波数応答特性に基づ ヽた信頼性で重み付けした上で、キャリア間干渉成分の算 出に用いるので、マルチキャリア信号を受信する際にマルチパスの影響が周波数選 択性を呈し、更に電波の伝送路が高速に変動してキャリア間干渉が生じるような受信 環境下でも、従来よりも正確にキャリア信号に生じるキャリア間干渉成分を推定し除 去することができる。

図面の簡単な説明

[0016] [図 1]本発明の実施の形態 1におけるキャリア間干渉除去装置を含む OFDMの受信 装置のブロック図である。

[図 2]本発明の実施の形態 1におけるキャリア間干渉除去装置のブロック図である。

[図 3]非特許文献 1に示される OFDM信号の信号フォーマットである。

[図 4]本発明の実施の形態 1のキャリア間干渉除去装置における伝送路変動推定部 のブロック図である。 圆 5]本発明の実施の形態 1のキャリア間干渉除去装置における ICI除去演算部のブ ロック図である。

圆 6]キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。

[図 7]関数 f (x)の一例として一次関数である場合の特性図である。

[図 8]関数 f (x)の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされるキ ャリアを模式的に示した図である。

[図 9]関数 f (x)の一例としてステップ関数である場合の特性図である。

[図 10]関数 f (x)の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付けれ るキャリアを模式的に示した図である。

[図 11]関数 f (X)が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図であ る。

圆 12]キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされること を模式的に示した図である。

圆 13]平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格ィ匕する場合の平均電力を模式 的に示した図である。

[図 14]ISDB— T方式における TMCC信号および AC信号のキャリアを模式的に示し た図である。

圆 15]本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献 3に示されるキヤ リア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。

[図 16]特許文献 1に示される受信装置に本発明に係る信頼性算出部と重み付け部と を付カロしたブロック図である。

圆 17]本発明の実施の形態 2に係るキャリア間干渉除去装置を含む受信装置のプロ ック図である。

圆 18]本発明の実施の形態 3におけるキャリア間干渉除去装置の詳細なブロック図 である。

圆 19]本発明の第 4の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における信頼性算出 部の構成を示すブロック図である。

[図 20]本発明の第 4の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における妨害波判定 部の構成を示すブロック図である。

圆 21]本発明のキャリア間干渉除去装置をダイバーシチ構成の受信装置に適用した 場合のブロック図である。

圆 22]本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置を含むダイバーシチ受信のため の復調部のブロック図である。

圆 23]本発明の実施の形態 6に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック 図である。

[図 24]各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との 距離を示す模式図である。

[図 25]ブランチ数力 の場合の各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キ ャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。

[図 26]本発明の実施の形態 7に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック 図である。

[図 27]仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間干渉 除去装置のブロック図である。

[図 28]クリップ処理部力 クリップする振幅を示す模式図を示す。

圆 29]本発明の実施の形態 9における受信装置のブロック図である。

[図 30]図 29における受信処理部のブロック図である。

[図 31]図 30における復調部のブロック図である。

[図 32]図 31における伝送路特性推定部のブロック図である。

[図 33]図 31における ICI成分生成部のブロック図である。

圆 34]本発明の実施の形態 1においてダイバーシティ合成を 3段とした受信装置のブ ロック図である。

[図 35]図 34における受信処理部のブロック図である。

[図 36]図 35における復調部のブロック図である。

[図 37]本発明の実施の形態 10における受信装置のブロック図である。

[図 38]図 37における受信処理部のブロック図である。

[図 39]図 38における復調部のブロック図である。 [図 40]非特許文献 3の ICI除去部を示すブロック図である。

[図 41]OFDMシンボルの模式図である。

符号の説明

1 キャリア間干渉除去装置

101 伝送路推定部

102 等化部

103 信頼性算出部

104 重み付け部

105 伝送路変動推定部

106 ICI成分推定部

107 ICI除去演算部

110 キャリア信号

111 伝送路周波数特性

112 仮のキャリアデータ

113 信頼性

114 重み付けされた仮のキャリアデータ

115 伝送路変動特性

116 ICI成分

117 ICI成分が除去されたキャリア信号

201

202 移 受 f ¾

501 伝送路推定部

502 等化部

503 伝送路変動推定部

504 ICI成分推定部

505、 506、 507 シンボル遅延部

508 減算部

510 キャリア信号 511 伝送路周波数特性

514 仮のキャリアデータ

515 伝送路変動特性

516 ICI成分

517 ICI成分が除去されたキャリア信号

702 RF部

703 AZD部

704 シンボル同期部

705 ガード除去部

706 周波数領域変換部

707 ICI除去部

708 伝送路推定部

709 等化部

710 復号部

720 ベースバンド信号

726 伝送路周波数特性

727 キャリアデータ

901 伝送路変動量演算部

902、 903 シンボル遅延部

1000 減算回路

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の 説明は、マルチキャリア変調方式力OFDM方式であり、信号フォーマットが非特許文 献 1に示される ISDB—T方式である場合を例にして行う。

(実施の形態 1)

本発明の一実施形態に係る受信装置は、キャリア間干渉除去装置を含んで構成さ れており、前記キャリア間干渉除去装置は、キャリアの伝送路周波数特性に基づきキ ャリア信号の信頼度を算出し、前記信頼度を用いてより正確に ICI成分を推定する。 よって、前記受信装置は、キャリア信号から ICI成分をより正確に除去することができ 、 OFDM方式における高速移動時の受信性能は向上する。

[0019] 以下に、本発明の一実施形態に係る受信装置 1について、図面を参照しながら説 明する。

<構成>

受信装置 1は、図 1に示すように、アンテナ 701を介して所望チャンネルの電波を受 信して RF (Radio Frequency)帯の信号をベースバンド信号 720に変換する RF部 702と、アナログ信号をデジタル信号に変換する AZD部 703と、 OFDMシンボルの 同期処理を行うシンボル同期部 704と、 OFDMシンボルに含まれるガードインターバ ルを除去するガード除去部 705と、時間領域の OFDM信号を周波数領域のキャリア 信号 110に変換する周波数領域変換部 706と、キャリア信号 110からキャリア間干渉 成分を推定して除去する ICI除去部 707と、 ICI成分が除去されたキャリア信号 117 から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性 726を出力する伝送路 推定部 708と、伝送路周波数特性 726をもとにキャリア信号 110を等化し、キャリアデ ータ 727を出力する等化部 709と、キャリアデータ 727から誤り訂正処理を施して受 信ビットデータ 728を得る復号部 710とを含んで構成される。

[0020] 受信装置 1は、具体的には、アンテナ、チューナー、復調 LSIなどから構成される受 信装置である。

ここで、周波数領域変換部 706における時間領域信号カゝら周波数領域信号の変換 には、一例として FFT (Fast Fourier Transform)演算を用いる。 ICI除去部 707 以外は、 OFDM信号を復調する受信装置としては公知なので詳細な動作説明は省 略する。

[0021] 次に、 ICI除去部 707に相当するキャリア間干渉除去装置 707について、図 2を参 照しながら説明する。

図 2は、キャリア間干渉除去装置 707の詳細なブロック図である。

キャリア間干渉除去装置 707は、図 2に示すように、伝送路推定部 101と、等化部 1

02と、信頼性算出部 103と、重み付け部 104と、伝送路変動推定部 105と、 ICI成分 推定部 106と、 ICI除去演算部 107とを含んで構成される。 [0022] 伝送路推定部 101は、キャリア信号 110から伝送路の周波数応答特性を推定し、 伝送路周波数特性 111を出力する。 ISDB— T方式の場合、伝送路推定部 101は、 キャリア信号 110に含まれるパイロットキャリアを用いて周波数応答特性を推定する。 以下に、周波数応答特性の推定について、図面を参照しながら説明する。 図 41は、 OFDMシンボルの模式図である。以下において、 OFDMシンボルのシン ボル長を T、ガード長を T、有効シンボル長を Tとする。

s g

[0023] 図 3は、 OFDM信号のフォーマットを示しており、図中の白抜き丸はデータキャリア を示し、黒丸はパイロットキャリアを示す。また、 sはシンボル番号を示す。ノ ィロットキ ャリアは、受信側でそのキャリアデータ X (pはパイロットキャリアのキャリア番号）が既

P

知であるから、これを用いて、実際に受信したキャリアデータである Yを式 5に示す除

P

算によって等化し、パイロットキャリアにおける伝送路周波数特性 Hを求める。

P

[0024] H =Y /X · · · (式 5)

Ρ Ρ Ρ

そして、近隣の OFDMシンボルの Ηとの間（シンボル方向）で、パイロットキャリアの

P

間に位置するデータキャリアに対する伝送路周波数特性を補間により算出する。例 えば、ノ ィロットキャリア 151の伝送路周波数特性を H (s— 4)、パイロットキャリア 15 2の伝送路周波数特性を H (s)とし、データキャリア 153、 154、 155各々についての 、伝送路周波数特性 H (s— l)、 H (s— 2)、 H (s— 3)とする。ここで、 nはキャリア番 号である。この場合、 H (s— 1)、 H (s— 2)、 H (s— 3)は、 H (s— 4)と H (s)との間 を補間することにより求められる。

[0025] さらに、シンボル毎に、キャリア方向に 3キャリアおきに得られた周波数応答特性を キャリア方向に補間することで、データキャリアを含む全キャリアに対する伝送路周波 数特性を推定する。

例えば、データキャリア 156についてシンボル方向への補間により求められた伝送 路周波数特性 H (s)と、パイロットキャリア 152の伝送路周波数特性 H (s)との間 n+3 n をキャリア方向に補間することにより、データキャリア 157の伝送路周波数特性 H ( n+ 1 s)と、データキャリア 158の伝送路周波数特性 H (s)を求める。

n+2

[0026] 等化部 102は、伝送路周波数特性 H (s)をもとにキャリア信号 Y (s)を式 6に示す除 算によって等化し、仮のキャリアデータ X〜(s)を推定する。 X~(s)=Y(s)/H(s) ··· (式 6)

伝送路変動推定部 105は、伝送路周波数特性 H ( から、 ICIを除去するシンボル sの前後で生じる伝送路周波数特性の変動量 H' (s) (以下、伝送路変動特性という。 )を算出する。

[0027] 伝送路変動推定部 105は、図 4に示すように、 OFDMシンボル長 Tだけ遅延させ s

るシンボル遅延部 902、 903と、伝送路変動量演算部 901とを含む。伝送路変動推 定部 105は、入力のキャリア nにおける伝送路周波数特性 H (s+1)と 2つのシンポ ル遅延部で遅延させた H (s— 1)とを用いて伝送路変動量演算部 901で、式 7に基 づく演算を行 、、 s番目のシンボルにおける伝送路変動特性 H， (s)を推定する。

[0028] H， (s) = (H (s+1)— H (s— l))Z(2'Ts)…（式 7)

信頼性算出部 103は、仮のキャリアデータ X〜(s)に対する信頼性 W(s)を算出する 。キャリア nにおける信頼性 W (s)は、各キャリア毎に伝送路周波数特性 H (s)に基 づいて算出され、その関係が後述する所定の関数 f ( で対応付けられる (式 8)。 abs [z]は、ベクトル zの振幅を示す。

[0029] W (s)=f(abs[H (s)]) …（式 8)

(η=0、 ···、Ν—1 ただし、 n≠m)

重み付け部 104は、信頼性算出部 103で算出した重み W (s)を仮のデータシンポ ル X〜 （s)に乗算により重み付けする。

X" (s)=X〜 (s) -W (s) …（式 9)

(η=0、 ···、Ν—1 ただし、 n≠m)

ICI成分推定部 106は、式 10に示すように、リーク行列 Sと、伝送路変動特性 H' (s )と、重み付けされた仮のキャリアデータ X' (s)とを乗算することで ICI成分 K(s)を推 定する。

[0030] K(s) = Ξ ·Η' (s) -W(s) -X~(s)

= H-H'(s)-X"(s) …（式 10)

ここで、 K(s)、 S、 H， (s)、 W(s)、 X〜（s)は、それぞれ式 11〜式 15で示す行列で 表される。ここで、 ^Tは転置を示す。

K(s) = [K (s)、K (s)、 ·'·、Κ (s)]^T …(式 11) [0031] [数 1] ヽ 一 Ν-2

(式 3

Ν 0 ノ

[0032] [数 2]

J

つ/ 2 2tan( 2/A … （式 4)

[0033] H，（s)=diag(H， (s)) …（式 12)

W(s)=diag(W (s)) …（式 13)

X〜(s) = [X〜（s)、X〜（s)、一、X〜 (s)]^T …(式 14)

1 2 N-l

ICI除去演算部 107は、（式 15)に示すように、入力のキャリア信号 Y_n(s)から推定 した ICI成分 K (s)を差し引くことで、 ICI成分を除去する。

[0034] Y〜（s)=Y(s)—K(s) …（式 15)

ICI除去演算部 107は、図 5に示すように、減算回路 1000で実現する。 以上、説明したように、本発明の実施の形態 1におけるキャリア間干渉除去装置は

、伝送路周波数特性をもとに信頼性を算出する信頼性算出部と重み付け部とを含む ことを特徴とするものである。

[0035] <動作 >

キャリア間干渉除去装置 707の動作について詳細に説明する。

先ず、キャリア間干渉除去装置 707は、 ICI成分の推定に必要な仮のキャリアデー タを推定する。そのため、伝送路推定部 101が、伝送路周波数特性 H(s)を推定し、 等化部 102が、 H (s)を用いてキャリア信号 Y(s)を等化して、仮のデータシンボル X〜 (s)を得る。伝送路推定には、図 3に示す受信側で既知のパイロットキャリアを用いる 。ここで、マルチパスの遅延量とパス間の位相関係とによっては、図 6 (a)に示すよう に、キャリア間で相対的にレベルが異なり、特定のキャリア（例えば、キャリア 161、キ ャリア 162)のキャリアレベルが低くなる。

[0036] 図 6は、キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。

ここで、第 nキャリアにおける伝送路周波数特性 H (s)について、 abs [H (s) ]は、 各キャリア信号の振幅そのものであり、 H (s)の振幅が小さいと雑音レベルに近くなる ため、式 6によって等化すると、結果として仮のデータシンボル X〜 （s)の推定を誤る 可能性が高くなる。ひいては、他のキャリアに対する与干渉の推定を誤ることになる。 また、誤ったキャリアデータで与干渉量 (漏れ込み量)を算出すると、逆に ICIを発生 させてしまうことになる。したがって、キャリアデータの推定を間違っている可能性があ る場合、すなわち信頼性の低いキャリアのキャリアデータについては、 ICI成分の推 定への寄与を下げるようにすれば、 ICI成分の推定精度を向上させることができる。

[0037] そこで、本発明では、 ICI成分の推定に必要な仮のキャリアデータ X' (s)に対して、 キャリアの信頼性に応じた重み付けを行 、、 ICI成分の推定にぉ 、ての信頼性を向 上させている。

具体的には、信頼性算出部 103が、伝送路周波数特性 H (s)に基づいて、仮のデ ータシンボル： T (s)に対する信頼性 W (s)を算出する。

[0038] したがって、あるキャリア nの信頼性（重み) W (s)は、式 16に示すように、 abs [H ( s) ]を入力 xとする関数 f (X)で表される。

W (s) =f (abs [H (s) ]) …（式 16)

関数 f (x)の詳細については、後述する。

次に、重み付け部 104が、仮のデータシンボル X〜 （s)に信頼性 W (s)を乗算する

[0039] 一方、伝送路変動推定部 105が、 ICI成分を除去する sシンボル目の OFDMシン ボルの前後の伝送路周波数特性 H (s + 1)、 H (s— 1)とから、伝送路変動 H' (s)を 算出し、 ICI成分推定部 106が、式 10に示す演算により、 ICI成分 K(s)を推定する。 そして、 ICI除去演算部 107が、キャリア信号 Y〜_n(s)から推定した ICI成分 K_n(s)を 差し引くことにより除去する。

[0040] ICI除去部 707の次段の伝送路推定部 708と等化部 709とが、 ICI成分を除去した キャリア信号 Y〜 (s)について、再度、伝送路推定とそれに基づく等化処理を行い、 復号部 710が、誤り訂正処理を施してから受信ビットデータを得る。

ここで、信頼性算出部 103が用いる関数 f(x)および、その入力 Xについて説明する 。はじめに、関数 f(x)の入力 Xを abs[H ]とする場合を述べる。

[0041] 関数 f (X)として、例えば、式 17に示す関数が考えられる。ただし、 a > 1である。 a はシステムに適した値を決定すればよ 、。

f(x)=0 (0≤χ<(α-ΐ)/α の場合）

= a (x-D+l ((α—1)Ζα≤χ≤1の場合）

=1 (Kx の場合）

…(式 17)

ここで、パイロットキャリアの振幅を 1とし、これを基準とすると、式 5より abs[H ]につ いても、 abs[H Ί =1を基準とすることができるので、 x=abs[H ]となる。

[0042] 式 17は、キャリア信号の振幅 abs[H ]が、 — 1)Ζα力 1の値をとる場合は、キ ャリア信号の振幅に比例した 1次関数で信頼性が対応付けられ、（ α— 1) Ζ αより小 さければ信頼性を零にするものである（図 7参照)。

信頼性を零にするということは、当該キャリア ηにおけるキャリア mに対する与干渉を 考慮しないことを意味する。

図 7は、関数 f (X)の一例として一次関数である場合の特性図である。

図 8は、関数 f (X)の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされ るキャリアを模式的に示した図である。

[0043] f (X)の値が、 0〜（ — 1) Z α )の間であるキャリア 171と 172については、信頼 '性が値 0となる。

次に、関数 f(x)を式 18に示すようなステップ関数とする場合について述べる。 f(x)=0 (0≤x<a の場合）

=1 (a≤x の場合） …（式 18) 例えば、 x< aの領域において零になるようにステップ関数を選ぶと、キャリアの振幅 が所定の閾値 aより小さければ、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定値は 信頼性が低いと見なして与干渉を零にする。

図 9は、関数 f (X)の一例としてステップ関数である場合の特性図である。

図 10は、関数 f (X)の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付け されるキャリア信号を模式的に示した図である。

[0044] 例えば、 f (X)の値が、 0〜aの値となるキャリア 181については、信頼性が値 0となる また、関数 f (x)の入力の基準力 キャリアの平均振幅となるようにしても良い。

図 11は、関数 f (X)が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図 である。

[0045] 図 12は、キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされる ことを模式的に示した図である。ここで、平均振幅を算出するにあたって、全キャリア（ キャリア 0からキャリア (N— 1) )を用いて算出する場合 (式 19)や、当該キャリア nの複 数の周辺キャリア（キャリア (n— L)力もキャリア (n+L) )のみから算出する場合 (式 20 )が考えられる。

[0046] [数 4] abs(H_n) / ^ abs(H_k) … (式 1 9 )

[0047] [数 5]

■■■ (式 2 0 )

ただし、式 20において、（n=0、 1、 · · ·、 L— 1)に対しては、 n=Lの平均値で、同 様に、 n=N— L、 N— L+ l、 · · ·、 N— 1)に対しては、 n=N— L— 1の平均値で代 用する。なお、 1 <L<N— 2の整数である。 また、関数 f (X)の入力の基準力 キャリアの平均電力となるようにしても良い。 図 13は、平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格ィヒする場合の平均電力を 模式的に示した図である。

[0049] 図 13において、関数 f (x)の入力の基準を、キャリア Aに対する信頼性を求める場 合は、キャリア Aの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で規格ィ匕した値とし、キ ャリア Bについても同様に、キャリア Bの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で 規格ィ匕した値とするといつたように、当該キャリア nの周辺で算出した平均電力で規格 化した値を用いて信頼性を求めることとしてもょ 、。

[0050] 図 13の場合には、キャリア 191、 192についての信頼性は 0とされる。

このように、当該キャリア nの周辺で算出した平均電力で規格ィ匕した値で信頼性を 求めることで、信頼性を零にする閾値が変化する。キャリアは、遠く離れたキャリアより も近隣のキャリア力 の方がより多くの与干渉を受けるため、当該キャリアの周辺で算 出した平均電力を基準とした方が、キャリアレベルの相対関係をより正確に反映させ ることができ、キャリア信頼性をより正確に求めることができる。

[0051] また、関数 f (X)の入力 Xを、キャリアの振幅の二乗値 (電力）を入力にしても良い。こ の場合、入力 Xは、式 21で示されるものである。

x=abs[H ] -abs [H ] …（式 21)

また、キャリア nの振幅の二乗値 (電力）を、キャリア nの周辺の複数キャリアで平均 化した値で規格ィ匕したものとしても良!、。

[0052] 平均電力を算出するに当たっては、全キャリア (キャリア 0からキャリア (N—1) )を用 V、て算出する場合 (式 22)や、当該キャリア nの複数の周辺キャリア (キャリア (n— L) からキャリア (n+L) )のみから算出する場合 (式 23)が考えられる。

[0053] [数 6] = (abs(H_n ) - abs{H_n))l∑ (abs(H_k ) - abs{H_k )) … 2 2 )

=0

[0054] [数 7] x = (abs(H_n) - abs(H_n ))/ ^ " {absiH _k) · abs{H _k)) … （式^{2 3} )

[0055] ただし、式 23において、（n=0、 1、 · · ·、 L— 1)に対しては、 n=Lの平均値で、同 様に、 n=N— L、 N— L+ l、 · · ·、 N— 1)に対しては、 n=N— L— 1の平均値で代 用する。なお、 2≤L≤N— 2の整数である。

さらに、式 24に示すように、上記入力値の対数値を入力としてもよい。

[0056] [数 8]

[0057] 例えば、式 24は、式 22の対数をとつたものである。

以上、関数 f (x)の入力 Xについて、キャリアの振幅値の場合、振幅の二乗値 (電力 )の場合、さらにそれらを複数キャリアの平均値で規格ィ匕した場合について述べた。 また、関数 f (X)について、例として、一次関数で表現されるもの（式 17)、所定の閾 値を境に 0または 1となるステップ関数 (式 18)を示したが、効果的にキャリアの信頼 性を ICI成分の算出に反映できるものであればよいので、これらに限らない。

[0058] このように、本発明の実施の形態 1におけるキャリア間干渉除去装置は、キャリアの 信頼性をもとに信頼性を算出し (式 8)、これを用いて ICI成分を算出 (式 10)するので 、 ICI成分の推定の信頼性が向上する。

したがって、より正確に ICI成分を除去することができ、結果的に OFDM方式の高 速移動時の受信性能を向上させることができる。

[0059] なお、パイロットキャリアのキャリアについては、そのキャリアデータが受信側で既知 であるので、データキャリアと比べて、与干渉成分を正しく推定することができる。した がって、パイロットキャリアにおける信頼性は高いと見なして、重み付けしないことが望 ましい。

さらに、 ISDB— T方式においては、特定のキャリアが、 TMCC (Transmission Multiplexing Configuration Control) f や AC (Auxiliary Channel) f g ^ などの制御情報のために割り当てられて!/、る。 TMCC信号により主に変調方式ゃ符 号化率などの伝送パラメータが送信され、 AC信号により付加情報が送信される。

[0060] 図 14は、 ISDB— T方式における TMCC信号および AC信号のキャリアを模式的 に示した図である。

TMCC信号と AC信号につ!、ては、 1次変調として差動 BPSKが用いられて!/、るた め、 1次変調として 64QAMなどを用いるデータキャリアより誤り率が格段に低い。そ のため、 TMCC信号および AC信号のキャリアについては、確からしいキャリアデー タを用いて ICI成分の推定をすることができるので、 TMCC信号および AC信号のキ ャリアについては、信頼性が高いと見なして、重み付けしないことが望ましい。

[0061] したがって、パイロットキャリアのキャリア番号を p、 TMCC信号および AC信号のキ ャリア番号を tとすると、 n=p、 tにおいては信頼性 W (s)は式 25となる。

W (s) = l (n=p、 t) …（式 25)

なお、式 10における W(s)の乗算について、式変形により式 26であっても、演算結 果が同じになる。

[0062] K(s) = Ξ -W(s) ·Η' (s) -X~ (s) …（式 26)

したがって、 ICI成分を推定するための演算過程において、それを構成する回路ブ ロックにおける W(s)を乗算する部位は問題とならず、同じ推定結果となる部位であ ればよい。

なお、伝送路変動推定部では、シンボル sの伝送路変動特性を求めるために、一例 として、シンボル sに隣接する前後のシンボル s+ 1とシンボル s— 1とからシンボル sに おける伝送路変動特性 H，（s)を推定した力 次隣接のシンボル s + 2とシンボル s— 2 とから求めても良ぐ算出に用いるシンボル番号によらない。

[0063] なお、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を、非特許文献 3に示される キャリア間干渉の除去方式に適用すると、その処理ブロック図は、図 15のようになる。 図 15は、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献 3に示される キャリア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。

本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を付加した図 15に示すような処理 によれば、より正確にキャリアに生じるキャリア間干渉成分を推定し、除去することが できるので、受信特性を改善することができる。

(実施の形態 2)

実施の形態 1では、仮のシンボルデータを推定し、 ICI成分を除去後に再度、等化 処理を行うフィードフォワード処理の ICI除去方式に本発明を適用する場合について 説明したが、実施の形態 2は、本発明をフィードバック処理の ICI除去方式に適用し たものである。

[0064] 実施の形態 2におけるキャリア間干渉除去装置は、具体的には、信頼性算出部が 推定する伝送路周波数特性に基づいて信頼性を算出し、これをキャリアデータの推 定値に重み付けするものである。これにより、 ICI成分推定の信頼性を高め、より正確 に ICI成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結果的に OFDM方式の 高速移動時の受信性能を向上させることができる。

[0065] 以下、実施の形態 2に係るキャリア間干渉除去装置 1200について、図面を参照し ながら説明する。

キャリア間干渉除去装置 1200は、図 16に示すように、減算部 1102と、伝送路推 定部 1103と、等化部 1104と、乗算部 1105と、リーク行列乗算部 1106と、信頼性算 出部 1201と、重み付け部 1202とを含んで構成される。

[0066] キャリア間干渉除去装置 1200は、具体的には、 LSIの内部に実装される。

減算部 1102は、キャリア間除去装置外部の FFT部により、時間領域の信号を周波 数領域の信号に変換されたキャリア信号を取得し、当該キャリア信号力 推定した IC I成分を減算により除去する。

伝送路推定部 1103は、伝送路周波数特性 Hと時間導関数 (Γ (すなわち、伝送路 の時間変動量)とを推定する。

[0067] 等化部 1104は、伝送路周波数特性 Hを用いてキャリア信号 1113を等化してキヤリ ァデータ s' 1115を出力する。

信頼性算出部 1201は、伝送路推定部 1103により推定された伝送路周波数特性 1 114を基に、式 27にしたがってキャリアの信頼性 1210を算出する。

W (s) =f (abs [H (s) ]) …（式 27)

重み付け部 1202は、推定したキャリアデータ s"に対してキャリアごとに Wで重み 付けする。

[0068] 乗算部 1105は、時間導関数 (T1116と、重み付け部 1202により重み付けされたキ ャリアデータとを乗算し、さらにリーク行列乗算部 1106がリーク行列 Sを乗算し、 ICI 成分 1118を推定する。

そして、フィードバックによる繰り返し演算処理を複数回実行することで ICI成分の 精度を向上させていく。

[0069] 上記処理を数式で表したものが式 28であり、式 28で示される演算により、キャリア データを精度よく推定することができる。

Y(i) =Y— Ξ · (d" (i-1) - s" (i-1) -diag (W (s) ) )

…（式 28)

ここで、 iは演算回数である。

[0070] なお、キャリア間干渉除去装置 1200の出力はキャリアデータであり、キャリア間干 渉除去装置 1200は、図 17の ICI除去部 707に相当する。図 17に示すように、後段 に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部 710が後段に接続される。

以上説明したように、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置 1200は、信頼 性算出部 1201が推定した伝送路周波数特性 1114に基づいて信頼性 1210を算出 し、これをキャリアデータの推定値 1115に重み付けするので、同様に、 ICI成分推定 の信頼性を高めることができる。

[0071] したがって、より正確に ICI成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結 果的に OFDM方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。

以上、実施の形態 1と実施の形態 2で示したように、隣接キャリアに対し、キャリアの 信頼性に基づいた重み付けを行って ICI成分を推定する本発明は、 ICI除去方式と して、 ICI成分が周辺キャリアのキャリアデータに依存することに着目し、複数の周辺 キャリアからの漏れ込みを考慮して ICI成分を推定する方式に対して適用可能であり 、詳細な ICI除去方法、回路構成は問わない。

[0072] (実施の形態 3)

実施の形態 1及び 2では、推定した ICI成分を、受信したキャリア信号力も差し引くこ とで除去する場合について説明したが、実施の形態 3は、逆行列演算によって、直接 に ICI成分が除去されたキャリアデータを算出する場合に、本発明を適用したもので ある。

[0073] 先ず、本実施の形態で行っている処理の内容について、数式を用いて概要を説明 し、次いで構成、動作を説明する。

ICI成分の推定のための算出式 (式 10)において、信頼性で重み付けしない場合を 考えると、式 29となる。

K(s) = H-H' (s)-X~(s) …（式 29)

一方、 ICI成分除去後のキャリア信号は、 Y(s) =H(s) 'X(s)と表される。したがつ て、式 29において、キャリアデータを仮のキャリアデータ X〜とした力 X〜（s) =X(s) とすれば、式 15より、式 30の関係式が得られる。

[0074] H(s)-X(s)=Y~(s)-H-H' (s) 'X(s)…（式 30)

これを変形して、

H(s) -X(s) + Ξ ·Η' (s) -X(s) =Y〜（s)…（式 31)

さらに、

X(s) = (H(s) + Ξ ·Η， (_S))^_1'Y〜(s) …(式 32)

が得られる。ここで、（·）^_1は、逆行列演算を示す。

[0075] したがって、（H(s) + S ·Η' (s))の逆行列を求め、受信したキャリア信号 Y〜（s)を 乗算すれば、式 32に示すように、 ICI成分を除去されたキャリアデータ X(s)を直接に 求めることができる。

(H(s) + Ξ ·Η' (s))はキャリア間干渉を含んだ伝送路周波数特性と考えられる。

[0076] 式 32において、 H(s)と H，（s)とが推定すべき変数である力 H，（s)は、式 7で算出 されるものであるから、キャリアレベルに応じて推定値の信頼性が決まる。

そこで、実施の形態 1と同様に、 H (s)に基づいて決定される信頼性 W (s)を式 33 のように定義し、 H' (s)に対して、各キャリアの信頼性に応じた重み付けをすれば、 精度よくキャリア間干渉込みの伝送路周波数特性を算出できる。

[0077] W (s)=f(abs[H (s)]) …（式 33)

したがって、

X(s) = (H(s) + H-H'(s)- diag (W (s) ) ) ^_1 · Y〜 (s) …（式 34)

以上のように、式 34で示される演算により、キャリアデータを精度よく推定することが できる。

[0078] 以下に、本実施の形態に係る、式 34に基づいてキャリアデータを推定するキャリア 間干渉除去装置 1400について説明する。

キャリア間干渉除去装置 1400は、図 18に示すように、伝送路推定部 101と、信頼 性算出部 103と、伝送路変動推定部 105と、伝送路 ICI特性推定部 1401と、逆行列 演算部 1402と、伝送路 ICI逆特性乗算部 1403と、重み付け部 1404とを含んで構 成される。

[0079] 説明済みのものと同じ構成要素には、同一の参照番号を付して、特に必要がない 限り説明を省略する。

重み付け部 1404は、伝送路変動推定部 105が推定した H' (s)に、信頼性算出 部 103が算出した信頼性 W (s)を乗算により重み付けし、その結果である伝送路変 動特性 1410を出力する。

[0080] 伝送路 ICI特性推定部 1401は、式 35に示すように、伝送路特性 H (s)と、リーク行 列 Sと重み付けされた伝送路変動特性 H' (s) -diag (W (s) )とで ICIの相互干渉特 性を含めた伝送路 ICI特性 K' (s)を推定する。

K' (s) =H (s) + Ξ ·Η' (s) -diag (W (s) ) …（式 35)

逆行列演算部 1402は、伝送路 ICI特性 K' (s)の逆行列を算出し、伝送路 ICI特性 1411の逆特性を算出する。

[0081] 伝送路 ICI逆特性乗算部 1403は、キャリア信号 110に対して、伝送路 ICI特性の 逆特性 1412を乗算して、キャリアデータを推定する。

なお、キャリア間干渉除去装置 1400の出力は、キャリアデータであるので、キャリア 間干渉除去装置 1400を含む受信装置は、図 17に示した受信装置と同様に、後段 に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部が後段に接続される。

[0082] このように、本発明の実施の形態 3におけるキャリア間干渉除去装置 1400は、キヤ リアの信頼性が伝送路推定部 101で推定された伝送路周波数特性 Hに基づいて算 出され、これを伝送路変動特性 H'に対して重み付けするので、 ICI成分込みの伝送 路周波数特性 (ここでは、伝送路 ICI特性と呼んでいる。）の推定の信頼性を高めるこ とができる。したがって、より正確に ICI成分を除去してキャリアデータを求めることが でき、結果的に OFDM方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。 (実施の形態 4)

受信するチャネル帯域に妨害波が混入すると、これが ICI成分の推定に悪影響を 与え、 ICI除去の効果は劣化してしまう。妨害波には、地上アナログ放送の信号であ る NTSC (National Television System Committee)信号や CW(Continuou s Wave)妨害などが考えられる。特に、 NTSC信号において、映像副搬送波や主音 声副搬送波は、狭帯域の妨害波となる。

[0083] 本実施の形態は、このような妨害波を検出し、検出結果をキャリアの信頼値に反映 させて、 ICI除去効果の劣化を防ぐものである。

図 19は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の信頼性算出部 2100の 構成を示すブロック図である。

信頼性算出部 2100は、図 19に示すように、伝送路判定部 2101と妨害波判定部 2 102と判定部 2103とを含んで構成される。

[0084] 伝送路判定部 2101は、第 1の実施形態の信頼性算出部 103と同じ機能を果たす 。すなわち、伝送路周波数特性を入力として、所定の関数で信頼性値を伝送路情報 として出力する。

妨害波判定部 2103はキャリア毎に妨害波の検出を行う。

図 20は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の妨害波判定部 2103の 構成を示すブロック図である。

[0085] 妨害波判定部 2103は、振幅二乗部 2111と、シンボル方向平滑部 2112と、シンポ ル内平滑部 2113と、乗算部 2114と、比較部 2115とを含んで構成される。

振幅二乗部 2111は、キャリア毎の伝送路変動特性の振幅を二乗して、変動特性 振幅二乗値を、シンボル方向平滑部 2112へ出力する。

シンボル方向平滑部 2112は、キャリア毎に、変動特性振幅二乗値をシンボル方向 に平滑ィ匕し、シンボル内平滑部 2113と比較部 2115に出力する。ここでは、一例とし て 128シンボルにわたり伝送路変動特性を平滑ィ匕するが、これに限らない。 [0086] シンボル内平滑部 2113は、シンボル方向平滑部 2112が出力する平滑化された 変動特性振幅二乗値に対する、シンボル内の全キャリアの平均値を算出し、乗算部 2114に出力する。

乗算部 2114は、シンボル内に平滑ィ匕された信号に所定の係数 cを乗算し、比較部 へ出力する。ここで、係数 cは、一例として 16とする力 これに限るものではない。

[0087] 比較部 2115は、乗算部 2114の出力と、シンボル方向に平滑ィ匕された変動特性振 幅二乗値とをキャリア毎に比較し、第 nキャリアについての比較結果 |8 を妨害波情報 として判定部 2102へ出力する。

ここでは、一例として、変動特性振幅二乗値が乗算部の出力以上であれば j8 =0 とし、小さければ j8 = 1とする 2値であるが、妨害波の大きさに応じた値となる多値で あってよく、これに限るものではない。

[0088] 以下、妨害波判定部 2103を用いる場合の効果について説明する。

狭帯域妨害波が存在すると、存在するキャリアの信頼性は低くなり、また、伝送路特 性は大きな変動を受けるため、そのキャリア位置の伝送路変動特性は、全キャリアの 伝送路変動特性の平均値 (シンボル内平滑部の出力）よりも比較的大きくなる。その ため、全キャリアの伝送路変動特性の平均値に対して、比較的大きな伝送路変動特 性 H'を持つキャリアは妨害を受けていると判定できる。

[0089] また、シンボル方向へ平滑ィ匕することによって妨害波の検出精度を上げることがで きる。

判定部 2102は、伝送路判定部 2101が出力する伝送路情報と妨害波判定部が出 力する妨害波情報とに基づいて信頼性値を出力する。ここでは、次式のように、伝送 路情報と妨害波情報を掛け合わせたものを信頼性 Wとして出力する。

[0090] Wn=f (H ) - β …（式 36)

以上のように構成された信頼性算出部 2100により、伝送路特性で影響されたキヤ リアの信頼性だけでなぐ妨害波の存在するキャリアを特定できて、そのキャリアに対 しては j8 =0として、判定部 2102においてさらに考慮した信頼性値を求め、その信 頼性値を用いた重み付けを施して ICI成分を生成することで、妨害波の影響を受け た信頼性の低 、キャリア力もの誤った ICI成分の推定を抑制できるので、 ICI成分推 定精度が向上し、結果として高速移動時の受信性能が向上する。

(実施の形態 5)

本実施の形態は、複数アンテナを用いてダイバーシチ受信する受信装置に本発明 のキャリア間干渉除去装置を適用するものである。

[0091] まず、本実施の形態と、実施の形態 1との相違点について説明する。

図 21は、本実施の形態のキャリア間干渉除去装置を示すブロック図である。

伝送路推定部 101が出力する伝送路周波数特性と、等化部 102が出力する仮の キャリアデータをキャリア間干渉除去装置外部へ出力し、信頼性算出部 103の出力 を伝送路変動推定部 105の出力に対して重み付けるよう構成する。

[0092] また、 ICI成分推定部 106の入力は、後述するブランチ合成によって得られるキヤリ ァデータとする。

図 22は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置 2201を含むダイバーシチ 受信のための受信装置 2250のブロック図を示す。

キャリア間干渉除去装置 2201は、受信装置における ICI除去部 2663及び ICI除 去部 2664に相当する。

[0093] 受信装置 2250は、ブランチ毎に設けられる複数の復調部 2251、 2252と、合成部 2253とを含んで構成される。

一つの復調部 2251は、 ICI除去部 2263と伝送路推定部 2265と等化部 2267とを 備え、同様に、復調部 2252は、 ICI除去部 2264と伝送路推定部 2266と等化部 22 68とを備える。

[0094] 合成部 2253は、キャリア合成部 2281、 2284と、合成キャリア重み付け部 2282と 合成キャリア信頼性算出部 2283とを備える。

ここで、ダイバーシティ受信のための復調部を含む復調系をブランチ又は系統と ヽ 本実施の形態の受信装置は、復調部 2251を含むブランチと、復調部 2252を含む ブランチの 2ブランチを備える。

[0095] キヤジ 合成咅 2281、 2284は、各ブランチの復調咅 (2251、 2252)力ら出力され るキャリアデータをキャリア毎に合成する。ここでは、合成方法として最大比合成 (MR C: Maximum Ratio Combining)処理を用いる場合を示す。キャリア合成部 228 1では、次式のような演算を行う。

Xcl〜 (s) = { I H (s,l) I ² -X (s,l)+ I H (s,2) | ² }·Χ (s,2)}/( | H (s,l ) I ² + I H_n(s,2) I ²) …(式 37)

ここで、

Xcl〜（s) = [ Xcl〜（s), Xcl〜（s), ···, Xcl〜 （s) ]^T …（式 38)

0 1 N-l

とおく。また、 X_n(s、 b)と、 H_n(s,b)の記載は、それぞれ第 sシンボルの第 b系統にお ける、第 n番目のキャリアに対するキャリアデータ及び伝送路周波数特性を示してい る。

[0096] そして、合成キャリア信頼性算出部 2283は、合成キャリアデータ 2315に対する信 頼性値 (合成キャリア信頼性値)を各キャリア毎に算出し、合成キャリア重み付け部 22 82は、合成キャリアデータ 2315に対して合成キャリア信頼性値で重み付ける。

次に、復調部の ICI除去部 2263、 2264について詳細に説明する。

まず、伝送路推定結果の H (s + 1)と H (s 1)とから変動成分 H' (s, b)を求める。 ここでは、変動成分の算出方法の一例として次式に示すように、第 s— 1と第 s +1シ ンボルとの隣接シンボルから変動を求める。

[0097] H， (s, b) = {H (s+l, b)-H (s-1, b) }/(2-Ts)

…（式 39)

ここで、

H，（s, b)=diag(H， （s, b)) …（式 40)

とおく。

[0098] 本実施形態では、この H'に対して信頼性に応じた重み付けを行う。ここでは、一例 として、 H(s, b)に基づく重み付けを行う。そして、さらに、合成キャリアデータ 2315 に対しても信頼性を算出して重み付けし、重み付けされた合成キャリアデータをもと に ICI成分を推定して除去する。

合成キャリア信頼性算出部 2283が算出する合成キャリア信頼性値は、例えばキヤ リア毎に求められる全ブランチの電力の総和を用いることができ、 n番目のキャリアに おける信頼性値 Pelは次式の演算によって求められる。 [0099] Pel (s)= I H (s,l) | ² + | H (s,2) | ² …（式 41)

(n=0, ···, N-l)

ここで、

Pcl(s)=diag(Pcl (s)) …（式 42)

とおく。

[0100] よって、重み付け後の合成キャリアデータは、

…（式 43)

となる。

合成キャリアデータ Xcl〜に対して重み付けしたもの Xcl" (s)を、仮のキャリアデー タとして、 ICI成分を推定する。したがって、第 sシンボルの第 b系統における、第 n番 目のキャリアに対する ICI成分の推定値 K (s,b)は、

K (s,b) = Ξ·{Η' (s,b) -W(s,b) } -Xcl"(s)

= Ξ · {diag(H'_n(s,b))-diag(w (s,b))}

• {diag(Pcl (s)) -Xc!T )} …（式 44)

となる。

[0101] このように、各ブランチで推定する伝送路変動特性に対しては各ブランチ毎にその ブランチの伝送路特性 w(s,b)で重み付けし、また、ダイバーシチ合成によって求め られた仮のデータシンボルに対しては、合成電力 Pel (s)で重み付ける。これにより、 ダイバーシチ構成で ICI除去を行う場合においても、効果的に除去することができる

(実施の形態 6)

実施の形態 5では、合成キャリア信頼性算出部 2283は伝送路周波数特性 Hnに基 づいて合成キャリア信頼性を算出したが、本実施の形態は、各ブランチの仮のキヤリ ァデータと合成キャリアデータとに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものであ る。このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定し、当該キャリアに対 して誤った ICI成分の推定を抑制することができる。

[0102] 以下、ブランチ数が 2の場合を例に説明する。

図 23は、本実施の形態に係る受信装置における復調部 2251、 2252と合成部 23 02を含むキャリア間干渉除去装置 2301の構成を示すブロック図である。

合成部 2302における合成キャリア信頼性算出部 2311は、各ブランチのキャリアデ ータ 2312、 2313と合成キャリアデータ 2314とに基づいて合成キャリア信頼性値を 算出することを特徴とする。

[0103] 以下に、具体的な算出方法について詳説する。

妨害波の混入を受けていないキャリアは、送信局力も受信機までの伝送路に対して 、雑音の影響があるものの、受信側で伝送路推定を正しく行うことができるためにどの ブランチも所定の信号点の周辺に集中する。

一方、妨害波の混入を受けたキャリアについては、伝送路推定を正しく行うことがで きず、各ブランチのキャリアデータ X (s、 b)が、各ブランチ間で信号点が乱れる。

[0104] したがって、各ブランチのキャリアデータ 2312、 2313の信号点と合成キャリアデー タ 2314の信号点との距離が、予め設定する所定の閾値より小さいかどうかを判定す れば、妨害波が混入して 、るかどうかを的確に判定することができる。

図 24は、各ブランチのキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との 距離を示す模式図である。図 24において、各ブランチのキャリアデータ X (s、b)と合 成キャリアデータ Xcl (s)との距離を L (s、 b)、閾値を γとし、 bはブランチ番号 (be 1、 2)を示す。

[0105] 先ず、各ブランチにつ 、て、閾値 γとし（s, b)との差である LEN (s, b)を評価す る。

LEN (s, 1) = y -L (s, 1) …（式 45)

LEN (s, 2) = γ—L (s, 2) …（式 46)

ここでは、閾値 γは変調方式で決まる符号間距離とし、閾値を越えたかどうかの 2 値で判定するので、 L (s, b)が閾値 γより小さいかどうか、すなわち、 LEN (s, 1)、 LEN (s, 2)のそれぞれの極性を判定する。

[0106] 極性が負であれば閾値を越えていることになるので、当該キャリアに対する重み Pc 1 (s)を下げる。ここでは、一例として Pel (s) =0とする。

このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定することができ、当該キ ャリアに対して誤った ICI成分の推定を抑制することができる。 なお、ブランチ数力 の場合、 LEN_nを下式のように表す。

[0107] LEN (s, 1) = Ύ -L (s, 1) ■ …(式 47)

n n

LEN (s, 2) = Ύ -L (s, 2) · …（式 48)

n n

LEN (s, 3) = Ύ -L (s, 3) · …（式 49)

n n

LEN (s, 4) = Ύ -L (s, 4) · …（式 50)

上式で示される 4つの LENのうち（図 25参照）、 3つ以上が負であれば、すなわち

、 3つ以上が閾値を越えていれば Pel (s)=0にするようにする。

[0108] なお、ここでは 3つ以上としたが、この数は所定の数であればよぐ数が多いほど妨 害波の検出を厳しくすることになる。

また、距離の合計 (LEN (s, 1) +LEN (s, 2) )を用いて、多値で判定してもよい。 さらに、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と合成キャリアデータの信号点と を所定の信号点で硬判定した結果に基づいて合成キャリア信頼性値を算出してもよ い。

[0109] 各ブランチの仮のキャリアデータと合成キャリアデータの硬判定結果を、それぞれ X

(s、 l)"、Xcl(s)"とすると、

X (s,l)，，=Xcl(s)，， …（式 51)

X (s,2)"=Xcl(s)" …（式 52)

の 2つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

[0110] ここでは、各ブランチの硬判定結果が合成キャリアデータの硬判定結果とが、すべ てのブランチで一致する場合に信頼性が高いとみなし、 Pel (s) =1とし、一つのブ ランチも一致しなければ、信頼性が低いとみなして、 Pel (s) =0とする。

なお、ブランチ数力 の場合は、

X (s,l)" =Xcl(s)" · '·· (式 53)

n

X (s,2)" =Xcl(s)" · '·· (式 54)

n

X (s,3)" =Xcl(s)" · '·· (式 55)

n

X (s,4)" =Xcl(s)" · …（式 56)

n

の 4つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

[0111] 以上のようにすれば、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデ ータの信号点とに基づいて妨害波を検出することができ、その結果、当該キャリアに 対して、誤った ICI成分の推定を抑制することができる。

以上の説明では、各ブランチのキャリアデータ X (s, b)と合成キャリアデータ Xcl (s )との距離 Lは、いわゆる、ユークリッド距離とした力 次式に示すように、同相成分（ 実数部）と直交成分 (虚数部）とでそれぞれ距離を求め、その和を距離 Lとしても、同 様に評価することができる。この場合、ユークリッド距離を算出する場合と比べて演算 が簡素になるため、ハードウ ア回路を削除することができる。ここで、 Re[x]は複素 数 Xの同相成分 (実数部）、 Im [x]は直交成分 (虚数部)を示す。

[0112] L (s) =abs[Re[X (s, b) ] Re[Xcl (s) ] ]

+ abs[lm[X (s, b) ] Im[Xcl (s) ] ]

さらに、距離 L_n(s)を一定期間平滑ィ匕したもの (ここでは、平滑ィ匕距離: Fil[L_n]と表 記する。）を用いて評価してもよい。平滑ィ匕距離には、シンボル方向に数百、或いは 数千シンボル分、キャリア方向には数キャリア、或いは数十キャリア分の情報を用い た平均値や、 IIRフィルタを用いて平滑ィ匕した値を用いる。

[0113] 具体的には、（式 45)〜(式 50)において、距離し（s)を平滑ィ匕距離 Fil[L ]に代え て平滑化距離と閾値との差分を評価する。これにより、特定のキャリアに妨害波が数 シンボル以上に渡って連続して混入して 、る場合に、あるシンボルで偶然にも閾値 yと距離 L (s)とが近い値であっても、効果的に妨害波の混入を判定することができ る。

[0114] また、閾値 γとして平均化距離 Fil[L ]に基づく値を用いて、平均化距離とあるシン ボルにおける距離 L (s)との差分を評価してもよい。このとき、閾値 γとして距離 Lの 平均値だけでなぐ平均値の整数倍や、単数倍を閾値 γとして設定してもよい。これ により、妨害波の混入の大きさに応じた閾値を設定することができ、特定のキャリアに 妨害波が数シンボルに渡って連続して混入している場合に、効果的に妨害波の混入 を判定することができる。

[0115] なお、平滑化距離 Fil[L ]における平滑ィ匕については、シンボル方向とキャリア方 向とのそれぞれ両方について行うと平滑ィ匕の効果は大きくなる力 どちらか一方であ つてもよい。 (実施の形態 7)

本実施の形態は、合成キャリア信頼性算出部が、各ブランチの仮のキャリアデータ のみに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものである。

[0116] 図 26は、本実施の形態に係る受信装置における復調部 2251、 2252と合成部 24 02を含むキャリア間干渉除去装置 2401の構成を示すブロック図である。

合成部 2402における合成キャリア信頼性算出部 2411は、各ブランチの仮のキヤリ ァデータ 2412、 2413のみに基づいて合成キャリア信頼性値を算出することを特徴と する。

[0117] 一例として、ブランチ数が 2以上の場合は、特許文献 (特開 2006— 41980)の段落 0041に記載の内容と、硬判定結果に基づく場合を適用すればよぐさらに、ブランチ 数力 以上の場合は、前記特許文献の段落 0079及び 0088に記載の内容を適用す ればよい。

(実施の形態 8)

ICI除去で用いられる等化後の仮のキャリアデータは、雑音や妨害波の混入によつ て誤差を含むが、元々、キャリアデータは、送信データで変調されて所定の信号点配 置を有するものである。

[0118] 本実施の形態は、振幅が極端に大きい場合には、所定の振幅でクリップ処理して から ICIを除去するものである。

図 27は、仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間 干渉除去装置のブロック図である。

クリップ処理部 2401は、重み付けされたキャリアデータに対してクリップ処理を施し て、 ICI成分推定部 106に対し出力する。

[0119] クリップ処理部 2401は、以下に示すように所定の振幅でクリップ処理を施す。一例 として、キャリアデータの同相成分、直交成分に対して、パイロットキャリアの振幅でク リップする場合を示す。

図 28は、クリップ処理部 2401が、クリップする振幅を示す模式図を示す。黒丸は 6 4QAMで取り得る信号点の配置を示す。同相成分および直交成分は最大で士 1の 振幅をとる。白抜き丸はパイロットキャリアの位置を示す。 [0120] パイロットキャリアは同相成分上の ±4Z3に位置する。

仮のキャリアデータは、本来、変調されて所定の信号点（図 33中の黒丸の位置）を 取り得るが、雑音や妨害波の混入などの影響により、所定の信号点から離れて大き な振幅をとることがある。

図 28に示したキャリアデータ A, Bは、それぞれ、同相軸が 3Z4を、直交軸が— 3 Z4を越えた場合で、これらに対し、それぞれ、同相軸成分を 4Z3に、同相軸成分を —4Z3にクリップされる様子を示している。

[0121] 本実施形態では、キャリアデータに対するクリップレベルについて、パイロットキヤリ ァの振幅レベルでクリップする場合を示した力 これに限らな 、。

(実施の形態 9)

本発明の受信装置の実施の形態 9について、図 29〜図 35を参照して説明する。 図 29は、本実施の形態に係るダイバーシティの受信装置を示したブロック図である

[0122] 前記受信装置は、アンテナ 3001、 3101と、所望の受信チャンネルの受信信号を 選択する RF部 3002、 3102、復調処理を行う受信処理部 3021、 3121、および、第 一の合成部 3011と第二の合成部 3012、さらに、第二の合成部 3012の出力信号に 対し誤り訂正を行う誤り訂正部 3003、誤り訂正部 3003で誤りを訂正された MPEG ( Moving Picture Experts Group)— 2等で圧縮された信号のデコードを行うデ コード部 3004、及びデコード部 3004でデコードされた映像'音声の出力を行う表示 部 3005から構成される。

[0123] 図 30に受信処理部 3021の構成を示したブロック図を示す。

なお、受信処理部 3121の構成は受信処理部 3021と同じであり入力信号が RF部 3102の出力である相違だけであるため受信処理部 3021の説明をもって省略する。 受信処理部 3021は、 AZD部 3031、直交復調部 3032、 FFT部 3033、シンボル 同期部 3034、復調部 3041で構成される。

[0124] AZD部 3031は、 RF部 3002の出力を、アナログ信号からデジタル信号に変換す る。直交復調部 3032は、 AZD部 3031により変換された結果である前記デジタル 信号を直交復調することにより複素ベースバンド信号に変換し、 FFT部 3033および シンボル同期部 3034へ出力する。

シンボル同期部 3034は、 OFDMシンボル区間の同期をとり、 FFT部 3033へシン ボル位置情報信号を出力する。

[0125] FFT部 3033は、シンボル位置情報信号を基に、前記直交復調した信号をフーリエ 変換し、周波数領域の信号に変換し、復調部 3041へ出力する。

図 31に復調部 3041の構成のブロック図を示す。

復調部 3041は、第一受信信号復調部 3095と第二受信信号復調部 3096とを含ん で構成される。

[0126] 第一受信信号復調部 3095は、第一の伝送路推定部 3051、第一の等化部 3052 とを含んで構成され、第二受信信号復調部 3096は、 ICI成分生成部 3053と減算部 3054と第二の伝送路推定部 3056と、第二の等化部 3055とを含んで構成される。 さらに第一の伝送路推定部 3051の構成は、図 32に示すように、既知信号である S P (Scattered Pilot)を生成する SP生成部 3061と入力信号から SP信号を抽出す る SP抽出部 3062と、除算部 3063と、補間部 3064から構成される。

[0127] なお、第二の伝送路推定部 3056も第一の伝送路推定部 3051と同じ構成要素か ら成る。ここで、 SP信号とは、リファレンス信号であり、地上デジタルテレビ放送の伝 送方式などで、送信信号に挿入されている信号であり、上述の実施の形態の説明で 用いたパイロットシンボルと同様のものである。

FFT後の信号から、 SP抽出部 3062により、 SP信号を抽出し、 SP生成部 3061で 生成した既知信号により除算部 3063で除算することにより、 SP信号の伝送路特性を 算出する。

[0128] 算出した SP信号の伝送路特性を基に、補間部 3064で補間処理を行い SP信号以 外の信号の伝送路特性を算出する。

第一の等化部 3052において、 FFT後の信号を算出した伝送路特性で除算するこ とにより、送信信号を推定し、図 29における第一の合成部 3011に仮等化後信号を 出力する。

[0129] 第一の伝送路推定部 3051で算出された伝送路特性も第一の合成部 3011に出力 する。 第一の合成部 3011では、受信処理部 3021、 3121から出力されたそれぞれの伝 送路特性を用いて、それぞれの仮等化後の信号をダイバーシティ合成する。

ダイバーシティの合成としては、受信処理部 3021の仮等化後の信号を XI〜（s, 1 )、伝送路特性を HI (s, 1)、受信処理部 3121の仮等化後の信号を XI〜(s, 2)、 伝送路特性を HI (s, 2)と表したときに、式 57で表すような最大比合成を用いて合 成する。

[0130] Xcl〜（s) = ( I HI (s, 1) | ²·Χ1〜（s, 1) + | HI (s, 2) | ²·Χ1〜（s, 2) ) / (

I Hl_n(s, 1) I ²+ I Hl_n(s, 2) I ²) …(式 57)

しかし、合成としては、式 57に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を 用いればよい。

[0131] 第一の合成部 3011にて合成された信号は、受信処理部 3021、 3121に出力され る。

なお、第一の合成部 3011の出力を、送信符号点により硬判定してから受信処理部 3021、 3121【こ出力してもよ!/ヽ。

第一の合成部 3011の出力信号は、 ICI成分生成部 3053に入力され、また、第一 の伝送路推定部 3051で推定した伝送路特性も ICI成分生成部 3053に入力される。 ICI成分の推定としては、様々なものが提案されており、ここでは、非特許文献 3に記 載されて!、る ICI成分推定法を用いることとする。

[0132] ICI成分生成部 3053は、図 33に示すように、伝送路特性一次微分算出部 3091と 乗算部 3092から構成される。

伝送路特性一次微分算出部 3091は、伝送路特性を入力し、各キャリアに対し、現 在のシンボル（シンボル番号を pとする）の前後シンボルの伝送路特性から式 57を用 いて一次微分を算出し、乗算部 3092に出力する。

[0133] 乗算部 3092では、第一の合成部 3011の出力である合成後信号 X〜と伝送路特 性一次微分算出部 3091の出力信号と、式 3、式 4で示す定数行列 Sとの乗算演算 を行う。この演算は式 2で示すとおりであり、以上により、 ICI成分が推定、生成される

ICI成分生成部 3053における ICI成分の生成法としては、非特許文献 3の手法を 用いたが、これに限定せず、公知のものを利用すればよい。

[0134] 推定された ICI成分は、減算部 3054により、 FFT後の信号力も減算することで、 IC I成分を除去する。

第一の合成部 3011の出力信号は、第一の等化部 3052の出力信号よりも、ダイバ 一シティ効果により送信信号としての信頼性が増しており、その結果 ICI成分生成の 精度も向上し、より正しく ICI除去が可能となる。

[0135] 減算部 3054の出力信号から、第二の伝送路推定部 3056にて、 ICI成分除去後の 伝送路特性を推定する。

これにより、 ICIが除去された信号の伝送路特性が算出される。

第二の等化部 3055において、減算部 3054の出力から推定した伝送路特性で除 算を行うことにより、再び送信信号を推定する。

[0136] 第二の等化部 3055から出力される等化後信号は、 ICIの影響が軽減されているの で、第一の等化部 3052の出力信号よりも、送信信号として推定精度が向上している 第二の等化部 3055の出力信号と第二の伝送路推定部 3056で推定した伝送路特 性が第二の合成部 3012に出力される。

第二の合成部 3012では、受信処理部 3021、 3121から出力されたそれぞれの ICI 除去後の信号の伝送路特性を用いて、それぞれの第二の等化後の信号をダイバー シティ合成する。

[0137] ダイバーシティの合成としては、受信処理部 3021の第二の等化後の信号を X2〜（ s, 1)、ICI除去後の信号の伝送路特性を H2 (s, 1)、受信処理部 3121の第二の等 化後の信号を X2〜(s, 2)、 ICI除去後の信号の伝送路特性を H2 (s, 2)と表したと きに、式 58で表すような最大比合成を用いて合成する。

Xc2〜(s) = ( I H2 (s, 1) I ²·Χ2〜(s, 1) + | H2 (s, 2) | ²·Χ2〜(s, 2) ) / ( I H2_n(s, 1) I ²+ I H2_n(s, 2) I ²) …（式 58)

しかし、合成としては、式 58に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を 用いればよい。

[0138] なお、ここでは、第一の合成部 3011と第二の合成部 3012を同じ最大比合成を用 いて説明しているが、第一の合成部 3011では、 ICIの影響を受けた信号を合成し、 第二の合成部 3012では、 ICIを除去した信号を合成するという、特性の異なる信号 を処理することを鑑み、第一の合成部 3011と第二の合成部 3012で異なるダイバー シティ合成を用いて処理してもよ 、。

[0139] さらに、第一の伝送路推定部 3051と第二の伝送路推定部 3056を同じものとして 説明しているが、第一の伝送路推定部 3051では、 ICIの影響を受けた信号の伝送 路特性を推定し、第二の伝送路推定部 3056では、 ICIを除去した信号の伝送路特 性を推定するという、特性の異なる信号を処理することを鑑み、第一の伝送路推定部 3051と第二の伝送路推定部 3052で異なる推定法を用いてもよい。

[0140] なお、第二の伝送路推定部 3052を有さず、第一の伝送路推定部 3051で推定し た伝送路特性を用いて、第二の等化および第二のダイバーシティ合成を実施しても よい。しかし、 ICI除去することによって、 ICI除去前の信号と伝送路特性が変化して V、るので、 ICI除去後の信号の伝送路特性をもって等化およびダイバーシティ合成 する方がより効果的である。

[0141] 第二の合成部 3012により、 ICI除去後の信号がダイバーシティ合成され、誤り訂正 部 3003に出力され、デコード、表示されることとなる。

第二の合成部 3012の出力信号は、ダイバーシティ効果により、それぞれの受信処 理部 3021, 3121の第二の等化後の信号よりも、推定した送信信号として、より確か らしいこととなり、受信性能が向上する。

[0142] 以上の構成によれば、 ICI成分を生成するための仮等化後の信号に対してもダイバ 一シティ合成することで、仮等化後の信号の信頼性を向上させ、それを用いて各復 調部において ICI成分を推定するので、各復調部での ICI成分の推定精度を向上さ せ、 ICI除去を効果的に行うことができる。

そして、 ICI除去後に再度伝送路特性を算出し、それを用いて最適な等化及びダイ バーシティを行うことで、最終的な送信信号の推定精度が向上し、これにより、 ICIや ノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境下でも、安定した良好 な受信が可能となる。

[0143] また、本実施の形態では、ダイバーシティ合成の段数を 2段としている力 これに限 らず、 3段以上の構成にし、 ICIを段階的に除去する構成としてもよい。 例として、ダイバーシティ合成を 3段としたダイバーシティ受信装置の構成図を図 34

、図 35、図 36に示す。

図 36における復調部 3042では、 ICI除去を行うたびに、 ICI除去した信号力も伝送 路特性を推定し、それを用いて、等化およびダイバーシティ合成している。

[0144] ICI除去を段階的に行うことにより、さらに送信信号の推定精度が向上し、移動時や 弱電界環境下でも安定した良好な受信が可能となる。

本実施の形態の受信装置において、受信処理の少なくとも一部を行うプログラムを 用いてもよぐまた受信装置における受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用 いて実現してもよい。

[0145] また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行う!/、かなる受信装置、又は受 信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。

(実施の形態 10)

本発明の実施の形態 10に係るダイバーシティ受信装置について、図 37、図 38、図 39を用いて説明する。前述したものと同じ構成要素については、同じ符号を用い、 説明を省略する。

[0146] 図 37は本実施の形態のダイバーシティ受信装置のブロック図を示す。

本実施の形態のダイバーシティ受信装置は、ダイバーシティ合成信号をフィードバ ックする構成として 、る点が、実施の形態 9の受信装置と比較して大きく異なる。 図 39に復調部 3045のブロック図を示す。

復調部 3045は、 ICI成分生成部 3083と、減算部 3054と、等化部 3081、伝送路 推定部 3082とを含んで構成される。

[0147] FFT部 3033の出力信号は、減算部 3054に入力され、 ICI成分生成部 3083の出 力を減算する。

イタレーシヨン (繰り返し処理）の 1回目は、 ICI成分生成部 3083の出力は 0である。 減算部 3054の出力信号は、等化部 3081および伝送路推定部 3082に入力され、 伝送路推定部 3082で伝送路特性を推定し、等化部 3081と合成部 3015に出力す る。 [0148] 伝送路推定部 3082は、実施の形態 9で示した第一の伝送路推定部 3051である。 等化部 3081では、推定した伝送路特性で、 ICI除去後の信号を除算することにより 送信信号を推定し、等化後信号を合成部 3015に出力する。

復調部 3125は、復調部 3025と同じ構成であり、入力信号が、 RF部 3002の出力 信号ではなく RF部 3102の出力信号であるという相違だけであるので説明を省略す る。

[0149] 図 37において、復調部 3025および復調部 3125からそれぞれ伝送路特性と等化 後信号が出力され、伝送路特性を基に合成部 3015においてダイバーシティ合成さ れる。

ダイバーシティ合成法としては、実施の形態 9と同様に式 1を用いればよいが、これ に限らず公知のものを用いればよい。

[0150] この合成後の信号は復調部 3025、 3125における ICI成分生成部 3083に入力さ れる。

なお、 ICI成分生成部 3083へ入力する際、合成部 3015の出力信号を符号点に関 して硬判定して入力してもよ 、。

これにより、 ICI成分生成部 3083にて、伝送路特性と合成部 3015の出力を基に I CI成分を推定'生成し、減算器で FFT後の信号カゝら除算する。

[0151] ICI成分生成部 3083は、図 33の ICI成分生成部 3053の伝送路特性一次微分算 出部 3091において、式 1ではなぐ式 59を用いて算出する点が異なる力 これに限 定されない。

H' (s) = (H (s) -H (s- l) ) /Ts …（式 59)

このイタレーシヨンをシンボル区間内で繰り返すことにより、等化後の信号の推定精 度は向上する。

[0152] シンボル区間内でのイタレーシヨンの最終回での合成後信号は、誤り訂正部 3003 へ出力され、誤り訂正される。

次のシンボル区間に移行すると、そのシンボルに対応した FFT後信号に対し、新た なイタレーシヨンが開始され、イタレーシヨン一回目開始時には、 ICI成分生成部 308 3における信号は 0にリセットされる。 [0153] このような構成により、 ICI除去しダイバーシティ合成した信号を各復調部において 再帰的に ICI成分生成に用いることで、各復調部での ICI成分の推定精度を向上さ せ、イタレーシヨンを繰り返すほど、ノイズや ICIの影響が軽減され、 ICI除去を効果的 に行うことができる。

さらに、再帰的に行うことで、実施の形態 9に比べ、回路規模が削減することができ る。これにより、 ICIやノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境 下でも、安定した良好な受信が可能となる。

[0154] なお、本実施の形態では、 2つのアンテナによるダイバーシティ構成を用いて説明 したが、これに限らず、 2つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成としてもよぐァ ンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができる。

また、実施の形態 10の受信装置の各構成要素は、集積回路で実現してもよい。こ のとき、各構成要素は、個別に 1チップィ匕されてもよいし、一部もしくは全てを含むよう に 1チップィ匕されてもよい。

[0155] さらに、本実施の形態の受信装置における受信処理の少なくとも一部を行うプログ ラムを用いてもよぐまた、実施の形態 10の受信装置における受信処理の少なくとも 一部を行う受信方法を用いて実現してもよ 、。

また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受 信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。

[0156] また、実施の形態 9〜10において、 AZD部 3031は、直交復調部 3032の直前に 位置したものとして説明を行ったが、これに限らず、チューナに含まれてもよいし、直 交復調部 3032の直後としてもよぐこれらに限られない。

また、実施の形態 9〜： L0において、 2つのアンテナによるダイバーシティ構成を用 いて説明したが、これに限らず、 2つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成として もよぐアンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができ る。

[0157] さらに、 2つ以上のアンテナを有した空間または角度ダイバーシティ構成に限定は せず、一つのアンテナで周波数ダイバーシティや時間ダイバーシティを実施してもよ い。 また、復調部は複数備えず、メモリや多重処理を用いて復調部の機能を実現しても よい。

また、実施の形態 9〜10において、地上デジタル放送波で用いられている OFDM 信号として説明を行った力 これに限らず、マルチキャリア伝送であればなんでもよく 、さらに、 ICIを除去する構成として説明したが、受信信号に含まれる干渉成分を推 定した送信信号力 生成し除去するものであれば、どのような干渉除去技術に適用 してもよく、その場合、 ICI成分生成部 3053の代わりに、取り除くべき干渉成分を推 定生成する干渉成分生成部を用いればょ 、。

<なお書き >

なお、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の 実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれ る。

[0158] (1)なお、以上の実施の形態で示したキャリア合成 (最大比合成）は、各復調部で 求めた伝送路周波数特性 H (s, 1)、H (s, 2)と、等化部の出力信号 X (s, 1) , X ( s, 2)とから、

Xc (s) = ( I H (s, 1) I ²·Χ (s, 1) + I H (s, 2) | ²·Χ (s, 2) ) / ( | H (s, 1) I ²+ I H_n(s, 2) I ²) …(式 60)

と合成していたが、それぞれ等化部を省略し、各復調部におけるキャリア信号 Y_n(s, 1)、 Y (s, 2)と、伝送路周波数特性 H (s, 1)、H (s, 2)とから、

Xc (s) = (H (s, 1) * -Y_n(s, 1) +H_n(s, 2) * -Y_n(s, 2) ) / ( | H^s, 1) + | H_n(s, 2) I ²) …(式 61)

とする合成を適用してもよい。ただし、 *は複素共役を示す。

[0159] これは、ダイバーシチの受信装置において、キャリア合成部を複数含んで複数回キ ャリア合成を行う場合についても同様である。例えば、図 22に示したように、キャリア 合成部 2281を第 1番目のキャリア合成部、キャリア合成部 2283を第 2番目のキヤリ ァ合成部とすれば、第 m番目のキャリア合成部において、キャリア信号を Ym (s, b) 、伝送路周波数特性を Hm (s, b)、合成後のキャリアデータを Xcm (s, b)とおくと、 式 61は、次式のように拡張した表記となる。 [0160] Xcm (s) = (Hm (s, 1) * -Ym (s, 1) +Hm (s, 2) * -Ym (s, 2) ) / ( | Hm (s , 1) I ²+ I Hm_n(s, 2) I ²)

…（式 62)

上記のようなキャリア合成の方法は、前述した実施の形態のキャリア合成の部分で 、以下に述べるように適用される。

[0161] 実施の形態 5については、図 21、 22でおいて、等化部 102と、 ICI除去部 2264に 含む等化部（図示しない）を省略し、 FFT部 2261、 2262の出力と、 ICI除去部 2263 、 2264で求めた伝送路特性から、キャリア合成部 2281において式 62を用いて合成 信号を算出してもよい。

また、等化部 2267、 2268を省略し、 ICI除去演算部 107の出力および、 ICI除去 部 2264に含む ICI除去演算部（図示しない）と、伝送路推定部 2265, 2266の出力 から、キャリア合成部 2284にお 、て式 62を用いて合成信号を算出してもよ 、。

[0162] さらに、実施の形態 6の図 23、実施の形態 7の図 26においても、同様である。また、 図 29、図 30、図 31で示した実施の形態 9において、第一の等化部 3052と、受信処 理部 3121に含む第一の等化部（図示しない）を省略し、 FFT部 3033および受信処 理部 3121に含む FFT部（図示しない）の出力と、第一の伝送路推定部 3051および 受信処理部 3121に含む第一の伝送路推定部（図示しない)の出力から、第一の合 成部 3011にお 、て式 62を用いて合成信号を算出してもよ ヽ。

[0163] また、第二の等化部 3055と受信処理部 3121に含む第二の等化部（図示しない） を省略し、減算部 3054および受信処理部 3121に含む減算部（図示しない）の出力 と、第二の伝送路推定部 3056および受信処理部 3121に含む第二の伝送路推定 部（図示しな 、）の出力から、第二の合成部 3012にお 、て式 62を用いて合成信号 を算出してもよい。

[0164] また、図 34、図 35、図 36で示した実施の形態 9の、合成部が 2段以上になる場合 においても同様のことがあてはまり、第三の等化部 3074と受信処理部 3122に含む 第三の等化部（図示しない）を省略し、減算部 3073および受信処理部 3122に含む 減算部（図示しない）の出力と、第三の伝送路推定部 3075および受信処理部 3122 に含む第二の伝送路推定部（図示しな 、；)の出力から、第三の合成部 3013にお 、 て式 62を用いて合成信号を算出してもよ ヽ。

[0165] さらに、実施の形態 10の図 37、 38、 39については、等化部 3081および受信処理 部 3125に含む等化部（図示しな 、）を省略し、減算部 3054および受信処理部 312 5に含む減算部（図示しな!、；)の出力と、伝送路推定部 3082および受信処理部 312 5に含む伝送路推定部（図示しない）の出力から、合成部 3015において式 62を用い て合成信号を算出してもよい。

[0166] (2)なお、以上の実施の形態では、時間領域と周波数領域との間の変換が FFTに 基づく OFDM信号とそれに関する復調処理を示したが、複数のキャリアを周波数軸 上で多重させたマルチキャリア信号に適用可能であり、例えば、ウェーブレット変換、 コサイン変換、アダマール変換などを用いたマルチキャリア信号であってもよ 、。

(3)上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置を構成する構成要素の一部又 は全部は、 1個のシステム LSI (Large Scale Integration:大規模集積回路）から 構成される。システム LSIは、複数の構成部を 1個のチップ上に集積して製造された 超多機能 LSIである。また、前記複数の構成部は個別に 1チップィ匕されても良いし、 一部又は全てを含むように 1チップ化されても良い。ここでは、 LSIとしたが、集積度 の違いにより、 IC、システム LSI、スーパー LSI、ウルトラ LSIと呼称されることもある。

[0167] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセサで 実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコ ンフィギユラブル ·プロセッサーを利用しても良 、。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回 路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行って もよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

[0168] (4)上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置は、具体的には、マイクロプロセ ッサ、 ROM、 RAM,ハードディスクユニット、ディスプレイユニット、キーボード、マウ スなど力も構成されるコンピュータシステムであってもよ 、。前記 RAM又は前記ハー ドディスクユニットには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセ ッサが、前記コンピュータプログラムに従って動作することにより、各装置は、その機 能を達成する。ここで、コンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、コ ンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたもの である。

[0169] (5)上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、各装置に脱着可能な I Cカード又は単体のモジュール力 構成されて 、るとしてもよ 、。前記 ICカード又は 前記モジュールは、マイクロプロセッサ、 ROM, RAM,などから構成されるコンビュ ータシステムである。前記 ICカード又は前記モジュールは、上記の超多機能 LSIを 含むとしてもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムに従って動作するこ とにより、前記 ICカード又は前記モジュールは、その機能を達成する。この ICカード 又はこのモジュールは、耐タンパ性を有するとしてもよ!/、。

[0170] (6)本発明は、上記に示す方法であるとしてもよい。また、これらの方法をコンビュ ータにより実現するコンピュータプログラムであるとしてもよいし、前記コンピュータプ ログラム力もなるデジタル信号であるとしてもよい。

また、本発明は、前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号をコンピュータ 読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、 CD— RO M、 MO、 DVD, DVD-ROM, DVD -RAM, BD (Blu— ray Disc)、半導体メ モリなどに記録したものとしてもよい。また、これらの記録媒体に記録されている前記 コンピュータプログラム又は前記デジタル信号であるとしてもよい。

[0171] (7)上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよ!/、。

産業上の利用可能性

[0172] 本発明に係るキャリア間干渉除去装置およびこれを用いた受信装置は、マルチキ ャリア信号に含まれるドップラーシフトに起因するキャリア間干渉を除去するので、マ ルチキャリア信号を移動しながら受信する際に受信特性を改善することができる。し たがって、高速走行する車両や列車に搭載されて、移動しながら OFDM方式による 地上デジタル放送や無線 LAN信号を受信する車載の受信装置に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 伝送路の状態により変動する周波数応答特性を示すキャリア信号を複数含んだマ ルチキャリア信号力 キャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉除去装置であつ て、

マルチキャリア信号を取得する取得部と、

各キャリア信号の信頼性を各キャリアに係る周波数応答特性に基づき算出する信 頼性算出部と、

各キャリア信号を等化する等化部と、

等化前の各キャリア信号に係る前記信頼性で、等化後の各キャリア信号を重み付 けする重み付け部と、

等化前の各キャリア信号に係る前記各周波数応答特性の変動量と、重み付けされ た等化後の各キャリア信号とに基づきキャリア間干渉成分を算出し、等化前の各キヤ リア信号力 除去するキャリア間干渉除去部と

を備えることを特徴とするキャリア間干渉除去装置。

[2] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値を用いて所定の演算を行 うことにより前記信頼性を算出する

ことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[3] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、前記周波数応答特 性の振幅値を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[4] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、複数の等化前の各 キャリア信号の前記周波数応答特性の振幅の平均値で、前記等化前の各キャリア信 号の前記周波数応答特性の振幅を規格化した値を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[5] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、前記周波数応答特 性の振幅二乗値を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[6] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、複数の等化前の各 キャリア信号の周波数応答特性の振幅二乗値の平均値で、前記等化前の各キャリア 信号の前記周波数応答特性の振幅二乗値を規格化した値を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[7] 前記信頼性算出部は、複数の等化前の前記キャリア信号として、前記マルチキヤリ ァ信号に含まれる全てのキャリア信号を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[8] 前記信頼性算出部は、複数の等化前の前記キャリア信号として、各キャリア信号の 周波数力 所定範囲内の周波数を有するキャリア信号を用いる

ことを特徴とする請求項 2記載のキャリア間干渉除去装置。

[9] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値が所定値以下の場合に、 前記信頼性として、前記キャリア間干渉成分の推定における等化後の前記キャリア信 号の影響を低下させる値を算出する演算を行う

ことを特徴とする請求項 2に記載のキャリア間干渉除去装置。

[10] 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値が所定値以下の場合に、 前記信頼性の値を 0とする

ことを特徴とする請求項 9記載のキャリア間干渉除去装置。

[11] 前記キャリア間干渉除去部は、

等化前の前記各キャリア信号から前記キャリア間干渉成分を減算によって除去する ことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[12] 各キャリア信号は、パイロットキャリア信号を含み、

前記重み付け部は、パイロットキャリア信号に対しては重み付けしない

ことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[13] 前記マルチキャリア信号は ISDB— T方式の OFDM信号であり、

前記重み付け部は、 TMCCキャリア信号及び ACキャリア信号に対しては重み付け しない

ことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[14] 前記キャリア間干渉除去装置は、更に、

前記キャリア間干渉成分の算出に先立ち、前記重み付けされた等化後のキャリア 信号を所定の振幅でクリップするクリップ処理部を備える

ことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[15] 前記信頼性算出部は、

前記周波数応答特性の大きさに基づく伝送路情報を出力する伝送路判定部と、 妨害波の大きさに基づく妨害波混入情報を出力する妨害波判定部と、 前記伝送路情報と前記妨害波情報とに基づき前記信頼性を算出して出力する信 頼性出力部と

を含むことを特徴とする請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置。

[16] 前記妨害波判定部は、

キャリア信号毎に伝送路応答特性の時間変動量の振幅を二乗して、変動量振幅二 乗値を出力する振幅二乗部と、

キャリア信号毎に、前記変動量振幅二乗値をシンボル方向に平滑化するシンボル 方向平滑部と、

前記シンボル方向平滑部が出力する平滑化された変動量振幅二乗値に対する、 シンボル内の全キャリアの平均値を算出するシンボル内平滑部と、

前記シンボル内平滑部の出力に対し、所定の係数を乗算する乗算部と、 前記乗算部の出力と、前記平滑化された変動量振幅二乗値とをキャリア毎に比較 し、比較結果を前記妨害波混入情報として出力する比較部と

を含むことを特徴とする請求項 15記載のキャリア間干渉除去装置

[17] 前記信頼性判定部は、

前記信頼性として、前記伝送路情報と前記妨害波情報とを乗算し、当該乗算の結 果を出力する

ことを特徴とする請求項 15記載のキャリア間干渉除去装置。

[18] ダイバーシティ受信を行う受信装置であって、

自処理部に対応付けられたアンテナを用いて信号を受信し、当該受信信号を復調 処理する受信処理部を複数備え、

複数のうち 1以上の受信処理部が、請求項 1記載のキャリア間干渉除去装置を含む ことを特徴とする受信装置。

[19] 前記受信装置は、更に、

複数の前記受信処理部各々力 第 1出力信号を受け付け、受け付けた全第 1出力 信号をダイバーシティ合成し、前記合成信号を前記複数の受信処理部各々に対し出 力する第 1合成部と、

複数の前記受信処理部各々力 第 2出力信号を受け付け、受け付けた全第 2出力 信号をダイバーシティ合成する第 2合成部と

を含み、

前記受信処理部各々は、

前記受信信号を復調することにより前記第 1出力信号を生成し、前記第 1合成部に 出力する第 1受信信号処理部と、

前記第 1合成部から前記合成信号を受け付けて、前記合成信号を用いて前記受信 信号を復調することにより第 2出力信号を生成し、前記第 2出力信号を前記第 2合成 部に出力する第 2受信信号処理部と

を含むことを特徴とする請求項 18記載の受信装置。

[20] 前記第 1合成部は、更に、

前記合成信号を送信符号点により硬判定し、前記複数の受信処理部各々に対し 出力する硬判定部を含む

ことを特徴とする請求項 19記載の受信装置。

[21] 前記受信装置は、更に、

前記複数の受信処理部各々力 出力信号を受け付け、受け付けた全出力信号を ダイバーシティ合成し、合成信号を前記複数の受信処理部各々に対し出力する合成 部を含み、

前記受信処理部の各々は、前記合成部から前記合成信号を受け付け、当該合成 信号を用いて前記受信信号を復調する

ことを特徴とする請求項 18記載の受信装置。

[22] 前記受信装置は、第 1合成部及び第 2合成部を含み、

前記受信処理部の各々は、

前記受信信号を直交変換する直交変換部と、 前記直交変換部において直交変換された信号から干渉成分を除去し等化処理を 行う干渉成分除去等化部とを含み、

前記干渉成分除去等化部は、

前記直交変換された信号の伝送路特性を推定する第 1伝送路推定部と、 前記直交変換された信号を、前記第 1伝送路推定部により推定された前記伝送路 特性で除算することにより等化する第 1等化部と、

前記第 1合成部力 合成信号を受け付けて、受け付けた合成信号と、前記第 1伝 送路推定部により推定された前記伝送路特性とから、前記直交変換された信号に含 まれる干渉成分を生成する干渉成分生成部と、

前記直交変換された信号から前記干渉成分を減算することにより除去する減算部 と、

前記減算部の出力信号の伝送路特性を推定する前記第 2伝送路推定部と、 前記減算部の出力信号を、前記第 2伝送路推定部により推定された伝送路特性で 除算することにより等化する第 2等化部と

を含み、

前記第 1合成部は、複数の前記第 1伝送路推定部により推定された前記伝送路特 性に基づき、複数の前記第 1等化部各々により等化された信号をダイバーシティ合 成することにより前記合成信号を生成し、当該合成信号を前記複数の受信処理部各 々に対し出力し、

前記第 2合成部は、前記第 2伝送路推定部各々において推定された伝送路特性に 基づき、複数の前記第 2等化部各々により等化された信号をダイバーシティ合成する ことを特徴とする請求項 18記載の受信装置。

[23] 前記第 1合成部は、更に、

前記合成信号を送信符号点により硬判定し、前記複数の受信処理部各々に対し 出力する硬判定部を含む

ことを特徴とする請求項 22記載の受信装置。

[24] 前記受信装置は、更に、

ダイバーシティ受信によるダイバーシティ合成結果である合成キャリアに対する信 頼性を算出し、合成キャリア信頼性値として出力する合成キャリア信頼性算出部と、 前記合成キャリアに対して前記合成キャリア信頼性値で重み付ける合成キャリア重 み付け部と、

前記合成結果に対してキャリア毎に信頼性を算出して重み付けられた仮の合成キ ャリアを、前記受信処理部に対し処理すべき前記キャリアとして出力する合成キャリア 出力部と

を含むことを特徴とする請求項 18記載の受信装置。

[25] 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア電力の総和に基づいて前 記合成キャリアデータ信頼性を算出する

ことを特徴とする請求項 24記載の受信装置。

[26] 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア信号の受信信号点のブラ ンチ間の距離と所定の閾値との差に基づいて前記合成キャリアデータ信頼性を算出 する

ことを特徴とする請求項 24記載の受信装置。

[27] 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア信号の受信信号点と合成 信号の信号点との距離と所定の閾値との差に基づいて前記合成キャリアデータ信頼 性を算出する

ことを特徴とする請求項 24記載の受信装置。

[28] 前記受信装置は合成部を含み、

前記受信処理部の各々は、

前記受信信号を直交変換する直交変換部と、

前記直交変換部において直交変換された信号から干渉成分を除去し等化処理を 行う干渉成分除去等化部とを含み、

前記干渉成分除去等化部は、

前記直交変換された信号から前記干渉成分生成部で生成された干渉成分を減 算して除去する減算部と、

前記減算部の出力信号の伝送路特性を推定する伝送路推定部と、 前記減算部の出力信号を、前記伝送路特性推定部において推定した伝送路特 性で除算することにより等化信号を生成する等化部と、

前記伝送路特性と、前記合成部から受け付ける合成信号から、前記直交変換さ れた信号に含まれる干渉成分を生成する干渉成分生成部と

を含み、

前記合成部は、前記複数の復調部における前記伝送路推定部において推定さ れた伝送路特性をもとに、前記複数の受信処理部各々における前記等化信号をダ ィバーシティ合成することにより前記合成信号を生成し、前記合成信号を出力する ことを特徴とする請求項 18記載の受信装置。

OFDM信号のキャリア間干渉を除去して復号する受信装置であって、

アナログの受信信号をデジタル信号に変換する AZD部と、

OFDMシンボルごとに時間領域信号カゝら周波数領域信号に変換する時間窓を決 定するシンボル同期部と、

OFDMシンボルに含まれるガードインターバルを除去するガード除去部と、 時間領域信号を周波数領域に変換する周波数領域変換部と、

キャリア信号からキャリア間干渉成分が除去するキャリア間干渉除去装置と、 前記キャリア間干渉成分が除去された前記キャリア信号から伝送路の周波数応答 特性を推定し、伝送路周波数特性を出力する伝送路推定部と、

伝送路周波数特性をもとにキャリア信号を等化し、キャリアデータを出力する等化 部と、

キャリアデータから誤り訂正処理を施して受信ビットデータ得る復号部と

を備え、

前記キャリア間干渉除去装置は、

伝送路の周波数応答特性を推定して伝送路周波数特性を出力する伝送路推定部と 前記伝送路周波数特性をもとに前記キャリア信号を等化して仮のキャリアデータを 出力する等化部と、

前記伝送路周波数特性の変動量を推定して伝送路変動特性を出力する伝送路変 動推定部と、 前記仮のキャリアデータの信頼性を算出する信頼性算出部と、

前記仮のキャリアデータを前記信頼性で重み付けを行う重み付け部と、 重み付けされた前記仮のキャリアデータと前記伝送路変動特性とから ICI成分を推 定する ICI成分推定部と、

前記キャリア信号から前記 ICI成分を除去する ICI除去演算部と

を含むことを特徴とする受信装置。