WO2011122064A1 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

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WO2011122064A1
WO2011122064A1 PCT/JP2011/050550 JP2011050550W WO2011122064A1 WO 2011122064 A1 WO2011122064 A1 WO 2011122064A1 JP 2011050550 W JP2011050550 W JP 2011050550W WO 2011122064 A1 WO2011122064 A1 WO 2011122064A1
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PCT/JP2011/050550
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武志 珍田
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富士通テン株式会社
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method, and more particularly to a receiving apparatus and a receiving method capable of improving the calculation accuracy of an inter-carrier interference component while using both a guard addition technique and a technique for eliminating an inter-carrier interference component. .
  • broadcast signals used for digital television broadcasting comply with the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • effective symbols including broadcast contents are transmitted in parallel using a plurality of carriers whose phases are orthogonal to each other (hereinafter referred to as “carriers”), thereby efficiently using a limited frequency band. It is a technology that transmits data.
  • a receiving apparatus that receives such an OFDM broadcast signal obtains a symbol corresponding to data from the broadcast signal by performing FFT (Fast Fourier Transform) on the received broadcast signal, and reproduces the broadcast by performing OFDM demodulation on the obtained symbol.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • a broadcasting station that transmits an OFDM broadcast signal adds a guard interval that duplicates the tail part of each effective symbol to the head of each effective symbol in order to improve the resistance against multipath of the effective symbol.
  • the guard interval includes the same data (symbol) as a part of the effective symbol, a technique for improving reception characteristics by combining the guard interval and the effective symbol has been devised. ing.
  • the guard interval is delayed by a time corresponding to the period of the effective symbol, and added to the tail part of the effective symbol for reception. The characteristics are improved.
  • the inter-carrier interference component is calculated based on the time variation of the transmission channel response of the received broadcast signal, and the reception characteristic is improved by excluding the calculated inter-carrier interference component from the broadcast signal. Yes.
  • the receiving apparatus acquires an SP (scattered pilot) signal from the broadcast signal after the FFT. Subsequently, the receiving apparatus estimates the original transmission path response of the broadcast signal based on the acquired SP signal, and estimates the time variation of the transmission path response of the received broadcast signal.
  • SP sintered pilot
  • the receiving device calculates an inter-carrier interference component from the difference between the estimated transmission channel response of the broadcast signal and the time variation of the actual transmission channel response, and excludes the calculated inter-carrier interference component from the broadcast signal. In order to improve reception characteristics.
  • guard adding technology the technology that adds and combines the guard interval and the effective symbol
  • the calculation accuracy of the inter-carrier interference component is reduced. There is a problem of doing.
  • the guard interval when the guard interval and the effective symbol are combined, the guard interval is combined with the effective symbol by delaying the guard interval by a time corresponding to the effective symbol section before performing the FFT.
  • the inter-carrier interference component is calculated based on the broadcast signal after the FFT, the influence of delaying the guard interval before the FFT causes the calculation of the inter-carrier interference component. This is reflected in the time fluctuation of the transmission line response used.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems caused by the prior art, and can improve the calculation accuracy of the inter-carrier interference component while using both the guard addition technology and the technology for eliminating the inter-carrier interference component.
  • An object is to provide a receiving apparatus and a receiving method.
  • the present invention receives a broadcast signal including an effective symbol including broadcast contents and a guard interval obtained by duplicating a part of the effective symbol, and converts the effective signal to the effective symbol.
  • a receiving device for combining the guard intervals to generate a combined signal, first calculating means for calculating an inter-carrier interference component included in the combined signal, and correcting the phase of the combined signal to generate the guard interval signal An anti-phase correction unit that matches the phase of the broadcast signal before being combined, a second calculation unit that calculates an inter-carrier interference component included in the combined signal whose phase is corrected by the anti-phase correction unit; Inter-carrier interference to be excluded from the combined signal based on the inter-carrier interference component calculated by the first calculation means and the second calculation means Characterized in that a third calculation means for calculating a minute.
  • the present invention after the guard addition based on the inter-carrier interference component calculated based on the broadcast signal after the guard addition and the inter-carrier interference component calculated by returning the broadcast signal after the guard addition to the state before the guard addition.
  • the inter-carrier interference component calculated by returning the broadcast signal after the guard addition to the state before the guard addition.
  • FIG. 1 is a diagram showing an outline of a receiving method according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating the receiving apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the guard combining unit according to the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the ICI exclusion unit according to the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the ICI calculation unit according to the present embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the operation of the ICI exclusion unit according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a calculation procedure of the phase rotation correction amount according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an outline of a receiving method according to the present invention.
  • An OFDM broadcast signal has a guard interval in which a part of the effective symbol is duplicated at the head of the effective symbol including the broadcast content in order to increase resistance to multipath and the like.
  • guard addition a technique of combining by adding the guard interval and the tail part of the effective symbol (hereinafter referred to as “guard addition”). This is called addition technology.)
  • ICI Inter Carrier Interference
  • ICI exclusion technique a technique for removing inter-carrier interference components from broadcast signals after adding guards
  • the conventional reception method has a problem that the ICI calculation accuracy is lowered.
  • the guard interval G in the received broadcast signal is set to the section of the effective symbol D.
  • Guard addition is performed with a time delay corresponding to the length (see (A-1) in FIG. 1).
  • the broadcast signal after the guard addition is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) in the section of the effective symbol D (see (A-2) in FIG. 1), so that the broadcast signal corresponds to data. Get the symbol.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the original transmission path response of the broadcast signal and the time variation of the actual transmission path response of the received broadcast signal are estimated based on the symbols acquired by FFT.
  • the ICI is calculated from the difference between the estimated original transmission path response of the broadcast signal and the time variation of the actual transmission path response of the received broadcast signal (see (A-3) in FIG. 1). ).
  • this processing procedure has a problem that the calculated ICI is inaccurate.
  • processing procedure A is conceptually equivalent to the processing procedure shown in FIG. 1B (hereinafter referred to as “processing procedure B”). Therefore, it can be considered that ICI cannot be calculated accurately.
  • processing procedure B will be described with reference to FIG.
  • the first FFT is performed on the section of the effective symbol D in the broadcast signal S before the guard addition (see (B-1) in FIG. 1). .
  • the tail part of the effective symbol D includes the same symbol as the guard interval G.
  • phase of the signal Sa is rotated by different phase rotation amounts calculated for each carrier.
  • a method for calculating the phase rotation amount for each carrier will be described later with reference to FIG.
  • a signal Sb is generated by adding the guard interval G added to the head of the effective symbol D in the signal Sa to the tail of the effective symbol D in the signal Sa.
  • a second FFT is performed on the signal Sb (see (B-3) in FIG. 1), and the result of the first FFT and the result of the second FFT are 50% each.
  • Guard addition is performed by adding one by one.
  • ICI is calculated based on the signal after the guard addition (see (B-4) in FIG. 1).
  • the time series when the guard interval G and the effective symbol D are received is changed to perform the guard addition, and the ICI is calculated based on the signal after the guard addition. There was a problem that decreased.
  • the signal Sb is generated by rotating the phase of the signal Sa.
  • the guard interval G and the effective symbol D are arranged in a time series different from the time series at the time of reception.
  • the guard interval G and the effective symbol D are processed in the order arranged in a time series different from the time series at the time of reception.
  • the process of calculating the ICI based on the broadcast signal after the guard addition and the process of calculating the ICI by returning the broadcast signal after the guard addition to the state before the guard addition are performed in parallel. Do.
  • the ICI to be excluded from the broadcast signal after the guard addition is determined using each ICI calculated by both processes performed in parallel, thereby improving the ICI calculation accuracy.
  • the ICI of the broadcast signal after the guard addition is calculated (see (C-1) in FIG. 1).
  • the broadcast signal after the guard addition is rotated in reverse phase for each carrier in parallel with this processing (see (C-2) in FIG. 1). That is, in the reception method according to the present invention, the phase of the signal Sb shown in FIG. 1B is returned to the phase of the signal Sa shown in FIG.
  • the broadcast signal after the guard addition can be virtually returned to the state before the guard addition. That is, the arrangement of the guard interval G and the effective symbol D can be returned to the order of time series at the time of reception.
  • the ICI of the broadcast signal rotated in reverse phase is calculated (see (C-3) in FIG. 1). That is, the ICI of the signal Sa shown in FIG.
  • the calculated ICI phase is rotated in positive phase for each carrier (see (C-4) in FIG. 1).
  • the phase of each symbol in the broadcast signal after the guard addition can be synchronized with the phase of ICI included in each symbol.
  • the reception method according to the present invention by adding the ICI of the broadcast signal after the guard addition and the ICI after the positive phase rotation (see (C-5) in FIG. 1), the broadcast signal after the guard addition is added. ICI to be excluded from the above is determined (see (C-6) in FIG. 1).
  • the reception method by adding the ICI calculated based on the broadcast signal after the guard addition and the ICI calculated by returning the broadcast signal after the guard addition to the state before the guard addition, The ICI to be excluded is calculated from the broadcast signal after the guard addition.
  • the influence on the ICI due to the change of the time series of the guard interval G and the effective symbol D due to the guard addition can be reduced, so that the ICI calculation accuracy can be improved.
  • the present invention is not limited to a receiving apparatus that receives a broadcast signal to which the OFDM scheme is applied, and can be applied to a receiving apparatus that receives an arbitrary broadcast signal having an effective symbol and a guard interval.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating the receiving device 1 according to the present embodiment. In the figure, only components necessary for explaining the characteristics of the receiving device 1 are shown, and descriptions of general components are omitted.
  • the receiving device 1 includes a tuner unit 2, a guard synthesis unit 3, an FFT unit 4, an ICI exclusion unit 5, and a demodulation unit 6.
  • the receiving device 1 receives a broadcast signal having an effective symbol section including broadcast contents and a guard interval section in which a part of the effective symbol is duplicated by an antenna, and performs predetermined signal processing on the received broadcast signal. This is a device for performing reproduction by outputting to the output device 7.
  • the tuner unit 2 is a processing unit that receives a broadcast signal in a predetermined frequency band from an antenna, and detects and amplifies the received broadcast signal.
  • the tuner unit 2 converts the detected and amplified analog broadcast signal into a digital broadcast signal and outputs the digital broadcast signal to the guard synthesis unit 3.
  • the guard combining unit 3 is a processing unit that combines the guard interval and the effective symbol in the broadcast signal input from the receiving unit 2 and outputs the combined signal to the FFT unit 4.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the guard composition unit 3 according to the present embodiment.
  • the guard combining unit 3 when the guard combining unit 3 receives a broadcast signal S to which a guard interval G obtained by duplicating the tail portion of the effective symbol D is input at the beginning of the effective symbol G, the broadcast signal S Is delayed for a predetermined time.
  • the guard combining unit 3 delays the received broadcast signal S for a time corresponding to the section length of the effective symbol D. Subsequently, the guard combining unit 3 combines the effective symbol D and the guard interval G by adding the effective symbol D before the delay and the guard interval G after the delay (hereinafter referred to as “guard addition”).
  • the guard combining unit 3 generates a combined signal SA that includes 50% of the data of the guard interval G in the effective symbol D and the data of the guard interval G. can do.
  • the guard combining unit 3 outputs the combined signal SA to the FFT unit 4.
  • the receiving apparatus 1 since the guard combining unit 3 generates the combined signal SA, even if an error occurs in the tail part of the received effective symbol D, the data is complemented using the data of the guard interval G. It can be carried out. For this reason, the receiving device 1 can improve reception characteristics.
  • the FFT unit 4 is a processing unit that performs FFT (Fast Fourier Transform) on the combined signal SA input from the guard combining unit 3 and outputs the resultant signal to the ICI removing unit 5.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the FFT unit 4 obtains a symbol (signal point) corresponding to data included in the combined signal SA by performing FFT on the combined signal SA input from the guard combining unit 3.
  • the FFT unit 4 maps each symbol of the acquired composite signal SA to the reception point in the constellation represented by the in-phase component axis and the quadrature component axis. Each symbol mapped to the constellation becomes a composite signal SA after FFT.
  • the ICI exclusion unit 5 is a processing unit that excludes an inter-carrier interference component (hereinafter referred to as “ICI: Inter Carrier Interference”) from the combined signal SA input from the FFT unit 4 and outputs the inter-carrier interference component to the demodulation unit 6. That is, the ICI exclusion unit 5 is a processing unit that improves reception characteristics by excluding ICI from the combined signal SA. Details of the ICI exclusion unit 5 will be described later with reference to FIGS.
  • ICI Inter Carrier Interference
  • the demodulating unit 6 is a processing unit that OFDM-demodulates the combined signal SA input from the ICI removing unit 5 and outputs the demodulated combined signal SA to a predetermined output device 7.
  • the output device 7 is, for example, a display device that displays digital television broadcast video or a speaker that outputs digital television broadcast audio.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of the ICI exclusion unit 5 according to the present embodiment
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the ICI calculation units 52a and 52b included in the ICI exclusion unit 5 according to the present embodiment
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an operation of the ICI exclusion unit 5 according to the present embodiment
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a calculation procedure of the phase rotation correction amount according to the present embodiment.
  • the ICI exclusion unit 5 includes an anti-phase correction unit 51, ICI calculation units 52a and 52b, a positive phase correction unit 53, amplification units 54a and 54b, an addition unit 55, and a subtraction unit 56. And.
  • the anti-phase correction unit 51 is a processing unit that performs anti-phase rotation correction on the phase of the combined signal SA input from the FFT unit 4 and outputs it to the ICI calculation unit 52a.
  • the anti-phase rotation correction is a correction in which the phase of the combined data SA after the guard addition is rotated by a different phase rotation correction amount calculated for each carrier and returned to the phase of the combined data SA before the guard addition.
  • the ICI calculation unit 52 a is a processing unit that calculates the ICI included in the composite signal SA input from the antiphase correction unit 51 and outputs the calculated ICI to the normal phase correction unit 53. Details of the ICI calculation unit 52a will be described later with reference to FIG.
  • the positive phase correction unit 53 is a processing unit that corrects the phase of the ICI input from the ICI calculation unit 52a by positive phase rotation and outputs the result to the amplification unit 54a.
  • the positive phase rotation correction means that the ICI phase is set for each carrier in the opposite direction to the rotation direction of the phase by the anti-phase correction unit 51 by the same rotation amount as the rotation amount of each phase by the carrier by the anti-phase correction unit 51. It is a correction to rotate.
  • the amplifying unit 54 a is a processing unit that amplifies the ICI input from the positive phase correcting unit 53 by 0.5 times and outputs the ICI after the amplification addition to the adding unit 55.
  • the ICI calculation unit 52b is a processing unit that calculates ICI included in the composite signal SA input from the FFT unit 4 and outputs the ICI to the amplification unit 54b.
  • the ICI calculation unit 52b is the same as the ICI calculation unit 52a described above.
  • the amplifying unit 54 b is a processing unit that amplifies the ICI input from the ICI calculating unit 52 b by 0.5 times and outputs the ICI after the amplification addition to the adding unit 55.
  • the amplifying unit 54b is the same as the amplifying unit 54a described above.
  • the addition unit 55 is a processing unit that adds ICI input from the amplification units 54 a and 54 b and outputs the result to the subtraction unit 56.
  • the subtracting unit 56 subtracts the ICI input from the adding unit 55 from the combined signal SA input from the FFT unit 4 to generate a combined signal SA that excludes ICI from the combined signal SA after the guard addition, and demodulates it. It is a processing unit that outputs to the unit 6.
  • the ICI calculation units 52a and 52b will be described with reference to FIG. Since the ICI calculation unit 52a and the ICI calculation unit 52b have the same configuration, only the ICI calculation unit 52a will be described here.
  • the ICI calculation unit 52 a includes a transmission line calculation unit 521, an equalization unit 522, a temporary determination unit 523, a transmission line buffer 524, and an ICI determination unit 525.
  • the transmission path calculation unit 521 is a processing unit that calculates the transmission path response of the input composite signal SA and outputs the calculated transmission path response to the equalization unit 522, the transmission path buffer 524, and the ICI determination unit 525.
  • the transmission path calculation unit 521 acquires an SP (scattered pilot) signal having a known phase and amplitude at the time of transmission from the input composite signal SA. Then, the transmission path calculation unit 521 estimates the transmission path response of the combined signal SA for each symbol based on the difference between the acquired phase and amplitude of the SP signal and the known phase and amplitude.
  • SP sintered pilot
  • the equalization unit 522 is a processing unit that corrects the phase and amplitude of each symbol of the combined signal SA input from the FFT unit 4 based on the transmission path response input from the transmission path calculation unit 521.
  • the equalization unit 522 uses the amount of deviation between the phase and amplitude of the SP signal acquired from the synthesized signal SA and the known phase and amplitude of the SP signal as the amount of deviation of the phase and amplitude of each symbol of the synthesized signal SA due to the transmission path. Equalization processing for correcting as follows.
  • the temporary determination unit 523 is a processing unit that performs temporary determination of each symbol of the composite signal SA after equalization processing and outputs each symbol of the composite signal SA after temporary determination to the ICI determination unit 525.
  • the provisional determination processing unit 523 temporarily determines each symbol of the equalized composite signal SA as a symbol located at the closest reference point on the constellation, thereby determining the phase and amplitude of each symbol of the composite signal SA. Further correction.
  • the transmission path buffer 524 is a buffer that delays the transmission path response for each symbol input from the transmission path calculation unit 521 by several symbols (here, 2 symbols) and then outputs the delayed response to the ICI determination unit 525.
  • the ICI determination unit 525 delays each symbol after provisional determination input from the provisional determination unit 523, the latest transmission path response input from the transmission path calculation unit 521, and two symbols input from the transmission path buffer 524.
  • the processing unit determines and outputs the ICI based on the transmission path response.
  • the ICI determination unit 525 is included in each symbol of the composite signal SA based on the temporal variation of the one-symbol future transmission path response and the one-symbol transmission path response of each symbol input from the temporary determination unit 523. ICI is calculated and determined.
  • the ICI removal unit 5 receives the combined signal SA in which the guard interval G added to the head of the effective symbol D is combined with the tail part of the effective symbol D. .
  • the anti-phase correction unit 51 rotates the phase of the composite signal SA for each carrier to correct the anti-phase rotation correction. I do.
  • the anti-phase correction unit 51 performs correction to return the phase of the composite signal SA until it matches the phase of the broadcast signal S before guard addition.
  • the anti-phase correction unit 51 adjusts the phase of the composite signal SA so that the phase of each symbol of the composite signal SA after guard addition matches the phase of each symbol when the broadcast signal S before guard addition is FFTed. Correct the rotation.
  • the anti-phase correction unit 51 causes the guard interval G that has been synthesized to the tail part of the effective symbol D in the synthesized signal SA to be the head of the effective symbol D, as shown in FIG.
  • the pre-combination signal SB added to is virtually generated.
  • the antiphase correction unit 51 outputs the generated pre-combination signal SB to the ICI calculation unit 52a.
  • the ICI calculation unit 52 a calculates the ICI included in the pre-synthesis signal SB input from the antiphase correction unit 51.
  • the ICI calculation unit 52a sequentially calculates the ICI included in each symbol from the beginning of the guard interval G to the tail of the effective symbol D in the pre-combination signal SB.
  • the ICI exclusion unit 5 returns the arrangement of the guard interval G and the effective symbol D, whose time series of the reception time has been changed by the guard addition, to the arrangement before the guard addition, and then follows the time series at the time of reception.
  • the ICI of the guard interval G and effective symbol D is calculated.
  • the ICI exclusion unit 5 can calculate ICI in which the influence of the guard interval G and the effective symbol D whose time series of the reception time is changed by the guard addition on the time change of the transmission line response is reduced. Then, the ICI calculation unit 52 a outputs the calculated ICI to the positive phase correction unit 53.
  • the positive phase correction unit 53 rotates the phase of the ICI input from the ICI calculation unit 52a for each carrier to correct the positive phase rotation. Do.
  • the positive phase correction unit 53 rotates the phase of the ICI for each carrier in the direction opposite to the phase rotation direction by the reverse phase correction unit 51 by the same rotation amount as the phase rotation amount performed by the reverse phase correction unit 51.
  • the positive phase correction unit 53 synchronizes the phase of each symbol in the synthesized signal SA with the phase of the ICI included in each symbol (hereinafter, “ Correction ICI "). Then, the positive phase correction unit 53 outputs the calculated correction ICI to the amplification unit 54a.
  • the amplification unit 54 a amplifies the correction ICI input from the positive phase correction unit 53 by 0.5 times, and outputs the corrected ICI after amplification addition to the addition unit 55.
  • the ICI exclusion unit 5 includes an ICI (hereinafter referred to as “non-correction”) included in the synthesized signal SA input from the FFT unit 4 by the ICI calculation unit 52b as shown in FIG. ICI "). Then, the ICI calculation unit 52b outputs the calculated uncorrected ICI to the amplification unit 54b.
  • non-correction included in the synthesized signal SA input from the FFT unit 4 by the ICI calculation unit 52b as shown in FIG. ICI ").
  • the amplification unit 54 b amplifies the uncorrected ICI input from the ICI calculation unit 52 b by 0.5 times, and outputs the uncorrected ICI after the amplification addition to the addition unit 55.
  • the adding unit 55 adds the corrected ICI input from the amplifying unit 54a and the uncorrected ICI input from the amplifying unit 54b. ICI to be excluded from the combined signal SA (hereinafter referred to as “final ICI”) is calculated. Then, the adding unit 55 outputs the calculated final ICI to the subtracting unit 56.
  • the ICI removal unit 5 subtracts the final ICI input from the adder 55 from the combined signal SA input from the FFT unit 4 for each symbol to thereby obtain the final ICI from the combined signal SA. Eliminate.
  • phase rotation correction amount by the antiphase correction unit 51 and the normal phase correction unit 53 will be described with reference to FIG.
  • the phase rotation correction by the antiphase correction unit 51 and the normal phase correction unit 53 is the same in the amount of phase rotation except for the phase rotation direction. For this reason, the procedure for determining the phase rotation correction amount by the antiphase correction unit 51 will be described here.
  • the antiphase correction unit 51 determines the phase rotation correction amount based on the number of symbols of the guard interval G to which the guard synthesis unit 3 performs the guard addition. Note that the number of symbols in the guard interval G to be guard-added by the guard combining unit 3 varies depending on the section length of the guard interval G without inter-symbol interference due to multipath.
  • the receiving apparatus 1 when multipath occurs, the receiving apparatus 1 has a broadcast signal S (hereinafter, referred to as a broadcast signal S whose arrival time is delayed due to the multipath effect) together with the broadcast signal S to be received. (Hereinafter referred to as “delayed broadcast signal SC”).
  • a broadcast signal S hereinafter, referred to as a broadcast signal S whose arrival time is delayed due to the multipath effect
  • the guard combining unit 3 combines the guard interval G of the interval W that overlaps the interval of the guard interval G of the delayed broadcast signal SC in the guard interval G of the broadcast signal S into the tail part of the effective symbol D.
  • the guard combining unit 3 combines the symbols in the interval W without intersymbol interference caused by the adjacent symbols included in the delayed broadcast wave SC in the guard interval G in the broadcast signal S into the tail part of the effective symbol D.
  • the number of symbols included in the effective symbol D (the number of symbols processed in one FFT) is Da
  • the number of symbols included in the guard interval G in the interval W is Ga.
  • the antiphase correction unit 51 determines the phase obtained by 2 ⁇ ⁇ (Ga / Da) ⁇ k ⁇ n as the phase rotation correction amount for each carrier.
  • k shown to the figure (C) is a predetermined coefficient.
  • n shown in FIG. 4C is a carrier number. The carrier number is the number of each carrier (carrier wave) in the frequency domain after FFT.
  • the antiphase correction unit 51 determines the rotation phase correction amount for each carrier according to the number of symbols of the guard interval G that the guard combining unit 3 combines with the effective symbols D. Therefore, the anti-phase correction unit 51 returns the phase of the composite signal SA to the phase of the pre-combination signal SB by performing correction that returns the phase of the composite signal SA by the amount of phase rotation correction for each carrier. Can do.
  • the receiving apparatus based on the ICI calculated based on the broadcast signal after the guard addition, and the ICI calculated by returning the broadcast signal after the guard addition to the state before the guard addition, The ICI to be excluded is calculated from the broadcast signal after the guard addition.
  • the influence on the ICI due to the time series of the guard interval G and the effective symbol D being changed by the guard addition can be reduced, so that the ICI calculation accuracy can be improved.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

　ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用しつつキャリア間干渉成分の算出精度を向上させることができる受信装置および受信方法を提供すること。ガードインターバルを有効シンボルへ合成したガード加算後の放送信号に基づき算出したキャリア間干渉成分と、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ戻して算出したキャリア間干渉成分とを用いて、ガード加算後の放送信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出するように受信装置を構成する。

Description

受信装置および受信方法
　本発明は、受信装置および受信方法に関するものであり、特に、ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用しつつキャリア間干渉成分の算出精度を向上可能な受信装置および受信方法に関する。
　近年、デジタルテレビ放送に使用されている放送信号は、ＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing；直交周波数分割多重）方式に準拠している。かかるＯＦＤＭ方式は、放送内容を含む有効シンボルを、互いに位相が直交する複数の搬送波（以下、「キャリア」という）により並行して送信することで、限られた周波数帯域を利用し、効率的にデータを送信する技術である。
　かかるＯＦＤＭ方式の放送信号を受信する受信装置は、受信した放送信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）することで放送信号からデータに相当するシンボル取得し、取得したシンボルをＯＦＤＭ復調することで放送を再生する。
　ところで、ＯＦＤＭ方式の放送信号を送信する放送局は、有効シンボルのマルチパスに対する耐性を向上させるため、各有効シンボルの後尾部分を複製したガードインターバルを各有効シンボルの先頭へ付加して送信している。
　このように、ガードインターバルには、有効シンボルの一部と同一のデータ（シンボル）が含まれているため、かかるガードインターバルと有効シンボルとを合成することで受信特性の向上を図る技術も考案されている。
　たとえば、特許文献１に記載の受信装置では、受信した放送信号をＦＦＴする前に、ガードインターバルを有効シンボルの区間に相当する時間遅延させ、有効シンボルの後尾部分へ加算して合成することにより受信特性を向上させている。
　一方、車載用の受信装置等では、高速移動中に放送信号を受信した場合、ドップラーシフトによりキャリアの直交性が崩れ、キャリア間干渉が発生することがある。かかるキャリア間干渉が発生した場合、受信装置は、各キャリアから正当なシンボルを取得することができないため受信特性が低下する。
　そこで、受信装置では、たとえば、受信した放送信号の伝送路応答の時間変動に基づいてキャリア間干渉成分を算出し、算出したキャリア間干渉成分を放送信号から排除することで受信特性を向上させている。
　具体的には、受信装置は、ＦＦＴ後の放送信号からＳＰ（スキャッタードパイロット）信号を取得する。続いて、受信装置は、取得したＳＰ信号に基づき、放送信号本来の伝送路応答を推定するとともに、受信した放送信号の伝送路応答の時間変動を推定する。
　そして、受信装置は、推定した放送信号本来の伝送路応答と、実際の伝送路応答の時間変動との差分からキャリア間干渉成分を算出し、算出したキャリア間干渉成分を放送信号から排除することで受信特性の向上を図っている。
特開２０００－１５１５４２号公報
　しかしながら、ガードインターバルと有効シンボルとを加算して合成する技術（以下、「ガード加算技術」という）と、キャリア間干渉成分を排除する技術とを併用した場合、キャリア間干渉成分の算出精度が低下するという問題がある。
　具体的には、ガード加算技術では、ガードインターバルと有効シンボルとを合成する場合、ＦＦＴを行う前の段階で、ガードインターバルを有効シンボルの区間に相当する時間遅延させて有効シンボルと合成する。
　一方、キャリア間干渉成分を排除する技術では、ＦＦＴ後の放送信号に基づきキャリア間干渉成分を算出するため、ＦＦＴの前にガードインターバルを遅延させたことによる影響が、キャリア間干渉成分の算出に用いる伝送路応答の時間変動に反映される。
　このため、ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用した場合、受信した放送信号の伝送路応答に関する時間変動を正確に算出することができないので、キャリア間干渉成分の算出精度が低下する。
　これらのことから、ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用しつつ、キャリア間干渉成分の算出精度を向上可能な受信装置および受信方法をいかにして実現するかが大きな課題となっている。
　本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであって、ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用しつつキャリア間干渉成分の算出精度を向上可能な受信装置および受信方法を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、放送内容を含む有効シンボルと、当該有効シンボルの一部を複製したガードインターバルとを含む放送信号を受信し、前記有効シンボルへ前記ガードインターバルを合成して合成信号を生成する受信装置であって、前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第１算出手段と、前記合成信号の位相を補正して前記ガードインターバル信号が合成される前の前記放送信号の位相と一致させる逆位相補正手段と、前記逆位相補正手段によって位相が補正された前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第２算出手段と、前記第１算出手段および前記第２算出手段により算出された前記キャリア間干渉成分に基づき、前記合成信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出する第３算出手段とを備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、ガード加算後の放送信号に基づき算出したキャリア間干渉成分と、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ戻して算出したキャリア間干渉成分とに基づき、ガード加算後の放送信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出するため、ガード加算技術とキャリア間干渉成分を排除する技術とを併用しつつキャリア間干渉成分の算出精度を向上させることができるという効果を奏する。
図１は、本発明に係る受信手法の概要を示す図である。 図２は、本実施例に係る受信装置を示すブロック図である。 図３は、本実施例に係るガード合成部の動作を示す図である。 図４は、本実施例に係るＩＣＩ排除部を示す図である。 図５は、本実施例に係るＩＣＩ算出部を示す図である。 図６は、本実施例に係るＩＣＩ排除部の動作を示す図である。 図７は、本実施例に係る位相回転補正量の算出手順の一例を示す図である。
　以下に添付図面を参照して、本発明に係る受信装置および受信方法の実施例を詳細に説明する。まず、実施例の詳細な説明に先立って、本発明に係る受信手法の概要について図１を用いて説明する。図１は、本発明に係る受信手法の概要を示す図である。
　以下では、従来の受信手法における問題点を説明した後に、本発明に係る受信手法の概要について説明する。また、ここでは、互いに位相が直交する複数の搬送波（以下、「キャリア」という）を用いて放送されているＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing；直交周波数分割多重）方式の放送信号を受信する場合について説明する。
　ＯＦＤＭ方式の放送信号は、マルチパス等に対する耐性を高めるため、放送内容を含む有効シンボルの先頭へ有効シンボルの一部を複製したガードインターバルが付加されている。
　かかるガードインターバルおよび有効シンボルを含む放送信号の受信特性を向上させる技術として、ガードインターバルと有効シンボルの後尾部分とを加算（以下、「ガード加算」という）することで合成する技術（以下、「ガード加算技術という」）がある。
　また、放送信号の受信特性を向上させる他の技術として、ガード加算後の放送信号からキャリア間干渉成分（以下、「ＩＣＩ：Inter　Carrier　Interference」という）を排除する技術（以下、「ＩＣＩ排除技術」という）がある。
　かかるガード加算技術とＩＣＩ排除技術とを併用する場合、従来における受信手法では、ＩＣＩの算出精度が低下するという問題が生じていた。具体的には、従来における受信手法では、ガード加算技術とＩＣＩ排除技術とを併用する場合、図１（Ａ）に示すように、まず、受信した放送信号におけるガードインターバルＧを有効シンボルＤの区間長に相当する時間遅延させてガード加算する（図１の（Ａ－１）参照）。
　続いて、従来における受信手法では、ガード加算後の放送信号を有効シンボルＤの区間でＦＦＴ（高速フーリエ変換）することで（図１の（Ａ－２）参照）、放送信号からデータに相当するシンボルを取得する。続いて、従来における受信手法では、ＦＦＴにより取得したシンボルに基づき、放送信号本来の伝送路応答と、受信した放送信号の実際の伝送路応答の時間変動とを推定する。
　そして、従来における受信手法では、推定した放送信号本来の伝送路応答と、受信した放送信号の実際の伝送路応答の時間変動との差分からＩＣＩを算出する（図１の（Ａ－３）参照）。ただし、かかる処理手順では、算出されたＩＣＩが不正確であるという問題があった。
　具体的には、図１（Ａ）に示す処理手順（以下、「処理手順Ａ」という）は、図１（Ｂ）に示す処理手順（以下、「処理手順Ｂ」という）と概念的に等しいため、ＩＣＩを正確に算出できないと考えることができる。ここで、図１（Ｂ）を用いて処理手順Ｂについて説明する。
　図１（Ｂ）に示すように、処理手順Ｂでは、まず、ガード加算前の放送信号Ｓにおける有効シンボルＤの区間に対し、第１のＦＦＴを行う（図１の（Ｂ－１）参照）。なお、有効シンボルＤの後尾部分には、ガードインターバルＧと同じシンボルが含まれている。
　また、処理手順Ｂでは、かかる処理と並行して、放送信号ＳにおけるガードインターバルＧの先頭から有効シンボルＤの区間長に相当する区間の信号Ｓａの位相を回転させる（図１の（Ｂ－２）参照）。
　このとき、処理手順Ｂでは、信号Ｓａの位相をキャリア毎に算出したそれぞれ異なる位相回転量で回転させる。なお、キャリア毎の位相回転量の算出方法については、図７を用いて後述する。
　これにより、処理手順Ｂでは、信号Ｓａにおける有効シンボルＤの先頭へ付加されていたガードインターバルＧを、信号Ｓａにおける有効シンボルＤの後尾へ付加した信号Ｓｂが生成される。
　続いて、処理手順Ｂでは、信号Ｓｂに対し、第２のＦＦＴを行い（図１の（Ｂ－３）参照）、第１のＦＦＴの結果と、第２のＦＦＴの結果とをそれぞれ５０％ずつ加算することでガード加算を行う。そして、処理手順Ｂでは、ガード加算後の信号に基づきＩＣＩを算出する（図１の（Ｂ－４）参照）。
　このように、処理手順Ｂでは、ガードインターバルＧおよび有効シンボルＤを受信した時系列を変更してガード加算を行い、ガード加算後の信号に基づいてＩＣＩを算出することになるためＩＣＩの算出精度が低下するという問題があった。
　すなわち、ＩＣＩを正確に算出するためには、放送信号Ｓの伝送路応答の時間変動を正確に推定する必要がある。そして、伝送路応答の時間変動を正確に推定するためには、ガードインターバルＧおよび有効シンボルＤを受信した時系列にしたがって処理する必要がある。
　しかしながら、処理手順Ｂでは、信号Ｓａの位相を回転させることで信号Ｓｂを生成している。このため、信号Ｓｂでは、ガードインターバルＧおよび有効シンボルＤが受信時の時系列とは異なる時系列で配列される。そして、処理手順Ｂでは、受信時の時系列とは異なる時系列で配列された順にガードインターバルＧおよび有効シンボルＤを処理する。
　このように、処理手順Ｂでは、ガードインターバルＧおよび有効シンボルＤを受信時の時系列とは異なる時系列にしたがって処理するため、伝送路応答の時間変動を正確に推定することができない。したがって、ＩＣＩを正確に算出することができない。
　そこで、本発明に係る受信手法では、ガード加算後の放送信号に基づきＩＣＩを算出する処理と、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ戻してＩＣＩを算出する処理とを並行して行う。
　そして、本発明に係る受信手法では、並行して行う両処理によって算出された各ＩＣＩを用いてガード加算後の放送信号から排除すべきＩＣＩを決定することで、ＩＣＩの算出精度を向上させる。
　すなわち、本発明に係る受信手法では、図１（Ｃ）に示すように、ガード加算後の放送信号のＩＣＩを算出する（図１の（Ｃ－１）参照）。具体的には、本発明に係る受信手法では、図１（Ｂ）に示す放送信号ＳのＩＣＩを算出する。
　また、本発明に係る受信手法では、かかる処理と並行してガード加算後の放送信号をキャリア毎に逆位相回転させる（図１の（Ｃ－２）参照）。すなわち、本発明に係る受信手法では、図１（Ｂ）に示す信号Ｓｂの位相を図１（Ｂ）に示す信号Ｓａの位相まで戻す。
　これにより、本発明に係る受信手法では、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ仮想的に戻すことができる。すなわち、ガードインターバルＧおよび有効シンボルＤの配列を受信時の時系列の順へ戻すことができる。
　続いて、本発明に係る受信手法では、逆位相回転させた放送信号のＩＣＩを算出する（図１の（Ｃ－３）参照）。すなわち、図１（Ｂ）に示す信号ＳａのＩＣＩを算出する。続いて、本発明に係る受信手法では、算出したＩＣＩの位相をキャリア毎に正位相回転させる（図１の（Ｃ－４）参照）。
　これにより、本発明に係る受信手法では、ガード加算後の放送信号における各シンボルの位相と、各シンボルに含まれるＩＣＩの位相とを同期させることができる。続いて、本発明に係る受信手法では、ガード加算後の放送信号のＩＣＩと正位相回転後のＩＣＩとを加算することで（図１の（Ｃ－５）参照）、ガード加算後の放送信号から排除すべきＩＣＩを決定する（図１の（Ｃ－６）参照）。
　このように、本発明に係る受信手法では、ガード加算後の放送信号に基づき算出したＩＣＩと、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ戻して算出したＩＣＩとを加算することで、ガード加算後の放送信号から排除すべきＩＣＩを算出する。
　このため、本発明に係る受信手法では、ガード加算によりガードインターバルＧおよび有効シンボルＤの時系列が変更されたことによるＩＣＩへの影響を低減できるため、ＩＣＩの算出精度を向上させることができる。
　以下では、図１を用いて説明した受信手法を適用した受信装置および受信方法についての実施例を詳細に説明する。なお、以下では、受信装置の一例として、ＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）方式が適用されたデジタルテレビ放送の放送信号を受信する受信装置を用いて説明する。
　なお、本発明は、ＯＦＤＭ方式が適用された放送信号を受信する受信装置に限るものではなく、有効シンボルとガードインターバルとを有する任意の放送信号を受信する受信装置へ適用することができる。
　図２は、本実施例に係る受信装置１を示すブロック図である。なお、同図では、受信装置１の特徴を説明するために必要な構成要素のみを示しており、一般的な構成要素についての記載を省略している。
　図２に示すように、受信装置１は、チューナ部２と、ガード合成部３と、ＦＦＴ部４とＩＣＩ排除部５、復調部６とを備えている。かかる受信装置１は、放送内容を含む有効シンボルの区間と有効シンボルの一部を複製したガードインターバルの区間とを有する放送信号をアンテナにより受信し、受信した放送信号に対して所定の信号処理を施し、出力装置７へ出力して再生させる装置である。
　具体的には、チューナ部２は、アンテナから所定の周波数帯域で放送信号を受信し、受信した放送信号を検波・増幅する処理部である。そして、チューナ部２は、検波・増幅したアナログの放送信号をデジタルの放送信号へ変換し、ガード合成部３へ出力する。
　ガード合成部３は、受信部２から入力される放送信号におけるガードインターバルと有効シンボルとを合成してＦＦＴ部４へ出力する処理部である。ここで、図３を用いてガード合成部３の動作について説明する。図３は、本実施例に係るガード合成部３の動作を示す図である。
　図３（Ａ）に示すように、ガード合成部３は、有効シンボルＧの先頭に有効シンボルＤの後尾部分を複製したガードインターバルＧが付加された放送信号Ｓが入力されると、放送信号Ｓを所定時間遅延させる。
　具体的には、ガード合成部３は、受信した放送信号Ｓを有効シンボルＤの区間長に相当する時間遅延させる。続いて、ガード合成部３は、遅延前の有効シンボルＤと、遅延後のガードインターバルＧとを加算することで有効シンボルＤとガードインターバルＧとを合成（以下、「ガード加算」という）する。
　これにより、ガード合成部３は、たとえば、図３（Ｂ）に示すように、有効シンボルＤにおけるガードインターバルＧの複製元のデータとガードインターバルＧのデータとを５０％ずつ含む合成信号ＳＡを生成することができる。
　そして、ガード合成部３は、かかる合成信号ＳＡをＦＦＴ部４へ出力する。このように、受信装置１では、ガード合成部３が合成信号ＳＡを生成するため、受信した有効シンボルＤの後尾部分にエラーが生じていても、ガードインターバルＧのデータを用いてデータの補完を行うことができる。このため、受信装置１は、受信特性を向上させることができる。
　図２の説明に戻り、ＦＦＴ部４は、ガード合成部３から入力される合成信号ＳＡをＦＦＴ（Fast　Fourier　Transform：高速フーリエ変換）し、ＩＣＩ排除部５へ出力する処理部である。
　かかるＦＦＴ部４は、ガード合成部３から入力される合成信号ＳＡをＦＦＴすることで、合成信号ＳＡに含まれるデータに相当するシンボル（信号点）を取得する。
　そして、ＦＦＴ部４は、取得した合成信号ＳＡの各シンボルを同相成分軸および直交成分軸であらわしたコンスタレーションにおける受信点にマッピングする。かかるコンスタレーションにマッピングされた各シンボルがＦＦＴ後の合成信号ＳＡとなる。
　ＩＣＩ排除部５は、ＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡからキャリア間干渉成分（以下、「ＩＣＩ：Inter　Carrier　Interference」という）を排除して復調部６へ出力する処理部である。すなわち、ＩＣＩ排除部５は、合成信号ＳＡからＩＣＩを排除することで受信特性を向上させる処理部である。かかるＩＣＩ排除部５の詳細については、図４～図７を用いて後述する。
　復調部６は、ＩＣＩ排除部５から入力される合成信号ＳＡをＯＦＤＭ復調し、復調後の合成信号ＳＡを所定の出力装置７へ出力する処理部である。なお、出力装置７は、たとえば、デジタルテレビ放送の映像を表示するディスプレイ装置やデジタルテレビ放送の音声を出力するスピーカである。
　次に、図４～図７を用いて、ＩＣＩ排除部５の詳細について説明する。図４は、本実施例に係るＩＣＩ排除部５の構成を示す図であり、図５は、本実施例に係るＩＣＩ排除部５が備えるＩＣＩ算出部５２ａ、５２ｂの構成を示す図である。また、図６は、本実施例に係るＩＣＩ排除部５の動作を示す図であり、図７は、本実施例に係る位相回転補正量の算出手順の一例を示す図である。
　図４に示すように、ＩＣＩ排除部５は、逆位相補正部５１と、ＩＣＩ算出部５２ａ、５２ｂと、正位相補正部５３と、増幅部５４ａ、５４ｂと、加算部５５と、減算部５６とを備えている。
　逆位相補正部５１は、ＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡの位相を逆位相回転補正してＩＣＩ算出部５２ａへ出力する処理部である。ここで、逆位相回転補正とは、ガード加算後の合成データＳＡの位相をキャリア毎に算出したそれぞれ異なる位相回転補正量で回転させ、ガード加算前の合成データＳＡの位相へ戻す補正である。
　ＩＣＩ算出部５２ａは、逆位相補正部５１から入力される合成信号ＳＡに含まれるＩＣＩを算出し、算出したＩＣＩを正位相補正部５３へ出力する処理部である。かかるＩＣＩ算出部５２ａの詳細については、図５を用いて後述する。
　正位相補正部５３は、ＩＣＩ算出部５２ａから入力されるＩＣＩの位相を正位相回転補正して、増幅部５４ａへ出力する処理部である。ここで、正位相回転補正とは、逆位相補正部５１による位相のキャリア毎の回転量と同一回転量だけ、逆位相補正部５１による位相の回転方向と逆方向へＩＣＩの位相をキャリア毎に回転させる補正である。
　増幅部５４ａは、正位相補正部５３から入力されるＩＣＩを０．５倍に増幅し、増幅加算後のＩＣＩを加算部５５へ出力する処理部である。ＩＣＩ算出部５２ｂは、ＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡに含まれるＩＣＩを算出して増幅部５４ｂへ出力する処理部である。かかるＩＣＩ算出部５２ｂは、前述のＩＣＩ算出部５２ａと同一のものである。
　増幅部５４ｂは、ＩＣＩ算出部５２ｂから入力されるＩＣＩを０．５倍に増幅し、増幅加算後のＩＣＩを加算部５５へ出力する処理部である。かかる増幅部５４ｂは、前述の増幅部５４ａと同一のものである。
　加算部５５は、増幅部５４ａ、５４ｂからそれぞれ入力されるＩＣＩを加算して減算部５６へ出力する処理部である。減算部５６は、ＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡから加算部５５より入力されるＩＣＩを減算することで、ガード加算後の合成信号ＳＡからＩＣＩを排除した合成信号ＳＡを生成し、復調部６へ出力する処理部である。
　次に、図５を用いてＩＣＩ算出部５２ａ、５２ｂについて説明する。なお、ＩＣＩ算出部５２ａおよびＩＣＩ算出部５２ｂは、同一の構成であるため、ここでは、ＩＣＩ算出部５２ａについて説明することとする。
　図５に示すように、ＩＣＩ算出部５２ａは、伝送路算出部５２１と、等化部５２２と、仮判定部５２３と、伝送路バッファ５２４と、ＩＣＩ決定部５２５とを備えている。伝送路算出部５２１は、入力される合成信号ＳＡの伝送路応答を算出し、算出した伝送路応答を等化部５２２、伝送路バッファ５２４、ＩＣＩ決定部５２５へ出力する処理部である。
　かかる伝送路算出部５２１は、入力される合成信号ＳＡから送信時の位相および振幅が既知のＳＰ（スキャッタードパイロット）信号を取得する。そして、伝送路算出部５２１は、取得したＳＰ信号の位相および振幅と、既知の位相および振幅との差分に基づき、合成信号ＳＡの伝送路応答をシンボル毎に推定する。
　等化部５２２は、伝送路算出部５２１から入力される伝送路応答に基づき、ＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡの各シンボルの位相および振幅を補正する処理部である。かかる等化部５２２は、合成信号ＳＡから取得したＳＰ信号の位相および振幅とＳＰ信号の既知の位相および振幅とのずれ量を、合成信号ＳＡの各シンボルの位相および振幅の伝送路によるずれ量として補正する等化処理を行う。
　仮判定部５２３は、等化処理後の合成信号ＳＡの各シンボルの仮判定を行い、仮判定後の合成信号ＳＡの各シンボルをＩＣＩ決定部５２５へ出力する処理部である。かかる仮判定処理部５２３は、等化処理された合成信号ＳＡの各シンボルをコンスタレーション上で最も近い基準点に位置するシンボルとして仮判定することで、合成信号ＳＡの各シンボルの位相および振幅をさらに補正する。
　伝送路バッファ５２４は、伝送路算出部５２１から入力されるシンボル毎の伝送路応答を数シンボル（ここでは、２シンボルとする）分遅延した後、ＩＣＩ決定部５２５へ出力するバッファである。
　ＩＣＩ決定部５２５は、仮判定部５２３から入力される仮判定後の各シンボルと、伝送路算出部５２１から入力される最新の伝送路応答と、伝送路バッファ５２４から入力される２シンボル分遅延された伝送路応答とに基づきＩＣＩを決定し出力する処理部である。
　かかるＩＣＩ決定部５２５は、仮判定部５２３から入力される各シンボルの１シンボル未来の伝送路応答と、１シンボル過去の伝送路応答との時間変動に基づき、合成信号ＳＡの各シンボルに含まれるＩＣＩを算出して決定する。
　次に、図４、図６および図７を用いて、ＩＣＩ排除部５の動作について説明する。図６（Ａ－１）に示すように、ＩＣＩ排除部５へは、有効シンボルＤの先頭へ付加されていたガードインターバルＧが有効シンボルＤの後尾部分へ合成された合成信号ＳＡが入力される。
　ＩＣＩ排除部５では、かかる合成信号ＳＡが入力されると、図６（Ａ－２）に示すように、逆位相補正部５１が合成信号ＳＡの位相をキャリア毎に回転させて逆位相回転補正を行う。ここで、逆位相補正部５１は、合成信号ＳＡの位相をガード加算前の放送信号Ｓの位相と一致するまで戻す補正を行う。
　すなわち、逆位相補正部５１は、ガード加算後の合成信号ＳＡの各シンボルの位相が、ガード加算前の放送信号ＳをＦＦＴした場合の各シンボルの位相と一致するように、合成信号ＳＡの位相を回転補正する。
　かかる逆位相回転補正により、逆位相補正部５１は、図６（Ａ－３）に示すように、合成信号ＳＡにおける有効シンボルＤの後尾部分へ合成されていたガードインターバルＧが有効シンボルＤの先頭へ付加された合成前信号ＳＢを仮想的に生成する。そして、逆位相補正部５１は、生成した合成前信号ＳＢをＩＣＩ算出部５２ａへ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排除部５では、ＩＣＩ算出部５２ａが逆位相補正部５１から入力された合成前信号ＳＢに含まれるＩＣＩを算出する。ここで、ＩＣＩ算出部５２ａは、合成前信号ＳＢにおけるガードインターバルＧの先頭から有効シンボルＤの後尾にかけて各シンボルに含まれるＩＣＩを順次算出する。
　このように、ＩＣＩ排除部５では、ガード加算によって受信時刻の時系列が変更されたガードインターバルＧおよび有効シンボルＤの配列をガード加算前の配列に戻した上で、受信時の時系列にしたがいガードインターバルＧおよび有効シンボルＤのＩＣＩを算出する。
　このため、ＩＣＩ排除部５は、ガード加算によって受信時刻の時系列が変更されたガードインターバルＧおよび有効シンボルＤが伝送路応答の時間変化へ及ぼす影響を低減したＩＣＩを算出することができる。そして、ＩＣＩ算出部５２ａは、算出したＩＣＩを正位相補正部５３へ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排除部５では、図６（Ａ－４）に示すように、正位相補正部５３がＩＣＩ算出部５２ａから入力されるＩＣＩの位相をキャリア毎に回転させて正位相回転補正を行う。ここで、正位相補正部５３は、逆位相補正部５１が行う位相の回転量と同一回転量だけ、逆位相補正部５１による位相の回転方向とは逆方向へＩＣＩの位相をキャリア毎に回転させる。
　これにより、正位相補正部５３は、図６（Ａ－５）に示すように、合成信号ＳＡにおける各シンボルの位相と、各シンボルに含まれるＩＣＩの位相とを同期させたＩＣＩ（以下、「補正ＩＣＩ」という）を算出する。そして、正位相補正部５３は、算出した補正ＩＣＩを増幅部５４ａへ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排除部５では、増幅部５４ａが正位相補正部５３から入力された補正ＩＣＩを０．５倍に増幅し、増幅加算後の補正ＩＣＩを加算部５５へ出力する。
　また、ＩＣＩ排除部５では、かかる処理と並行して、図６（Ｂ）に示すように、ＩＣＩ算出部５２ｂがＦＦＴ部４から入力される合成信号ＳＡに含まれるＩＣＩ（以下、「非補正ＩＣＩ」という）を算出する。そして、ＩＣＩ算出部５２ｂは、算出した非補正ＩＣＩを増幅部５４ｂへ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排除部５では、増幅部５４ｂがＩＣＩ算出部５２ｂから入力された非補正ＩＣＩを０．５倍に増幅し、増幅加算後の非補正ＩＣＩを加算部５５へ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排出部５では、図６（Ｃ）に示すように、加算部５５が増幅部５４ａから入力された補正ＩＣＩと、増幅部５４ｂから入力された非補正ＩＣＩとを加算することで合成信号ＳＡから排除すべきＩＣＩ（以下、「最終ＩＣＩ」という）を算出する。そして、加算部５５は、算出した最終ＩＣＩを減算部５６へ出力する。
　続いて、ＩＣＩ排除部５では、図４に示すように、ＦＦＴ部４から入力された合成信号ＳＡから加算部５５より入力された最終ＩＣＩをシンボル毎に減算することで合成信号ＳＡから最終ＩＣＩを排除する。
　ここで、図７を用いて、逆位相補正部５１および正位相補正部５３による位相回転補正量の決定手順について説明する。なお、逆位相補正部５１および正位相補正部５３による位相回転補正は、位相の回転方向が異なるだけで位相の回転量は同一である。このため、ここでは、逆位相補正部５１による位相回転補正量の決定手順について説明する。
　図７に示すように、逆位相補正部５１は、ガード合成部３によりガード加算されるガードインターバルＧのシンボル数に基づき、位相回転補正量を決定する。なお、ガード合成部３によりガード加算されるガードインターバルＧのシンボル数は、マルチパスによるシンボル間干渉の無いガードインターバルＧの区間長によって変化する。
　すなわち、図７（Ａ）に示すように、受信装置１は、マルチパスが生じている場合、受信対象の放送信号Ｓとともに、マルチパスの影響により到来時刻が遅延された放送信号Ｓ（以下、「遅延放送信号ＳＣ」という）を受信する場合がある。
　かかる場合、ガード合成部３は、放送信号ＳにおけるガードインターバルＧのうち、遅延放送信号ＳＣのガードインターバルＧの区間と重複する区間ＷのガードインターバルＧを有効シンボルＤの後尾部分へ合成する。
　すなわち、ガード合成部３は、放送信号ＳにおけるガードインターバルＧのうち、遅延放送波ＳＣに含まれる隣接シンボルに起因したシンボル間干渉の無い区間Ｗのシンボルを有効シンボルＤの後尾部分へ合成する。
　ここで、図７（Ｂ）に示すように、有効シンボルＤに含まれるシンボル数（１回のＦＦＴで処理されるシンボル数）がＤａ、区間ＷのガードインターバルＧに含まれるシンボル数がＧａであったとする。
　かかる場合、逆位相補正部５１は、図７（Ｃ）に示すように、２π×（Ｇａ／Ｄａ）×ｋ×ｎにより得られる位相を各キャリアに関する位相回転補正量として決定する。なお、同図（Ｃ）に示すｋは、所定の係数である。また、同図（Ｃ）に示すｎは、キャリア番号である。かかるキャリア番号は、ＦＦＴ後の周波数領域における各キャリア（搬送波）の番号である。
　このように、逆位相補正部５１は、ガード合成部３が有効シンボルＤへ合成するガードインターバルＧのシンボル数に応じてキャリア毎に回転位相補正量を決定する。このため、逆位相補正部５１は、合成信号ＳＡの位相を、かかるキャリア毎の位相回転補正量の分だけ戻す補正を行うことで、合成信号ＳＡの位相を合成前信号ＳＢの位相まで戻すことができる。
　上述してきたように、本実施例に係る受信装置では、ガード加算後の放送信号に基づき算出したＩＣＩと、ガード加算後の放送信号をガード加算前の状態へ戻して算出したＩＣＩとに基づき、ガード加算後の放送信号から排除すべきＩＣＩを算出する。
　このため、本実施例に係る受信装置では、ガード加算によりガードインターバルＧおよび有効シンボルＤの時系列が変更されたことによるＩＣＩへの影響を低減できるため、ＩＣＩの算出精度を向上させることができる。
　１　受信装置
　２　チューナ部
　３　ガード合成部
　４　ＦＦＴ部
　５　ＩＣＩ排除部
　６　復調部
　７　出力装置
　５１　逆位相補正部
　５２ａ、５２ｂ　ＩＣＩ算出部
　５３　正位相補正部
　５４ａ、５４ｂ　増幅部
　５５　加算部
　５６　減算部
　５２１　伝送路算出部
　５２２　等化部
　５２３　仮判定部
　５２４　伝送路バッファ
　５２５　ＩＣＩ決定部
　Ｓ　放送信号
　ＳＡ　合成信号
　ＳＢ　合成前信号
　ＳＣ　遅延放送信号

Claims (4)

  1. 　放送内容を含む有効シンボルと、当該有効シンボルの一部を複製したガードインターバルとを含む放送信号を受信し、前記有効シンボルへ前記ガードインターバルを合成して合成信号を生成する受信装置であって、
    　前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第１算出手段と、
    　前記合成信号の位相を補正して前記ガードインターバル信号が合成される前の前記放送信号の位相と一致させる逆位相補正手段と、
    　前記逆位相補正手段によって位相が補正された前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第２算出手段と、
    　前記第１算出手段および前記第２算出手段により算出された前記キャリア間干渉成分に基づき、前記合成信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出する第３算出手段と
    　を備えたことを特徴とする受信装置。
  2. 　前記第２算出手段によって算出された前記キャリア間干渉成分の位相を補正して前記ガードインターバルが合成された後の前記合成信号の位相と一致させる正位相補正手段
    　をさらに備え、
    　前記第３算出手段は、
    　前記第１算出手段により算出された前記キャリア間干渉成分および前記正位相補正手段によって位相が補正された前記キャリア間干渉成分に基づき、前記合成信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記第３算出手段は、
    　前記第１算出手段により算出された前記キャリア間干渉成分および前記正位相補正手段によって位相が補正された前記キャリア間干渉成分を加算することで前記合成信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
  4. 　放送内容を含む有効シンボルと、当該有効シンボルの一部を複製したガードインターバルとを含む放送信号を受信し、前記有効シンボルへ前記ガードインターバルを合成して合成信号を生成する受信装置による受信方法であって、
    　前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第１算出工程と、
    　前記合成信号の位相を補正して前記ガードインターバル信号が合成される前の前記放送信号の位相と一致させる逆位相補正工程と、
    　前記逆位相補正工程によって位相が補正された前記合成信号に含まれるキャリア間干渉成分を算出する第２算出工程と、
    　前記第１算出工程および前記第２算出工程により算出された前記キャリア間干渉成分に基づき、前記合成信号から排除すべきキャリア間干渉成分を算出する第３算出工程と
    　を含むことを特徴とする受信方法。
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