WO2020235276A1 - データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法 - Google Patents

データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法 Download PDF

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仲田　樹広
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株式会社日立国際電気
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Definitions

  • the present invention relates to a data transmission system in which a plurality of data are multiplexed and transmitted by a layer division multiplexing method.
  • Non-Patent Document 1 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) is performed by using the same number of FFT (Fast Fourier ransform) points for the upper layer (UL) and the lower layer (Lower Layer; LL). ) A method of modulating and multiplexing UL and LL on the same subcarrier at different levels has been proposed.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • Non-Patent Document 2 proposes a method in which UL and LL are OFDM-modulated with different numbers of FFT points and multiplexed in the time domain.
  • the former method (Non-Patent Document 1) is referred to as “synchronous LDM”
  • the latter method (Non-Patent Document 2) is referred to as "quasi-synchronous LDM”.
  • a valid symbol is generated using 8192 FFT points, and a guard interval of 1024 samples is added to generate an OFDM symbol of 9216 samples.
  • an effective symbol is generated using 32768 FFT points, and an OFDM symbol of 33792 samples is generated by adding a guard interval of 1024 samples, which is the same as UL.
  • the UL symbol and the LL symbol have a least common multiple of an integer ratio of 11: 3, and their start timings coincide with each other in a predetermined cycle.
  • Non-Patent Document 2 proposes to apply quasi-synchronous LDM to the next-generation terrestrial digital system.
  • Non-Patent Document 2 describes the efficiency and features of the quasi-synchronous LDM, the demodulation method of the quasi-synchronous LDM is not specifically clarified.
  • the present invention has been made in view of the above-mentioned conventional circumstances, and proposes a technique capable of appropriately demodulating a plurality of data multiplexed by the quasi-synchronous LDM method with a receiving device.
  • the purpose is.
  • the data transmission system is configured as follows in the present invention. That is, in a data transmission system in which a plurality of data are multiplexed and transmitted by a hierarchical division multiplexing method, a modulated signal of the first data is generated by using the IFFT process of the first number of points, and the number of points is different from the first number of points.
  • the FFT process of the first point number is performed on the received signal from the transmitting device, the first data is reproduced based on the result, and a reception replica of the modulated signal of the first data is generated.
  • the signal is obtained by subtracting the received replica from the received signal, and is provided with a receiving device that performs FFT processing of the second point number and reproduces the second data based on the result.
  • the transmission device performs the first error correction coding process and interleaving process on the first data, and the second error correction coding process on the result of the interleaving process, and then the first point.
  • a number of IFFT processes are performed to generate a modulated signal of the first data, and the receiving device corresponds to the first error correction coding process based on the result of the FFT process of the first point number.
  • the second error correction process and the first point corresponding to the second error correction coding process while reproducing the first data by performing the error correction process of 1 and the deinterleave process corresponding to the interleave process.
  • a configuration may be configured in which a number of IFFT processes are performed to generate the received replica.
  • the receiving device estimates the transmission line characteristics between the transmitting device and the receiving device using the result of the second error correction processing, and generates the receiving replica using the estimated transmission line characteristics. It may be configured to perform.
  • the receiving device may be configured to reproduce at least one of the first data or the second data using the estimated transmission line characteristics.
  • the receiving device may be configured to estimate the transmission line characteristics based on the number of the first points and reproduce the second data by using the estimated transmission line characteristics rate-converted to the number of the second points. ..
  • the transmission device is provided with an AC carrier or an AC carrier provided as a spare carrier in the frequency domain for transmitting the first data and the second data based on the result of the second error correction coding process. It may be configured to be allocated to a region extendedly added to at least one frequency end of the frequency region.
  • a plurality of data multiplexed by the quasi-synchronous LDM method can be appropriately demodulated by the receiving device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a transmission device in a data transmission system according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a reception device in the same system.
  • the data transmission system of this example is a quasi-synchronous LDM transmission system in which UL and LL are OFDM-modulated with different numbers of FFT points and multiplexed and transmitted in the time region.
  • the data transmission system according to the embodiment of the present invention will be described in the case where wireless is used for the transmission line between the transmission device and the reception device, but the transmission line between the transmission device and the reception device will be described. Wired may be used.
  • the transmission device includes an error correction coding unit 11, an interleaving unit 12, an in-symbol error correction coding unit 13, a mapping unit 14, and a N UL point IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 15. , Error correction coding unit 16, interleaving unit 17, in-symbol error correction coding unit 18, mapping unit 19, NLL point Fourier unit 20, addition unit 21, D / A (Digital to Analog). A conversion unit 22 and a transmission antenna 23 are provided.
  • the receiving device includes a receiving antenna 31, an A / D (Analog to Digital) conversion unit 32, a N UL point FFT unit 33, a transmission line estimation unit 34, an equalization unit 35, a determination unit 36, and a symbol.
  • a deinterleaved unit 53, and an error correction unit 54 is provided to generate a symbol.
  • the information code of the UL to be transmitted to the receiving device is input to the error correction coding unit 11, and the error correction coding unit 11 performs the error correction coding process.
  • the error correction coding unit 11 performs the error correction coding process.
  • a convolutional code is used as an error correction code, but the code is not limited to this, and LDPC (Low Density Parity Check) code, turbo code, etc. It is also possible to adopt other error correction methods.
  • the coded signal output from the error correction coding unit 11 is interleaved by the interleaving unit 12 to randomly rearrange the order in the frequency, time, and bit regions constituting the subcarriers. This interleave is used to mitigate burst errors.
  • the improvement effect of interleaving increases as the sorting range becomes longer, but on the other hand, a delay occurs because the sorted information is returned to the original order. In particular, the delay time due to time interleaving is dominant.
  • the output of the interleaving unit 12 is input to the in-symbol error correction coding unit 13 and the mapping unit 14. For example, in ARIB STD-B31, 4992 is used as the number of carriers of the data subcarriers.
  • the in-symbol error correction coding unit 13 performs error correction coding processing on the data subcarriers in the OFDM symbol after interleaving. In order to ensure compatibility with ARIB STD-B31, it is desirable to use the data subcarrier signal in its original form and to generate a new redundant code for error correction.
  • the tissue code includes RS (Reed-Solomon) code, BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) code, LDPC code and the like. The effect of this in-symbol error correction code will be described later.
  • the data subcarrier from the interleaving unit 12 and the redundant code for error correction from the in-symbol error correction coding unit 13 are input to the mapping unit 14.
  • the mapping unit 14 maps the data subcarriers from the interleaving unit 12 to the IQ complex plane using QAM (Quadrature Amplitude Modulation), PSK (Phase Shift Keying; phase shift keying), or the like.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • PSK Phase Shift Keying; phase shift keying
  • ARIB STD-B31 16QAM and 64QAM are adopted.
  • mapping unit 14 also maps the redundant code for error correction from the error correction coding unit 13 in the symbol in the same manner. Further, mapping such as BPSK (Binary Phase Shift Keying) is performed on the pilot signal whose amplitude and phase are known so that the transmission line characteristics can be estimated in the receiving device.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • FIG. 4A is shown. As shown, it may be assigned to an AC (Auxiliary Channel) carrier provided as a spare carrier. Further, Non-Patent Document 3 proposes to extend the current bandwidth from 5.57 MHz to 5.83 MHz. By utilizing this newly expanded frequency domain, the mapping result performed for the output of the in-symbol error correction coding unit 13 may be assigned while maintaining compatibility with the current ARIB STD-B31 (). See FIG. 4 (b)).
  • the N UL point IFFT unit 15 performs the N UL point IFFT process on the result of mapping and subcarrier placement by the mapping unit 14, and cyclically copies the latter half of the generated time signal to the beginning of the symbol. Add a guard interval. In this way, so-called OFDM modulation is applied to the UL information code.
  • the above processing is an OFDM modulation processing for the UL information code which is the first data (for example, 2K broadcast data) among the data to be transmitted to the receiving device, but the second data (for example) different from the first data.
  • the same OFDM modulation processing is performed on the LL information code (4K broadcast data).
  • the error correction coding unit 16 for the LL information code, the interleaving unit 17, the in-symbol error correction coding unit 18, the mapping unit 19, and the N LL point IFFT unit 20 are the same as the functional units 11 to 15 for the UL information code. Since the processing is performed, the detailed explanation is omitted.
  • the processing described above generates UL and LL modulated signals.
  • the addition unit 21 sets the ratio of the number of symbols of UL and LL to 11: 3, and then timings so that the start timings of the symbols match in the cycle corresponding to the above ratio.
  • a quasi-synchronous LDM signal is generated by adjusting and synthesizing at a predetermined power ratio.
  • the synthesis ratio of UL and LL is defined by IL (Injection Level) calculated by the following (Equation 1).
  • the quasi-synchronous LDM signal from the addition unit 21 is converted into an analog signal by the D / A conversion unit 22, frequency-converted to the transmission frequency, and then transmitted from the transmission antenna 23.
  • the signal transmitted from the transmitting device is received by the receiving antenna 31, and the A / D conversion unit 32 converts the received signal of the transmission frequency into the baseband frequency and also converts the analog signal into the digital signal. ..
  • the N UL point FFT unit 33 receives the received digital signal from the A / D conversion unit 32, provides an FFT time window of N UL length with respect to the received digital signal, and has a frequency in subcarrier units from the time domain signal. Perform FFT processing to convert to a region signal.
  • the FFT time window needs to be provided at a timing at which intersymbol interference due to reflected waves does not occur.
  • the signal output from the N UL point FFT unit 33 is input to the transmission line estimation unit 34, the equalization unit 35, and the division unit 42.
  • the transmission line estimation unit 34 performs interpolation processing in the two-dimensional direction of time and frequency for pilots (SP: Scattered Pilot) distributed in symbols (time) and frequency.
  • SP Scattered Pilot
  • the transmission line characteristics between the transmitting device and the receiving device are estimated.
  • a two-dimensional filter is often used for this interpolation processing.
  • the passband width in the frequency direction of the two-dimensional filter corresponds to the delay time length of the reflected wave that can be estimated, and the passband width in the time direction corresponds to the frequency of time fluctuation caused by mobile transmission or the like.
  • the passband width of the two-dimensional filter is as narrow as possible while having a passband width that allows the transmission line characteristics to be estimated.
  • the noise mixed in the received signal is small.
  • the required CNR (Carrier to Noise Ratio) of the LL is 20 dB
  • the I (Interference) component of CINR is an LL signal.
  • the CINR of the receiving pilot carrier is about IL [dB].
  • the received subcarrier signal Y ( ⁇ ) is complex-divided by the transmission line estimation results H ⁇ (1) ( ⁇ ), and the estimated value of the LL transmission signal is obtained.
  • E UL ( ⁇ , t) is calculated.
  • ⁇ indicates a subcarrier number
  • t indicates a symbol number.
  • (1) of H ⁇ (1) ( ⁇ ) is an ordinal number indicating the number of times the transmission line estimation result is calculated, and indicates that the result of the transmission line estimation unit 34 is the first transmission line estimation result. There is.
  • the determination unit 36 determines in which region the equalization result E UL ( ⁇ , t) by the equalization unit 35 is located. This process is generally called a hard determination process. As described above, since the overall CNR is large in the environment in which the LL is received, it is unlikely that an error will occur in the hardness determination of the UL. However, there is a possibility that a dip may occur in the spectrum due to the mixing of reflected waves, and an error may occur in the UL hardness determination result of the subcarrier located in the spectrum dip.
  • the in-symbol error correction unit 37 performs error correction processing for such a minor error.
  • the error correction unit 40 described later has a higher error correction capability than the in-symbol error correction unit 37, a delay time occurs due to passing through the deinterleave unit 39.
  • the advantage of providing the in-symbol error correction section 37 is that it is low-delay and small-scale hardware for minor errors that occur in a good CNR reception situation without going through the deinterleaved section 39. Is to correct the error.
  • the LL transmission signal estimated by the in-symbol error correction unit 37 is subjected to the same mapping processing as the mapping unit 14 of the transmission device of FIG. 1 by the mapping unit 41. Let this remapping result be X ⁇ UL ( ⁇ , t).
  • the division unit 42 complex-divides the received subcarrier signal Y ( ⁇ , t) from the N UL point FFT unit 33 with the remapping signal X ⁇ ( ⁇ , t) from the mapping unit 41.
  • the division unit 42 performs the following processing (Equation 4) on the received subcarrier signal Y ( ⁇ , t) represented by the above (Equation 3).
  • the following (Equation 5) represents the result of the second transmission line estimation.
  • the second term in parentheses in the following (Equation 5) remains as a transmission line estimation error, and its power is -IL [dB].
  • the result of the division unit 42 is input to the filter unit 43.
  • the filter unit 43 has a two-dimensional filter similar to the transmission line estimation unit 34, and has a passband width that can be estimated, but the passband width is narrowed so as to reduce the second term in parentheses. Band.
  • Equation 6 represents the second transmission line estimation result after the processing by the filter unit 43.
  • FIL ⁇ , t [] is a function that filters in the two-dimensional region of frequency ⁇ and time t.
  • the big difference between the filter unit 43 and the transmission line estimation unit 34 is that in the transmission line estimation unit 34, the only signal that can be used for transmission line estimation is the pilot carrier, which is a known signal, but in the filter unit 43, the data carrier is also a known signal. It is a point. Therefore, in the filter unit 43, the number of signals that can be used for the transmission line estimation is increased as compared with the transmission line estimation unit 34. For example, when the amount of known signals is increased 12 times, the effect of improving the transmission line estimation accuracy corresponds to 10.8 dB.
  • the above description relates to a mechanism for providing highly accurate transmission line estimation suitable for quasi-synchronous LDM.
  • UL reception replica a replica of the UL reception signal (hereinafter referred to as “UL reception replica”) is calculated using the transmission line estimation result H ⁇ (3) ( ⁇ , t) output from the filter unit 43, and UL is calculated from the reception signal.
  • UL reception replica a replica of the UL reception signal
  • the remapping signal output from the mapping unit 41 is subjected to an IFFT process by the UL point IFFT unit 44 to convert the signal in the frequency domain into the signal in the time domain. If there is no error in the UL hardness determination result, the N UL point IFFT unit 44 generates the same signal as the N UL point IFFT unit 15 of the transmitter shown in FIG.
  • the UL reception replica generation unit 45 generates a UL reception replica based on the signal in the UL time domain and the transmission path estimation result H ⁇ (3) ( ⁇ , t) from the filter unit 43. That is, the UL reception replica generation unit 45 reproduces the reception signal in the UL time domain without the LL signal.
  • the LL extraction unit 46 extracts the LL signal by subtracting the UL reception replica from the reception signal in which UL and LL are mixed.
  • the N LL point FFT unit 47 performs N LL point FFT processing on the LL signal extracted by the LL extraction unit 46, converts the signal in the time domain into a signal in the frequency domain in the subcarrier unit, and receives the LL. Outputs a subcarrier signal.
  • the transmission line estimation unit 48 estimates the transmission line based on the reception pilot signal of the LL signal. This process is the same as that of the transmission line estimation unit 34.
  • the transmission line estimation result of UL may be used as the transmission line estimation result of LL.
  • the output of the transmission line estimation unit 34 or the output of the filter unit 43 can be used.
  • Rate conversion methods include interpolation that raises the rate and decimation that lowers the rate.
  • interpolation and decimation may be used in combination.
  • Various known methods can be used for rate conversion, and detailed description thereof will be omitted.
  • the equalization unit 49 estimates the transmission signal of the LL based on the LL reception subcarrier signal from the N LL point FFT unit 47 and the transmission line estimation result from the transmission line estimation unit 48. .. Similar to the determination unit 36, the determination unit 50 makes a hard determination on the estimated value of the transmission signal of the LL.
  • the in-symbol error correction unit 51 corrects an error with respect to the LL hardness determination result.
  • the difference from the in-symbol error correction section 37 for UL is that UL has a very good CNR, but the CNR for IL is reduced for LL. Therefore, in such a low CNR environment, simple error correction can hardly exert its ability.
  • Non-Patent Document 2 proposes to apply quasi-synchronous LDM at the transition stage from 2K broadcasting to 4K broadcasting.
  • the UL signal disappears and only the LL signal is used.
  • the LL signal power is also increasing, and the receiving CNR of the LL is also in a good state.
  • it is also being considered to convert 8K broadcasting to LDM in the layer below the LL signal, similar to the transition from 2K broadcasting to 4K broadcasting.
  • the intra-symbol error correction unit 51 for LL can exert the same effect as the intra-symbol error correction unit 37 for UL.
  • the likelihood calculation units 38 and 52, the deinterleave units 39 and 53, and the error correction units 40 and 54 for each of UL and LL will be described.
  • the functional units 38 to 40 for UL and the functional units 52 to 54 for LL perform the same processing.
  • Likelihood calculation units 38 and 52 calculate the log-likelihood ratio (LLR: Log Likelihood Ratio) corresponding to each bit from the distance between the equalization result and the ideal receiving point based on the equalization result.
  • LLR log-likelihood Ratio
  • the LLR has a size proportional to the CNR for each subcarrier, and for this purpose, the power of the transmission line estimation result for each subcarrier is used.
  • the magnitude of LLR may be set to the maximum value for the bits that can be corrected by the error correction in the symbol.
  • Various known methods can be used for the calculation of LLR, and detailed description thereof will be omitted.
  • the results of the likelihood calculation units 38 and 52 are input to the deinterleave units 39 and 53, and after the rearrangement is reversed from that of the interleave units 12 and 17 of the transmitter, the error correction units 40 and 54 correct the errors. Decryption is done. As a result, UL and LL are reproduced in the receiving device.
  • the CNR when the CNR is good, the UL and LL information codes can be transmitted at the same time. Further, when the CNR is not so good, it is possible to transmit the information code of UL only. Therefore, it is possible to realize the data transmission of the quasi-synchronous LDM system as proposed in Non-Patent Document 2, and for example, it is possible to smoothly shift from 2K broadcasting to 4K broadcasting as next-generation terrestrial broadcasting.
  • the transmission apparatus to generate a modulated signal of the UL using IFFT processing N UL point, using the IFFT processing different N LL point and N UL point
  • the configuration is such that LL modulation signals are generated, the timings of these modulation signals are adjusted so that their start timings match in a predetermined cycle, and the composite of these modulation signals is transmitted at a predetermined power ratio.
  • the receiving device performs FFT processing of the N UL point on the received signal from the transmitting device, reproduces UL based on the result, generates a UL receiving replica, and subtracts the UL receiving replica from the received signal.
  • the signal is subjected to N LL point FFT processing, and LL is reproduced based on the result.
  • the receiving device that receives the UL and LL data multiplexed by the quasi-synchronous LDM method from the transmitting device first applies FFT processing of the number of points for UL, which has a higher power ratio, to the received signal.
  • the UL and LL data multiplexed by the quasi-synchronous LDM method are performed by performing FFT processing on the signal obtained by subtracting the UL reception replica from the received signal with the number of points for LL and reproducing the LL. Can be properly demodulated by the receiving device.
  • the transmitting device performs error correction coding processing and interleaving processing for UL, and in-symbol error correction coding processing for the result of interleaving processing, and then performs UL point IFFT processing to perform UL.
  • the modulation signal is generated, combined with the similarly generated LL modulation signal, and transmitted.
  • the receiving device performs error correction processing and deinterleaving processing based on the result of FFT processing of the N UL point on the received signal to reproduce the UL, and performs in-symbol error correction processing and IFFT processing of the N UL point. It is configured to go and generate a UL reception replica.
  • the UL reception replica can be generated without undergoing error correction processing and deinterleaving processing, so that the UL reception replica can be generated in the receiving device with low delay. Further, since it is not necessary to provide the receiving device with an interleaving unit similar to that of the transmitting device in order to generate the UL reception replica, it is possible to realize the receiving device with small-scale hardware.
  • the transmitting device estimates the transmission line characteristics between the transmitting device and the receiving device using the result of the in-symbol error correction processing, and generates a UL reception replica using the estimated transmission line characteristics. It is configured to be done. With such a configuration, the amount of known signals that can be used for estimating the transmission line characteristics is increased, so that the transmission line characteristics can be estimated with higher accuracy. Further, by using the transmission line characteristics estimated in this way for the reproduction of UL and LL, it is possible to reproduce UL and LL more accurately.
  • the receiving device has a configuration in which the transmission line characteristics are estimated at the N UL points and the LL is reproduced using the estimated transmission line characteristics rate-converted to the N LL points.
  • Such a configuration eliminates the need to insert a pilot for the LL signal.
  • the receiving device obtains the result of the in-symbol error correction coding process as a spare carrier in the frequency domain for UL and LL transmission, or at least the above frequency domain. It is configured to be allocated to the area added in an extended manner at one frequency end. With such a configuration, it is possible to assign the result of the intra-symbol error correction coding process while complying with a predetermined standard.
  • two types of data are transmitted using two layers, an upper layer (UL) and a lower layer (LL), but three or more types of data are transmitted by dividing into three or more layers. It may be a quasi-synchronous LDM type data transmission system.
  • the present invention is applied to at least one of the relationship between the first and second layers or the relationship between the second and third layers. It is possible.
  • the present invention has been described in detail above, it goes without saying that the present invention is not limited to the above examples and can be widely applied to other than the above. Further, the present invention can also be provided, for example, as a method or method for executing the above-mentioned processing, a program for realizing such a method or method, a storage medium for storing the program, or the like.
  • the present invention can be used in a data transmission system in which a plurality of data are multiplexed and transmitted by a layer division multiplexing method.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

課題：　準同期ＬＤＭ方式で多重化された複数のデータを受信装置にて適切に復調することが可能な技術を提案する。　解決手段：　送信装置が、ＮULポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＵＬの変調信号を生成すると共に、ＮULポイントとは異なるＮLLポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＬＬの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整し且つ所定の電力比率で合成したものを送信する。また、受信装置が、送信装置からの受信信号に対してＮULポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＵＬを再生すると共にＵＬの受信レプリカを生成し、受信信号からＵＬの受信レプリカを減算した信号に対してＮLLポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＬＬを再生する。

Description

データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法
　本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに関する。
　次世代の地上デジタル放送への移行を進める一環として、現行の２Ｋ放送と異なる方式の放送波を周波数及び時間を共用して伝送する階層分割多重（Layered Division Multiplexing；ＬＤＭ）方式の検討が進んでいる。非特許文献１では、上位階層（Upper Layer；ＵＬ）と下位階層（Lower Layer；ＬＬ）を同一のＦＦＴ（Fast Fourier ransform；高速フーリエ変換）ポイント数でＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）変調し、同一のサブキャリアにＵＬとＬＬを異なるレベルで多重させる方式が提案されている。また、非特許文献２では、ＵＬとＬＬを異なるＦＦＴポイント数でＯＦＤＭ変調し、時間領域で多重させる方式が提案されている。以下では、前者（非特許文献１）の方式を「同期ＬＤＭ」と称し、後者（非特許文献２）の方式を「準同期ＬＤＭ」と称する。
　準同期ＬＤＭでは、図３に示すように、例えば、ＵＬについては８１９２のＦＦＴポイントを用いて有効シンボルを生成し、１０２４サンプルのガードインターバルを付加することで、９２１６サンプルのＯＦＤＭシンボルを生成する。一方、ＬＬについては３２７６８のＦＦＴポイントを用いて有効シンボルを生成し、ＵＬと同一の１０２４サンプルのガードインターバルを付加することで、３３７９２サンプルのＯＦＤＭシンボルを生成する。この場合、ＵＬシンボルとＬＬシンボルは１１：３の整数比が最小公倍数となり、それぞれの開始タイミングが所定の周期で一致することになる。
　このように、準同期ＬＤＭでは、ＵＬとＬＬのガードインターバル長を同一とし、ＵＬよりもＬＬの方が長い有効シンボル長とすることで、反射波の遅延時間耐性を同一とし、尚且つＵＬよりもＬＬの方がビットレートを向上させることができる。この特徴を活かし、非特許文献２では、次世代の地上デジタル方式に準同期ＬＤＭを適用することが提案されている。
佐藤明彦、外１１名，"次世代地上放送に向けたＬＤＭの適用に関する一検討"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４１，ｎｏ．６，ＢＣＴ２０１７－３４，ｐｐ.４５－４８，２０１７年２月 岡田寛正、外６名，"地上デジタル放送に対するＬＤＭ適用時の諸問題改善に関する一考察　～新放送方式受信エリア拡大手法と同期方式に関する検討～"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．２８，ＢＣＴ２０１８－７６，ｐｐ.１３－１６，２０１８年９月 白井規之、外４名，"次世代地上放送暫定仕様の信号帯域幅拡張に関する検討"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．１１，ＢＣＴ２０１８－４８，ｐｐ.４３－４６，２０１８年３月
　同期ＬＤＭでは、受信信号に対してＵＬ、ＬＬ共に同一のＦＦＴ時間窓を設け、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してＦＦＴを行うことで、各サブキャリアは直交関係が保たれたままで周波数領域の信号に変換される。しかしながら、準同期ＬＤＭではＵＬとＬＬでＦＦＴポイント数が異なるため、サブキャリア間の直交関係が崩れてしまい、同期ＬＤＭと同じ方式では復調することができない。また、非特許文献２には、準同期ＬＤＭの効率性や特徴について述べられてはいるが、準同期ＬＤＭの復調方式については具体的には明らかにされていない。
　本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、準同期ＬＤＭ方式で多重化された複数のデータを受信装置にて適切に復調することが可能な技術を提案することを目的とする。
　上記の目的を達成するために、本発明では、データ伝送システムを以下のように構成した。
　すなわち、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムにおいて、第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信する送信装置と、前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生する受信装置とを備えたことを特徴とする。
　ここで、前記送信装置は、前記第１データに対する第１の誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、前記インターリーブ処理の結果に対する第２の誤り訂正符号化処理とを行った後に、前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記第１データの変調信号を生成し、前記受信装置は、前記第１ポイント数のＦＦＴ処理の結果に基づいて、前記第１の誤り訂正符号化処理に対応する第１の誤り訂正処理及び前記インターリーブ処理に対応するデインターリーブ処理を行って前記第１データを再生しつつ、前記第２の誤り訂正符号化処理に対応する第２の誤り訂正処理及び前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記受信レプリカを生成する構成としてもよい。
　また、前記受信装置は、前記第２の誤り訂正処理の結果を用いて前記送信装置と前記受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いて前記受信レプリカの生成を行う構成としてもよい。
　また、前記受信装置は、前記第１データ又は前記第２データの少なくとも一方を前記推定した伝送路特性を用いて再生する構成としてもよい。
　前記受信装置は、前記第１ポイント数で伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を前記第２ポイント数にレート変換したものを用いて前記第２データの再生を行う構成としてもよい。
　また、前記送信装置は、前記第２の誤り訂正符号化処理の結果を、前記第１データ及び前記第２データの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、前記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てる構成としてもよい。
　本発明によれば、準同期ＬＤＭ方式で多重化された複数のデータを受信装置にて適切に復調することが可能となる。
本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける送信装置の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける受信装置の構成例を示す図である。 準同期ＬＤＭの変調信号の一例を示す図である。 シンボル内誤り訂正用の冗長符号に対するマッピング結果の割り当て例を示す図である。 パイロットシンボルの分散配置の例を示す図である。
　本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムについて、図面を参照して説明する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける送信装置の構成例を示す図であり、図２は、同システムにおける受信装置の構成例を示す図である。本例のデータ伝送システムは、ＵＬとＬＬを異なるＦＦＴポイント数でＯＦＤＭ変調し、時間領域で多重化して伝送する準同期ＬＤＭ伝送システムである。
　なお、ここでは、本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムについて、送信装置と受信装置の間の伝送路に無線を用いた場合で説明するが、送信装置と受信装置の間の伝送路に有線を用いてもよい。
　送信装置は、誤り訂正符号化部１１と、インターリーブ部１２と、シンボル内誤り訂正符号化部１３と、マッピング部１４と、ＮULポイントＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部１５と、誤り訂正符号化部１６と、インターリーブ部１７と、シンボル内誤り訂正符号化部１８と、マッピング部１９と、ＮLLポイントＩＦＦＴ部２０と、加算部２１と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換部２２と、送信アンテナ２３とを備える。
　受信装置は、受信アンテナ３１と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部３２と、ＮULポイントＦＦＴ部３３と、伝送路推定部３４と、等化部３５と、判定部３６と、シンボル内誤り訂正部３７と、尤度算出部３８と、デインターリーブ部３９と、誤り訂正部４０と、マッピング４１と、除算部４２と、フィルタ部４３と、ＮULポイントＩＦＦＴ部４４と、ＵＬ受信レプリカ生成部４５と、ＬＬ抽出部４６と、ＮLLポイントＦＦＴ部４７と、伝送路推定部４８と、等化部４９と、判定部５０と、シンボル内誤り訂正部５１と、尤度算出部５２と、デインターリーブ部５３と、誤り訂正部５４とを備える。
　まず、図１に示す送信装置の動作について説明する。
　送信装置では、受信装置に送信するＵＬの情報符号が誤り訂正符号化部１１に入力され、誤り訂正符号化部１１にて誤り訂正符号化処理が施される。現行の地上デジタル方式（ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１）では、誤り訂正符号として畳み込み符号を採用しているが、これに限定されず、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check；低密度パリティ検査）符号やターボ符号などの他の誤り訂正方式を採用することも可能である。
　誤り訂正符号化部１１から出力される符号化信号は、インターリーブ部１２にて、周波数、時間、及びサブキャリアを構成するビットの領域において順序をランダムに並べ替えるインターリーブが施される。このインターリーブは、バースト誤りを軽減するために用いられる。インターリーブは、並べ替えを行う範囲が長くなると改善効果は増大するが、その反面、並べ替えられた情報を元の順序に戻すために遅延が発生してしまう。特に、時間インターリーブによる遅延時間が支配的となっている。インターリーブ部１２の出力は、シンボル内誤り訂正符号化部１３とマッピング部１４に入力される。例えば、ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１では、データサブキャリアのキャリア数として４９９２を用いている。
　シンボル内誤り訂正符号化部１３では、インターリーブ後のＯＦＤＭシンボル内のデータサブキャリアに対して誤り訂正符号化処理を施す。ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１との互換性を確保するためには、データサブキャリアの信号はそのままの形式で使用し、誤り訂正用の新たな冗長符号を生成する組織符号が望ましい。組織符号には、ＲＳ（Reed-Solomon）符号やＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）符号、ＬＤＰＣ符号などがある。このシンボル内誤り訂正符号の効果については後述する。
　マッピング部１４には、インターリーブ部１２からのデータサブキャリアと、シンボル内誤り訂正符号化部１３からの誤り訂正用の冗長符号とが入力される。マッピング部１４は、インターリーブ部１２からのデータサブキャリアについては、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；直角位相振幅変調）やＰＳＫ（Phase Shift Keying；位相変位変調）などを用いてＩＱ複素平面にマッピングする。ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１では、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭが採用されている。
　また、マッピング部１４は、シンボル内誤り訂正符号化部１３からの誤り訂正用の冗長符号についても同様にマッピングを行う。更に、受信装置において伝送路特性を推定できるように、振幅及び位相が既知であるパイロット信号についてもＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）などのマッピングを行う。
　ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１では、パイロットサブキャリアやデータサブキャリアの配置は規格化されており、ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１に準拠するためにはこのサブキャリア配置に則る必要がある。したがって、ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１に準拠しつつ、シンボル内誤り訂正符号化部１３の出力（誤り訂正用の冗長符号）に対して行ったマッピング結果を割り当てるためには、例えば、図４（ａ）に示すように、予備用のキャリアとして設けられているＡＣ（Auxiliary Channel）キャリアに割り当てればよい。また、非特許文献３では、現行帯域幅を５．５７ＭＨｚから５．８３ＭＨｚに拡張する提案がなされている。この新たに拡張した周波数領域を利用して、現行のＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１と互換性を保ちつつ、シンボル内誤り訂正符号化部１３の出力に対して行ったマッピング結果を割り当てるようにしてもよい（図４（ｂ）参照）。
　ＮULポイントＩＦＦＴ部１５は、マッピング部１４によってマッピング及びサブキャリア配置がなされた結果に対してＮULポイントのＩＦＦＴ処理を施し、生成された時間信号の後半部分をシンボル先頭に巡回コピーすることでガードインターバルを付加する。このようにして、ＵＬの情報符号に対して、いわゆるＯＦＤＭ変調が施されることになる。ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３１では、ＮUL＝８１９２、ガードインターバル長＝１０２４となっている。
　以上の処理は、受信装置に送信するデータのうち、第１データ（例えば、２Ｋ放送のデータ）であるＵＬの情報符号に対するＯＦＤＭ変調処理であるが、第１データとは異なる第２データ（例えば、４Ｋ放送のデータ）であるＬＬの情報符号に対しても、同様のＯＦＤＭ変調処理が行われる。ＬＬの情報符号に対する誤り訂正符号化部１６、インターリーブ部１７、シンボル内誤り訂正符号化部１８、マッピング部１９、ＮLLポイントＩＦＦＴ部２０では、ＵＬの情報符号に対する機能部１１～１５と同様な処理を行うため、その詳細な説明は割愛する。なお、ＬＬの情報符号に対しては、非特許文献２の提案に従い、誤り訂正方式としてＬＤＰＣ、ＮLL＝３２７６８を適用することとする。
　上述した処理により、ＵＬとＬＬの変調信号が生成される。
　加算部２１は、図３を参照して説明したように、ＵＬとＬＬのシンボル数の比率を１１：３とした上で、それぞれの開始タイミングが上記比率に対応する周期で一致するようにタイミング調整し且つ所定の電力比率で合成することで、準同期ＬＤＭ信号を生成する。ここで、ＵＬとＬＬの合成比率は、下記（式１）で算出されるＩＬ（Injection Level）で規定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　加算部２１からの準同期ＬＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換部２２にてアナログ信号に変換され、伝送周波数に周波数変換されたのち、送信アンテナ２３から送出される。
　次に、図２に示す受信装置の動作について説明する。
　受信装置では、送信装置から送信された信号を受信アンテナ３１にて受信し、Ａ／Ｄ変換部３２にて伝送周波数の受信信号をベースバンドの周波数に変換すると共にアナログ信号からデジタル信号に変換する。
　ＮULポイントＦＦＴ部３３は、Ａ／Ｄ変換部３２からの受信デジタル信号が入力され、受信デジタル信号に対してＮULの長さのＦＦＴ時間窓を設け、時間領域信号からサブキャリア単位の周波数領域信号に変換するＦＦＴ処理を施す。ＦＦＴ時間窓は、反射波によるシンボル間干渉が発生しないタイミングに設ける必要がある。ＮULポイントＦＦＴ部３３から出力される信号は、伝送路推定部３４、等化部３５、除算部４２に入力される。
　伝送路推定部３４は、図５に示すようにシンボル（時間）、周波数に分散配置されたパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）に対して、時間、周波数の二次元方向に内挿補間処理を行うことで、送信装置と受信装置の間の伝送路特性を推定する。一般的には、この内挿補間処理には二次元フィルタを用いることが多い。二次元フィルタの周波数方向の通過域幅は推定可能となる反射波の遅延時間長に対応し、時間方向の通過域幅は移動伝送などにより生じる時変動の周波数に対応する。
　伝送路特性の推定精度を向上させるためには、伝送路の時間、周波数変動成分を二次元フィルタの通過域内に収まるような通過域幅とする必要があるが、通過域幅が広すぎると推定結果に混入する雑音成分の増大を招いてしまう。したがって、二次元フィルタの通過域幅は、伝送路特性を推定可能とする通過域幅としつつも、可能な限り狭い帯域幅である方が望ましい。
　準同期ＬＤＭでＬＬ信号を受信する状況では、受信信号に混入している雑音は少ない。一般的には、ＵＬに対してＬＬのレベルを低くして運用することが多く、例えば、ＩＬ＝２３ｄＢに設定される。この場合、ＬＬの所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）を２０ｄＢとすると、ＬＬを正しく受信するためには、ＵＬのレベルを基準としてみた場合の総合的なＣＮＲは２３＋２０＝４３ｄＢ以上が必要となる。
　このように、ＵＬに対して雑音電力は非常に低いため、ＵＬの受信に対して支配的な劣化要因は、雑音ではなくＬＬ信号である。ＬＬ信号はＵＬに対して雑音のように振る舞うため、ＩＬ＝２３ｄＢの例では、ＵＬのＣＩＮＲ（Carrier to Interference and Noise Ratio）は約２３ｄＢである。ここで、ＣＩＮＲのＩ（Interference）成分はＬＬ信号である。
　伝送路推定に話を戻すと、受信パイロットキャリアのＣＩＮＲは約ＩＬ［ｄＢ］となる。後述するが、準同期ＬＤＭの大きな課題の一つとして、伝送路推定精度の向上が挙げられる。したがって、ＣＩＮＲ＝ＩＬのパイロット信号から伝送路推定を行う際には、伝送路推定部３４の二次元フィルタの通過域幅を可能な限り狭帯域とする必要がある。
　等化部３５では、下記（式２）に示すように、受信サブキャリア信号Ｙ（ω）を伝送路推定結果Ｈ＾(1) （ω）で複素除算して、ＬＬの送信信号の推定値ＥUL（ω，ｔ）を算出する。ここで、 ωはサブキャリア番号、ｔはシンボル番号を示している。また、 Ｈ＾(1) （ω）の（１）は、伝送路推定結果の算出回数を表す序数であり、伝送路推定部３４の結果が一回目の伝送路推定結果であることを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　判定部３６では、等化部３５による等化結果ＥUL（ω，ｔ）がどの領域に位置しているかを判定する。この処理は、一般的には硬判定処理と称されている。前述したように、ＬＬを受信する環境では総合的なＣＮＲは大きいため、ＵＬの硬判定に誤りが生じる可能性は低い。しかしながら、反射波の混入などによってスペクトル内にディップが生じ、スペクトルディップに位置しているサブキャリアのＵＬ硬判定結果に誤りが生じる可能性もある。
　そこで、シンボル内誤り訂正部３７では、このような軽微な誤りに対して誤り訂正処理を行う。シンボル内誤り訂正部３７よりも後述の誤り訂正部４０の方が誤り訂正能力は高いが、デインターリーブ部３９を経由することによる遅延時間が発生してしまう。また、誤り訂正部４０の結果を後段のマッピング部４１で利用するには、送信側のインターリーブ部１２と同等の処理を設ける必要もあり、ハードウェアの増大も招いてしまう。このため、シンボル内誤り訂正部３７を設ける利点は、デインターリーブ部３９を経由することなく、ＣＮＲの良好な受信状況で生じた軽微な誤りに対して、低遅延で尚且つ小規模なハードウェアにより誤りを訂正することにある。
　シンボル内誤り訂正部３７で推定されたＬＬの送信信号は、マッピング部４１にて図１の送信装置のマッピング部１４と同一のマッピング処理が施される。この再マッピング結果をＸ＾UL（ω，ｔ）とする。
　除算部４２は、ＮULポイントＦＦＴ部３３からの受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）をマッピング部４１からの再マッピング信号Ｘ＾（ω，ｔ）で複素除算する。受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）は、下記（式３）に示すように、送信信号Ｘ（ω，ｔ）＝ＸUL（ω，ｔ）＋ＸLL（ω，ｔ）と伝送路特性Ｈ（ω，ｔ）の積として表される。ただし、下記（式３）では良好なＣＮＲの環境と仮定し、雑音成分に関しては省略している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　除算部４２では、上記（式３）で示した受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）に対して、下記（式４）の処理を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　シンボル内誤り訂正部３７によってＵＬの誤りが完全に訂正されたとすると、Ｘ＾UL（ω，ｔ）＝ＸUL（ω，ｔ）となる。したがって、上記（式４）は、下記（式５）に展開される。下記（式５）は、二回目の伝送路推定結果を表している。下記（式５）の括弧内第二項は伝送路推定誤差として残留し、その電力は－ＩＬ［ｄＢ］である。除算部４２の結果はフィルタ部４３に入力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　フィルタ部４３では、伝送路推定部３４と同様に二次元フィルタを有し、伝送路特性は推定可能な通過域としつつも、上記の括弧内第二項を低減するように通過域幅を狭帯域とする。下記（式６）は、フィルタ部４３による処理後の二回目の伝送路推定結果を表している。下記（式６）において、ＦＩＬω,t［　］は、周波数ωと時間ｔの二次元領域でフィルタを行う関数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　フィルタ部４３と伝送路推定部３４の大きな差は、伝送路推定部３４では伝送路推定に使用できる信号は既知信号であるパイロットキャリアのみであったが、フィルタ部４３ではデータキャリアも既知信号となる点である。このため、フィルタ部４３では、伝送路推定に使用できる信号が伝送路推定部３４に比べて増加している。例えば、既知信号の量が１２倍に増大する場合、伝送路推定精度の改善効果は１０．８ｄＢに相当する。
　以上の説明は、準同期ＬＤＭに適した高精度の伝送路推定を提供する仕組みに関するものである。
　次に、フィルタ部４３から出力される伝送路推定結果Ｈ＾(3) （ω，ｔ）を用いてＵＬ受信信号のレプリカ（以下「ＵＬ受信レプリカ」と称する）を算出し、受信信号からＵＬ受信レプリカを減算してＬＬ信号を抽出する処理について説明する。
　マッピング部４１から出力される再マッピング信号は、ＮULポイントＩＦＦＴ部４４にて、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ処理が施される。ＵＬ硬判定結果に誤りがなければ、ＮULポイントＩＦＦＴ部４４は、図１に示した送信装置のＮULポイントＩＦＦＴ部１５と同一の信号を生成する。
　ＵＬ受信レプリカ生成部４５は、ＵＬの時間領域の信号とフィルタ部４３からの伝送路推定結果Ｈ＾(3) （ω，ｔ）とに基づいて、ＵＬ受信レプリカを生成する。すなわち、ＵＬ受信レプリカ生成部４５では、ＬＬ信号の無いＵＬの時間領域の受信信号を再生する。ＵＬ受信レプリカの生成手法に関しては種々の手法が考えられるが、本発明ではその手法については言及しない。
　ＬＬ抽出部４６は、ＵＬとＬＬが混入した受信信号からＵＬ受信レプリカを減算することにより、ＬＬ信号を抽出する。
　次に、ＬＬ信号の復調に関する説明を行う。
　ＮLLポイントＦＦＴ部４７では、ＬＬ抽出部４６により抽出されたＬＬ信号に対してＮLLポイントのＦＦＴ処理を行い、時間領域の信号からサブキャリア単位の周波数領域の信号に変換して、ＬＬ受信サブキャリア信号を出力する。
　伝送路推定部４８では、例えばＬＬ信号にパイロットを挿入している場合には、ＬＬ信号の受信パイロット信号に基づいて伝送路推定を行う。この処理は、伝送路推定部３４と同様の処理になる。
　ここで、ＵＬとＬＬの伝送路特性は同一であるため、ＵＬの伝送路推定結果をＬＬの伝送路推定結果として用いてもよい。この場合には、ＬＬ信号にパイロットを挿入する必要がないため、ビットレートを向上できるという利点がある。なお、ＵＬの伝送路推定結果としては、伝送路推定部３４の出力やフィルタ部４３の出力を用いることができる。この場合、ＵＬとＬＬではＦＦＴポイント数が異なるため、ＮULポイントからＮLLポイントにレート変換する必要がある。レート変換の手法としては、レートを上げるインターポレーションやレートを下げるデシメーションなどがある。また、インターポレーションとデシメーションを組合せて用いることもある。レート変換には公知の種々の手法を用いることが可能であり、詳細な説明は省略する。
　等化部４９は、等化部３５と同様に、ＮLLポイントＦＦＴ部４７からのＬＬ受信サブキャリア信号と伝送路推定部４８からの伝送路推定結果に基づいて、ＬＬの送信信号を推定する。判定部５０は、判定部３６と同様に、ＬＬの送信信号の推定値について硬判定を行う。
　シンボル内誤り訂正部５１は、ＬＬの硬判定結果に対して誤り訂正を行う。ＵＬに対するシンボル内誤り訂正部３７と異なる点は、ＵＬは非常に良好なＣＮＲであったが、ＬＬに関してはＩＬ分のＣＮＲが低下している。したがって、このような低ＣＮＲ環境では、簡易的な誤り訂正ではほとんどその能力を発揮することができない。
　このＬＬに対するシンボル内誤り訂正部５１の意義について説明する。非特許文献２では、２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行段階に、準同期ＬＤＭを適用することが提案されている。２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行が完了し、２Ｋ放送が完全に終了した段階では、ＵＬ信号が無くなってＬＬ信号のみとなる。その時点ではＬＬ信号電力も増大しており、ＬＬの受信ＣＮＲも良好な状態となっている。２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行が完了した後の次々世代の移行段階では、ＬＬ信号の下の階層に８Ｋ放送をＬＤＭ化することも検討されており、２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行と同様に、４Ｋ放送から８Ｋ放送への移行時にもＬＤＭ化が行われると推定される。ＬＬに対するシンボル内誤り訂正部５１は、このような状況において、ＵＬに対するシンボル内誤り訂正部３７と同様の効果を発揮することが可能となる。
　最後に、ＵＬ、ＬＬのそれぞれに対する尤度算出部３８，５２、デインターリーブ部３９，５３、誤り訂正部４０，５４について説明する。ＵＬに対する機能部３８～４０と、ＬＬに対する機能部５２～５４は、互いに同一の処理を行う。
　尤度算出部３８，５２は、等化結果に基づいて、等化結果と理想受信点との距離から各ビットに対応する対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）を算出する。ここで、ＬＬＲはサブキャリア毎のＣＮＲに比例した大きさとすることが望ましく、そのためにサブキャリア毎の伝送路推定結果の電力を用いている。更に、シンボル内誤り訂正にて訂正可能となったビットに関しては、ＬＬＲの大きさを最大値としてもよい。ＬＬＲの算出には公知の種々の手法を用いることが可能であり、詳細な説明は省略する。
　尤度算出部３８，５２の結果はデインターリーブ部３９，５３に入力され、送信装置のインターリーブ部１２，１７とは逆の並べ替えが施された後に、誤り訂正部４０，５４にて誤り訂正復号が行われる。これにより、受信装置においてＵＬ，ＬＬが再生される。
　以上の処理により、ＣＮＲが良好な場合には、ＵＬとＬＬの情報符号を同時に伝送することが可能となる。また、ＣＮＲがそれ程良好でない場合には、ＵＬのみの情報符号を伝送することが可能である。したがって、非特許文献２で提案されたような準同期ＬＤＭ方式のデータ伝送を実現することができ、例えば、次世代地上放送として２Ｋ放送から４Ｋ放送にスムーズに移行することが可能となる。
　以上のように、本例のデータ伝送システムでは、送信装置が、ＮULポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＵＬの変調信号を生成すると共に、ＮULポイントとは異なるＮLLポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＬＬの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整し且つ所定の電力比率で合成したものを送信する構成となっている。また、受信装置が、送信装置からの受信信号に対してＮULポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＵＬを再生すると共にＵＬ受信レプリカを生成し、受信信号からＵＬ受信レプリカを減算した信号に対してＮLLポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＬＬを再生する構成となっている。
　このように、準同期ＬＤＭ方式で多重化されたＵＬ及びＬＬのデータを送信装置から受信した受信装置は、まず、電力比率が高い方であるＵＬ用のポイント数のＦＦＴ処理を受信信号に施してＵＬを再生すると共に、ＵＬ受信レプリカを受信信号から減算した信号にＬＬ用のポイント数でＦＦＴ処理を施してＬＬを再生することで、準同期ＬＤＭ方式で多重化されたＵＬ及びＬＬのデータを受信装置にて適切に復調することが可能である。
　また、本例では、送信装置が、ＵＬに対する誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、インターリーブ処理の結果に対するシンボル内誤り訂正符号化処理とを行った後に、ＮULポイントのＩＦＦＴ処理を行ってＵＬの変調信号を生成し、同様に生成されたＬＬの変調信号と合成して送信する構成となっている。また、受信装置が、受信信号に対するＮULポイントのＦＦＴ処理の結果に基づいて、誤り訂正処理及びデインターリーブ処理を行ってＵＬを再生しつつ、シンボル内誤り訂正処理及びＮULポイントのＩＦＦＴ処理を行ってＵＬ受信レプリカを生成する構成となっている。
　このような構成により、誤り訂正処理及びデインターリーブ処理を経ずにＵＬ受信レプリカを生成することができるので、受信装置におけるＵＬ受信レプリカの生成を低遅延で行うことが可能となる。また、ＵＬ受信レプリカを生成するために送信装置と同様のインターリーブ部を受信装置に設ける必要がないので、小規模なハードウェアで受信装置を実現することが可能となる。
　また、本例では、送信装置が、シンボル内誤り訂正処理の結果を用いて送信装置と受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いてＵＬ受信レプリカの生成を行う構成となっている。このような構成により、伝送路特性の推定に使用できる既知信号の量が増大するので、伝送路特性をより高精度に推定することが可能となる。また、このようにして推定した伝送路特性をＵＬ及びＬＬの再生にも使用することで、ＵＬ及びＬＬをより正確に再生することも可能となる。
　また、本例では、受信装置は、ＮULポイントで伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性をＮLLポイントにレート変換したものを用いてＬＬの再生を行う構成となっている。このような構成により、ＬＬ信号に対してパイロットを挿入する必要がなくなる。
　また、本例では、受信装置が、シンボル内誤り訂正符号化処理の結果を、ＵＬ及びＬＬの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、上記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てる構成となっている。このような構成により、所定の規格に準拠しつつ、シンボル内誤り訂正符号化処理の結果の割り当てを行うことが可能となる。
　ここで、上記の説明では、上位階層（ＵＬ）と下位階層（ＬＬ）の２階層を用いて２種類のデータを送信しているが、３階層以上に分けて３種類以上のデータを送信する準同期ＬＤＭ方式のデータ伝送システムとしてもよい。例えば、それぞれに電力差を設けた３階層を用いて３種類のデータを伝送する場合において、第１～第２層の関係または第２～第３層の関係の少なくとも一方について本発明を適用することが可能である。
　以上、本発明について詳細に説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、上記以外にも広く適用することができることは言うまでもない。
　また、本発明は、例えば、上記のような処理を実行する方法や方式、そのような方法や方式を実現するためのプログラム、そのプログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。
　この出願は、２０１９年５月２２日に出願された日本出願特願２０１９－０９５６３５を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。
　本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに利用することができる。
　１１：誤り訂正符号化部、　１２：インターリーブ部、　１３：シンボル内誤り訂正符号化部、　１４：マッピング部、　１５：ＮULポイントＩＦＦＴ部、　１６：誤り訂正符号化部、　１７：インターリーブ部、　１８：シンボル内誤り訂正符号化部、　１９：マッピング部、　２０：ＮLLポイントＩＦＦＴ部、　２１：加算部、　２２：Ｄ／Ａ変換部、　２３：送信アンテナ２３、　３１：受信アンテナ、　３２：Ａ／Ｄ変換部、　３３：ＮULポイントＦＦＴ部、　３４：伝送路推定部、　３５：等化部、　３６：判定部、　３７：シンボル内誤り訂正部、　３８：尤度算出部、　３９：デインターリーブ部、　４０：誤り訂正部、　４１：マッピング部、　４２：除算部、　４３：フィルタ部、　４４：ＮULポイントＩＦＦＴ部、　４５：ＵＬ受信レプリカ生成部、　４６：ＬＬ抽出部、　４７：ＮLLポイントＦＦＴ部、　４８：伝送路推定部、　４９：等化部、　５０：判定部、　５１：シンボル内誤り訂正部、　５２：尤度算出部、　５３：デインターリーブ部、　５４：誤り訂正部

Claims (8)

  1. 　複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムにおいて、
    　第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信する送信装置と、
    　前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生する受信装置とを備えたことを特徴とするデータ伝送システム。
  2. 　請求項１に記載のデータ伝送システムにおいて、
    　前記送信装置は、前記第１データに対する第１の誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、前記インターリーブ処理の結果に対する第２の誤り訂正符号化処理とを行った後に、前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記第１データの変調信号を生成し、
    　前記受信装置は、前記第１ポイント数のＦＦＴ処理の結果に基づいて、前記第１の誤り訂正符号化処理に対応する第１の誤り訂正処理及び前記インターリーブ処理に対応するデインターリーブ処理を行って前記第１データを再生しつつ、前記第２の誤り訂正符号化処理に対応する第２の誤り訂正処理及び前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記受信レプリカを生成することを特徴とするデータ伝送システム。
  3. 　請求項２に記載のデータ伝送システムにおいて、
    　前記受信装置は、前記第２の誤り訂正処理の結果を用いて前記送信装置と前記受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いて前記受信レプリカの生成を行うことを特徴とするデータ伝送システム。
  4. 　請求項３に記載のデータ伝送システムにおいて、
    　前記受信装置は、前記第１データ又は前記第２データの少なくとも一方を前記推定した伝送路特性を用いて再生することを特徴とするデータ伝送システム。
  5. 　請求項３に記載のデータ伝送システムにおいて、
    　前記受信装置は、前記第１ポイント数で伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を前記第２ポイント数にレート変換したものを用いて前記第２データの再生を行うことを特徴とするデータ伝送システム。
  6. 　請求項２に記載のデータ伝送システムにおいて、
    　前記送信装置は、前記第２の誤り訂正符号化処理の結果を、前記第１データ及び前記第２データの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、前記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てることを特徴とするデータ伝送システム。
  7. 　複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに使用される受信装置において、
    　第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて生成された第１データの変調信号と、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて生成された第２データの変調信号とを、各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信装置から受信し、受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生することを特徴とする受信装置。
  8. 　複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送方法において、
    　送信装置が、第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信し、
    　受信装置が、前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生することを特徴とするデータ伝送方法。
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