JP6982222B2 - データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに関する。

次世代の地上デジタル放送への移行を進める一環として、現行の２Ｋ放送と異なる方式の放送波を周波数及び時間を共用して伝送する階層分割多重（Layered Division Multiplexing；ＬＤＭ）方式の検討が進んでいる。非特許文献１では、上位階層（Upper Layer；ＵＬ）と下位階層（Lower Layer；ＬＬ）を同一のＦＦＴ（Fast Fourier ransform；高速フーリエ変換）ポイント数でＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）変調し、同一のサブキャリアにＵＬとＬＬを異なるレベルで多重させる方式が提案されている。また、非特許文献２では、ＵＬとＬＬを異なるＦＦＴポイント数でＯＦＤＭ変調し、時間領域で多重させる方式が提案されている。以下では、前者（非特許文献１）の方式を「同期ＬＤＭ」と称し、後者（非特許文献２）の方式を「準同期ＬＤＭ」と称する。

準同期ＬＤＭでは、図３に示すように、例えば、ＵＬについては８１９２のＦＦＴポイントを用いて有効シンボルを生成し、１０２４サンプルのガードインターバルを付加することで、９２１６サンプルのＯＦＤＭシンボルを生成する。一方、ＬＬについては３２７６８のＦＦＴポイントを用いて有効シンボルを生成し、ＵＬと同一の１０２４サンプルのガードインターバルを付加することで、３３７９２サンプルのＯＦＤＭシンボルを生成する。この場合、ＵＬシンボルとＬＬシンボルは１１：３の整数比が最小公倍数となり、それぞれの開始タイミングが所定の周期で一致することになる。

このように、準同期ＬＤＭでは、ＵＬとＬＬのガードインターバル長を同一とし、ＵＬよりもＬＬの方が長い有効シンボル長とすることで、反射波の遅延時間耐性を同一とし、尚且つＵＬよりもＬＬの方がビットレートを向上させることができる。この特徴を活かし、非特許文献２では、次世代の地上デジタル方式に準同期ＬＤＭを適用することが提案されている。

佐藤明彦、外１１名，"次世代地上放送に向けたＬＤＭの適用に関する一検討"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４１，ｎｏ．６，ＢＣＴ２０１７−３４，ｐｐ.４５−４８，２０１７年２月 岡田寛正、外６名，"地上デジタル放送に対するＬＤＭ適用時の諸問題改善に関する一考察 〜新放送方式受信エリア拡大手法と同期方式に関する検討〜"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．２８，ＢＣＴ２０１８−７６，ｐｐ.１３−１６，２０１８年９月 白井規之、外４名，"次世代地上放送暫定仕様の信号帯域幅拡張に関する検討"，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．１１，ＢＣＴ２０１８−４８，ｐｐ.４３−４６，２０１８年３月

同期ＬＤＭでは、受信信号に対してＵＬ、ＬＬ共に同一のＦＦＴ時間窓を設け、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してＦＦＴを行うことで、各サブキャリアは直交関係が保たれたままで周波数領域の信号に変換される。しかしながら、準同期ＬＤＭではＵＬとＬＬでＦＦＴポイント数が異なるため、サブキャリア間の直交関係が崩れてしまい、同期ＬＤＭと同じ方式では復調することができない。また、非特許文献２には、準同期ＬＤＭの効率性や特徴について述べられてはいるが、準同期ＬＤＭの復調方式については具体的には明らかにされていない。

本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、準同期ＬＤＭ方式で多重化された複数のデータを受信装置にて適切に復調することが可能な技術を提案することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明では、データ伝送システムを以下のように構成した。
すなわち、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムにおいて、第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信する送信装置と、前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生する受信装置とを備えたことを特徴とする。

ここで、前記送信装置は、前記第１データに対する第１の誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、前記インターリーブ処理の結果に対する第２の誤り訂正符号化処理とを行った後に、前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記第１データの変調信号を生成し、前記受信装置は、前記第１ポイント数のＦＦＴ処理の結果に基づいて、前記第１の誤り訂正符号化処理に対応する第１の誤り訂正処理及び前記インターリーブ処理に対応するデインターリーブ処理を行って前記第１データを再生しつつ、前記第２の誤り訂正符号化処理に対応する第２の誤り訂正処理及び前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記受信レプリカを生成する構成としてもよい。

また、前記受信装置は、前記第２の誤り訂正処理の結果を用いて前記送信装置と前記受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いて前記受信レプリカの生成を行う構成としてもよい。

また、前記受信装置は、前記第１データ又は前記第２データの少なくとも一方を前記推定した伝送路特性を用いて再生する構成としてもよい。

前記受信装置は、前記第１ポイント数で伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を前記第２ポイント数にレート変換したものを用いて前記第２データの再生を行う構成としてもよい。

また、前記送信装置は、前記第２の誤り訂正符号化処理の結果を、前記第１データ及び前記第２データの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、前記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てる構成としてもよい。

本発明によれば、準同期ＬＤＭ方式で多重化された複数のデータを受信装置にて適切に復調することが可能となる。

本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける送信装置の構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける受信装置の構成例を示す図である。 準同期ＬＤＭの変調信号の一例を示す図である。 シンボル内誤り訂正用の冗長符号に対するマッピング結果の割り当て例を示す図である。 パイロットシンボルの分散配置の例を示す図である。

本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムについて、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムにおける送信装置の構成例を示す図であり、図２は、同システムにおける受信装置の構成例を示す図である。本例のデータ伝送システムは、ＵＬとＬＬを異なるＦＦＴポイント数でＯＦＤＭ変調し、時間領域で多重化して伝送する準同期ＬＤＭ伝送システムである。
なお、ここでは、本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムについて、送信装置と受信装置の間の伝送路に無線を用いた場合で説明するが、送信装置と受信装置の間の伝送路に有線を用いてもよい。

送信装置は、誤り訂正符号化部１１と、インターリーブ部１２と、シンボル内誤り訂正符号化部１３と、マッピング部１４と、Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部１５と、誤り訂正符号化部１６と、インターリーブ部１７と、シンボル内誤り訂正符号化部１８と、マッピング部１９と、Ｎ_LLポイントＩＦＦＴ部２０と、加算部２１と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換部２２と、送信アンテナ２３とを備える。

受信装置は、受信アンテナ３１と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部３２と、Ｎ_ULポイントＦＦＴ部３３と、伝送路推定部３４と、等化部３５と、判定部３６と、シンボル内誤り訂正部３７と、尤度算出部３８と、デインターリーブ部３９と、誤り訂正部４０と、マッピング４１と、除算部４２と、フィルタ部４３と、Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部４４と、ＵＬ受信レプリカ生成部４５と、ＬＬ抽出部４６と、Ｎ_LLポイントＦＦＴ部４７と、伝送路推定部４８と、等化部４９と、判定部５０と、シンボル内誤り訂正部５１と、尤度算出部５２と、デインターリーブ部５３と、誤り訂正部５４とを備える。

まず、図１に示す送信装置の動作について説明する。
送信装置では、受信装置に送信するＵＬの情報符号が誤り訂正符号化部１１に入力され、誤り訂正符号化部１１にて誤り訂正符号化処理が施される。現行の地上デジタル方式（ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１）では、誤り訂正符号として畳み込み符号を採用しているが、これに限定されず、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check；低密度パリティ検査）符号やターボ符号などの他の誤り訂正方式を採用することも可能である。

誤り訂正符号化部１１から出力される符号化信号は、インターリーブ部１２にて、周波数、時間、及びサブキャリアを構成するビットの領域において順序をランダムに並べ替えるインターリーブが施される。このインターリーブは、バースト誤りを軽減するために用いられる。インターリーブは、並べ替えを行う範囲が長くなると改善効果は増大するが、その反面、並べ替えられた情報を元の順序に戻すために遅延が発生してしまう。特に、時間インターリーブによる遅延時間が支配的となっている。インターリーブ部１２の出力は、シンボル内誤り訂正符号化部１３とマッピング部１４に入力される。例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１では、データサブキャリアのキャリア数として４９９２を用いている。

シンボル内誤り訂正符号化部１３では、インターリーブ後のＯＦＤＭシンボル内のデータサブキャリアに対して誤り訂正符号化処理を施す。ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１との互換性を確保するためには、データサブキャリアの信号はそのままの形式で使用し、誤り訂正用の新たな冗長符号を生成する組織符号が望ましい。組織符号には、ＲＳ（Reed-Solomon）符号やＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）符号、ＬＤＰＣ符号などがある。このシンボル内誤り訂正符号の効果については後述する。

マッピング部１４には、インターリーブ部１２からのデータサブキャリアと、シンボル内誤り訂正符号化部１３からの誤り訂正用の冗長符号とが入力される。マッピング部１４は、インターリーブ部１２からのデータサブキャリアについては、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；直角位相振幅変調）やＰＳＫ（Phase Shift Keying；位相変位変調）などを用いてＩＱ複素平面にマッピングする。ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１では、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭが採用されている。

また、マッピング部１４は、シンボル内誤り訂正符号化部１３からの誤り訂正用の冗長符号についても同様にマッピングを行う。更に、受信装置において伝送路特性を推定できるように、振幅及び位相が既知であるパイロット信号についてもＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）などのマッピングを行う。

ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１では、パイロットサブキャリアやデータサブキャリアの配置は規格化されており、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１に準拠するためにはこのサブキャリア配置に則る必要がある。したがって、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１に準拠しつつ、シンボル内誤り訂正符号化部１３の出力（誤り訂正用の冗長符号）に対して行ったマッピング結果を割り当てるためには、例えば、図４（ａ）に示すように、予備用のキャリアとして設けられているＡＣ（Auxiliary Channel）キャリアに割り当てればよい。また、非特許文献３では、現行帯域幅を５．５７ＭＨｚから５．８３ＭＨｚに拡張する提案がなされている。この新たに拡張した周波数領域を利用して、現行のＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１と互換性を保ちつつ、シンボル内誤り訂正符号化部１３の出力に対して行ったマッピング結果を割り当てるようにしてもよい（図４（ｂ）参照）。

Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部１５は、マッピング部１４によってマッピング及びサブキャリア配置がなされた結果に対してＮ_ULポイントのＩＦＦＴ処理を施し、生成された時間信号の後半部分をシンボル先頭に巡回コピーすることでガードインターバルを付加する。このようにして、ＵＬの情報符号に対して、いわゆるＯＦＤＭ変調が施されることになる。ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１では、Ｎ_UL＝８１９２、ガードインターバル長＝１０２４となっている。

以上の処理は、受信装置に送信するデータのうち、第１データ（例えば、２Ｋ放送のデータ）であるＵＬの情報符号に対するＯＦＤＭ変調処理であるが、第１データとは異なる第２データ（例えば、４Ｋ放送のデータ）であるＬＬの情報符号に対しても、同様のＯＦＤＭ変調処理が行われる。ＬＬの情報符号に対する誤り訂正符号化部１６、インターリーブ部１７、シンボル内誤り訂正符号化部１８、マッピング部１９、Ｎ_LLポイントＩＦＦＴ部２０では、ＵＬの情報符号に対する機能部１１〜１５と同様な処理を行うため、その詳細な説明は割愛する。なお、ＬＬの情報符号に対しては、非特許文献２の提案に従い、誤り訂正方式としてＬＤＰＣ、Ｎ_LL＝３２７６８を適用することとする。

上述した処理により、ＵＬとＬＬの変調信号が生成される。
加算部２１は、図３を参照して説明したように、ＵＬとＬＬのシンボル数の比率を１１：３とした上で、それぞれの開始タイミングが上記比率に対応する周期で一致するようにタイミング調整し且つ所定の電力比率で合成することで、準同期ＬＤＭ信号を生成する。ここで、ＵＬとＬＬの合成比率は、下記（式１）で算出されるＩＬ（Injection Level）で規定される。

加算部２１からの準同期ＬＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換部２２にてアナログ信号に変換され、伝送周波数に周波数変換されたのち、送信アンテナ２３から送出される。

次に、図２に示す受信装置の動作について説明する。
受信装置では、送信装置から送信された信号を受信アンテナ３１にて受信し、Ａ／Ｄ変換部３２にて伝送周波数の受信信号をベースバンドの周波数に変換すると共にアナログ信号からデジタル信号に変換する。

Ｎ_ULポイントＦＦＴ部３３は、Ａ／Ｄ変換部３２からの受信デジタル信号が入力され、受信デジタル信号に対してＮ_ULの長さのＦＦＴ時間窓を設け、時間領域信号からサブキャリア単位の周波数領域信号に変換するＦＦＴ処理を施す。ＦＦＴ時間窓は、反射波によるシンボル間干渉が発生しないタイミングに設ける必要がある。Ｎ_ULポイントＦＦＴ部３３から出力される信号は、伝送路推定部３４、等化部３５、除算部４２に入力される。

伝送路推定部３４は、図５に示すようにシンボル（時間）、周波数に分散配置されたパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）に対して、時間、周波数の二次元方向に内挿補間処理を行うことで、送信装置と受信装置の間の伝送路特性を推定する。一般的には、この内挿補間処理には二次元フィルタを用いることが多い。二次元フィルタの周波数方向の通過域幅は推定可能となる反射波の遅延時間長に対応し、時間方向の通過域幅は移動伝送などにより生じる時変動の周波数に対応する。

伝送路特性の推定精度を向上させるためには、伝送路の時間、周波数変動成分を二次元フィルタの通過域内に収まるような通過域幅とする必要があるが、通過域幅が広すぎると推定結果に混入する雑音成分の増大を招いてしまう。したがって、二次元フィルタの通過域幅は、伝送路特性を推定可能とする通過域幅としつつも、可能な限り狭い帯域幅である方が望ましい。

準同期ＬＤＭでＬＬ信号を受信する状況では、受信信号に混入している雑音は少ない。一般的には、ＵＬに対してＬＬのレベルを低くして運用することが多く、例えば、ＩＬ＝２３ｄＢに設定される。この場合、ＬＬの所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）を２０ｄＢとすると、ＬＬを正しく受信するためには、ＵＬのレベルを基準としてみた場合の総合的なＣＮＲは２３＋２０＝４３ｄＢ以上が必要となる。

このように、ＵＬに対して雑音電力は非常に低いため、ＵＬの受信に対して支配的な劣化要因は、雑音ではなくＬＬ信号である。ＬＬ信号はＵＬに対して雑音のように振る舞うため、ＩＬ＝２３ｄＢの例では、ＵＬのＣＩＮＲ（Carrier to Interference and Noise Ratio）は約２３ｄＢである。ここで、ＣＩＮＲのＩ（Interference）成分はＬＬ信号である。

伝送路推定に話を戻すと、受信パイロットキャリアのＣＩＮＲは約ＩＬ［ｄＢ］となる。後述するが、準同期ＬＤＭの大きな課題の一つとして、伝送路推定精度の向上が挙げられる。したがって、ＣＩＮＲ＝ＩＬのパイロット信号から伝送路推定を行う際には、伝送路推定部３４の二次元フィルタの通過域幅を可能な限り狭帯域とする必要がある。

等化部３５では、下記（式２）に示すように、受信サブキャリア信号Ｙ（ω）を伝送路推定結果Ｈ＾⁽¹⁾ （ω）で複素除算して、ＬＬの送信信号の推定値Ｅ_UL（ω，ｔ）を算出する。ここで、 ωはサブキャリア番号、ｔはシンボル番号を示している。また、 Ｈ＾⁽¹⁾ （ω）の（１）は、伝送路推定結果の算出回数を表す序数であり、伝送路推定部３４の結果が一回目の伝送路推定結果であることを示している。

判定部３６では、等化部３５による等化結果Ｅ_UL（ω，ｔ）がどの領域に位置しているかを判定する。この処理は、一般的には硬判定処理と称されている。前述したように、ＬＬを受信する環境では総合的なＣＮＲは大きいため、ＵＬの硬判定に誤りが生じる可能性は低い。しかしながら、反射波の混入などによってスペクトル内にディップが生じ、スペクトルディップに位置しているサブキャリアのＵＬ硬判定結果に誤りが生じる可能性もある。

そこで、シンボル内誤り訂正部３７では、このような軽微な誤りに対して誤り訂正処理を行う。シンボル内誤り訂正部３７よりも後述の誤り訂正部４０の方が誤り訂正能力は高いが、デインターリーブ部３９を経由することによる遅延時間が発生してしまう。また、誤り訂正部４０の結果を後段のマッピング部４１で利用するには、送信側のインターリーブ部１２と同等の処理を設ける必要もあり、ハードウェアの増大も招いてしまう。このため、シンボル内誤り訂正部３７を設ける利点は、デインターリーブ部３９を経由することなく、ＣＮＲの良好な受信状況で生じた軽微な誤りに対して、低遅延で尚且つ小規模なハードウェアにより誤りを訂正することにある。

シンボル内誤り訂正部３７で推定されたＬＬの送信信号は、マッピング部４１にて図１の送信装置のマッピング部１４と同一のマッピング処理が施される。この再マッピング結果をＸ＾_UL（ω，ｔ）とする。

除算部４２は、Ｎ_ULポイントＦＦＴ部３３からの受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）をマッピング部４１からの再マッピング信号Ｘ＾（ω，ｔ）で複素除算する。受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）は、下記（式３）に示すように、送信信号Ｘ（ω，ｔ）＝Ｘ_UL（ω，ｔ）＋Ｘ_LL（ω，ｔ）と伝送路特性Ｈ（ω，ｔ）の積として表される。ただし、下記（式３）では良好なＣＮＲの環境と仮定し、雑音成分に関しては省略している。

除算部４２では、上記（式３）で示した受信サブキャリア信号Ｙ（ω，ｔ）に対して、下記（式４）の処理を行う。

シンボル内誤り訂正部３７によってＵＬの誤りが完全に訂正されたとすると、Ｘ＾_UL（ω，ｔ）＝Ｘ_UL（ω，ｔ）となる。したがって、上記（式４）は、下記（式５）に展開される。下記（式５）は、二回目の伝送路推定結果を表している。下記（式５）の括弧内第二項は伝送路推定誤差として残留し、その電力は−ＩＬ［ｄＢ］である。除算部４２の結果はフィルタ部４３に入力される。

フィルタ部４３では、伝送路推定部３４と同様に二次元フィルタを有し、伝送路特性は推定可能な通過域としつつも、上記の括弧内第二項を低減するように通過域幅を狭帯域とする。下記（式６）は、フィルタ部４３による処理後の二回目の伝送路推定結果を表している。下記（式６）において、ＦＩＬ_ω,t［ ］は、周波数ωと時間ｔの二次元領域でフィルタを行う関数である。

フィルタ部４３と伝送路推定部３４の大きな差は、伝送路推定部３４では伝送路推定に使用できる信号は既知信号であるパイロットキャリアのみであったが、フィルタ部４３ではデータキャリアも既知信号となる点である。このため、フィルタ部４３では、伝送路推定に使用できる信号が伝送路推定部３４に比べて増加している。例えば、既知信号の量が１２倍に増大する場合、伝送路推定精度の改善効果は１０．８ｄＢに相当する。
以上の説明は、準同期ＬＤＭに適した高精度の伝送路推定を提供する仕組みに関するものである。

次に、フィルタ部４３から出力される伝送路推定結果Ｈ＾⁽³⁾ （ω，ｔ）を用いてＵＬ受信信号のレプリカ（以下「ＵＬ受信レプリカ」と称する）を算出し、受信信号からＵＬ受信レプリカを減算してＬＬ信号を抽出する処理について説明する。

マッピング部４１から出力される再マッピング信号は、Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部４４にて、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ処理が施される。ＵＬ硬判定結果に誤りがなければ、Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部４４は、図１に示した送信装置のＮ_ULポイントＩＦＦＴ部１５と同一の信号を生成する。

ＵＬ受信レプリカ生成部４５は、ＵＬの時間領域の信号とフィルタ部４３からの伝送路推定結果Ｈ＾⁽³⁾ （ω，ｔ）とに基づいて、ＵＬ受信レプリカを生成する。すなわち、ＵＬ受信レプリカ生成部４５では、ＬＬ信号の無いＵＬの時間領域の受信信号を再生する。ＵＬ受信レプリカの生成手法に関しては種々の手法が考えられるが、本発明ではその手法については言及しない。
ＬＬ抽出部４６は、ＵＬとＬＬが混入した受信信号からＵＬ受信レプリカを減算することにより、ＬＬ信号を抽出する。

次に、ＬＬ信号の復調に関する説明を行う。
Ｎ_LLポイントＦＦＴ部４７では、ＬＬ抽出部４６により抽出されたＬＬ信号に対してＮ_LLポイントのＦＦＴ処理を行い、時間領域の信号からサブキャリア単位の周波数領域の信号に変換して、ＬＬ受信サブキャリア信号を出力する。
伝送路推定部４８では、例えばＬＬ信号にパイロットを挿入している場合には、ＬＬ信号の受信パイロット信号に基づいて伝送路推定を行う。この処理は、伝送路推定部３４と同様の処理になる。

ここで、ＵＬとＬＬの伝送路特性は同一であるため、ＵＬの伝送路推定結果をＬＬの伝送路推定結果として用いてもよい。この場合には、ＬＬ信号にパイロットを挿入する必要がないため、ビットレートを向上できるという利点がある。なお、ＵＬの伝送路推定結果としては、伝送路推定部３４の出力やフィルタ部４３の出力を用いることができる。この場合、ＵＬとＬＬではＦＦＴポイント数が異なるため、Ｎ_ULポイントからＮ_LLポイントにレート変換する必要がある。レート変換の手法としては、レートを上げるインターポレーションやレートを下げるデシメーションなどがある。また、インターポレーションとデシメーションを組合せて用いることもある。レート変換には公知の種々の手法を用いることが可能であり、詳細な説明は省略する。

等化部４９は、等化部３５と同様に、Ｎ_LLポイントＦＦＴ部４７からのＬＬ受信サブキャリア信号と伝送路推定部４８からの伝送路推定結果に基づいて、ＬＬの送信信号を推定する。判定部５０は、判定部３６と同様に、ＬＬの送信信号の推定値について硬判定を行う。

シンボル内誤り訂正部５１は、ＬＬの硬判定結果に対して誤り訂正を行う。ＵＬに対するシンボル内誤り訂正部３７と異なる点は、ＵＬは非常に良好なＣＮＲであったが、ＬＬに関してはＩＬ分のＣＮＲが低下している。したがって、このような低ＣＮＲ環境では、簡易的な誤り訂正ではほとんどその能力を発揮することができない。

このＬＬに対するシンボル内誤り訂正部５１の意義について説明する。非特許文献２では、２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行段階に、準同期ＬＤＭを適用することが提案されている。２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行が完了し、２Ｋ放送が完全に終了した段階では、ＵＬ信号が無くなってＬＬ信号のみとなる。その時点ではＬＬ信号電力も増大しており、ＬＬの受信ＣＮＲも良好な状態となっている。２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行が完了した後の次々世代の移行段階では、ＬＬ信号の下の階層に８Ｋ放送をＬＤＭ化することも検討されており、２Ｋ放送から４Ｋ放送への移行と同様に、４Ｋ放送から８Ｋ放送への移行時にもＬＤＭ化が行われると推定される。ＬＬに対するシンボル内誤り訂正部５１は、このような状況において、ＵＬに対するシンボル内誤り訂正部３７と同様の効果を発揮することが可能となる。

最後に、ＵＬ、ＬＬのそれぞれに対する尤度算出部３８，５２、デインターリーブ部３９，５３、誤り訂正部４０，５４について説明する。ＵＬに対する機能部３８〜４０と、ＬＬに対する機能部５２〜５４は、互いに同一の処理を行う。

尤度算出部３８，５２は、等化結果に基づいて、等化結果と理想受信点との距離から各ビットに対応する対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）を算出する。ここで、ＬＬＲはサブキャリア毎のＣＮＲに比例した大きさとすることが望ましく、そのためにサブキャリア毎の伝送路推定結果の電力を用いている。更に、シンボル内誤り訂正にて訂正可能となったビットに関しては、ＬＬＲの大きさを最大値としてもよい。ＬＬＲの算出には公知の種々の手法を用いることが可能であり、詳細な説明は省略する。

尤度算出部３８，５２の結果はデインターリーブ部３９，５３に入力され、送信装置のインターリーブ部１２，１７とは逆の並べ替えが施された後に、誤り訂正部４０，５４にて誤り訂正復号が行われる。これにより、受信装置においてＵＬ，ＬＬが再生される。

以上の処理により、ＣＮＲが良好な場合には、ＵＬとＬＬの情報符号を同時に伝送することが可能となる。また、ＣＮＲがそれ程良好でない場合には、ＵＬのみの情報符号を伝送することが可能である。したがって、非特許文献２で提案されたような準同期ＬＤＭ方式のデータ伝送を実現することができ、例えば、次世代地上放送として２Ｋ放送から４Ｋ放送にスムーズに移行することが可能となる。

以上のように、本例のデータ伝送システムでは、送信装置が、Ｎ_ULポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＵＬの変調信号を生成すると共に、Ｎ_ULポイントとは異なるＮ_LLポイントのＩＦＦＴ処理を用いてＬＬの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整し且つ所定の電力比率で合成したものを送信する構成となっている。また、受信装置が、送信装置からの受信信号に対してＮ_ULポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＵＬを再生すると共にＵＬ受信レプリカを生成し、受信信号からＵＬ受信レプリカを減算した信号に対してＮ_LLポイントのＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいてＬＬを再生する構成となっている。

このように、準同期ＬＤＭ方式で多重化されたＵＬ及びＬＬのデータを送信装置から受信した受信装置は、まず、電力比率が高い方であるＵＬ用のポイント数のＦＦＴ処理を受信信号に施してＵＬを再生すると共に、ＵＬ受信レプリカを受信信号から減算した信号にＬＬ用のポイント数でＦＦＴ処理を施してＬＬを再生することで、準同期ＬＤＭ方式で多重化されたＵＬ及びＬＬのデータを受信装置にて適切に復調することが可能である。

また、本例では、送信装置が、ＵＬに対する誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、インターリーブ処理の結果に対するシンボル内誤り訂正符号化処理とを行った後に、Ｎ_ULポイントのＩＦＦＴ処理を行ってＵＬの変調信号を生成し、同様に生成されたＬＬの変調信号と合成して送信する構成となっている。また、受信装置が、受信信号に対するＮ_ULポイントのＦＦＴ処理の結果に基づいて、誤り訂正処理及びデインターリーブ処理を行ってＵＬを再生しつつ、シンボル内誤り訂正処理及びＮ_ULポイントのＩＦＦＴ処理を行ってＵＬ受信レプリカを生成する構成となっている。

このような構成により、誤り訂正処理及びデインターリーブ処理を経ずにＵＬ受信レプリカを生成することができるので、受信装置におけるＵＬ受信レプリカの生成を低遅延で行うことが可能となる。また、ＵＬ受信レプリカを生成するために送信装置と同様のインターリーブ部を受信装置に設ける必要がないので、小規模なハードウェアで受信装置を実現することが可能となる。

また、本例では、送信装置が、シンボル内誤り訂正処理の結果を用いて送信装置と受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いてＵＬ受信レプリカの生成を行う構成となっている。このような構成により、伝送路特性の推定に使用できる既知信号の量が増大するので、伝送路特性をより高精度に推定することが可能となる。また、このようにして推定した伝送路特性をＵＬ及びＬＬの再生にも使用することで、ＵＬ及びＬＬをより正確に再生することも可能となる。

また、本例では、受信装置は、Ｎ_ULポイントで伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性をＮ_LLポイントにレート変換したものを用いてＬＬの再生を行う構成となっている。このような構成により、ＬＬ信号に対してパイロットを挿入する必要がなくなる。

また、本例では、受信装置が、シンボル内誤り訂正符号化処理の結果を、ＵＬ及びＬＬの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、上記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てる構成となっている。このような構成により、所定の規格に準拠しつつ、シンボル内誤り訂正符号化処理の結果の割り当てを行うことが可能となる。

ここで、上記の説明では、上位階層（ＵＬ）と下位階層（ＬＬ）の２階層を用いて２種類のデータを送信しているが、３階層以上に分けて３種類以上のデータを送信する準同期ＬＤＭ方式のデータ伝送システムとしてもよい。例えば、それぞれに電力差を設けた３階層を用いて３種類のデータを伝送する場合において、第１〜第２層の関係または第２〜第３層の関係の少なくとも一方について本発明を適用することが可能である。

以上、本発明について詳細に説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、上記以外にも広く適用することができることは言うまでもない。
また、本発明は、例えば、上記のような処理を実行する方法や方式、そのような方法や方式を実現するためのプログラム、そのプログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。

この出願は、２０１９年５月２２日に出願された日本出願特願２０１９−０９５６３５を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。

本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに利用することができる。

１１：誤り訂正符号化部、 １２：インターリーブ部、 １３：シンボル内誤り訂正符号化部、 １４：マッピング部、 １５：Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部、 １６：誤り訂正符号化部、 １７：インターリーブ部、 １８：シンボル内誤り訂正符号化部、 １９：マッピング部、 ２０：Ｎ_LLポイントＩＦＦＴ部、 ２１：加算部、 ２２：Ｄ／Ａ変換部、 ２３：送信アンテナ２３、 ３１：受信アンテナ、 ３２：Ａ／Ｄ変換部、 ３３：Ｎ_ULポイントＦＦＴ部、 ３４：伝送路推定部、 ３５：等化部、 ３６：判定部、 ３７：シンボル内誤り訂正部、 ３８：尤度算出部、 ３９：デインターリーブ部、 ４０：誤り訂正部、 ４１：マッピング部、 ４２：除算部、 ４３：フィルタ部、 ４４：Ｎ_ULポイントＩＦＦＴ部、 ４５：ＵＬ受信レプリカ生成部、 ４６：ＬＬ抽出部、 ４７：Ｎ_LLポイントＦＦＴ部、 ４８：伝送路推定部、 ４９：等化部、 ５０：判定部、 ５１：シンボル内誤り訂正部、 ５２：尤度算出部、 ５３：デインターリーブ部、 ５４：誤り訂正部

Claims (8)

1. 複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムにおいて、
   第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信する送信装置と、
   前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生する受信装置とを備えたことを特徴とするデータ伝送システム。
2. 請求項１に記載のデータ伝送システムにおいて、
   前記送信装置は、前記第１データに対する第１の誤り訂正符号化処理及びインターリーブ処理と、前記インターリーブ処理の結果に対する第２の誤り訂正符号化処理とを行った後に、前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記第１データの変調信号を生成し、
   前記受信装置は、前記第１ポイント数のＦＦＴ処理の結果に基づいて、前記第１の誤り訂正符号化処理に対応する第１の誤り訂正処理及び前記インターリーブ処理に対応するデインターリーブ処理を行って前記第１データを再生しつつ、前記第２の誤り訂正符号化処理に対応する第２の誤り訂正処理及び前記第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を行って前記受信レプリカを生成することを特徴とするデータ伝送システム。
3. 請求項２に記載のデータ伝送システムにおいて、
   前記受信装置は、前記第２の誤り訂正処理の結果を用いて前記送信装置と前記受信装置の間の伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を用いて前記受信レプリカの生成を行うことを特徴とするデータ伝送システム。
4. 請求項３に記載のデータ伝送システムにおいて、
   前記受信装置は、前記第１データ又は前記第２データの少なくとも一方を前記推定した伝送路特性を用いて再生することを特徴とするデータ伝送システム。
5. 請求項３又は請求項４に記載のデータ伝送システムにおいて、
   前記受信装置は、前記第１ポイント数で伝送路特性を推定し、当該推定した伝送路特性を前記第２ポイント数にレート変換したものを用いて前記第２データの再生を行うことを特徴とするデータ伝送システム。
6. 請求項２乃至請求項５のいずれかに記載のデータ伝送システムにおいて、
   前記送信装置は、前記第２の誤り訂正符号化処理の結果を、前記第１データ及び前記第２データの伝送用の周波数領域において予備用のキャリアとして設けられているＡＣキャリア、又は、前記周波数領域の少なくとも一方の周波数端に拡張的に追加された領域に割り当てることを特徴とするデータ伝送システム。
7. 複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに使用される受信装置において、
   第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて生成された第１データの変調信号と、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて生成された第２データの変調信号とを、各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信装置から受信し、受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生することを特徴とする受信装置。
8. 複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送方法において、
   送信装置が、第１ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第１データの変調信号を生成すると共に、前記第１ポイント数とは異なる第２ポイント数のＩＦＦＴ処理を用いて第２データの変調信号を生成し、これらの変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成したものを送信し、
   受信装置が、前記送信装置からの受信信号に対して前記第１ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第１データを再生すると共に前記第１データの変調信号の受信レプリカを生成し、前記受信信号から前記受信レプリカを減算した信号に対して前記第２ポイント数のＦＦＴ処理を行い、その結果に基づいて前記第２データを再生することを特徴とするデータ伝送方法。

Images