CN104823421B

CN104823421B - 用于多载波信号传输的方法、及对应传输设备

Info

Publication number: CN104823421B
Application number: CN201380062817.5A
Authority: CN
Inventors: M.拉诺伊塞勒; B.杰汉
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2012-10-05
Filing date: 2013-09-30
Publication date: 2018-01-23
Anticipated expiration: 2033-09-30
Also published as: EP2904754B1; WO2014053757A1; EP2904754A1; CN104823421A; US20150271001A1; US9455858B2

Abstract

本发明涉及用于传输OFDM信号的方法，其中预传输处理包含：将代表源信号的数据映射到属于星座的复数码元Xn上，0≤n<M，n和M是整数；将M个码元Xn变换成M个已修正码元X’n，使得X’n＝Xn+dn，其中dn是复数修正；将M个已修正码元X’n映射到OFDM调制器的N个载波中的M个上，以生成OFDM信号，N是整数，M≤N，使得所述变换包含累加器初始化步骤，且对于每个n阶载波(n从1到M‑1)，包含：在累加器中，分别在已存在的J个样本上累加与被X’n映射的n阶载波的J个样本对应的J个时间样本的步骤(1051，1054)；检测从n‑1阶的累加步骤中得到的J个样本中峰值，并将所述峰值与n阶载波的J个时间样本中的对应时间样本进行比较的步骤(1052)，并传送复数修正控制信息项(Poln)；根据复数修正控制信息项(Poln)来确定复数修正值dn以获得已修正码元X’n的修正步骤(1053)。

Description

用于多载波信号传输的方法、及对应传输设备

1.技术领域

本发明的领域是射频通信，其中用到尤其是OFDM(正交频分复用)类型的多载波调制。

更确切地，OFDM调制越来越多地用于数字传输，具体用于具有多路径的传输信道。该多载波调制技术使得可能显著去除当对多路径信道使用单载波调制时通常观察到的在码元之间的干扰。此外，该技术提供非常好的谱效率，并使得可能通过单频网络的实施来节省射频频谱资源。

由于多路径信道和频率选择性信道所固有的稳健性，OFDM调制尤其，但非排他地，用于无线(WiFi)局域网，3GPP LTE(“第3代合作伙伴项目”和“长期演进”)蜂窝移动无线电话，乃至ADSL(“非对称数字用户线路”)，但也用于例如涉及数字音频广播(DAB)，尤其包括DVB-T(地面数字视频广播)乃至新的DVB-T2标准的数字TV广播的标准。

2.背景技术

2.1OFDM调制的缺点

OFDM技术的主要缺点内在于调制信号包络的强振幅波动和因而瞬时功率的显著变化。

实际上，在时域中，这些独立调制的多载波大多数时间就功率来实现求和，但也是一致的，其产生的瞬时功率峰值可能超过某些时刻信号平均功率 10分贝多。

传输信号的峰均比(PAPR)(即描述功率峰值水平相对于信号平均功率的特征的因子)因此一般非常高，且会随着载波数量N增加。

功率放大器具有非线性特征，加上与所谓强PAPR信号的放大，所述特征将带来失真：副瓣谱升高，生成谐波，非线性码元之间产生干扰，载波之间产生干扰。因此，这些失真显著导致传输误差和劣化误码率(BER)。

2.2PAPR的定义

更确切地，根据具体实施例，使用由总共N个规律调制的正交载波组成的频带为B的OFDM信号，所述载波被频率间隔Δf隔开，使得B＝N.Δf。对于给定的OFDM块，每个载波被属于星座(QPSK、MAQ16等)的码元 X_n调制。频带为B的频率信号的反向傅里叶变换(IFFT)然后在时域中提供将要被传输的信号x(t)。在时域中，OFDM块的持续时间是N.Te＝1/Δf，其中Te是采样周期，表达如下：

假设变量X_n是随机的，统计上独立且集中的，从中推断出OFDM信号的PAPR，表达为：

观察到，以PAPR的这个定义，且x(t)是离散随机变量的IFFT时，在特别的但也非常少见的情况下，PAPR可变成和N一样大，其中

在实践中，给定幅度的PAPR峰值以一定的概率出现。要让信号幅度和 N一样大显然不大可能，当N变得更大时尤其如此。同样，通常地，为了描述OFDM系统的PAPR的特征，用到互补的累积分布函数(CCDF)，其提供信号幅度超过一定阈值的概率。该函数是最常用于描述PAPR降低系统的特征的函数，表达如下：

CCDF_PAPR＝Pr[PAPR(X_L)>r,L＝1]

≈1-(1-e^-r)^N

在实践中，该方程式例如指示，如果数字/模拟和/或模拟/数字转换器和功率放大器不是工作在平均功率和峰值功率的动态差至少为12.2分贝(对于放大器，这代表运行功率比为1比16)的条件下，当信号包含2048个载波时，如没有在100个码元中的至少一个的采样饱和度，信号将不能被正确传输。

在这个界限以下，信号将被削波，或者至少是随传输余波和接受条件而严重失真。

2.3用于PAPR降低的现有技术

在文献中，已提出多项技术来缓解这个问题。

当前的一种解决方案在于确保放大器的运行范围保持限定于线性放大区间内，不幸的是，这限制了放大器的范围(几个％而不是通常的50％)，并因而导致传输器消耗的显著增加。这对于OFDM的使用，尤其是在移动终端中的使用是很强的约束，记住，功率放大器的消耗可代表终端总消耗的 50％多。

第二种途径是将约束或编码应用于所传输的数据序列以限制PAPR。该方法在于构建一组使PAPR最小化的码字。已有多项用于构建这类代码的技术被提出。该解决方案的优点在于它不会引入任何失真。另一方面，对谱效率不利的是它不会提供任何编码增益。此外，到目前为止，由于极大的计算复杂度，它的应用范围限于载波数量N较小的OFDM调制器。

通常被称作“TI-CES(注音-星座扩展方案)技术”的第三种途径提出，增加对OFDM载波进行调制的星座的点数，使得对于原始星座的点，在新星座中可有几个可能的对应坐标。根据该途径，这个添加的自由度用于生成 PAPR较低的信号。然而，该方法有多个缺点，因为添加的码元具有较高的功率水平，星座扩展将带来信号平均功率的增加。此外，为每个点选择最佳可能坐标要求增加所实施计算的复杂度，使其不适于实时信号处理的硬件实施。

通常被称作“CD(星座失真)技术”的第四种途径，也是基于星座修改，并依据这样的假设，传输放大的输出水平由最强PAPR峰值限定，且如果可减小这些峰值的幅度，则所传输的功率将会增加。根据此项技术，对于给定的失真率，被称作凸的优化问题得到解决，以生成具有最小总体PAPR 水平的OFDM信号。然而，该方法需要大幅增加平均输出功率以中和就信号噪声比而言的损失。此外，当星座阶数变高时，所实施的计算复杂度将指数增加。

通常被称作“ACE(主动星座扩展)技术”的第五种途径，也是基于星座修改，并依据在远离决定轴的方向上所实现的位移。然而，以与前面两种方法相同的方式，此项技术的特征在于，由于信号平均功率的增加以及非常高的计算复杂度，对于高阶星座，效率较低。

通常被称作“TR(音频保留)技术”的第六种途径，提出保留OFDM 复用的某些载波，它们不传递信息，而传递传输优化的码元以降低PAPR。这些码元的优化可通过例如使用SOCP(二阶锥规划)类型的凸优化算法来实现。正如同前面的方法，此解决方案不会对传输信号加入任何失真，但此方法的最大缺点在于必须保留一定数量的载波以能够显著降低PAPR。这些载波不能用于传输有用的信息数据，这带来谱效率的降低。

被称作“选择映射”的第七种途径，在于对要传输的序列的每个码元应用相位旋转。可定义多个相位旋转模式。对于应用于要传输的序列的每个模式，实现操作以获得对应的OFDM信号，显示最低PAPR的这个信号将被传输。同样，该技术不会加入任何失真，但它需要以非常高的可靠性向接收器传达在传输中使用的旋转序列，这带来谱效率的降低和系统复杂度的显著增加，以经由专用信道来发送所应用的旋转模式。此外，如果传输出错，整个OFDM帧将丢失。因为必须并行实现多个处理操作，以选择最有效的，这也增加了传输的复杂度。其他所实现的处理操作毫无意义，而没有被用到。

最后一种途径是“削波”(或限制)技术，其在于当信号超过预定阈值时削剪它的幅度。然而，该削波本质上是非线性的，并引入传输信号的失真，这不仅在劣化的BER上有所反映，也会在PSD(功率谱密度)副瓣的升高中有所反映。

在这个具体的背景下，发明者于是认识到，需要新技术来使得可能改进对PAPR的降低，并使实施保持简单。

3.发明内容

本发明以用于传输OFDM信号的方法的形式，提出新的解决方案，其不显示现有技术的所有这些缺点，在传输前对OFDM的处理包含：

‐将代表源信号的数据映射到属于星座的复数码元Xn上，0≤n<M，n 和M是整数，

‐将M个码元Xn变换成M个修正的码元X’n，使得X’n＝Xn+dn，其中dn是复数修正，

‐将M个修正的码元X’n映射到OFDM调制器的N个载波上，以生成 OFDM信号，N是整数，M≤N，

所述变换包含：

‐累加器的初始化步骤，

且对于每个n阶载波(n从1到M-1)，包含：

‐在累加器中，与被X’n映射的n阶载波的J个样本对应的J个时间样本分别与已存在的J个样本进行累加的步骤，J是整数，

‐检测从到n-1阶的累加步骤中得到的J个样本中的峰值，并将该峰值与n阶载波的J个时间样本中同时发生的时间样本进行比较的步骤，并传送复数修正控制信息项，

‐修正步骤，作为复数修正控制信息项的函数来确定复数修正值dn以获得修正的码元X’n。

本发明还涉及用于传输OFDM信号的设备。根据本发明，所述传输设备包含：

‐映射模块，用于将代表源信号的数据映射到属于星座的复数码元Xn 上，0≤n<M，n和M是整数，

‐变换模块，用于将M个码元Xn变换成M个修正的码元X’n，使得X’n ＝Xn+dn，其中dn是复数修正，

‐具有N个载波的OFDM调制器，以从映射在M个载波上的M个修正的码元X’n生成OFDM信号，M是整数，M≤N，且当M≠N时， N-M个载波未被映射。

所述变换模块包含：

‐构建和累加模块，用于将与被X’n映射的n阶当前载波的J个样本对应的J个时间样本累加到已存在的J个样本，1≤J，

‐用于检测在n-1阶构建和累加模块的输出处的J个样本的峰值，并将该峰值与n阶当前载波的J个时间样本中同时发生的时间样本进行比较的模块，并传送复数修正控制信息项，

‐修正模块，作为复数修正控制信息项的函数来确定复数修正值dn以获得修正的码元X’n。

这样的传输设备尤其适于实现根据本发明的传输方法。

因此，本发明依托于新的创造性的途径，以降低OFDM信号的PAPR。

更确切地，本发明使得可能以与现有技术相比较低的计算复杂度来改进 PAPR降低的性能水平。

此外，与由TI-CES、CD、ACE和TR技术实行的星座修改相比，本发明提供了很大的星座修改灵活性。

实际上，在实施频率-时间变换之前，根据本发明的方法以连续且受控的方式，在频域中修改对OFDM块的载波进行调制的星座码元。

根据具体实施例，频率-时间变换是离散反向傅里叶变换。根据具体实施例，该反向傅里叶变换是快速傅里叶变换(IFFT)。下文中，缩写词IFFT 指代由OFDM调制器实施的频率-时间变换，所述调制器使得可能生成 OFDM信号。

为了降低PAPR，本发明使用被称作当前载波的载波的修正的实时同步，它与相同OFDM块的先前已修正的载波相关。“载波n的修正”应理解为指通过值dn来修正码元Xn，以产生码元X’n，其在由OFDM调制器实现的 OFDM调制中映射该载波n。

所述同步尤其是基于为修正对当前载波进行调制的星座码元，来实施对代表先前已修正载波的时间响应的总和的一组时间样本中的PAPR峰值的检测。

然后，通过考虑与按要求已检出的峰值同时发生的、要修正的载波的时间样本，来获得复数修正控制信息项。该复数修正控制信息项然后用于确定要对调制要修正的当前载波的星座码元的复数坐标进行的修正。

因此，完成累加后，对M个已映射载波中的每一个实施上述检测和修正步骤，所述方法在频域中(即在频率-时间变换之前)实现对已修正时间信号的“预构建”，所述信号由J个样本组成，且与被M(M≤N)个对应码元映射的N个载波的OFDM块相关联。

为此，所述变换并行构建与被X’_n-1映射的n-1阶载波的J个样本对应的 J个时间样本，并在累加器中累加这J个样本。该累加意味着将这J个样本分别加到已在累加器中存在的J个样本上。在每次累加后，所述变换检测已累加的J个样本中PAPR峰值的出现。而且，所述变换并行构建对应于n阶当前载波的J个时间样本。所述变换将从到n-1阶的累加中得到的J个样本中已检出的PAPR峰值与n阶当前载波的J个时间样本中、以与大小为J的块中相同的索引来定位的时间样本进行比较。所述变换确定复数修正控制信息项，使得可能确定复数修正值。具体地，如果峰值和时间样本具有各自的幅度和相位，这将在累加到n阶后带来峰值的放大，复数修正值被确定，以对抗放大效应。

根据具体实施特点，所述方法发展了N个载波的块的反向离散傅里叶变换的计算，其中M个载波通过逐个载波实现计算来被码元X’_n映射，对于给定载波n，通过计算每个时间样本I(I在0到J-1之间变化)来被X’_n映射。所述方法由此确定与被X’_n映射的载波相关联的时间样本。所述累加则在于将当前载波n的J个时间样本分别加到与到n-1阶的载波相关的、已累加的前面J个样本上。

应注意，一般为反向傅里叶变换的频率-时间变换可应用于被所考虑的 M个码元映射的M个载波，小于OFDM调制器的载波数量N。实际上，常见的做法是保留载波以在其中插入前导码，通过将边缘载波设置为0来限制谱重叠的问题，并通过将中央载波设置为0来避免连续部分。

应注意，即使在频域中，术语“预构建”指“能够”在确定IFFT之后所获得的信号响应的时间样本。实际上，本发明的目的是修正在频域中对当前载波进行调制的星座码元的复数坐标。

因此，术语“预构建”与可能在OFDM调制器的实施之前被修正的时间样本相关联。

“复数”应被理解为指“可具有实数和/或虚数值，使得该值例如被定义为v＝a+bj”。

这种方法因而凭借OFDM块的每个载波可被修正的事实，以对OFDM 时间信号的整体修正为结果。

凭借作为复数修正控制信息项的函数来确定星座坐标的复数位移的事实，来优化对时间信号的修正。如下文所描述的，星座坐标的复数位移和复数修正控制信息项之间的这种依赖关系使得可能构建新的星座。该新星座可例如以具体方式与已修改星座或与来自前面所提到的星座修改技术(即 TI-CES、CD、ACE和TR技术)的星座的组合对应。

在本配置中，根据本发明所提出的技术的一个优点因而是能够通过使得可能关联多项星座修改技术来增加效率，凭借基于在要修正的当前载波和时间上在它前面且先前已被修正的载波之间的实时同步的实施的修正控制，所述多项技术各自不同的缺点可在某种程度上被中和。

根据本发明的具体方面，对从到n阶的累加步骤中得到的J个样本进行检测的步骤与以对应于时钟周期的预定时长的延迟来生成与索引为n的当前载波关联的J个时间样本的步骤相关地实施。

根据预定时钟周期的所述延迟的实施尤其使得可能同步获得复数修正控制信息项，以为了使它在修正对要修正的n阶当前载波进行调制的星座码元的步骤发生的时刻被传送，使得可能获得在到n+1阶的累加步骤中出现的 X’_n。

优先地，已检出峰值是功率峰值，n阶载波的J个时间样本是复数，且复数修正控制信息项属于下列种类中的至少一种：

-复数修正控制信息项，当峰值和对应复数时间样本的实数(相应地虚数)部分的符号相同时，所述信息项的实数(相应地虚数)部分为正。

-复数修正控制信息项，当峰值和对应复数时间样本的实数(相应地虚数)部分的符号相反时，所述信息项的实数(相应地虚数)部分为负。

-复数修正控制信息项，当对应的已检出峰值的时间样本的功率幅度小于预定阈值时，或当索引为n的所述当前载波被称作是“保留的”而将不对其进行修正(例如前导码码元的插入发生在根据本发明的方法实施之前的情况)，所述信息项的实数(相应地虚数)部分为0。

因此，复数修正控制信息项使得可能通过考虑在代表先前已修正并累加的载波的预构建时间样本的峰值和与已检出峰值同时发生的要修正的当前载波的复数时间样本之间的符号相关性来控制对PAPR的降低。

因而可能通过考虑在要修正的当前载波和从先前已修正的载波的累加中已检出的峰值之间的相关性，或通过考虑对被称作“保留”载波(其星座码元必须保持不变)的识别，来以最优化的方式控制从一个载波到另一个载波所实施的修正。根据本发明的具体方面，因而可能不对预定或先前已识别的“保留”载波进行修正。

有利地，修正步骤实施星座码元的坐标与代表星座码元在该码元的星座的复数平面的X和Y轴上的复数位移的坐标的求和，借助复数修正控制信息项来从属于下列种类中至少一种的复数位移中选择所述复数位移：

‐复数位移的实数(相应地虚数)位移，当复数修正控制信息项包含正的实数(相应地虚数)部分时，其为负；

‐复数位移的实数(相应地虚数)位移，当复数修正控制信息项包含负的实数(相应地虚数)部分时，其为正；

‐复数位移的实数(相应地虚数)位移，当复数修正控制信息项包含为 0的实数(相应地虚数)部分时，其为0。

“复数位移的实数位移”应理解为指沿复数位移的实数部分的实数轴的位移。“复数位移的虚数位移”应理解为指沿复数位移的虚数部分的虚数轴的位移。实际上，星座码元的实数部分和虚数部分的位移是彼此独立的。举例来说，星座码元的实数部分可相对实数轴进行正位移，而虚数部分可相对虚数轴进行负位移。

因此，本发明提出对调制载波的每个星座码元在该码元的星座的复数平面上的X和Y轴上的复数位移进行控制。因而获得星座码元的受控复数位移，其可使调制载波的一个星座码元区别于调制另一载波的另一星座码元。

换句话说，例如可能根据具有正的实数(相应地虚数)部分的复数位移来修正调制索引为n+g(g是整数，使得0≤n+g≤N-1)的载波的星座码元的实数和/或虚数部分，而根据具有负的实数(相应地虚数)部分的复数位移来修正调制索引为n的载波的星座码元的实数(相应地虚数)部分。

因为复数位移的性质受到控制，例如当选择CD类型的映射修正时，所实施的复数位移可导致星座点被保留在其决策区域或原始星座中，或者当根据另一示例性修正选择ACE或CES类型的修正时，导致它们被移到外面。

此外，0复数位移导致原始星座的点被保留，即未被修正。

根据本发明的具体方面，从OFDM块的一个载波到另一个载波来确定复数位移的实数(相应地虚数)部分的绝对值，该绝对值对应于预定值。举例来说，该复数位移值等于从星座点到决策区域边界的距离的0.25或0.5倍。

复数位移的实数(相应地虚数)部分的绝对值的稳定性尤其使得可能限制本发明实施的复杂度。

根据一实施例，根据本发明的方法构建J＝L.N个时间样本，其中L是大于或等于1的整数。当L＝1时，J＝N。当L>1时，例如当L＝2或者4 时，是过采样。这种过采样有利地使得可能在PAPR降低中获得较大的分辨率。

根据具体实施例，所述传输方法连续实施至少下列子步骤：

-将反向快速傅里叶变换应用于星座码元的实数和虚数部分，以等于 Fe/2的频率为中心，

-将实数和虚数部分移项至基带，

-以等于2.Fe的频率，以因子L(例如以L＝2)对基带中的实数和虚数部分进行过采样，

-实数和虚数部分的低通滤波，

-以Fe/2的载波频率对所述部分进行调制。

更具体地，根据本发明的方法实施下列方程式：

其中：

‐A_n和B_n是对索引为n的所述当前载波进行调制的星座码元的实数和虚数分量，

‐S是所有与OFDM块相关的预构建实数时间样本，

‐

‐且0≤l<J＝L.N＝2.N。

根据所述设备的一实施例，所述检测模块检测最大功率峰值。

根据所述设备的一实施例，所述变换模块还包含：

‐用于生成与索引为n的当前载波相关联的J个时间样本的模块，0≤n <M,

所述构建和累加模块包含：

‐用于构建被X’n映射的n阶当前载波的J个时间样本的模块，和

‐累加模块。

本发明还涉及计算机程序，其包含当该程序由处理器执行时用于实施上述传输方法的指令。

4.附图说明

本发明的其他特点和优点将在读到随后仅作为说明性和非限制性示例给出的具体实施例描述和附图时更加明显地显现，附图中：

‐图1A和1B分别表示用于OFDM信号的处理体系和根据本发明的 PAPR降低系统的简化方框图；

‐图2说明根据本发明一实施例的传输方法的主要步骤；

‐图3说明根据本发明一实施例的PAPR降低系统的详细方框图；

‐图4A和4B说明由根据本发明的方法实施的不同计算子步骤；

‐图5A到5C说明根据本发明所获得的已修正星座的不同示例；

‐图6说明根据本发明的传输设备的结构。

5.具体实施方式

5.1一般原理

本发明依靠使用对调制OFDM信号的星座的修正的控制，以最优地降低峰均比，或PAPR。

更确切地，本发明实施对代表在PAPR得到降低的传输设备的输出处所获得的信号的已修正实数数字信号的“预构建”。

在对所述数字信号的“预构建”期间，逐个载波地，根据本发明的方法检测PAPR峰值。在这些峰值出现时，根据本发明的方法传送复数修正控制信息项，其使得可能优化对与OFDM信号的载波相关联的星座的修改，以降低这些峰值。

具体地，通过同时考虑要修正的当前载波和先前已修正的载波来获得所述控制信息项。本发明因而使得可能逐个载波地改写要传输的信号的星座。

允许PAPR降低的新的信号调制星座因而根据本发明而获得。

下面将结合图1A来描述用于处理OFDM信号以降低PAPR的示例性体系。根据图1A所说明的实施例，OFDM信号根据一连串步骤来处理：

对通过传输器1000的传输：

‐生成101源数据；

‐对所述数据进行编码和交织102，并传送交织数据；

‐例如根据QAM调制对所述交织数据进行调制103，所述调制在于在属于星座的复数码元Xn上映射代表所述源信号的交织数据；

‐插入104导频；

‐根据本发明的方法，对OFDM块的码元进行修正105，以降低PAPR；

‐例如实施反向快速傅里叶变换(IFFT)的OFDM调制106，并传送 OFDM码元，该调制在于在OFDM调制器的载波上映射已修正码元，以生成OFDM信号；

‐在传输信道108上传输107所述OFDM信号，该传输通常伴随有噪声，例如高斯白噪声109；

根据通过接收器1010的接收：

‐接收110所谓接收信号；

‐根据具体实施例，通过实施快速傅里叶变换(FFT)对所述接收信号进行OFDM解调111，并传送已变换的接收信号；

‐信道评估112；

‐对所述已变换的接收信号进行解调113，并传送已解调信号；

‐对所述已解调信号进行解交织114 和解码115 ；

‐确定误码率。

本发明因而提出具体的修正技术105，其使得可能有效地降低PAPR，且易于实施。此外，根据本发明的修正仅在传输中实施，且不要求对现有接收器进行任何修改。

根据图1A的说明，在插入104导频后进行根据本发明的传输方法。根据其他实施例，该插入可以与根据本发明的方法的步骤相交织的方式或紧接着根据本发明的方法的步骤进行。为了简化描述，考虑到，根据本发明的方法考虑了N个码元的块，它的大小等于OFDM调制器的载波的总数量N(因而M＝N)。M个码元的块同样可以小于N，以考虑其值在别处设置的保留载波，或者在频谱边缘的未被调制的载波。

将根据图1B的方框图来描述根据本发明的PAPR降低方法105。更确切地，根据本发明的传输方法的主要步骤在调制103和例如实施反向快速傅里叶变换IFFT的OFDM调制106的常规步骤之间的频域中实施。

更确切地，根据图1B，根据本发明的方法对应于追溯类型(“反馈”类型)的同步系统。

具体地，该方法根据时钟定时以频率Fe(例如源数据的采样频率)实时运行。此外，该方法是非迭代的，即涉及N个载波(N同等对应于傅里叶变换和反向傅里叶变换的大小)的块的修正全部在N个样本的持续时间中以频率Fe来计算。

所述方法在于“预构建”，其在反向快速傅里叶变换(IFFT)106之前，使用图1B中所表示的构建和累加模块1051、检测和比较模块1052、以及修正模块1053，实数时间信号可在传输设备的输出处，从由星座码元调制的 OFDM信号块的一系列不同载波中获得。

对于由码元Xn调制的OFDM调制器的每个载波，如果该载波单独在时域内进行变换，构建和累加模块1051同时计算被码元X’n映射的该载波的时间响应的所有J个样本，所述样本可在由OFDM调制器所实施的反向傅里叶变换后获得。然后，逐个载波地，不同时间响应由构建和累加模块1051 累加，直至N-1阶的当前载波。

在n阶，在构建和累加模块的输出处的信号矢量S’n-1[]由对于已修正的直至n-1阶(n>1)的载波和对于被X₀映射的未修正的0阶载波所并行计算的时间样本组成。在通过累加进行的构建结束时，构建和累加模块1051 的输出处的时间样本对应于在OFDM块的持续时间上在传输设备的输出处所获得的时间信号S’(t)的J个连续样本。

从OFDM块的开始，时间样本的矢量S’n-1[]因而在每个时钟和累加周期上逐步构建。然后，检测和比较模块1052使用矢量S’n-1[]来检测矢量样本上峰值的出现。通过与当前载波n的时间响应的样本中具有峰值的时间样本进行比较，检测和比较模块1052从与代表已检出峰值的极性的信息项对应的修正控制信息项POLn进行推断。

修正模块1053从所述修正控制信息项POLn确定星座的修正dn，如以下根据图5A至5C的示例所说明的。

在索引n从S’n-1[]计算出的控制信息项POLn，包含由黑色垂直条1054 代表的延迟时钟周期，其与码元Xn相关，所述码元将通过所述控制信息项 POLn修正为X’n，并在下一时钟脉冲进行累加。实际上，以频率Fe记录的计数在构建和累加模块1051的输出处实现。这样，在所述时钟的每个边缘，新的输入(即已修正的星座码元X’n)被载入，且新的输出被更新，并对应于分别与已累加至前面阶数的样本进行累加的、被已修正的星座码元X’n映射的载波n的时间样本。在时钟周期期间，时间样本的对应值则保留在输出处。

基于复数控制信息项POLn，修正模块1053应用星座修正，通过在其上实行复数位移dn来修改星座码元Xn的坐标。

在下一累加步骤中，这个复数位移dn具有相对于没有修正的情况降低已检出峰值幅度的效果。通过对最高等级样本的回归约束，所述累加因而将产生并行预构建的时间样本系列的新的值S’n[]。

然后在每个新的星座码元上重复根据本发明的方法。随着载波被修正，要修正的新的峰值将出现并被修正。一旦它的所有构成载波已被扫描，根据本发明的方法在当前OFDM块的结束处终止。

构建和累加模块1051然后重新初始化，以处理下一OFDM块。

5.2根据本发明的传输方法的不同步骤的详细描述和实施

图2表示根据本发明的实施例所实施的具体步骤，它是为了生成对调制 OFDM块的每个载波的星座的修正，这样做是为了降低传输信号的PAPR，而图3表示这些步骤的示例性物理实施。

下面将详细描述这两个方面。

5.2.1对根据本发明的方法的不同步骤的描述。

对于由星座码元调制的每个载波，根据本发明的方法实现等同于连续包含至少结合图4A至4B所表示的子步骤的处理操作。

实际上，PAPR降低必须应用于在OFDM传输设备的输出处没有修正时“将要”被传输的时间信号。

从对载波进行调制的一系列星座码元中，根据本发明的方法预构建代表将在传输设备的输出处获得的射频模拟信号的实数数字信号，每个星座码元 Xn由一对值400(An，Bn)定义，所述值400定义复数平面中星座码元Xn 的坐标，使得Xn＝An+j.Bn。

为此，根据本发明的方法，首先考虑在分别对所考虑的OFDM块的N 个载波中的每个载波进行调制的每个星座码元Xn的实数(An)和虚数(Bn) 部分(n是整数使得0≤n≤N-1)上实施频率-时间变换(为了便于说明，考虑为反向快速傅里叶变换(IFFT)(41))。实际上，考虑到M＝N，且N个载波中的某些载波可被保留。

然后在图4B中获得信号的代表410，以及在t＝k.Te在IFFT输出处的下列表达式，其中，0≤k≤K＝N且K.Te＝T(所考虑OFDM块的持续时间)：

然后，依照方程式来实现将实数和虚数部分移项(42)至基带，并在图 4B中表示420：

接下来，依照下列方程式实施以因子L(例如L＝2)和等于2.Fe的频率对基带中的实数和虚数部分进行过采样(43)：

其中，t＝l.Te/2，且0≤l<J＝LN＝2.N，其包括在每两个样本中的一个样本中插入0，如图4B中所示(430)。

根据方程式，然后实现实数和虚数部分的低通滤波器(44)以仅保留基带信号(440)：

然后，依照下列方程式来实施以等于Fe/2的载波频率对各部分进行的调制(45)，如图4B所示(450)：

应注意到，一般地，不对OFDM块的第一个和最后一个载波进行调制，以避免与每个OFDM块相关联的频谱的重叠问题；因而实际只有M个载波被映射，其中M≤N，M是整数。也可以认为，这些载波形成未对其应用修正的所谓保留载波的部分，且在这种情况下，更简单地，使M＝N。

以等于Fe/2的载波频率调制的信号因而等于以等于2.Fe的频率过采样的反向快速傅里叶变换的输出信号，并在图4B中表示出(460)。

最终获得表达式以包含在因子内：

其中 0≤l<2.N。

该方程式在后面被称作“结式方程”，对于所考虑的OFDM块，其代表在OFDM传输设备的输出处没有修正时“将要”被传输的时间信号。

该表达式显示由下列表达式所说明的时间对称特性(Hermitian对称)，其中0≤p≤N：

因此，N个载波的余弦部分的2.N个样本系列是偶数，而N个载波的正弦部分的2.N个样本系列是奇数。

此外，的表达式还显示由下列表达式所说明的频率对称特性，其中0≤q≤N/2：

结果是，可通过实现关于利用时间对称性的相同操作，并在每两个样本中插入一个复数时间样本，来从N个载波的前半个系列(对于)中推断出其后半个系列(对于0≤q≤N/2)的各部分。

因此，未修正的结式信号的表达式随后被用作参考，并通过借助新的已修正值(A’n，B’n)逐个载波地修正实数和虚数部分的原始值(An， Bn)来更新。

显然，复数信号可由它的实数和虚数部分以An+jBn的形式或以的形式来表示。

实际上，如前面所指出的，本发明的目的是实施“预构建”(即获得) 数字信号，其从动态和峰值的角度代表传输设备输出处的模拟信号，换句话说，就是在传输设备的输出处获得模拟信号的“图像”，并逐个载波地，逐渐修正对载波进行调制的每个星座码元，以获得PAPR被降低的预构建和已修正信号。

根据图2所说明的本发明的实施例，对于索引为n的当前载波(n是整数，使得0≤n≤N-1)，使得可能应用调制星座的修正以降低传输信号的PAPR 的传输方法20，包含生成(21)与索引为n的所述当前载波关联的J＝L.N 个复数时间样本的第一步骤，其中L是整数，且L≥1。

然后，对于索引为n的当前载波(n是整数，使得0≤n≤N-1)，根据本发明的传输方法20包含从先前已预构建的组E_n中检测(22)最大功率峰值的第二步骤。所述组E_n对应于L.N个预构建实数时间样本，所述时间样本从n≥1时与先前已修正的n-1个载波关联的L.N个先前预构建的实数时间样本的累加，以及n＝0时与当前未修正的载波关联的L.N个预构建实数时间样本的累加中得到。

在n＝0的情况下，关系到OFDM块的第一载波，因而不存在与一组先前已修正的载波关联的一组L.N个预构建实数时间样本。因此，L.N个预构建实数时间样本的缺省组E_D用于峰值检测，这样E0＝ED。

例如，可以是一组为0的L.N个预构建实数时间样本，在这种情况下，将检测不到峰值，且修正信息将为0。

根据另一变型，可以考虑，所述L.N个预构建实数时间样本的缺省组 E_D对应于所有与索引为0的未修正当前载波关联的预构建实数时间样本。

根据另一变型，可以考虑，所述L.N个预构建实数时间样本的缺省组 E_D对应于例如根据统计模型所获得的预定组。

在n≥1的情况下，例如n＝5，在L.N个预构建实数时间样本的组E₅中实现检测步骤(22)，所述时间样本从与先前已修正的前面4个载波(即索引为1、2、3和4的载波)关联的所有L.N个预构建实数时间样本的累加，以及与索引为0的未修正载波关联的L.N个预构建实数时间样本的累加中得到。

所述方法包含在已检出峰值和与由生成步骤21提供的索引为n的当前载波关联的L.N个复数时间样本中的峰值相关的时间样本之间进行比较的步骤220。该比较步骤传送复数修正控制信息项(Poln)。

举例来说，所述方法在预构建实数时间样本的缺省组E_D中检测到对应于第四实数时间样本的峰值。然后，所述方法将预构建实数时间样本的缺省组E_D的所述第四实数时间样本的符号(正或负)和与由生成步骤21提供的索引为0的载波关联的复数时间样本的第四复数时间样本进行比较(220)。

比较步骤220传送属于至少一种下列种类的复数修正控制信息项POLn：

‐复数修正控制信息项的实数(相应地虚数)部分，当峰值的符号(即它的复数坐标的符号)和对应复数时间样本的实数(相应地虚数) 部分的符号相同时，其为正，

‐复数修正控制信息项的实数(相应地虚数)部分，当峰值的符号和对应复数时间样本的实数(相应地虚数)部分的符号相反时，其为负，

‐复数修正控制信息项的实数(相应地虚数)部分，当已检出峰值的时间样本的功率幅度小于预定阈值，或索引为n的所述当前载波被称作是“保留的”而将不对其进行修正时，其为0。

实际上，可以不对例如导频或在频谱边缘的未映射载波的某些载波进行修正，以保持分别与常数或0关联的映射值不变。当在根据本发明的PAPR 降低方法之前进行插入时，这具体应用于导频。

然后，对于由星座码元Xn调制的索引为n的当前载波(n是整数，使得0≤n≤N-1)，根据本发明的传输方法20包含作为复数修正控制信息项的函数来对调制索引为n的所述当前载波的星座码元Xn进行修正(23)的第三步骤。所述修正步骤传送与一组L.N个已修正复数时间样本关联的索引为 n的已修正当前载波。

更确切地，所述控制信息项使得可能从对于复数位移的每个实数或虚数部分的三个位移可能中选择星座码元在码元星座的复数平面的X和Y轴上的复数位移。实际上，当复数修正控制信息项包含正的实数(相应地虚数) 部分时，复数位移实行负的(NEG)实数(相应地虚数)位移。当修正控制信息项包含负的实数(相应地虚数)部分时，复数位移实行正的(POS)实数(相应地虚数)位移。当修正控制信息项包含实数(相应地虚数)部分时 (这意味着没有修正)，复数位移实行为0的(ZERO)实数(相应地虚数) 位移。

根据其两个坐标的复数修正位移因而在PAPR峰值形成的反方向上实现。

一旦作为复数修正控制信息项的函数选择了复数位移，便实现星座码元 Xn的坐标(An，Bn)与所选择复数位移dn的坐标(dAn，dBn)的求和。所述修正步骤传送对应的已修正星座码元X’n的新坐标(A’n，B’n)。

此外，根据本发明的实施例，为了限制实施的复杂度，从所述OFDM 块的一个载波到另一个载波来设置复数位移的绝对值，且其对应于预定值，例如位于星座点到决策区域边界之间距离的0.25到0.5倍之间的值。

然后，对于索引为n的当前载波(n是整数，使得0≤n≤N-1)，根据本发明的传输方法20包含对与由X’n调制的索引为n的已修正当前载波关联的L.N个预构建实数时间样本进行构建(24)的第四步骤。

然后，对于索引为n的当前载波(n是整数，使得0≤n≤N-1)，根据本发明的传输方法20包含进行累加(25)的第五步骤。该累加步骤两个两个地将与索引为n的已修正当前载波关联的L.N个预构建实数时间样本与L.N 个预构建实数时间样本的组进行关联，所述组从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波关联的L.N个预构建实数时间样本的累加，以及n＝0时与未修正的载波关联的L.N个预构建实数时间样本的累加中得到。

5.2.2根据本发明的方法的不同步骤的物理实施。

值(An，Bn)定义星座码元Xn(Xn＝An+j.Bn)。从如图3顶部所表示的由OFDM调制(IFFT)进行变换的值(An，Bn)的系列中生成信号S (t)的常规链条相比较，根据本发明的方法生成修正值(A’n，B’n)，其在OFDM调制(IFFT)之后产生信号S’(t)，其中影响S(t)的PAPR峰值已被降低。

为此，如先前所描述的，根据本发明的方法通过累加且同时地在OFDM 块的持续时间上逐步预构建信号S’(l.Te/2)的复数时间样本，如依照先前所提及的“结式”方程式所定义的。换句话说，根据先前所提及的“结式”方程式的未修正的结式信号的表达式随后被用作参考，并通过借助新的修正值(A’n，B’n)逐个载波地修正实数和虚数部分的原始值(An，Bn)来更新。

在所述“预构建”期间，通过对峰值进行检测并然后确定对在这些峰值形成的反方向上到达的码元Xn+1的星座的修正的方向，算法在信号峰值形成时消除它们。

依照图3的示意图，根据本发明的实施例的方法的实施包含6个处理模块，从301到306，如下文所描述的。

更确切地，根据每个OFDM块的两部分(或坐标)An和Bn，修正模块 301连续地并与时钟同步地作为输入来接收常规星座坐标的值(即未进行来自先前例如根据QAM调制所应用的调制星座的修正)。对于将具有修改当前星座码元Xn的坐标的效果的两部分中的每一部分，所述修正模块确定三种复数位移可能性(POS，ZERO，NEG)。

根据本发明的方法因而使得可能以三种可能性来选择复数位移方案对 (dAn，dBn)以修正星座码元Xn。通过与原始部分An和Bn相加，在修正23后获得新的对(A’n，B’n)。作为对结合图1A的IFFT(OFDM调制106) 的输入被应用的这个新的对，参与信号S’(t)的生成。这个新的对还将被重新引入到所述算法以再次更新当前所预构建的实数时间响应的J＝L.N＝2.N 个预构建实数时间样本系列(N＝FFT的大小＝IFFT的大小)，其将依照先前所提及的“结式”方程式，在由构建模块306和累加模块305实现的IFFT 和调制之后获得。

如上所述，在L.N个预构建实数时间样本与所有复数时间样本之间实现操作，所述实数时间样本从n≥1时先前已修正的与前面n-1个载波相关联的L.N个预构建实数时间样本的累加，以及n＝0时与未修正的载波相关联的L.N个预构建实数时间样本的累加中得到；所述复数时间样本对应于索引为n的所考虑当前载波的余弦和正弦部分，其存储于ROM内存中或由用于生成多载波信号的模块302来在算法上计算。对于所考虑的每个星座码元 Xn，用于生成多载波信号的模块302从而传送大小为N的OFDM块中与之关联的载波n的J＝L.N＝2.N个余弦和正弦复数时间样本的系列。模块302 从而构建21每个载波n的L.N个复数时间样本。

在每个时钟脉冲，这样通过根据上述方程式在累加模块305中累加25 当前结果来逐步预构建信号S’(l.Te/2)的所有复数时间样本，与先前所实现的修正操作的结果有所不同。

举例来说，与索引为n的载波的余弦和正弦部分对应的复数时间样本组成如下所定义的矢量COS_n[]和SIN_n[]的元素：

信号矢量S’n[]因而从通过累加模块305的累加25中获得，所述累加是 n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波相关联的在模块306中所构建的L.N ＝2.N个实数时间样本，以及n＝0时与未修正的载波相关联的2.N个已构建实数时间样本的累加。信号矢量S’n[]然后作为输入用于模块304以检测峰值PEAKn，对于索引n，其表达如下：

S_n′[]<＝S′_n-1[]+A′_n-1.COS_n-1[]-B′_n-1.SIN_n-1[] 0<n<N

其中，例如，S’₀[]＝0。

因为累加模块305已记录，以上方程式中的操作符“<＝”指对应于累加模块305输出的左边项将符合一个时钟周期后的右边项的要求。

因此，当星座码元系列已到达索引为n的码元Xn时，对于索引n，在已记录的累加模块305的输出处获得代表S’(l.Te/2)的J＝L.N＝2.N个预构建实数时间样本的矢量的中间值S’n[]。

根据一实施例，当n＝N-1时，S’_N-1[]包含对于所考虑的OFDM块的N 个载波所构建的S’(l.Te/2)的实数时间样本，除了被丢弃的最后一个值，且累加模块305例如将对于新的OFDM块重置为0。

在代表从一个载波到另一个载波的处理速率的每个时钟脉冲Clk，依照先前所提及的“结式”方程式，J＝L.N＝2.N个结果被载入累加模块305。并行地，先前在索引n-1的、由用于生成多载波信号的模块302提供的余弦和正弦部分的复数时间样本，被与随后将由星座码元X’n进行调制的索引为 n的载波相关联的时间样本替代，所述码元X’n是一对以新的已修正坐标值 (A’n，B’n)为特征的Xn。

通过在信号矢量S’n[]的2.N个预构建实数时间样本中搜索最大幅度的实数时间样本，用于检测峰值PEAKn的模块304便使得可能从累加块305 的输出中检测(22)可能出现的信号峰值，所述时间样本从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波相关联的所有2.N个预构建实数时间样本，以及n＝ 0时与未修正的载波相关联的2.N个实数时间样本的累加中得到。所述实数时间样本由下列方程式确定：

PEAK_n＝max_0≤l<2.N(S_n′(l))。

检测模块304然后向比较模块303提供与已检出峰值相关的信息，其将确定220与峰值对应的、索引为n的当前载波的余弦和正弦复数时间样本是否具有与已检出峰值一致的复数极性POLn＝POLAn+j.POLBn。该极性随后用作复数修正控制信息项。举例来说，POLn定义为：

如果在复数时间样本的余弦(正弦)部分和已检出峰值之间的极性相同，则 POLAn(POLBn)为正，并选择通过负的(NEG)复数位移dAn(dBn)来进行修正。反之，如果极性相反，则POLAn(POLBn)为负，并选择通过正的复数位移dAn(dBn)来进行修正，以获得星座码元Xn的已修正部分A’n 和B’n。

在与已检出峰值同时发生的复数时间样本的余弦(或正弦)部分的幅度相对于特定阈值Pseuil(对应于POLn的阈值幅度)太小，且将不能提供明显的峰值降低的情况下，将应用复数位移的ZERO实数(相应地虚数)位移，即不进行修正。

如果修正不能足够有效，更好地，不对所考虑的星座码元进行修改。实际上，在这种情况下，通过原始星座中的复数位移，修改会劣化误码率或毫无意义地增加平均功率。

相对之下，在结合现有技术所描述的TR技术的情况中，阈值Pseuil不是必要的，因为无论将获得怎样的修正效益，导频将不会对有用信号添加任何干扰。

峰值检测模块304因而提供实数时间样本的位置，其显示峰值水平及其符号。对于An(Bn)部分，下表总结了复数位移的方向，其将作为COS_n(l_peak) (相应地(-SIN_n(l_peak)))的符号的函数来提供给与在实践中在0.15和0.3之间的POLn的阈值幅度对应的值Pseuil：

如果目的是移动星座码元并保留在原始星座中，对于An(Bn)的正的实数位移dAn(虚数位移dBn)反映为复数平面上星座点向右(对应向上的虚数位移)的实数位移，反之，对于负的实数(虚数)位移向左(向下)。

相反，如果目的是如TI-CES技术中的将星座码元移出原始星座，只有当An(Bn)部分的符号与实数位移dAn(虚数位移dBn)的方向的符号相反时(作为极性POLAn(POLBn)的函数来选择正或负)，将一个点移动到扩展星座的相对点；否则，不对所述点进行修改。

5.2.3根据本发明的方法的结果

可借助先前所描述的方法来处理导致强PAPR的信号峰值的80％到 90％。

然而，应注意到，某些信号峰值在OFDM块的形成中出现得非常晚，当后者仅有相当有限的逐个载波进行修正的能力时，通过根据本发明的方法只能部分地对其加以修正。

因此，为了获得有效的修正，信号的PAPR峰值必须足够早地在“预构建”过程中出现，以随后进行有效地修正，或有必要如CES方法中那样，将星座码元移出原始星座。

反之，当处理第一载波时，能辨别出非常少的高峰值水平，且所述方法的修正能力未被充分利用。

此外，应注意到，可将根据本发明的方法与前面结合现有技术所描述的相当简单的“削波”或限制技术相结合以提高对PAPR的降低。

5.3根据本发明所获得的新星座的示例描述

对于现有技术中的TI-CES、CD、ACE和TR技术，根据本发明的方法以在IFFT之前在频域中对载波的调制星座进行修改为结果，以在时域中获得PAPR已降低的信号。

根据本发明的方法的优点是星座修正的灵活性。实际上，假如本发明可反映在与载波相关联的星座码元的实数和/或虚数部分的受控的复数位移中，任何类型的修正都可根据本发明来应用。

因此，复数平面的X和Y轴上正或负方向上的位移可使得星座点保留在它们的决策区域内或原始星座中，或者被移出。

结合图5A，根据本发明的方法使得可能在原始星座的内部(51)和外部(52)同样地应用复数位移。

因此，根据本发明的方法的实施传送两个新的更一般的星座修正类：

‐类51ICS(内部星座转移)，其中，当所应用的修改保持适度时，被移动的星座点保留内刻在原始星座中，该类尤其部分包括先前所描述的现有技术中的CD技术，和

‐类52OCS(外部星座转移)，其中，将点移到原始星座外，该类包括先前所描述的现有技术中的TI-CES和ACE技术

对于TR技术(根据前面所描述的现有技术)，没有星座的概念，定义峰值降低前导码(PRT)载波的星座只是为了降低PAPR，这也可通过根据本发明的方法来控制。

根据本发明所实施的星座修正因而可替代先前所描述的现有PAPR降低技术中的任何星座修正，而无论是否在其中采用将它们每项分开来看的所有优点。

所提出系统的一个优点是能够通过使得可能将多项技术进行关联来获得更多效益，它们各自不同的缺点可在某种程度上得以中和。

通过举例，图5B表示允许用于QPSK(53)、MAQ16(54)、MAQ64 (55)星座的所有复数位移，所述星座从已移动星座点保留内刻在已修改原始星座中的所谓ICS星座修正(向内的小箭头)和点被移出原始星座的所谓 OCS星座修正(向外的大箭头)的原始组合中得到。

类似地，图5C示出两个星座MAQ16(56)和MAQ64(57)，其包含 ICS和OCS复数位移。对于被原始星座外的复数位移所影响的常规点，可能有相对于实数或虚数轴之一的两个相反的修正方案，原始白点和向外“扩展”的黑点。

新的“扩展”黑点的数量和位置以这样的方式确定，星座平均功率的增加保持有限(星座至多内刻在圆中)，但通过将约为移入原始星座内的点的三分之一或二分之一的一部分点向原始星座外移动，以使得在MAQ16(56) 和64(57)的每种情况下保持良好的修正能力。

因此，根据本发明的方法使得可能获得两个新的星座类型，根据星座点是从原始星座中移入还是移出而相应称作“ICS”或“OCS”，其结合了不同现有技术的优点。

5.4对根据本发明的传输设备的描述

结合图6展示了用于传输代表源OFDM信号的OFDM信号的设备的简化结构，所述信号包含OFDM块，每个块包含用于实施根据本发明的传输技术的一组N个载波。

这样的传输设备包含存储模块60，其包含缓存M，例如装配有微处理器μP并由用于实施根据本发明的传输方法的计算机程序62驱动的处理单元 61。

在初始化时，在由处理单元61的处理器执行之前，计算机程序62的代码指令例如被载入RAM内存M。处理单元61作为输入来接收其上映射有代表源信号的数据的复数码元Xn。根据计算机程序62的指令，处理单元61 的微处理器实施先前所描述的传输方法的步骤，以实现以降低传输信号S’ (t)的PAPR为目的而对调制星座进行的修正。为此，所述传输设备包含：

‐变换模块，用于将M个码元Xn变换成M个已修正码元X’n，使得X’n ＝Xn+dn，dn是复数修正，

‐有N个载波的OFDM调制器，用于从映射在M个载波上的M个已修正码元X’n生成OFDM信号，其中M≤N，N是整数。

所述变换模块包含：

‐构建和累加模块，用于累加与被X’n映射到已存在的J个样本上的n 阶载波的J个样本对应的J个时间样本，J是整数，J>0，

‐用于检测在到n-1阶构建和累加模块的输出处的J个样本上的峰值，并将该峰值与n阶载波的J个时间样本中同时发生的时间样本比较的模块，并传送复数修正控制信息项，

‐修正模块，作为复数修正控制信息项的函数来确定复数修正值dn以获得已修正码元X’n。

根据一实施例，所述构建和累加模块包含：

‐累加模块，

且所述变换模块还包含：

‐用于生成与索引为n的所述当前载波相关联的J个复数时间样本的模块，J是整数。

这些装置由处理单元61的微处理器驱动。

Claims

1.一种用于传输OFDM信号的方法(20)，该OFDM信号包含OFDM块且每个块包含一组N个载波，对所述OFDM信号在传输前的处理包含：

-将代表源信号的数据映射到属于星座的复数码元Xn上，0≤n<M，n和M是整数，

-将M个码元Xn变换成M个已修正码元X’n，使得X’n＝Xn+dn，其中dn是复数修正，

-将M个已修正码元X’n映射到OFDM调制器的N个载波中的M个上，以生成OFDM信号，N是整数，M≤N，

使得所述变换包含：

-累加器的初始化步骤，

且对于每个n阶载波，其中n从1到M-1，包含：

-在累加器中，与被X’n映射的n阶载波的J个样本对应的J个时间样本分别与已存在的J个样本进行累加的步骤(1051)，

-检测从1阶到n-1阶的累加步骤中得到的J个样本中的峰值，并将该峰值与n阶载波的J个时间样本中同时发生的时间样本进行比较的步骤(1052)，该步骤(1052)传送复数修正控制信息项(Poln)，

-修正步骤(1053)，作为复数修正控制信息项(Poln)的函数来确定复数修正值dn以获得已修正码元X’n。

2.如权利要求1所述的传输方法(20)，还包含生成与n阶当前载波关联的J个时间样本的步骤(21)，其中利用与时钟周期对应的确定持续时间的延迟(1054)、结合生成与n阶当前载波关联的J个时间样本的步骤(21)来实施检测和比较步骤(1052)。

3.如权利要求1所述的传输方法(20)，其中，已检出的峰值是功率峰值，n阶载波的J个时间样本是复数，且其中复数修正控制信息项(Poln)属于下列种类中的至少一种：

-当峰值的符号和对应复数时间样本的实数、或相应地虚数部分的符号相同时，复数修正控制信息项的实数、或相应地虚数部分为正，

-当峰值的符号和对应复数时间样本的实数、或相应地虚数部分的符号相反时，复数修正控制信息项的实数、或相应地虚数部分为负，

-当已检出峰值的时间样本的功率幅度小于预定阈值时，或当索引为n的当前载波被称作是“保留的”而将不对其进行修正时，复数修正控制信息项的实数、或相应地虚数部分为0。

4.如权利要求1所述的传输方法(20)，其中，修正步骤(1053)实施星座码元Xn的坐标与代表所述星座码元在该码元的星座的复数平面的X和Y轴上的复数位移的坐标的求和，所述复数位移借助复数修正控制信息项、从属于下列种类中至少一种的复数位移中来选择：

-当复数修正控制信息项包含正的实数、或相应地虚数部分时，复数位移的实数、或相应地虚数位移为负；

-当复数修正控制信息项包含负的实数、相应地虚数部分时，复数位移的实数、或相应地虚数位移为正；

-当复数修正控制信息项包含为0的实数、相应地虚数部分时，复数位移的实数、或相应地虚数位移为0。

5.如权利要求4所述的传输方法(20)，其特征在于，从所述OFDM块的一个载波到另一载波来确定复数位移的实数、或相应地虚数部分的绝对值，且所述绝对值对应于预定值。

6.如权利要求1所述的传输方法(20)，其中，对于被X’n映射的给定载波n，所述变换通过对J个时间样本进行计算，来实施逐个载波计算的离散反向傅里叶变换。

7.如权利要求1所述的传输方法(20)，其中，时间样本的数量J通过整数因子L，L≥1，从导致J＝NL个样本的过采样中得到。

8.如权利要求7所述的传输方法(20)，其特征在于，所述传输方法实施下列方程式，对于L＝2：

<mrow> <mi>S</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>l</mi> <mo>.</mo> <mfrac> <mrow> <mi>T</mi> <mi>e</mi> </mrow> <mn>2</mn> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&Sigma;</mo> <mrow> <mi>n</mi> <mo>=</mo> <mn>0</mn> </mrow> <mrow> <mi>N</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <mo>&lsqb;</mo> <msub> <mi>A</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>.</mo> <mi>l</mi> <mo>.</mo> <mfrac> <mi>n</mi> <mi>N</mi> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>-</mo> <msub> <mi>B</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>.</mo> <mi>l</mi> <mo>.</mo> <mfrac> <mi>n</mi> <mi>N</mi> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&rsqb;</mo> </mrow>

其中：

-A_n和B_n是对索引为n的当前载波进行调制的星座码元的实数和虚数部分，

-S是所有与OFDM块相关的预构建实数时间样本，

-Fe是代表源信号的数据的采样频率，且

-0≤l<N.L＝2.N。

9.一种用于传输OFDM信号的设备(1000)，其特征在于，所述设备包含：

-映射模块，用于将代表源信号的数据映射(103)到属于星座的复数码元Xn上，0≤n<M，n和M是整数，

-变换模块，用于将M个码元Xn变换(105)成M个已修正码元X’n，使得X’n＝Xn+dn，其中dn是复数修正，

-具有N个载波的OFDM调制器，用于从映射在N个载波上的M个已修正码元X’n生成(106)OFDM信号，N是整数，M≤N，

所述变换模块包含：

-构建和累加模块(305，306)，用于将与被X’n映射的n阶载波的J个样本对应的J个时间样本累加到已存在的J个样本上，

-用于检测在从1阶到n-1阶的构建和累加模块的输出处的J个样本的峰值，并将该峰值与n阶载波的J个时间样本中同时发生的时间样本进行比较的模块(304，303)，其传送复数修正控制信息项(Poln)，

-修正模块(301)，作为复数修正控制信息项(Poln)的函数来确定复数修正值dn以获得已修正码元X’n。

10.如权利要求9所述的用于传输OFDM信号的设备(1000)，使得所述构建和累加模块(305，306)包含：

-用于构建被X’n映射的n阶当前载波的J个时间样本的模块(306)，和

-累加模块(305)，

并使得所述变换模块还包含：

-用于生成与索引为n的当前载波关联的J个时间样本的模块(302)。

11.一种信息介质，其包含程序指令，当所述程序指令被载入并在OFDM传输设备中执行时，适于实施下列步骤：

-将M个码元Xn变换成M个已修正码元X’n，使得X’n＝Xn+dn，dn是复数修正，

-将M个已修正码元X’n映射到OFDM调制器的N个载波上，以生成OFDM信号，其中N是整数，M≤N，

使得所述变换包含：

-累加器的初始化步骤，

且对于每个n阶载波(n从1到M-1)，包含：

-在累加器中，与被X’n映射的n阶载波的J个样本对应的J个时间样本分别与已存在的J个样本进行累加的步骤(25)，

-检测从1阶到n-1阶的累加步骤中得到的J个样本中的峰值，并将该峰值与n阶载波的J个时间样本中同时发生的时间样本进行比较的步骤(22)，该步骤(22)传送复数修正控制信息项(Poln)，

-修正步骤(23)，作为复数修正控制信息项(Poln)的函数来确定复数修正值dn以获得已修正码元X’n。

12.一种用于对代表源OFDM信号的OFDM信号进行多载波传输(20)的方法，该源OFDM信号包含OFDM块且每个块包含一组N个载波，其特征在于，对于由星座码元Xn调制的索引为n的当前载波，其中n是整数使得0≤n≤N-1，该方法包含在实施反向快速傅里叶变换(IFFT)之前在频域中所实施的下列步骤：

-构建(21)与索引为n的所述当前载波关联的一组M个复数时间样本，M是整数，

-从先前已存储的一组M个预构建实数时间样本中检测(22)最大功率峰值，所述时间样本从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波关联的所有M个预构建实数样本的累加、以及n＝0时与未修正载波关联的M个预构建实数时间样本的累加中得到，并传送复数修正控制信息项(Poln)，其考虑了与索引为n的所述当前载波关联的所述一组M个复数时间样本，

-作为所述复数修正控制信息项的函数来修正(23)对索引为n的所述当前载波进行调制的所述星座码元Xn，并传送与一组M个已修正复数时间样本关联的索引为n的已修正当前载波，

-从前面一组M个已修正复数时间样本来构建(24)与索引为n的已修正当前载波关联的一组M个预构建实数时间样本，

-累加(25)，两个两个地将与索引为n的所述已修正当前载波关联的所述M个预构建实数时间样本与所述先前已存储的一组M个预构建实数时间样本进行关联，后者从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波关联的所有M个预构建实数时间样本的累加，以及n＝0时与未修正载波关联的M个预构建实数时间样本的累加中得到，和

-存储(26)所述累加的结果。

13.如权利要求12所述的传输方法，其特征在于，对于OFDM块，该方法包含对将要用于存储累加结果的所述步骤的存储模块进行0初始化的预备步骤，所述累加实施于所述OFDM块的N个载波的每一个。

14.如权利要求12所述的传输方法，其特征在于，结合利用与预定持续时间的时钟周期对应的延迟(1054)来构建与索引为n的所述当前载波关联的一组M个复数时间样本的所述步骤(21)来实施传送复数修正控制信息项(Poln)的所述检测步骤(22)，其中M是整数。

15.如权利要求12所述的传输方法，其特征在于，通过将所述已检测的最大功率峰值和与索引为n的所述当前载波关联的所述一组M个复数时间样本的对应复数时间样本比较(220)来获得所述复数修正控制信息项，所述复数修正控制信息项属于下列种类中至少一种：

-当峰值的符号和对应复数时间样本的实数、相应地虚数部分的符号相同时，复数修正控制信息项的实数、相应地虚数部分为正，

-当峰值的符号和对应复数时间样本的实数、相应地虚数部分的符号相反时，复数修正控制信息项的实数、相应地虚数部分为负，

-当已检测峰值的时间样本的功率幅度小于预定阈值，或索引为n的所述当前载波被称作是“保留的”而将不对其进行修正时，复数修正控制信息项的实数、或相应地虚数部分为0。

16.如权利要求15所述的传输方法，其特征在于，所述修正步骤(23)实施所述星座码元的坐标与代表所述星座码元在所述码元的星座的复数平面的X和Y轴上的复数位移的坐标的求和，所述复数位移借助所述复数修正控制信息项从属于下列种类中至少一种的复数位移中来选择：

-当复数修正控制信息项包含正的实数、或相应地虚数部分时，复数位移的实数、相应地虚数位移为负；

-当复数修正控制信息项包含负的实数、相应地虚数部分时，复数位移的实数、相应地虚数位移为正；

-当复数修正控制信息项包含为0的实数、相应地虚数部分时，复数位移的实数、相应地虚数位移为0。

17.如权利要求16所述的传输方法，其特征在于，从所述OFDM块的一个载波到另一载波来决定所述复数位移的实数、相应地虚数部分的绝对值，且所述绝对值对应于预定值。

18.如权利要求12所述的传输方法，其特征在于，所述传输方法连续实施至少下列子步骤：

-以等于Fe/2的频率为中心，将反向快速傅里叶变换应用(41)于所述星座码元的实数和虚数分量，

-将所述实数和虚数分量移项(42)至基带，

-以等于2.Fe的频率，对基带中的所述实数和虚数分量进行过采样(43)，

-所述实数和虚数分量的低通滤波(44)，

-以Fe/2的载波频率对所述分量进行调制(45)。

19.如权利要求12所述的传输方法，其特征在于，所述传输方法实施下列方程式：

其中：

-A_n和B_n是对索引为n的当前载波进行调制的星座码元的实数和虚数分量，

-S是所有与OFDM块相关的预构建复数时间样本，

-Fe是代表源信号的数据的采样频率，且

-0≤l≤M＝2.N。

20.一种用于对代表源OFDM信号的OFDM信号进行多载波传输的设备，所述源OFDM信号包含OFDM块且每个块包含一组N个载波，其特征在于，对于由星座码元Xn调制的索引为n的当前载波，其中n是整数使得0≤n≤N-1，所述设备包含在实施反向快速傅里叶变换(IFFT)之前在频域中所实施的下列模块：

-用于构建与索引为n的所述当前载波关联的一组M个复数时间样本的模块(302)，M是整数，

-用于检测先前已存储的一组M个预构建实数时间样本中最大功率峰值的模块(304)，所述时间样本从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波关联的所有M个预构建实数时间样本的累加、以及n＝0时与未修正载波关联的M个预构建实数时间样本的累加中得到，并传送复数修正控制信息项(Poln)，其考虑了与索引为n的所述当前载波关联的所述一组M个复数时间样本，

-用于作为所述复数修正控制信息项的函数来修正对索引为n的所述当前载波进行调制的所述星座码元Xn的模块(301)，该模块(301)传送与一组M个已修正复数时间样本关联的索引为n的已修正当前载波，

-用于从前面一组M个已修正复数时间样本来构建与索引为n的已修正当前载波关联的一组M个预构建实数时间样本的模块(306)，

-累加模块(305)，两个两个地将与索引为n的所述已修正当前载波关联的所述M个预构建实数时间样本与所述先前已存储的一组M个预构建实数时间样本进行关联，该一组M个预构建实数时间样本从n≥1时与先前已修正的前面n-1个载波关联的所有M个预构建实数时间样本的累加、以及n＝0时与未修正载波关联的M个预构建实数时间样本的累加中得到，和

-用于存储所述累加结果的模块(60)。