JPWO2007046503A1 - キャリア間干渉除去装置及びこれを用いた受信装置 - Google Patents

Abstract

マルチキャリア信号を高速に移動しながら受信する際、受信信号に含まれるドップラーシフトに起因するキャリア間干渉の推定精度を向上させ、キャリア間干渉除去後の受信特性を向上させることができるキャリア間干渉除去装置を提供する。本発明のキャリア間干渉除去装置において、伝送路推定部１０１がキャリア信号から伝送路周波数特性を推定し、等化部１０２が前記伝送路周波数特性でキャリア信号を等化して仮のキャリアデータを出力し、信頼性算出部１０３が前記伝送路周波数特性をもとに信頼性を算出し、重み付け部１０４が仮のキャリアデータに信頼性を重み付けし、ＩＣＩ成分推定部１０６が重み付けされた仮のキャリアデータと推定した伝送路周波数特性とをもとにＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩ除去演算部１０７がＩＣＩ成分をキャリア信号から除去する。

Description

本発明は、移動体通信の分野においてマルチキャリア信号受信時のキャリア間干渉を軽減させるキャリア間干渉除去装置に関し、特に、伝送特性を改善する技術に関する。

現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭは、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交するサブキャリアにより周波数多重しており、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。さらに、ＯＦＤＭでは、１シンボル期間が有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されており、シンボル内で周期性を有するために前記有効シンボル期間の信号の一部をガードインターバル期間へ複写されているため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を軽減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。

しかしながら、ＯＦＤＭは、広帯域デジタル変調信号に比べ、１シンボル長が長くなるため、移動受信等において生じる伝搬路のフェージング環境下での時間変動に対する耐性が低くなってしまう。さらに、フェージング環境下では、マルチパス干渉による遅延分散に起因する受信信号の振幅の時間変動だけでなく、ドップラーシフトと呼ばれる周波数変動も生じる。このドップラーシフトにより、個々のサブキャリアの直交関係がくずれ、互い干渉を起こし、結果として正しく復調することが困難になってしまう。このサブキャリア同士が互いに干渉することはキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と呼ばれており、このＩＣＩによる通信品質の劣化を抑えることが、大きな鍵となっている。

近年、ＩＣＩによる劣化を改善するための方法がいくつか提案されている。その一つに、非特許文献３に示す方法がある。
図４０は非特許文献３に記載されているＩＣＩ除去部の構成を表すブロック図である。
伝送路特性推定部４００１が、ＦＦＴ処理された信号（Ｙと表す）から、伝送路特性を推定し、仮等化部４００２が、ＦＦＴ後の信号を伝送路特性で除算することにより送信信号を仮推定する（Ｘ^〜（ｓ）と表す。ｓは現在のシンボル番号を表す）。

一方、伝送路特性一次微分算出部４００３が、推定した伝送路特性から式１によって、各キャリアに対し、現在のシンボルの前後のシンボルの伝送路特性の差を算出することで伝送路特性Ｈ（ｓ）の一次微分（Ｈ’（ｓ）と表す）を算出し、乗算部４００４へ出力する。
Ｈ’（ｓ）＝（Ｈ（ｓ＋１）−Ｈ（ｓ−１））／（２・Ｔｓ） …（式１）
式１において、Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボル長を示している。

その後、乗算部４００４が、仮等化後の信号Ｘ^〜（ｓ）と伝送路特性の一次微分値Ｈ’（ｓ）と定数行列であるΞを用いてＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を式２の演算により推定する。
Ｋ（ｓ）＝Ξｄｉａｇ（Ｈ’（ｓ））Ｘ^〜（ｓ） …（式２）
ここで、Ξは式３，４で表される。

本明細書中で、ｄｉａｇ（Ａ_ｎ（ｓ）） の表記は、下式のようなＮ行×Ｎ列の正方行列を示すものとする（ｎ＝０、…、Ｎ−１）。ただし、ｎはキャリア番号で、Ｎは全キャリア数である。

次に、減算部１００５が、ＦＦＴ後の信号Ｙから、式２を用いて推定されたＩＣＩ成分を減算することにより除去する。
ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ａ−１９９９ Ｋａｒｓｔｅｎ Ｓｃｈｍｉｄｔ他，"Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ＤＶＢ−Ｈ" ９ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＯＦＤＭ−Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ２００４，Ｄｒｅｓｄｅｎ．（Ｐ７２〜７６、Ｆｉｇ．４） 特表２００４−５１９９００

しかしながら、非特許文献３に示されるキャリア間干渉除去装置によると、マルチパスフェージング環境下において伝送路特性が周波数選択性を呈して、受信帯域内にディップが生じ、あるキャリアが他のキャリアと比べて相対的にレベルが落ち込んで雑音成分を多く含む場合や、特定のキャリアに妨害波が混入する場合などに、当該キャリアで推定する仮のキャリアデータおよび伝送路変動の推定に誤差が生じ、結果として他のキャリアに与える与干渉成分の算出に誤差が生じてしまう。

そして、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定を大きく誤ると、キャリア間干渉を除去するどころか、かえってキャリア間干渉を増大させてしまうという問題がある。
上記問題に鑑み本発明は、マルチパスフェージング環境下において伝送路特性が周波数選択性を呈する場合や妨害波が混入する場合でも、ＩＣＩ成分を精度良く推定、除去することが出来るキャリア間干渉除去装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、伝送路の状態により変動する周波数応答特性を示すキャリア信号を複数含んだマルチキャリア信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉除去装置であって、マルチキャリア信号を取得する取得部と、各キャリア信号の信頼性を各キャリアに係る周波数応答特性に基づき算出する信頼性算出部と、各キャリア信号を等化する等化部と、等化前の各キャリア信号に係る前記信頼性で、等化後の各キャリア信号を重み付けする重み付け部と、等化前の各キャリア信号に係る前記各周波数応答特性の変動量と、重み付けされた等化後の各キャリア信号とに基づきキャリア間干渉成分を算出し、等化前の各キャリア信号から除去するキャリア間干渉除去部とを備える。

本発明のキャリア間干渉除去装置は、上述の構成を備えることにより、キャリア信号を周波数応答特性に基づいた信頼性で重み付けした上で、キャリア間干渉成分の算出に用いるので、マルチキャリア信号を受信する際にマルチパスの影響が周波数選択性を呈し、更に電波の伝送路が高速に変動してキャリア間干渉が生じるような受信環境下でも、従来よりも正確にキャリア信号に生じるキャリア間干渉成分を推定し除去することができる。

本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置を含むＯＦＤＭの受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置のブロック図である。 非特許文献１に示されるＯＦＤＭ信号の信号フォーマットである。 本発明の実施の形態１のキャリア間干渉除去装置における伝送路変動推定部のブロック図である。 本発明の実施の形態１のキャリア間干渉除去装置におけるＩＣＩ除去演算部のブロック図である。 キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合の特性図である。 関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリアを模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合の特性図である。 関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付けれるキャリアを模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図である。 キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされることを模式的に示した図である。 平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格化する場合の平均電力を模式的に示した図である。 ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアを模式的に示した図である。 本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。 特許文献１に示される受信装置に本発明に係る信頼性算出部と重み付け部とを付加したブロック図である。 本発明の実施の形態２に係るキャリア間干渉除去装置を含む受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態３におけるキャリア間干渉除去装置の詳細なブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における信頼性算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における妨害波判定部の構成を示すブロック図である。 本発明のキャリア間干渉除去装置をダイバーシチ構成の受信装置に適用した場合のブロック図である。 本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置を含むダイバーシチ受信のための復調部のブロック図である。 本発明の実施の形態６に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック図である。 各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。 ブランチ数が４の場合の各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。 本発明の実施の形態７に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック図である。 仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間干渉除去装置のブロック図である。 クリップ処理部が、クリップする振幅を示す模式図を示す。 本発明の実施の形態９における受信装置のブロック図である。 図２９における受信処理部のブロック図である。 図３０における復調部のブロック図である。 図３１における伝送路特性推定部のブロック図である。 図３１におけるＩＣＩ成分生成部のブロック図である。 本発明の実施の形態１においてダイバーシティ合成を３段とした受信装置のブロック図である。 図３４における受信処理部のブロック図である。 図３５における復調部のブロック図である。 本発明の実施の形態１０における受信装置のブロック図である。 図３７における受信処理部のブロック図である。 図３８における復調部のブロック図である。 非特許文献３のＩＣＩ除去部を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシンボルの模式図である。

符号の説明

１ キャリア間干渉除去装置
１０１ 伝送路推定部
１０２ 等化部
１０３ 信頼性算出部
１０４ 重み付け部
１０５ 伝送路変動推定部
１０６ ＩＣＩ成分推定部
１０７ ＩＣＩ除去演算部
１１０ キャリア信号
１１１ 伝送路周波数特性
１１２ 仮のキャリアデータ
１１３ 信頼性
１１４ 重み付けされた仮のキャリアデータ
１１５ 伝送路変動特性
１１６ ＩＣＩ成分
１１７ ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号
２０１ 送信局
２０２ 移動受信局
５０１ 伝送路推定部
５０２ 等化部
５０３ 伝送路変動推定部
５０４ ＩＣＩ成分推定部
５０５、５０６、５０７ シンボル遅延部
５０８ 減算部
５１０ キャリア信号
５１１ 伝送路周波数特性
５１４ 仮のキャリアデータ
５１５ 伝送路変動特性
５１６ ＩＣＩ成分
５１７ ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号
７０２ ＲＦ部
７０３ Ａ／Ｄ部
７０４ シンボル同期部
７０５ ガード除去部
７０６ 周波数領域変換部
７０７ ＩＣＩ除去部
７０８ 伝送路推定部
７０９ 等化部
７１０ 復号部
７２０ ベースバンド信号
７２６ 伝送路周波数特性
７２７ キャリアデータ
９０１ 伝送路変動量演算部
９０２、９０３ シンボル遅延部
１０００ 減算回路

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明は、マルチキャリア変調方式がＯＦＤＭ方式であり、信号フォーマットが非特許文献１に示されるＩＳＤＢ−Ｔ方式である場合を例にして行う。
（実施の形態１）
本発明の一実施形態に係る受信装置は、キャリア間干渉除去装置を含んで構成されており、前記キャリア間干渉除去装置は、キャリアの伝送路周波数特性に基づきキャリア信号の信頼度を算出し、前記信頼度を用いてより正確にＩＣＩ成分を推定する。よって、前記受信装置は、キャリア信号からＩＣＩ成分をより正確に除去することができ、ＯＦＤＭ方式における高速移動時の受信性能は向上する。

以下に、本発明の一実施形態に係る受信装置１について、図面を参照しながら説明する。
＜構成＞
受信装置１は、図１に示すように、アンテナ７０１を介して所望チャンネルの電波を受信してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号をベースバンド信号７２０に変換するＲＦ部７０２と、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ部７０３と、ＯＦＤＭシンボルの同期処理を行うシンボル同期部７０４と、ＯＦＤＭシンボルに含まれるガードインターバルを除去するガード除去部７０５と、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のキャリア信号１１０に変換する周波数領域変換部７０６と、キャリア信号１１０からキャリア間干渉成分を推定して除去するＩＣＩ除去部７０７と、ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号１１７から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性７２６を出力する伝送路推定部７０８と、伝送路周波数特性７２６をもとにキャリア信号１１０を等化し、キャリアデータ７２７を出力する等化部７０９と、キャリアデータ７２７から誤り訂正処理を施して受信ビットデータ７２８を得る復号部７１０とを含んで構成される。

受信装置１は、具体的には、アンテナ、チューナー、復調ＬＳＩなどから構成される受信装置である。
ここで、周波数領域変換部７０６における時間領域信号から周波数領域信号の変換には、一例としてＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を用いる。ＩＣＩ除去部７０７以外は、ＯＦＤＭ信号を復調する受信装置としては公知なので詳細な動作説明は省略する。

次に、ＩＣＩ除去部７０７に相当するキャリア間干渉除去装置７０７について、図２を参照しながら説明する。
図２は、キャリア間干渉除去装置７０７の詳細なブロック図である。
キャリア間干渉除去装置７０７は、図２に示すように、伝送路推定部１０１と、等化部１０２と、信頼性算出部１０３と、重み付け部１０４と、伝送路変動推定部１０５と、ＩＣＩ成分推定部１０６と、ＩＣＩ除去演算部１０７とを含んで構成される。

伝送路推定部１０１は、キャリア信号１１０から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性１１１を出力する。ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合、伝送路推定部１０１は、キャリア信号１１０に含まれるパイロットキャリアを用いて周波数応答特性を推定する。
以下に、周波数応答特性の推定について、図面を参照しながら説明する。
図４１は、ＯＦＤＭシンボルの模式図である。以下において、ＯＦＤＭシンボルのシンボル長をＴ_ｓ、ガード長をＴ_ｇ、有効シンボル長をＴ_ｕとする。

図３は、ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示しており、図中の白抜き丸はデータキャリアを示し、黒丸はパイロットキャリアを示す。また、ｓはシンボル番号を示す。パイロットキャリアは、受信側でそのキャリアデータＸ_ｐ（ｐはパイロットキャリアのキャリア番号）が既知であるから、これを用いて、実際に受信したキャリアデータであるＹ_ｐを式５に示す除算によって等化し、パイロットキャリアにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｐを求める。

Ｈ_ｐ＝Ｙ_ｐ／Ｘ_ｐ ・・・（式５）
そして、近隣のＯＦＤＭシンボルのＨ_ｐとの間（シンボル方向）で、パイロットキャリアの間に位置するデータキャリアに対する伝送路周波数特性を補間により算出する。例えば、パイロットキャリア１５１の伝送路周波数特性をＨ_ｎ（ｓ−４）、パイロットキャリア１５２の伝送路周波数特性をＨ_ｎ（ｓ）とし、データキャリア１５３、１５４、１５５各々についての、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ−１）、Ｈ_ｎ（ｓ−２）、Ｈ_ｎ（ｓ−３）とする。ここで、ｎはキャリア番号である。この場合、Ｈ_ｎ（ｓ−１）、Ｈ_ｎ（ｓ−２）、Ｈ_ｎ（ｓ−３）は、Ｈ_ｎ（ｓ−４）とＨ_ｎ（ｓ）との間を補間することにより求められる。

さらに、シンボル毎に、キャリア方向に３キャリアおきに得られた周波数応答特性をキャリア方向に補間することで、データキャリアを含む全キャリアに対する伝送路周波数特性を推定する。
例えば、データキャリア１５６についてシンボル方向への補間により求められた伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋３（ｓ）と、パイロットキャリア１５２の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）との間をキャリア方向に補間することにより、データキャリア１５７の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋１（ｓ）と、データキャリア１５８の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋２（ｓ）を求める。

等化部１０２は、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）をもとにキャリア信号Ｙ（ｓ）を式６に示す除算によって等化し、仮のキャリアデータＸ^〜（ｓ）を推定する。
Ｘ^〜（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ） ・・・（式６）
伝送路変動推定部１０５は、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）から、ＩＣＩを除去するシンボルｓの前後で生じる伝送路周波数特性の変動量Ｈ’（ｓ）（以下、伝送路変動特性という。）を算出する。

伝送路変動推定部１０５は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボル長Ｔ_ｓだけ遅延させるシンボル遅延部９０２、９０３と、伝送路変動量演算部９０１とを含む。伝送路変動推定部１０５は、入力のキャリアｎにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ＋１）と２つのシンボル遅延部で遅延させたＨ_ｎ（ｓ−１）とを用いて伝送路変動量演算部９０１で、式７に基づく演算を行い、ｓ番目のシンボルにおける伝送路変動特性Ｈ’_ｎ（ｓ）を推定する。

Ｈ’_ｎ（ｓ）＝（Ｈ_ｎ（ｓ＋１）−Ｈ_ｎ（ｓ−１））／（２・Ｔｓ）…（式７）
信頼性算出部１０３は、仮のキャリアデータＸ^〜（ｓ）に対する信頼性Ｗ（ｓ）を算出する。キャリアｎにおける信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）は、各キャリア毎に伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて算出され、その関係が後述する所定の関数ｆ（・）で対応付けられる（式８）。ａｂｓ［ｚ］は、ベクトルｚの振幅を示す。

Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式８）
（ｎ＝０、…、Ｎ−１ ただし、ｎ≠ｍ）
重み付け部１０４は、信頼性算出部１０３で算出した重みＷ_ｎ（ｓ）を仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）に乗算により重み付けする。
Ｘ＾_ｎ（ｓ）＝Ｘ^〜 _ｎ（ｓ）・Ｗ_ｎ（ｓ） …（式９）
（ｎ＝０、…、Ｎ−１ ただし、ｎ≠ｍ）
ＩＣＩ成分推定部１０６は、式１０に示すように、リーク行列Ξと、伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）と、重み付けされた仮のキャリアデータＸ＾（ｓ）とを乗算することでＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を推定する。

Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｗ（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ）
＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ＾（ｓ） …（式１０）
ここで、Ｋ（ｓ）、Ξ、Ｈ’（ｓ）、Ｗ（ｓ）、Ｘ^〜（ｓ）は、それぞれ式１１〜式１５で示す行列で表される。ここで、^Ｔは転置を示す。
Ｋ（ｓ）＝［Ｋ_１（ｓ）、Ｋ_２（ｓ）、・・・、Ｋ_Ｎ−１（ｓ）］^Ｔ …（式１１）

Ｈ’（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ）） …（式１２）
Ｗ（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）） …（式１３）
Ｘ^〜（ｓ）＝［Ｘ^〜 _１（ｓ）、Ｘ^〜 _２（ｓ）、…、Ｘ^〜 _Ｎ−１（ｓ）］^Ｔ …（式１４）

ＩＣＩ除去演算部１０７は、（式１５）に示すように、入力のキャリア信号Ｙ_ｎ（ｓ）から推定したＩＣＩ成分Ｋ_ｎ（ｓ）を差し引くことで、ＩＣＩ成分を除去する。

Ｙ^〜（ｓ）＝Ｙ（ｓ）−Ｋ（ｓ） …（式１５）
ＩＣＩ除去演算部１０７は、図５に示すように、減算回路１０００で実現する。
以上、説明したように、本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置は、伝送路周波数特性をもとに信頼性を算出する信頼性算出部と重み付け部とを含むことを特徴とするものである。

＜動作＞
キャリア間干渉除去装置７０７の動作について詳細に説明する。
先ず、キャリア間干渉除去装置７０７は、ＩＣＩ成分の推定に必要な仮のキャリアデータを推定する。そのため、伝送路推定部１０１が、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）を推定し、等化部１０２が、Ｈ（ｓ）を用いてキャリア信号Ｙ（ｓ）を等化して、仮のデータシンボルＸ^〜（ｓ）を得る。伝送路推定には、図３に示す受信側で既知のパイロットキャリアを用いる。ここで、マルチパスの遅延量とパス間の位相関係とによっては、図６（ａ）に示すように、キャリア間で相対的にレベルが異なり、特定のキャリア（例えば、キャリア１６１、キャリア１６２）のキャリアレベルが低くなる。

図６は、キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。
ここで、第ｎキャリアにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）について、ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］は、各キャリア信号の振幅そのものであり、Ｈ_ｎ（ｓ）の振幅が小さいと雑音レベルに近くなるため、式６によって等化すると、結果として仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）の推定を誤る可能性が高くなる。ひいては、他のキャリアに対する与干渉の推定を誤ることになる。また、誤ったキャリアデータで与干渉量（漏れ込み量）を算出すると、逆にＩＣＩを発生させてしまうことになる。したがって、キャリアデータの推定を間違っている可能性がある場合、すなわち信頼性の低いキャリアのキャリアデータについては、ＩＣＩ成分の推定への寄与を下げるようにすれば、ＩＣＩ成分の推定精度を向上させることができる。

そこで、本発明では、ＩＣＩ成分の推定に必要な仮のキャリアデータＸ＾（ｓ）に対して、キャリアの信頼性に応じた重み付けを行い、ＩＣＩ成分の推定においての信頼性を向上させている。
具体的には、信頼性算出部１０３が、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて、仮のデータシンボルＸ＾_ｎ（ｓ）に対する信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を算出する。

したがって、あるキャリアｎの信頼性（重み）Ｗ_ｎ（ｓ）は、式１６に示すように、ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］を入力ｘとする関数ｆ（ｘ）で表される。
Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式１６）
関数ｆ（ｘ）の詳細については、後述する。
次に、重み付け部１０４が、仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）に信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を乗算する。

一方、伝送路変動推定部１０５が、ＩＣＩ成分を除去するｓシンボル目のＯＦＤＭシンボルの前後の伝送路周波数特性Ｈ（ｓ＋１）、Ｈ（ｓ−１）とから、伝送路変動Ｈ’（ｓ）を算出し、ＩＣＩ成分推定部１０６が、式１０に示す演算により、ＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を推定する。
そして、ＩＣＩ除去演算部１０７が、キャリア信号Ｙ^〜 _ｎ（ｓ）から推定したＩＣＩ成分Ｋ_ｎ（ｓ）を差し引くことにより除去する。

ＩＣＩ除去部７０７の次段の伝送路推定部７０８と等化部７０９とが、ＩＣＩ成分を除去したキャリア信号Ｙ^〜 _ｎ（ｓ）について、再度、伝送路推定とそれに基づく等化処理を行い、復号部７１０が、誤り訂正処理を施してから受信ビットデータを得る。
ここで、信頼性算出部１０３が用いる関数ｆ（ｘ）および、その入力ｘについて説明する。はじめに、関数ｆ（ｘ）の入力ｘをａｂｓ［Ｈ_ｎ］とする場合を述べる。

関数ｆ（ｘ）として、例えば、式１７に示す関数が考えられる。ただし、α＞１である。αはシステムに適した値を決定すればよい。
ｆ（ｘ）＝０ （０≦ｘ＜（α−１）／α の場合）
＝α（ｘ−１）＋１ （（α−１）／α≦ｘ≦１の場合）
＝１ （１＜ｘ の場合）
…（式１７）
ここで、パイロットキャリアの振幅を１とし、これを基準とすると、式５よりａｂｓ［Ｈ_ｎ］についても、ａｂｓ［Ｈ_ｎ］＝１を基準とすることができるので、ｘ＝ａｂｓ［Ｈ_ｎ］となる。

式１７は、キャリア信号の振幅ａｂｓ［Ｈ_ｎ］が、（α−１）／αから１の値をとる場合は、キャリア信号の振幅に比例した1次関数で信頼性が対応付けられ、（α−１）／αより小さければ信頼性を零にするものである（図７参照）。
信頼性を零にするということは、当該キャリアｎにおけるキャリアｍに対する与干渉を考慮しないことを意味する。
図７は、関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合の特性図である。
図８は、関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリアを模式的に示した図である。

ｆ（ｘ）の値が、０〜（（α−１）／α）の間であるキャリア１７１と１７２については、信頼性が値０となる。
次に、関数ｆ（ｘ）を式１８に示すようなステップ関数とする場合について述べる。
ｆ（ｘ）＝０ （０≦ｘ＜ａ の場合）
＝１ （ａ≦ｘ の場合） …（式１８）
例えば、ｘ＜ａの領域において零になるようにステップ関数を選ぶと、キャリアの振幅が所定の閾値ａより小さければ、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定値は信頼性が低いと見なして与干渉を零にする。
図９は、関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合の特性図である。
図１０は、関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリア信号を模式的に示した図である。

例えば、ｆ（ｘ）の値が、０〜ａの値となるキャリア１８１については、信頼性が値０となる。
また、関数ｆ（ｘ）の入力の基準が、キャリアの平均振幅となるようにしても良い。
図１１は、関数ｆ（ｘ）が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図である。

図１２は、キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされることを模式的に示した図である。ここで、平均振幅を算出するにあたって、全キャリア（キャリア０からキャリア（Ｎ−１））を用いて算出する場合（式１９）や、当該キャリアｎの複数の周辺キャリア（キャリア（ｎ−Ｌ）からキャリア（ｎ＋Ｌ））のみから算出する場合（式２０）が考えられる。

ただし、式２０において、（ｎ＝０、１、・・・、Ｌ−１）に対しては、ｎ＝Ｌの平均値で、同様に、ｎ＝Ｎ−Ｌ、Ｎ−Ｌ＋１、・・・、Ｎ−１）に対しては、ｎ＝Ｎ−Ｌ−１の平均値で代用する。なお、１＜Ｌ＜Ｎ−２の整数である。
また、関数ｆ（ｘ）の入力の基準が、キャリアの平均電力となるようにしても良い。
図１３は、平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格化する場合の平均電力を模式的に示した図である。

図１３において、関数ｆ（ｘ）の入力の基準を、キャリアＡに対する信頼性を求める場合は、キャリアＡの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で規格化した値とし、キャリアＢについても同様に、キャリアＢの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で規格化した値とするといったように、当該キャリアｎの周辺で算出した平均電力で規格化した値を用いて信頼性を求めることとしてもよい。

図１３の場合には、キャリア１９１、１９２についての信頼性は０とされる。
このように、当該キャリアｎの周辺で算出した平均電力で規格化した値で信頼性を求めることで、信頼性を零にする閾値が変化する。キャリアは、遠く離れたキャリアよりも近隣のキャリアからの方がより多くの与干渉を受けるため、当該キャリアの周辺で算出した平均電力を基準とした方が、キャリアレベルの相対関係をより正確に反映させることができ、キャリア信頼性をより正確に求めることができる。

また、関数ｆ（ｘ）の入力ｘを、キャリアの振幅の二乗値（電力）を入力にしても良い。この場合、入力ｘは、式２１で示されるものである。
ｘ＝ａｂｓ［Ｈ_ｎ］・ａｂｓ［Ｈ_ｎ］ …（式２１）
また、キャリアｎの振幅の二乗値（電力）を、キャリアｎの周辺の複数キャリアで平均化した値で規格化したものとしても良い。

平均電力を算出するに当たっては、全キャリア（キャリア０からキャリア（Ｎ−１））を用いて算出する場合（式２２）や、当該キャリアｎの複数の周辺キャリア（キャリア（ｎ−Ｌ）からキャリア（ｎ＋Ｌ））のみから算出する場合（式２３）が考えられる。

ただし、式２３において、（ｎ＝０、１、・・・、Ｌ−１）に対しては、ｎ＝Ｌの平均値で、同様に、ｎ＝Ｎ−Ｌ、Ｎ−Ｌ＋１、・・・、Ｎ−１）に対しては、ｎ＝Ｎ−Ｌ−１の平均値で代用する。なお、２≦Ｌ≦Ｎ−２の整数である。
さらに、式２４に示すように、上記入力値の対数値を入力としてもよい。

例えば、式２４は、式２２の対数をとったものである。
以上、関数ｆ（ｘ）の入力ｘについて、キャリアの振幅値の場合、振幅の二乗値（電力）の場合、さらにそれらを複数キャリアの平均値で規格化した場合について述べた。
また、関数ｆ（ｘ）について、例として、一次関数で表現されるもの（式１７）、所定の閾値を境に０または１となるステップ関数（式１８）を示したが、効果的にキャリアの信頼性をＩＣＩ成分の算出に反映できるものであればよいので、これらに限らない。

このように、本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置は、キャリアの信頼性をもとに信頼性を算出し（式８）、これを用いてＩＣＩ成分を算出（式１０）するので、ＩＣＩ成分の推定の信頼性が向上する。
したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。

なお、パイロットキャリアのキャリアについては、そのキャリアデータが受信側で既知であるので、データキャリアと比べて、与干渉成分を正しく推定することができる。したがって、パイロットキャリアにおける信頼性は高いと見なして、重み付けしないことが望ましい。
さらに、ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、特定のキャリアが、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号やＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号などの制御情報のために割り当てられている。ＴＭＣＣ信号により主に変調方式や符号化率などの伝送パラメータが送信され、ＡＣ信号により付加情報が送信される。

図１４は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアを模式的に示した図である。
ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号については、1次変調として差動ＢＰＳＫが用いられているため、1次変調として６４ＱＡＭなどを用いるデータキャリアより誤り率が格段に低い。そのため、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアについては、確からしいキャリアデータを用いてＩＣＩ成分の推定をすることができるので、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアについては、信頼性が高いと見なして、重み付けしないことが望ましい。

したがって、パイロットキャリアのキャリア番号をｐ、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリア番号をｔとすると、ｎ＝ｐ、ｔにおいては信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）は式２５となる。
Ｗ_ｎ（ｓ）＝１ （ｎ＝ｐ、ｔ） …（式２５）
なお、式１０におけるＷ（ｓ）の乗算について、式変形により式２６であっても、演算結果が同じになる。

Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｗ（ｓ）・Ｈ’（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ） ・・・（式２６）
したがって、ＩＣＩ成分を推定するための演算過程において、それを構成する回路ブロックにおけるＷ（ｓ）を乗算する部位は問題とならず、同じ推定結果となる部位であればよい。
なお、伝送路変動推定部では、シンボルｓの伝送路変動特性を求めるために、一例として、シンボルｓに隣接する前後のシンボルｓ＋１とシンボルｓ−１とからシンボルｓにおける伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）を推定したが、次隣接のシンボルｓ＋２とシンボルｓ−２とから求めても良く、算出に用いるシンボル番号によらない。

なお、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を、非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用すると、その処理ブロック図は、図１５のようになる。
図１５は、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。
本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を付加した図１５に示すような処理によれば、より正確にキャリアに生じるキャリア間干渉成分を推定し、除去することができるので、受信特性を改善することができる。
（実施の形態２）
実施の形態１では、仮のシンボルデータを推定し、ＩＣＩ成分を除去後に再度、等化処理を行うフィードフォワード処理のＩＣＩ除去方式に本発明を適用する場合について説明したが、実施の形態２は、本発明をフィードバック処理のＩＣＩ除去方式に適用したものである。

実施の形態２におけるキャリア間干渉除去装置は、具体的には、信頼性算出部が推定する伝送路周波数特性に基づいて信頼性を算出し、これをキャリアデータの推定値に重み付けするものである。これにより、ＩＣＩ成分推定の信頼性を高め、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。

以下、実施の形態２に係るキャリア間干渉除去装置１２００について、図面を参照しながら説明する。
キャリア間干渉除去装置１２００は、図１６に示すように、減算部１１０２と、伝送路推定部１１０３と、等化部１１０４と、乗算部１１０５と、リーク行列乗算部１１０６と、信頼性算出部１２０１と、重み付け部１２０２とを含んで構成される。

キャリア間干渉除去装置１２００は、具体的には、ＬＳＩの内部に実装される。
減算部１１０２は、キャリア間除去装置外部のＦＦＴ部により、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換されたキャリア信号を取得し、当該キャリア信号から推定したＩＣＩ成分を減算により除去する。
伝送路推定部１１０３は、伝送路周波数特性Ｈと時間導関数ｄ＾（すなわち、伝送路の時間変動量）とを推定する。

等化部１１０４は、伝送路周波数特性Ｈを用いてキャリア信号１１１３を等化してキャリアデータｓ＾１１１５を出力する。
信頼性算出部１２０１は、伝送路推定部１１０３により推定された伝送路周波数特性１１１４を基に、式２７にしたがってキャリアの信頼性１２１０を算出する。
Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） ・・・（式２７）
重み付け部１２０２は、推定したキャリアデータｓ＾_ｎに対してキャリアごとにＷ_ｎで重み付けする。

乗算部１１０５は、時間導関数ｄ＾１１１６と、重み付け部１２０２により重み付けされたキャリアデータとを乗算し、さらにリーク行列乗算部１１０６がリーク行列Ξを乗算し、ＩＣＩ成分１１１８を推定する。
そして、フィードバックによる繰り返し演算処理を複数回実行することでＩＣＩ成分の精度を向上させていく。

上記処理を数式で表したものが式２８であり、式２８で示される演算により、キャリアデータを精度よく推定することができる。
Ｙ（ｉ）＝Ｙ−Ξ・（ｄ＾（ｉ-１）・ｓ＾（ｉ-１）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）））
…（式２８）
ここで、ｉは演算回数である。

なお、キャリア間干渉除去装置１２００の出力はキャリアデータであり、キャリア間干渉除去装置１２００は、図１７のＩＣＩ除去部７０７に相当する。図１７に示すように、後段に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部７１０が後段に接続される。
以上説明したように、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置１２００は、信頼性算出部１２０１が推定した伝送路周波数特性１１１４に基づいて信頼性１２１０を算出し、これをキャリアデータの推定値１１１５に重み付けするので、同様に、ＩＣＩ成分推定の信頼性を高めることができる。

したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。
以上、実施の形態１と実施の形態２で示したように、隣接キャリアに対し、キャリアの信頼性に基づいた重み付けを行ってＩＣＩ成分を推定する本発明は、ＩＣＩ除去方式として、ＩＣＩ成分が周辺キャリアのキャリアデータに依存することに着目し、複数の周辺キャリアからの漏れ込みを考慮してＩＣＩ成分を推定する方式に対して適用可能であり、詳細なＩＣＩ除去方法、回路構成は問わない。

（実施の形態３）
実施の形態１及び２では、推定したＩＣＩ成分を、受信したキャリア信号から差し引くことで除去する場合について説明したが、実施の形態３は、逆行列演算によって、直接にＩＣＩ成分が除去されたキャリアデータを算出する場合に、本発明を適用したものである。

先ず、本実施の形態で行っている処理の内容について、数式を用いて概要を説明し、次いで構成、動作を説明する。
ＩＣＩ成分の推定のための算出式（式１０）において、信頼性で重み付けしない場合を考えると、式２９となる。
Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ） …（式２９）
一方、ＩＣＩ成分除去後のキャリア信号は、Ｙ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）と表される。したがって、式２９において、キャリアデータを仮のキャリアデータＸ^〜としたが、Ｘ^〜（ｓ）＝Ｘ（ｓ）とすれば、式１５より、式３０の関係式が得られる。

Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）＝Ｙ^〜（ｓ）−Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ（ｓ）…（式３０）
これを変形して、
Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ（ｓ）＝Ｙ^〜（ｓ）…（式３１）
さらに、
Ｘ（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））^−１・Ｙ^〜（ｓ） …（式３２）
が得られる。ここで、（・）^−１は、逆行列演算を示す。

したがって、（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））の逆行列を求め、受信したキャリア信号Ｙ^〜（ｓ）を乗算すれば、式３２に示すように、ＩＣＩ成分を除去されたキャリアデータＸ（ｓ）を直接に求めることができる。
（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））はキャリア間干渉を含んだ伝送路周波数特性と考えられる。

式３２において、Ｈ（ｓ）とＨ’（ｓ）とが推定すべき変数であるが、Ｈ’（ｓ）は、式７で算出されるものであるから、キャリアレベルに応じて推定値の信頼性が決まる。
そこで、実施の形態１と同様に、Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて決定される信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を式３３のように定義し、Ｈ’（ｓ）に対して、各キャリアの信頼性に応じた重み付けをすれば、精度よくキャリア間干渉込みの伝送路周波数特性を算出できる。

Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式３３）
したがって、
Ｘ（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）））^−１・Ｙ^〜（ｓ）
…（式３４）
以上のように、式３４で示される演算により、キャリアデータを精度よく推定することができる。

以下に、本実施の形態に係る、式３４に基づいてキャリアデータを推定するキャリア間干渉除去装置１４００について説明する。
キャリア間干渉除去装置１４００は、図１８に示すように、伝送路推定部１０１と、信頼性算出部１０３と、伝送路変動推定部１０５と、伝送路ＩＣＩ特性推定部１４０１と、逆行列演算部１４０２と、伝送路ＩＣＩ逆特性乗算部１４０３と、重み付け部１４０４とを含んで構成される。

説明済みのものと同じ構成要素には、同一の参照番号を付して、特に必要がない限り説明を省略する。
重み付け部１４０４は、伝送路変動推定部１０５が推定したＨ’_ｎ（ｓ）に、信頼性算出部１０３が算出した信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を乗算により重み付けし、その結果である伝送路変動特性１４１０を出力する。

伝送路ＩＣＩ特性推定部１４０１は、式３５に示すように、伝送路特性Ｈ（ｓ）と、リーク行列Ξと重み付けされた伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ））とでＩＣＩの相互干渉特性を含めた伝送路ＩＣＩ特性Ｋ’（ｓ）を推定する。
Ｋ’（ｓ）＝Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）） …（式３５）
逆行列演算部１４０２は、伝送路ＩＣＩ特性Ｋ’（ｓ）の逆行列を算出し、伝送路ＩＣＩ特性１４１１の逆特性を算出する。

伝送路ＩＣＩ逆特性乗算部１４０３は、キャリア信号１１０に対して、伝送路ＩＣＩ特性の逆特性１４１２を乗算して、キャリアデータを推定する。
なお、キャリア間干渉除去装置１４００の出力は、キャリアデータであるので、キャリア間干渉除去装置１４００を含む受信装置は、図１７に示した受信装置と同様に、後段に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部が後段に接続される。

このように、本発明の実施の形態３におけるキャリア間干渉除去装置１４００は、キャリアの信頼性が伝送路推定部１０１で推定された伝送路周波数特性Ｈに基づいて算出され、これを伝送路変動特性Ｈ’に対して重み付けするので、ＩＣＩ成分込みの伝送路周波数特性（ここでは、伝送路ＩＣＩ特性と呼んでいる。）の推定の信頼性を高めることができる。したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを求めることができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。
（実施の形態４）
受信するチャネル帯域に妨害波が混入すると、これがＩＣＩ成分の推定に悪影響を与え、ＩＣＩ除去の効果は劣化してしまう。妨害波には、地上アナログ放送の信号であるＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号やＣＷ(Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ)妨害などが考えられる。特に、ＮＴＳＣ信号において、映像副搬送波や主音声副搬送波は、狭帯域の妨害波となる。

本実施の形態は、このような妨害波を検出し、検出結果をキャリアの信頼値に反映させて、ＩＣＩ除去効果の劣化を防ぐものである。
図１９は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の信頼性算出部２１００の構成を示すブロック図である。
信頼性算出部２１００は、図１９に示すように、伝送路判定部２１０１と妨害波判定部２１０２と判定部２１０３とを含んで構成される。

伝送路判定部２１０１は、第１の実施形態の信頼性算出部１０３と同じ機能を果たす。すなわち、伝送路周波数特性を入力として、所定の関数で信頼性値を伝送路情報として出力する。
妨害波判定部２１０３はキャリア毎に妨害波の検出を行う。
図２０は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の妨害波判定部２１０３の構成を示すブロック図である。

妨害波判定部２１０３は、振幅二乗部２１１１と、シンボル方向平滑部２１１２と、シンボル内平滑部２１１３と、乗算部２１１４と、比較部２１１５とを含んで構成される。
振幅二乗部２１１１は、キャリア毎の伝送路変動特性の振幅を二乗して、変動特性振幅二乗値を、シンボル方向平滑部２１１２へ出力する。
シンボル方向平滑部２１１２は、キャリア毎に、変動特性振幅二乗値をシンボル方向に平滑化し、シンボル内平滑部２１１３と比較部２１１５に出力する。ここでは、一例として１２８シンボルにわたり伝送路変動特性を平滑化するが、これに限らない。

シンボル内平滑部２１１３は、シンボル方向平滑部２１１２が出力する平滑化された変動特性振幅二乗値に対する、シンボル内の全キャリアの平均値を算出し、乗算部２１１４に出力する。
乗算部２１１４は、シンボル内に平滑化された信号に所定の係数ｃを乗算し、比較部へ出力する。ここで、係数ｃは、一例として１６とするが、これに限るものではない。

比較部２１１５は、乗算部２１１４の出力と、シンボル方向に平滑化された変動特性振幅二乗値とをキャリア毎に比較し、第ｎキャリアについての比較結果β_ｎを妨害波情報として判定部２１０２へ出力する。
ここでは、一例として、変動特性振幅二乗値が乗算部の出力以上であればβ_ｎ＝０とし、小さければβ_ｎ＝１とする２値であるが、妨害波の大きさに応じた値となる多値であってよく、これに限るものではない。

以下、妨害波判定部２１０３を用いる場合の効果について説明する。
狭帯域妨害波が存在すると、存在するキャリアの信頼性は低くなり、また、伝送路特性は大きな変動を受けるため、そのキャリア位置の伝送路変動特性は、全キャリアの伝送路変動特性の平均値（シンボル内平滑部の出力）よりも比較的大きくなる。そのため、全キャリアの伝送路変動特性の平均値に対して、比較的大きな伝送路変動特性Ｈ’を持つキャリアは妨害を受けていると判定できる。

また、シンボル方向へ平滑化することによって妨害波の検出精度を上げることができる。
判定部２１０２は、伝送路判定部２１０１が出力する伝送路情報と妨害波判定部が出力する妨害波情報とに基づいて信頼性値を出力する。ここでは、次式のように、伝送路情報と妨害波情報を掛け合わせたものを信頼性Ｗ_ｎとして出力する。

Ｗｎ＝ｆ（Ｈ_ｎ）・β_ｎ …（式３６）
以上のように構成された信頼性算出部２１００により、伝送路特性で影響されたキャリアの信頼性だけでなく、妨害波の存在するキャリアを特定できて、そのキャリアに対してはβ＝０として、判定部２１０２においてさらに考慮した信頼性値を求め、その信頼性値を用いた重み付けを施してＩＣＩ成分を生成することで、妨害波の影響を受けた信頼性の低いキャリアからの誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制できるので、ＩＣＩ成分推定精度が向上し、結果として高速移動時の受信性能が向上する。
（実施の形態５）
本実施の形態は、複数アンテナを用いてダイバーシチ受信する受信装置に本発明のキャリア間干渉除去装置を適用するものである。

まず、本実施の形態と、実施の形態１との相違点について説明する。
図２１は、本実施の形態のキャリア間干渉除去装置を示すブロック図である。
伝送路推定部１０１が出力する伝送路周波数特性と、等化部１０２が出力する仮のキャリアデータをキャリア間干渉除去装置外部へ出力し、信頼性算出部１０３の出力を伝送路変動推定部１０５の出力に対して重み付けるよう構成する。

また、ＩＣＩ成分推定部１０６の入力は、後述するブランチ合成によって得られるキャリアデータとする。
図２２は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置２２０１を含むダイバーシチ受信のための受信装置２２５０のブロック図を示す。
キャリア間干渉除去装置２２０１は、受信装置におけるＩＣＩ除去部２６６３及びＩＣＩ除去部２６６４に相当する。

受信装置２２５０は、ブランチ毎に設けられる複数の復調部２２５１、２２５２と、合成部２２５３とを含んで構成される。
一つの復調部２２５１は、ＩＣＩ除去部２２６３と伝送路推定部２２６５と等化部２２６７とを備え、同様に、復調部２２５２は、ＩＣＩ除去部２２６４と伝送路推定部２２６６と等化部２２６８とを備える。

合成部２２５３は、キャリア合成部２２８１、２２８４と、合成キャリア重み付け部２２８２と合成キャリア信頼性算出部２２８３とを備える。
ここで、ダイバーシティ受信のための復調部を含む復調系をブランチ又は系統という。
本実施の形態の受信装置は、復調部２２５１を含むブランチと、復調部２２５２を含むブランチの２ブランチを備える。

キャリア合成部２２８１、２２８４は、各ブランチの復調部（２２５１、２２５２）から出力されるキャリアデータをキャリア毎に合成する。ここでは、合成方法として最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）処理を用いる場合を示す。キャリア合成部２２８１では、次式のような演算を行う。
Ｘｃ１^〜 _ｎ（ｓ）＝｛｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ・Ｘ_ｎ（ｓ,１）＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜² ｝・Ｘ_ｎ（ｓ,２）｝／（｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜²） …（式３７）
ここで、
Ｘｃ１^〜（ｓ）＝［ Ｘｃ１^〜 _０（ｓ），Ｘｃ１^〜 _１（ｓ），・・・，Ｘｃ１^〜 _Ｎ−１（ｓ） ］^Ｔ …（式３８）
とおく。また、Ｘ_ｎ（ｓ、ｂ）と、Ｈ_ｎ（ｓ,ｂ）の記載は、それぞれ第ｓシンボルの第ｂ系統における、第ｎ番目のキャリアに対するキャリアデータ及び伝送路周波数特性を示している。

そして、合成キャリア信頼性算出部２２８３は、合成キャリアデータ２３１５に対する信頼性値（合成キャリア信頼性値）を各キャリア毎に算出し、合成キャリア重み付け部２２８２は、合成キャリアデータ２３１５に対して合成キャリア信頼性値で重み付ける。
次に、復調部のＩＣＩ除去部２２６３、２２６４について詳細に説明する。
まず、伝送路推定結果のＨ（ｓ＋１）とＨ（ｓ−１）とから変動成分Ｈ’（ｓ，ｂ）を求める。ここでは、変動成分の算出方法の一例として次式に示すように、第ｓ―１と第ｓ＋１シンボルとの隣接シンボルから変動を求める。

Ｈ’_ｎ（ｓ，ｂ）＝｛Ｈ_ｎ（ｓ＋１, ｂ）−Ｈ_ｎ（ｓ−１, ｂ）｝／（２・Ｔｓ）
…（式３９）
ここで、
Ｈ’（ｓ，ｂ）＝ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ，ｂ）） …（式４０）
とおく。

本実施形態では、このＨ’に対して信頼性に応じた重み付けを行う。ここでは、一例として、Ｈ（ｓ，ｂ）に基づく重み付けを行う。そして、さらに、合成キャリアデータ２３１５に対しても信頼性を算出して重み付けし、重み付けされた合成キャリアデータをもとにＩＣＩ成分を推定して除去する。
合成キャリア信頼性算出部２２８３が算出する合成キャリア信頼性値は、例えばキャリア毎に求められる全ブランチの電力の総和を用いることができ、ｎ番目のキャリアにおける信頼性値Ｐｃ１_ｎは次式の演算によって求められる。

Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜² …（式４１）
(ｎ＝０，・・・，Ｎ−１)
ここで、
Ｐｃ１（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｐｃ１_ｎ（ｓ）） …（式４２）
とおく。

よって、重み付け後の合成キャリアデータは、
Ｘｃ１＾（ｓ）＝Ｐｃ１（ｓ）・Ｘｃ１^〜（ｓ） …（式４３）
となる。
合成キャリアデータＸｃ１^〜に対して重み付けしたものＸｃ１＾（ｓ）を、仮のキャリアデータとして、ＩＣＩ成分を推定する。したがって、第ｓシンボルの第ｂ系統における、第ｎ番目のキャリアに対するＩＣＩ成分の推定値Ｋ_ｎ（ｓ,ｂ）は、
Ｋ_ｎ（ｓ,ｂ）＝Ξ・｛Ｈ’（ｓ,ｂ）・Ｗ（ｓ,ｂ）｝・Ｘｃ１＾（ｓ）
＝Ξ・｛ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ,ｂ））・ｄｉａｇ（ｗ_ｎ（ｓ,ｂ））｝
・ ｛ｄｉａｇ（Ｐｃ１_ｎ（ｓ））・Ｘｃ１^〜（ｓ）｝ …（式４４）
となる。

このように、各ブランチで推定する伝送路変動特性に対しては各ブランチ毎にそのブランチの伝送路特性ｗ（ｓ,ｂ）で重み付けし、また、ダイバーシチ合成によって求められた仮のデータシンボルに対しては、合成電力Ｐｃ１（ｓ）で重み付ける。これにより、ダイバーシチ構成でＩＣＩ除去を行う場合においても、効果的に除去することができる。
（実施の形態６）
実施の形態５では、合成キャリア信頼性算出部２２８３は伝送路周波数特性Ｈnに基づいて合成キャリア信頼性を算出したが、本実施の形態は、各ブランチの仮のキャリアデータと合成キャリアデータとに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものである。このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定し、当該キャリアに対して誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。

以下、ブランチ数が２の場合を例に説明する。
図２３は、本実施の形態に係る受信装置における復調部２２５１、２２５２と合成部２３０２を含むキャリア間干渉除去装置２３０１の構成を示すブロック図である。
合成部２３０２における合成キャリア信頼性算出部２３１１は、各ブランチのキャリアデータ２３１２、２３１３と合成キャリアデータ２３１４とに基づいて合成キャリア信頼性値を算出することを特徴とする。

以下に、具体的な算出方法について詳説する。
妨害波の混入を受けていないキャリアは、送信局から受信機までの伝送路に対して、雑音の影響があるものの、受信側で伝送路推定を正しく行うことができるためにどのブランチも所定の信号点の周辺に集中する。
一方、妨害波の混入を受けたキャリアについては、伝送路推定を正しく行うことができず、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ、ｂ）が、各ブランチ間で信号点が乱れる。

したがって、各ブランチのキャリアデータ２３１２、２３１３の信号点と合成キャリアデータ２３１４の信号点との距離が、予め設定する所定の閾値より小さいかどうかを判定すれば、妨害波が混入しているかどうかを的確に判定することができる。
図２４は、各ブランチのキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。図２４において、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ、ｂ）と合成キャリアデータＸｃ１（ｓ）との距離をＬ_ｎ（ｓ、ｂ）、閾値をγとし、ｂはブランチ番号（ｂ∈１、２）を示す。

先ず、各ブランチについて、閾値γとＬ_ｎ（ｓ，ｂ）との差であるＬＥＮ_ｎ（ｓ，ｂ）を評価する。
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，１） …（式４５）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，２） …（式４６）
ここでは、閾値γは変調方式で決まる符号間距離とし、閾値を越えたかどうかの２値で判定するので、Ｌ_ｎ（ｓ，ｂ）が閾値γより小さいかどうか、すなわち、ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１）、ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２）のそれぞれの極性を判定する。

極性が負であれば閾値を越えていることになるので、当該キャリアに対する重みＰｃ１_ｎ（ｓ）を下げる。ここでは、一例としてＰｃ１_ｎ（ｓ）＝０とする。
このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定することができ、当該キャリアに対して誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。
なお、ブランチ数が４の場合、ＬＥＮ_ｎを下式のように表す。

ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，１） …（式４７）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，２） …（式４８）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，３） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，３） …（式４９）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，４） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，４） …（式５０）
上式で示される４つのＬＥＮ_ｎのうち（図２５参照）、３つ以上が負であれば、すなわち、３つ以上が閾値を越えていればＰｃ１_ｎ（ｓ）＝０にするようにする。

なお、ここでは３つ以上としたが、この数は所定の数であればよく、数が多いほど妨害波の検出を厳しくすることになる。
また、距離の合計（ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１）＋ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２））を用いて、多値で判定してもよい。
さらに、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と合成キャリアデータの信号点とを所定の信号点で硬判定した結果に基づいて合成キャリア信頼性値を算出してもよい。

各ブランチの仮のキャリアデータと合成キャリアデータの硬判定結果を、それぞれＸ_ｎ（ｓ、１）”、Ｘｃ１（ｓ）”とすると、
Ｘ_ｎ（ｓ,１）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５１）
Ｘ_ｎ（ｓ,２）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５２）
の２つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

ここでは、各ブランチの硬判定結果が合成キャリアデータの硬判定結果とが、すべてのブランチで一致する場合に信頼性が高いとみなし、Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝１とし、一つのブランチも一致しなければ、信頼性が低いとみなして、Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝０とする。
なお、ブランチ数が４の場合は、
Ｘ_ｎ（ｓ,１）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５３）
Ｘ_ｎ（ｓ,２）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５４）
Ｘ_ｎ（ｓ,３）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５５）
Ｘ_ｎ（ｓ,４）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５６）
の４つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

以上のようにすれば、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点とに基づいて妨害波を検出することができ、その結果、当該キャリアに対して、誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。
以上の説明では、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ，ｂ）と合成キャリアデータＸｃ１（ｓ）との距離Ｌ_ｎは、いわゆる、ユークリッド距離としたが、次式に示すように、同相成分（実数部）と直交成分（虚数部）とでそれぞれ距離を求め、その和を距離Ｌ_ｎとしても、同様に評価することができる。この場合、ユークリッド距離を算出する場合と比べて演算が簡素になるため、ハードウェア回路を削除することができる。ここで、Ｒｅ［ｘ］は複素数ｘの同相成分（実数部）、Ｉｍ［ｘ］は直交成分（虚数部）を示す。

Ｌ_ｎ（ｓ）＝ａｂｓ［Ｒｅ［Ｘ_ｎ（ｓ，ｂ）］ − Ｒｅ［Ｘｃ１（ｓ）］］
＋ ａｂｓ［Ｉｍ［Ｘ_ｎ（ｓ，ｂ）］ − Ｉｍ［Ｘｃ１（ｓ）］］
さらに、距離Ｌ_ｎ（ｓ）を一定期間平滑化したもの（ここでは、平滑化距離：Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］と表記する。）を用いて評価してもよい。平滑化距離には、シンボル方向に数百、或いは数千シンボル分、キャリア方向には数キャリア、或いは数十キャリア分の情報を用いた平均値や、ＩＩＲフィルタを用いて平滑化した値を用いる。

具体的には、（式４５）〜（式５０）において、距離Ｌ_ｎ（ｓ）を平滑化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］に代えて平滑化距離と閾値との差分を評価する。これにより、特定のキャリアに妨害波が数シンボル以上に渡って連続して混入している場合に、あるシンボルで偶然にも閾値γと距離Ｌ_ｎ（ｓ）とが近い値であっても、効果的に妨害波の混入を判定することができる。

また、閾値γとして平均化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］に基づく値を用いて、平均化距離とあるシンボルにおける距離Ｌ_ｎ（ｓ）との差分を評価してもよい。このとき、閾値γとして距離Ｌ_ｎの平均値だけでなく、平均値の整数倍や、単数倍を閾値γとして設定してもよい。これにより、妨害波の混入の大きさに応じた閾値を設定することができ、特定のキャリアに妨害波が数シンボルに渡って連続して混入している場合に、効果的に妨害波の混入を判定することができる。

なお、平滑化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］における平滑化については、シンボル方向とキャリア方向とのそれぞれ両方について行うと平滑化の効果は大きくなるが、どちらか一方であってもよい。
（実施の形態７）
本実施の形態は、合成キャリア信頼性算出部が、各ブランチの仮のキャリアデータのみに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものである。

図２６は、本実施の形態に係る受信装置における復調部２２５１、２２５２と合成部２４０２を含むキャリア間干渉除去装置２４０１の構成を示すブロック図である。
合成部２４０２における合成キャリア信頼性算出部２４１１は、各ブランチの仮のキャリアデータ２４１２、２４１３のみに基づいて合成キャリア信頼性値を算出することを特徴とする。

一例として、ブランチ数が２以上の場合は、特許文献（特開２００６−４１９８０）の段落００４１に記載の内容と、硬判定結果に基づく場合を適用すればよく、さらに、ブランチ数が４以上の場合は、前記特許文献の段落００７９及び００８８に記載の内容を適用すればよい。
（実施の形態８）
ＩＣＩ除去で用いられる等化後の仮のキャリアデータは、雑音や妨害波の混入によって誤差を含むが、元々、キャリアデータは、送信データで変調されて所定の信号点配置を有するものである。

本実施の形態は、振幅が極端に大きい場合には、所定の振幅でクリップ処理してからＩＣＩを除去するものである。
図２７は、仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間干渉除去装置のブロック図である。
クリップ処理部２４０１は、重み付けされたキャリアデータに対してクリップ処理を施して、ＩＣＩ成分推定部１０６に対し出力する。

クリップ処理部２４０１は、以下に示すように所定の振幅でクリップ処理を施す。一例として、キャリアデータの同相成分、直交成分に対して、パイロットキャリアの振幅でクリップする場合を示す。
図２８は、クリップ処理部２４０１が、クリップする振幅を示す模式図を示す。黒丸は６４ＱＡＭで取り得る信号点の配置を示す。同相成分および直交成分は最大で±１の振幅をとる。白抜き丸はパイロットキャリアの位置を示す。

パイロットキャリアは同相成分上の±４／３に位置する。
仮のキャリアデータは、本来、変調されて所定の信号点（図３３中の黒丸の位置）を取り得るが、雑音や妨害波の混入などの影響により、所定の信号点から離れて大きな振幅をとることがある。
図２８に示したキャリアデータＡ，Ｂは、それぞれ、同相軸が３／４を、直交軸が−３／４を越えた場合で、これらに対し、それぞれ、同相軸成分を４／３に、同相軸成分を−４／３にクリップされる様子を示している。

本実施形態では、キャリアデータに対するクリップレベルについて、パイロットキャリアの振幅レベルでクリップする場合を示したが、これに限らない。
（実施の形態９）
本発明の受信装置の実施の形態９について、図２９〜図３５を参照して説明する。
図２９は、本実施の形態に係るダイバーシティの受信装置を示したブロック図である。

前記受信装置は、アンテナ３００１、３１０１と、所望の受信チャンネルの受信信号を選択するＲＦ部３００２、３１０２、復調処理を行う受信処理部３０２１、３１２１、および、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２、さらに、第二の合成部３０１２の出力信号に対し誤り訂正を行う誤り訂正部３００３、誤り訂正部３００３で誤りを訂正されたＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）−２等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部３００４、及びデコード部３００４でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部３００５から構成される。

図３０に受信処理部３０２１の構成を示したブロック図を示す。
なお、受信処理部３１２１の構成は受信処理部３０２１と同じであり入力信号がＲＦ部３１０２の出力である相違だけであるため受信処理部３０２１の説明をもって省略する。
受信処理部３０２１は、Ａ／Ｄ部３０３１、直交復調部３０３２、ＦＦＴ部３０３３、シンボル同期部３０３４、復調部３０４１で構成される。

Ａ／Ｄ部３０３１は、ＲＦ部３００２の出力を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部３０３２は、Ａ／Ｄ部３０３１により変換された結果である前記デジタル信号を直交復調することにより複素ベースバンド信号に変換し、ＦＦＴ部３０３３およびシンボル同期部３０３４へ出力する。
シンボル同期部３０３４は、ＯＦＤＭシンボル区間の同期をとり、ＦＦＴ部３０３３へシンボル位置情報信号を出力する。

ＦＦＴ部３０３３は、シンボル位置情報信号を基に、前記直交復調した信号をフーリエ変換し、周波数領域の信号に変換し、復調部３０４１へ出力する。
図３１に復調部３０４１の構成のブロック図を示す。
復調部３０４１は、第一受信信号復調部３０９５と第二受信信号復調部３０９６とを含んで構成される。

第一受信信号復調部３０９５は、第一の伝送路推定部３０５１、第一の等化部３０５２とを含んで構成され、第二受信信号復調部３０９６は、ＩＣＩ成分生成部３０５３と減算部３０５４と第二の伝送路推定部３０５６と、第二の等化部３０５５とを含んで構成される。
さらに第一の伝送路推定部３０５１の構成は、図３２に示すように、既知信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）を生成するＳＰ生成部３０６１と入力信号からＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部３０６２と、除算部３０６３と、補間部３０６４から構成される。

なお、第二の伝送路推定部３０５６も第一の伝送路推定部３０５１と同じ構成要素から成る。ここで、ＳＰ信号とは、リファレンス信号であり、地上デジタルテレビ放送の伝送方式などで、送信信号に挿入されている信号であり、上述の実施の形態の説明で用いたパイロットシンボルと同様のものである。
ＦＦＴ後の信号から、ＳＰ抽出部３０６２により、ＳＰ信号を抽出し、ＳＰ生成部３０６１で生成した既知信号により除算部３０６３で除算することにより、ＳＰ信号の伝送路特性を算出する。

算出したＳＰ信号の伝送路特性を基に、補間部３０６４で補間処理を行いＳＰ信号以外の信号の伝送路特性を算出する。
第一の等化部３０５２において、ＦＦＴ後の信号を算出した伝送路特性で除算することにより、送信信号を推定し、図２９における第一の合成部３０１１に仮等化後信号を出力する。

第一の伝送路推定部３０５１で算出された伝送路特性も第一の合成部３０１１に出力する。
第一の合成部３０１１では、受信処理部３０２１、３１２１から出力されたそれぞれの伝送路特性を用いて、それぞれの仮等化後の信号をダイバーシティ合成する。
ダイバーシティの合成としては、受信処理部３０２１の仮等化後の信号をＸ１_ｎ ^〜（ｓ，１）、伝送路特性をＨ１_ｎ（ｓ，１）、受信処理部３１２１の仮等化後の信号をＸ１_ｎ ^〜（ｓ，２）、伝送路特性をＨ１_ｎ（ｓ，２）と表したときに、式５７で表すような最大比合成を用いて合成する。

Ｘｃ１_ｎ ^〜（ｓ）＝（｜Ｈ１_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ１_ｎ ^〜（ｓ，１）＋｜Ｈ１_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ１_ｎ ^〜（ｓ，２））／（｜Ｈ１_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ１_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式５７）
しかし、合成としては、式５７に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を用いればよい。

第一の合成部３０１１にて合成された信号は、受信処理部３０２１、３１２１に出力される。
なお、第一の合成部３０１１の出力を、送信符号点により硬判定してから受信処理部３０２１、３１２１に出力してもよい。
第一の合成部３０１１の出力信号は、ＩＣＩ成分生成部３０５３に入力され、また、第一の伝送路推定部３０５１で推定した伝送路特性もＩＣＩ成分生成部３０５３に入力される。ＩＣＩ成分の推定としては、様々なものが提案されており、ここでは、非特許文献３に記載されているＩＣＩ成分推定法を用いることとする。

ＩＣＩ成分生成部３０５３は、図３３に示すように、伝送路特性一次微分算出部３０９１と乗算部３０９２から構成される。
伝送路特性一次微分算出部３０９１は、伝送路特性を入力し、各キャリアに対し、現在のシンボル（シンボル番号をｐとする）の前後シンボルの伝送路特性から式５７を用いて一次微分を算出し、乗算部３０９２に出力する。

乗算部３０９２では、第一の合成部３０１１の出力である合成後信号Ｘ〜と伝送路特性一次微分算出部３０９１の出力信号と、式３、式４で示す定数行列Ξとの乗算演算を行う。この演算は式２で示すとおりであり、以上により、ＩＣＩ成分が推定、生成される。
ＩＣＩ成分生成部３０５３におけるＩＣＩ成分の生成法としては、非特許文献３の手法を用いたが、これに限定せず、公知のものを利用すればよい。

推定されたＩＣＩ成分は、減算部３０５４により、ＦＦＴ後の信号から減算することで、ＩＣＩ成分を除去する。
第一の合成部３０１１の出力信号は、第一の等化部３０５２の出力信号よりも、ダイバーシティ効果により送信信号としての信頼性が増しており、その結果ＩＣＩ成分生成の精度も向上し、より正しくＩＣＩ除去が可能となる。

減算部３０５４の出力信号から、第二の伝送路推定部３０５６にて、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性を推定する。
これにより、ＩＣＩが除去された信号の伝送路特性が算出される。
第二の等化部３０５５において、減算部３０５４の出力から推定した伝送路特性で除算を行うことにより、再び送信信号を推定する。

第二の等化部３０５５から出力される等化後信号は、ＩＣＩの影響が軽減されているので、第一の等化部３０５２の出力信号よりも、送信信号として推定精度が向上している。
第二の等化部３０５５の出力信号と第二の伝送路推定部３０５６で推定した伝送路特性が第二の合成部３０１２に出力される。
第二の合成部３０１２では、受信処理部３０２１、３１２１から出力されたそれぞれのＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性を用いて、それぞれの第二の等化後の信号をダイバーシティ合成する。

ダイバーシティの合成としては、受信処理部３０２１の第二の等化後の信号をＸ２_ｎ ^〜（ｓ，１）、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をＨ２_ｎ（ｓ，１）、受信処理部３１２１の第二の等化後の信号をＸ２_ｎ ^〜（ｓ，２）、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をＨ２_ｎ（ｓ，２）と表したときに、式５８で表すような最大比合成を用いて合成する。
Ｘｃ２_ｎ ^〜（ｓ）＝（｜Ｈ２_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ２_ｎ ^〜（ｓ，１）＋｜Ｈ２_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ２_ｎ ^〜（ｓ，２））／（｜Ｈ２_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ２_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式５８）
しかし、合成としては、式５８に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を用いればよい。

なお、ここでは、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２を同じ最大比合成を用いて説明しているが、第一の合成部３０１１では、ＩＣＩの影響を受けた信号を合成し、第二の合成部３０１２では、ＩＣＩを除去した信号を合成するという、特性の異なる信号を処理することを鑑み、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２で異なるダイバーシティ合成を用いて処理してもよい。

さらに、第一の伝送路推定部３０５１と第二の伝送路推定部３０５６を同じものとして説明しているが、第一の伝送路推定部３０５１では、ＩＣＩの影響を受けた信号の伝送路特性を推定し、第二の伝送路推定部３０５６では、ＩＣＩを除去した信号の伝送路特性を推定するという、特性の異なる信号を処理することを鑑み、第一の伝送路推定部３０５１と第二の伝送路推定部３０５２で異なる推定法を用いてもよい。

なお、第二の伝送路推定部３０５２を有さず、第一の伝送路推定部３０５１で推定した伝送路特性を用いて、第二の等化および第二のダイバーシティ合成を実施してもよい。しかし、ＩＣＩ除去することによって、ＩＣＩ除去前の信号と伝送路特性が変化しているので、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をもって等化およびダイバーシティ合成する方がより効果的である。

第二の合成部３０１２により、ＩＣＩ除去後の信号がダイバーシティ合成され、誤り訂正部３００３に出力され、デコード、表示されることとなる。
第二の合成部３０１２の出力信号は、ダイバーシティ効果により、それぞれの受信処理部３０２１，３１２１の第二の等化後の信号よりも、推定した送信信号として、より確からしいこととなり、受信性能が向上する。

以上の構成によれば、ＩＣＩ成分を生成するための仮等化後の信号に対してもダイバーシティ合成することで、仮等化後の信号の信頼性を向上させ、それを用いて各復調部においてＩＣＩ成分を推定するので、各復調部でのＩＣＩ成分の推定精度を向上させ、ＩＣＩ除去を効果的に行うことができる。
そして、ＩＣＩ除去後に再度伝送路特性を算出し、それを用いて最適な等化及びダイバーシティを行うことで、最終的な送信信号の推定精度が向上し、これにより、ＩＣＩやノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境下でも、安定した良好な受信が可能となる。

また、本実施の形態では、ダイバーシティ合成の段数を２段としているが、これに限らず、３段以上の構成にし、ＩＣＩを段階的に除去する構成としてもよい。
例として、ダイバーシティ合成を３段としたダイバーシティ受信装置の構成図を図３４、図３５、図３６に示す。
図３６における復調部３０４２では、ＩＣＩ除去を行うたびに、ＩＣＩ除去した信号から伝送路特性を推定し、それを用いて、等化およびダイバーシティ合成している。

ＩＣＩ除去を段階的に行うことにより、さらに送信信号の推定精度が向上し、移動時や弱電界環境下でも安定した良好な受信が可能となる。
本実施の形態の受信装置において、受信処理の少なくとも一部を行うプログラムを用いてもよく、また受信装置における受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。

また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０に係るダイバーシティ受信装置について、図３７、図３８、図３９を用いて説明する。前述したものと同じ構成要素については、同じ符号を用い、説明を省略する。

図３７は本実施の形態のダイバーシティ受信装置のブロック図を示す。
本実施の形態のダイバーシティ受信装置は、ダイバーシティ合成信号をフィードバックする構成としている点が、実施の形態９の受信装置と比較して大きく異なる。
図３９に復調部３０４５のブロック図を示す。
復調部３０４５は、ＩＣＩ成分生成部３０８３と、減算部３０５４と、等化部３０８１、伝送路推定部３０８２とを含んで構成される。

ＦＦＴ部３０３３の出力信号は、減算部３０５４に入力され、ＩＣＩ成分生成部３０８３の出力を減算する。
イタレーション（繰り返し処理）の１回目は、ＩＣＩ成分生成部３０８３の出力は０である。
減算部３０５４の出力信号は、等化部３０８１および伝送路推定部３０８２に入力され、伝送路推定部３０８２で伝送路特性を推定し、等化部３０８１と合成部３０１５に出力する。

伝送路推定部３０８２は、実施の形態９で示した第一の伝送路推定部３０５１である。
等化部３０８１では、推定した伝送路特性で、ＩＣＩ除去後の信号を除算することにより送信信号を推定し、等化後信号を合成部３０１５に出力する。
復調部３１２５は、復調部３０２５と同じ構成であり、入力信号が、ＲＦ部３００２の出力信号ではなくＲＦ部３１０２の出力信号であるという相違だけであるので説明を省略する。

図３７において、復調部３０２５および復調部３１２５からそれぞれ伝送路特性と等化後信号が出力され、伝送路特性を基に合成部３０１５においてダイバーシティ合成される。
ダイバーシティ合成法としては、実施の形態９と同様に式１を用いればよいが、これに限らず公知のものを用いればよい。

この合成後の信号は復調部３０２５、３１２５におけるＩＣＩ成分生成部３０８３に入力される。
なお、ＩＣＩ成分生成部３０８３へ入力する際、合成部３０１５の出力信号を符号点に関して硬判定して入力してもよい。
これにより、ＩＣＩ成分生成部３０８３にて、伝送路特性と合成部３０１５の出力を基にＩＣＩ成分を推定・生成し、減算器でＦＦＴ後の信号から除算する。

ＩＣＩ成分生成部３０８３は、図３３のＩＣＩ成分生成部３０５３の伝送路特性一次微分算出部３０９１において、式１ではなく、式５９を用いて算出する点が異なるが、これに限定されない。
Ｈ’（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）−Ｈ（ｓ−１））／Ｔｓ …（式５９）
このイタレーションをシンボル区間内で繰り返すことにより、等化後の信号の推定精度は向上する。

シンボル区間内でのイタレーションの最終回での合成後信号は、誤り訂正部３００３へ出力され、誤り訂正される。
次のシンボル区間に移行すると、そのシンボルに対応したＦＦＴ後信号に対し、新たなイタレーションが開始され、イタレーション一回目開始時には、ＩＣＩ成分生成部３０８３における信号は０にリセットされる。

このような構成により、ＩＣＩ除去しダイバーシティ合成した信号を各復調部において再帰的にＩＣＩ成分生成に用いることで、各復調部でのＩＣＩ成分の推定精度を向上させ、イタレーションを繰り返すほど、ノイズやＩＣＩの影響が軽減され、ＩＣＩ除去を効果的に行うことができる。
さらに、再帰的に行うことで、実施の形態９に比べ、回路規模が削減することができる。これにより、ＩＣＩやノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境下でも、安定した良好な受信が可能となる。

なお、本実施の形態では、２つのアンテナによるダイバーシティ構成を用いて説明したが、これに限らず、２つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成としてもよく、アンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができる。
また、実施の形態１０の受信装置の各構成要素は、集積回路で実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に1チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。

さらに、本実施の形態の受信装置における受信処理の少なくとも一部を行うプログラムを用いてもよく、また、実施の形態１０の受信装置における受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。
また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。

また、実施の形態９〜１０において、Ａ／Ｄ部３０３１は、直交復調部３０３２の直前に位置したものとして説明を行ったが、これに限らず、チューナに含まれてもよいし、直交復調部３０３２の直後としてもよく、これらに限られない。
また、実施の形態９〜１０において、２つのアンテナによるダイバーシティ構成を用いて説明したが、これに限らず、２つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成としてもよく、アンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができる。

さらに、２つ以上のアンテナを有した空間または角度ダイバーシティ構成に限定はせず、一つのアンテナで周波数ダイバーシティや時間ダイバーシティを実施してもよい。
また、復調部は複数備えず、メモリや多重処理を用いて復調部の機能を実現してもよい。
また、実施の形態９〜１０において、地上デジタル放送波で用いられているＯＦＤＭ信号として説明を行ったが、これに限らず、マルチキャリア伝送であればなんでもよく、さらに、ＩＣＩを除去する構成として説明したが、受信信号に含まれる干渉成分を推定した送信信号から生成し除去するものであれば、どのような干渉除去技術に適用してもよく、その場合、ＩＣＩ成分生成部３０５３の代わりに、取り除くべき干渉成分を推定生成する干渉成分生成部を用いればよい。
＜なお書き＞
なお、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれる。

（１）なお、以上の実施の形態で示したキャリア合成（最大比合成）は、各復調部で求めた伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ，１）、Ｈ_ｎ（ｓ，２）と、等化部の出力信号Ｘ_ｎ（ｓ，１），Ｘ_ｎ（ｓ，２）とから、
Ｘｃ_ｎ（ｓ）＝（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ_ｎ（ｓ，１）＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式６０）
と合成していたが、それぞれ等化部を省略し、各復調部におけるキャリア信号Ｙ_ｎ（ｓ，１）、Ｙ_ｎ（ｓ，２）と、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ，１）、Ｈ_ｎ（ｓ，２）とから、
Ｘｃ_ｎ（ｓ）＝（Ｈ_ｎ（ｓ，１）^＊・Ｙ_ｎ（ｓ，１）＋Ｈ_ｎ（ｓ，２）^＊・Ｙ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式６１）
とする合成を適用してもよい。ただし、＊は複素共役を示す。

これは、ダイバーシチの受信装置において、キャリア合成部を複数含んで複数回キャリア合成を行う場合についても同様である。例えば、図２２に示したように、キャリア合成部２２８１を第１番目のキャリア合成部、キャリア合成部２２８３を第２番目のキャリア合成部とすれば、第ｍ番目のキャリア合成部において、キャリア信号をＹｍ_ｎ（ｓ，ｂ）、伝送路周波数特性をＨｍ_ｎ（ｓ，ｂ）、合成後のキャリアデータをＸｃｍ_ｎ（ｓ，ｂ）とおくと、式６１は、次式のように拡張した表記となる。

Ｘｃｍ_ｎ（ｓ）＝（Ｈｍ_ｎ（ｓ，１）^＊・Ｙｍ_ｎ（ｓ，１）＋Ｈｍ_ｎ（ｓ，２）^＊・Ｙｍ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈｍ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈｍ_ｎ（ｓ，２）｜^２）
…（式６２）
上記のようなキャリア合成の方法は、前述した実施の形態のキャリア合成の部分で、以下に述べるように適用される。

実施の形態５については、図２１、２２でおいて、等化部１０２と、ＩＣＩ除去部２２６４に含む等化部（図示しない）を省略し、ＦＦＴ部２２６１、２２６２の出力と、ＩＣＩ除去部２２６３、２２６４で求めた伝送路特性から、キャリア合成部２２８１において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。
また、等化部２２６７、２２６８を省略し、ＩＣＩ除去演算部１０７の出力および、ＩＣＩ除去部２２６４に含むＩＣＩ除去演算部（図示しない）と、伝送路推定部２２６５，２２６６の出力から、キャリア合成部２２８４において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

さらに、実施の形態６の図２３、実施の形態７の図２６においても、同様である。また、図２９、図３０、図３１で示した実施の形態９において、第一の等化部３０５２と、受信処理部３１２１に含む第一の等化部（図示しない）を省略し、ＦＦＴ部３０３３および受信処理部３１２１に含むＦＦＴ部（図示しない）の出力と、第一の伝送路推定部３０５１および受信処理部３１２１に含む第一の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第一の合成部３０１１において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

また、第二の等化部３０５５と受信処理部３１２１に含む第二の等化部（図示しない）を省略し、減算部３０５４および受信処理部３１２１に含む減算部（図示しない）の出力と、第二の伝送路推定部３０５６および受信処理部３１２１に含む第二の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第二の合成部３０１２において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

また、図３４、図３５、図３６で示した実施の形態９の、合成部が２段以上になる場合においても同様のことがあてはまり、第三の等化部３０７４と受信処理部３１２２に含む第三の等化部（図示しない）を省略し、減算部３０７３および受信処理部３１２２に含む減算部（図示しない）の出力と、第三の伝送路推定部３０７５および受信処理部３１２２に含む第二の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第三の合成部３０１３において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

さらに、実施の形態１０の図３７、３８、３９については、等化部３０８１および受信処理部３１２５に含む等化部（図示しない）を省略し、減算部３０５４および受信処理部３１２５に含む減算部（図示しない）の出力と、伝送路推定部３０８２および受信処理部３１２５に含む伝送路推定部（図示しない）の出力から、合成部３０１５において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

（２）なお、以上の実施の形態では、時間領域と周波数領域との間の変換がＦＦＴに基づくＯＦＤＭ信号とそれに関する復調処理を示したが、複数のキャリアを周波数軸上で多重させたマルチキャリア信号に適用可能であり、例えば、ウェーブレット変換、コサイン変換、アダマール変換などを用いたマルチキャリア信号であってもよい。
（３）上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置を構成する構成要素の一部又は全部は、１個のシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ：大規模集積回路）から構成される。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩである。また、前記複数の構成部は個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

（４）上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置は、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ハードディスクユニット、ディスプレイユニット、キーボード、マウスなどから構成されるコンピュータシステムであってもよい。前記ＲＡＭ又は前記ハードディスクユニットには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムに従って動作することにより、各装置は、その機能を達成する。ここで、コンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。

（５）上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、各装置に脱着可能なＩＣカード又は単体のモジュールから構成されているとしてもよい。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、などから構成されるコンピュータシステムである。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、上記の超多機能ＬＳＩを含むとしてもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムに従って動作することにより、前記ＩＣカード又は前記モジュールは、その機能を達成する。このＩＣカード又はこのモジュールは、耐タンパ性を有するとしてもよい。

（６）本発明は、上記に示す方法であるとしてもよい。また、これらの方法をコンピュータにより実現するコンピュータプログラムであるとしてもよいし、前記コンピュータプログラムからなるデジタル信号であるとしてもよい。
また、本発明は、前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号をコンピュータ読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ―ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、半導体メモリなどに記録したものとしてもよい。また、これらの記録媒体に記録されている前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号であるとしてもよい。

（７）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。

本発明に係るキャリア間干渉除去装置およびこれを用いた受信装置は、マルチキャリア信号に含まれるドップラーシフトに起因するキャリア間干渉を除去するので、マルチキャリア信号を移動しながら受信する際に受信特性を改善することができる。したがって、高速走行する車両や列車に搭載されて、移動しながらＯＦＤＭ方式による地上デジタル放送や無線ＬＡＮ信号を受信する車載の受信装置に有用である。

本発明は、移動体通信の分野においてマルチキャリア信号受信時のキャリア間干渉を軽減させるキャリア間干渉除去装置に関し、特に、伝送特性を改善する技術に関する。

現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭは、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交するサブキャリアにより周波数多重しており、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。さらに、ＯＦＤＭでは、１シンボル期間が有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されており、シンボル内で周期性を有するために前記有効シンボル期間の信号の一部をガードインターバル期間へ複写されているため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を軽減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。

しかしながら、ＯＦＤＭは、広帯域デジタル変調信号に比べ、１シンボル長が長くなるため、移動受信等において生じる伝搬路のフェージング環境下での時間変動に対する耐性が低くなってしまう。さらに、フェージング環境下では、マルチパス干渉による遅延分散に起因する受信信号の振幅の時間変動だけでなく、ドップラーシフトと呼ばれる周波数変動も生じる。このドップラーシフトにより、個々のサブキャリアの直交関係がくずれ、互い干渉を起こし、結果として正しく復調することが困難になってしまう。このサブキャリア同士が互いに干渉することはキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と呼ばれており、このＩＣＩによる通信品質の劣化を抑えることが、大きな鍵となっている。

近年、ＩＣＩによる劣化を改善するための方法がいくつか提案されている。その一つに、非特許文献３に示す方法がある。
図４０は非特許文献３に記載されているＩＣＩ除去部の構成を表すブロック図である。

伝送路特性推定部４００１が、ＦＦＴ処理された信号（Ｙと表す）から、伝送路特性を推定し、仮等化部４００２が、ＦＦＴ後の信号を伝送路特性で除算することにより送信信号を仮推定する（Ｘ^〜（ｓ）と表す。ｓは現在のシンボル番号を表す）。

一方、伝送路特性一次微分算出部４００３が、推定した伝送路特性から式１によって、各キャリアに対し、現在のシンボルの前後のシンボルの伝送路特性の差を算出することで伝送路特性Ｈ（ｓ）の一次微分（Ｈ’（ｓ）と表す）を算出し、乗算部４００４へ出力する。

Ｈ’（ｓ）＝（Ｈ（ｓ＋１）−Ｈ（ｓ−１））／（２・Ｔｓ） …（式１）
式１において、Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボル長を示している。
その後、乗算部４００４が、仮等化後の信号Ｘ^〜（ｓ）と伝送路特性の一次微分値Ｈ’（ｓ）と定数行列であるΞを用いてＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を式２の演算により推定する。

Ｋ（ｓ）＝Ξｄｉａｇ（Ｈ’（ｓ））Ｘ^〜（ｓ） …（式２）
ここで、Ξは式３，４で表される。

本明細書中で、ｄｉａｇ（Ａ_ｎ（ｓ）） の表記は、下式のようなＮ行×Ｎ列の正方行列を示すものとする（ｎ＝０、…、Ｎ−１）。ただし、ｎはキャリア番号で、Ｎは全キャリア数である。

次に、減算部１００５が、ＦＦＴ後の信号Ｙから、式２を用いて推定されたＩＣＩ成分を減算することにより除去する。
ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ａ−１９９９ Ｋａｒｓｔｅｎ Ｓｃｈｍｉｄｔ他，"Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ＤＶＢ−Ｈ" ９ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＯＦＤＭ−Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ２００４，Ｄｒｅｓｄｅｎ．（Ｐ７２〜７６、Ｆｉｇ．４） 特表２００４−５１９９００

しかしながら、非特許文献３に示されるキャリア間干渉除去装置によると、マルチパスフェージング環境下において伝送路特性が周波数選択性を呈して、受信帯域内にディップが生じ、あるキャリアが他のキャリアと比べて相対的にレベルが落ち込んで雑音成分を多く含む場合や、特定のキャリアに妨害波が混入する場合などに、当該キャリアで推定する仮のキャリアデータおよび伝送路変動の推定に誤差が生じ、結果として他のキャリアに与える与干渉成分の算出に誤差が生じてしまう。

そして、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定を大きく誤ると、キャリア間干渉を除去するどころか、かえってキャリア間干渉を増大させてしまうという問題がある。

上記問題に鑑み本発明は、マルチパスフェージング環境下において伝送路特性が周波数選択性を呈する場合や妨害波が混入する場合でも、ＩＣＩ成分を精度良く推定、除去することが出来るキャリア間干渉除去装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、伝送路の状態により変動する周波数応答特性を示すキャリア信号を複数含んだマルチキャリア信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉除去装置であって、マルチキャリア信号を取得する取得部と、各キャリア信号の信頼性を各キャリアに係る周波数応答特性に基づき算出する信頼性算出部と、各キャリア信号を等化する等化部と、等化前の各キャリア信号に係る前記信頼性で、等化後の各キャリア信号を重み付けする重み付け部と、等化前の各キャリア信号に係る前記各周波数応答特性の変動量と、重み付けされた等化後の各キャリア信号とに基づきキャリア間干渉成分を算出し、等化前の各キャリア信号から除去するキャリア間干渉除去部とを備える。

本発明のキャリア間干渉除去装置は、上述の構成を備えることにより、キャリア信号を周波数応答特性に基づいた信頼性で重み付けした上で、キャリア間干渉成分の算出に用いるので、マルチキャリア信号を受信する際にマルチパスの影響が周波数選択性を呈し、更に電波の伝送路が高速に変動してキャリア間干渉が生じるような受信環境下でも、従来よりも正確にキャリア信号に生じるキャリア間干渉成分を推定し除去することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明は、マルチキャリア変調方式がＯＦＤＭ方式であり、信号フォーマットが非特許文献１に示されるＩＳＤＢ−Ｔ方式である場合を例にして行う。

（実施の形態１）
本発明の一実施形態に係る受信装置は、キャリア間干渉除去装置を含んで構成されており、前記キャリア間干渉除去装置は、キャリアの伝送路周波数特性に基づきキャリア信号の信頼度を算出し、前記信頼度を用いてより正確にＩＣＩ成分を推定する。よって、前記受信装置は、キャリア信号からＩＣＩ成分をより正確に除去することができ、ＯＦＤＭ方式における高速移動時の受信性能は向上する。

以下に、本発明の一実施形態に係る受信装置１について、図面を参照しながら説明する。
＜構成＞
受信装置１は、図１に示すように、アンテナ７０１を介して所望チャンネルの電波を受信してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号をベースバンド信号７２０に変換するＲＦ部７０２と、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ部７０３と、ＯＦＤＭシンボルの同期処理を行うシンボル同期部７０４と、ＯＦＤＭシンボルに含まれるガードインターバルを除去するガード除去部７０５と、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のキャリア信号１１０に変換する周波数領域変換部７０６と、キャリア信号１１０からキャリア間干渉成分を推定して除去するＩＣＩ除去部７０７と、ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号１１７から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性７２６を出力する伝送路推定部７０８と、伝送路周波数特性７２６をもとにキャリア信号１１０を等化し、キャリアデータ７２７を出力する等化部７０９と、キャリアデータ７２７から誤り訂正処理を施して受信ビットデータ７２８を得る復号部７１０とを含んで構成される。

受信装置１は、具体的には、アンテナ、チューナー、復調ＬＳＩなどから構成される受信装置である。
ここで、周波数領域変換部７０６における時間領域信号から周波数領域信号の変換には、一例としてＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を用いる。ＩＣＩ除去部７０７以外は、ＯＦＤＭ信号を復調する受信装置としては公知なので詳細な動作説明は省略する。

次に、ＩＣＩ除去部７０７に相当するキャリア間干渉除去装置７０７について、図２を参照しながら説明する。
図２は、キャリア間干渉除去装置７０７の詳細なブロック図である。

キャリア間干渉除去装置７０７は、図２に示すように、伝送路推定部１０１と、等化部１０２と、信頼性算出部１０３と、重み付け部１０４と、伝送路変動推定部１０５と、ＩＣＩ成分推定部１０６と、ＩＣＩ除去演算部１０７とを含んで構成される。

伝送路推定部１０１は、キャリア信号１１０から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性１１１を出力する。ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合、伝送路推定部１０１は、キャリア信号１１０に含まれるパイロットキャリアを用いて周波数応答特性を推定する。

以下に、周波数応答特性の推定について、図面を参照しながら説明する。
図４１は、ＯＦＤＭシンボルの模式図である。以下において、ＯＦＤＭシンボルのシンボル長をＴ_ｓ、ガード長をＴ_ｇ、有効シンボル長をＴ_ｕとする。

図３は、ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示しており、図中の白抜き丸はデータキャリアを示し、黒丸はパイロットキャリアを示す。また、ｓはシンボル番号を示す。パイロットキャリアは、受信側でそのキャリアデータＸ_ｐ（ｐはパイロットキャリアのキャリア番号）が既知であるから、これを用いて、実際に受信したキャリアデータであるＹ_ｐを式５に示す除算によって等化し、パイロットキャリアにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｐを求める。

Ｈ_ｐ＝Ｙ_ｐ／Ｘ_ｐ ・・・（式５）
そして、近隣のＯＦＤＭシンボルのＨ_ｐとの間（シンボル方向）で、パイロットキャリアの間に位置するデータキャリアに対する伝送路周波数特性を補間により算出する。例えば、パイロットキャリア１５１の伝送路周波数特性をＨ_ｎ（ｓ−４）、パイロットキャリア１５２の伝送路周波数特性をＨ_ｎ（ｓ）とし、データキャリア１５３、１５４、１５５各々についての、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ−１）、Ｈ_ｎ（ｓ−２）、Ｈ_ｎ（ｓ−３）とする。ここで、ｎはキャリア番号である。この場合、Ｈ_ｎ（ｓ−１）、Ｈ_ｎ（ｓ−２）、Ｈ_ｎ（ｓ−３）は、Ｈ_ｎ（ｓ−４）とＨ_ｎ（ｓ）との間を補間することにより求められる。

さらに、シンボル毎に、キャリア方向に３キャリアおきに得られた周波数応答特性をキャリア方向に補間することで、データキャリアを含む全キャリアに対する伝送路周波数特性を推定する。

例えば、データキャリア１５６についてシンボル方向への補間により求められた伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋３（ｓ）と、パイロットキャリア１５２の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）との間をキャリア方向に補間することにより、データキャリア１５７の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋１（ｓ）と、データキャリア１５８の伝送路周波数特性Ｈ_ｎ＋２（ｓ）を求める。

等化部１０２は、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）をもとにキャリア信号Ｙ（ｓ）を式６に示す除算によって等化し、仮のキャリアデータＸ^〜（ｓ）を推定する。
Ｘ^〜（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ） ・・・（式６）
伝送路変動推定部１０５は、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）から、ＩＣＩを除去するシンボルｓの前後で生じる伝送路周波数特性の変動量Ｈ’（ｓ）（以下、伝送路変動特性という。）を算出する。

伝送路変動推定部１０５は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボル長Ｔ_ｓだけ遅延させるシンボル遅延部９０２、９０３と、伝送路変動量演算部９０１とを含む。伝送路変動推定部１０５は、入力のキャリアｎにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ＋１）と２つのシンボル遅延部で遅延させたＨ_ｎ（ｓ−１）とを用いて伝送路変動量演算部９０１で、式７に基づく演算を行い、ｓ番目のシンボルにおける伝送路変動特性Ｈ’_ｎ（ｓ）を推定する。

Ｈ’_ｎ（ｓ）＝（Ｈ_ｎ（ｓ＋１）−Ｈ_ｎ（ｓ−１））／（２・Ｔｓ）…（式７）
信頼性算出部１０３は、仮のキャリアデータＸ^〜（ｓ）に対する信頼性Ｗ（ｓ）を算出する。キャリアｎにおける信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）は、各キャリア毎に伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて算出され、その関係が後述する所定の関数ｆ（・）で対応付けられる（式８）。ａｂｓ［ｚ］は、ベクトルｚの振幅を示す。

Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式８）
（ｎ＝０、…、Ｎ−１ ただし、ｎ≠ｍ）
重み付け部１０４は、信頼性算出部１０３で算出した重みＷ_ｎ（ｓ）を仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）に乗算により重み付けする。

Ｘ＾_ｎ（ｓ）＝Ｘ^〜 _ｎ（ｓ）・Ｗ_ｎ（ｓ） …（式９）
（ｎ＝０、…、Ｎ−１ ただし、ｎ≠ｍ）
ＩＣＩ成分推定部１０６は、式１０に示すように、リーク行列Ξと、伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）と、重み付けされた仮のキャリアデータＸ＾（ｓ）とを乗算することでＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を推定する。

Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｗ（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ）
＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ＾（ｓ） …（式１０）
ここで、Ｋ（ｓ）、Ξ、Ｈ’（ｓ）、Ｗ（ｓ）、Ｘ^〜（ｓ）は、それぞれ式１１〜式１５で示す行列で表される。ここで、^Ｔは転置を示す。

Ｋ（ｓ）＝［Ｋ_１（ｓ）、Ｋ_２（ｓ）、・・・、Ｋ_Ｎ−１（ｓ）］^Ｔ …（式１１）

Ｈ’（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ）） …（式１２）
Ｗ（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）） …（式１３）
Ｘ^〜（ｓ）＝［Ｘ^〜 _１（ｓ）、Ｘ^〜 _２（ｓ）、…、Ｘ^〜 _Ｎ−１（ｓ）］^Ｔ …（式１４）

ＩＣＩ除去演算部１０７は、（式１５）に示すように、入力のキャリア信号Ｙ_ｎ（ｓ）から推定したＩＣＩ成分Ｋ_ｎ（ｓ）を差し引くことで、ＩＣＩ成分を除去する。

Ｙ^〜（ｓ）＝Ｙ（ｓ）−Ｋ（ｓ） …（式１５）
ＩＣＩ除去演算部１０７は、図５に示すように、減算回路１０００で実現する。
以上、説明したように、本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置は、伝送路周波数特性をもとに信頼性を算出する信頼性算出部と重み付け部とを含むことを特徴とするものである。

＜動作＞
キャリア間干渉除去装置７０７の動作について詳細に説明する。
先ず、キャリア間干渉除去装置７０７は、ＩＣＩ成分の推定に必要な仮のキャリアデータを推定する。そのため、伝送路推定部１０１が、伝送路周波数特性Ｈ（ｓ）を推定し、等化部１０２が、Ｈ（ｓ）を用いてキャリア信号Ｙ（ｓ）を等化して、仮のデータシンボルＸ^〜（ｓ）を得る。伝送路推定には、図３に示す受信側で既知のパイロットキャリアを用いる。ここで、マルチパスの遅延量とパス間の位相関係とによっては、図６（ａ）に示すように、キャリア間で相対的にレベルが異なり、特定のキャリア（例えば、キャリア１６１、キャリア１６２）のキャリアレベルが低くなる。

図６は、キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。
ここで、第ｎキャリアにおける伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）について、ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］は、各キャリア信号の振幅そのものであり、Ｈ_ｎ（ｓ）の振幅が小さいと雑音レベルに近くなるため、式６によって等化すると、結果として仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）の推定を誤る可能性が高くなる。ひいては、他のキャリアに対する与干渉の推定を誤ることになる。また、誤ったキャリアデータで与干渉量（漏れ込み量）を算出すると、逆にＩＣＩを発生させてしまうことになる。したがって、キャリアデータの推定を間違っている可能性がある場合、すなわち信頼性の低いキャリアのキャリアデータについては、ＩＣＩ成分の推定への寄与を下げるようにすれば、ＩＣＩ成分の推定精度を向上させることができる。

そこで、本発明では、ＩＣＩ成分の推定に必要な仮のキャリアデータＸ＾（ｓ）に対して、キャリアの信頼性に応じた重み付けを行い、ＩＣＩ成分の推定においての信頼性を向上させている。

具体的には、信頼性算出部１０３が、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて、仮のデータシンボルＸ＾_ｎ（ｓ）に対する信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を算出する。
したがって、あるキャリアｎの信頼性（重み）Ｗ_ｎ（ｓ）は、式１６に示すように、ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］を入力ｘとする関数ｆ（ｘ）で表される。

Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式１６）
関数ｆ（ｘ）の詳細については、後述する。
次に、重み付け部１０４が、仮のデータシンボルＸ^〜 _ｎ（ｓ）に信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を乗算する。

一方、伝送路変動推定部１０５が、ＩＣＩ成分を除去するｓシンボル目のＯＦＤＭシンボルの前後の伝送路周波数特性Ｈ（ｓ＋１）、Ｈ（ｓ−１）とから、伝送路変動Ｈ’（ｓ）を算出し、ＩＣＩ成分推定部１０６が、式１０に示す演算により、ＩＣＩ成分Ｋ（ｓ）を推定する。

そして、ＩＣＩ除去演算部１０７が、キャリア信号Ｙ^〜 _ｎ（ｓ）から推定したＩＣＩ成分Ｋ_ｎ（ｓ）を差し引くことにより除去する。
ＩＣＩ除去部７０７の次段の伝送路推定部７０８と等化部７０９とが、ＩＣＩ成分を除去したキャリア信号Ｙ^〜 _ｎ（ｓ）について、再度、伝送路推定とそれに基づく等化処理を行い、復号部７１０が、誤り訂正処理を施してから受信ビットデータを得る。

ここで、信頼性算出部１０３が用いる関数ｆ（ｘ）および、その入力ｘについて説明する。はじめに、関数ｆ（ｘ）の入力ｘをａｂｓ［Ｈ_ｎ］とする場合を述べる。
関数ｆ（ｘ）として、例えば、式１７に示す関数が考えられる。ただし、α＞１である。αはシステムに適した値を決定すればよい。

ｆ（ｘ）＝０ （０≦ｘ＜（α−１）／α の場合）
＝α（ｘ−１）＋１ （（α−１）／α≦ｘ≦１の場合）
＝１ （１＜ｘ の場合）
…（式１７）
ここで、パイロットキャリアの振幅を１とし、これを基準とすると、式５よりａｂｓ［Ｈ_ｎ］についても、ａｂｓ［Ｈ_ｎ］＝１を基準とすることができるので、ｘ＝ａｂｓ［Ｈ_ｎ］となる。

式１７は、キャリア信号の振幅ａｂｓ［Ｈ_ｎ］が、（α−１）／αから１の値をとる場合は、キャリア信号の振幅に比例した1次関数で信頼性が対応付けられ、（α−１）／αより小さければ信頼性を零にするものである（図７参照）。

信頼性を零にするということは、当該キャリアｎにおけるキャリアｍに対する与干渉を考慮しないことを意味する。
図７は、関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合の特性図である。
図８は、関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリアを模式的に示した図である。

ｆ（ｘ）の値が、０〜（（α−１）／α）の間であるキャリア１７１と１７２については、信頼性が値０となる。
次に、関数ｆ（ｘ）を式１８に示すようなステップ関数とする場合について述べる。

ｆ（ｘ）＝０ （０≦ｘ＜ａ の場合）
＝１ （ａ≦ｘ の場合） …（式１８）
例えば、ｘ＜ａの領域において零になるようにステップ関数を選ぶと、キャリアの振幅が所定の閾値ａより小さければ、当該キャリアにおける仮のキャリアデータの推定値は信頼性が低いと見なして与干渉を零にする。
図９は、関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合の特性図である。
図１０は、関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリア信号を模式的に示した図である。

例えば、ｆ（ｘ）の値が、０〜ａの値となるキャリア１８１については、信頼性が値０となる。
また、関数ｆ（ｘ）の入力の基準が、キャリアの平均振幅となるようにしても良い。

図１１は、関数ｆ（ｘ）が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図である。
図１２は、キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされることを模式的に示した図である。ここで、平均振幅を算出するにあたって、全キャリア（キャリア０からキャリア（Ｎ−１））を用いて算出する場合（式１９）や、当該キャリアｎの複数の周辺キャリア（キャリア（ｎ−Ｌ）からキャリア（ｎ＋Ｌ））のみから算出する場合（式２０）が考えられる。

ただし、式２０において、（ｎ＝０、１、・・・、Ｌ−１）に対しては、ｎ＝Ｌの平均値で、同様に、ｎ＝Ｎ−Ｌ、Ｎ−Ｌ＋１、・・・、Ｎ−１）に対しては、ｎ＝Ｎ−Ｌ−１の平均値で代用する。なお、１＜Ｌ＜Ｎ−２の整数である。

また、関数ｆ（ｘ）の入力の基準が、キャリアの平均電力となるようにしても良い。
図１３は、平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格化する場合の平均電力を模式的に示した図である。

図１３において、関数ｆ（ｘ）の入力の基準を、キャリアＡに対する信頼性を求める場合は、キャリアＡの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で規格化した値とし、キャリアＢについても同様に、キャリアＢの周辺の複数キャリアで算出される平均電力で規格化した値とするといったように、当該キャリアｎの周辺で算出した平均電力で規格化した値を用いて信頼性を求めることとしてもよい。

図１３の場合には、キャリア１９１、１９２についての信頼性は０とされる。
このように、当該キャリアｎの周辺で算出した平均電力で規格化した値で信頼性を求めることで、信頼性を零にする閾値が変化する。キャリアは、遠く離れたキャリアよりも近隣のキャリアからの方がより多くの与干渉を受けるため、当該キャリアの周辺で算出した平均電力を基準とした方が、キャリアレベルの相対関係をより正確に反映させることができ、キャリア信頼性をより正確に求めることができる。

また、関数ｆ（ｘ）の入力ｘを、キャリアの振幅の二乗値（電力）を入力にしても良い。この場合、入力ｘは、式２１で示されるものである。
ｘ＝ａｂｓ［Ｈ_ｎ］・ａｂｓ［Ｈ_ｎ］ …（式２１）
また、キャリアｎの振幅の二乗値（電力）を、キャリアｎの周辺の複数キャリアで平均化した値で規格化したものとしても良い。

平均電力を算出するに当たっては、全キャリア（キャリア０からキャリア（Ｎ−１））を用いて算出する場合（式２２）や、当該キャリアｎの複数の周辺キャリア（キャリア（ｎ−Ｌ）からキャリア（ｎ＋Ｌ））のみから算出する場合（式２３）が考えられる。

ただし、式２３において、（ｎ＝０、１、・・・、Ｌ−１）に対しては、ｎ＝Ｌの平均値で、同様に、ｎ＝Ｎ−Ｌ、Ｎ−Ｌ＋１、・・・、Ｎ−１）に対しては、ｎ＝Ｎ−Ｌ−１の平均値で代用する。なお、２≦Ｌ≦Ｎ−２の整数である。

さらに、式２４に示すように、上記入力値の対数値を入力としてもよい。

例えば、式２４は、式２２の対数をとったものである。
以上、関数ｆ（ｘ）の入力ｘについて、キャリアの振幅値の場合、振幅の二乗値（電力）の場合、さらにそれらを複数キャリアの平均値で規格化した場合について述べた。

また、関数ｆ（ｘ）について、例として、一次関数で表現されるもの（式１７）、所定の閾値を境に０または１となるステップ関数（式１８）を示したが、効果的にキャリアの信頼性をＩＣＩ成分の算出に反映できるものであればよいので、これらに限らない。

このように、本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置は、キャリアの信頼性をもとに信頼性を算出し（式８）、これを用いてＩＣＩ成分を算出（式１０）するので、ＩＣＩ成分の推定の信頼性が向上する。

したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。
なお、パイロットキャリアのキャリアについては、そのキャリアデータが受信側で既知であるので、データキャリアと比べて、与干渉成分を正しく推定することができる。したがって、パイロットキャリアにおける信頼性は高いと見なして、重み付けしないことが望ましい。

さらに、ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、特定のキャリアが、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号やＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号などの制御情報のために割り当てられている。ＴＭＣＣ信号により主に変調方式や符号化率などの伝送パラメータが送信され、ＡＣ信号により付加情報が送信される。

図１４は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアを模式的に示した図である。
ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号については、1次変調として差動ＢＰＳＫが用いられているため、1次変調として６４ＱＡＭなどを用いるデータキャリアより誤り率が格段に低い。そのため、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアについては、確からしいキャリアデータを用いてＩＣＩ成分の推定をすることができるので、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアについては、信頼性が高いと見なして、重み付けしないことが望ましい。

したがって、パイロットキャリアのキャリア番号をｐ、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリア番号をｔとすると、ｎ＝ｐ、ｔにおいては信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）は式２５となる。
Ｗ_ｎ（ｓ）＝１ （ｎ＝ｐ、ｔ） …（式２５）
なお、式１０におけるＷ（ｓ）の乗算について、式変形により式２６であっても、演算結果が同じになる。

Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｗ（ｓ）・Ｈ’（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ） ・・・（式２６）
したがって、ＩＣＩ成分を推定するための演算過程において、それを構成する回路ブロックにおけるＷ（ｓ）を乗算する部位は問題とならず、同じ推定結果となる部位であればよい。

なお、伝送路変動推定部では、シンボルｓの伝送路変動特性を求めるために、一例として、シンボルｓに隣接する前後のシンボルｓ＋１とシンボルｓ−１とからシンボルｓにおける伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）を推定したが、次隣接のシンボルｓ＋２とシンボルｓ−２とから求めても良く、算出に用いるシンボル番号によらない。

なお、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を、非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用すると、その処理ブロック図は、図１５のようになる。
図１５は、本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。

本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を付加した図１５に示すような処理によれば、より正確にキャリアに生じるキャリア間干渉成分を推定し、除去することができるので、受信特性を改善することができる。
（実施の形態２）
実施の形態１では、仮のシンボルデータを推定し、ＩＣＩ成分を除去後に再度、等化処理を行うフィードフォワード処理のＩＣＩ除去方式に本発明を適用する場合について説明したが、実施の形態２は、本発明をフィードバック処理のＩＣＩ除去方式に適用したものである。

実施の形態２におけるキャリア間干渉除去装置は、具体的には、信頼性算出部が推定する伝送路周波数特性に基づいて信頼性を算出し、これをキャリアデータの推定値に重み付けするものである。これにより、ＩＣＩ成分推定の信頼性を高め、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。

以下、実施の形態２に係るキャリア間干渉除去装置１２００について、図面を参照しながら説明する。
キャリア間干渉除去装置１２００は、図１６に示すように、減算部１１０２と、伝送路推定部１１０３と、等化部１１０４と、乗算部１１０５と、リーク行列乗算部１１０６と、信頼性算出部１２０１と、重み付け部１２０２とを含んで構成される。

キャリア間干渉除去装置１２００は、具体的には、ＬＳＩの内部に実装される。
減算部１１０２は、キャリア間除去装置外部のＦＦＴ部により、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換されたキャリア信号を取得し、当該キャリア信号から推定したＩＣＩ成分を減算により除去する。

伝送路推定部１１０３は、伝送路周波数特性Ｈと時間導関数ｄ＾（すなわち、伝送路の時間変動量）とを推定する。
等化部１１０４は、伝送路周波数特性Ｈを用いてキャリア信号１１１３を等化してキャリアデータｓ＾１１１５を出力する。

信頼性算出部１２０１は、伝送路推定部１１０３により推定された伝送路周波数特性１１１４を基に、式２７にしたがってキャリアの信頼性１２１０を算出する。
Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） ・・・（式２７）
重み付け部１２０２は、推定したキャリアデータｓ＾_ｎに対してキャリアごとにＷ_ｎで重み付けする。

乗算部１１０５は、時間導関数ｄ＾１１１６と、重み付け部１２０２により重み付けされたキャリアデータとを乗算し、さらにリーク行列乗算部１１０６がリーク行列Ξを乗算し、ＩＣＩ成分１１１８を推定する。

そして、フィードバックによる繰り返し演算処理を複数回実行することでＩＣＩ成分の精度を向上させていく。
上記処理を数式で表したものが式２８であり、式２８で示される演算により、キャリアデータを精度よく推定することができる。

Ｙ（ｉ）＝Ｙ−Ξ・（ｄ＾（ｉ-１）・ｓ＾（ｉ-１）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）））
…（式２８）
ここで、ｉは演算回数である。

なお、キャリア間干渉除去装置１２００の出力はキャリアデータであり、キャリア間干渉除去装置１２００は、図１７のＩＣＩ除去部７０７に相当する。図１７に示すように、後段に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部７１０が後段に接続される。

以上説明したように、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置１２００は、信頼性算出部１２０１が推定した伝送路周波数特性１１１４に基づいて信頼性１２１０を算出し、これをキャリアデータの推定値１１１５に重み付けするので、同様に、ＩＣＩ成分推定の信頼性を高めることができる。

したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを推定することができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。
以上、実施の形態１と実施の形態２で示したように、隣接キャリアに対し、キャリアの信頼性に基づいた重み付けを行ってＩＣＩ成分を推定する本発明は、ＩＣＩ除去方式として、ＩＣＩ成分が周辺キャリアのキャリアデータに依存することに着目し、複数の周辺キャリアからの漏れ込みを考慮してＩＣＩ成分を推定する方式に対して適用可能であり、詳細なＩＣＩ除去方法、回路構成は問わない。

（実施の形態３）
実施の形態１及び２では、推定したＩＣＩ成分を、受信したキャリア信号から差し引くことで除去する場合について説明したが、実施の形態３は、逆行列演算によって、直接にＩＣＩ成分が除去されたキャリアデータを算出する場合に、本発明を適用したものである。

先ず、本実施の形態で行っている処理の内容について、数式を用いて概要を説明し、次いで構成、動作を説明する。
ＩＣＩ成分の推定のための算出式（式１０）において、信頼性で重み付けしない場合を考えると、式２９となる。

Ｋ（ｓ）＝Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ^〜（ｓ） …（式２９）
一方、ＩＣＩ成分除去後のキャリア信号は、Ｙ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）と表される。したがって、式２９において、キャリアデータを仮のキャリアデータＸ^〜としたが、Ｘ^〜（ｓ）＝Ｘ（ｓ）とすれば、式１５より、式３０の関係式が得られる。

Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）＝Ｙ^〜（ｓ）−Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ（ｓ）…（式３０）
これを変形して、
Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・Ｘ（ｓ）＝Ｙ^〜（ｓ）…（式３１）
さらに、
Ｘ（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））^−１・Ｙ^〜（ｓ） …（式３２）
が得られる。ここで、（・）^−１は、逆行列演算を示す。

したがって、（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））の逆行列を求め、受信したキャリア信号Ｙ^〜（ｓ）を乗算すれば、式３２に示すように、ＩＣＩ成分を除去されたキャリアデータＸ（ｓ）を直接に求めることができる。
（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ））はキャリア間干渉を含んだ伝送路周波数特性と考えられる。

式３２において、Ｈ（ｓ）とＨ’（ｓ）とが推定すべき変数であるが、Ｈ’（ｓ）は、式７で算出されるものであるから、キャリアレベルに応じて推定値の信頼性が決まる。
そこで、実施の形態１と同様に、Ｈ_ｎ（ｓ）に基づいて決定される信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を式３３のように定義し、Ｈ’（ｓ）に対して、各キャリアの信頼性に応じた重み付けをすれば、精度よくキャリア間干渉込みの伝送路周波数特性を算出できる。

Ｗ_ｎ（ｓ）＝ｆ（ａｂｓ［Ｈ_ｎ（ｓ）］） …（式３３）
したがって、
Ｘ（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）））^−１・Ｙ^〜（ｓ）
…（式３４）
以上のように、式３４で示される演算により、キャリアデータを精度よく推定することができる。

以下に、本実施の形態に係る、式３４に基づいてキャリアデータを推定するキャリア間干渉除去装置１４００について説明する。
キャリア間干渉除去装置１４００は、図１８に示すように、伝送路推定部１０１と、信頼性算出部１０３と、伝送路変動推定部１０５と、伝送路ＩＣＩ特性推定部１４０１と、逆行列演算部１４０２と、伝送路ＩＣＩ逆特性乗算部１４０３と、重み付け部１４０４とを含んで構成される。

説明済みのものと同じ構成要素には、同一の参照番号を付して、特に必要がない限り説明を省略する。
重み付け部１４０４は、伝送路変動推定部１０５が推定したＨ’_ｎ（ｓ）に、信頼性算出部１０３が算出した信頼性Ｗ_ｎ（ｓ）を乗算により重み付けし、その結果である伝送路変動特性１４１０を出力する。

伝送路ＩＣＩ特性推定部１４０１は、式３５に示すように、伝送路特性Ｈ（ｓ）と、リーク行列Ξと重み付けされた伝送路変動特性Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ））とでＩＣＩの相互干渉特性を含めた伝送路ＩＣＩ特性Ｋ’（ｓ）を推定する。

Ｋ’（ｓ）＝Ｈ（ｓ）＋Ξ・Ｈ’（ｓ）・ｄｉａｇ（Ｗ_ｎ（ｓ）） …（式３５）
逆行列演算部１４０２は、伝送路ＩＣＩ特性Ｋ’（ｓ）の逆行列を算出し、伝送路ＩＣＩ特性１４１１の逆特性を算出する。

伝送路ＩＣＩ逆特性乗算部１４０３は、キャリア信号１１０に対して、伝送路ＩＣＩ特性の逆特性１４１２を乗算して、キャリアデータを推定する。
なお、キャリア間干渉除去装置１４００の出力は、キャリアデータであるので、キャリア間干渉除去装置１４００を含む受信装置は、図１７に示した受信装置と同様に、後段に伝送路推定部と等化部とを含まず、復号部が後段に接続される。

このように、本発明の実施の形態３におけるキャリア間干渉除去装置１４００は、キャリアの信頼性が伝送路推定部１０１で推定された伝送路周波数特性Ｈに基づいて算出され、これを伝送路変動特性Ｈ’に対して重み付けするので、ＩＣＩ成分込みの伝送路周波数特性（ここでは、伝送路ＩＣＩ特性と呼んでいる。）の推定の信頼性を高めることができる。したがって、より正確にＩＣＩ成分を除去してキャリアデータを求めることができ、結果的にＯＦＤＭ方式の高速移動時の受信性能を向上させることができる。
（実施の形態４）
受信するチャネル帯域に妨害波が混入すると、これがＩＣＩ成分の推定に悪影響を与え、ＩＣＩ除去の効果は劣化してしまう。妨害波には、地上アナログ放送の信号であるＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号やＣＷ(Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ)妨害などが考えられる。特に、ＮＴＳＣ信号において、映像副搬送波や主音声副搬送波は、狭帯域の妨害波となる。

本実施の形態は、このような妨害波を検出し、検出結果をキャリアの信頼値に反映させて、ＩＣＩ除去効果の劣化を防ぐものである。
図１９は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の信頼性算出部２１００の構成を示すブロック図である。

信頼性算出部２１００は、図１９に示すように、伝送路判定部２１０１と妨害波判定部２１０２と判定部２１０３とを含んで構成される。
伝送路判定部２１０１は、第１の実施形態の信頼性算出部１０３と同じ機能を果たす。すなわち、伝送路周波数特性を入力として、所定の関数で信頼性値を伝送路情報として出力する。

妨害波判定部２１０３はキャリア毎に妨害波の検出を行う。
図２０は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置内の妨害波判定部２１０３の構成を示すブロック図である。

妨害波判定部２１０３は、振幅二乗部２１１１と、シンボル方向平滑部２１１２と、シンボル内平滑部２１１３と、乗算部２１１４と、比較部２１１５とを含んで構成される。
振幅二乗部２１１１は、キャリア毎の伝送路変動特性の振幅を二乗して、変動特性振幅二乗値を、シンボル方向平滑部２１１２へ出力する。

シンボル方向平滑部２１１２は、キャリア毎に、変動特性振幅二乗値をシンボル方向に平滑化し、シンボル内平滑部２１１３と比較部２１１５に出力する。ここでは、一例として１２８シンボルにわたり伝送路変動特性を平滑化するが、これに限らない。

シンボル内平滑部２１１３は、シンボル方向平滑部２１１２が出力する平滑化された変動特性振幅二乗値に対する、シンボル内の全キャリアの平均値を算出し、乗算部２１１４に出力する。

乗算部２１１４は、シンボル内に平滑化された信号に所定の係数ｃを乗算し、比較部へ出力する。ここで、係数ｃは、一例として１６とするが、これに限るものではない。
比較部２１１５は、乗算部２１１４の出力と、シンボル方向に平滑化された変動特性振幅二乗値とをキャリア毎に比較し、第ｎキャリアについての比較結果β_ｎを妨害波情報として判定部２１０２へ出力する。

ここでは、一例として、変動特性振幅二乗値が乗算部の出力以上であればβ_ｎ＝０とし、小さければβ_ｎ＝１とする２値であるが、妨害波の大きさに応じた値となる多値であってよく、これに限るものではない。

以下、妨害波判定部２１０３を用いる場合の効果について説明する。
狭帯域妨害波が存在すると、存在するキャリアの信頼性は低くなり、また、伝送路特性は大きな変動を受けるため、そのキャリア位置の伝送路変動特性は、全キャリアの伝送路変動特性の平均値（シンボル内平滑部の出力）よりも比較的大きくなる。そのため、全キャリアの伝送路変動特性の平均値に対して、比較的大きな伝送路変動特性Ｈ’を持つキャリアは妨害を受けていると判定できる。

また、シンボル方向へ平滑化することによって妨害波の検出精度を上げることができる。
判定部２１０２は、伝送路判定部２１０１が出力する伝送路情報と妨害波判定部が出力する妨害波情報とに基づいて信頼性値を出力する。ここでは、次式のように、伝送路情報と妨害波情報を掛け合わせたものを信頼性Ｗ_ｎとして出力する。

Ｗｎ＝ｆ（Ｈ_ｎ）・β_ｎ …（式３６）
以上のように構成された信頼性算出部２１００により、伝送路特性で影響されたキャリアの信頼性だけでなく、妨害波の存在するキャリアを特定できて、そのキャリアに対してはβ＝０として、判定部２１０２においてさらに考慮した信頼性値を求め、その信頼性値を用いた重み付けを施してＩＣＩ成分を生成することで、妨害波の影響を受けた信頼性の低いキャリアからの誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制できるので、ＩＣＩ成分推定精度が向上し、結果として高速移動時の受信性能が向上する。
（実施の形態５）
本実施の形態は、複数アンテナを用いてダイバーシチ受信する受信装置に本発明のキャリア間干渉除去装置を適用するものである。

まず、本実施の形態と、実施の形態１との相違点について説明する。
図２１は、本実施の形態のキャリア間干渉除去装置を示すブロック図である。
伝送路推定部１０１が出力する伝送路周波数特性と、等化部１０２が出力する仮のキャリアデータをキャリア間干渉除去装置外部へ出力し、信頼性算出部１０３の出力を伝送路変動推定部１０５の出力に対して重み付けるよう構成する。

また、ＩＣＩ成分推定部１０６の入力は、後述するブランチ合成によって得られるキャリアデータとする。
図２２は、本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置２２０１を含むダイバーシチ受信のための受信装置２２５０のブロック図を示す。

キャリア間干渉除去装置２２０１は、受信装置におけるＩＣＩ除去部２６６３及びＩＣＩ除去部２６６４に相当する。
受信装置２２５０は、ブランチ毎に設けられる複数の復調部２２５１、２２５２と、合成部２２５３とを含んで構成される。

一つの復調部２２５１は、ＩＣＩ除去部２２６３と伝送路推定部２２６５と等化部２２６７とを備え、同様に、復調部２２５２は、ＩＣＩ除去部２２６４と伝送路推定部２２６６と等化部２２６８とを備える。

合成部２２５３は、キャリア合成部２２８１、２２８４と、合成キャリア重み付け部２２８２と合成キャリア信頼性算出部２２８３とを備える。
ここで、ダイバーシティ受信のための復調部を含む復調系をブランチ又は系統という。

本実施の形態の受信装置は、復調部２２５１を含むブランチと、復調部２２５２を含むブランチの２ブランチを備える。
キャリア合成部２２８１、２２８４は、各ブランチの復調部（２２５１、２２５２）から出力されるキャリアデータをキャリア毎に合成する。ここでは、合成方法として最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）処理を用いる場合を示す。キャリア合成部２２８１では、次式のような演算を行う。
Ｘｃ１^〜 _ｎ（ｓ）＝｛｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ・Ｘ_ｎ（ｓ,１）＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜² ｝・Ｘ_ｎ（ｓ,２）｝／（｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜²） …（式３７）
ここで、
Ｘｃ１^〜（ｓ）＝［ Ｘｃ１^〜 _０（ｓ），Ｘｃ１^〜 _１（ｓ），・・・，Ｘｃ１^〜 _Ｎ−１（ｓ） ］^Ｔ …（式３８）
とおく。また、Ｘ_ｎ（ｓ、ｂ）と、Ｈ_ｎ（ｓ,ｂ）の記載は、それぞれ第ｓシンボルの第ｂ系統における、第ｎ番目のキャリアに対するキャリアデータ及び伝送路周波数特性を示している。

そして、合成キャリア信頼性算出部２２８３は、合成キャリアデータ２３１５に対する信頼性値（合成キャリア信頼性値）を各キャリア毎に算出し、合成キャリア重み付け部２２８２は、合成キャリアデータ２３１５に対して合成キャリア信頼性値で重み付ける。

次に、復調部のＩＣＩ除去部２２６３、２２６４について詳細に説明する。
まず、伝送路推定結果のＨ（ｓ＋１）とＨ（ｓ−１）とから変動成分Ｈ’（ｓ，ｂ）を求める。ここでは、変動成分の算出方法の一例として次式に示すように、第ｓ―１と第ｓ＋１シンボルとの隣接シンボルから変動を求める。

Ｈ’_ｎ（ｓ，ｂ）＝｛Ｈ_ｎ（ｓ＋１, ｂ）−Ｈ_ｎ（ｓ−１, ｂ）｝／（２・Ｔｓ）
…（式３９）
ここで、
Ｈ’（ｓ，ｂ）＝ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ，ｂ）） …（式４０）
とおく。

本実施形態では、このＨ’に対して信頼性に応じた重み付けを行う。ここでは、一例として、Ｈ（ｓ，ｂ）に基づく重み付けを行う。そして、さらに、合成キャリアデータ２３１５に対しても信頼性を算出して重み付けし、重み付けされた合成キャリアデータをもとにＩＣＩ成分を推定して除去する。

合成キャリア信頼性算出部２２８３が算出する合成キャリア信頼性値は、例えばキャリア毎に求められる全ブランチの電力の総和を用いることができ、ｎ番目のキャリアにおける信頼性値Ｐｃ１_ｎは次式の演算によって求められる。

Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝｜Ｈ_ｎ（ｓ,１）｜² ＋ ｜Ｈ_ｎ（ｓ,２）｜² …（式４１）
(ｎ＝０，・・・，Ｎ−１)
ここで、
Ｐｃ１（ｓ）＝ｄｉａｇ（Ｐｃ１_ｎ（ｓ）） …（式４２）
とおく。

よって、重み付け後の合成キャリアデータは、
Ｘｃ１＾（ｓ）＝Ｐｃ１（ｓ）・Ｘｃ１^〜（ｓ） …（式４３）
となる。

合成キャリアデータＸｃ１^〜に対して重み付けしたものＸｃ１＾（ｓ）を、仮のキャリアデータとして、ＩＣＩ成分を推定する。したがって、第ｓシンボルの第ｂ系統における、第ｎ番目のキャリアに対するＩＣＩ成分の推定値Ｋ_ｎ（ｓ,ｂ）は、
Ｋ_ｎ（ｓ,ｂ）＝Ξ・｛Ｈ’（ｓ,ｂ）・Ｗ（ｓ,ｂ）｝・Ｘｃ１＾（ｓ）
＝Ξ・｛ｄｉａｇ（Ｈ’_ｎ（ｓ,ｂ））・ｄｉａｇ（ｗ_ｎ（ｓ,ｂ））｝
・ ｛ｄｉａｇ（Ｐｃ１_ｎ（ｓ））・Ｘｃ１^〜（ｓ）｝ …（式４４）
となる。

このように、各ブランチで推定する伝送路変動特性に対しては各ブランチ毎にそのブランチの伝送路特性ｗ（ｓ,ｂ）で重み付けし、また、ダイバーシチ合成によって求められた仮のデータシンボルに対しては、合成電力Ｐｃ１（ｓ）で重み付ける。これにより、ダイバーシチ構成でＩＣＩ除去を行う場合においても、効果的に除去することができる。
（実施の形態６）
実施の形態５では、合成キャリア信頼性算出部２２８３は伝送路周波数特性Ｈnに基づいて合成キャリア信頼性を算出したが、本実施の形態は、各ブランチの仮のキャリアデータと合成キャリアデータとに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものである。このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定し、当該キャリアに対して誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。

以下、ブランチ数が２の場合を例に説明する。
図２３は、本実施の形態に係る受信装置における復調部２２５１、２２５２と合成部２３０２を含むキャリア間干渉除去装置２３０１の構成を示すブロック図である。

合成部２３０２における合成キャリア信頼性算出部２３１１は、各ブランチのキャリアデータ２３１２、２３１３と合成キャリアデータ２３１４とに基づいて合成キャリア信頼性値を算出することを特徴とする。

以下に、具体的な算出方法について詳説する。
妨害波の混入を受けていないキャリアは、送信局から受信機までの伝送路に対して、雑音の影響があるものの、受信側で伝送路推定を正しく行うことができるためにどのブランチも所定の信号点の周辺に集中する。

一方、妨害波の混入を受けたキャリアについては、伝送路推定を正しく行うことができず、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ、ｂ）が、各ブランチ間で信号点が乱れる。
したがって、各ブランチのキャリアデータ２３１２、２３１３の信号点と合成キャリアデータ２３１４の信号点との距離が、予め設定する所定の閾値より小さいかどうかを判定すれば、妨害波が混入しているかどうかを的確に判定することができる。

図２４は、各ブランチのキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。図２４において、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ、ｂ）と合成キャリアデータＸｃ１（ｓ）との距離をＬ_ｎ（ｓ、ｂ）、閾値をγとし、ｂはブランチ番号（ｂ∈１、２）を示す。

先ず、各ブランチについて、閾値γとＬ_ｎ（ｓ，ｂ）との差であるＬＥＮ_ｎ（ｓ，ｂ）を評価する。
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，１） …（式４５）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，２） …（式４６）
ここでは、閾値γは変調方式で決まる符号間距離とし、閾値を越えたかどうかの２値で判定するので、Ｌ_ｎ（ｓ，ｂ）が閾値γより小さいかどうか、すなわち、ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１）、ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２）のそれぞれの極性を判定する。

極性が負であれば閾値を越えていることになるので、当該キャリアに対する重みＰｃ１_ｎ（ｓ）を下げる。ここでは、一例としてＰｃ１_ｎ（ｓ）＝０とする。
このようにすれば、効果的に妨害波を受けたキャリアを判定することができ、当該キャリアに対して誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。
なお、ブランチ数が４の場合、ＬＥＮ_ｎを下式のように表す。

ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，１） …（式４７）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，２） …（式４８）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，３） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，３） …（式４９）
ＬＥＮ_ｎ（ｓ，４） ＝ γ−Ｌ_ｎ（ｓ，４） …（式５０）
上式で示される４つのＬＥＮ_ｎのうち（図２５参照）、３つ以上が負であれば、すなわち、３つ以上が閾値を越えていればＰｃ１_ｎ（ｓ）＝０にするようにする。

なお、ここでは３つ以上としたが、この数は所定の数であればよく、数が多いほど妨害波の検出を厳しくすることになる。
また、距離の合計（ＬＥＮ_ｎ（ｓ，１）＋ＬＥＮ_ｎ（ｓ，２））を用いて、多値で判定してもよい。

さらに、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と合成キャリアデータの信号点とを所定の信号点で硬判定した結果に基づいて合成キャリア信頼性値を算出してもよい。
各ブランチの仮のキャリアデータと合成キャリアデータの硬判定結果を、それぞれＸ_ｎ（ｓ、１）”、Ｘｃ１（ｓ）”とすると、
Ｘ_ｎ（ｓ,１）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５１）
Ｘ_ｎ（ｓ,２）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５２）
の２つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

ここでは、各ブランチの硬判定結果が合成キャリアデータの硬判定結果とが、すべてのブランチで一致する場合に信頼性が高いとみなし、Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝１とし、一つのブランチも一致しなければ、信頼性が低いとみなして、Ｐｃ１_ｎ（ｓ）＝０とする。
なお、ブランチ数が４の場合は、
Ｘ_ｎ（ｓ,１）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５３）
Ｘ_ｎ（ｓ,２）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５４）
Ｘ_ｎ（ｓ,３）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５５）
Ｘ_ｎ（ｓ,４）”＝Ｘｃ１（ｓ）” …（式５６）
の４つの評価式うち、成立した式の数に応じて信頼性を判定する。

以上のようにすれば、各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点とに基づいて妨害波を検出することができ、その結果、当該キャリアに対して、誤ったＩＣＩ成分の推定を抑制することができる。

以上の説明では、各ブランチのキャリアデータＸ_ｎ（ｓ，ｂ）と合成キャリアデータＸｃ１（ｓ）との距離Ｌ_ｎは、いわゆる、ユークリッド距離としたが、次式に示すように、同相成分（実数部）と直交成分（虚数部）とでそれぞれ距離を求め、その和を距離Ｌ_ｎとしても、同様に評価することができる。この場合、ユークリッド距離を算出する場合と比べて演算が簡素になるため、ハードウェア回路を削除することができる。ここで、Ｒｅ［ｘ］は複素数ｘの同相成分（実数部）、Ｉｍ［ｘ］は直交成分（虚数部）を示す。

Ｌ_ｎ（ｓ）＝ａｂｓ［Ｒｅ［Ｘ_ｎ（ｓ，ｂ）］ − Ｒｅ［Ｘｃ１（ｓ）］］
＋ ａｂｓ［Ｉｍ［Ｘ_ｎ（ｓ，ｂ）］ − Ｉｍ［Ｘｃ１（ｓ）］］
さらに、距離Ｌ_ｎ（ｓ）を一定期間平滑化したもの（ここでは、平滑化距離：Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］と表記する。）を用いて評価してもよい。平滑化距離には、シンボル方向に数百、或いは数千シンボル分、キャリア方向には数キャリア、或いは数十キャリア分の情報を用いた平均値や、ＩＩＲフィルタを用いて平滑化した値を用いる。

具体的には、（式４５）〜（式５０）において、距離Ｌ_ｎ（ｓ）を平滑化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］に代えて平滑化距離と閾値との差分を評価する。これにより、特定のキャリアに妨害波が数シンボル以上に渡って連続して混入している場合に、あるシンボルで偶然にも閾値γと距離Ｌ_ｎ（ｓ）とが近い値であっても、効果的に妨害波の混入を判定することができる。

また、閾値γとして平均化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］に基づく値を用いて、平均化距離とあるシンボルにおける距離Ｌ_ｎ（ｓ）との差分を評価してもよい。このとき、閾値γとして距離Ｌ_ｎの平均値だけでなく、平均値の整数倍や、単数倍を閾値γとして設定してもよい。これにより、妨害波の混入の大きさに応じた閾値を設定することができ、特定のキャリアに妨害波が数シンボルに渡って連続して混入している場合に、効果的に妨害波の混入を判定することができる。

なお、平滑化距離Ｆｉｌ［Ｌ_ｎ］における平滑化については、シンボル方向とキャリア方向とのそれぞれ両方について行うと平滑化の効果は大きくなるが、どちらか一方であってもよい。
（実施の形態７）
本実施の形態は、合成キャリア信頼性算出部が、各ブランチの仮のキャリアデータのみに基づいて合成キャリア信頼性を算出するものである。

図２６は、本実施の形態に係る受信装置における復調部２２５１、２２５２と合成部２４０２を含むキャリア間干渉除去装置２４０１の構成を示すブロック図である。
合成部２４０２における合成キャリア信頼性算出部２４１１は、各ブランチの仮のキャリアデータ２４１２、２４１３のみに基づいて合成キャリア信頼性値を算出することを特徴とする。

一例として、ブランチ数が２以上の場合は、特許文献（特開２００６−４１９８０）の段落００４１に記載の内容と、硬判定結果に基づく場合を適用すればよく、さらに、ブランチ数が４以上の場合は、前記特許文献の段落００７９及び００８８に記載の内容を適用すればよい。

（実施の形態８）
ＩＣＩ除去で用いられる等化後の仮のキャリアデータは、雑音や妨害波の混入によって誤差を含むが、元々、キャリアデータは、送信データで変調されて所定の信号点配置を有するものである。

本実施の形態は、振幅が極端に大きい場合には、所定の振幅でクリップ処理してからＩＣＩを除去するものである。
図２７は、仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間干渉除去装置のブロック図である。

クリップ処理部２４０１は、重み付けされたキャリアデータに対してクリップ処理を施して、ＩＣＩ成分推定部１０６に対し出力する。
クリップ処理部２４０１は、以下に示すように所定の振幅でクリップ処理を施す。一例として、キャリアデータの同相成分、直交成分に対して、パイロットキャリアの振幅でクリップする場合を示す。

図２８は、クリップ処理部２４０１が、クリップする振幅を示す模式図を示す。黒丸は６４ＱＡＭで取り得る信号点の配置を示す。同相成分および直交成分は最大で±１の振幅をとる。白抜き丸はパイロットキャリアの位置を示す。

パイロットキャリアは同相成分上の±４／３に位置する。
仮のキャリアデータは、本来、変調されて所定の信号点（図３３中の黒丸の位置）を取り得るが、雑音や妨害波の混入などの影響により、所定の信号点から離れて大きな振幅をとることがある。

図２８に示したキャリアデータＡ，Ｂは、それぞれ、同相軸が３／４を、直交軸が−３／４を越えた場合で、これらに対し、それぞれ、同相軸成分を４／３に、同相軸成分を−４／３にクリップされる様子を示している。

本実施形態では、キャリアデータに対するクリップレベルについて、パイロットキャリアの振幅レベルでクリップする場合を示したが、これに限らない。
（実施の形態９）
本発明の受信装置の実施の形態９について、図２９〜図３５を参照して説明する。

図２９は、本実施の形態に係るダイバーシティの受信装置を示したブロック図である。
前記受信装置は、アンテナ３００１、３１０１と、所望の受信チャンネルの受信信号を選択するＲＦ部３００２、３１０２、復調処理を行う受信処理部３０２１、３１２１、および、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２、さらに、第二の合成部３０１２の出力信号に対し誤り訂正を行う誤り訂正部３００３、誤り訂正部３００３で誤りを訂正されたＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）−２等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部３００４、及びデコード部３００４でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部３００５から構成される。

図３０に受信処理部３０２１の構成を示したブロック図を示す。
なお、受信処理部３１２１の構成は受信処理部３０２１と同じであり入力信号がＲＦ部３１０２の出力である相違だけであるため受信処理部３０２１の説明をもって省略する。

受信処理部３０２１は、Ａ／Ｄ部３０３１、直交復調部３０３２、ＦＦＴ部３０３３、シンボル同期部３０３４、復調部３０４１で構成される。
Ａ／Ｄ部３０３１は、ＲＦ部３００２の出力を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部３０３２は、Ａ／Ｄ部３０３１により変換された結果である前記デジタル信号を直交復調することにより複素ベースバンド信号に変換し、ＦＦＴ部３０３３およびシンボル同期部３０３４へ出力する。

シンボル同期部３０３４は、ＯＦＤＭシンボル区間の同期をとり、ＦＦＴ部３０３３へシンボル位置情報信号を出力する。
ＦＦＴ部３０３３は、シンボル位置情報信号を基に、前記直交復調した信号をフーリエ変換し、周波数領域の信号に変換し、復調部３０４１へ出力する。

図３１に復調部３０４１の構成のブロック図を示す。
復調部３０４１は、第一受信信号復調部３０９５と第二受信信号復調部３０９６とを含んで構成される。

第一受信信号復調部３０９５は、第一の伝送路推定部３０５１、第一の等化部３０５２とを含んで構成され、第二受信信号復調部３０９６は、ＩＣＩ成分生成部３０５３と減算部３０５４と第二の伝送路推定部３０５６と、第二の等化部３０５５とを含んで構成される。

さらに第一の伝送路推定部３０５１の構成は、図３２に示すように、既知信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）を生成するＳＰ生成部３０６１と入力信号からＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部３０６２と、除算部３０６３と、補間部３０６４から構成される。

なお、第二の伝送路推定部３０５６も第一の伝送路推定部３０５１と同じ構成要素から成る。ここで、ＳＰ信号とは、リファレンス信号であり、地上デジタルテレビ放送の伝送方式などで、送信信号に挿入されている信号であり、上述の実施の形態の説明で用いたパイロットシンボルと同様のものである。

ＦＦＴ後の信号から、ＳＰ抽出部３０６２により、ＳＰ信号を抽出し、ＳＰ生成部３０６１で生成した既知信号により除算部３０６３で除算することにより、ＳＰ信号の伝送路特性を算出する。

算出したＳＰ信号の伝送路特性を基に、補間部３０６４で補間処理を行いＳＰ信号以外の信号の伝送路特性を算出する。
第一の等化部３０５２において、ＦＦＴ後の信号を算出した伝送路特性で除算することにより、送信信号を推定し、図２９における第一の合成部３０１１に仮等化後信号を出力する。

第一の伝送路推定部３０５１で算出された伝送路特性も第一の合成部３０１１に出力する。
第一の合成部３０１１では、受信処理部３０２１、３１２１から出力されたそれぞれの伝送路特性を用いて、それぞれの仮等化後の信号をダイバーシティ合成する。

ダイバーシティの合成としては、受信処理部３０２１の仮等化後の信号をＸ１_ｎ ^〜（ｓ，１）、伝送路特性をＨ１_ｎ（ｓ，１）、受信処理部３１２１の仮等化後の信号をＸ１_ｎ ^〜（ｓ，２）、伝送路特性をＨ１_ｎ（ｓ，２）と表したときに、式５７で表すような最大比合成を用いて合成する。

Ｘｃ１_ｎ ^〜（ｓ）＝（｜Ｈ１_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ１_ｎ ^〜（ｓ，１）＋｜Ｈ１_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ１_ｎ ^〜（ｓ，２））／（｜Ｈ１_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ１_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式５７）
しかし、合成としては、式５７に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を用いればよい。

第一の合成部３０１１にて合成された信号は、受信処理部３０２１、３１２１に出力される。
なお、第一の合成部３０１１の出力を、送信符号点により硬判定してから受信処理部３０２１、３１２１に出力してもよい。

第一の合成部３０１１の出力信号は、ＩＣＩ成分生成部３０５３に入力され、また、第一の伝送路推定部３０５１で推定した伝送路特性もＩＣＩ成分生成部３０５３に入力される。ＩＣＩ成分の推定としては、様々なものが提案されており、ここでは、非特許文献３に記載されているＩＣＩ成分推定法を用いることとする。

ＩＣＩ成分生成部３０５３は、図３３に示すように、伝送路特性一次微分算出部３０９１と乗算部３０９２から構成される。
伝送路特性一次微分算出部３０９１は、伝送路特性を入力し、各キャリアに対し、現在のシンボル（シンボル番号をｐとする）の前後シンボルの伝送路特性から式５７を用いて一次微分を算出し、乗算部３０９２に出力する。

乗算部３０９２では、第一の合成部３０１１の出力である合成後信号Ｘ〜と伝送路特性一次微分算出部３０９１の出力信号と、式３、式４で示す定数行列Ξとの乗算演算を行う。この演算は式２で示すとおりであり、以上により、ＩＣＩ成分が推定、生成される。

ＩＣＩ成分生成部３０５３におけるＩＣＩ成分の生成法としては、非特許文献３の手法を用いたが、これに限定せず、公知のものを利用すればよい。
推定されたＩＣＩ成分は、減算部３０５４により、ＦＦＴ後の信号から減算することで、ＩＣＩ成分を除去する。

第一の合成部３０１１の出力信号は、第一の等化部３０５２の出力信号よりも、ダイバーシティ効果により送信信号としての信頼性が増しており、その結果ＩＣＩ成分生成の精度も向上し、より正しくＩＣＩ除去が可能となる。

減算部３０５４の出力信号から、第二の伝送路推定部３０５６にて、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性を推定する。
これにより、ＩＣＩが除去された信号の伝送路特性が算出される。

第二の等化部３０５５において、減算部３０５４の出力から推定した伝送路特性で除算を行うことにより、再び送信信号を推定する。
第二の等化部３０５５から出力される等化後信号は、ＩＣＩの影響が軽減されているので、第一の等化部３０５２の出力信号よりも、送信信号として推定精度が向上している。

第二の等化部３０５５の出力信号と第二の伝送路推定部３０５６で推定した伝送路特性が第二の合成部３０１２に出力される。
第二の合成部３０１２では、受信処理部３０２１、３１２１から出力されたそれぞれのＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性を用いて、それぞれの第二の等化後の信号をダイバーシティ合成する。

ダイバーシティの合成としては、受信処理部３０２１の第二の等化後の信号をＸ２_ｎ ^〜（ｓ，１）、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をＨ２_ｎ（ｓ，１）、受信処理部３１２１の第二の等化後の信号をＸ２_ｎ ^〜（ｓ，２）、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をＨ２_ｎ（ｓ，２）と表したときに、式５８で表すような最大比合成を用いて合成する。

Ｘｃ２_ｎ ^〜（ｓ）＝（｜Ｈ２_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ２_ｎ ^〜（ｓ，１）＋｜Ｈ２_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ２_ｎ ^〜（ｓ，２））／（｜Ｈ２_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ２_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式５８）
しかし、合成としては、式５８に示すものに限らず、公知のダイバーシティ合成法を用いればよい。

なお、ここでは、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２を同じ最大比合成を用いて説明しているが、第一の合成部３０１１では、ＩＣＩの影響を受けた信号を合成し、第二の合成部３０１２では、ＩＣＩを除去した信号を合成するという、特性の異なる信号を処理することを鑑み、第一の合成部３０１１と第二の合成部３０１２で異なるダイバーシティ合成を用いて処理してもよい。

さらに、第一の伝送路推定部３０５１と第二の伝送路推定部３０５６を同じものとして説明しているが、第一の伝送路推定部３０５１では、ＩＣＩの影響を受けた信号の伝送路特性を推定し、第二の伝送路推定部３０５６では、ＩＣＩを除去した信号の伝送路特性を推定するという、特性の異なる信号を処理することを鑑み、第一の伝送路推定部３０５１と第二の伝送路推定部３０５２で異なる推定法を用いてもよい。

なお、第二の伝送路推定部３０５２を有さず、第一の伝送路推定部３０５１で推定した伝送路特性を用いて、第二の等化および第二のダイバーシティ合成を実施してもよい。しかし、ＩＣＩ除去することによって、ＩＣＩ除去前の信号と伝送路特性が変化しているので、ＩＣＩ除去後の信号の伝送路特性をもって等化およびダイバーシティ合成する方がより効果的である。

第二の合成部３０１２により、ＩＣＩ除去後の信号がダイバーシティ合成され、誤り訂正部３００３に出力され、デコード、表示されることとなる。
第二の合成部３０１２の出力信号は、ダイバーシティ効果により、それぞれの受信処理部３０２１，３１２１の第二の等化後の信号よりも、推定した送信信号として、より確からしいこととなり、受信性能が向上する。

以上の構成によれば、ＩＣＩ成分を生成するための仮等化後の信号に対してもダイバーシティ合成することで、仮等化後の信号の信頼性を向上させ、それを用いて各復調部においてＩＣＩ成分を推定するので、各復調部でのＩＣＩ成分の推定精度を向上させ、ＩＣＩ除去を効果的に行うことができる。

そして、ＩＣＩ除去後に再度伝送路特性を算出し、それを用いて最適な等化及びダイバーシティを行うことで、最終的な送信信号の推定精度が向上し、これにより、ＩＣＩやノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境下でも、安定した良好な受信が可能となる。

また、本実施の形態では、ダイバーシティ合成の段数を２段としているが、これに限らず、３段以上の構成にし、ＩＣＩを段階的に除去する構成としてもよい。
例として、ダイバーシティ合成を３段としたダイバーシティ受信装置の構成図を図３４、図３５、図３６に示す。

図３６における復調部３０４２では、ＩＣＩ除去を行うたびに、ＩＣＩ除去した信号から伝送路特性を推定し、それを用いて、等化およびダイバーシティ合成している。
ＩＣＩ除去を段階的に行うことにより、さらに送信信号の推定精度が向上し、移動時や弱電界環境下でも安定した良好な受信が可能となる。

本実施の形態の受信装置において、受信処理の少なくとも一部を行うプログラムを用いてもよく、また受信装置における受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。

また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０に係るダイバーシティ受信装置について、図３７、図３８、図３９を用いて説明する。前述したものと同じ構成要素については、同じ符号を用い、説明を省略する。

図３７は本実施の形態のダイバーシティ受信装置のブロック図を示す。
本実施の形態のダイバーシティ受信装置は、ダイバーシティ合成信号をフィードバックする構成としている点が、実施の形態９の受信装置と比較して大きく異なる。

図３９に復調部３０４５のブロック図を示す。
復調部３０４５は、ＩＣＩ成分生成部３０８３と、減算部３０５４と、等化部３０８１、伝送路推定部３０８２とを含んで構成される。

ＦＦＴ部３０３３の出力信号は、減算部３０５４に入力され、ＩＣＩ成分生成部３０８３の出力を減算する。
イタレーション（繰り返し処理）の１回目は、ＩＣＩ成分生成部３０８３の出力は０である。

減算部３０５４の出力信号は、等化部３０８１および伝送路推定部３０８２に入力され、伝送路推定部３０８２で伝送路特性を推定し、等化部３０８１と合成部３０１５に出力する。

伝送路推定部３０８２は、実施の形態９で示した第一の伝送路推定部３０５１である。
等化部３０８１では、推定した伝送路特性で、ＩＣＩ除去後の信号を除算することにより送信信号を推定し、等化後信号を合成部３０１５に出力する。

復調部３１２５は、復調部３０２５と同じ構成であり、入力信号が、ＲＦ部３００２の出力信号ではなくＲＦ部３１０２の出力信号であるという相違だけであるので説明を省略する。

図３７において、復調部３０２５および復調部３１２５からそれぞれ伝送路特性と等化後信号が出力され、伝送路特性を基に合成部３０１５においてダイバーシティ合成される。

ダイバーシティ合成法としては、実施の形態９と同様に式１を用いればよいが、これに限らず公知のものを用いればよい。
この合成後の信号は復調部３０２５、３１２５におけるＩＣＩ成分生成部３０８３に入力される。

なお、ＩＣＩ成分生成部３０８３へ入力する際、合成部３０１５の出力信号を符号点に関して硬判定して入力してもよい。
これにより、ＩＣＩ成分生成部３０８３にて、伝送路特性と合成部３０１５の出力を基にＩＣＩ成分を推定・生成し、減算器でＦＦＴ後の信号から除算する。

ＩＣＩ成分生成部３０８３は、図３３のＩＣＩ成分生成部３０５３の伝送路特性一次微分算出部３０９１において、式１ではなく、式５９を用いて算出する点が異なるが、これに限定されない。

Ｈ’（ｓ）＝（Ｈ（ｓ）−Ｈ（ｓ−１））／Ｔｓ …（式５９）
このイタレーションをシンボル区間内で繰り返すことにより、等化後の信号の推定精度は向上する。

シンボル区間内でのイタレーションの最終回での合成後信号は、誤り訂正部３００３へ出力され、誤り訂正される。
次のシンボル区間に移行すると、そのシンボルに対応したＦＦＴ後信号に対し、新たなイタレーションが開始され、イタレーション一回目開始時には、ＩＣＩ成分生成部３０８３における信号は０にリセットされる。

このような構成により、ＩＣＩ除去しダイバーシティ合成した信号を各復調部において再帰的にＩＣＩ成分生成に用いることで、各復調部でのＩＣＩ成分の推定精度を向上させ、イタレーションを繰り返すほど、ノイズやＩＣＩの影響が軽減され、ＩＣＩ除去を効果的に行うことができる。

さらに、再帰的に行うことで、実施の形態９に比べ、回路規模が削減することができる。これにより、ＩＣＩやノイズの影響に対する耐性が強化され、移動時や弱電界環境下でも、安定した良好な受信が可能となる。

なお、本実施の形態では、２つのアンテナによるダイバーシティ構成を用いて説明したが、これに限らず、２つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成としてもよく、アンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができる。

また、実施の形態１０の受信装置の各構成要素は、集積回路で実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に1チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。

さらに、本実施の形態の受信装置における受信処理の少なくとも一部を行うプログラムを用いてもよく、また、実施の形態１０の受信装置における受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。

また、本実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現してもよい。
また、実施の形態９〜１０において、Ａ／Ｄ部３０３１は、直交復調部３０３２の直前に位置したものとして説明を行ったが、これに限らず、チューナに含まれてもよいし、直交復調部３０３２の直後としてもよく、これらに限られない。

また、実施の形態９〜１０において、２つのアンテナによるダイバーシティ構成を用いて説明したが、これに限らず、２つ以上のアンテナによるダイバーシティ構成としてもよく、アンテナや復調部を増やすことによりさらに受信性能の改善を図ることができる。

さらに、２つ以上のアンテナを有した空間または角度ダイバーシティ構成に限定はせず、一つのアンテナで周波数ダイバーシティや時間ダイバーシティを実施してもよい。
また、復調部は複数備えず、メモリや多重処理を用いて復調部の機能を実現してもよい。

また、実施の形態９〜１０において、地上デジタル放送波で用いられているＯＦＤＭ信号として説明を行ったが、これに限らず、マルチキャリア伝送であればなんでもよく、さらに、ＩＣＩを除去する構成として説明したが、受信信号に含まれる干渉成分を推定した送信信号から生成し除去するものであれば、どのような干渉除去技術に適用してもよく、その場合、ＩＣＩ成分生成部３０５３の代わりに、取り除くべき干渉成分を推定生成する干渉成分生成部を用いればよい。
＜なお書き＞
なお、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれる。

（１）なお、以上の実施の形態で示したキャリア合成（最大比合成）は、各復調部で求めた伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ，１）、Ｈ_ｎ（ｓ，２）と、等化部の出力信号Ｘ_ｎ（ｓ，１），Ｘ_ｎ（ｓ，２）とから、
Ｘｃ_ｎ（ｓ）＝（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２・Ｘ_ｎ（ｓ，１）＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２・Ｘ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式６０）
と合成していたが、それぞれ等化部を省略し、各復調部におけるキャリア信号Ｙ_ｎ（ｓ，１）、Ｙ_ｎ（ｓ，２）と、伝送路周波数特性Ｈ_ｎ（ｓ，１）、Ｈ_ｎ（ｓ，２）とから、
Ｘｃ_ｎ（ｓ）＝（Ｈ_ｎ（ｓ，１）^＊・Ｙ_ｎ（ｓ，１）＋Ｈ_ｎ（ｓ，２）^＊・Ｙ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈ_ｎ（ｓ，２）｜^２） …（式６１）
とする合成を適用してもよい。ただし、＊は複素共役を示す。

これは、ダイバーシチの受信装置において、キャリア合成部を複数含んで複数回キャリア合成を行う場合についても同様である。例えば、図２２に示したように、キャリア合成部２２８１を第１番目のキャリア合成部、キャリア合成部２２８３を第２番目のキャリア合成部とすれば、第ｍ番目のキャリア合成部において、キャリア信号をＹｍ_ｎ（ｓ，ｂ）、伝送路周波数特性をＨｍ_ｎ（ｓ，ｂ）、合成後のキャリアデータをＸｃｍ_ｎ（ｓ，ｂ）とおくと、式６１は、次式のように拡張した表記となる。

Ｘｃｍ_ｎ（ｓ）＝（Ｈｍ_ｎ（ｓ，１）^＊・Ｙｍ_ｎ（ｓ，１）＋Ｈｍ_ｎ（ｓ，２）^＊・Ｙｍ_ｎ（ｓ，２））／（｜Ｈｍ_ｎ（ｓ，１）｜^２＋｜Ｈｍ_ｎ（ｓ，２）｜^２）
…（式６２）
上記のようなキャリア合成の方法は、前述した実施の形態のキャリア合成の部分で、以下に述べるように適用される。

実施の形態５については、図２１、２２でおいて、等化部１０２と、ＩＣＩ除去部２２６４に含む等化部（図示しない）を省略し、ＦＦＴ部２２６１、２２６２の出力と、ＩＣＩ除去部２２６３、２２６４で求めた伝送路特性から、キャリア合成部２２８１において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

また、等化部２２６７、２２６８を省略し、ＩＣＩ除去演算部１０７の出力および、ＩＣＩ除去部２２６４に含むＩＣＩ除去演算部（図示しない）と、伝送路推定部２２６５，２２６６の出力から、キャリア合成部２２８４において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

さらに、実施の形態６の図２３、実施の形態７の図２６においても、同様である。また、図２９、図３０、図３１で示した実施の形態９において、第一の等化部３０５２と、受信処理部３１２１に含む第一の等化部（図示しない）を省略し、ＦＦＴ部３０３３および受信処理部３１２１に含むＦＦＴ部（図示しない）の出力と、第一の伝送路推定部３０５１および受信処理部３１２１に含む第一の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第一の合成部３０１１において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

また、第二の等化部３０５５と受信処理部３１２１に含む第二の等化部（図示しない）を省略し、減算部３０５４および受信処理部３１２１に含む減算部（図示しない）の出力と、第二の伝送路推定部３０５６および受信処理部３１２１に含む第二の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第二の合成部３０１２において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

また、図３４、図３５、図３６で示した実施の形態９の、合成部が２段以上になる場合においても同様のことがあてはまり、第三の等化部３０７４と受信処理部３１２２に含む第三の等化部（図示しない）を省略し、減算部３０７３および受信処理部３１２２に含む減算部（図示しない）の出力と、第三の伝送路推定部３０７５および受信処理部３１２２に含む第二の伝送路推定部（図示しない）の出力から、第三の合成部３０１３において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

さらに、実施の形態１０の図３７、３８、３９については、等化部３０８１および受信処理部３１２５に含む等化部（図示しない）を省略し、減算部３０５４および受信処理部３１２５に含む減算部（図示しない）の出力と、伝送路推定部３０８２および受信処理部３１２５に含む伝送路推定部（図示しない）の出力から、合成部３０１５において式６２を用いて合成信号を算出してもよい。

（２）なお、以上の実施の形態では、時間領域と周波数領域との間の変換がＦＦＴに基づくＯＦＤＭ信号とそれに関する復調処理を示したが、複数のキャリアを周波数軸上で多重させたマルチキャリア信号に適用可能であり、例えば、ウェーブレット変換、コサイン変換、アダマール変換などを用いたマルチキャリア信号であってもよい。

（３）上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置を構成する構成要素の一部又は全部は、１個のシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ：大規模集積回路）から構成される。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩである。また、前記複数の構成部は個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

（４）上記の受信装置及びキャリア間干渉除去装置は、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ハードディスクユニット、ディスプレイユニット、キーボード、マウスなどから構成されるコンピュータシステムであってもよい。前記ＲＡＭ又は前記ハードディスクユニットには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムに従って動作することにより、各装置は、その機能を達成する。ここで、コンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。

（５）上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、各装置に脱着可能なＩＣカード又は単体のモジュールから構成されているとしてもよい。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、などから構成されるコンピュータシステムである。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、上記の超多機能ＬＳＩを含むとしてもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムに従って動作することにより、前記ＩＣカード又は前記モジュールは、その機能を達成する。このＩＣカード又はこのモジュールは、耐タンパ性を有するとしてもよい。

（６）本発明は、上記に示す方法であるとしてもよい。また、これらの方法をコンピュータにより実現するコンピュータプログラムであるとしてもよいし、前記コンピュータプログラムからなるデジタル信号であるとしてもよい。

また、本発明は、前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号をコンピュータ読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ―ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、半導体メモリなどに記録したものとしてもよい。また、これらの記録媒体に記録されている前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号であるとしてもよい。

（７）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。

本発明に係るキャリア間干渉除去装置およびこれを用いた受信装置は、マルチキャリア信号に含まれるドップラーシフトに起因するキャリア間干渉を除去するので、マルチキャリア信号を移動しながら受信する際に受信特性を改善することができる。したがって、高速走行する車両や列車に搭載されて、移動しながらＯＦＤＭ方式による地上デジタル放送や無線ＬＡＮ信号を受信する車載の受信装置に有用である。

本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置を含むＯＦＤＭの受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア間干渉除去装置のブロック図である。 非特許文献１に示されるＯＦＤＭ信号の信号フォーマットである。 本発明の実施の形態１のキャリア間干渉除去装置における伝送路変動推定部のブロック図である。 本発明の実施の形態１のキャリア間干渉除去装置におけるＩＣＩ除去演算部のブロック図である。 キャリア信号が周波数選択性を呈する様子を模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合の特性図である。 関数ｆ（ｘ）の一例として一次関数である場合に信頼性によって重み付けされるキャリアを模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合の特性図である。 関数ｆ（ｘ）の一例としてステップ関数である場合に信頼性によって重み付けれるキャリアを模式的に示した図である。 関数ｆ（ｘ）が一次関数で、入力が平均振幅で規格化される場合の特性図である。 キャリアの平均振幅を基準とする場合に一次関数によって重み付けされることを模式的に示した図である。 平均電力を複数キャリアで平均化した値で規格化する場合の平均電力を模式的に示した図である。 ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号のキャリアを模式的に示した図である。 本発明に係る信頼性算出部および重み付け部を非特許文献３に示されるキャリア間干渉の除去方式に適用した場合のブロック図である。 特許文献１に示される受信装置に本発明に係る信頼性算出部と重み付け部とを付加したブロック図である。 本発明の実施の形態２に係るキャリア間干渉除去装置を含む受信装置のブロック図である。 本発明の実施の形態３におけるキャリア間干渉除去装置の詳細なブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における信頼性算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るキャリア間干渉除去装置における妨害波判定部の構成を示すブロック図である。 本発明のキャリア間干渉除去装置をダイバーシチ構成の受信装置に適用した場合のブロック図である。 本実施の形態に係るキャリア間干渉除去装置を含むダイバーシチ受信のための復調部のブロック図である。 本発明の実施の形態６に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック図である。 各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。 ブランチ数が４の場合の各ブランチの仮のキャリアデータの信号点と、合成キャリアデータの信号点との距離を示す模式図である。 本発明の実施の形態７に係るキャリア間干渉除去装置の構成を示すブロック図である。 仮のキャリアデータに対してクリップ処理を施すブロックを含むキャリア間干渉除去装置のブロック図である。 クリップ処理部が、クリップする振幅を示す模式図を示す。 本発明の実施の形態９における受信装置のブロック図である。 図２９における受信処理部のブロック図である。 図３０における復調部のブロック図である。 図３１における伝送路特性推定部のブロック図である。 図３１におけるＩＣＩ成分生成部のブロック図である。 本発明の実施の形態１においてダイバーシティ合成を３段とした受信装置のブロック図である。 図３４における受信処理部のブロック図である。 図３５における復調部のブロック図である。 本発明の実施の形態１０における受信装置のブロック図である。 図３７における受信処理部のブロック図である。 図３８における復調部のブロック図である。 非特許文献３のＩＣＩ除去部を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシンボルの模式図である。

符号の説明

１ キャリア間干渉除去装置
１０１ 伝送路推定部
１０２ 等化部
１０３ 信頼性算出部
１０４ 重み付け部
１０５ 伝送路変動推定部
１０６ ＩＣＩ成分推定部
１０７ ＩＣＩ除去演算部
１１０ キャリア信号
１１１ 伝送路周波数特性
１１２ 仮のキャリアデータ
１１３ 信頼性
１１４ 重み付けされた仮のキャリアデータ
１１５ 伝送路変動特性
１１６ ＩＣＩ成分
１１７ ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号
２０１ 送信局
２０２ 移動受信局
５０１ 伝送路推定部
５０２ 等化部
５０３ 伝送路変動推定部
５０４ ＩＣＩ成分推定部
５０５、５０６、５０７ シンボル遅延部
５０８ 減算部
５１０ キャリア信号
５１１ 伝送路周波数特性
５１４ 仮のキャリアデータ
５１５ 伝送路変動特性
５１６ ＩＣＩ成分
５１７ ＩＣＩ成分が除去されたキャリア信号
７０２ ＲＦ部
７０３ Ａ／Ｄ部
７０４ シンボル同期部
７０５ ガード除去部
７０６ 周波数領域変換部
７０７ ＩＣＩ除去部
７０８ 伝送路推定部
７０９ 等化部
７１０ 復号部
７２０ ベースバンド信号
７２６ 伝送路周波数特性
７２７ キャリアデータ
９０１ 伝送路変動量演算部
９０２、９０３ シンボル遅延部
１０００ 減算回路

Claims (29)

1. 伝送路の状態により変動する周波数応答特性を示すキャリア信号を複数含んだマルチキャリア信号からキャリア間干渉成分を除去するキャリア間干渉除去装置であって、
   マルチキャリア信号を取得する取得部と、
   各キャリア信号の信頼性を各キャリアに係る周波数応答特性に基づき算出する信頼性算出部と、
   各キャリア信号を等化する等化部と、
   等化前の各キャリア信号に係る前記信頼性で、等化後の各キャリア信号を重み付けする重み付け部と、
   等化前の各キャリア信号に係る前記各周波数応答特性の変動量と、重み付けされた等化後の各キャリア信号とに基づきキャリア間干渉成分を算出し、等化前の各キャリア信号から除去するキャリア間干渉除去部と
   を備えることを特徴とするキャリア間干渉除去装置。
2. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値を用いて所定の演算を行うことにより前記信頼性を算出する
   ことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
3. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、前記周波数応答特性の振幅値を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
4. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、複数の等化前の各キャリア信号の前記周波数応答特性の振幅の平均値で、前記等化前の各キャリア信号の前記周波数応答特性の振幅を規格化した値を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
5. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、前記周波数応答特性の振幅二乗値を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
6. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値として、複数の等化前の各キャリア信号の周波数応答特性の振幅二乗値の平均値で、前記等化前の各キャリア信号の前記周波数応答特性の振幅二乗値を規格化した値を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
7. 前記信頼性算出部は、複数の等化前の前記キャリア信号として、前記マルチキャリア信号に含まれる全てのキャリア信号を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
8. 前記信頼性算出部は、複数の等化前の前記キャリア信号として、各キャリア信号の周波数から所定範囲内の周波数を有するキャリア信号を用いる
   ことを特徴とする請求項２記載のキャリア間干渉除去装置。
9. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値が所定値以下の場合に、前記信頼性として、前記キャリア間干渉成分の推定における等化後の前記キャリア信号の影響を低下させる値を算出する演算を行う
   ことを特徴とする請求項２に記載のキャリア間干渉除去装置。
10. 前記信頼性算出部は、前記周波数応答特性に基づく値が所定値以下の場合に、前記信頼性の値を０とする
    ことを特徴とする請求項９記載のキャリア間干渉除去装置。
11. 前記キャリア間干渉除去部は、
    等化前の前記各キャリア信号から前記キャリア間干渉成分を減算によって除去する
    ことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
12. 各キャリア信号は、パイロットキャリア信号を含み、
    前記重み付け部は、パイロットキャリア信号に対しては重み付けしない
    ことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
13. 前記マルチキャリア信号はＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号であり、
    前記重み付け部は、ＴＭＣＣキャリア信号及びＡＣキャリア信号に対しては重み付けしない
    ことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
14. 前記キャリア間干渉除去装置は、更に、
    前記キャリア間干渉成分の算出に先立ち、前記重み付けされた等化後のキャリア信号を所定の振幅でクリップするクリップ処理部を備える
    ことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
15. 前記信頼性算出部は、
    前記周波数応答特性の大きさに基づく伝送路情報を出力する伝送路判定部と、
    妨害波の大きさに基づく妨害波混入情報を出力する妨害波判定部と、
    前記伝送路情報と前記妨害波情報とに基づき前記信頼性を算出して出力する信頼性出力部と
    を含むことを特徴とする請求項１記載のキャリア間干渉除去装置。
16. 前記妨害波判定部は、
    キャリア信号毎に伝送路応答特性の時間変動量の振幅を二乗して、変動量振幅二乗値を出力する振幅二乗部と、
    キャリア信号毎に、前記変動量振幅二乗値をシンボル方向に平滑化するシンボル方向平滑部と、
    前記シンボル方向平滑部が出力する平滑化された変動量振幅二乗値に対する、シンボル内の全キャリアの平均値を算出するシンボル内平滑部と、
    前記シンボル内平滑部の出力に対し、所定の係数を乗算する乗算部と、
    前記乗算部の出力と、前記平滑化された変動量振幅二乗値とをキャリア毎に比較し、比較結果を前記妨害波混入情報として出力する比較部と
    を含むことを特徴とする請求項１５記載のキャリア間干渉除去装置
17. 前記信頼性判定部は、
    前記信頼性として、前記伝送路情報と前記妨害波情報とを乗算し、当該乗算の結果を出力する
    ことを特徴とする請求項１５記載のキャリア間干渉除去装置。
18. ダイバーシティ受信を行う受信装置であって、
    自処理部に対応付けられたアンテナを用いて信号を受信し、当該受信信号を復調処理する受信処理部を複数備え、
    複数のうち１以上の受信処理部が、請求項１記載のキャリア間干渉除去装置を含む
    ことを特徴とする受信装置。
19. 前記受信装置は、更に、
    複数の前記受信処理部各々から第１出力信号を受け付け、受け付けた全第１出力信号をダイバーシティ合成し、前記合成信号を前記複数の受信処理部各々に対し出力する第１合成部と、
    複数の前記受信処理部各々から第２出力信号を受け付け、受け付けた全第２出力信号をダイバーシティ合成する第２合成部と
    を含み、
    前記受信処理部各々は、
    前記受信信号を復調することにより前記第１出力信号を生成し、前記第１合成部に出力する第１受信信号処理部と、
    前記第１合成部から前記合成信号を受け付けて、前記合成信号を用いて前記受信信号を復調することにより第２出力信号を生成し、前記第２出力信号を前記第２合成部に出力する第２受信信号処理部と
    を含むことを特徴とする請求項１８記載の受信装置。
20. 前記第１合成部は、更に、
    前記合成信号を送信符号点により硬判定し、前記複数の受信処理部各々に対し出力する硬判定部を含む
    ことを特徴とする請求項１９記載の受信装置。
21. 前記受信装置は、更に、
    前記複数の受信処理部各々から出力信号を受け付け、受け付けた全出力信号をダイバーシティ合成し、合成信号を前記複数の受信処理部各々に対し出力する合成部を含み、
    前記受信処理部の各々は、前記合成部から前記合成信号を受け付け、当該合成信号を用いて前記受信信号を復調する
    ことを特徴とする請求項１８記載の受信装置。
22. 前記受信装置は、第１合成部及び第２合成部を含み、
    前記受信処理部の各々は、
    前記受信信号を直交変換する直交変換部と、
    前記直交変換部において直交変換された信号から干渉成分を除去し等化処理を行う干渉成分除去等化部とを含み、
    前記干渉成分除去等化部は、
    前記直交変換された信号の伝送路特性を推定する第１伝送路推定部と、
    前記直交変換された信号を、前記第１伝送路推定部により推定された前記伝送路特性で除算することにより等化する第１等化部と、
    前記第１合成部から合成信号を受け付けて、受け付けた合成信号と、前記第１伝送路推定部により推定された前記伝送路特性とから、前記直交変換された信号に含まれる干渉成分を生成する干渉成分生成部と、
    前記直交変換された信号から前記干渉成分を減算することにより除去する減算部と、
    前記減算部の出力信号の伝送路特性を推定する前記第２伝送路推定部と、
    前記減算部の出力信号を、前記第２伝送路推定部により推定された伝送路特性で除算することにより等化する第２等化部と
    を含み、
    前記第１合成部は、複数の前記第１伝送路推定部により推定された前記伝送路特性に基づき、複数の前記第１等化部各々により等化された信号をダイバーシティ合成することにより前記合成信号を生成し、当該合成信号を前記複数の受信処理部各々に対し出力し、
    前記第２合成部は、前記第２伝送路推定部各々において推定された伝送路特性に基づき、複数の前記第２等化部各々により等化された信号をダイバーシティ合成する
    ことを特徴とする請求項１８記載の受信装置。
23. 前記第１合成部は、更に、
    前記合成信号を送信符号点により硬判定し、前記複数の受信処理部各々に対し出力する硬判定部を含む
    ことを特徴とする請求項２２記載の受信装置。
24. 前記受信装置は、更に、
    ダイバーシティ受信によるダイバーシティ合成結果である合成キャリアに対する信頼性を算出し、合成キャリア信頼性値として出力する合成キャリア信頼性算出部と、
    前記合成キャリアに対して前記合成キャリア信頼性値で重み付ける合成キャリア重み付け部と、
    前記合成結果に対してキャリア毎に信頼性を算出して重み付けられた仮の合成キャリアを、前記受信処理部に対し処理すべき前記キャリアとして出力する合成キャリア出力部と
    を含むことを特徴とする請求項１８記載の受信装置。
25. 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア電力の総和に基づいて前記合成キャリアデータ信頼性を算出する
    ことを特徴とする請求項２４記載の受信装置。
26. 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア信号の受信信号点のブランチ間の距離と所定の閾値との差に基づいて前記合成キャリアデータ信頼性を算出する
    ことを特徴とする請求項２４記載の受信装置。
27. 前記合成キャリア信頼性算出部は、各ブランチのキャリア信号の受信信号点と合成信号の信号点との距離と所定の閾値との差に基づいて前記合成キャリアデータ信頼性を算出する
    ことを特徴とする請求項２４記載の受信装置。
28. 前記受信装置は合成部を含み、
    前記受信処理部の各々は、
    前記受信信号を直交変換する直交変換部と、
    前記直交変換部において直交変換された信号から干渉成分を除去し等化処理を行う干渉成分除去等化部とを含み、
    前記干渉成分除去等化部は、
    前記直交変換された信号から前記干渉成分生成部で生成された干渉成分を減算して除去する減算部と、
    前記減算部の出力信号の伝送路特性を推定する伝送路推定部と、
    前記減算部の出力信号を、前記伝送路特性推定部において推定した伝送路特性で除算することにより等化信号を生成する等化部と、
    前記伝送路特性と、前記合成部から受け付ける合成信号から、前記直交変換された信号に含まれる干渉成分を生成する干渉成分生成部と
    を含み、
    前記合成部は、前記複数の復調部における前記伝送路推定部において推定された伝送路特性をもとに、前記複数の受信処理部各々における前記等化信号をダイバーシティ合成することにより前記合成信号を生成し、前記合成信号を出力する
    ことを特徴とする請求項１８記載の受信装置。
29. ＯＦＤＭ信号のキャリア間干渉を除去して復号する受信装置であって、
    アナログの受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ部と、
    ＯＦＤＭシンボルごとに時間領域信号から周波数領域信号に変換する時間窓を決定するシンボル同期部と、
    ＯＦＤＭシンボルに含まれるガードインターバルを除去するガード除去部と、
    時間領域信号を周波数領域に変換する周波数領域変換部と、
    キャリア信号からキャリア間干渉成分が除去するキャリア間干渉除去装置と、
    前記キャリア間干渉成分が除去された前記キャリア信号から伝送路の周波数応答特性を推定し、伝送路周波数特性を出力する伝送路推定部と、
    伝送路周波数特性をもとにキャリア信号を等化し、キャリアデータを出力する等化部と、
    キャリアデータから誤り訂正処理を施して受信ビットデータ得る復号部と
    を備え、
    前記キャリア間干渉除去装置は、
    伝送路の周波数応答特性を推定して伝送路周波数特性を出力する伝送路推定部と、
    前記伝送路周波数特性をもとに前記キャリア信号を等化して仮のキャリアデータを出力する等化部と、
    前記伝送路周波数特性の変動量を推定して伝送路変動特性を出力する伝送路変動推定部と、
    前記仮のキャリアデータの信頼性を算出する信頼性算出部と、
    前記仮のキャリアデータを前記信頼性で重み付けを行う重み付け部と、
    重み付けされた前記仮のキャリアデータと前記伝送路変動特性とからＩＣＩ成分を推定するＩＣＩ成分推定部と、
    前記キャリア信号から前記ＩＣＩ成分を除去するＩＣＩ除去演算部と
    を含むことを特徴とする受信装置。

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