CN102648591B - 接收装置和接收方法 - Google Patents

Abstract

一种数字信号的接收装置，其能够以较少的计算量进行多普勒变动校正，并且，通过对漏出到相邻载波的成分进行合成来提高接收灵敏度，该接收装置具有：传送路径估计单元（1）；FFT运算单元（2）；对频域信号的失真进行校正的校正单元（3）；计算漏入系数的漏入系数计算单元（4）；根据表示漏入系数的信号和校正后的频域信号来估计待解调的载波中含有的干扰成分的干扰成分估计单元（5）；从频域信号减去干扰成分的减法单元（8）；估计待解调的载波以外的多个载波中含有的期望的第2信号成分干扰成分估计单元（6，7）；从频域信号中减去由干扰成分估计单元（6，7）估计出的干扰成分的减法单元（9，10）；以及对减法单元（8）的输出与减法单元（9，10）的输出进行合成的合成单元（11）。

Description

接收装置和接收方法

技术领域

本发明涉及多普勒变动校正。 

背景技术

正交频分复用（OFDM）方式是使正交的多个窄频带载波承载信号来传送信息的方式，其频率利用效果高，在接收多个反射波的多路径环境下表现出良好的接收性能，因此在数字无线通信、地面数字广播等多种通信系统中得到了利用。 

但是，在用移动体接收OFDM信号的情况下，传送路径特性随时间而变化，因此存在这样的问题：载波之间的正交性被破坏，产生了载波间干扰。使用图1（a）和图1（b）对该载波间干扰进行说明。在传送路径特性恒定并不取决于时间的情况下，如图1（a）所示，各个载波的信号每隔载波间隔以振幅0交叉，因此，载波不会对相邻载波带来影响。另一方面，在传送路径特性随时间变化的情况下，由于多普勒频移（多普勒变动）的影响，如图1（b）所示，各个载波的频率偏移了多普勒频率（图1（b）的DS），其结果，各个载波的信号与相邻载波发生了干扰（图1（b）的CI）。 

例如在专利文献1中公开了抑制OFDM信号中包含的载波间干扰的方法。在专利文献1记载的载波间干扰去除法中，首先，根据接收信号中包含的已知信号来估计传送路径特性，并根据该传送路径特性的估计结果来校正接收信号。并且，根据传送路径估计结果的时间变动量，计算载波间干扰的漏入系数（漏れ込み係数）。然后，根据上述接收信号的校正结果和漏入系数的计算结果，估计载波间干扰成分，从接收信号中减去载波间干扰成分的估计结果，由此来抑制载波间干扰。 

另外，例如在非专利文献1中记载了抑制OFDM信号中包含的载波间干扰的其他方法。在非专利文献1记载的载波间干扰抑制法中，在将接收信号变换到频域之后，针对每个载波对相邻载波进行加权并计算总和，由此来抑制各个载波中含有的干涉成分。该加权系数是通过MMSE（Minimum Mean Square Error：最小均方误差）算法来 计算的。该方法不仅抑制了载波间干扰，而且如图2所示，还具有对漏出到相邻载波的信号（图2中的LO）进行合成的效果，因此认为，与专利文献1记载的方法相比，能够提高接收灵敏度。 

在先技术文献 

专利文献1：国际公开第2007/046503号（第35页，图1） 

非专利文献 

非专利文献1：中山充、藤井雅弘、伊丹誠、伊藤紘二著，「OFDM移動受信におけるMMSE型ICIキャンセルに関する一検討（关于OFDM移动接收中的MMSE型ICI消除的探讨）」，映像情報メディア学会誌（视频信息媒体学会志），Vol.58，NO.1，pp.83-90(第87頁）、2004年 

发明内容

发明所要解决的课题 

如图3所示，专利文献1记载的载波间干扰去除法是去除来自相邻载波的漏入成分（图3的LI）的方法，但是，同时还去除了漏出到相邻载波的成分（图3的LO），因此存在接收灵敏度低的问题。 

与此相对，如图2所示，非专利文献1记载的载波间干扰抑制法对漏出到相邻载波的成分（图2中的LO）进行合成，因此接收灵敏度比专利文献1好。但是，该载波间干扰抑制法在利用MMSE算法来计算加权系数时，需要针对每个载波计算行数为11且列数为11的矩阵的逆矩阵，因此存在计算量多的问题。 

因此，本发明是为了解决上述现有技术的课题而完成的，其目的在于，提供能够以较少的计算量对多普勒变动进行校正，并且能够提高接收灵敏度的接收装置和接收方法。 

用于解决课题的手段 

本发明的一个方式的接收装置接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，该接收装置具有：传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送 路径特性估计结果信号；FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；信号成分估计单元，其根据从所述FFT运算单元输出的所述频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号、从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号、以及从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号，估计待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的第2信号成分；以及合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述信号成分估计单元输出的所述第2信号成分进行合成。 

本发明的另一方式的接收装置通过多个天线接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，该接收装置具有：与所述多个天线分别对应的多个解调单元；与所述多个解调单元分别对应的多个多普勒变动校正单元；对从所述多个解调单元输出的信号进行合成的第1合成单元；以及对从所述多个多普勒变动校正单元输出的信号进行合成的第2合成单元，所述多个解调单元各自包含：传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；以及FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号，所述第1合成单元根据从所述多个解调单元各自包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号进行合成，所述多个多普勒变动校正单元各自包含：漏入系数计算单元，其根据从所述多个解调单元内的对应的解调单元中包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，计算载波 间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述第1合成单元输出的信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；减法单元，其从由对应的解调单元中包含的所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分的信号，由此得到待解调的载波中包含的期望的信号成分；信号成分估计单元，其根据从对应的解调单元中包含的所述FFT运算单元输出的所述频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号、从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号、以及从所述第1合成单元输出的信号，估计待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的信号成分；以及第3合成单元，其对从所述减法单元输出的信号与从所述信号成分估计单元输出的信号进行合成，所述第2合成单元根据从所述多个解调单元各自包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述多个多普勒变动校正单元中包含的所述第3合成单元输出的信号进行合成并输出。 

本发明的另一方式的接收装置接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，该接收装置具有：传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；第2漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及所述FFT运算单元中的FFT窗位置信息，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；干扰成分估计单元，其根据从所述第2漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；信号成分估计单元，其根据从所述FFT运算单元输出的所述频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信 号、从所述第2漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号、以及从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号，估计待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的第2信号成分；以及合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述信号成分估计单元输出的所述第2信号成分进行合成。 

本发明的另一方式的接收装置接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，该接收装置具有：传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；FFT窗位置检测单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，检测所述FFT运算单元中的FFT窗位置，作为FFT窗位置信息进行输出；第2漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及所述FFT窗位置信息，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；信号成分估计单元，其根据从所述FFT运算单元输出的所述频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号、从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号、以及从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号，估计待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的第2信号成分；以及合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述信号成分估计单元输出的所述第2信号成分进行合成。 

发明效果 

根据本发明的一个方式的接收装置和接收方法，能够以较少的计算量来估计待解调的载波以及待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的信号，并对这些信号进行 合成，由此，能够对多普勒变动进行校正，并且能够提高接收灵敏度。 

并且，根据本发明的另一方式的接收装置和接收方法，即使解调中需要的FFT运算中的FFT窗位置发生了变化，也能够以较少的计算量来估计待解调的载波以及待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的信号，并对这些信号进行合成，由此，能够对多普勒变动进行校正，并且能够提高接收灵敏度。 

附图说明

图1（a）和图1（b）是关于载波间干扰的说明图。 

图2是关于非专利文献1中漏出到相邻载波的信号的合成的说明图。 

图3是关于专利文献1中的去除载波间干扰的说明图。 

图4是概略地示出实施方式1的接收装置的结构的框图。 

图5是实施方式1中的发送信号的结构图。 

图6是关于实施方式1中使用了PN序列的相关特性的延迟分布（delay profile）估计的示意图。 

图7是实施方式1中的发送信号的结构图。 

图8（a）和（b）是关于实施方式1中的插值处理的说明图。 

图9是概略地示出实施方式1中的漏入系数计算单元的结构的框图。 

图10是实施方式1中的漏出到右侧相邻的载波的信号成分的图。 

图11是实施方式1中的漏出到左侧相邻的载波的信号成分的图。 

图12是概略地示出实施方式2的接收装置的结构的框图。 

图13是示出实施方式2中的发送信号的信号点配置的图。 

图14是示出实施方式2中收发的信号点的图。 

图15（a）和图15（b）是关于实施方式2中的加权系数的决定方法的图。 

图16是概略地示出实施方式3的接收装置的结构的框图。 

图17是概略地示出实施方式4的接收装置的结构的框图。 

图18是概略地示出实施方式4中的解调单元的结构的框图。 

图19是概略地示出实施方式4中的多普勒变动校正单元的结构的框图。 

图20是概略地示出实施方式5中的解调单元的结构的框图。 

图21是概略地示出图20所示的第2漏入系数计算单元的结构的一例的框图。 

图22是概略地示出实施方式6中的解调单元的结构的框图。 

图23是概略地示出图22所示的FFT窗位置检测单元的结构的一例的框图。 

具体实施方式

实施方式1 

为了说明本发明的实施方式1的接收装置和接收方法的概要，用以下的式1（各个式子设为式1-1、式1-2、式1-3、式1-4）来表示接收信号的各个载波的信号。 

y＝H·x                （式1－1） 

y=[y₁,…,y_N]^T          （式1-2） 

x=[x₁,…,x_N]^T          （式1-3） 

（式1－4） 

其中，y_n表示接收信号的第n个载波，x_n表示发送信号的第n个载波，H是表示传送路径的矩阵，包含i行j列（i≠j）的元素，h_i，j表示从第j个载波向第i个载波的漏入系数，对角元素h_i,i表示作用于第i个载波的传送路径特性。其中， 

N=1，2，…，N 

i=1，2，…，N 

j=1，2，…，N 

根据式1，接收信号的第n个子载波y_n表示为以下的式2。 

$y_n=h_{n,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,i}{x}_i$ （式2） 

在式2中，右边第1项是第n个载波所传送的信号成分，右边第2项是来自相邻载波的干扰成分。 

并且，根据式1，接收信号的第n+1个载波y_n+1表示为以下的式3。 

$y_{n+1}=h_{n+1,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1,i}{x}_i$ （式3） 

在式3中，右边第1项是第n个载波所传送的信号漏出到第n+1个载波的信号成分，右边第2项是除此以外的干扰成分。 

同样，接收信号的第n-1个载波y_n-1表示为以下的式4。 

$y_{n-1}=h_{n-1,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n-1,i}{x}_i$ （式4） 

在式4中，右边第1项是第n个载波所传送的信号x_n漏出到第n-1个载波的信号成分，右边第2项是除此以外的干扰成分。 

在专利文献1记载的载波间干扰去除法中，根据接收信号来估计式2的右边第2项所表示的干扰成分，并去除估计出的干扰成分，由此去除了来自相邻载波的漏入成分。与此相对，在实施方式1的接收装置和接收方法中，其特征在于：根据接收信号分别估计式2的右边第2项、式3的右边第2项、式4的右边第2项，并去除估计出的干扰成分，之后，对去除了干扰成分后的信号成分进行合成。 

图4是概略地示出实施方式1的接收装置的结构的框图。如图4所示，实施方式1的接收装置具有：传送路径估计单元1，其根据接收信号中包含的已知信号来估计传送路径特性；FFT运算单元2，其将接收信号变换到频域；对接收信号的失真进行校正的校正单元3；漏入系数计算单元4，其计算载波间干扰的漏入系数；干扰成分估计单元5，其估计各载波中包含的干扰成分；相邻载波干扰成分估计单元（1）6，其估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分；以及相邻载波干扰成分估计单元（2）7，其估计漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分。相邻载波干扰成分估计单元（1）6和相邻载波干扰成分估计单元（2）7作为无用成分估计单元发挥功能，该无用成分估计单元根据从传送路径估计单元1、漏入系数计算单元4和校正单元3输出的信号，估计待解调的载波以外的多个载波中，通过待解调的载波传送来的信号成分以外的无用成分。并且，实施方式1的接收装置具有：减法单元（0）8，其从接收信号的各载波中减去干扰成分；减法单元（1）9，其减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分；减法单元（2）10，其减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及合成单元11，其对从减法单元（0）8、减法单元（1）9和减法单元（2）10输出的信号进行合成。并且，无用成分估计单元和从由FFT运算单元2输出的信号中减去由无用成分估计单元输出的信号的第2减法单元（减法单元（1）9和减法单元（2）10）作为信号成分估计单元发挥功能，该信号成分估计单元根据从FFT运算单元2输出的频域信号、从传送路径估计单元1输出的传送路径特性估计结果信号、从漏入系数计算单元4输出的表示 漏入系数的信号、以及从校正单元3输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波以外的多个载波中包含的期望的信号成分。 

在实施方式1中，对以下情况进行说明：接收把在根据发送数据生成的有效码元S₀之前添加PN序列（伪随机序列）后的传送码元S₁设为传送単位的信号的情况（图5、图6），或者，接收对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波而执行频率复用后的信号的情况（图7，图8（a）和（b））。 

图4的传送路径估计单元1根据已知信号来估计传送路径特性。根据该已知信号是PN序列还是导频载波，传送路径特性的估计方法不同。以下对各个情况的估计方法进行说明。 

首先，对根据PN序列来估计传送路径特性的方法进行说明。一般公知的是，PN序列具有较强的相关特性。传送路径估计单元1首先计算接收信号与接收部（未图示的存储单元）中预先准备的给定PN序列之间的相关度。图6示出了双波模型传送路的情况的相关运算结果。如图6所示，当主波中包含的PN序列与接收部中预先准备的PN序列一致时，输出与主波对应的相关峰值，当延迟波中包含的PN序列与接收部中预先准备的PN序列一致时，输出与延迟波对应的相关峰值。这些相关峰值分别是表示主波和延迟波的振幅和相位的复数值。传送路径估计单元1通过将该相关结果变换到频域，由此得到作用于各个载波的传送路径特性的估计结果。 

接着，对根据导频载波来估计传送路径特性的方法进行说明。传送路径估计单元1首先将接收信号变换到频域而提取导频载波，并与接收部（未图示的存储单元）中预先准备的导频载波进行比较，由此来估计作用于导频载波的传送路径特性。并且，如图8（a）和（b）所示，通过在码元方向和载波方向上对作用于导频载波的传送路径特性进行插值，来估计作用于全部载波的传送路径特性。 

用上述任意一种方法估计出的传送路径特性设为： 

${\hat{h}}_{n,n}$

（n＝1，2，…，N）。 

该 是式1的矩阵H的对角元素h_n,n的估计值。 

这里，按照以下的式5来定义在对角元素中拥有 的对角矩阵。 

（式5） 

图4的FFT运算单元2通过将接收信号变换到频域来得到y_n（n＝1，2，…，N）。该y_n是接收信号的第n个载波，是表示式1的接收信号的矢量y的第n个元素。 

图4的校正单元3根据从传送路径估计单元1输出的信号，对从FFT运算单元2输出的信号的失真进行校正。具体而言，校正单元3用接收信号的第n个载波y_n,n除以作用于第n个载波的传送路径特性的估计值 该相除的计算结果根据式2而用以下的式6来表示。 

${\hat{x}}_n=\frac{h_{n,n}}{{\hat{h}}_{n,n}}{x}_n+\frac{\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,i}{x}_i}{{\hat{h}}_{n,n}}$ （式6） 

这里，假定从传送路径估计单元1输出的估计值正确。此时， 

${\hat{h}}_{n,n}=h_{n,n}$

成立，式6的右边第1项是发送信号的第n个载波所传送的信号，右边第2项是来自相邻载波的漏入所引起的误差成分。 

图4的漏入系数计算单元4执行与专利文献1记载的方法相同的计算。以下，对漏入系数计算单元4进行简单说明。 

图9是概略地示出漏入系数计算单元4的结构的框图。图9所示，漏入系数计算单元4具有：延迟单元31，其使得从传送路径估计单元1输出的信号延迟2个码元间隔；差分计算单元32，其针对每个载波，计算码元之间传送路径估计结果的差分；以及常数矩阵乘法单元33，其对差分计算单元的计算结果乘以常数矩阵。 

图9的差分计算单元32计算码元之间相同载波编号的信号的差分。例如，将作用于第m+1个码元的第n个载波的传送路径特性设为： 

${\hat{h}}_{n,n}^{m+1},$

将作用于第m-1个码元的第n个载波的传送路径特性设为： 

${\hat{h}}_{n,n}^{m-1},$

此时，差分计算结果为： 

$\mathrm{\Δ}{\hat{h}}_{n,n}={\hat{h}}_{n,n}^{m+1}-{\hat{h}}_{n,n}^{m-1}\text{.}$

这里，按照以下的式7来定义在对角成分中拥有差分计算结果的矩阵ΔH。 

（式7） 

图9的常数矩阵乘法单元33对式7定义的ΔH乘以用以下的式8表示的常数矩阵Ξ： 

（式8） 

${\mathrm{\ζ}}_n=-\frac{1}{2}-\frac{j}{2\tan (\mathrm{\πn}/N)}$

对式7的ΔH乘以式8的常数矩阵Ξ所得的结果如以下的式9所示。 

K=Ξ·ΔH 

（式9） 

式9的矩阵Ｋ的i行j列（i≠j）的元素 是式1的表示传送路径特性的矩阵H的i行j列（i≠j）的元素h_i，j的估计值。图4的漏入系数计算单元4计算并输出式9所表示的矩阵Ｋ。 

这里，图4的漏入系数计算单元4在仅考虑截止于相邻L载波的漏入成分的情况下，可将常数矩阵按照以下的式10那样进行简化来减少运算量： 

（式10） 

如上所述，为了求出漏入系数，需要乘以式9所示的矩阵，不过，该式9的运算意味着针对每个载波，对接收部中预先准备的固定值ζ_L（l＝－L～L）乘以 

（n＝1，2，…，N）， 

这与非专利文献1中的逆矩阵的运算相比，计算量非常少。 

图4的干扰成分估计单元5根据从校正单元3输出的信号和从漏入系数计算单元4输出的信号，估计各个载波中包含的干扰成分。这里，将式6所示的校正单元3的输出设为： 

$\hat{x}={[{\hat{x}}_1,{\hat{x}}_2,...,{\hat{x}}_N]}^T,$

此时，干扰成分估计单元5进行以下的式11这样的计算。 

（式11） 

式11中的矢量 

c=[c₁,c₂,…,c_N] 

的第n个元素用以下的式12表示。 

$c_n=\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n,i}{\hat{x}}_{\text{i}}$ （式12） 

式12所示的成分表示来自相邻载波的漏入成分的估计值的总和。 

图4的减法单元（0）8从式2表示的接收信号的第n个载波y_n减去式12表示的干扰成分估计结果c_n，由此得到以下的式13表示的信号。 

$y_n-c_n=h_{n,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,i}{x}_i-\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n,i}{\hat{x}}_i$ （式13） 

这里，当假定漏入系数的估计结果和接收信号的校正结果正确时，下式成立： 

$h_{n,i}={\hat{h}}_{n,i}$

$x_i={\hat{x}}_i$

此时，式13中的右边第2项与右边第3项相互抵消，其结果，载波间干扰成分被去除。 

为了对图4的相邻载波的干扰成分估计单元(1)6进行说明，利用式5和式9来定义以下的式14这样的矩阵。 

   (式14) 

式14的i行j列的元素是由式1定义的表示传送路径特性的矩阵H的i行j列的元素h_n,j的估计值。 

在图4的相邻载波的干扰成分估计单元(1)6中，首先定义将式14所示的矩阵 的i行i－1列置换为0后的矩阵、即以下的式15。 

   (式15) 

然后，对由校正单元3得到的矢量乘以该矩阵，得到以下的式16。 

    (式16) 

式16中的矢量的p＝[p₁,p₂,…,p_N]的第n+1个元素用以下的式17表示。 

$p_{n+1}=\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n+\mathrm{1,1}}{\hat{x}}_i$    (式17) 

图10所示，式17表示的成分是从第n个载波漏出到第n+1个载波的信号以外的干扰成分之和。 

图4的减法单元(1)9从式3表示的接收信号的第n+1个载波y_n+1减去式17表示的成分，由此得到以下的式18表示的信号。 

$y_{n+1}-p_{n+1}=h_{n+1,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1,i}{x}_i-\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n+1,i}{\hat{x}}_i$ （式18） 

这里，假定漏入系数的估计结果和接收信号的校正结果正确。此时，由于下式 

$h_{n,i}={\hat{h}}_{n,i}$

$x_i={\hat{x}}_i$

成立，因此式18中的右边第2项与右边第3项相互抵消，其结果，如图10所示，能够提取出从第n个载波漏出到第n+1个载波的信号成分LO₁。 

同样，在图4的相邻载波的干扰成分估计单元（2）7中，首先，定义将式14所示的矩阵 的i行i+1列置换为0后的矩阵，即以下的式19。 

（式19） 

然后，对校正单元3得到的矢量 乘以该矩阵，得到以下的式20。 

（式20） 

式20中的矢量的q=[q₁,q₂,…,q_N]的第n-1个元素用以下的式21表示。 

$q_{n-1}=\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n-1,i}{\hat{x}}_i$ （式21） 

图11所示，式21表示的成分是第n个载波漏出到第n-1个载波的信号成分LO₂以外的干扰成分之和。 

图4的减法单元（2）10从式4表示的接收信号的第n-1个载波减去式21表示的干扰成分的估计结果，由此得到以下的式22表示的信号。 

$y_{n-1}-q_{n-1}=h_{n-1,n}{x}_n+\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n-1,i}{x}_i-\underset{i=1,i\≠n}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{n-1,i}{\hat{x}}_i$ （式22） 

这里，假定漏入系数的估计结果和接收信号的校正结果正确。此时，由于下式 

$h_{n,i}={\hat{h}}_{n,i}$

$x_i={\hat{x}}_i$

成立，因此，式22中的第2项与第3项相互抵消，其结果，如图11所示，能够提取出从第n个载波漏出到第n-1个载波的信号。 

图4的合成单元11对从减法单元（0）8、减法单元（1）9和减法单元（2）10输出的信号进行合成。这里，假定从减法单元（0）8、减法单元（1）9和减法单元（2）10分别输出的信号为： 

h_n,nx_n，h_n+1,nx_n，h_n-1,nx_n

此时，这些信号的合成结果用以下的式23表示。 

${\tilde{x}}_n=\frac{1}{{\left|{\hat{h}}_{n,n}\right|}^2+{\left|{\hat{h}}_{n+1,n}\right|}^2+{\left|{\hat{h}}_{n-1,n}\right|}^2}({{\hat{h}}^{*}}_{n,n}\·h_{n,n}{x}_n+{{\hat{h}}^{*}}_{n+1,n}\·h_{n+1,n}{x}_n+{{\hat{h}}^{*}}_{n-1,n}\·h_{n-1,n}{x}_n)$

（式23） 

如式23所示，针对分别来自减法单元（0）8、减法单元（1）9和减法单元（2）10的输出，分别乘以传送路径特性的估计值和漏入系数的估计值的复数共轭： 

${{\hat{h}}^{*}}_{n,n},$ ${{\hat{h}}^{*}}_{n+1,n},$ ${{\hat{h}}^{*}}_{n-1,n}$

之后，为了进行归一化，除以下式： 

${\left|{\hat{h}}_{n,n}\right|}^2+{\left|{\hat{h}}_{n+1,n}\right|}^2+{\left|{\hat{h}}_{n-1,n}\right|}^2.$

如以上说明的那样，根据实施方式1的接收装置和接收方法，分别提取漏出到相邻载波的成分并进行合成，由此能够校正多普勒变动，并且能够提高接收灵敏度。此时，不需要像非专利文献1那样执行逆矩阵运算，因此，能够以较少的计算量来校正多普勒变动。 

实施方式2 

根据实施方式1的式11可知，当校正后的信号 的精度低时，载波间干扰的估计误差变大，其结果会导致无法充分抑制载波间干扰。在实施方式2中，对信号噪声功率比低的信号乘以小的加权系数，由此来减小载波间干扰的估计误差。 

图12是概略地示出实施方式2的接收装置的结构的框图。图12中，针对与图4（实施方式1）所示的结构相同或者对应的结构，标注相同的符号。图12所示的接收装置在具有加权单元12这一点上，与图4所示的接收装置不同。以下，以加权单 元12为中心进行说明。 

实施方式2中的发送信号的由各个载波传送的信号是经过多值数字调制后的复数信号。例如，将4比特发送信息与图13所示的16个信号点分别对应起来，由此对发送信息进行调制，接收装置接收对发送信号添加了噪声后的信号。例如，设发送了图14的信号点A。此时，从图12的校正单元3输出的信号的信号点因噪声的影响而成为图14的点B。一般而言，如图14所示，接收装置划分为以发送信号的各信号点为中心的格子状区域，检测从校正单元3输出的信号的信号点包含于哪个区域中，判定为在与该区域对应的信号点传送了发送信息。将该判定称为硬判定。 

在信号噪声功率比高的情况下，从校正单元3输出的信号的信号点存在于发送信号的信号点附近，随着信号噪声功率比变低，从校正单元3输出的信号的信号点远离发送信号的信号点。当信号噪声功率比非常低，从而超过区域的边界而进入相邻区域时，在发送比特的复原中产生错误。 

因此，在图12的加权单元12中，基于存在于边界附近的校正后的信号点的信号噪声功率比低且可靠性低这一考虑，来决定加权系数。具体而言，如图14所示，发送信号的信号点与从校正单元3输出的信号的信号点之间的距离L越大，设为越小的加权系数。 

在图15（a）和（b）中，示出了加权系数的决定方法的2个例子。在图15（a）中，示出了如下情况：当发送信号的信号点与从校正单元3输出的信号的信号点之间的距离超过预定的阈值L1时，逐渐减小加权系数。并且，在图15（b）中，示出了如下情况：当发送信号的信号点与从校正单元3输出的信号的信号点之间的距离超过预定的阈值L2时，将加权系数设为0。 

在图12的加权单元12中，对从校正单元3输出的信号乘以通过上述方法决定的加权系数。另外，也可以在对从校正单元3输出的信号进行了硬判定之后，乘以加权系数。 

如以上说明的那样，根据实施方式2的接收装置和接收方法，发送信号的信号点与从校正单元3输出的信号的信号点之间的距离越大，对从校正单元3输出的信号乘以越小的加权系数，由此使得载波间干扰的估计误差变小，其结果，具有能够更准确地校正多普勒变动的效果。 

实施方式3 

如实施方式2中也叙述的那样，根据实施方式1的式11可知，当校正后的信号 的精度低时，载波间干扰的估计误差变大，其结果，无法充分抑制载波间干扰。因此，在实施方式3的接收装置和接收方法中，通过对从合成单元11输出的信号进行反馈，来减小载波间干扰的估计误差。 

图16是概略地示出实施方式3的接收装置的结构的框图。图16中，针对与图4（实施方式1）所示的结构相同或者对应的结构，标注相同的符号。图16所示的接收装置在具有切换单元13这一点上，与图4所示的接收装置不同。以下，以切换单元13为中心进行说明。 

在实施方式3中，首先，如实施方式1中说明的那样，抑制接收信号中包含的载波间干扰，并从合成单元11输出其结果。此时，图16的切换单元13选择并输出从校正单元3输入的信号。在实施方式3中，对从合成单元11输出的信号进行反馈而输入到切换单元13。此时，切换单元13选择并输出从合成单元11输入的信号。然后，根据从合成单元11输出的信号，再次抑制载波间干扰，并从合成单元11输出其结果。 

如以上说明的那样，根据实施方式3的接收装置和接收方法，对从合成单元11输出的信号进行反馈来反复执行抑制载波间干扰的处理，由此，提高了式11中的 的精度，其结果，具有能够更准确地校正多普勒变动的效果。 

实施方式4 

在实施方式4中，对分集接收装置中的多普勒变动校正进行描述。这里，以双天线分集为例进行说明。 

图17是概略地示出实施方式4的接收装置的结构的框图。如图17所示，实施方式4的接收装置具有：分别对接收信号进行解调的解调单元21、22；对从解调单元21、22输出的信号进行合成的第1合成单元23；对从解调单元21、22输出的信号中包含的多普勒变动的影响进行校正的多普勒变动校正单元24、25；以及对从多普勒变动校正单元24、25输出的信号进行合成的第2合成单元26。 

图18是概略地示出图17的解调单元21、22的结构的框图。如图18所示，解调单元21、22各自具有FFT运算单元2和传送路径估计单元1。FFT运算单元2将接收信号变换到频域，传送路径估计单元1根据接收信号中包含的已知信号来估计传送路径特性。这些单元与实施方式1中的单元相同。 

图17的第1合成单元23根据由解调单元(1)2l和解调单元(2)22计算出的传送路径特性的估计结果，合成对接收信号实施FFT而得到的信号。一般而言，作为合成方法，公知的是选择合成、等增益合成、最大比合成。以下，对各个合成方法进行简单的说明。 

在图17中，设从解调单元(1)21输出的接收信号的FFT结果为a₁s+n₁、传送路径估计结果为a₁′、从解调单元(2)22输出的接收信号的FFT结果为a₂s+n₂、传送路径估计结果为a₂′。这里，s表示发送的信号点，a₁和a₂分别表示作用于发送信号s传送路径特性，n₁和n₂分别表示噪声。 

选择合成是对|a₁′|和|a₂′|进行比较并选择较大一方的信号来进行校正的合成方法。例如，在|a₁′|＞|a₂′|的情况下，输出以下的式24所示的信号： 

$\frac{{\left(a_1^{\′}\right)}^{*}}{{\left|a_1^{\′}\right|}^2}(a_{1}s+n_1)$ 式24 

在等增益合成的情况下，如以下的式25所示： 

$\frac{1}{2}\{\frac{{\left(a_1^{\′}\right)}^{*}}{{\left|a_1^{\′}\right|}^2}(a_{1}s+n_1)+\frac{{\left(a_2^{\′}\right)}^{*}}{{\left|a_2^{\′}\right|}^2}(a_{2}s+n_2)\}$ 式25 

在对从解调单元(1)2l和解调单元(2)22分别输出的信号进行校正之后，对各信号进行平均。 

在最大比合成的情况下，如以下的式26所示： 

$\frac{{\left(a_1^{\′}\right)}^{*}(a_{1}s+n_1)+{\left(a_2^{\′}\right)}^{*}(a_{2}s+n_2)}{{\left|a_1^{\′}\right|}^2+{\left|a_2^{\′}\right|}^2}$ 式26 

将从传送路径估计单元l输出的信号的复数共轭作为权重，乘到从解调单元(1)21和解调单元(2)22分别输出的信号上，并计算总和。 

在图17中，利用式24～式26中的任意一种合成方法合成后的信号被分别输入到多普勒变动校正单元(1)24和多普勒变动校正单元(2)25。图19是概略地示出多普勒变动校正单元(1)24和多普勒变动校正单元(2)25的结构的框图。图19的各个单元与实施方式l(图4)中对应的单元相同。分别输入到多普勒变动校正单元(1)24和多普勒变动校正单元(2)25的合成结果被用作实施方式l中说明的式11的 。 

图17的第2合成单元26对从多普勒变动校正单元(1)24和多普勒变动校正单 元（2）25各自包含的合成单元输出的信号进行合成并输出。这里，第2合成单元26的合成方法例如使用选择合成、等增益合成、最大比合成中的任意一种。 

如以上的说明的那样，根据实施方式4的接收装置和接收方法，在对从多个解调单元输出的信号进行合成之后，将其合成结果用作式11的 由此使得载波间干扰的估计误差变小，其结果，具有能够更准确地校正多普勒变动的影响的效果。 

实施方式5 

在实施方式5中，说明即使存在FFT窗位置的变动，也能够精度良好地进行多普勒变动校正的接收装置和接收方法。 

图20是概略地示出实施方式5的接收装置的结构的框图。在图20中，针对与实施方式1的说明中使用的图4的结构相同或者对应的结构，标注相同的符号。具体而言，图20中的结构1、2、3、5、6、7、8、9、10和11分别进行与图4中相同符号的结构相同的动作。实施方式5的接收装置具有被输入FFT窗位置信息和来自传送路径估计单元1的输出的第2漏入系数计算单元100来取代实施方式1中的漏入系数计算单元4，这一点与实施方式1的接收装置不同。 

接着，对实施方式5的接收装置的动作和接收方法进行详细说明。第2漏入系数计算单元100将传送路径估计单元1的输出（传送路径特性估计结果信号）和FFT窗位置信息作为输入，根据从外部输入的FFT窗位置信息，对因FFT窗位置变动产生的传送路径估计单元1的输出信号中的相位变动进行校正，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号。 

图21是概略地示出图20所示的第2漏入系数计算单元100的结构的一例的框图。如图21所示，第2漏入系数计算单元100具有：延迟单元（1）101a，其使传送路径估计单元1的输出延迟1码元区间而输出；以及延迟单元（2）101b，其使延迟单元（1）101a的输出进一步延迟1码元区间而输出。并且，第2漏入系数计算单元100具有相位校正单元（1）102a、相位校正单元（2）102b、差分计算单元32、以及常数矩阵乘法单元33。差分计算单元32和常数矩阵乘法单元33与实施方式1（图9）中说明的单元相同。 

延迟单元（1）101a使传送路径估计单元1的输出延迟1码元区间而输出，延迟单元（2）101b使延迟单元（1）101a的输出进一步延迟1码元区间而输出。相位校正单元（1）102a根据输入的FFT窗位置信息，对传送路径估计单元1的输出施加相 位旋转而输出。FFT窗位置信息是来自外部的输入信号，表示FFT运算单元2中的FFT窗位置相对于基准位置的偏差、或者相对于前一码元的偏差量。相位校正单元（1）102a对传送路径估计单元1的输出施加与因FFT窗位置的偏差产生的传送路径估计单元1的输出的相位旋转相反的相位旋转。由此，相位校正单元（1）102a的输出成为排除了FFT窗位置偏差的影响的信号。同样，相位校正单元（2）102b根据与延迟单元（2）101b的输出对应的FFT窗位置信息，对相位校正单元（2）102b的输出进行相位校正。由相位校正单元（1）102a和相位校正单元（2）102b分别进行相位校正后的信号被差分计算单元32和常数矩阵乘法单元33变换为漏入系数而输出。 

另外，第2漏入系数计算单元100只要构成为根据对FFT窗的移动所引起的相位旋转进行校正的信号来计算漏入系数即可，不限于图21的结构。例如，在图21中，传送路径估计单元1的输出被直接输入到延迟单元（1）101a，不过，也可以构成为：将相位校正单元（未图示）对传送路径估计单元1的输出进行校正后的信号输入到延迟单元（1）101a。在该情况下，可以省略相位校正单元（1）102a和相位校正单元（2）102b。 

并且，第2漏入系数计算单元100可以构成为具有3个以上的延迟单元，使用3码元以上的传送路径特性估计结果信号来计算漏入系数，在该情况下，也是只要对各个传送路径特性估计结果信号进行相位校正即可。并且，也可以构成为，将延迟单元的数量设1个，使用1码元的传送路径特性估计结果信号来计算漏入系数。因此，第2漏入系数计算单元100可由以下部分构成：至少1个延迟单元，其使传送路径估计单元1的输出延迟1码元区间而输出；至少1个相位校正单元，其对传送路径估计单元1的输出施加相位旋转，该相位旋转与因作为FFT窗位置信息得到的FFT窗位置相对于基准位置的偏差、或者相对于前一码元的偏差而产生的传送路径估计单元1的输出的相位旋转相反；差分计算单元32，其计算相位校正单元进行相位校正后的传送路径特性估计结果信号与由延迟单元以码元单位进行了延迟且由相位校正单元进行了相位校正后的传送路径特性估计结果信号之间的差分；以及常数矩阵乘法单元33，其对差分计算单元32的输出乘以常数矩阵。 

如以上说明的那样，根据实施方式5的接收装置和接收方法，构成为：在从外部变更了FFT运算時的FFT窗位置的情况下，根据对由FFT窗位置的变化引起的相位旋转进行校正后的信号，来计算漏入系数，因此，能够在不受FFT窗位置影响的情 况下，对多普勒变动进行补偿，能够提高移动接收性能。 

实施方式6 

在上述实施方式5中，示出了FFT窗位置信息已知、且从外部输入该FFT窗位置信息时的结构，而在实施方式6中，说明在FFT窗位置信息不是已知的情况下，也能够精度良好地进行多普勒变动校正的接收装置和接收方法。 

图22是概略地示出实施方式6的接收装置的结构的框图。在图22中，对与实施方式5的说明中使用的图20的结构相同或者对应的结构，标注相同的符号。具体而言，图22中的结构1、2、3、5、6、7、8、9、10、11和100进行与图20中相同符号的结构相同的动作。实施方式6的接收装置具有FFT窗位置检测单元103，由该FFT窗位置检测单元103检测出的FFT窗位置信息被输入到第2漏入系数计算单元100，这一点与实施方式5的接收装置不同。 

接着，对实施方式6的接收装置的动作和接收方法进行详细说明。FFT窗位置检测单元103根据传送路径估计单元1的输出（传送路径特性估计结果信号），生成FFT窗位置信息，并输出到第2漏入系数计算单元100。 

图23是概略地示出图22所示的FFT窗位置检测单元103的结构的一例的框图。如图23所示，FFT窗位置检测单元103具有逆傅立叶变换单元104、电平计算单元105、以及FFT窗位置判定单元106。 

逆傅立叶变换单元104以预定的点数（数据数）对传送路径估计单元1的输出进行逆傅立叶变换而输出。逆傅立叶变换单元104的输出被输入到电平计算单元105。电平计算单元105计算并输出作为逆傅立叶变换单元104的输出的复数信号的绝对值的平方值、或者复数信号的绝对值。此时，电平计算单元105的输出表示传送路径的延迟分布或者遵从于此的信号。FFT窗位置判定单元106根据作为基准的逆傅立叶变换的点编号（以下也称为“索引（index）”）与给出电平计算单元105的输出的最大值的逆傅立叶变换的索引之间的差分，来判定FFT窗位置，作为FFT窗位置信息进行输出。 

另外，作为电平计算单元105的输出而得到的延迟分布信息的码元之间的差分表示FFT窗位置的变化，因此，不是必须检测电平计算单元105的输出的最大值与基准值之间的差分。例如，也可以检测给出电平计算单元105的输出的最大值的逆傅立叶变换的索引的变化，作为FFT窗位置信息。此外，也可以不根据电平计算单元105 的输出的最大值，而根据上次检测出的电平计算单元105的输出信号与新检测出的电平计算单元105的输出信号之间的差异，来检测FFT窗位置。 

如以上说明的那样，根据实施方式6的接收装置和接收方法，构成为：即使从外部变更了FFT运算時的FFT窗位置，也能够根据对因FFT窗位置的变化引起的相位旋转进行校正后的信号来计算漏入系数，因此，能够在不受FFT窗位置影响的情况下对多普勒变动进行补偿，能够提高移动接收性能。 

【符号说明】 

1传送路径估计单元；2FFT运算单元；3校正单元；4漏入系数计算单元；5干扰成分估计单元；6相邻载波干扰成分估计单元（1）；7相邻载波干扰成分估计单元（2）；8减法单元（0）；9减法单元（1）；10减法单元（2）；11合成单元；12加权单元；13切换单元；21解调单元（1）；22解调单元（2）；23第1合成单元；24多普勒变动校正单元（1）；25多普勒变动校正单元（2）；26第2合成单元；31延迟单元；32差分计算单元；33常数矩阵乘法单元；100第2漏入系数计算单元；101a延迟单元（1）；101b延迟单元（2）；102a相位校正单元（1）；102b相位校正单元（2）；103FFT窗位置检测单元；104逆傅立叶变换单元；105电平计算单元；106FFT窗位置判定单元。 

Claims (9)

1.一种接收装置，其接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收装置具有：

传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；

FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；

校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；

漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；

信号成分估计单元，其包括第1相邻载波干扰成分估计单元、第2相邻载波干扰成分估计单元、第2减法单元以及第3减法单元，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计单元和所述第2相邻载波干扰成分估计单元根据从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述第2减法单元以及所述第3减法单元输出的信号成分进行合成。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

该接收装置具有加权单元，该加权单元根据从所述校正单元输出的各个载波的所述校正后的频域信号，决定各个载波的加权系数，对所述校正后的频域信号乘以该加权系数。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

该接收装置具有切换单元，该切换单元被输入从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号和从所述合成单元输出的信号，向所述干扰成分估计单元、所述第1相邻载波干扰成分估计单元以及所述第2相邻载波干扰成分估计单元选择性地输出从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号和从所述合成单元输出的信号中的任意一方。

4.一种接收装置，其通过多个天线接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收装置具有：

多个解调单元，其与所述多个天线分别对应；

多个多普勒变动校正单元，其与所述多个解调单元分别对应；

第1合成单元，其对从所述多个解调单元输出的信号进行合成；以及

第2合成单元，其对从所述多个多普勒变动校正单元输出的信号进行合成，

所述多个解调单元各自包含：

传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；以及

FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号，

所述第1合成单元根据从所述多个解调单元各自包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号进行合成，

所述多个多普勒变动校正单元各自包含：

漏入系数计算单元，其根据从所述多个解调单元内的对应的解调单元中包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述第1合成单元输出的信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法单元，其从由对应的解调单元中包含的所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分的信号，由此得到待解调的载波中包含的期望的信号成分；

信号成分估计单元，其包括第1相邻载波干扰成分估计单元、第2相邻载波干扰成分估计单元、第2减法单元以及第3减法单元，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计单元和所述第2相邻载波干扰成分估计单元根据从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

第3合成单元，其对从所述第1减法单元输出的信号与从所述第2减法单元以及所述第3减法单元输出的信号进行合成，

所述第2合成单元根据从所述多个解调单元各自包含的所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述多个多普勒变动校正单元中包含的所述第3合成单元输出的信号进行合成并输出。

5.一种接收方法，接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收方法具有以下步骤：

传送路径估计步骤，根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；

FFT运算步骤，将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；

校正步骤，根据在所述传送路径估计步骤中输出的所述传送路径特性估计结果信号，对在所述FFT运算步骤中生成的所述频域信号的失真进行校正；

漏入系数计算步骤，根据在所述传送路径估计步骤中生成的所述传送路径特性估计结果信号，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计步骤，根据在所述漏入系数计算步骤中生成的表示所述漏入系数的信号和在所述校正步骤中生成的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法步骤，从在所述FFT运算步骤中生成的所述频域信号中减去在所述干扰成分估计步骤中估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；

信号成分估计步骤，包括第1相邻载波干扰成分估计步骤、第2相邻载波干扰成分估计步骤、第2减法步骤以及第3减法步骤，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计步骤和所述第2相邻载波干扰成分估计步骤根据从所述校正步骤输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计步骤输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算步骤输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法步骤从由所述FFT运算步骤输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法步骤从由所述FFT运算步骤输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

合成步骤，对在所述第1减法步骤中生成的所述第1信号成分与在所述第2减法步骤以及所述第3减法步骤中生成的信号成分进行合成。

6.一种接收方法，通过多个天线接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收方法具有以下步骤：

解调步骤，生成与所述多个天线分别对应的多个解调信号；

多普勒变动校正步骤，进行与所述多个解调信号对应的多普勒变动校正；

第1合成步骤，对在所述解调步骤中生成的多个解调信号进行合成；以及

第2合成步骤，对在所述多普勒变动校正步骤中生成的信号进行合成，

所述解调步骤包含以下步骤：

传送路径估计步骤，根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；以及

FFT运算步骤，将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号，

所述第1合成步骤包含如下步骤：根据在所述传送路径估计步骤中生成的信号，对在所述FFT运算步骤中生成的所述频域信号进行合成，

所述多普勒变动校正步骤包含以下步骤：

漏入系数计算步骤，根据在所述传送路径估计步骤中生成的信号，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计步骤，根据在所述漏入系数计算步骤中生成的表示所述漏入系数的信号和从所述第1合成步骤输出的信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法步骤，从在所述FFT运算步骤中生成的所述频域信号中减去在所述干扰成分估计步骤中估计出的干扰成分的信号，由此得到待解调的载波中包含的期望的信号成分；

信号成分估计步骤，包括第1相邻载波干扰成分估计步骤、第2相邻载波干扰成分估计步骤、第2减法步骤以及第3减法步骤，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计步骤和所述第2相邻载波干扰成分估计步骤根据从所述校正步骤输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计步骤输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算步骤输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法步骤从由所述FFT运算步骤输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法步骤从由所述FFT运算步骤输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

第3合成步骤，对从所述第1减法步骤和所述第2减法步骤以及所述第3减法步骤输出的信号进行合成，

所述第2合成步骤包含如下步骤：根据在所述传送路径估计步骤中生成的所述传送路径特性估计结果信号，对在所述第3合成步骤中生成的信号进行合成并输出。

7.一种接收装置，其接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收装置具有：

传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；

FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；

校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；

第2漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及所述FFT运算单元中的FFT窗位置信息，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计单元，其根据从所述第2漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；

信号成分估计单元，其包括第1相邻载波干扰成分估计单元、第2相邻载波干扰成分估计单元、第2减法单元以及第3减法单元，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计单元和所述第2相邻载波干扰成分估计单元根据从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述第2减法单元以及所述第3减法单元输出的信号成分进行合成。

8.一种接收装置，其接收如下信号：针对对发送数据的传送中使用的多个载波进行频率复用而得到的信号在时间轴上以预定的间隔插入已知信号而得到的信号、或者对发送数据的传送中使用的载波内的多个预定载波分配已知的导频载波进行频率复用而得到的信号，其特征在于，

该接收装置具有：

传送路径估计单元，其根据接收信号中包含的所述已知信号或者所述导频载波来估计传送路径特性，输出传送路径特性估计结果信号；

FFT运算单元，其将所述接收信号变换到频域，输出该频域的频域信号；

校正单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，对从所述FFT运算单元输出的所述频域信号的失真进行校正；

FFT窗位置检测单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号，检测所述FFT运算单元中的FFT窗位置，作为FFT窗位置信息进行输出；

第2漏入系数计算单元，其根据从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及所述FFT窗位置信息，计算载波间干扰的漏入系数，输出表示该漏入系数的信号；

干扰成分估计单元，其根据从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号和从所述校正单元输出的校正后的频域信号，估计待解调的载波中包含的干扰成分；

第1减法单元，其从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去由所述干扰成分估计单元估计出的干扰成分，由此得到待解调的载波中包含的期望的第1信号成分；

信号成分估计单元，其包括第1相邻载波干扰成分估计单元、第2相邻载波干扰成分估计单元、第2减法单元以及第3减法单元，

其中，所述第1相邻载波干扰成分估计单元和所述第2相邻载波干扰成分估计单元根据从所述校正单元输出的所述校正后的频域信号、从所述传送路径估计单元输出的所述传送路径特性估计结果信号以及从所述漏入系数计算单元输出的表示所述漏入系数的信号，分别估计漏出到右侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分以及漏出到左侧相邻的载波的信号成分以外的干扰成分，所述第2减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的左侧漏入的信号成分以外的干扰成分，所述第3减法单元从由所述FFT运算单元输出的所述频域信号中减去从接收信号的各载波的右侧漏入的信号成分以外的干扰成分；以及

合成单元，其对从所述第1减法单元输出的所述第1信号成分与从所述第2减法单元以及所述第3减法单元输出的信号成分进行合成。

9.根据权利要求7或8所述的接收装置，其特征在于，

所述第2漏入系数计算单元具有：

至少1个延迟单元，其使所述传送路径估计单元的输出延迟1码元区间而输出；

至少1个相位校正单元，其对所述传送路径估计单元的输出施加相位旋转，该相位旋转与由于根据所述FFT窗位置信息而得到的FFT窗位置相对于基准位置的偏差或者与前一码元的偏差而产生的、所述传送路径估计单元的输出的相位旋转相反；

差分计算单元，其计算由所述相位校正单元进行相位校正后的所述传送路径特性估计结果信号与由所述延迟单元以码元单位进行了延迟且由所述相位校正单元进行了相位校正后的所述传送路径特性估计结果信号之间的差分；以及

常数矩阵乘法单元，其对所述差分计算单元的输出乘以常数矩阵。