JPWO2011067907A1

JPWO2011067907A1 - 受信装置及び受信方法

Info

Publication number: JPWO2011067907A1
Application number: JP2011544186A
Authority: JP
Inventors: 大介新保; 井戸　純; 純井戸
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-12-04
Filing date: 2010-11-26
Publication date: 2013-04-18
Anticipated expiration: 2030-11-26
Also published as: WO2011067907A1; EP2509240B1; EP2509240A1; EP2509240A4; CN102648591B; JP5047391B2; CN102648591A

Abstract

少ない計算量でドップラー変動補正を行うとともに、隣接キャリアに漏れ出した成分を合成することで受信感度を向上させるデジタル信号の受信装置であって、伝送路推定手段（１）と、ＦＦＴ演算手段（２）と、周波数領域の信号の歪を補正する補正手段（３）と、漏れ込み係数を計算する漏込係数計算手段（４）と、漏れ込み係数を示す信号と補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段（５）と、周波数領域の信号から干渉成分を減算する減算手段（８）と、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する干渉成分推定手段（６，７）と、周波数領域の信号から干渉成分推定手段（６，７）で推定された干渉成分を減算する減算手段（９，１０）と、減算手段（８）の出力と減算手段（９，１０）の出力を合成する合成手段（１１）とを有する。

Description

本発明は、ドップラー変動補正に関するものである。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式は、直交する複数の狭帯域キャリアに信号を乗せて情報を伝送する方式であり、周波数利用効率が高く、複数の反射波を受信するマルチパス環境で良好な受信性能を示すことから、デジタル無線通信や地上デジタル放送等、多くの通信システムで利用されている。

しかし、ＯＦＤＭ信号を移動体で受信する場合、伝送路特性が時間とともに変化することによりキャリア間の直交性が崩れ、キャリア間干渉が生じるという問題がある。このキャリア間干渉について、図１（ａ）及び（ｂ）を用いて説明する。伝送路特性が時間に依存せず一定の場合には、図１（ａ）に示すように、各キャリアの信号は、キャリア間隔毎に振幅０で交差するため、あるキャリアは隣接キャリアに影響を及ぼさない。一方、伝送路特性が時間とともに変化する場合には、ドップラーシフト（ドップラー変動）の影響により、図１（ｂ）に示すように、各キャリアの周波数がドップラー周波数（図１（ｂ）のＤＳ）だけシフトし、その結果、各キャリアの信号が隣接キャリアに干渉（図１（ｂ）のＣＩ）してしまう。

ＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉を抑圧する方法が、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載のキャリア間干渉除去法では、まず、受信信号に含まれる既知信号から伝送路特性を推定し、この伝送路特性の推定結果をもとに受信信号を補正する。また、伝送路推定結果の時間変動量をもとにキャリア間干渉の漏れ込み係数を計算する。そして、上記の受信信号の補正結果と漏れ込み係数の計算結果をもとに、キャリア間干渉成分を推定し、キャリア間干渉成分の推定結果を受信信号から減算することで、キャリア間干渉を抑圧する。

また、ＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉を抑圧する他の方法が、例えば、非特許文献１に記載されている。非特許文献１に記載のキャリア間干渉抑圧法では、受信信号を周波数領域に変換した後、キャリア毎に隣接キャリアに重み付けして総和を計算することで、各キャリアに含まれる干渉成分を抑圧する。この重み付け係数は、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）アルゴリズムにより計算される。この方法は、キャリア間干渉を抑圧するだけではなく、図２に示すように、隣接キャリアに漏れ出た信号（図２におけるＬＯ）を合成する効果があるため、特許文献１に記載の方法より、受信感度が向上すると考えられる。

国際公開第２００７／０４６５０３号（第３５頁、図１）

中山充、藤井雅弘、伊丹誠、伊藤紘二著、「ＯＦＤＭ移動受信におけるＭＭＳＥ型ＩＣＩキャンセルに関する一検討」、映像情報メディア学会誌、Ｖｏｌ．５８、Ｎｏ．１、ｐｐ．８３−９０（第８７頁）、２００４年

特許文献１に記載のキャリア間干渉除去法は、図３に示すように、隣接キャリアからの漏れ込み成分（図３のＬＩ）を除去する方法であるが、同時に、隣接キャリアに漏れ出た成分（図３のＬＯ）も除去してしまうため、受信感度が低いという問題がある。

それに対して、非特許文献１に記載のキャリア間干渉抑圧法は、図２に示すように、隣接キャリアに漏れ出た成分（図２におけるＬＯ）を合成するため、特許文献１に比べて受信感度がよい。しかし、このキャリア間干渉抑圧法は、ＭＭＳＥアルゴリズムで重み付け係数を計算する際、キャリア毎に行数１１且つ列数１１の行列の逆行列を計算する必要があるため、計算量が多いという問題がある。

そこで、本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、少ない計算量でドップラー変動を補正するとともに、受信感度を向上させることができる受信装置及び受信方法を提供することにある。

本発明の一形態に係る受信装置は、送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置であって、受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算手段と、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段とを有することを特徴としている。

本発明の他の形態に係る受信装置は、送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を複数のアンテナで受信する受信装置であって、前記複数のアンテナに各々対応する複数の復調手段と、前記複数の復調手段に各々対応する複数のドップラー変動補正手段と、前記複数の復調手段から出力される信号を合成する第１の合成手段と、前記複数のドップラー変動補正手段から出力される信号を合成する第２の合成手段と有し、前記複数の復調手段の各々は、受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段とを含み、前記第１の合成手段は、前記複数の復調手段の各々に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号を合成し、前記複数のドップラー変動補正手段の各々は、前記複数の復調手段の内の、対応する復調手段に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算手段と、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記第１の合成手段から出力される信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、対応する復調手段に含まれる前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分の信号を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の信号成分を得る減算手段と、対応する復調手段に含まれる前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記第１の合成手段から出力される信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の信号成分を推定する信号成分推定手段と、前記減算手段から出力される信号と前記信号成分推定手段から出力される信号を合成する第３の合成手段とを含み、前記第２の合成手段は、前記複数の復調手段の各々に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記複数のドップラー変動補正手段に含まれる前記第３の合成手段から出力される信号を合成して出力することを特徴としている。

本発明の他の形態に係る受信装置は、送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置であって、受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号及び前記ＦＦＴ演算手段におけるＦＦＴ窓位置情報をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する第２の漏込係数計算手段と、前記第２の漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記第２の漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段とを有することを特徴としている。

本発明の他の形態に係る受信装置は、送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置であって、受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段におけるＦＦＴ窓位置を検出し、ＦＦＴ窓位置情報として出力するＦＦＴ窓位置検出手段と、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号及び前記ＦＦＴ窓位置情報をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する第２の漏込係数計算手段と、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段とを有することを特徴としている。

本発明の一態様に係る受信装置及び受信方法によれば、復調するキャリア、及び復調するキャリア以外の複数キャリアに含まれる所望の信号を少ない計算量で推定し、これらを合成することで、ドップラー変動を補正するとともに、受信感度を向上させることができるという効果がある。

また、本発明の他の態様に係る受信装置及び受信方法によれば、復調に必要となるＦＦＴ演算におけるＦＦＴ窓位置が変化した場合であっても、復調するキャリア、及び復調するキャリア以外の複数キャリアに含まれる所望の信号を少ない計算量で推定し、これらを合成することで、ドップラー変動を補正するとともに、受信感度を向上させることができるという効果がある。

（ａ）及び（ｂ）は、キャリア間干渉に関する説明図である。非特許文献１における隣接キャリアに漏れ出した信号の合成に関する説明図である。特許文献１におけるキャリア間干渉の除去に関する説明図である。実施の形態１に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態１における送信信号の構成図である。実施の形態１におけるＰＮ系列の相関特性を用いた遅延プロファイル推定に関する模式図である。実施の形態１における送信信号の構成図である。（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１における補間処理に関する説明図である。実施の形態１における漏込係数計算手段の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態１における右隣のキャリアに漏れ出た信号成分の図である。実施の形態１における左隣のキャリアに漏れ出た信号成分の図である。実施の形態２に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態２における送信信号の信号点配置を示す図である。実施の形態２における送受信の信号点を示す図である。（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態２における重み付け係数の決定方法に関する図である。実施の形態３に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態４に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態４における復調手段の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態４におけるドップラー変動補正手段の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態５における復調手段の構成を概略的に示すブロック図である。図２０に示される第２の漏込係数計算手段の構成の一例を概略的に示すブロック図である。実施の形態６における復調手段の構成を概略的に示すブロック図である。図２２に示されるＦＦＴ窓位置検出手段の構成の一例を概略的に示すブロック図である。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る受信装置及び受信方法の概要を説明するために、受信信号の各キャリアの信号を、以下の式１（個々の式は、式１−１、式１−２、式１−３、式１−４とする。）で表現する。

ここで、ｙ_ｎは、受信信号のｎ番目のキャリアを示し、ｘ_ｎは、送信信号のｎ番目のキャリアを示し、Ｈは、伝送路を表す行列であって、ｉ行ｊ列（ｉ≠ｊ）の要素を含み、ｈ_ｉ，ｊは、ｊ番目のキャリアからｉ番目のキャリアへの漏れ込み係数を示し、対角要素ｈ_ｉ，ｉは、ｉ番目のキャリアに作用する伝送路特性を示す。ここで、
ｎ＝１，２，…，Ｎ
ｉ＝１，２，…，Ｎ
ｊ＝１，２，…，Ｎ
である。

式１より、受信信号のｎ番目のサブキャリアｙ_ｎは、以下の式２のように表される。

式２において、右辺第１項はｎ番目のキャリアで伝送された信号成分、右辺第２項は隣接キャリアからの干渉成分である。

また、式１より、受信信号のｎ＋１番目のキャリアｙ_ｎ＋１は、以下の式３のように表される。

式３において、右辺第１項は、ｎ番目のキャリアで伝送された信号がｎ＋１番目のキャリアに漏れ出た信号成分であり、右辺第２項は、それ以外の干渉成分である。

同様にして、受信信号のｎ−１番目のキャリアｙ_ｎ−１は、以下の式４のように表される。

式４において、右辺第１項は、ｎ番目のキャリアで伝送された信号ｘ_ｎが、ｎ−１番目のキャリアに漏れ出た信号成分であり、右辺第２項は、それ以外の干渉成分である。

特許文献１に記載のキャリア間干渉除去法は、受信信号から式２の右辺第２項で表される干渉成分を推定し、推定された干渉成分を除去することで、隣接キャリアからの漏れ込み成分を除去している。それに対して、実施の形態１に係る受信装置及び受信方法では、受信信号から式２の右辺第２項と、式３の右辺第２項、式４の右辺第２項を個々に推定し、推定された干渉成分を除去した後、干渉成分を除去された信号成分を合成することを特徴とする。

図４は、実施の形態１に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図４に示されるように、実施の形態１に係る受信装置は、受信信号に含まれる既知信号から伝送路特性を推定する伝送路推定手段１と、受信信号を周波数領域に変換するＦＦＴ演算手段２と、受信信号の歪を補正する補正手段３と、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算する漏込係数計算手段４と、各キャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段５と、右隣のキャリアに漏れ出した信号成分以外の干渉成分を推定する隣接キャリアの干渉成分推定手段（１）６と、左隣のキャリアに漏れ出した信号成分以外の干渉成分を推定する隣接キャリアの干渉成分推定手段（２）７とを有している。隣接キャリアの干渉成分推定手段（１）６及び隣接キャリアの干渉成分推定手段（２）７は、伝送路推定手段１、漏込係数計算手段４、補正手段３から出力される信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアにおいて、復調するキャリアで伝送された信号成分以外の不要な成分を推定する不要成分推定手段として機能する。また、実施の形態１に係る受信装置は、受信信号の各キャリアから干渉成分を減算する減算手段（０）８と、受信信号の各キャリアの左隣から漏れ込んでくる信号成分以外の干渉成分を減算する減算手段（１）９と、受信信号の各キャリアの右隣から漏れ込んでくる信号成分以外の干渉成分を減算する減算手段（２）１０と、減算手段（０）８、減算手段（１）９、及び減算手段（２）１０から出力される信号を合成する合成手段１１とを有している。また、不要成分推定手段と、ＦＦＴ演算手段２ら出力される信号から、不要成分推定手段から出力される信号を減算する第２の減算手段（減算手段（１）９及び減算手段（２）１０）とは、ＦＦＴ演算手段２から出力される周波数領域の信号、伝送路推定手段１から出力される伝送路特性推定結果信号、漏込係数計算手段４から出力される漏れ込み係数を示す信号、及び補正手段３から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の信号成分を推定する信号成分推定手段として機能する。

実施の形態１においては、送信データから生成された有効シンボルＳ_０の前にＰＮ系列（疑似ランダム系列）を付加した伝送シンボルＳ_１を伝送単位とする信号を受信する場合（図５、図６）、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号を受信する場合（図７、図８（ａ）及び（ｂ））を説明する。

図４の伝送路推定手段１は、既知信号をもとに伝送路特性を推定する。この既知信号がＰＮ系列かパイロットキャリアかによって、伝送路特性の推定方法が異なる。以降、各々の場合の推定方法を説明する。

まず、ＰＮ系列をもとに伝送路特性を推定する方法を説明する。一般に、ＰＮ系列は鋭い相関特性を持つことが知られている。伝送路推定手段１は、まず、受信信号と、受信部で（図示しない記憶手段に）あらかじめ用意しておいた既定のＰＮ系列との相関を計算する。図６に、２波モデル伝送路の場合の相関演算結果を示す。図６に示すように、主波に含まれるＰＮ系列と、受信部で用意しておいたＰＮ系列が一致したときに主波に応じた相関ピークが出力され、遅延波に含まれるＰＮ系列と、受信部で用意しておいたＰＮ系列が一致したときに遅延波に応じた相関ピークが出力される。これらの相関ピークは、それぞれ主波、及び遅延波の振幅と位相を示す複素数値である。伝送路推定手段１は、この相関結果を周波数領域に変換することで、各キャリアに作用する伝送路特性の推定結果を得る。

次に、パイロットキャリアをもとに伝送路特性を推定する方法を説明する。伝送路推定手段１は、まず、受信信号を周波数領域に変換してパイロットキャリアを抽出し、受信部で（図示しない記憶手段に）あらかじめ用意しておいたパイロットキャリアと比較することで、パイロットキャリアに作用する伝送路特性を推定する。そして、図８（ａ）及び（ｂ）に示すように、パイロットキャリアに作用する伝送路特性をシンボル方向、及びキャリア方向に補間することで全キャリアに作用する伝送路特性を推定する。

上記のいずれかの方法で推定した伝送路特性を、

（ｎ＝１，２，…，Ｎ）とする。この

は、式１の行列Ｈの対角要素ｈ_ｎ，ｎの推定値となる。ここで、

を対角成分にもつ対角行列を、以下の式５のように定義する。

図４のＦＦＴ演算手段２は、受信信号を周波数領域に変換することで、ｙ_ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を得る。このｙ_ｎは、受信信号のｎ番目のキャリアであり、式１の受信信号を表すベクトルｙのｎ番目の要素である。

図４の補正手段３は、伝送路推定手段１から出力される信号をもとに、ＦＦＴ演算手段２から出力される信号の歪を補正する。具体的には、補正手段３は、受信信号のｎ番目のキャリアｙ_ｎ，ｎを、ｎ番目のキャリアに作用する伝送路特性の推定値

で除する。この除算の計算結果は、式２より、以下の式６で表される。

ここで、伝送路推定手段１から出力される推定値が正しいと仮定する。このとき、

となり、式６の右辺第１項は、送信信号のｎ番目のキャリアで伝送される信号、右辺第２項は、隣接キャリアからの漏れ込みによる誤差成分である。

図４の漏込係数計算手段４は、特許文献１に記載の方法と同様の計算を実行する。以下に、漏込係数計算手段４を簡単に説明をする。

図９は、漏込係数計算手段４の構成を概略的に示すブロック図である。図９に示されるように、漏込係数計算手段４は、伝送路推定手段１から出力される信号を２シンボル間隔だけ遅延させる遅延手段３１と、キャリア毎にシンボル間で伝送路推定結果の差分を計算する差分計算手段３２と、差分計算手段の計算結果に対して定数行列を乗算する定数行列乗算手段３３とを有している。

図９の差分計算手段３２は、シンボル間で同じキャリア番号の信号の差分を計算する。例えば、ｍ＋１番目のシンボルのｎ番目のキャリアに作用する伝送路特性を

とし、ｍ−１番目のシンボルのｎ番目のキャリアに作用する伝送路特性を

とすると、差分計算結果は

となる。ここで、差分計算結果を対角成分にもつ行列ΔＨを、以下の式７のように定義する。

図９の定数行列乗算手段３３は、式７で定義されるΔＨに対して以下の式８

で表される定数行列

を乗算する。

式７のΔＨに、式８の定数行列

を乗算した結果を、以下の式９のように表す。

式９の行列Ｋのｉ行ｊ列（ｉ≠ｊ）の要素

は、式１の伝送路特性を表す行列Ｈのｉ行ｊ列（ｉ≠ｊ）の要素ｈ_ｉ，ｊの推定値となる。図４の漏込係数計算手段４は、式９で表される行列Ｋを計算し出力する。

ここで、図４の漏込係数計算手段４が隣接Ｌキャリアまでの漏れ込み成分のみを考慮する場合、定数行列を以下の式１０

のように簡素化でき、演算量を減らすことができる。

上記で述べたように、漏れ込み係数を求めるためには、式９に示した行列の乗算を行う必要があるが、この式９の演算は、受信部であらかじめ用意しておいた固定値ζ_Ｌ（ｌ＝−Ｌ〜Ｌ）に対して、キャリア毎に

（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を乗算することを意味しており、非特許文献１における逆行列の演算に比べると、計算量は非常に少ない。

図４の干渉成分推定手段５は、補正手段３から出力される信号と漏込係数計算手段４から出力される信号をもとに、各キャリアに含まれる干渉成分を推定する。ここで、式６で示した補正手段３の出力を

とおくと、干渉成分推定手段５は、以下の式１１のような計算を行う。

式１１におけるベクトルの

のｎ番目の要素は、以下の式１２で表される。

式１２で表される成分は、隣接キャリアからの漏れ込み成分の推定値の総和を示す。

図４の減算手段（０）８は、式２で表される受信信号のｎ番目のキャリアｙ_ｎから、式１２で表される干渉成分推定結果ｃ_ｎを減算することで、以下の式１３で表される信号を得る。

ここで、漏れ込み係数の推定結果と受信信号の補正結果が正しいと仮定すると

となる。このとき、式１３における右辺第２項と右辺第３項が打ち消し合い、その結果、キャリア間干渉成分が除去される。

図４の隣接キャリアの干渉成分推定手段５について説明するために、式５と式９より、以下の式１４のような行列を定義する。

式１４のｉ行ｊ列の要素

は、式１で定義した伝送路特性を表す行列Ｈのｉ行ｊ列の要素ｈ_ｎ，ｊの推定値である。

図４の隣接キャリアの干渉成分推定手段（１）６では、まず式１４に示す行列

のｉ行ｉ−１列を０に置き換えた行列である、以下の式１５を定義する。

そして、この行列を、補正手段３で得られるベクトル

に乗算して、以下の式１６を得る。

式１６におけるベクトルの

のｎ＋１番目の要素は、以下の式１７で表される。

式１７で表される成分は、図１０に示すように、ｎ番目のキャリアからｎ＋１番目のキャリアに漏れ出た信号以外の干渉成分の和である。

図４の減算手段（１）９は、式３で表される受信信号のｎ＋１番目のキャリアｙ_ｎ＋１から、式１７で表される成分を減算することで、以下の式１８に表される信号を得る。

ここで、漏れ込み係数の推定結果と受信信号の補正結果が正しいと仮定する。このとき、

となるので、式１８における右辺第２項と右辺第３項が打ち消し合い、その結果、図１０に示すように、ｎ番目のキャリアからｎ＋１番目のキャリアに漏れ出た信号成分ＬＯ_１を抽出することができる。

同様に、図４の隣接キャリアの干渉成分推定手段（２）７では、まず式１４に示す行列

のｉ行ｉ＋１列を０に置き換えた行列である以下の式１９を定義する。

そして、この行列を補正手段３で得られるベクトル

に乗算して、以下の式２０を得る。

式２０におけるベクトルの

のｎ−１番目の要素は以下の式２１で表される。

式２１で表される成分は、図１１に示すように、ｎ番目のキャリアからｎ−１番目のキャリアに漏れ出た信号成分ＬＯ_２以外の干渉成分の和である。

図４の減算手段（２）１０は、式４で表される受信信号のｎ−１番目のキャリアから、式２１で表される干渉成分の推定結果を減算することで、以下の式２２に表される信号を得る。

となるので、式２２における第２項と第３項が打ち消し合い、その結果、図１１に示すようにｎ番目のキャリアからｎ−１番目のキャリアに漏れ出た信号を抽出することができる。

図４の合成手段１１は、減算手段（０）８、減算手段（１）９、減算手段（２）１０から出力される信号を合成する。ここで、減算手段（０）８、減算手段（１）９、減算手段（２）１０の各々から出力される信号が、

であると仮定すると、これらの信号の合成結果は以下の式２３で表される。

式２３に示したように、減算手段（０）８、減算手段（１）９、減算手段（２）１０の各々からの出力に対して、それぞれ伝送路特性の推定値、及び漏れ込み係数の推定値の複素共役

を乗算した後、正規化のため

で除する。

上記に説明したように、実施の形態１に係る受信装置及び受信方法によれば、隣接キャリアに漏れ出した成分を個々に抽出して合成することで、ドップラー変動を補正するとともに、受信感度を向上することができる。このとき、非特許文献１のように逆行列演算は必要ないので、少ない計算量でドップラー変動を補正することができる。

実施の形態２．
実施の形態１の式１１より、補正後の信号

の精度が低いと、キャリア間干渉の推定誤差が大きくなり、その結果、キャリア間干渉を十分に抑圧できないことがわかる。実施の形態２においては、信号対雑音電力比が低い信号に対して、小さな重み付け係数を乗算することで、キャリア間干渉の推定誤差を小さくする。

図１２は、実施の形態２に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１２において、図４（実施の形態１）に示される構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図１２に示される受信装置は、重み付け手段１２を備えた点が、図４に示される受信装置と相違する。以降、重み付け手段１２を中心に説明する。

実施の形態２における送信信号の各キャリアで伝送される信号は、多値デジタル変調された複素信号である。例えば、図１３に示すような１６個の各信号点に送信情報４ビットを対応付けることで、送信情報を変調しており、受信装置は送信信号に雑音が付加された信号を受信する。例えば、図１４の信号点Ａを送信したとする。このとき、図１２の補正手段３から出力される信号の信号点は、雑音の影響により、図１４の点Ｂとなる。一般に、受信装置は、図１４に示すように、送信信号の各信号点を中心とする格子状の領域に区切り、補正手段３から出力される信号の信号点がどの領域に含まれるかを検出し、その領域に対応する信号点で送信情報が伝送されたと判定する。これを硬判定という。

信号対雑音電力比が高い場合、補正手段３から出力される信号の信号点は、送信信号の信号点の近辺に存在し、信号対雑音電力比が低くなるにつれて、補正手段３から出力される信号の信号点は送信信号の信号点から離れる。信号対雑音電力比が非常に低く、領域の境界を超えて隣の領域に入ると送信ビットの復元に誤りが生じる。

そこで、図１２の重み付け手段１２では、境界付近に存在する補正後の信号点は信号対雑音電力比が低く、信頼性が低いという考えをもとに、重み係数を決定する。具体的には、図１４に示すように、送信信号の信号点と補正手段３から出力される信号の信号点との距離Ｌが大きくなるほど、小さな重み係数にする。

図１５（ａ）及び（ｂ）に、重み係数の決定方法の２つの例を示す。図１５（ａ）では、送信信号の信号点と補正手段３から出力される信号の信号点との距離が、あらかじめ決められた閾値Ｌ１を超えると、徐々に重み係数を小さくすることを示している。また、図１５（ｂ）では、送信信号の信号点と補正手段３から出力される信号の信号点との距離があらかじめ決められた閾値Ｌ２を超えると、重み係数を０にすることを示している。

図１２の重み付け手段１２では、上記の方法で決定した重み係数を、補正手段３から出力される信号に対して乗算する。また、補正手段３から出力される信号を硬判定した後、重み付け係数を乗算してもよい。

上記に説明したように、実施の形態２に係る受信装置及び受信方法によれば、送信信号の信号点と補正手段３から出力される信号の信号点との距離が大きくなるほど、小さな重み係数を補正手段３から出力される信号に乗算することで、キャリア間干渉の推定誤差が小さくなり、その結果、ドップラー変動をより正確に補正することができるという効果がある。

実施の形態３．
実施の形態２でも述べたように、実施の形態１の式１１より、補正後の信号

の精度が低いと、キャリア間干渉の推定誤差が大きくなり、その結果、キャリア間干渉を十分に抑圧できないことがわかる。そこで、実施の形態３に係る受信装置及び受信方法においては、合成手段１１から出力される信号をフィードバックすることで、キャリア間干渉の推定誤差を小さくする。

図１６は、実施の形態３に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１６において、図４（実施の形態１）に示される構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図１６に示される受信装置は、切替手段１３を備えた点が、図４に示される受信装置と相違する。以降、切替手段１３を中心に説明する。

実施の形態３では、まず、実施の形態１で説明した通りに、受信信号に含まれるキャリア間干渉を抑圧し、その結果を合成手段１１から出力する。このとき、図１６の切替手段１３は、補正手段３から入力される信号を選択し出力する。実施の形態３では、合成手段１１から出力される信号をフィードバックして切替手段１３に入力する。このとき、切替手段１３は、合成手段１１から入力される信号を選択し出力する。そして、合成手段１１から出力される信号をもとに、再度、キャリア間干渉を抑圧して、その結果を合成手段１１から出力する。

上記に説明したように、実施の形態３に係る受信装置及び受信方法によれば、合成手段１１から出力される信号をフィードバックしてキャリア間干渉を抑圧する処理を繰返し行うことで、式１１における

の精度が向上し、その結果、ドップラー変動をより正確に補正することがきるという効果がある。

実施の形態４．
実施の形態４において、ダイバーシチ受信装置におけるドップラー変動補正について述べる。ここでは、２アンテナダイバーシチを例に説明する。

図１７は、実施の形態４に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１７に示されるように、実施の形態４に係る受信装置は、それぞれ受信信号を復調する復調手段２１，２２と、復調手段２１，２２から出力される信号を合成する第１の合成手段２３と、復調手段２１，２２から出力された信号に含まれるドップラー変動の影響を補正するドップラー変動補正手段２４，２５と、ドップラー変動補正手段２４，２５から出力される信号を合成する第２の合成手段２６とを有している。

図１８は、図１７の復調手段２１，２２の構成を概略的に示すブロック図である。図１８に示されるように、復調手段２１，２２の各々は、ＦＦＴ演算手段２と、伝送路推定手段１を有している。ＦＦＴ演算手段２は、受信信号を周波数領域に変換し、伝送路推定手段１は、受信信号に含まれる既知信号をもとに伝送路特性を推定する。これらの手段は、実施の形態１におけるものと同じである。

図１７の第１の合成手段２３は、復調手段（１）２１及び復調手段（２）２２で計算された伝送路特性の推定結果をもとに、受信信号をＦＦＴして得られる信号を合成する。一般に、合成方法として、選択合成、等利得合成、最大比合成が知られている。以降、各合成方法について、簡単に説明する。

図１７において、復調手段（１）２１から出力される受信信号のＦＦＴ結果をａ_１ｓ＋ｎ_１とし、伝送路推定結果をａ_１′とし、復調手段（２）２２から出力される受信信号のＦＦＴ結果をａ_２ｓ＋ｎ_２とし、伝送路推定結果をａ_２′とする。ここで、ｓは、送信される信号点を示し、ａ_１及びａ_２の各々は、送信信号ｓに作用する伝送路特性を示し、ｎ_１及びｎ_２の各々は、雑音を示す。

選択合成は、｜ａ_１′｜と｜ａ_２′｜を比較して、大きいほうの信号を選択し補正する合成方法である。例えば、｜ａ_１′｜＞｜ａ_２′｜の場合には、以下の式２４

で示すような信号を出力する。

等利得合成の場合には、以下の式２５

に示すように、復調手段（１）２１及び復調手段（２）２２の各々から出力される信号を補正した後、各信号を平均する。

最大比合成の場合には、以下の式２６

に示すように、復調手段（１）２１及び復調手段（２）２２の各々から出力される信号に、伝送路推定手段１から出力される信号の複素共役を重みとして乗算し、総和を計算する。

図１７において、式２４から式２６のいずれかの合成方法で合成された信号は、ドップラー変動補正手段（１）２４及びドップラー変動補正手段（２）２５の各々に入力される。図１９は、ドップラー変動補正手段（１）２４及びドップラー変動補正手段（２）２５の構成を概略的に示すブロック図である。図１９の各手段は、実施の形態１（図４）における対応する手段と同じである。ドップラー変動補正手段（１）２４及びドップラー変動補正手段（２）２５の各々に入力される合成結果は、実施の形態１で説明した式１１の

として用いる。

図１７の第２の合成手段２６は、ドップラー変動補正手段（１）２４及びドップラー変動補正手段（２）２５の各々に含まれる合成手段から出力される信号を合成して出力する。ここで、第２の合成手段２６による合成方法は、例えば、選択合成、等利得合成、最大比合成のいずれかを用いる。

以上に説明したように、実施の形態４に係る受信装置及び受信方法によれば、複数の復調手段から出力される信号を合成した後、この合成結果を式１１の

として用いることで、キャリア間干渉の推定誤差が小さくなり、その結果、ドップラー変動の影響をより正確に補正することができるという効果がある。

実施の形態５．
実施の形態５では、ＦＦＴ窓位置の変動がある場合においても、精度良くドップラー変動補正を行うことができる受信装置及び受信方法を説明する。

図２０は、実施の形態５に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図２０において、実施の形態１の説明に用いた図４の構成と同一又は対応する構成には、同じ符合を付す。具体的に言えば、図２０における構成１、２、３、５、６、７、８、９、１０及び１１は、図４における同じ符号の構成と、それぞれ同様に動作する。実施の形態５に係る受信装置は、実施の形態１における漏込係数計算手段４に代えて、ＦＦＴ窓位置情報と伝送路推定手段１からの出力とが入力される第２の漏込係数計算手段１００を有する点が、実施の形態１に係る受信装置と相違する。

次に、実施の形態５に係る受信装置の動作及び受信方法を詳細に説明する。第２の漏込係数計算手段１００は、伝送路推定手段１の出力（伝送路特性推定結果信号）及びＦＦＴ窓位置情報を入力とし、ＦＦＴ窓位置の変動によって生じた伝送路推定手段１の出力信号における位相変動を外部から入力されるＦＦＴ窓位置情報に基づいて補正し、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算し、この漏れ込み係数を示す信号を出力する。

図２１は、図２０に示される第２の漏込係数計算手段１００の構成の一例を概略的に示すブロック図である。図２１に示されるように、第２の漏込係数計算手段１００は、伝送路推定手段１の出力を１シンボル区間遅延させて出力する遅延手段（１）１０１ａと、遅延手段（１）１０１ａの出力をさらに１シンボル区間遅延して出力する遅延手段（２）１０１ｂとを有している。また、第２の漏込係数計算手段１００は、位相補正手段（１）１０２ａと、位相補正手段（２）１０２ｂと、差分計算手段３２と、定数行列乗算手段３３とを有している。差分計算手段３２及び定数行列乗算手段３３は、実施の形態１（図９）で説明されたものと同じである。

遅延手段（１）１０１ａは、伝送路推定手段１の出力を１シンボル区間遅延させて出力し、遅延手段（２）１０１ｂは、遅延手段（１）１０１ａの出力をさらに１シンボル区間遅延させて出力する。位相補正手段（１）１０２ａは、入力されるＦＦＴ窓位置情報に応じて、伝送路推定手段１の出力に位相回転を与えて出力する。ＦＦＴ窓位置情報は、ＦＦＴ演算手段２におけるＦＦＴ窓位置の基準位置からのずれ、又は前シンボルからのずれ量を表す外部からの入力信号である。位相補正手段（１）１０２ａは、ＦＦＴ窓位置がずれることにより生じる伝送路推定手段１の出力の位相回転とは逆の位相回転を、伝送路推定手段１の出力に対して与える。これにより、位相補正手段（１）１０２ａの出力は、ＦＦＴ窓位置のずれの影響が排除された信号となる。同様に、位相補正手段（２）１０２ｂは、遅延手段（２）１０１ｂの出力に対応したＦＦＴ窓位置情報に応じて、位相補正手段（２）１０２ｂの出力に対して位相補正を行う。位相補正手段（１）１０２ａ及び位相補正手段（２）１０２ｂによってそれぞれ位相補正された信号は、差分計算手段３２及び定数行列乗算手段３３によって漏込係数に変換されて出力される。

なお、第２の漏込係数計算手段１００は、ＦＦＴ窓移動による位相回転を補正した信号をもとに漏込係数を計算するよう構成されていればよく、図２１の構成に限定されるものではない。例えば、図２１では、遅延手段（１）１０１ａには、伝送路推定手段１の出力がそのまま入力されているが、伝送路推定手段１の出力を位相補正手段（図示せず）によって補正した信号を、遅延手段（１）１０１ａに入力するように構成してもよい。この場合には、位相補正手段（１）１０２ａ及び位相補正手段（２）１０２ｂを省略可能である。

また、第２の漏込係数計算手段１００は、遅延手段を３個以上備え、３シンボル以上の伝送路特性推定結果信号を用いて漏込係数を計算するように構成されてもよく、この場合にも、それぞれの伝送路特性推定結果信号に対して、位相補正が行われていればよい。また、遅延手段の数を１個とすることも可能であり、１シンボルの伝送路特性推定結果信号を用いて漏込係数を計算するように構成されてもよい。したがって、第２の漏込係数計算手段１００は、伝送路推定手段１の出力を１シンボル区間遅延して出力する少なくとも１つの遅延手段と、ＦＦＴ窓位置情報として得られるＦＦＴ窓位置の基準位置からのずれ、又は前シンボルからのずれによって生じる伝送路推定手段１の出力の位相回転とは逆の位相回転を、伝送路推定手段１の出力に対して与える少なくとも１つの位相補正手段と、位相補正手段によって位相補正された伝送路特性推定結果信号と、遅延手段によってシンボル単位で遅延されかつ位相補正手段によって位相補正された伝送路特性推定結果信号との差分を計算する差分計算手段３２と、差分計算手段３２の出力に対して定数行列を乗算する定数行列乗算手段３３とから構成することができる。

以上に説明したように、実施の形態５に係る受信装置及び受信方法によれば、ＦＦＴ演算時のＦＦＴ窓位置が外部から変更された場合であっても、ＦＦＴ窓位置の変化に起因する位相回転を補正した信号をもとに漏込係数を算出するよう構成されているため、ＦＦＴ窓位置の影響を受けることなくドップラー変動を補償でき、移動受信性能を向上させることができる。

実施の形態６．
上述した実施の形態５では、ＦＦＴ窓位置情報が既知であり、このＦＦＴ窓位置情報が外部から入力される場合の構成について示したが、実施の形態６では、ＦＦＴ窓位置情報が既知ではない場合においても精度良くドップラー変動補正を行うことができる受信装置及び受信方法を説明する。

図２２は、実施の形態６に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。図２２において、実施の形態５の説明に用いた図２０の構成と同一又は対応する構成には、同じ符合を付す。具体的に言えば、図２２における構成１、２、３、５、６、７、８、９、１０、１１及び１００は、図２０における同じ符号の構成と、同様に動作する。実施の形態６に係る受信装置は、ＦＦＴ窓位置検出手段１０３を有し、このＦＦＴ窓位置検出手段１０３によって検出されたＦＦＴ窓位置情報が第２の漏込係数計算手段１００に入力する点が、実施の形態５に係る受信装置と相違する。

次に、実施の形態６に係る受信装置の動作及び受信方法を詳細に説明する。ＦＦＴ窓位置検出手段１０３は、伝送路推定手段１の出力（伝送路特性推定結果信号）をもとに、ＦＦＴ窓位置情報を生成し、第２の漏込係数計算手段１００に出力する。

図２３は、図２２に示されるＦＦＴ窓位置検出手段１０３の構成の一例を概略的に示すブロック図である。図２３に示されるように、ＦＦＴ窓位置検出手段１０３は、逆フーリエ変換手段１０４と、レベル算出手段１０５と、ＦＦＴ窓位置判定手段１０６とを有している。

逆フーリエ変換手段１０４は、伝送路推定手段１の出力を所定のポイント数（データ数）で逆フーリエ変換して出力する。逆フーリエ変換手段１０４の出力は、レベル算出手段１０５に入力される。レベル算出手段１０５は、逆フーリエ変換手段１０４の出力である複素信号の絶対値の２乗値、又は、複素信号の絶対値を算出して出力する。このとき、レベル算出手段１０５の出力は、伝送路の遅延プロファイル又はそれに準ずる信号を表す。ＦＦＴ窓位置判定手段１０６は、基準となる逆フーリエ変換のポイント番号（以下「インデックス」ともいう）とレベル算出手段１０５の出力の最大値を与える逆フーリエ変換のインデックスとの差分からＦＦＴ窓位置を判定し、ＦＦＴ窓位置情報として出力する。

なお、レベル算出手段１０５の出力として得られる遅延プロファイル情報のシンボル間の差分が、ＦＦＴ窓位置の変化を表すため、必ずしもレベル算出手段１０５の出力の最大値と基準値との差分を検出する必要はない。例えば、レベル算出手段１０５の出力の最大値を与える逆フーリエ変換のインデックスの変化を検出し、ＦＦＴ窓位置情報としてもよい。さらに、レベル算出手段１０５の出力の最大値ではなく、前回検出したレベル算出手段１０５の出力信号と新たに検出したレベル算出手段１０５の出力信号との違いから、ＦＦＴ窓位置を検出してもよい。

以上に説明したように、実施の形態６に係る受信装置及び受信方法によれば、ＦＦＴ演算時のＦＦＴ窓位置が外部から変更された場合であっても、ＦＦＴ窓位置の変化に起因する位相回転を補正した信号をもとに漏込係数を算出するよう構成されているため、ＦＦＴ窓位置の影響を受けることなくドップラー変動を補償でき、移動受信性能を向上させることができる。

１伝送路推定手段、２ＦＦＴ演算手段、３補正手段、４漏込係数計算手段、５干渉成分推定手段、６隣接キャリアの干渉成分推定手段（１）、７隣接キャリアの干渉成分推定手段（２）、８減算手段（０）、９減算手段（１）、１０減算手段（２）、１１合成手段、１２重み付け手段、１３切替手段、２１復調手段（１）、２２復調手段（２）、２３第１の合成手段、２４ドップラー変動補正手段（１）、２５ドップラー変動補正手段（２）、２６第２の合成手段、３１遅延手段、３２差分計算手段、３３定数行列乗算手段、１００第２の漏込係数計算手段、１０１ａ遅延手段（１）、１０１ｂ遅延手段（２）、１０２ａ位相補正手段（１）、１０２ｂ位相補正手段（２）、１０３ＦＦＴ窓位置検出手段、１０４逆フーリエ変換手段、１０５レベル算出手段、１０６ＦＦＴ窓位置判定手段。

Claims

送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置において、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算手段と、
前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、
前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段と
を有することを特徴とする受信装置。
前記信号成分推定手段は、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアにおいて、復調するキャリアで伝送された信号成分以外の不要な成分を推定して、不要成分推定結果信号を出力する不要成分推定手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記不要成分推定手段から出力される前記不要成分推定結果信号を減算する第２の減算手段と
を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記補正手段から出力される各キャリアの前記補正後の周波数領域の信号をもとに、各キャリアの重み付け計数を決定し、該重み付け計数を前記補正後の周波数領域の信号に乗算する重み付け手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号及び前記合成手段から出力される信号が入力され、前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号及び前記合成手段から出力される信号のいずれかを選択的に前記信号成分推定手段に出力する切替手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を複数のアンテナで受信する受信装置において、
前記複数のアンテナに各々対応する複数の復調手段と、
前記複数の復調手段に各々対応する複数のドップラー変動補正手段と、
前記複数の復調手段から出力される信号を合成する第１の合成手段と、
前記複数のドップラー変動補正手段から出力される信号を合成する第２の合成手段と有し、
前記複数の復調手段の各々は、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段とを含み、
前記第１の合成手段は、
前記複数の復調手段の各々に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号を合成し、
前記複数のドップラー変動補正手段の各々は、
前記複数の復調手段の内の、対応する復調手段に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算手段と、
前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記第１の合成手段から出力される信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、
対応する復調手段に含まれる前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分の信号を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の信号成分を得る減算手段と、
対応する復調手段に含まれる前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記第１の合成手段から出力される信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の信号成分を推定する信号成分推定手段と、
前記減算手段から出力される信号と前記信号成分推定手段から出力される信号を合成する第３の合成手段とを含み、
前記第２の合成手段は、
前記複数の復調手段の各々に含まれる前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記複数のドップラー変動補正手段に含まれる前記第３の合成手段から出力される信号を合成して出力する
ことを特徴とする受信装置。
送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信方法において、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定ステップと、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算ステップと、
前記伝送路推定ステップから出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正ステップと、
前記伝送路推定ステップで生成される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算ステップと、
前記漏込係数計算ステップで生成される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正ステップで生成される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定ステップと、
前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定ステップで推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算ステップと、
前記ＦＦＴ演算ステップから出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定ステップで生成される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算ステップで生成される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正ステップで生成される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定ステップと、
前記第１の減算ステップで生成される前記第１の信号成分と前記信号成分推定ステップで生成される前記第２の信号成分を合成する合成ステップと
を有することを特徴とする受信方法。
前記信号成分推定ステップは、
前記伝送路推定ステップで生成される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算ステップで生成される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正ステップで生成される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアにおいて、復調するキャリアで伝送された信号成分以外の不要な成分を推定して、不要成分推定結果信号を出力する不要成分推定ステップと、
前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号から、前記不要成分推定ステップで生成される前記不要成分推定結果信号を減算する第２の減算ステップと
を含むことを特徴とする請求項６に記載の受信方法。
前記補正ステップで生成される各キャリアの前記補正後の周波数領域の信号をもとに、各キャリアの重み付け計数を決定し、該重み付け計数を前記補正後の周波数領域の信号に乗算する重み付けステップを有することを特徴とする請求項６又は７に記載の受信方法。
前記信号成分推定ステップにおいて、前記補正ステップで生成される前記補正後の周波数領域の信号及び前記合成ステップで生成される信号のいずれかを選択的に出力する切替ステップを有することを特徴とする請求項６又は７に記載の受信方法。
送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を複数のアンテナで受信する受信方法において、
前記複数のアンテナに各々対応する複数の復調信号を生成する復調ステップと、
前記複数の復調信号に対応するドップラー変動補正を行うドップラー変動補正ステップと、
前記復調ステップで生成される複数の復調信号を合成する第１の合成ステップと、
前記ドップラー変動補正ステップで生成される信号を合成する第２の合成ステップと有し、
前記復調ステップは、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定ステップと、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算ステップとを含み、
前記第１の合成ステップは、
前記伝送路推定ステップで生成される信号をもとに、前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号を合成するステップを含み、
前記ドップラー変動補正ステップは、
前記伝送路推定ステップで生成される信号をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する漏込係数計算ステップと、
前記漏込係数計算ステップで生成される前記漏れ込み係数を示す信号と前記第１の合成ステップから出力される信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定ステップと、
前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定ステップで推定された干渉成分の信号を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の信号成分を得る減算ステップと、
前記ＦＦＴ演算ステップで生成される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定ステップで生成される前記周波数領域の信号、前記漏込係数計算ステップで生成される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記第１の合成ステップで生成される信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の信号成分を推定する信号成分推定ステップと、
前記減算ステップと前記信号成分推定ステップから出力される信号を合成する第３の合成ステップとを含み、
前記第２の合成ステップは、
前記伝送路推定ステップで生成される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記第３の合成ステップで生成される信号を合成して出力するステップを含む
ことを特徴とする受信方法。
送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置において、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号及び前記ＦＦＴ演算手段におけるＦＦＴ窓位置情報をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する第２の漏込係数計算手段と、
前記第２の漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記第２の漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、
前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段と
を有することを特徴とする受信装置。
送信データの伝送に使用される複数のキャリアを周波数多重して得られる信号に対して、時間軸上で所定の間隔で既知信号を挿入した信号、又は、送信データの伝送に使用されるキャリアの内、複数の所定キャリアに既知のパイロットキャリアを割り当てて周波数多重した信号、を受信する受信装置において、
受信信号に含まれる前記既知信号又は前記パイロットキャリアから伝送路特性を推定して、伝送路特性推定結果信号を出力する伝送路推定手段と、
前記受信信号を周波数領域に変換して、該周波数領域の信号を出力するＦＦＴ演算手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号の歪を補正する補正手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号をもとに、前記ＦＦＴ演算手段におけるＦＦＴ窓位置を検出し、ＦＦＴ窓位置情報として出力するＦＦＴ窓位置検出手段と、
前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号及び前記ＦＦＴ窓位置情報をもとに、キャリア間干渉の漏れ込み係数を計算して、該漏れ込み係数を示す信号を出力する第２の漏込係数計算手段と、
前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号と前記補正手段から出力される補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリアに含まれる干渉成分を推定する干渉成分推定手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号から、前記干渉成分推定手段で推定された干渉成分を減算することで、復調するキャリアに含まれる所望の第１の信号成分を得る第１の減算手段と、
前記ＦＦＴ演算手段から出力される前記周波数領域の信号、前記伝送路推定手段から出力される前記伝送路特性推定結果信号、前記漏込係数計算手段から出力される前記漏れ込み係数を示す信号、及び前記補正手段から出力される前記補正後の周波数領域の信号をもとに、復調するキャリア以外の複数のキャリアに含まれる所望の第２の信号成分を推定する信号成分推定手段と、
前記第１の減算手段から出力される前記第１の信号成分と前記信号成分推定手段から出力される前記第２の信号成分を合成する合成手段と
を有することを特徴とする受信装置。
前記第２の漏込係数計算手段は、
前記伝送路推定手段の出力を１シンボル区間遅延して出力する少なくとも１つの遅延手段と、
前記ＦＦＴ窓位置情報として得られるＦＦＴ窓位置の基準位置からのずれ、又は前シンボルからのずれによって生じる前記伝送路推定手段の出力の位相回転とは逆の位相回転を、前記伝送路推定手段の出力に対して与える少なくとも１つの位相補正手段と、
前記位相補正手段によって位相補正された前記伝送路特性推定結果信号と、前記遅延手段によってシンボル単位で遅延されかつ前記位相補正手段によって位相補正された前記伝送路特性推定結果信号との差分を計算する差分計算手段と、
前記差分計算手段の出力に対して定数行列を乗算する定数行列乗算手段と
を有することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の受信装置。
前記ＦＦＴ窓位置検出手段は、
前記伝送路推定手段の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段の出力である複素信号の絶対値の２乗値又は前記複素信号の絶対値を算出するレベル算出手段と、
前記レベル算出手段の出力の最大値を与える逆フーリエ変換のインデックス、又は前記レベル算出手段の出力の変化をもとに、ＦＦＴ窓位置を検出する窓位置判定手段と
を有することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。