JP6192857B2 - 等化装置、等化方法、及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を受信した際に生じるキャリア間干渉の除去に関するものである。

ＯＦＤＭは、直交する複数の狭帯域幅キャリアに信号を乗せて情報を伝送する方式である。ＯＦＤＭは、周波数利用効率が高く、複数の反射波を受信するマルチパス環境で良好な受信性能を示すことから、デジタル無線通信及び地上デジタル放送等のような多くの通信システムで利用されている。

しかし、ＯＦＤＭ信号を車及び列車等のような移動体の受信機で受信する場合、送信機と受信機との間の伝送路の伝達関数が時間とともに変化することにより複数のキャリア（搬送波信号）間の直交性が崩れ、キャリア間干渉が生じるという問題がある。図１（ａ）及び（ｂ）は、ｉ番目のキャリアと（ｉ＋１）番目のキャリアとのキャリア間干渉を示す模式図であり、横軸は周波数を示し、縦軸は振幅を示す。図１（ａ）及び（ｂ）において、ｆ_ｃは、キャリア間間隔を示す周波数を示し、ｉは、正の整数を示す。伝送路の伝達関数が時間に依存せず一定である場合には、図１（ａ）に示されるように、ｉ番目のキャリアと（ｉ＋１）番目のキャリアとは、キャリア間間隔を示す周波数ｆ_ｃ毎の位置において振幅０で互いに交差するため（すなわち、キャリア間干渉成分が０であるため）、一方のキャリアは他方のキャリアに影響を及ぼさない。また、伝送路の伝達関数が時間とともに変化する場合には、図１（ｂ）に示されるように、ドップラーシフトの影響により、複数のキャリアの各々がドップラー周波数だけシフトし、複数のキャリアは０以外の振幅の周波数において互いに交差するため（すなわち、キャリア間干渉成分が０でないため）、複数のキャリアが互いに影響を及ぼすキャリア間干渉が生じる。

特許文献１は、ＯＦＤＭ信号に含まれるキャリア間干渉を推定及び除去する信号処理方法を記載している。この信号処理方法では、１ＯＦＤＭシンボル長の期間において伝送路の伝達関数は線形に変化すると仮定し、伝送路の伝達関数の一次導関数をもとにしてキャリア間干渉を推定する。また、この信号処理方法では、キャリア間干渉の推定精度を向上させるために、伝送路の伝達関数の一次導関数を時間方向及び周波数方向にフィルタリングしている。

非特許文献１は、１ＯＦＤＭシンボル長の期間において伝送路の伝達関数が線形に変化するという仮定を必要とせず、キャリア間干渉を推定及び除去する手法を記載している。この手法は、ｎ番目のキャリアで受信された信号に含まれるキャリア間干渉成分を抽出し、このキャリア間干渉成分を（ｎ＋ｄ）番目のキャリアで送信された信号で除算することで、（ｎ＋ｄ）番目のキャリアからｎ番目のキャリアへの干渉のゲイン（以下「干渉ゲイン」という）を算出する。ここで、ｎは０以上の整数を示し、ｄは１以上の整数を示す。上記除算の結果をＨ_ｄ′（ｎ）とすると、Ｈ_ｄ′（ｎ）には（ｎ＋ｄ）番目のキャリアからｎ番目のキャリアへの干渉成分（所望の干渉成分）の他に、（ｎ＋ｄ）番目以外のキャリアからｎ番目のキャリアへの干渉成分（所望の干渉成分以外の干渉成分）が含まれている。非特許文献１の手法では、所望の干渉成分以外の干渉成分を抑制するために、Ｈ_ｄ′（ｎ）をｎの方向（ｎ＝０，１，２，…）、すなわち、周波数方向にフィルタリングする。また、非特許文献１には、このフィルタリングに使用するフィルタは、伝送路の最大遅延時間が通過帯域となるよう設計されることが説明されている。

特表２００８−５０１２７５号公報（段落００２８〜００３５）

Ｌｉａｎｇ Ｚｈａｎｇ、 Ｚｈｉｈｏｎｇ Ｈｏｎｇ、 Ｌｏｕｉｓ Ｔｈｉｂａｕｌｔ、 Ｒｉｃｈａｒｄ Ｂｏｕｄｒｅａｕ、 Ｙｉａｎ Ｗｕ著、 「Ａ Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｒｏｂｕｓｔ ＯＦＤＭ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ Ｆａｓｔ Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ、 Ｖｏｌ．６０、 Ｎｏ．２、 ２０１４年６月、 ｐｐ．３４７−３５７

しかしながら、受信機を備えた移動体の速度が速くなると伝送路の伝達関数の変化が速くなるため、伝送路の時間変動が線形であるという仮定が成り立たなくなる。このため、移動体の速度が速い場合には、伝送路の時間変動が線形であるという仮定を必要とする特許文献１に記載の信号処理方法によるキャリア間干渉の推定の精度が低下するという問題がある。

また、非特許文献１に記載の手法は、伝送路の時間変動に関する仮定を必要としないため、特許文献１の信号処理方法に比べて、より高速に移動する環境下でもキャリア間干渉を精度よく推定することができる。しかし、非特許文献１に記載の手法では、上記除算の結果を周波数方向にフィルタリングするのみであるから、ガウス雑音の影響が大きい低ＳＮ比の環境下においては、ガウス雑音の影響を十分に抑圧することができないという問題がある。

そこで、本発明は、受信信号に含まれるキャリア間干渉を精度良く推定及び除去することができる等化装置及び等化方法、並びに、この等化装置を備えることによって良好な受信性能を実現することができる受信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る等化装置は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と、前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定部と、前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、前記干渉成分抽出部によって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、前記ＦＦＴ部の前記出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定部とを備えることを特徴とする。

本発明の他の態様に係る等化装置は、複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換された複数のベースバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部と、第１の合成部と、第２の合成部とを有する等化装置であって、
前記複数の信号処理部の各々は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部とを有し、
前記第１の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得し、
前記複数の信号処理部の各々は、前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定部と、前記ＦＦＴ部の前記出力から前記第２の干渉成分を減算する干渉除去部とを有し、
前記第２の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記干渉除去部による前記減算の結果として得られた前記複数の干渉除去部の出力と前記伝達関数とをもとに、前記送信信号の第２の推定結果を算出することを特徴とする。

本発明の他の態様に係る等化方法は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴステップと、前記フーリエ変換によって得られたＦＦＴ出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定ステップと、前記ＦＦＴ出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定ステップと、前記ＦＦＴ出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出ステップと、前記干渉成分抽出ステップによって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算ステップと、前記除算によって得られた除算出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ処理ステップと、前記ＦＦＴ出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定ステップとを備えることを特徴とする。

本発明の他の態様に係る受信装置は、受信されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に変換する受信部と、前記受信部で変換された前記ベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と、前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定部と、前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、前記干渉成分抽出部によって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、前記ＦＦＴ部の前記出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、１ＯＦＤＭシンボル長の期間において伝送路の伝達関数は線形に変化するという仮定を必要としないので、高速に移動する環境下でもキャリア間干渉を精度よく推定及び除去することができる。また、本発明によれば、２次元フィルタ部が時間方向のフィルタリングと周波数方向のフィルタリングの両方によって所望のキャリア間干渉の干渉ゲインを高精度に求めるので、この干渉ゲインを用いて行われるキャリア間干渉の推定が高精度になり、よって、低ＳＮ比の環境下であってもキャリア間干渉を精度良く除去することができる。

（ａ）及び（ｂ）は、ｉ番目のキャリアと（ｉ＋１）番目のキャリアとのキャリア間干渉を示す模式図である。 スキャッタリング関数の分布を示す図である。 ２次元フィルタ処理の通過帯域を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。 デジタル放送におけるパイロットキャリアのシンボル方向及びキャリア方向の配置（割り当て）の例を示す図である。 図４の伝送路特性推定部の構成を概略的に示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、伝送路の伝達関数の補間に関する図である。 最大遅延時間推定に関する図である。 最大ドップラー周波数推定に関する図である。 本発明の実施の形態２に係る等化装置の２次元フィルタ部の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態５に係る等化方法を示すフローチャートである。 図１３の伝送路特性推定ステップを示すフローチャートである。 実施の形態５の変形例に係る等化方法を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態６に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１から４に係る等化装置の構成を示すハードウェア構成図である。

実施の形態１．
以下に、本発明の実施の形態１に係る等化装置を説明する。実施の形態１に係る等化装置は、本発明が適用された等化方法（例えば、後述の実施の形態５に説明された方法）を実施することができる装置である。実施の形態１に係る等化装置に入力される受信信号としての各キャリア（「サブキャリア」又は「搬送波信号」ともいう）の信号は、式（１）で表される。

式（１）において、ｙ_ｍは、等化装置に入力される受信信号（「受信信号ベクトル」ともいう）を示し、ｘ_ｍは、送信機が送信する送信信号（「送信信号ベクトル」ともいう）を示し、Ｈ_ｍは、伝送路行列を示し、これらは、式（２）〜（４）で表される。ここで、ｍは、正の整数（すなわち、ｍ＝１，２，…）である。

式（２）〜（４）において、Ｋ（大文字）は、ＯＦＤＭシンボルの全キャリア数を示す整数であり、ｋ（小文字）は、０≦ｋ≦（Ｋ−１）を満たす整数であり、ｄは、（１−Ｋ）≦ｄ≦（Ｋ−１）を満たす整数である。すなわち、ｋ＝０，１，…，Ｋ−１であり、ｄ＝１−Ｋ，…，０，…，Ｋ−１である。式（２）において、ｙ（ｋ，ｍ）は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のキャリアで受信した信号（ＯＦＤＭ信号）を示す。式（３）において、ｘ（ｋ，ｍ）は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のキャリアで送信機が送信した信号（送信信号）を示す。式（４）において、Ｈ（ｋ，ｍ）（すなわち、Ｈ（０，ｍ）からＨ（Ｋ−１，ｍ）までの要素）は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のキャリアについての伝送路の伝達関数の値を示し、Ｈ_ｄ（ｋ，ｍ）は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて（ｋ＋ｄ）番目のキャリアからｋ番目のキャリアへの干渉の干渉ゲインを示す。また、伝送路は、信号を送信する送信機から信号を受信する受信機（各実施の形態における等化装置を有する装置であって、例えば、後述する実施の形態６に係る受信装置）までの伝送路であり、時間とともに変化し、また、キャリア毎（周波数毎）に異なる。

キャリア間干渉を推定するためには、式（４）の伝送路行列Ｈ_ｍの要素である干渉ゲインＨ_ｄ（ｋ，ｍ）が必要となる。干渉ゲインＨ_ｄ（ｋ，ｍ）は、例えば、式（５）及び（６）で表される。式（５）及び（６）は、「非特許文献１の第３４８頁右欄における式３及び４」と同等の式である。ただし、非特許文献１の干渉ゲインには、シンボルのインデックスを示すｍは含まれていない。

式（５）及び（６）において、Ｎ_ｍは、ガードインターバルを含むｍ番目のＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭシンボル長に相当するサンプル数（整数）を示し、Ｌ（大文字）は、最大遅延時間に相当するサンプル数（整数）を示し、ｈ（ｌ，ｎ＋Ｎ_ｍ）は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｎ番目のサンプルにおけるインパルス応答を示し、インデックスｌ（小文字）は、遅延時間に相当するサンプル数（整数）を示す。また、ｎは、０≦ｎ≦（Ｋ−１）を満たす整数を示す。すなわち、ｌ＝０，１，…，Ｋ−１であり、ｎ＝０，１，…，Ｋ−１である。

式（５）及び（６）において、Ｈ_ｄ（ｋ，ｍ）とｇ_ｄ（ｌ，ｍ）とは、フーリエ変換対である。実施の形態１に係る等化装置では、ｇ_ｄ（ｌ，ｍ）が０≦ｌ＜Ｌの範囲においてだけ０以外の値を持つことを利用し、ローパスフィルタを用いて干渉ゲインＨ_ｄ（ｋ，ｍ）をインデックスｋの方向（ｋ＝０，１，…）に平滑化処理することで、干渉ゲインＨ_ｄ（ｋ，ｍ）から雑音成分を抑圧（除去）する。ローパスフィルタの通過帯域を最大遅延時間に設定すれば、干渉ゲインを抑圧することなく、雑音成分のみを抑圧することが可能である。ただし、ローパスフィルタの通過帯域が最大遅延時間より広い場合、或いは狭い場合でも、平滑化の効果は得られる。

次に、ｇ_ｄ（ｌ，ｍ）をｍに関してフーリエ変換すると式（７）が得られる。

式（７）において、Ａ_ｄ（ｌ，ｐ）は、伝送路の特性に依存しない係数を示し、Ｓ（ｌ，ｐ）は、伝送路のスキャッタリング関数を示す。ここで、スキャッタリング関数は、伝送路の特性を示す遅延時間とドップラー周波数の２変数関数であり、伝送路の遅延広がり、及びドップラー広がりを表す関数である。図２は、スキャッタリング関数の分布を示す図である。例えば、最大遅延時間τで最大ドップラー周波数ｆ_ｄの２波環境下では、スキャッタリング関数Ｓ（ｌ，ｐ）の分布は、図２の斜線領域（到来波）のようになる。また、式（７）におけるＡ_ｄ（ｌ，ｐ）とＳ（ｌ，ｐ）は、式（８）及び（９）で表される。

式（５）〜（９）より、キャリア間干渉の干渉ゲインＨ_ｄ（ｋ，ｍ）の２次元フーリエ変換対は、Ｓ_ｄ（ｌ，ｐ）である。ここで、周波数を意味するインデックスｋの対になるのが遅延時間を意味するインデックスｌであり、時間（シンボル）を意味するインデックスｍの対になるのがドップラー周波数を意味するインデックスｐである。

また、Ｓ_ｄ（ｌ，ｐ）とＳ（ｌ，ｐ）の関係を表す式（７）より、Ｓ_ｄ（ｌ，ｐ）とＳ（ｌ，ｐ）は、係数Ａ_ｄ（ｌ，ｐ）が存在するので、任意のインデックス（ｌ，ｐ）における値は互いに異なる値であるが、Ｓ_ｄ（ｌ，ｐ）とＳ（ｌ，ｐ）の分布する範囲（Ｓ_ｄ（ｌ，ｐ）≠０、及びＳ（ｌ，ｐ）≠０となる範囲）は互いに一致する。

図３は、２次元フィルタ処理の通過帯域を示す図である。実施の形態１に係る等化装置においては、図３に示されるように、インデックスｋの方向に最大遅延時間τの通過帯域を持ち、インデックスｌの方向に最大ドップラー周波数の通過帯域を持つ２次元ローパスフィルタを用いて、Ｈ_ｄ（ｋ，ｍ）をフィルタリングすることで、干渉ゲインを抑圧することなく、雑音成分のみを抑圧することができる。なお、２次元ローパスフィルタの通過帯域が最大遅延時間より広い場合、或いは狭い場合でも、平滑化の効果は得られる。また、２次元ローパスフィルタの通過帯域が最大ドップラー周波数より広い場合、或いは狭い場合でも、平滑化の効果は得られる。実施の形態１に係る等化装置の処理は、インデックスｋの方向とインデックスｌの方向の各々に通過帯域を持つ２次元ローパスフィルタを用いた処理であり、２次元フィルタのうちインデックスｋの方向のみを考慮した非特許文献１の処理と異なる。

図４は、実施の形態１に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態１に係る等化装置は、パイロットキャリアが挿入されたＯＦＤＭ信号に等化処理を施す装置である。図４に示されるように、実施の形態１に係る等化装置は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号を時間領域から周波数領域にフーリエ変換する高速フーリエ変換部であるＦＦＴ部（ＦＦＴ手段）１と、ＦＦＴ部１から出力された信号に含まれるパイロットキャリアをもとに、ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、伝送路の遅延時間（例えば、伝送路の遅延時間の最大値である最大遅延時間）、及び伝送路のドップラー周波数（例えば、伝送路のドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数）を推定する伝送路特性推定部（伝送路特性推定手段）２と、ＦＦＴ部１の出力と伝送路特性推定部２から出力される伝達関数とを用いて送信信号の推定結果を得る第１の送信信号推定部（第１の送信信号推定手段）３とを有する。また、実施の形態１に係る等化装置は、ＦＦＴ部１の出力（ＦＦＴ出力）、伝送路特性推定部２から出力される伝達関数、第１の送信信号推定部３から出力される送信信号の推定結果を用いて、ＦＦＴ部１の出力に含まれる干渉成分を抽出する干渉成分抽出部（干渉成分抽出手段）４と、干渉成分抽出部４の出力を前記送信信号の推定結果で除算する除算部（除算手段）５と、除算部５の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部（２次元フィルタ手段）６とを有する。ここで、２次元フィルタ部６は、ローパスフィルタ（２次元ローパスフィルタ）を用いて、除算部５の出力に含まれる不要な成分を抑圧して干渉ゲインを得る。また、実施の形態１に係る等化装置は、ＦＦＴ部１の出力と前記伝達関数、前記干渉ゲイン、前記送信信号の推定結果をもとに干渉を除去して等化する信号成分推定部（信号成分推定手段）１０とを有する。

信号成分推定部１０は、２次元フィルタ部６から出力される干渉ゲインと第１の送信信号推定部３から出力される送信信号の推定結果をもとに、ＦＦＴ部１の出力に含まれるキャリア間干渉を推定する干渉推定部（干渉推定手段）７と、ＦＦＴ部１の出力から干渉推定部７の出力を減算する干渉除去部（干渉除去手段）８と、干渉除去部８の出力と伝送路特性推定部２から出力される伝達関数をもとに、送信信号を推定する第２の送信信号推定部（第２の送信信号推定手段）９とを有する。

本出願では、Ｋ個のキャリアを多重化して生成された有効シンボルの前にガードインターバルを付加したＯＦＤＭシンボルを伝送単位とする場合を説明する。ガードインターバルとしてサイクリックプレフィックスが広く用いられているが、ガードインターバルとしてＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）系列又はゼロ値等を用いても良い。また、Ｋ個の有効キャリアの内、複数の所定のキャリアにパイロットキャリアが割り当てられる。

図５は、日本及び欧州の地上デジタル放送におけるパイロットキャリアのシンボル方向及びキャリア方向の配置（割り当て）の例を示す図である。ただし、パイロットキャリアの割り当て位置は、図５の例に限らず、図５以外の任意の配置を選択可能である。

図４のＦＦＴ部１は、受信した時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号に変換する。ここで、受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭位置は既知であり、伝送路の最大遅延時間は、ガードインターバル長より短いと仮定する。したがって、ＯＦＤＭシンボル間の干渉は生じない。以下の説明では、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ部１の出力をｙ（ｋ，ｍ）とする。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。また、以降の処理は、ＯＦＤＭシンボル単位で実施される。

図６は、図４の伝送路特性推定部２の構成を概略的に示すブロック図である。図６に示されるように、伝送路特性推定部２は、パイロットキャリアに作用する伝達関数を算出するパイロット伝達関数推定部（パイロット伝達関数推定手段）１１と、パイロットキャリアに作用する伝達関数を時間方向に補間する時間方向補間部（時間方向補間手段）１２と、時間方向に補間された伝達関数を周波数方向に補間する周波数方向補間部（周波数方向補間手段）１３と、伝送路の最大遅延時間を推定する最大遅延時間推定部（最大遅延時間推定手段）１４と、伝送路の最大ドップラー周波数を推定する最大ドップラー周波数推定部（最大ドップラー周波数推定手段）１５とを有する。

図６のパイロット伝達関数推定部１１は、パイロットキャリアに作用する伝達関数を算出する手段である。具体的には、パイロット伝達関数推定部１１は、パイロットキャリアが配置されているキャリアで受信した信号を既知のパイロットキャリアの信号で除算する。

図７（ａ）及び（ｂ）は、伝送路の伝達関数の補間に関する図である。図６の時間方向補間部１２は、図７（ａ）に示されるように、パイロットキャリアに作用する伝達関数を時間方向（シンボル方向）に補間する。図６の周波数方向補間部１３は、図７（ｂ）に示されるように、パイロットキャリアに作用する伝達関数を周波数方向（キャリア方向）に補間する。図７（ａ）及び（ｂ）に示される補間により、全キャリアに作用する伝達関数の値を算出することができる。また、時間方向補間部１２及び周波数方向補間部１３に代えて、時間方向と周波数方向のフィルタ処理を同時に行う２次元フィルタを用いても良い。以下の説明では、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの伝達関数の推定値をＨ′（ｋ，ｍ）と表記する。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。

図６の最大遅延時間推定部１４は、特定のシンボルに着目してパイロットキャリアに作用する伝達関数の値をキャリア方向に観測し、この観測の結果を逆フーリエ変換して得られる伝送路のインパルス応答の電力をもとに、最大遅延時間を算出する。図８は、最大遅延時間推定に関する図である。例えば、送信された信号を直接受信する直接波の他に、建物等に反射して遅れて届く遅延波が２つ存在する場合、インパルス応答の電力は、図８のようになる。最大遅延時間推定部１４は、このインパルス応答の電力と予め決められた閾値を比較し、閾値より大きくなるときの遅延時間を探索し、その中で最も遅延時間の長いものを最大遅延時間の推定結果とする。

図６の最大ドップラー周波数推定部１５は、特定のキャリアに着目してパイロットキャリアに作用する伝達関数の値をシンボル方向に観測し、この観測の結果をフーリエ変換した結果をもとに、最大ドップラー周波数を算出する。図９は、最大ドップラー周波数推定に関する図である。例えば、一般的なレイリーフェージング環境下では、最大ドップラー周波数がｆ_ｄの場合、上記のフーリエ変換結果は、図９のようになり、最大ドップラー周波数推定部１５は、エッジ検出を実施することで、最大ドップラー周波数ｆ_ｄを推定することができる。

上記最大遅延時間及び最大ドップラー周波数の算出では、パイロットキャリアに作用する伝達関数を利用しているが、時間方向補間部１２から出力される信号を用いても良いし、周波数方向補間部１３から出力される信号を用いても良い。また、最大ドップラー周波数推定部１５は、最大ドップラー周波数が移動体の速度に比例することを利用して、外部から入力される移動体の速度から算出することもできる。具体的には、移動体の速度が毎秒ｖメートル、ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数をｆ_ｃヘルツとすると、ｆ_ｄ＝（ｆ_ｃ×ｖ）／ｃで算出される。ここで、ｃは、光の速度（毎秒約３×１０^８メートル）である。

一般に、図６の時間方向補間部１２で使用する補間フィルタは、図３に示されるように、最大遅延時間の通過帯域を持つローパスフィルタとして設計すればよく、周波数方向補間部１３で使用する補間フィルタは、最大ドップラー周波数の通過帯域を持つローパスフィルタとして設計すれば良いことが知られている。ただし、時間方向補間部１２で使用する補間フィルタは、最大遅延時間より広い、或いは狭い通過帯域を持つローパスフィルタとして設計しても良く、周波数方向補間部１３で使用する補間フィルタは、最大ドップラー周波数より広い、或いは狭い通過帯域を持つローパスフィルタとして設計しても良い。これらローパスフィルタのフィルタ係数としては、時間とともに変化する最大遅延時間と最大ドップラー周波数に応じて、その都度算出したフィルタ係数を用いることができる。また、これらローパスフィルタのフィルタ係数としては、等化装置のメモリ等の記憶素子に予め格納されている複数のフィルタ係数の中から、最大遅延時間と最大ドップラー周波数に応じて選択されたフィルタ係数を用いても良い。

また、図６においては、時間方向補間部１２の下流側に周波数方向補間部１３が備えられているが、時間方向補間部１２の上流側に周波数方向補間部１３を備えても良い。

図４の第１の送信信号推定部３は、ＦＦＴ部１から出力される各キャリアで受信した信号ｙ（ｋ，ｍ）を、伝送路特性推定部２から出力される伝送路の伝達関数Ｈ（ｋ，ｍ）で除算することで、各キャリアで伝送された送信信号の推定を実施する。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。また、第１の送信信号推定部３は、変調方式が既知の場合（例えば、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）及び１６値直交位相振幅変調（１６ＱＡＭ）等の場合）は、等化処理された信号点を最も近い理想信号点に置き換える硬判定処理を実施しても良い。また、第１の送信信号推定部３は、送信側で誤り訂正符号等を使用している場合、等化処理後の信号に対して、デマッピング及び誤り訂正を実施した後、再度、誤り訂正符号化及びマッピングを実施して、各キャリアで伝送された送信信号を推定しても良い。以下の説明では、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの送信信号推定結果をｘ′（ｋ，ｍ）で表す。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。

図４の干渉成分抽出部４は、式（１０）に示されるように、ＦＦＴ部１の出力ｙ（ｋ，ｍ）から、伝送路の伝達関数の推定結果Ｈ′（ｋ，ｍ）と送信信号の推定結果ｘ′（ｋ，ｍ）の乗算結果を減算することでキャリア間干渉成分Ｉ′（ｋ，ｍ）を抽出する。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。

式（１０）でキャリア間干渉成分Ｉ′（ｋ，ｍ）が抽出される理由を説明する。式（１）の演算結果を式（１１）として示す。

式（１１）において、右辺の第２項がキャリア間干渉成分である。ここで、伝送路の伝達関数の推定結果と送信信号の推定結果に誤差が存在しないと仮定すると、
Ｈ（ｋ，ｍ）＝Ｈ′（ｋ，ｍ）であり、ｘ（ｋ，ｍ）＝ｘ′（ｋ，ｍ）である。このとき、式（１０）のキャリア間干渉成分Ｉ′（ｋ，ｍ）が、式（１１）の右辺の第２項で算出されることが分かる。

図４の除算部５は、式（１２）に示されるように、干渉成分抽出部４の出力Ｉ（ｋ，ｍ）を、第１の送信信号推定部３の出力ｘ′（ｋ＋ｄ，ｍ）で除算して、Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）を算出する。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１であり、ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１である。

ここで、伝達関数の推定結果と送信信号の推定結果に誤差が存在しないと仮定すると、 Ｈ（ｋ，ｍ）＝Ｈ′（ｋ，ｍ）であり、ｘ（ｋ，ｍ）＝ｘ′（ｋ，ｍ）であり、式（１２）で算出される値は式（１３）のようになる。

式（１３）の右辺の第１項は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて（ｋ＋ｄ）番目のキャリアからｋ番目のキャリアへの干渉ゲイン（所望成分）であり、第２項は、不要な成分である。

図４の２次元フィルタ部６は、上記の不要な成分を抑圧するために、Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）をインデックスｋの方向及びインデックスｍの方向に平滑化フィルタ処理を施す。具体的には、Ｈ_ｄ′（ｋ＋ｄ，ｍ）に対して、式（１４）で表される２次元フィルタ処理を行い、Ｈ_ｄ″（ｋ，ｍ）を得る。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１であり、ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１である。

式（１４）において、ｗ（ｑ，ｒ）は、（Ｑ＋１）×（Ｒ＋１）の２次元ローパスフィルタ係数であり、式（５）〜（９）で述べたように、２次元ローパスフィルタは、インデックスｑの方向に最大遅延時間の通過帯域を持ち、インデックスｒの方向に最大ドップラー周波数の通過帯域を持つよう設計すれば良い。また、２次元ローパスフィルタは、インデックスｑの方向に最大遅延時間より広い、或いは狭い通過帯域を持つように設計しても良く、インデックスｒの方向に最大ドップラー周波数より広い、或いは狭い通過帯域を持つように設計しても良い。上記の最大遅延時間と最大ドップラー周波数は、伝送路特性推定部２から得られる。２次元フィルタ部６は、最大遅延時間及び最大ドップラー周波数が算出される度にフィルタ係数を算出しても良いが、予め複数のフィルタ係数を用意して等化装置に備えられたメモリ等の記憶素子に格納しておき、最大遅延時間と最大ドップラー周波数の値に応じて、上記のフィルタ係数を選択しても良い。また、フィルタのサイズを表すＱ及びＲは、全キャリア数Ｋより小さな正の整数である。

また、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアにおける干渉ゲインは、ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１（ｄ≠０）の（Ｋ−１）個存在する。式（１２）で表される除算部５の演算及び式（１４）で表される２次元フィルタ部６の演算は、全ての干渉ゲインを算出することを想定しているが、実際には、ｄの絶対値が大きくなるにつれて干渉ゲインも小さくなるため、予め決められた範囲ｄ＝−Ｄ，…，Ｄの干渉ゲインのみを算出しても良い。以下の説明では、予め決められた範囲ｄ＝−Ｄ，…，Ｄの干渉ゲインのみが算出される。

図４の干渉推定部７は、２次元フィルタ部６から出力される干渉ゲインと第１の送信信号推定部３から出力される送信信号の推定結果とをもとに、キャリア間干渉成分を算出する。具体的には、干渉推定部７は、式（１５）で表される処理を実施して、キャリア間干渉成分Ｉ″（ｋ，ｍ）を算出する。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１である。

図４の干渉除去部８は、ＦＦＴ部１の出力ｙ（ｋ，ｍ）から干渉推定部７の出力Ｉ″（ｋ，ｍ）を減算することで、キャリア間干渉成分を除去する。

図４の第２の送信信号推定部９は、干渉除去部８から出力される信号を伝送路特性推定部２から出力される伝達関数で除算することで、各キャリアで伝送された送信信号の推定を実施する。

以上に説明したように、実施の形態１に係る等化装置では、干渉ゲインに対して、キャリア方向（式（１４）のインデックスｋの方向）とシンボル方向（式（１４）のインデックスｍの方向）の２次元ローパスフィルタ処理を施すことで、干渉ゲインに含まれる不要成分（式（１３）の右辺の第２項）を抑圧することができる。このように、実施の形態１に係る等化装置によれば、キャリア方向にのみローパスフィルタを施す非特許文献１の手法と比較して、低ＳＮ比（信号雑音比）の環境下でより精度良くキャリア間干渉成分を推定及び除去することが可能となるという効果がある。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る等化装置は、２次元フィルタ部６の構成及び動作の点で、実施の形態１に係る等化装置と相違する。この点以外について、実施の形態２に係る等化装置は、実施の形態１に係る等化装置と同じである。したがって、実施の形態２の説明に際しては、実施の形態１の説明で用いた図４及び図６をも参照する。なお、実施の形態２に係る等化装置は、本発明が適用された等化方法を実施することができる装置である。

図１０は、実施の形態２に係る等化装置の２次元フィルタ部６の構成を概略的に示すブロック図である。図１０に示されるように、実施の形態２における２次元フィルタ部６は、除算部５の出力を時間方向（シンボル方向、すなわち、インデックスｍの方向）にフィルタ処理を施す時間方向フィルタ部（時間方向フィルタ手段）２１と、時間方向フィルタ部２１の出力を周波数方向（キャリア方向、すなわち、インデックスｋの方向）にフィルタ処理を施す周波数方向フィルタ部（周波数方向フィルタ手段）２２とを有する。

実施の形態２における時間方向フィルタ部２１は、除算部５の出力Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）に対してインデックスｋの方向にフィルタ処理を施して、式（１６）で示される

を得る。

式（１６）において、フィルタ係数ｗ_ｔ（ｒ）は、通過帯域が最大ドップラー周波数となるローパスフィルタとして設計すれば良いが、通過帯域が最大ドップラー周波数より広い、或いは狭いローパスフィルタとして設計しても良い。ここで、ｒ＝−Ｒ，…，Ｒである。時間方向フィルタ部２１は、伝送路特性推定部２で最大ドップラー周波数が算出される度に、フィルタ係数ｗ_ｔ（ｒ）を算出し直しても良いが、予め複数のフィルタ係数を等化装置に備えられたメモリ等の記憶素子に格納しておき、記憶されている複数のフィルタ係数の中から最大ドップラー周波数に応じてフィルタ係数ｗ_ｔ（ｒ）を選択しても良い。

実施の形態２における周波数方向フィルタ部２２は、時間方向フィルタ部２１から出力される

に対してインデックスｍの方向にフィルタ処理を施して、式（１７）で示されるＨ_ｄ″（ｋ，ｍ）を得る。

式（１７）において、フィルタ係数ｗ_ｆ（ｑ）は、通過帯域が最大遅延時間となるローパスフィルタとして設計すれば良いが、通過帯域が最大遅延時間より広い、或いは狭いローパスフィルタとして設計しても良い。ここで、ｑ＝−Ｑ，…，Ｑである。周波数方向フィルタ部２２は、伝送路特性推定部２で最大遅延時間が算出される度に、フィルタ係数ｗ_ｆ（ｑ）を算出し直しても良いが、予め複数のフィルタ係数を等化装置に備えられたメモリ等の記憶素子に格納しておき、記憶されている複数のフィルタ係数の中から最大遅延時間に応じてフィルタ係数ｗ_ｆ（ｑ）を選択しても良い。

実施の形態１では、２次元ローパスフィルタを用いて干渉ゲインに含まれる不要成分を抑圧していたが、フィルタのサイズを（Ｑ×Ｒ）とすると、１つの干渉ゲインを算出するために、（Ｑ×Ｒ）回の乗算が必要である。これに対し、実施の形態２では、１次元のローパスフィルタを２つ使用し、（Ｑ＋Ｒ）回の乗算で１つの干渉ゲインの算出が可能であり、乗算回数が少なくなる。このように、実施の形態２に係る等化装置によれば、実施の形態１に係る等化装置よりも、演算回数が少なくなり、回路規模の削減を実現できる。

また、伝送路特性推定部２の中の時間方向補間部１２で使用するローパスフィルタと、２次元フィルタ部６の中の時間方向フィルタ部２１で使用するローパスフィルタは、ともに同一の通過帯域をもつローパスフィルタである。したがって、等化装置に１つの上記フィルタを実装し、時分割で両方の機能の処理を実施する構成を採用すれば、等化装置の回路規模を削減することができる。

また、伝送路特性推定部２の中の周波数方向補間部１３で使用するローパスフィルタと、２次元フィルタ部６の中の周波数方向フィルタ部２２で使用するローパスフィルタは、ともに同一の通過帯域をもつローパスフィルタである。したがって、等化装置に１つの上記フィルタを実装し、時分割で両方の機能の処理を実施する構成を採用すれば、等化装置の回路規模を削減することができる。

以上に説明したように、実施の形態２に係る等化装置では、干渉ゲインに対して、キャリア方向（インデックスｋの方向）とシンボル方向（インデックスｍの方向）の２次元ローパスフィルタ処理を施すことで、干渉ゲインに含まれる不要成分を抑圧することができる。このように、実施の形態２に係る等化装置によれば、キャリア方向にのみローパスフィルタを施す非特許文献１の手法と比較して、低ＳＮ比（信号雑音比）の環境下でより精度良くキャリア間干渉を推定及び除去することが可能となるという効果がある。

実施の形態３．
図１１は、本発明の実施の形態３に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１１において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図４における符号と同じ符号を付す。実施の形態３に係る等化装置は、信号成分推定部を伝送路行列算出部（伝送路行列算出手段）３１と第２の送信信号推定部（第２の送信信号推定手段）３２とで構成している点が、実施の形態１及び２に示される等化装置と相違する。これらの点を除いて、実施の形態３は、実施の形態１及び２と同じである。なお、実施の形態３に係る等化装置は、本発明が適用された等化方法を実施することができる装置である。

実施の形態３に係る等化装置において、伝送路行列算出部３１は、伝送路特性推定部２から出力される伝送路の伝達関数と２次元フィルタ部６から出力される干渉ゲインとをもとに、伝送路行列を作成する。第２の送信信号推定部３２は、伝送路行列算出部３１から出力される伝送路行列をもとに、ＦＦＴ部１の出力を等化する。

伝送路特性推定部２からは、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの伝達関数の推定結果Ｈ′（ｋ，ｍ）が出力され、２次元フィルタ部６からは、干渉ゲインＨ_ｄ″（ｋ，ｍ）が出力される。ここで、ｋ＝０，…，Ｋ−１であり、ｄ＝−Ｄ，…，Ｄである。

図１１の伝送路行列算出部３１は、上記伝達関数と干渉ゲインをもとに、式（１８）で表されるＫ×Ｋの伝送路行列を生成する。

第２の送信信号推定部３２は、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ結果に対して、伝送路行列の逆行列を乗算することで、式（１９）のように、送信信号の推定結果を得る。

式（１９）の（Ｈ′_ｍ）^−１は、Ｈ′_ｍの逆行列であり、ｙ_ｍは、式（２）で定義されている受信信号を表すベクトルである。実施の形態３において、逆行列は、一般的に知られているＧａｕｓｓ−Ｊｏｒｄａｎ法又は特異値分解による方法等を用いて導出する。実施の形態３における干渉ゲインの導出方法は、実施の形態１及び２と同じである。

したがって、実施の形態３に係る等化装置では、実施の形態１及び２と同様、干渉ゲインに対して、キャリア方向（インデックスｋの方向）とシンボル方向（インデックスｍの方向）の２次元ローパスフィルタ処理を施すことで、干渉ゲインに含まれる不要成分を抑圧することができる。このように、実施の形態３に係る等化装置によれば、キャリア方向にのみローパスフィルタを施す非特許文献１の手法と比較して、低ＳＮ比（信号雑音比）の環境下でより精度良くキャリア間干渉を推定及び除去することが可能となるという効果がある。

また、実施の形態１及び２では、干渉推定部７において、送信信号の推定結果を用いてキャリア干渉成分を算出するため、送信信号の推定結果に含まれる誤差が大きい場合に、キャリア間干渉の推定結果の精度が悪くなることがあり得る。これに対して、実施の形態３では、キャリア間干渉を除去する際に送信信号の推定結果を用いないため、送信信号の推定結果の誤差による精度劣化量が少ないという効果がある。

実施の形態４．
図１２は、本発明の実施の形態４に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。図１２において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図４に示される符号と同じ符号を付す。図１２に示されるように、実施の形態４に係る等化装置は、複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換された複数のベースバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部（信号処理手段）５１，５２と、第１の合成部（第１の合成手段）４１と、第２の合成部（第２の合成手段）４２とを有する。複数のアンテナの数並びに複数の信号処理部５１，５２の数は、２台に限定されず、３台以上であっても良い。

複数の信号処理部５１，５２の各々は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部１と、フーリエ変換によって得られたＦＦＴ部１の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、伝送路の遅延時間（例えば、伝送路の遅延時間の最大値である最大遅延時間）、及び伝送路のドップラー周波数（例えば、伝送路のドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数）を推定する伝送路特性推定部２とを有する。第１の合成部４１は、複数の信号処理部５１，５２の各々におけるＦＦＴ部１の出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得する。第１の合成部４１は、例えば、複数の信号処理部５１，５２のＦＦＴ部１の出力と複数の信号処理部５１，５２の伝送路特性推定部２から出力される伝達関数とを用いて、ダイバーシチ合成を行うことによって、第１の推定結果を生成することができる。

また、複数の信号処理部５１，５２の各々は、ＦＦＴ部１の出力、前記伝達関数、及び第１の推定結果を用いて、ＦＦＴ部１の出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部４と、第１の干渉成分を第１の推定結果で除算する除算部５と、この除算によって得られた除算部５の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部６と、干渉ゲインと第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定部７と、ＦＦＴ部１の出力から第２の干渉成分を減算する干渉除去部８とを有する。第２の合成部４２は、複数の信号処理部５１，５２の各々における干渉除去部８による減算の結果として得られた複数の干渉除去部８の出力と前記伝達関数とをもとに、送信機から送信される送信信号の第２の推定結果を算出する。第２の合成部４２は、例えば、複数の信号処理部５１，５２の干渉除去部８の出力と複数の信号処理部５１，５２の伝送路特性推定部２から出力される前記伝達関数とを用いて、ダイバーシチ合成を行うことによって、前記第２の推定結果を取得することができる。

また、２次元フィルタ部６は、最大遅延時間と前記最大ドップラー周波数とを通過帯域とするローパスフィルタを含むことができる。また、２次元フィルタ部６は、最大遅延時間より広い、或いは狭い通過帯域を持つように設計しても良く、最大ドップラー周波数より広い、或いは狭い通過帯域をもつように設計しても良い。

図１２に示される第１の合成部４１と第２の合成部４２は、各アンテナの伝達関数を用いて入力信号を合成する手段である。例えば、ａ番目のアンテナのｍ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ部１の出力、或いは、干渉除去部８の出力を、ｗ_ａ（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）（ａ＝０，…，Ａ−１）とする。ｋは、０≦ｋ≦Ｋ−１を満たす整数であり、ａは、０≦ａ≦Ａ−１を満たす整数である。伝送路特性推定部２から出力される伝達関数をＨ_ａ′（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）（ａ＝０，…，Ａ−１）とする。第１の合成部４１及び第２の合成部４２は、式（２０）で表される処理を実施する。

式（２０）において、Ａはアンテナの数を示す整数であり、括弧（）の後の「＊」印は、複素共役であることを示す。したがって、「（Ｗ_ａ（ｋ，ｍ））^＊」は、（Ｗ_ａ（ｋ，ｍ））の複素共役を示す。式（２０）は、一般的に知られている最大比合成法を示しているが、第１の合成部４１及び第２の合成部４２が実行する合成法として、等利得合成法又は最大値選択合成法などのような他の合成方法を用いても良い。

図１２の第１の合成部４１の出力は、実施の形態１及び２における第１の送信信号推定部３の出力に相当する。したがって、第１の合成部４１の出力は、送信信号の推定結果として干渉成分抽出部４、除算部５、及び干渉推定部７で使用される。

実施の形態４における干渉ゲインの導出方法は、実施の形態１及び２と同じである。したがって、実施の形態４に係る等化装置及びこの装置が実行する等化方法によれば、実施の形態１及び２と同様に、キャリア方向にのみフィルタを施す非特許文献１と比較して、低ＳＮ比の環境下でより精度良くキャリア間干渉を推定及び除去することができるという効果がある。

実施の形態５．
図１３は、本発明の実施の形態５に係る等化方法を示すフローチャートである。図１３に示される等化方法は、実施の形態１に係る等化装置の動作に相当する。したがって、実施の形態５の説明に際しては、図４、図６、図７（ａ）及び（ｂ）、図８、及び図９をも参照する。

実施の形態５に係る等化方法は、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴステップＳＴ１と、フーリエ変換によって得られたＦＦＴ部の出力（ＦＦＴ出力）に含まれるパイロットキャリアをもとに、ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、伝送路の遅延時間（例えば、伝送路の遅延時間の最大値である最大遅延時間）、及び伝送路のドップラー周波数（例えば、伝送路のドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数）を推定する伝送路特性推定ステップＳＴ２と、ＦＦＴ出力と伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定ステップＳＴ３とを有する。さらに、実施の形態５に係る等化方法は、ＦＦＴ出力、伝達関数、及び第１の推定結果を用いて、ＦＦＴ出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出ステップＳＴ４と、このステップによって抽出された第１の干渉成分を第１の推定結果で除算する除算ステップＳＴ５と、除算によって得られた除算出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ処理ステップＳＴ６と、ＦＦＴ出力から、伝達関数と干渉ゲインと第１の推定結果とを用いて、送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定ステップＳＴ１０とを有する。２次元フィルタ処理ステップＳＴ６は、ローパスフィルタ処理を含む。このローパスフィルタ処理は、通過帯域を最大遅延時間と最大ドップラー周波数とすると良いが、通過帯域を最大遅延時間より広く或いは狭くしても良く、通過帯域を最大ドップラー周波数より広く或いは狭くしても良い。

信号成分推定ステップＳＴ１０は、例えば、干渉ゲインと第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定ステップＳＴ７と、ＦＦＴ出力から干渉推定部で推定された第２の干渉成分を減算する干渉除去ステップＳＴ８と、干渉除去ステップＳＴ８による減算の結果として得られた干渉除去部８の出力と伝送路特性推定ステップＳＴ２によって推定された伝達関数とをもとに、送信機から送信された送信信号の第２の推定結果を算出する第２の送信信号推定ステップＳＴ９とを含むことができる。

以下に、各ステップをより具体的に説明する。図１３のＦＦＴステップＳＴ１は、受信した時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換する。ここで、受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭位置は既知であり、伝送路の最大遅延時間は、ガードインターバル長より短いと仮定する。したがって、ＯＦＤＭシンボル間の干渉は生じない。以降、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルＦＦＴ部１の出力を、ｙ（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）とする。また、以降の処理は、ＯＦＤＭシンボル単位で実施される。

図１４は、図１３の伝送路特性推定ステップＳＴ２の一例を示すフローチャートである。伝送路特性推定ステップＳＴ２は、パイロットキャリアに作用する伝達関数を算出するパイロット伝達関数推定ステップＳＴ２１と、伝送路の最大遅延時間を推定する最大遅延時間推定ステップＳＴ２２と、伝送路の最大ドップラー周波数を推定する最大ドップラー周波数推定ステップＳＴ２３と、パイロットキャリアに作用する伝達関数を時間方向に補間する時間方向補間ステップＳＴ２４と、時間方向に補間された伝達関数を周波数方向に補間する周波数方向補間ステップＳＴ２５とを有する。

図１４のパイロット伝達関数推定ステップＳＴ２１は、パイロットキャリアに作用する伝達関数を算出するステップである。具体的には、このステップでは、パイロットキャリアが配置されているキャリアで受信した信号を既知のパイロットキャリアの信号で除算する。

図１４の最大遅延時間推定ステップＳＴ２２では、特定のシンボルに着目してパイロットキャリアに作用する伝達関数の値をキャリア方向に観測し、それを逆フーリエ変換して得られる伝送路のインパルス応答の電力をもとに、最大遅延時間を算出することができる。例えば、送信された信号を直接受信する直接波の他に、建物等に反射して遅れて届く遅延波が２つ存在する場合、インパルス応答の電力は、図８のようになる。このインパルス応答の電力と予め決められた閾値を比較し、閾値より大きくなるときの遅延時間を探索し、その中で最も遅延時間の長いものを最大遅延時間の推定結果とする。

図１４の最大ドップラー周波数推定ステップＳＴ２３では、特定のキャリアに着目してパイロットキャリアに作用する伝達関数の値をシンボル方向に観測し、それをフーリエ変換した結果をもとに、最大ドップラー周波数を算出することができる。例えば、一般的なレイリーフェージング環境下では、最大ドップラー周波数がｆ_ｄの場合、上記のフーリエ変換結果は、図９のようになり、エッジ検出を実施することで、最大ドップラー周波数ｆ_ｄを推定することができる。

図１４の時間方向補間ステップＳＴ２４及び周波数方向補間ステップＳＴ２５は、図７（ａ）及び（ｂ）に示されるように、パイロットキャリアに作用する伝達関数を時間方向（シンボル方向）と周波数方向（キャリア方向）に補間することで、全キャリアに作用する伝達関数の値を算出する。以降、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの伝達関数の推定値をＨ′（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）とする。

一般に、図１４の時間方向補間ステップＳＴ２４で使用する補間フィルタは、最大遅延時間の通過帯域を持つローパスフィルタとして設計すればよく、周波数方向補間ステップＳＴ２５で使用する補間フィルタは、最大ドップラー周波数の通過帯域を持つローパスフィルタとして設計すれば良いことが知られている。ただし、時間方向補間ステップＳＴ２４で使用する補間フィルタは、最大遅延時間より広い、或いは狭い通過帯域を持つローパスフィルタとして設計しても良く、周波数方向補間ステップＳＴ２５で使用する補間フィルタは、最大ドップラー周波数より広い、或いは狭い通過帯域を持つローパスフィルタとして設計しても良い。時間とともに変化する最大遅延時間と最大ドップラー周波数に応じて、フィルタ係数をその都度算出しても良いし、又は、予め複数のフィルタ係数をメモリ等の記憶素子に格納しておき、最大遅延時間と最大ドップラー周波数に応じてフィルタ係数を選択しても良い。

また、図１４の時間方向補間ステップＳＴ２４と周波数方向補間ステップＳＴ２５の順番を入れ替えても良い。

上記の最大遅延時間及び最大ドップラー周波数の算出では、パイロットキャリアに作用する伝達関数を利用しているが、時間方向補間ステップＳＴ２４で出力される信号を用いても良いし、周波数方向補間ステップＳＴ２５で出力される信号を用いても良い。また、最大ドップラー周波数は、移動体の速度に比例するため、外部から入力される移動体の速度から算出することもできる。具体的には、移動体の速度が毎秒ｖメートル、ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数をｆ_ｃヘルツとすると、ｆ_ｄ＝（ｆ_ｃ×ｖ）／ｃで算出される。ここで、ｃは、光の速度（毎秒約３×１０^８メートル）である。

図１３の第１の送信信号推定ステップＳＴ３では、ＦＦＴ部１から出力される各キャリアで受信した信号ｙ（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）を、伝送路特性推定部２から出力される伝達関数Ｈ（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）で除算することで、各キャリアで伝送された送信信号の推定を実施する。また、変調方式（ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭ等）が既知の場合は、等化処理された信号を最も近い信号に置き換える硬判定処理を実施しても良い。また、送信側で誤り訂正符号等を使用している場合、等化処理後の信号に対して、デマッピング及び誤り訂正を実施した後、再度、誤り訂正符号化及びマッピングを実施して、各キャリアで伝送された送信信号を推定しても良い。以降、ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの送信信号推定結果をｘ′（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）で表す。

図１３の干渉成分抽出ステップＳＴ４では、式（２１）に示されるように、ＦＦＴステップＳＴ１におけるＦＦＴ出力ｙ（ｋ，ｍ）から、伝達関数の推定結果Ｈ′（ｋ，ｍ）と送信信号の推定結果ｘ′（ｋ，ｍ）の乗算結果を減算することで干渉成分Ｉ′（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）を抽出する。

図１３の除算ステップＳＴ５では、式（２０）に示されるように、干渉成分抽出部４の出力Ｉ（ｋ，ｍ）を第１の送信信号推定部３の出力ｘ′（ｋ＋ｄ，ｍ）で除算を実施し、Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）（ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１）を算出する。

図１３の２次元フィルタ処理ステップＳＴ６では、Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）に含まれる不要な成分を抑圧するために、Ｈ_ｄ′（ｋ，ｍ）をインデックスｋの方向、及びインデックスｍの方向に平滑化フィルタ処理を施す。具体的には、Ｈ_ｄ′（ｋ＋ｄ，ｍ）に対して、式（２３）で表される２次元フィルタ処理を実施し、Ｈ_ｄ″（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）（ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１）を得る。

式（２３）において、ｗ（ｑ，ｒ）は、（Ｑ＋１）×（Ｒ＋１）の２次元フィルタ係数であり、式（５）〜（９）で述べたように、インデックスｑの方向に最大遅延時間の通過帯域を持ち、インデックスｒの方向に最大ドップラー周波数の通過帯域を持つローパスフィルタを設計すれば良い。また、インデックスｑの方向に最大遅延時間より広い、或いは狭い通過帯域を持つようにローパスフィルタを設計しても良く、インデックスｒの方向に最大ドップラー周波数より広い、或いは狭い通過帯域を持つようにローパスフィルタを設計しても良い。上記の最大遅延時間と最大ドップラー周波数は、伝送路特性推定ステップＳＴ２で得られる。なお、最大遅延時間及び最大ドップラー周波数が算出される度にフィルタ係数を算出しても良いが、予め複数のフィルタ係数を用意してメモリ等の記憶素子に格納しておき、最大遅延時間と最大ドップラー周波数の値に応じて、上記複数のフィルタ係数の中からフィルタ係数を選択しても良い。また、フィルタのサイズを表すＱ及びＲは、全キャリア数Ｋより小さな正の整数である。

また、ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアにおける干渉ゲインは、ｄ＝−ｋ，…，Ｋ−ｋ−１（ｄ≠０）のＫ−１個存在する。式（２２）で表される除算ステップと、式（２３）で表される２次元フィルタステップでは、これら全ての干渉ゲインを算出することを想定しているが、実際には、ｄの絶対値が大きくなるにつれて干渉ゲインも小さくなるため、予め決められた範囲ｄ＝−Ｄ，…，Ｄの干渉ゲインのみを算出しても良い。なお、以下の説明では、予め決められた範囲ｄ＝−Ｄ，…，Ｄの干渉ゲインのみが算出される。

図１３の干渉推定ステップＳＴ７では、２次元フィルタ処理ステップＳＴ６で出力される干渉ゲインと第１の送信信号推定ステップＳＴ３で出力される送信信号の推定結果をもとに、キャリア間干渉成分を算出する。具体的には、式（２２）で表され処理を実施され、キャリア間干渉成分Ｉ″（ｋ，ｍ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）を算出する。

図１３の干渉除去ステップＳＴ８では、ＦＦＴステップＳＴ１のＦＦＴ出力ｙ（ｋ，ｍ）から干渉推定ステップＳＴ７の出力Ｉ″（ｋ，ｍ）を減算することで、キャリア間干渉成分を除去する。

図１３の第２の送信信号推定ステップＳＴ９では、干渉除去ステップＳＴ８から出力される信号を伝送路特性推定ステップＳＴ２から出力される伝達関数で除算することで、各キャリアで伝送された送信信号の推定を実施する。

以上に説明した実施の形態５に係る等化方法では、実施の形態１と同様に、干渉ゲインに対して、キャリア方向とシンボル方向の２次元ローパスフィルタを施すことで、干渉ゲインに含まれる不要成分を抑圧することができ、低ＳＮ比の環境下でより精度良くキャリア間干渉を推定及び除去することが可能となるという効果がある。

図１５は、実施の形態５の変形例に係る等化方法を示すフローチャートである。図１５に示される等化方法は、実施の形態４に係る等化装置の動作に相当する。したがって、図１５の説明に際しては、図１２をも参照する。図１５に示される等化方法は、複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換された複数のベースバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部５１，５２と、第１の合成部４１と、第２の合成部４２とを有する等化装置が行う等化方法である。図１５に示される等化方法は、複数の信号処理部５１，５２の各々において、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴステップＳＴ３１と、複数の信号処理部５１，５２の各々において、フーリエ変換によって得られたＦＦＴ出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間（例えば、前記伝送路の遅延時間の最大値である最大遅延時間）、及び前記伝送路のドップラー周波数（例えば、前記伝送路のドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数）を推定する伝送路特性推定ステップＳＴ３２と、第１の合成部４１において、複数の信号処理部５１，５２におけるＦＦＴ出力と伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得する第１の推定結果取得ステップＳＴ３３とを有する。また、図１５に示される等化方法は、複数の信号処理部５１，５２の各々において、ＦＦＴ出力、伝達関数、及び第１の推定結果を用いて、ＦＦＴ出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出ステップＳＴ３４と、複数の信号処理部５１，５２の各々において、干渉成分抽出ステップＳＴ３４によって抽出された第１の干渉成分を第１の推定結果で除算する除算ステップＳＴ３５と、複数の信号処理部５１，５２の各々において、除算によって得られた除算出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ処理ステップＳＴ３６とを有する。さらに、図１５に示される等化方法は、複数の信号処理部５１，５２の各々において、干渉ゲインと第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定ステップＳＴ３７と、複数の信号処理部５１，５２の各々において、ＦＦＴ出力から第２の干渉成分を減算する干渉除去ステップＳＴ３８と、第２の合成部４２において、複数の信号処理部５１，５２の各々における干渉除去ステップＳＴ３８による減算の結果として得られた複数の干渉除去出力と複数の伝達関数とをもとに、送信信号の第２の推定結果を算出する第２の推定結果取得ステップＳＴ３９とを有する。２次元フィルタ処理ステップＳＴ３６は、ローパスフィルタ処理を含む。このローパスフィルタ処理は、通過帯域を最大遅延時間と最大ドップラー周波数とすると良いが、通過帯域を最大遅延時間より広く或いは狭くしても良く、通過帯域を最大ドップラー周波数より広く或いは狭くしても良い。

以上に説明したステップＳＴ３１〜ＳＴ３９の処理は、図１３に示されるステップＳＴ１〜ＳＴ９と同様の処理である。したがって、図５に示される等化方法によれば、キャリア方向にのみフィルタを施す非特許文献１と比較して、低ＳＮ比の環境下でより精度良くキャリア間干渉を推定及び除去することができるという効果がある。

実施の形態６
図１６は、本発明の実施の形態６に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態６に係る受信装置は、例えば、地上デジタル放送の受信機である。図１６に示されるように、実施の形態６に係る受信装置は、アンテナで受信された信号を中間周波数信号に変換するチューナ部６１と、チューナ部６１から出力される中間周波数信号であるアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル（ＡＤ）変換部６２と、基準周波数信号を生成する局部発振部６３と、この基準周波数信号を用いてＡＤ変換部６２から出力されるデジタル信号をベースバンドのデジタル信号（ベースバンド信号）に変換する直交復調部６４とを有する。チューナ部６１とＡＤ変換部６２と局部発振部６３と直交復調部６４とは、受信されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に変換する受信部６０を構成する。また、実施の形態６に係る受信装置は、直交復調部６４で変換されたベースバンド信号に等化処理を施す等化部６５と、等化部６５によって等化処理を施された信号（すなわち、等化結果）に対して誤り訂正処理を行う誤り訂正部６６とを有する。等化部６５としては、実施の形態１から４のいずれかの等化装置及び実施の形態５の等化方法を適用することができる。なお、等化部６５として、実施の形態４に係る等化装置を適用する場合には、受信部６０は、複数のアンテナで受信された複数のＯＦＤＭ信号に基づく複数のベースバンド信号を受け取り、これらの複数のベースバンド信号を用いて等化処理を行い、等化結果を誤り訂正部６６に与える。

実施の形態６に係る受信装置は、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている地上デジタル放送方式の受信装置に適用可能である。地上デジタル放送方式としては、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）、並びに、欧州のＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）及びＤＶＢ−Ｔ２等がある。ただし、実施の形態６に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信することができる装置であれば、テレビ、映像記録装置、パーソナルコンピュータなどのような各種の装置に適用可能である。

実施の形態６に係る受信装置においては、等化部６５としては、実施の形態１から４のいずれかの等化装置又は実施の形態５の等化方法を適用するので、キャリア間干渉を精度良く推定及び除去することができる。その結果、実施の形態６に係る受信装置によれば、特に、高速移動する移動体に搭載されたモバイル端末向けの地上デジタル放送受信装置及び車載の地上デジタル放送受信装置において、低ＳＮ比の環境下でも高速移動時に地上デジタル放送の視聴を可能にすることができるという効果がある。

変形例．
図１７は、上記実施の形態１から４に係る等化装置の構成を示すハードウェア構成図である。図１７に示される等化装置は、ソフトウェアとしてのプログラムを格納する記憶装置としてのメモリ７１と、メモリ７１に格納されたプログラムを実行する情報処理部としてのプロセッサ７２とを有する。図１７に示される等化装置は、実施の形態１から４に係る等化装置の構造の具体例を示している。図１７に示される等化装置の動作は、実施の形態１から４に係る等化装置の動作、又は、実施の形態５に係る等化方法の処理と同じである。

図１７に示される等化装置が、実施の形態１及び２に係る等化装置における処理を実現する場合には、図４に示されるＦＦＴ部１、伝送路特性推定部２、第１の送信信号推定部３、干渉成分抽出部４、除算部５、２次元フィルタ部６、及び信号成分推定部１０は、プロセッサ７２がメモリ７１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。

図１７に示される等化装置が、実施の形態３に係る等化装置における処理を実現する場合には、図１１に示されるＦＦＴ部１、伝送路特性推定部２、第１の送信信号推定部３、干渉成分抽出部４、除算部５、２次元フィルタ部６、及び信号成分推定部１０ａは、プロセッサ７２がメモリ７１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。

図１７に示される等化装置が、実施の形態４に係る等化装置における処理を実現する場合には、図１２に示される複数の信号処理部５１，５２、第１の合成部４１、及び第２の合成部４２は、プロセッサ７２がメモリ７１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。

図１７に示される等化装置が、実施の形態５に係る等化方法を実現する場合には、図１３に示される処理ステップＳＴ１からＳＴ６及びＳＴ１０は、プロセッサ７２がメモリ７１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。

図１７に示される等化装置が、実施の形態５に係る他の等化方法を実現する場合には、図１５に示される処理ステップＳＴ３１からＳＴ３９は、プロセッサ７２がメモリ７１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。

以上に説明したように、図１７に示される等化装置によって、実施の形態１から５で説明した等化装置及び等化方法を実現することができる。

１ ＦＦＴ部、 ２ 伝送路特性推定部、 ３ 第１の送信信号推定部、 ４ 干渉成分抽出部、 ５ 除算部、 ６ ２次元フィルタ部、 ７ 干渉推定部、 ８ 干渉除去部、 ９ 第２の送信信号推定部、 １０，１０ａ 信号成分推定部、 １１ パイロット伝達関数推定部、 １２ 時間方向補間部、 １３ 周波数方向補間部、 １４ 最大遅延時間推定部、 １５ 最大ドップラー周波数推定部、 ２１ 時間方向フィルタ部、 ２２ 周波数方向フィルタ部、 ３１ 伝送路行列算出部、 ３２ 第２の送信信号推定部、 ４１ 第１の合成部、 ４２ 第２の合成部、 ５１，５２ 信号処理部、 ６０ 受信部、 ６１ チューナ部、 ６２ ＡＤ変換部、 ６３ 局部発振部、 ６４ 直交復調部、 ６５ 等化部、 ６６ 誤り訂正部、 ＳＴ１ ＦＦＴステップ、 ＳＴ２ 伝送路特性推定ステップ、 ＳＴ３ 第１の送信信号推定ステップ、 ＳＴ４ 干渉成分抽出ステップ、 ＳＴ５ 除算ステップ、 ＳＴ６ ２次元フィルタ処理ステップ、 ＳＴ７ 干渉推定ステップ、 ＳＴ８ 干渉除去ステップ、 ＳＴ９ 第２の送信信号推定ステップ、 ＳＴ１０ 信号成分推定ステップ、 ＳＴ２１ パイロット伝達関数推定ステップ、 ＳＴ２２ 最大遅延時間推定ステップ、 ＳＴ２３ 最大ドップラー周波数推定ステップ、 ＳＴ２４ 時間方向補間ステップ、 ＳＴ２５ 周波数方向補間ステップ。

Claims (12)

1. ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、
   前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、
   前記干渉成分抽出部によって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、
   前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定部と
   を備えることを特徴とする等化装置。
2. 前記２次元フィルタ部は、前記遅延時間の最大値である最大遅延時間と前記ドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数とを通過帯域とするローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
3. 前記２次元フィルタ部は、時間方向フィルタ部と周波数方向フィルタ部とを有し、
   前記時間方向フィルタ部は、前記最大ドップラー周波数の通過帯域を持つ第１のローパスフィルタを含み、
   前記周波数方向フィルタ部は、前記最大遅延時間の通過帯域を持つ第２のローパスフィルタを含む
   ことを特徴とする請求項２に記載の等化装置。
4. 前記信号成分推定部は、
   前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力から前記干渉推定部で推定された前記第２の干渉成分を減算する干渉除去部と、
   前記干渉除去部による前記減算の結果として得られた前記干渉除去部の出力と前記伝送路特性推定部によって推定された前記伝達関数とをもとに、前記送信信号の前記第２の推定結果を算出する第２の送信信号推定部と
   を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の等化装置。
5. 前記信号成分推定部は、
   前記伝送路特性推定部によって推定された前記伝達関数と前記２次元フィルタ部で算出された前記干渉ゲインとをもとに、前記伝送路を示す伝送路行列を作成する伝送路行列算出部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力である受信信号ベクトルに前記伝送路行列の逆行列を乗算して、前記送信信号の前記第２の推定結果としての送信信号ベクトルを生成する第２の送信信号推定部と
   を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の等化装置。
6. 複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換された複数のベースバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部と、
   第１の合成部と、
   第２の合成部と
   を有する等化装置であって、
   前記複数の信号処理部の各々は、
   ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、
   前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と
   を有し、
   前記第１の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得し、
   前記複数の信号処理部の各々は、
   前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、
   前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、
   前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、
   前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定部と、
   前記ＦＦＴ部の前記出力から前記第２の干渉成分を減算する干渉除去部と
   を有し、
   前記第２の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記干渉除去部による前記減算の結果として得られた前記複数の干渉除去部の出力と前記伝達関数とをもとに、前記送信信号の第２の推定結果を算出する
   ことを特徴とする等化装置。
7. 前記２次元フィルタ部は、前記遅延時間の最大値である最大遅延時間と前記ドップラー周波数の最大値である最大ドップラー周波数とを通過帯域とするローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項６に記載の等化装置。
8. 前記第１の合成部は、前記複数の信号処理部の前記ＦＦＴ部の出力と前記複数の信号処理部の前記伝送路特性推定部から出力される前記伝達関数とを用いて、ダイバーシチ合成を行い、
   前記第２の合成部は、前記複数の信号処理部の前記干渉除去部の出力と前記複数の信号処理部の前記伝送路特性推定部から出力される前記伝達関数とを用いて、ダイバーシチ合成を行う
   ことを特徴とする請求項６又は７に記載の等化装置。
9. ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴステップと、
   前記フーリエ変換によって得られたＦＦＴ出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定ステップと、
   前記ＦＦＴ出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定ステップと、
   前記ＦＦＴ出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出ステップと、
   前記干渉成分抽出ステップによって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算ステップと、
   前記除算によって得られた除算出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ処理ステップと、
   前記ＦＦＴ出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定ステップと
   を備えることを特徴とする等化方法。
10. 複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換された複数のベースバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部と、第１の合成部と、第２の合成部とを有する等化装置が行う等化方法であって、
    前記複数の信号処理部の各々において、ＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記フーリエ変換によって得られたＦＦＴ出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定ステップと、
    前記第１の合成部において、前記複数の信号処理部における前記ＦＦＴ出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得する第１の推定結果取得ステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記ＦＦＴ出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出ステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記干渉成分抽出ステップによって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算ステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記除算によって得られた除算出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ処理ステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定ステップと、
    前記複数の信号処理部の各々において、前記ＦＦＴ出力から前記第２の干渉成分を減算する干渉除去ステップと、
    前記第２の合成部において、前記複数の信号処理部の各々における前記干渉除去ステップによる前記減算の結果として得られた複数の干渉除去出力と複数の前記伝達関数とをもとに、前記送信信号の第２の推定結果を算出する第２の推定結果取得ステップと
    を備えることを特徴とする等化方法。
11. 受信されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に変換する受信部と、
    前記受信部で変換された前記ベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、
    前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と、
    前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を得る第１の送信信号推定部と、
    前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、
    前記干渉成分抽出部によって抽出された前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、
    前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、
    前記ＦＦＴ部の前記出力から、前記伝達関数と前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とを用いて、前記送信信号の第２の推定結果を得る信号成分推定部と
    を備えることを特徴とする受信装置。
12. 複数のアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号を複数のベースバンド信号に変換する受信部と、
    前記複数のべーバンド信号をそれぞれ処理する複数の信号処理部と、
    第１の合成部と、
    第２の合成部と
    を有する受信装置であって、
    前記複数の信号処理部の各々は、
    アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号から変換されたベースバンド信号をフーリエ変換するＦＦＴ部と、
    前記フーリエ変換によって得られた前記ＦＦＴ部の出力に含まれるパイロットキャリアをもとに、前記ＯＦＤＭ信号の伝送路の伝達関数、前記伝送路の遅延時間、及び前記伝送路のドップラー周波数を推定する伝送路特性推定部と
    を有し、
    前記第１の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記ＦＦＴ部の前記出力と前記伝達関数とを用いて、送信機から送信される送信信号の第１の推定結果を取得し、
    前記複数の信号処理部の各々は、
    前記ＦＦＴ部の前記出力、前記伝達関数、及び前記第１の推定結果を用いて、前記ＦＦＴ部の前記出力に含まれる第１の干渉成分を抽出する干渉成分抽出部と、
    前記第１の干渉成分を前記第１の推定結果で除算する除算部と、
    前記除算によって得られた前記除算部の出力に対して時間方向と周波数方向の２次元フィルタ処理を施して干渉ゲインを算出する２次元フィルタ部と、
    前記干渉ゲインと前記第１の推定結果とをもとに、第２の干渉成分を推定する干渉推定部と、
    前記ＦＦＴ部の前記出力から前記第２の干渉成分を減算する干渉除去部と
    を有し、
    前記第２の合成部は、前記複数の信号処理部の各々における前記干渉除去部による前記減算の結果として得られた前記複数の干渉除去部の出力と前記伝達関数とをもとに、前記送信信号の第２の推定結果を算出する
    ことを特徴とする受信装置。

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