WO2007018209A1 - 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム - Google Patents

光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム Download PDF

Info

Publication number
WO2007018209A1
WO2007018209A1 PCT/JP2006/315657 JP2006315657W WO2007018209A1 WO 2007018209 A1 WO2007018209 A1 WO 2007018209A1 JP 2006315657 W JP2006315657 W JP 2006315657W WO 2007018209 A1 WO2007018209 A1 WO 2007018209A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
electrode
modulator
optical carrier
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/315657
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Tetsuya Kawanishi
Masayuki Izutsu
Takahide Sakamoto
Masahiro Tsuchiya
Original Assignee
National Institute Of Information And Communications Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by National Institute Of Information And Communications Technology filed Critical National Institute Of Information And Communications Technology
Priority to US12/063,231 priority Critical patent/US7853153B2/en
Priority to EP06782483.9A priority patent/EP1914910B1/en
Publication of WO2007018209A1 publication Critical patent/WO2007018209A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour 
    • G02F1/21—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference
    • G02F1/225—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference in an optical waveguide structure
    • G02F1/2255—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference in an optical waveguide structure controlled by a high-frequency electromagnetic component in an electric waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/501—Structural aspects
    • H04B10/506—Multiwavelength transmitters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2210/00—Indexing scheme relating to optical transmission systems
    • H04B2210/006—Devices for generating or processing an RF signal by optical means

Definitions

  • the present invention relates to a fourth-harmonic generation system using an optical carrier-suppressed double-sideband modulator.
  • an optical carrier suppressed double sideband modulator (DSB-SC modulator) is known.
  • DSB-SC modulator an optical carrier suppressed double sideband modulator
  • MZ, PM provided on both arms, and fixed phase shifter provided on one arm are shown.
  • a DSB-SC modulator is disclosed.
  • the DSB-SC modulator outputs two side-handed signals (both sidebands) and suppresses the carrier (carrier wave) signal component.
  • the modulation frequency of the DSB-SC modulator should be 2f. But m m
  • the frequency of the modulation signal is limited by the modulation signal source used in the system, the frequency difference between the USB signal and the LSB signal is limited.
  • the zero component remains with a certain strength.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2004-252386
  • the present invention uses a DSB-SC modulator to suppress the frequency force signal, and the frequency is f + 2f.
  • the purpose of this study is to obtain a light modulation system for obtaining the signal of f2 and the signal of f-2f.
  • the present invention uses a DSB-SC modulator to convert a signal whose frequency difference is four times the modulation frequency (f) to m
  • the object is to obtain a light modulation system for obtaining.
  • the present invention uses a DSB-SC modulator to suppress the frequency force signal as much as possible and to reduce the frequency.
  • the aim is to provide an optical signal acquisition method to obtain a signal of number f + 2f and a signal of f -2f.
  • the present invention for example, connects two DSB-SC modulators in tandem, and adjusts the phase of the modulation signal applied to these modulators by shifting the phase by 90 degrees.
  • the effect of the invention is based on the knowledge that a radio signal of ⁇ 2f) or 4f can be easily obtained.
  • the DSB-SC modulator is used to suppress the signal of frequency force ⁇
  • An optical modulation system can be obtained to obtain a signal of force + 2f and a signal of f-2f.
  • the frequency difference becomes four times the modulation frequency (f).
  • An optical modulation system for obtaining a signal can be obtained.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a fourth harmonic generation system according to the first aspect of the present invention.
  • FIG. 2 is a conceptual diagram showing an ideal DSB-SC modulation signal output from a DSB-SC modulator.
  • Figure 3 shows the output from the second DSB-SC modulator when the phase of the modulation signal applied to the first DSB-SC modulator and the second DSB-SC modulator is not controlled.
  • Conceptual diagram showing examples of signals It is.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing an ideal output by the fourth harmonic generation system of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a basic configuration example of a fourth harmonic generation system using a mirror.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a basic configuration of a radio signal generator using the above-described fourth harmonic generation system.
  • FIG. 7 is a block diagram of the system used in this example.
  • FIG. 8 is a spectrum diagram showing the output of the second modulator force in the system shown in FIG.
  • FIG. 9 is a spectrum of a radio frequency signal obtained by this example.
  • Figure 9 (a) shows the spectrum of the resolution width (RBW) force ⁇ OkHz, where the vertical axis is the signal intensity [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • Figure 9 (b) shows a spectrum with RBW power Hz and a center frequency of 42 GHz. The vertical axis is the signal intensity [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • Figure 9 (c) shows a spectrum with an RBW of 10 Hz and a center frequency of 42 GHz. The vertical axis is the signal intensity [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • Figure 9 (d) shows a spectrum with an RBW of 1 MHz. The vertical axis is the signal intensity [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • FIG. 10 is a graph showing SSB (single sideband) phase noise.
  • Fig. 10 (a) is a graph showing phase noise
  • Fig. 10 (b) is a graph showing the ratio of phase noise to source (Noisefigure).
  • FIG. 11 is a schematic diagram of the experimental system used in this experiment.
  • FIG. 12 is a schematic diagram of an optical FSK modulator (DSB-SC modulator) used in Example 2.
  • FIG. 13 is a graph showing the relationship between the bias voltage of electrode C and output light intensity in Example 2.
  • the horizontal axis is normalized by ⁇ ⁇ (6. IV) of electrode C.
  • FIG. 14 is a graph showing the relationship between the bias voltage of electrode C and output light intensity in Comparative Example 1.
  • the horizontal axis is normalized by ⁇ ⁇ (6. IV) of electrode C.
  • FIG. 15 is a graph showing the relationship between the bias voltage of electrode ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ and output light intensity in Example 2.
  • the horizontal axis is normalized by the V TU (4.2V) of electrode A.
  • FIG. 16 is a graph showing a time waveform of output light in Example 2.
  • Fig. 17 is a graph showing the relationship between wavelength and output light when the bias voltage is adjusted so that the output from the main MZ is minimized when the wavelength power of the output light from the light source is l550nm. is there. Note that Fig. 17B changes the span on the horizontal axis in Fig. 17A.
  • FIG. 18 is a diagram showing the intensity of light input to the optical FSK modulator.
  • FIG. 19 is a spectrum for confirming that the carrier is suppressed by performing the balance correction according to the present invention.
  • the horizontal axis is the offset frequency [GHz], and the vertical axis is the output light intensity [dBm].
  • FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the fourth harmonic generation system according to the first aspect of the present invention.
  • this 4th harmonic generation system (1) consists of a first optical carrier suppressed double sideband modulator (2) and the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2).
  • a second optical carrier suppressed double sideband modulator (3) connected in series with the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2) and a second optical carrier suppressed double sideband modulator.
  • the modulation signal to be applied to the waveband modulator (3) is the upper sideband signal output from the first optical carrier wave suppression double sideband modulator (2) is the second optical carrier wave suppression sideband.
  • the lower sideband signal modulated by the band modulator (3) and the lower sideband signal output from the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2) are converted into the second optical carrier suppressed sideband.
  • This is a quadruple wave generation system that uses an optical carrier-suppressed double-sideband modulator that includes a signal controller [5] that controls the sideband signals to cancel each other.
  • Each modulator may be connected by a known waveguide such as an optical fiber. [0016]
  • the frequency of the two signals (f ⁇ 2f) obtained with this system is the frequency of the modulation frequency.
  • these signals are also called quadruple waves because they are four times away from each other.
  • the “fourth harmonic generation system” means a signal (f ⁇ 2f
  • the signal control unit (5) includes the first optical carrier-suppressed double-sideband modulator (2) and outputs the output upper-band signal to the second optical carrier-suppressed double-sideband.
  • the lower sideband signal modulated by the band modulator (3) and the lower sideband signal output from the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2) are converted into the second optical carrier suppressed sideband. It may be controlled so that the phase difference from the upper sideband signal modulated by the band modulator (3) is 180 °.
  • the signal source (4) applies a modulation signal applied to the first optical carrier suppression double sideband modulator (2) and the second optical carrier suppression double sideband modulator (3) to the phase difference between them. Can be controlled to be 90 degrees.
  • the upper sideband signal output from the first optical carrier suppression double sideband modulator (2) is modulated by the second optical carrier suppression double sideband modulator (3).
  • a sideband signal and an upper side obtained by modulating the lower sideband signal output from the first optical carrier suppression double sideband modulator (2) by the second optical carrier suppression double sideband modulator (3). Since the phase difference from the waveband signal is 180 °, these two signals cancel each other and ideally disappear. As a result, the component of frequency f is suppressed, so that two signals (f ⁇ 2f) can be obtained.
  • the signal control unit (5) is configured to delay an optical signal input to the first optical carrier suppression double sideband modulator (2) and the second optical carrier suppression double sideband modulator (3).
  • the time difference between the modulation time of the second modulator (2) and the modulation time of the second modulator) and the delay of the modulation signal applied to the two modulators (2,3) is n Is an integer, and f [Hz] is m into two modulators (2,3)
  • the frequency is controlled to be (2n + l) / 4f [seconds] when the frequency of the applied modulation signal is used. This m
  • one signal can be controlled by two modulators.
  • N is preferably 0 or 1.
  • Such a delay may be adjusted by a variable delay device that gives an arbitrary time difference between the modulation signals of the two optical modulators, or may be adjusted by a signal control unit that functions as a variable delay device. .
  • DSB-SC modulator A known DSB-SC modulator can be used as appropriate as the DSB-SC modulator.
  • a Mach-Zehnder waveguide (MZ) formed on an LN waveguide, a phase modulator (PM) provided on both arms of the MZ
  • PM phase modulator
  • a DSB-SC modulator having a fixed phase shifter provided on one arm of the MZ
  • a conventional optical SSB (sink ', luside node) modulator or optical FSK (frequency shift keying) modulator may be used as the DSB-SC modulator!
  • the optical FSK modulator includes, for example, a first sub Mach-Zehnder waveguide (MZ) and a second sub Mach-Zehnder waveguide.
  • MZ Mach-Zehnder waveguide
  • MZ Mach-Zehnder waveguide
  • the bias voltage between the two arms constituting the MZ is controlled.
  • the noise voltage between the frequency electrode (DC electrode) and the two arms constituting the MZ is controlled.
  • the phase of the light propagating through the two arms of the MZ is controlled.
  • the second RF electrode (RF electrode) that inputs the RF signal to the arm, and the input RF signal voltage
  • an electrode for controlling the frequency of light output from the output unit by controlling the value or phase.
  • Each Mach-Zehnder waveguide is configured to include, for example, a substantially hexagonal waveguide (which constitutes two arms) and two phase modulators in parallel. .
  • the Mach-Zehnder waveguide and the electrode are provided on the substrate.
  • the substrate and each waveguide are not particularly limited as long as they can propagate light.
  • a Ti diffusion lithium niobate waveguide may be formed on an LN substrate, or a silicon dioxide (SiO 2) waveguide may be formed on a silicon (Si) substrate.
  • SiO 2 silicon dioxide
  • An optical semiconductor waveguide in which an aAlAs waveguide is formed may be used.
  • Lithium niobate cut out as a substrate for X-cut and Z-axis transmission (LiNbO: LN) is preferred. This is a low-power drive because it can use a large electro-optic effect.
  • An optical waveguide is formed on the X-cut surface (Y-Z surface) of this substrate, and the guided light propagates along the Z-axis (optical axis).
  • a lithium niobate substrate other than the X cut may be used.
  • the substrate is a triaxial or hexagonal uniaxial crystal having an electro-optic effect, or the point group of the crystal is C,
  • Materials that are C, D, C, D can be used. These materials are applied by applying an electric field.
  • the refractive index has a function of adjusting the refractive index so that the change in refractive index has a different sign depending on the mode of propagating light.
  • Specific examples include lithium tantalate in addition to lithium niobate.
  • LiTO LiTO: LT
  • ⁇ -BaB 0 abbreviation BBO
  • LilO LilO
  • the size of the substrate is not particularly limited as long as a predetermined waveguide can be formed.
  • each waveguide are not particularly limited as long as the module of the present invention can exert its function.
  • the width of each waveguide is, for example, about 1 to 20 micrometers, preferably 5 to about L0 micrometers.
  • the depth (thickness) of the waveguide is 10 nm to 1 micrometer, preferably 50 nm to 200 nm.
  • the first bias adjustment electrode (DC electrode) (25) has two arms (Pathl and
  • the C electrode and the DC electrode are preferably DC or low frequency electrodes.
  • Low frequency in the low frequency electrode means, for example, a frequency of 0 Hz to 500 MHz.
  • the output of this signal source is preferably equipped with a phase modulator so that the phase of the output signal can be controlled! /.
  • the first modulation electrode (RF electrode) (27) has radio frequency (
  • RF is an electrode for inputting a signal.
  • the RF electrode may be a traveling wave type electrode or a resonance type electrode, preferably a resonance type electrode. Electrode.
  • the RF electrode and the RF electrode are preferably connected to a high-frequency electrical signal source.
  • the air signal source is a device for controlling the RF electrode and the signal transmitted to the RF electrode.
  • a known high-frequency electric signal source can be employed.
  • the frequency (f) of the high-frequency signal is from 1 GHz to 100 GHz.
  • the output of a high-frequency electrical signal source is a sine wave with a constant frequency. It is preferable that a phase modulator is provided at the output of this high-frequency electric signal source so that the phase of the output signal can be controlled! /.
  • the RF electrode and the RF electrode are made of, for example, gold or platinum.
  • the width of the RF electrode include 1 / ⁇ ⁇ to 10; ⁇ ⁇ , specifically 5 m.
  • the length of the RF electrode and RF electrode is 0.1 to 0.9 times the wavelength (f) of the modulation signal.
  • the length of the A electrode and RF electrode is 3250 m.
  • a resonant optical electrode is an electrode that performs modulation using resonance of a modulation signal.
  • Known electrodes can be used as the resonance type electrodes, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-268025, “Tetsuya Kawanishi, Satoshi Oikawa, Masayuki Izutsu, Sakai Plane Structure Resonance Type Optical Modulator”, IEICE Tech.
  • a traveling wave type electrode is an electrode (modulator) that modulates light while guiding a light wave and an electric signal in the same direction (for example, Nishihara). Hiroshi, Masami Haruna, Toshiaki Sugawara, “Optical Integrated Circuits” (Revised Supplement) Ohmsha, pp. 119-120).
  • the traveling wave type electrode a known one can be adopted, for example, JP-A-11 295674, JP-A-11 295674, JP-A 2002-169133, JP-A 2002-40381, JP-A 2000-267056. It is possible to use those disclosed in the public notice, Japanese Unexamined Patent Publication No.
  • the traveling wave type electrode As the traveling wave type electrode, a so-called symmetrical ground electrode arrangement (in which at least a pair of ground electrodes are provided on both sides of the traveling wave type signal electrode) is preferably adopted.
  • the ground electrodes symmetrically across the signal electrode, the high frequency output from the signal electrode is easily applied to the ground electrodes arranged on the left and right sides of the signal electrode. Can be suppressed.
  • RF electrode force An electrode that serves as both an RF signal electrode and a DC signal electrode may be used. That is, either or both of the RF electrode and RF electrode mix the DC and RF signals.
  • the RF electrode is connected to the power supply circuit (bias circuit), so an RF signal (radio frequency signal) and a DC signal (DC signal: signal related to the bias voltage) are applied to the RF electrode. You can enter.
  • the third RF electrode (RF electrode) (29) controls the bias voltage of MZ and MZ.
  • the F electrode is preferably a traveling wave electrode.
  • the switching speed of the RF electrode is preferably a traveling wave electrode.
  • a high-speed RF electrode can be used to make it faster.
  • the optical FSK modulator uses the DC of the optical SSB modulator to realize code switching at high speed.
  • RF electrode radio frequency electrode
  • bias adjustment electrode RF (radio frequency) electrode (RF electrode), or bias adjustment electrode and RF
  • RF electrode an electrode
  • RF c is used only for the RF electrode.
  • the electrode is connected to a feeding circuit (bias circuit) that supplies a mixture of DC and RF signals.
  • a feeding circuit bias circuit
  • the RF electrode it is preferable to use a traveling wave electrode that supports high-speed switching.
  • the RF electrode is an electrode that supports input and output of the RF frequency. Even in the FSK modulator, the phase and amplitude of the signal voltage at the RF electrode are cut off.
  • the upper side wave component and the lower side wave component can be switched and output.
  • optical FSK modulator is the same as that of the optical SSB modulator.
  • the operation of the optical SSB modulator is, for example, “Tetsuya Kawanishi, Masayuki Izutsu, Optical Frequency Shifter Using SSB Modulator”, IEICE Technical Report, TECHNICAL REPORT OF IEICE,
  • USB upper sideband
  • LSB lower sideband
  • the direction of frequency shift is selected by adjusting the voltage value or phase of the signal applied to the RF electrode.
  • each phase modulator has a phase difference of 90 ° with respect to electrical light. If an X-cut substrate is used as the substrate, the RF signal electrode RF electrode and a sine wave with a phase difference of 90 ° are supplied to the RF electrode.
  • the four phase modulators can modulate RF signals with phases of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° respectively (Hisumi et al., X-cut lithium niobium optical SSB modulator, electron letter, vol.
  • the bias voltage of the RF electrode is 90 ° and the optical phase difference between the two MZ structures is 90 °.
  • the bias voltage of the RF electrode is set so that the optical phase difference between the two MZ structures is 270 °.
  • traveling wave type electrode corresponding to RF frequency as RF electrode By switching the phase of the signal applied to the two arms, the upper and lower wave components can be switched and output. Traveling wave type electrode corresponding to RF frequency as RF electrode
  • the above frequency shift can be performed at high speed.
  • the optical FSK modulator of the present invention can be manufactured, for example, as follows. First, titanium is patterned on a lithium niobate wafer by photolithography, and titanium is diffused by a thermal diffusion method. Form. The conditions for this are as follows: titanium thickness is 100 to 2000 angstroms, diffusion temperature is 500 to 2000 ° C, and diffusion time is 10 to 40 hours. An insulating buffer layer (thickness 0.5-2 m) of silicon dioxide is formed on the main surface of the substrate. Next, an electrode with a metal plating force of 15-30 m thick is formed on them. The wafer is then cut. In this way, an optical modulator having a titanium diffusion waveguide is formed.
  • the optical FSK modulator can be manufactured, for example, as follows. First, a waveguide is formed on the substrate.
  • the waveguide can be provided on the surface of the lithium niobate substrate by applying the proton exchange method or titanium thermal diffusion method. For example, Ti metal stripes of a few micrometers are formed on an LN substrate in rows on an LN substrate by photolithography. After that, the LN substrate is exposed to a high temperature around 1000 ° C to diffuse Ti metal inside the substrate. In this way, a waveguide can be formed on the LN substrate.
  • the electrode can be manufactured in the same manner as described above.
  • an optical waveguide for example, to form electrodes, an optical waveguide
  • the gap between the electrodes can be set to about 1 to 50 micrometers on both sides of many waveguides formed with the same width by photolithography.
  • silicon substrate When a silicon substrate is used, it can be manufactured, for example, as follows. Silicon
  • a layer is then deposited, followed by diacid silicate with the addition of germanium dioxide (GeO) as a dopant.
  • germanium dioxide GeO
  • a core layer mainly composed of recon (SiO 2) is deposited. After that, it is made into transparent glass in an electric furnace.
  • the optical waveguide part is fabricated by etching, and again silicon dioxide (SiO 2) as the main component.
  • thermo-optic intensity modulator and a thin film heater type thermo-optic phase modulator are formed on the upper cladding layer.
  • the signal source is a device for outputting a signal to be transmitted to the optical FSK modulator, and a known signal source can be adopted.
  • the signal source (FSK signal source) is transmitted to the RF electrode of the optical FSK modulator.
  • the signal input to the RF electrode from the signal source is preferably 30 kHz or more, 300 GHz or more.
  • a signal having the lower frequency component is mentioned, and preferably 500 MHz to 10 GHz.
  • the frequency of the signal transmitted to the RF electrode controlled by the signal source is the high-frequency electrical signal described later.
  • the frequency of the signal transmitted to the RF electrode controlled by the signal source is
  • the RF electrode controlled by the high-frequency electrical signal source and the frequency of the signal transmitted to the RF electrode
  • the high-frequency electric signal source is a device for giving a high-frequency electric signal to the optical frequency shift keying modulator, and a known high-frequency electric signal source can be adopted.
  • the high-frequency electrical signal source mainly controls the RF electrode and the signal transmitted to the RF electrode.
  • 1GHz ⁇ LOOGHz.
  • the output of a high-frequency electric signal source can be a sine wave with a constant frequency.
  • the optical FSK signal consists of the upper sideband (USB) signal and the lower sideband (LSB) for the carrier wave (f).
  • f is the width of the frequency modulation by the optical FSK modulator (ie, the frequency of the RF modulation signal from the modulator).
  • U m 0 where f is the center frequency of the carrier
  • the center frequency of the SB signal is f + f
  • the center frequency of the LSB signal is f -f.
  • the optical FSK modulator has been mainly described.
  • a DSB-SC modulator can be manufactured in the same manner, and a signal source similar to the above can be used as appropriate.
  • the wavelength of light entering the DSB-SC modulator is 1550 nm, and the light source is a laser diode or LED, but is not limited thereto.
  • first DSB-SC modulator (2) This light is usually called an optical carrier (carrier signal) and is usually a single wavelength light. Let the frequency of this carrier signal be f [Hz]. And faith
  • the source (4) applies a modulated signal such as a radio frequency signal to the DSB-SC modulator, and the DSB-SC modulator modulates the carrier signal.
  • the frequency (modulation frequency) of this modulation signal is f [Hz]. Note that f [Hz] is lMHz to 100GHz, preferably 1G m m
  • Fig. 2 is a conceptual diagram showing an ideal DSB-SC modulation signal output from the DSB-SC modulator. As shown in Fig. 2, the ideal DSB-SC modulation signal (11) has the carrier signal suppressed (that is, the signal of f [Hz] disappears), and the double sideband (side nont signal (12) is output.
  • the frequency of the sighted signal (12) is f ⁇ f [Hz].
  • f -f [Hz] is the lower sideband (LSB) signal (12b).
  • USB signal (f + f [Hz]) and the LSB signal (f -f [H] that are output signals from the first DSB-SC modulator
  • USB signal (f + f [Hz]) (12a) that is the output signal from the first DSB-SC modulator is the second DSB-S.
  • USB signal (f + 2f [Hz]) (13a) and LSB signal (f [Hz]) (13b) are generated by the C modulator.
  • the LSB signal (f -f [Hz]) output from the first DSB-SC modulator is the second DSB-SC.
  • Figure 3 shows the output of the second DSB-SC modulator power when the phase of the modulation signal applied to the first DSB-SC modulator and the second DSB-SC modulator is not controlled. It is a conceptual diagram which shows the example of a signal. As shown in Fig. 3, the two frequency force components do not cancel each other.
  • the phase of the modulation signal applied to the two DSB-SC modulators is adjusted so that the output signal strength is f.
  • It may be 145 degrees or more and 180 degrees or less, 170 degrees or more and 180 degrees or less, or 175 degrees or more and 180 degrees or less, and most preferably by controlling the phase difference to be 180 degrees. is there.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing an ideal output by the fourth harmonic generation system of the present invention.
  • Fig 4 As shown in Fig. 2, ideally, when the system of the present invention is used, two frequencies are components of f.
  • the phase of the modulation signal applied to the second DSB-SC modulator is determined from the phase of the signal applied to the first DSB-SC modulator, as described above.
  • the phase may be shifted so that it falls within such a range. Specifically, the phase may be delayed by 90 degrees, or the phase may be advanced by 90 degrees.
  • the fourth harmonic generation system can be realized, for example, as a system using an optical carrier suppressed double sideband modulator, a circulator, and a mirror. In this system, only one DSB-SC modulator force S is required, which can save space and reduce costs.
  • FIG. 5 is a diagram showing a basic configuration example of a fourth harmonic generation system using a mirror.
  • the fourth harmonic generation system of this aspect includes a waveguide that transmits light, a circulator connected to the waveguide and controlling the traveling direction of light (6), and a light from the circulator.
  • a DSB-SC modulator into which the output of DSB-SC is reflected, a mirror (7) from which the output of the DSB-SC modulator force is reflected, and an optical signal reflected by the mirror and further modulated by the DSB-SC modulator.
  • control unit reflects the light from the mirror and applies modulation by the DSB-SB modulator
  • the phase shifts from the phase when the DSB-SC modulation is first performed as described above.
  • Control the output signal of the signal source In this way, as in the previous mode, the two frequency components cancel each other out, so the frequency component from the output signal is reduced. It can be done.
  • This optical signal acquisition method basically obtains an optical signal with a frequency (f ⁇ 2f) with a reduced frequency component from the output signal by performing DSB-SC modulation with carrier suppression. Is that you can
  • the optical signal acquisition method of the present invention includes a first optical carrier suppressed double sideband modulator (2), and the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2).
  • a second optical carrier-suppressed double-sideband modulator (3) connected in series, the first optical carrier-suppressed double-sideband modulator (2), and a second optical carrier-suppressed double-sideband modulator
  • a signal source (4) for generating a modulation signal to be applied to (3), and the signal source (4) includes the first optical carrier-suppressed double-sideband modulator (2) and a second optical carrier wave
  • the modulated signal applied to the suppressed double sideband modulator (3) is the upper sideband signal output from the first optical carrier suppressed double sideband modulator (2) is the second optical carrier suppressed double sideband.
  • Upper sideband modulated by waveband modulator (3) A signal control unit (5) for controlling the signals so as to cancel each other, and the first optical carrier suppression double sideband modulator (2) or the second optical carrier suppression double sideband modulation.
  • One or both of the tuners (3) includes a first sub-Mach-Zehnder waveguide, a second sub-Mach-Zehnder waveguide, the first sub-Mach-Zehnder waveguide, and the second sub-Mach-Zehnder waveguide.
  • a main Mach-Zehnder waveguide including a light input section and a modulated light output section, and a voltage applied to two arms constituting the first sub Mach-Zehnder waveguide.
  • An optical modulator comprising a main Mach-Zehnder electrode for adjusting a voltage applied to the waveguide, the first optical carrier-suppressed double-sideband modulator (2), or the second optical carrier. (0) of transmission suppression double sideband modulator (3)
  • the main Mach-Zehnder waveguide power output is increased so that the main Mach-Zehnder force is increased. Adjusting the bias voltage of the electrode and the bias voltage of the two sub Mach-Zehnder electrodes; (ii) adjusting the bias voltage of the main Matsuhzender electrode so that the output from the main Mach-Zehnder waveguide is reduced; (iii)
  • the step of reducing the bias voltage of any Sabumahha Zehnder electrode, (i v) as the output of the main Mach-Zehnder waveguides is reduced, the main Mach-Zehnder And adjusting the bias voltage of the electrode.
  • the main Mach-Zehnder waveguide force As the output of the main Mach-Zehnder waveguide force also becomes the minimum, and the step of reducing the bias voltage of any Sabumahha Zehnder electrode, (i v) as the output of the main Mach-Zehnder waveguides is minimized, the main And a method of adjusting a noise voltage of the Mach-Zehnder electrode.
  • the DSB-SC modulator uses an optical modulation method (referred to as “optical modulation method of the present invention”) that suppresses carriers.
  • optical modulation method of the present invention since an optical FSK modulator can be used as a DSB-SC modulator, the following description assumes that an optical FSK modulator is used.
  • the light modulation method of the present invention basically includes a Mach-Zehnder (MZ) waveguide and a bias voltage applied to an electrode of an optical modulator having a light intensity correction mechanism provided in each arm of the MZ waveguide.
  • MZ Mach-Zehnder
  • the modulation method includes the step of reducing the voltage and (iv) adjusting the bias voltage of the electrode C so that the output of the main MZ waveguide is reduced. In this way, in the modulation method (0 Main Mach-Zehnder waveguide force output is maximized so that the DC electrode or the RF electrode
  • DC bias voltage or RF electrode bias voltage is output from the main Mach-Zehnder waveguide c c
  • a light modulation method with a high extinction ratio is achieved.
  • an optimum bias voltage can be obtained by correcting an annoyance between the arms of the main Mach-Zehnder MZ waveguide using the sub-Matsuhender MZ waveguide.
  • the light intensity correction mechanism is normally provided in an optical modulator having an MZ waveguide, and examples thereof include a heater or an electrode that functions as a mechanism for controlling an electric field.
  • the modulation method for achieving a high extinction ratio according to the present invention basically includes the following steps. (The step of adjusting the bias voltage of the main MZ electrode (electrode C) and the bias voltage of the two sub MZ electrodes so that the output from the 0-main MZ waveguide is increased, and (ii) Adjusting the bias voltage of electrode C so that the output is reduced; and (iii)
  • bias voltage of any sub-MZ electrode is reduced so that the output from the main MZ waveguide is reduced, and (iv) the bias voltage of electrode C is set so that the output of the main MZ waveguide is reduced. (Adjust each bias voltage so that 0 output is maximized. (Ii) Adjust the RF electrode bias voltage so that the output is minimized. (Iii) DC electrode)
  • the bias voltage is set so that the output from the main MZ is maximized. Adjusting process
  • the bias voltage of electrode C and the bias voltages of the two sub MZ electrodes are set so that the output from the main MZ waveguide is large (preferably as large as possible, and more preferably maximized). It is a process of adjusting.
  • the intensity of the output light from MZ 24 is c
  • the main MZ waveguide MZ 24 is connected to a measurement system (not shown).
  • the bias voltage applied to each MZ electrode may be adjusted while observing the output value from the measurement system.
  • control system is connected to the measurement system and the power supply system that supplies each bias voltage, and the magnitude of each bias voltage is controlled so that the light intensity measured by the measurement system increases. You may do it.
  • the control device includes an input unit for inputting information, an output unit for outputting information, a storage unit for storing information (including memory and main memory), and a calculation unit such as a CPU for performing various operations. Information on the light intensity measured by the measurement system is input to the control device by the input unit and stored in the memory.
  • the CPU of the control device receives the control program command in the main memory and reads the information on the light intensity stored in the memory.
  • the CPU of the control device receives a control program command in the main memory and outputs a signal that changes the bias voltage applied to any one or more electrodes from the output unit. In this way, the intensity of the output light changes. This information is read out, compared with the previous light intensity, and a command to change the bias voltage so that the light intensity increases is output from the output unit.
  • the power supply that receives this output signal changes the voltage applied to each electrode in accordance with the command, resulting in an increase in optical output.
  • This process is performed so that the intensity of the output light from the main MZ waveguide MZ 24 is reduced.
  • the waveguide MZ 24 Since the waveguide MZ 24 is connected to a measurement system (not shown), the output value from the measurement system
  • the bias voltage applied to the main MZRF electrode may be adjusted.
  • control system includes a measurement system and a power supply system that supplies a bias voltage to the main MZRF electrode.
  • the magnitude of the pole bias voltage may be controlled.
  • Information on the light intensity measured by the measurement system is input to the controller by the input unit and stored in the memory. Control unit
  • the CPU receives commands from the control program in the main memory and reads information on the light intensity stored in the memory.
  • the CPU of the control device receives a command from the control program in the main memory and outputs a signal that changes the bias voltage applied to the RF electrode of the main MZ.
  • the bias voltage of one of the sub MZ electrodes is reduced so that the output of the main MZ waveguide force is reduced.
  • the noise voltage of one of the sub MZ electrodes is reduced, the output of the main MZ waveguide force is reduced, so the sub MZ of the smaller output of the main MZ waveguide force is reduced. Control the bias voltage of the electrode to be small. For slightly increasing or decreasing DC electrodes or DC electrodes
  • the electrode whose voltage value is forcibly changed in this process may be determined in advance.
  • the voltage value that decreases or increases in this step may also be determined in advance.
  • Such a change voltage value is 0.01V to 0.5V, preferably 0.05V to 0.1V.
  • the output intensity of one MZ main MZ waveguide force is reduced by this process, and the output intensity of the other MZ waveguide force is increased.
  • the main MZ waveguide MZ 24 and sub MZ For example, since it is connected to a measurement system (not shown), the noise voltage may be adjusted while observing the output value from the measurement system.
  • Bias voltage applied to DC electrode A or DC electrode B is connected by the controller.
  • the CPU of the control device receives the control program command in the main memory, reads the control information stored in the memory, and changes the bias voltage applied to DC electrode A or DC electrode B.
  • the value of the biased bias voltage changes by a predetermined amount.
  • the intensity of the output light from the main sub MZ changes.
  • Information on the light intensity observed by the measurement system is input from the input unit and stored in the memory.
  • the CPU of the control device receives instructions from the control program in the main memory, reads the information on the light intensity stored in the memory, and reduces the light output so that the light intensity from the main MZ waveguide decreases.
  • a command to change the bias voltage applied to the electrode that controls the sub-MZ electrode waveguide is output from the output section.
  • the power supply that receives this output signal changes the voltage applied to the electrode in accordance with the command, so the optical output decreases.
  • This process is for adjusting the bias voltage of electrode C so that the output of the main MZ waveguide is reduced.
  • the main MZ waveguide is connected to a measurement system (not shown), so the bias voltage may be adjusted while observing the output value from the measurement system. Note that this step, or the step (iii) and this step may be repeated.
  • the bias voltage applied to the sub-MZ waveguide whose output light intensity has decreased is adjusted to reduce the output light intensity from the sub-MZ whose output has decreased. Since the sub MZ is connected to a measurement system (not shown), the output value from the measurement system is observed. The noise voltage may be adjusted.
  • the measurement system and the DC electrode and the power supply system that supplies the bias voltage to the DC electrode are controlled.
  • the bias voltage applied to the DC electrode or the DC electrode is large.
  • the CPU of the control device receives the control program command in the main memory, reads the control information stored in the memory, and then reads the DC electrode or DC electrode.
  • a signal that changes the bias voltage applied to is output from the output unit.
  • the noise voltage applied to the DC electrode or the DC electrode changes by a predetermined amount.
  • the RF electrode bias voltage is adjusted so that the main MZ output is minimized.
  • the noise voltage can be adjusted while observing the output value from the measurement system.
  • control system connects the measurement system and the power supply system that supplies the bias voltage to the RF electrode C.
  • the magnitude of the bias voltage applied to the DC electrode or DC electrode C is controlled.
  • the CPU of the control device receives the control program command in the main memory, reads the control information stored in the memory, and applies it to the DC electrode or DC electrode C.
  • a signal that changes the bias voltage is output from the output unit. In this way, DC power
  • the value of the bias voltage applied to the pole or DC electrode C changes by a predetermined amount.
  • a good bias point may be obtained by adjusting the noise voltage while observing the output value from the measurement system.
  • the CPU of the control device receives a control program command in the main memory, reads the control information stored in the memory and the information related to the output light, and determines that the adjustment of the bias voltage is stopped. May be. It is also possible to feed back the intensity information of the output light from the measurement system and continue to adjust the noise voltage.
  • the modulation can be similarly performed when the optical SSB modulator is used. It can also be used when a DSB-SC modulator is used. [0076] 5.
  • Radio signal generator
  • Fig. 6 is a block diagram showing the basic configuration of a radio signal generator using the above-described fourth harmonic generation system.
  • the radio signal generation device (21) according to the second aspect of the present invention is the above-described fourth harmonic generation system (22) as a modulated optical signal generation device connectable to a light source.
  • This is a radio signal generator (21) that generates a radio signal having a predetermined frequency by controlling the modulation frequency of the modulated optical signal generator.
  • the light source (25) described above can be used as appropriate.
  • the photodetector is a means for detecting the output light of the modulated optical signal generator and converting it into an electrical signal.
  • a known detector can be used as the photodetector.
  • a device including a photodiode can be used as the photodetector.
  • a particularly preferable photodetector is a high-speed photodetector capable of high-speed detection.
  • An example of a photodetector is one that detects an optical signal and converts it into an electrical signal.
  • the optical detector can detect the intensity and frequency of the optical signal. For example, those described in “Hiroo Yonezu,“ Optical Communication Device Engineering ”, One Light-Emitting Light-Receiving Element, Engineering Books Co., Ltd., 6th edition, published in 2000” can be used as appropriate.
  • the antenna is a means for emitting the electrical signal converted by the photodetector as a radio signal.
  • a known antenna can be used as the antenna.
  • the fourth harmonic generation system as a modulated optical signal generator (22) has an f + 2f signal and an f -2f signal.
  • a radio signal of f + 2f and a radio signal of f -2f can be obtained.
  • FIG. 7 is a block diagram of the system used in this example.
  • DFBLD is a distributed feedback laser diode (distributed-feedback).
  • PC Polarization controller
  • FSK Mod. indicates optical frequency shift keying modulator as DSB-SC modulator
  • DC-bias source indicates optical frequency shift keying modulation DC bias voltage signal source applied to the detector
  • Bias indicates noise
  • RF signal source indicates the radio frequency signal source as the modulation signal source
  • Coupler indicates a 3 dB force plastic
  • Filter indicates a filter
  • Tunable delay indicates a variable delay device for giving an arbitrary time difference between the modulation signals of the two optical modulators
  • High-speed PD indicates high-speed optical detection Indicates a vessel.
  • the triangles in the figure indicate arbitrary amplifiers. A modulation frequency of 10.5 GHz was used. The output signal from the high-speed photodetector was 42 GHz.
  • FIG. 8 is a spectrum diagram showing the output of the second modulator force in the system shown in FIG.
  • the solid line is the spectrum when the phase of the modulation signal applied to the two modulators is shifted by 90 degrees
  • the dotted line is the spectrum when the phase is not shifted.
  • the vertical axis shows the light intensity [dBm] of the spectrum
  • the horizontal axis shows the wavelength [nm].
  • the intensity of light incident on the system is 12.7 dBm
  • the loss at the polarization adjuster is l.ldB and 0.4 dB, respectively
  • the modulation signal intensity at the first and second modulators is 20.9 dBm, respectively.
  • 21.0 dBm is 21.0 dBm.
  • the conversion efficiency was -31 dB
  • the suppression ratio of the 0th-order signal and the primary signal to the second-order higher-order light was more than 40 dB
  • the third-order suppression ratio was 34 dB.
  • the strength of each cyndogenic component is shown in Table 1 below.
  • FIG. 9 shows the spectrum of the radio frequency signal obtained by this example.
  • Figure 9 (a) shows the resolution width (RBW: Resolution
  • the spectrum has an RBW of 10 Hz and a center frequency of 42 GHz.
  • the vertical axis is the signal intensity [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • Figure 9 (d) shows a spectrum with an RBW of 1 MHz.
  • the vertical axis is the signal strength [dBm] and the horizontal axis is the frequency [GHz].
  • a 42 GHz radio signal which is a 4th harmonic signal with a modulation frequency of 10.5 GHz
  • the obtained signal is a relatively sharp and high quality signal with a line width of 1 Hz or less.
  • Fig. 9 (d) Force The strength of each higher order signal can be grasped.
  • the frequency and vector strength of each higher-order signal are as follows: 10.5GHz is -32.8dBm,
  • 21.0GHz is -30.8dBm
  • 31.5GHz is -35.0dBm
  • 42.0GHz is + 11.OdBm.
  • the spurious (unwanted electromagnetic wave) suppression ratio was 41.8 dB.
  • FIG. 10 is a graph showing SSB (single sideband) phase noise.
  • Fig. 10 (a) is a graph showing phase noise, and
  • Fig. 10 (b) is the ratio of phase noise to source (Noise
  • Fig. 10 (a) the solid line shows the noise of the 42 GHz radio signal that is the output of the system in Example 1, and the dotted line shows the noise of the 10.5 GHz modulated signal. From Fig. 10 (a), it can be seen that this system has achieved a phase noise of -95.8dBc at an offset of 10kHz. Also, Fig. 10 (b) force and noise
  • FIG 11 is a schematic diagram of the experimental system used in this experiment.
  • an optical modulator as shown in Fig. 12 is used, and RF electrode A and RF electrode B, which are sub-MZ waveguide electrodes, are used.
  • the sub-Mach-Zehnder of the FSK modulator adjusts the intensity balance between the arms of the main Matsuhatsu and realizes an intensity modulator with a high extinction ratio of 1.
  • a DC bias was applied to electrodes RF A and RF B to adjust the balance.
  • the output light was input to the FSK modulator via the polarization controller.
  • As a bias power supply three Advantest R6144 units and Agilent 33250A function generator are used.
  • T.SBX1.5-10-AO CP-FN SN 728x711 153-0001-001 manufactured by Sumitomo Osaka Cement Co., Ltd. was used as the optical modulator.
  • Advantest Q8384 the optical spectrum analyzer, was used.
  • the time waveform is zero span. It was.
  • the bias voltage of electrode C was adjusted so that the output from the GO main ⁇ waveguide was minimized.
  • the bias voltage is -1.6V for electrode A, -1.6V for electrode B,
  • Electrode C was-1. IV, and the output light intensity at this time was -0.44 dBm. (Iii) MZ via
  • the bias voltage of electrode A was reduced so that the output from the main MZ waveguide was minimized.
  • the bias voltage of electrode C was adjusted so that the output of the main MZ waveguide was minimized.
  • the bias voltage was adjusted so that the output from the 0 main MZ was maximized.
  • the bias voltage applied to each electrode was the Vpi of the RF electrode and the RF electrode.
  • the electrode is -1.6V
  • the RF electrode is -1.6V
  • the RF electrode is-1. IV.
  • the output light intensity at this time is-
  • the bias voltage of the F electrode was adjusted to minimize the output of the main MZ. (Iviii above)
  • Electrode A was -2,35V
  • RF electrode B was -1.6V
  • RF electrode C was -7.235V.
  • Fig. 13 shows the relationship between the bias voltage of the RF electrode C and the output light intensity in Example 2.
  • the RF electrode is -7.22V and the output is minimum. On the other hand, the voltage applied in process GO is positive. In the case of RF electrode A is -2.315V,
  • RF electrode C was -7.22V, and the output was minimized.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the bias voltage of electrode C and the output light intensity. Horizontal axis is RF electrode C
  • the bias voltage of RF electrode ⁇ is -1.6V.
  • FIG. 15 shows the relationship between the bias voltage of the RF electrode A and the output light intensity in Example 2.
  • the bias voltage (-1.7V) that maximizes the power was set to zero.
  • the output was minimized when the standardized voltage was 0.143V. If the normalized voltage is negative, RF
  • C electrode C is-7.240V
  • the output is minimum when RF electrode C is -7.245V.
  • FIG. 16 is a graph showing a time waveform of output light in the second embodiment.
  • the voltage applied to RF electrode C was converted to a rectangular pulse signal with a function generator, and the output from the main MZ was measured with the zero span of the optical spectrum analyzer.
  • the dark solid line represents the output of the noise adjusted (Example 2), and the thin solid line represents the output of the bias unadjusted (Comparative Example 1).
  • Figure 17 is a graph showing the relationship between wavelength and output light when the bias voltage is adjusted so that the output from the main MZ is minimized when the wavelength of the output light from the light source is 1550 nm. is there. Note that Fig. 17B changes the span on the horizontal axis in Fig. 17A. From these figures, the extinction ratio is 45 dB in the range where the wavelength shift is about lnm.
  • FIG. 18 is a diagram showing the intensity of light input to the optical FSK modulator.
  • RF electrode C only c
  • the extinction ratio when the pressure was changed was 50.3 dB.
  • RF electrode C not only RF electrode C but also RF
  • the extinction ratio was improved by 12.8 dB by the adjustment method of the present invention.
  • the extinction ratio was maximized when 14.3% of ⁇ was corrected (5% for light intensity and 2.5% for amplitude).
  • the strength imbalance between the arms was 5%, and the component remaining at OFF without correction was 32 dB.
  • Radiation mode light was mixed to the output port by about 0.001%.
  • optical FSK modulator can be used as a DSB-SC modulator.
  • Example 3 A combination of HP8 166A and 81689A manufactured by Agilent was used as the light source.
  • the set value was 1550 nm and the measured value was 1549.925 nm.
  • the intensity setting value is 5.94 dBm, and the measured value is
  • the output light was input to the FSK modulator via the polarization controller.
  • As bias power supplies three Advantest R6144 units were used.
  • As an optical modulator T.SBX1.5-10-AOC-P-FN manufactured by Sumitomo Osaka Cement Co., Ltd.
  • SN 728x711 153-0001-001 was used.
  • the measurement system used was an optical spectrum analyzer, Advantest Q8384.
  • An AQ27 33 manufactured by Ando Electric was used as the power meter.
  • the time waveform was zero span.
  • a 200CP and BPF bandpass filter 8c7-10.5G-50-S11 was used, and an RF signal without harmonics was generated at 10.5G through a BPF (bandpass filter).
  • An RF signal of Hz was supplied.
  • the modulation depth was suppressed so that the third-order component was not larger than the carrier component after the balance adjustment (when the third-order was dominant, there was no merit of a high extinction ratio), and the optical spectrum was measured.
  • the RF signal suppressed harmonics through the BPF after the amplifier. Since the optimal bias for carrier suppression is slightly different when RF is supplied, it was readjusted after RF was turned on.
  • the bias voltage that maximizes the output is RF
  • a electrode A is -1.6V, RF
  • the V and RF electrodes were-1. IV.
  • the minimum output bias voltage is RF electrode A.
  • the force was -2.2V, RF electrode B was -1.4V, and RF electrode C was -7.16V.
  • C-electrode C was turned on and off by the bias voltage of C.
  • the bias voltage when the output intensity is maximum is RF electrode A power 1.6V,
  • the bias voltage when the output intensity is at a minimum is 1.6 V for RF electrode A and RF voltage for each.
  • Pole B is -1.5V
  • RF electrode C is 7.16V
  • the measured intensity of the power meter was -37.2 dBm
  • the measured intensity of OSA was -38.7 dBm
  • the extinction ratio was 37.3 dB as measured by the power meter and 38.4 dB as measured by OSA.
  • the noise voltage at the maximum output intensity is RF electrode A 2.
  • the measured intensity of the power meter is +0.0
  • the measured intensity of OSA was -0.4 dBm.
  • the bias voltages at the minimum output intensity are -2.2 V for RF electrode A, -1.5 V for RF electrode B, and -1.5 V for RF electrode C, respectively.
  • the measured intensity of the power meter was -46.5 dBm, and the measured intensity of OSA was -51.0 dBm.
  • the extinction ratio was 46.5 dB as measured by the power meter and 50.6 dB as measured by OSA. Therefore, it was proved that a high extinction ratio can be easily obtained by adjusting the bias according to the present invention.
  • FIG. 19 shows a spectrum for confirming that the carrier is suppressed by performing the balance correction according to the present invention.
  • the horizontal axis is the offset frequency [GHz], and the vertical axis is the output light intensity [dBm].
  • the solid line is the spectrum when balance correction is performed, and the broken line is the spectrum when balance correction is not performed.
  • the bias voltage was -2.33V for RF electrode A and -7.127V for RF electrode C. Meanwhile, roses
  • the bias voltage when the compensation is not performed is 1.60V for RF electrode A
  • the output intensity of the first order is -13.1 dBm
  • the third order was -53.1 dBm.
  • the 0th-order input light intensity was -0.4 dBm.
  • the induced phase calculated for the specific power between the first-order sideband and the third-order sideband was 0.49 for the first-order / third-order.
  • the 0th / first order was 0.46.
  • the carrier suppression ratio was 50.2 dB.
  • One side If the induced phase per unit is 0.48 and the input voltage is 2.8V (19dBm), the half-wave voltage at both arms is .8 / (0.48 * 2 / 3.14) 9.2V.
  • the present invention can be suitably used in fields such as optical information communication.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

　【課題】　　本発明は，DSB-SC変調器を用いて周波数がf0の信号が抑圧され，周波数がf0+2fmの信号とf0-2fmの信号を得るための光変調システムを得ることを目的とする。 　【解決手段】　上記課題は，上記の課題は，第1のDSB-SC変調器(2)と，第2のDSB-SC変調器(3)と，前記第1のDSB-SC変調器(2)及び第2のDSB-SC変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)の変調信号を，DSB-SC変調器(2)の上側波帯信号をDSB-SC変調器(3)が変調した下側波帯信号（f0）と，DSB-SC変調器(2)の下側波帯信号をDSB-SC変調器(3)が変調した上側波帯信号（f0）とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備する4倍波発生システムなどにより解決される。 　

Description

明 細 書
光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システム
技術分野
[0001] 本発明は，光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システムなどに関す る。
背景技術
[0002] 光変調器として，光搬送波抑圧両側波帯変調器 (DSB-SC変調器）が知られて ヽる 。 具体的には，たとえば，特開平 2004-252386号公報（下記特許文献 1)の図 37には , MZと，その両アームに設けられた PMと，一方のアームに設けられた固定位相器を 有する DSB-SC変調器が開示されている。 DSB-SC変調器は，理想的には， 2つのサ ィドハ"ンド（両側波帯)信号を出力し，キャリア (搬送波)信号成分が抑圧される。す なわち， DSB-SC変調器によれば，キャリア (f )を抑圧した USB (f +f ) , LSB (f -f )信
0 0 m 0 m 号を得ることができる。
[0003] よって， DSB-SC変調器を用いて，周波数が f +2f の信号と f -2f の信号を得るため
0 m 0 m
には， DSB-SC変調器の変調周波数を f力も 2f にすればよいとも考えられる。しかし m m
ながら，変調信号の周波数は，システムに用いられる変調信号源によって制約がある ので， USB信号， LSB信号との周波数差には限界がある。
[0004] DSB-SC変調器を用いて周波数が f +2fの信号と f -2fの信号を得るために， 2つの
0 m 0 m
DSB-SC変調器をタンデムに（直列に）接続することも考えられる。しかし，第一の DSB -SC変調器力 の出力信号にさらに DSB-SC変調を施せば，それらの信号のサイド ノ ンドの周波数がキャリア周波数 (f )で一致する。よって， DSB- SC変調器を 2っタ
0
ンデムに接続したシステムでは，周波数が f +2f , f及び f -2f の信号を有するスぺタト
0 m 0 0 m
ルとなり，周波数 (f )
0の成分がある程度の強度をもって残ることとなる。
特許文献 1：特開平 2004-252386号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 本発明は， DSB-SC変調器を用いて周波数力 の信号が抑圧され，周波数が f +2f
0 0 m の信号と f -2fの信号を得るための光変調システムを得ることを目的とする。
0 m
[0006] 本発明は， DSB-SC変調器を用いて周波数差が変調周波数 (f )の 4倍となる信号を m
得るための光変調システムを得ることを目的とする。
[0007] 本発明は， DSB-SC変調器を用いて周波数力 の信号ができるだけ抑圧され，周波
0
数が f +2fの信号と f -2fの信号を得るための光信号の取得方法を提供することを目
0 m 0 m
的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明は，たとえば， DSB-SC変調器を 2つタンデムに接続し，そしてそれらの変調 器に加えられる変調信号の位相を 90度ずらすなどして調整することで，周波数が fの
0 信号が互に打ち消しあうように調整し，キャリアを抑圧した 2つの信号 (f ±2f )を得る
0 m ことができるという知見に基づくものである。
[0009] また，上記のようなシステムを用いた無線信号の発生装置を用いれば，周波数が (f
0
±2f ) ,又は 4 f の無線信号を容易に得ることができるという知見に基づくものである m m 発明の効果
[0010] 本発明によれば， DSB-SC変調器を用いて周波数力^の信号が抑圧され，周波数
0
力 +2fの信号と f -2fの信号を得るための光変調システムを得ることができる。
0 m 0 m
[0011] 本発明によれば， DSB-SC変調器を用いて周波数差が変調周波数 (f )の 4倍となる m
信号を得るための光変調システムを得ることができる。
[0012] 本発明によれば，キャリアを抑圧した DSB-SC変調を行ったうえで，光信号を得るこ とにより効果的に，キャリアを抑圧した 2つの信号 (f ±2f )を得ることができる。
0 m
図面の簡単な説明
[0013] [図 1]図 1は，本発明の第一の側面に係る 4倍波発生システムの基本構成を示すプロ ック図である。
[図 2]図 2は， DSB-SC変調器から出力される理想的な DSB-SC変調信号を示す概念 図である。
[図 3]図 3は，第 1の DSB-SC変調器と第 2の DSB-SC変調器とに印加される変調信号 の位相を制御しない場合の第 2の DSB-SC変調器からの出力信号の例を示す概念図 である。
[図 4]図 4は，本発明の 4倍波発生システムによる理想的な出力を示す概念図である。
[図 5]図 5は，ミラーを用いた 4倍波発生システムの基本構成例を示す図である。
[図 6]図 6は，上記の 4倍波発生システムを用いた無線信号発生装置の基本構成を示 すブロック図である。
[図 7]図 7は，本実施例に用いたシステムのブロック図である。
[図 8]図 8は，図 7で示されたシステムのうち第 2の変調器力ゝらの出力を示すスペクトル 図である。
[図 9]図 9は，本実施例により得られたラジオ周波数信号のスペクトルである。図 9(a)は ,分解幅（RBW: ResolutionBandwidth)力 ^OkHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [GHz]である。図 9(b)は， RBW力 Hzで中心周波数が 42G Hzのスペクトルであり，縦軸は信号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [GHz]である。図 9( c)は， RBWが 10Hzで中心周波数が 42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度 [dBm ]であり横軸は周波数 [GHz]である。図 9(d)は， RBWが 1MHzのスペクトルであり，縦軸 は信号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [GHz]である。
[図 10]図 10は， SSB (シングルサイドバンド)位相雑音を示すグラフである。図 10(a)は， 位相雑音を示すグラフであり，図 10(b)は位相雑音とソースとの比である（Noisefigure) を示すグラフである。
[図 11]図 11は，本実験に用いた実験系の概略図である。
[図 12]図 12は，実施例 2にお 、て用 ヽた光 FSK変調器 (DSB - SC変調器)の概略 図である。
[図 13]図 13は，実施例 2における電極 Cのバイアス電圧と出力光強度の関係を示す グラフである。横軸は電極 Cの ν π (6. IV)で規格化したものである。
[図 14]図 14は，比較例 1における電極 Cのバイアス電圧と出力光強度の関係を示す グラフである。横軸は電極 Cの ν π (6. IV)で規格化したものである。
[図 15]図 15は，実施例 2における電極 Αのバイアス電圧と出力光強度の関係を示す グラフである。横軸は電極 Aの V TU (4.2V)で規格化したものである。
[図 16]図 16は，実施例 2における出力光の時間波形を示すグラフである。 [図 17]図 17は，光源からの出力光の波長力 l550nmの場合に，メイン MZからの出力 が最小となるようにバイアス電圧を調整したときの，波長と出力光の関係を示すグラフ である。なお，図 17Bは，図 17Aの横軸のスパンを変えたものである。
[図 18]図 18は，光 FSK変調器へ入力する光の強度を示す図である。
[図 19]図 19は，本発明によるバランス補正を行うことにより，キャリアが抑圧されること を確認するためのスペクトルである。横軸は，オフセット周波数 [GHz],縦軸は出力光 の強度 [dBm]である。
符号の説明
[0014] 1 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システム
2 第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器
3 第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器
4 信号源
5 信号制御部
発明を実施するための最良の形態
[0015] 1. 4倍波発生システム
図 1は，本発明の第一の側面に係る 4倍波発生システムの基本構成を示すブロック 図である。図 1に示されるように，この 4倍波発生システム (1)は，第 1の光搬送波抑圧 両側波帯変調器 (2)と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と直列に接続さ れた第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯 変調器 (2)及び第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を発生 するための信号源 (4)と，前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 ( 2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を，前記第 1の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される上側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑 圧両側波帯変調器 (3)が変調した下側波帯信号と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波 帯変調器 (2)から出力される下側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調 器 (3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部 (5)と を具備する，光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システムである。な お，各変調器は，光ファイバなどの公知の導波路により接続されてもよい。 [0016] なお，このシステムで得られる 2つの信号 (f ±2f )の周波数が，変調周波数の周波
0 m
数の 4倍離れていることから本明細書においては，これらの信号を 4倍波ともよぶ。す なわち， 「4倍波発生システム」とは変調周波数の周波数の 4倍離れた信号 (f ±2fな
0 m ど）を得るためのシステムを意味する。
[0017] 前記信号制御部 (5)は，具体的には，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2) 力 出力される上側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調 した下側波帯信号と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される下 側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した上側波帯信 号との位相差が 180° となるように制御するものであってもよい。また，前記信号源 (4) が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調 器 (3)に印加する変調信号を，それらの位相差が 90度となるように制御するものがあ げられる。このように制御すれば，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から 出力される上側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した 下側波帯信号と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される下側 波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した上側波帯信号と の位相差が 180° となるので，それら 2つの信号が互に打ち消しあい，理想的には消 滅する。これにより，周波数 fの成分が抑圧されるので， 2つの信号 (f ±2f )を得るこ
0 0 m とができる。前記信号制御部 (5)は，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)とに入力する光信号の遅延 (第 1の変調器 (2)が 変調する時間と第 2の変調器が変調する時間との時間差)と，それら 2つの変調器 (2,3 )に印加される変調信号の遅延との差が， nを整数とし， f [Hz]を 2つの変調器 (2,3)に m
印加される変調信号の周波数としたときに， (2n+l)/4f [秒]となるように制御する。この m
ように制御するので， 2つの変調器において，ひとつの信号を制御することができる。 なお， nとしては， 0又は 1が好ましい。このような遅延は， 2つの光変調器の変調信号 に任意の時間差を与えるための可変遅延器により調整されてもよいし，可変遅延器と して機能する信号制御部により調整されてもよい。
[0018] 1.2.
DSB- SC変調器 DSB-SC変調器として，公知の DSB-SC変調器を適宜用いることができる。たとえば ,特開平 2004-252386号公報の図 37にあるように， LN導波路上に形成されたマッハ ツェンダー導波路（MZ)と， MZの両アームに設けられた位相変調器（PM)と， MZの一 方のアームに設けられた固定位相器を有する DSB-SC変調器があげられる。なお， 従来の光 SSB (シンク'、ルサイドノ ンド )変調器や光 FSK (周波数シフトキーイング） 変調器を DSB-SC変調器として用いてもよ!、。 2つの DSB-SC変調器へ印加される変 調信号は，同一の信号源力も分岐した信号を用いることが好ましい。
[0019] 光 FSK変調器は，例えば，第 1のサブマッハツェンダー導波路 (MZ )と，第 2のサ
A
ブマッハツェンダー導波路 (MZ )と，前記 MZ及び前記 MZとを含み，光の入力部
B A B
と，変調された光の出力部とを具備するメインマッハツェンダー導波路 (MZ )を具備
C
する。そして，前記 MZを構成する 2つのアーム間のバイアス電圧を制御することに
A
より，前記 MZの 2つのアームを伝播する光の位相を制御する第 1の直流または低
A
周波用電極 (DC電極）と，前記 MZを構成する 2つのアーム間のノィァス電圧を制
A B
御することにより，前記 MZの 2つのアームを伝播する光の位相を制御する第 2の直
B
流または低周波用電極 (DC電極）と，前記 MZを構成する 2つのアームにラジオ周
B A
波数 (RF)信号を入力する第 1の RF電極 (RF電極）と，前記 MZを構成する 2つの
A B
アームに RF信号を入力する第 2の RF電極 (RF電極）と，入力される RF信号の電圧
B
値，または位相を制御することにより前記出力部から出力される光の周波数を制御す る電極 (RF電極）とを具備する。
C
[0020] それぞれのマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路 (これが 2つ のアームを構成する）を具備し，並列する 2つの位相変調器を具備するようにして構 成される。
[0021] 通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路 は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば， LN基板上 に， Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン (Si)基板上に二 酸ィ匕シリコン (SiO )導波路を形成しても良い。また， InPや GaAs基板上に InGaAsP, G
2
aAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として， Xカット Z軸伝 搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム (LiNbO： LN)が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動
3
が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板の Xカット面 (Y Z面)の表面に光導波路が形成され，導波光は Z軸 (光学軸）に沿って伝搬することと なる。 Xカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光 学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群が C ,
3V
C， D， C， D である材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によ
3 3 3h 3h
つて屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有 する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム
(LiTO： LT) , β— BaB 0 (略称 BBO) , LilO等を用いることができる。
3 2 4 3
[0022] 基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。
各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度の ものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば 1〜20マイクロメ 一トル程度，好ましくは 5〜： L0マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ (厚さ）として， 10nm〜lマイクロメートルがあげられ，好ましくは 50nm〜200nmで ある。
[0023] 第 1のバイアス調整電極（DC電極）（25)は， MZを構成する 2つのアーム（Pathl及
A A
び Path3)間のバイアス電圧を制御することにより， MZの 2つのアームを伝播する光
A
の位相を制御するための電極である。一方，第 2のバイアス調整電極（DC
B電極） (26
)は， MZを構成する 2つのアーム（Path2及び Path4)間のバイアス電圧を制御するこ
B
とにより， MZの 2つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。 D
B
C電極，及び DC電極は，好ましくは通常直流または低周波用電極である。ここで
A B
低周波用電極における「低周波」とは，例えば， 0Hz〜500MHzの周波数を意味する 。なお，この信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御でき るようにされて 、ることが好まし！/、。
[0024] 第 1の変調電極 (RF電極) (27)は， MZを構成する 2つのアームにラジオ周波数（
A A
RF)信号を入力するための電極である。一方，第 2の変調電極 (RF電極) (28)は， M
B
Zを構成する 2つのアームに RF信号を入力するための電極である。 RF電極，及び
B A
RF電極としては，進行波型電極または共振型電極が挙げられ，好ましくは共振型 電極である。
[0025] RF電極，及び RF電極は，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電
A B
気信号源は， RF電極及び RF電極へ伝達される信号を制御するためのデバイスで
A B
あり，公知の高周波電気信号源を採用できる。 RF電極，及び RF電極に入力され
A B
る高周波信号の周波数 (f )として，例えば lGHz〜100GHzがあげられる。高周波 電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この 高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御でき るようにされて 、ることが好まし！/、。
[0026] RF電極，及び RF電極は，たとえば金， 白金などによって構成される。 RF電極，
A B A
及び RF電極の幅としては， 1 /ζ πι〜10 ;ζ ΐηが挙げられ，具体的には 5 mが挙げら
B
れる。 RF電極，及び RF電極の長さとしては，変調信号の波長の (f )の 0.1倍〜 0.9
A B m
倍が挙げられ， 0.18〜0.22倍，又は 0.67倍〜 0.70倍が挙げられ，より好ましくは，変調 信号の共振点より 20〜25%短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極と の合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的な RF
A電極，及 び RF電極の長さとしては， 3250 mがあげられる。以下では，共振型電極と，進行
B
波型電極につ!、て説明する。
[0027] 共振型光電極 (共振型光変調器)は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極で ある。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開 2002-268025号公報， 「川西哲也，及川哲，井筒雅之，〃平面構造共振型光変調器"，信学技報， TECHNI CAL
REPORT OF IEICE, IQE2001-3(2001-05)」に記載のものを採用できる。
[0028] 進行波型電極 (進行波型光変調器)は，光波と電気信号を同方向に導波させ導波 している間に光を変調する電極 (変調器)である（例えば，西原浩，春名正光，栖原 敏明著， 「光集積回路」（改訂増補版)オーム社， 119頁〜 120頁)。進行波型電極は 公知のものを採用でき，例えば，特開平 11 295674号公報，特開平 11 295674号 公報，特開 2002— 169133号公報，特開 2002-40381号公報，特開 2000-267056号公 報，特開 2000-471159号公報，特開平 10- 133159号公報などに開示されたものを用 いることがでさる。 [0029] 進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置 (進行波型の信 号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するもの である。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号 電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加され やすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。
[0030] RF電極力 RF信号用の電極と， DC信号用の電極とを兼ねたものでもよい。すな わち， RF電極及び RF電極のいずれか又は両方は， DC信号と RF信号とを混合し
A B
て供給する給電回路 (バイアス回路）と連結されて!、る。この態様の光 SSB変調器は , RF電極が給電回路 (バイアス回路）と連結されているので， RF電極に RF信号 (ラ ジォ周波数信号)と DC信号 (直流信号:バイアス電圧に関する信号)を入力できる。
[0031] 第 3の RF電極 (RF電極）（29)は， MZ及び MZのバイアス電圧を制御することに
C A B
より MZ及び MZを伝播する光の位相を制御するための電極である。第 3の電極 (R
A B
F電極）は，進行波型の電極であることが好ましい。 RF電極の切り換え速度が，光
C C
FSK変調器のデータ速度になるので， RF電極を進行波型電極とすることで高速の
C
切り換え (USBと LSBとの切換し）が可能となる力もである。
[0032] 光 FSK変調器は，符号切り換えを高速で実現するために，光 SSB変調器の DC
C
に相当する電極を RF (ラジオ周波数)電極 (RF電極），又はバイアス調整電極と RF
C
電極 (RF電極）とに置き換えたものである。 RF電極のみを用いるものとしては， RF c
電極が DC信号と RF信号とを混合して供給する給電回路 (バイアス回路）と連結され ているものが挙げられる。 RF電極として，好ましくは，高速スイッチングに対応した進 行波型電極を用いることができる。ここで， RF電極とは， RF周波数の入出力に対応 した電極である。 FSK変調器においても， RF電極の信号電圧の位相や振幅を切り c
換えることで，上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。
[0033] 光 FSK変調器の動作は，光 SSB変調器の動作と同様である。光 SSB変調器の動 作は，たとえば， 「川西哲也，井筒雅之，〃光 SSB変調器を用いた光周波数シフター" ,信学技報， TECHNICAL REPORT OF IEICE,
OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002- 30(2002- 08)」， 「日隅ら， Xカットリチウムニオブ 光 SSB変調器，エレクトロンレター， vol. 37, 515-516 (2001).」などに詳しく報告されている。すなわち，光 SSB変調器によれ ば，所定量周波数がプラスにシフトした上側波帯 (USB)信号，及び下側波帯 (LSB )信号を得ることができる。
[0034] 光 FSK変調器の動作を以下に説明する。並列する 4つの光位相変調器に位相が 9 0° ずつ異なる正弦波 RF信号を入力する。また，光に関してもそれぞれの位相差が 90° となるようにバイアス電圧 DC電極， DC電極， RF電極を調整する。すると， R
A B C
F信号の周波数分だけ周波数がシフトした光が出力される。周波数シフトの方向（減 少 Z増加）は， RF電極に印加する信号の電圧値又は位相を調整することにより選
C
択できる。すなわち，図 2に示される光 FSK変調器では，各位相変調器で，電気'光 とも 90° ずつの位相差をもつこととなる。なお，基板として， X—カット基板を用いると RF信号用電極 RF電極，及び RF電極に位相が 90° 異なる正弦波を供給するだ
A B
けで， 4つの位相変調器でそれぞれ位相が 0° , 90° , 180° , 270° の RF信号の 変調を実現できる（日隅ら， Xカットリチウムニオブ光 SSB変調器，エレクトロンレター , vol.
37, 515-516 (2001). )。
[0035] たとえば，図 2のそれぞれの MZ構造部分において DC電極， DC電極のバイアス
A B
電圧を 2つの Path (パス 1とパス 3,パス 2とパス 4)での光の位相差が 180° となるよう に調整する。 RF電極のバイアス電圧を， 2つの MZ構造部分の光位相差が 90° と
C
なるように調整する。出力光では，上側波成分のみが含まれる。
[0036] 一方， RF電極のバイアス電圧を， 2つの MZ構造部分の光位相差が 270° となる c
ように調整すると，下側波成分のみが出力される。したがって， RF電極の信号 (又は
C
2つのアームに印加される信号の位相）を切り換えることで，上側波成分と下側波成 分とを切り換えて出力できる。 RF電極として， RF周波数に対応した進行波型電極
C
を用いると，上記の周波数シフトを高速に行うことができる。
[0037] 光導波路の形成方法としては，チタン拡散法等の内拡散法やプロトン交換法など 公知の形成方法を利用できる。すなわち，本発明の光 FSK変調器は，例えば以下 のようにして製造できる。まず，ニオブ酸リチウムのウェハー上に，フォトリソグラフィー 法によって，チタンをパターユングし，熱拡散法によってチタンを拡散させ，光導波路 を形成する。この際の条件は，チタンの厚さを 100〜2000オングストロームとし，拡 散温度を 500〜2000°Cとし，拡散時間を 10〜40時間としすればよい。基板の主面 に，二酸ィ匕珪素の絶縁バッファ層（厚さ 0. 5— 2 m)を形成する。次いで，これらの 上に厚さ 15— 30 mの金属メツキ力もなる電極を形成する。次いでウェハーを切断 する。このようして，チタン拡散導波路が形成された光変調器が形成される。
[0038] 光 FSK変調器は，たとえば以下のようにして製造できる。まず基板上に導波路を形 成する。導波路は，ニオブ酸リチウム基板表面に，プロトン交換法やチタン熱拡散法 を施すことにより設けることができる。例えば，フォトリソグラフィー技術によって LN基 板上に数マイクロメートル程度の Ti金属のストライプを， LN基板上に列をなした状態 で作製する。その後， LN基板を 1000°C近辺の高温にさらして Ti金属を当該基板内 部に拡散させる。このようにすれば， LN基板上に導波路を形成できる。
[0039] また，電極は上記と同様にして製造できる。例えば，電極を形成するため，光導波 路
の形成と同様にフォトリソグラフィー技術によって，同一幅で形成した多数の導波路 の両脇に対して電極間ギャップが 1マイクロメートル〜 50マイクロメートル程度になる ように形成することができる。
[0040] なお，シリコン基板を用いる場合は，たとえば以下のようにして製造できる。シリコン
(Si)基板上に火炎堆積法によって二酸ィ匕シリコン (SiO )を主成分とする下部クラッド
2
層を堆積し，次に，二酸ィ匕ゲルマニウム (GeO )をドーパントとして添加した二酸ィ匕シ
2
リコン (SiO )を主成分とするコア層を堆積する。その後，電気炉で透明ガラス化する。
2
次に，エッチングして光導波路部分を作製し，再び二酸ィ匕シリコン (SiO )を主成分と
2
する上部クラッド層を堆積する。そして，薄膜ヒータ型熱光学強度変調器及び薄膜ヒ 一タ型熱光学位相変調器を上部クラッド層に形成する。
[0041] 信号源は，光 FSK変調器へ伝達すべき信号を出力するためのデバイスであり，公 知の信号源を採用できる。信号源 (FSK信号源）は，光 FSK変調器の RF電極へ伝
C
達される信号を制御する。信号源として，複数の電圧レベルを設定して切り換えるこ とのできるものを用いることは，多値変調可能な光 FSK通信に関する態様である。信 号源から RF電極に入力される信号としては，好ましくは 30kHz以上， 300GHz以 下の周波数成分をもつ信号が挙げられ，好ましくは 500MHz〜10GHzである。なお ,信号源が制御する RF電極へ伝達される信号の周波数は，後述の高周波電気信
C
号源が制御する RF電極及び RF電極へ伝達される信号の周波数に比べて小さい
A B
ことが好ましい。信号源が制御する RF電極へ伝達される信号の周波数が，後述の
C
高周波電気信号源が制御する RF電極及び RF電極へ伝達される信号の周波数に
A B
比べて大き 、と装置が複雑となるからである。
[0042] 高周波電気信号源は，光周波数シフトキーイング変調器に高周波電気信号を与え るためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。高周波電気信号 源は，主に RF電極及び RF電極へ伝達される信号を制御する。高周波周波数とし
A B
ては，例えば 1GHz〜： LOOGHzが挙げられる。高周波電気信号源の出力としては， 一定の周波数を有する正弦波が挙げられる。
[0043] 光 FSK信号は，搬送波 (f )につ 、ての上側波帯 (USB)信号と下側波帯 (LSB)
0
信号とからなる。本明細書では，光 FSK変調器による振動数変調の幅 (すなわち，変 調器からの RF変調信号の周波数)を f とする。搬送波の中心周波数を f とすると， U m 0
SB信号の中心周波数は， f +f であり， LSB信号の中心周波数は， f -f である。
0 m 0 m
[0044] なお，上記では光 FSK変調器を中心に説明したが， DSB-SC変調器も同様に製造 でき信号源など上記と同様のものを適宜用いることができる。
[0045] DSB-SC変調器に入る光の波長として， 1550nmがあげられ，光源として，レーザー ダイオードや LEDがあげられるがこれらに限定されるものではない。
[0046] 2. 4倍波発生システムの動作
以下では， 4倍波発生システムの基本動作について説明する。まず，第 1の DSB-SC 変調器 (2)に光を入力する。この光が通常光搬送波 (キャリア信号)ともよばれるもので あり，通常単一波長の光である。このキャリア信号の周波数を f [Hz]とする。そして，信
0
号源 (4)が，ラジオ周波数信号などの変調信号を DSB-SC変調器に印加することで， D SB-SC変調器はキャリア信号に変調を施す。なお，この変調信号の周波数 (変調周 波数）を f [Hz]とする。なお， f [Hz]として， lMHz〜100GHzがあげられ，好ましくは 1G m m
Hz〜10GHzがあげられる力 10GHz〜40GHzでもよい。特に 40GHz程度の変調信号 を用いれば，後述のとおり 160GHz程度の無線信号を得ることができることとなる。 [0047] 図 2は， DSB-SC変調器から出力される理想的な DSB-SC変調信号を示す概念図で ある。図 2に示されるとおり，理想的な DSB-SC変調信号 (11)は，キャリア信号が抑圧 され (すなわち， f [Hz]の信号が無くなり），両側波帯 (サイドノ ント 信号 (12)が出
0
力される。なお，サイト ンド信号（12)の周波数は， f ±f [Hz]である。サイドハ'、
0 m
ンド信号のうち， f +f [Hz]の周波数を有する信号が上側波帯 (USB)信号 (12a)であり
0 m
, f -f [Hz]の周波数を有する信号が下側波帯 (LSB)信号 (12b)である。
0 m
[0048] 第 1の DSB-SC変調器からの出力信号である USB信号 (f +f [Hz])と LSB信号 (f -f [H
0 m 0 m z])とは，それぞれ第 2の DSB- SC変調器により DSB- SC変調をうける。すなわち，第 1 の DSB-SC変調器からの出力信号である USB信号 (f +f [Hz]) (12a)は，第 2の DSB-S
0 m
C変調器により USB信号 (f +2f [Hz]) (13a)と LSB信号 (f [Hz]) (13b)とされる。一方，
0 m 0
第 1の DSB- SC変調器からの出力信号である LSB信号 (f -f [Hz])は，第 2の DSB- SC
0 m
変調器により USB信号 (f
0
[ ]) (14&)と1^8信号(1"-21" [Hz]) (14b)とされる。
0 m
[0049] 図 3は，第 1の DSB-SC変調器と第 2の DSB-SC変調器とに印加される変調信号の位 相を制御しない場合の第 2の DSB-SC変調器力もの出力信号の例を示す概念図であ る。図 3に示されるように， 2つの周波数力 の成分は，互いに打ち消しあわないので，
0
出力信号に周波数カ 0の成分が残留することとなる。なお，図 3のように 2つの DSB-S
C変調器をタンデムにつなげたのみのものも公知ではな!/、。このシステムによれば， 周波数が f +2f , f及び f _2f の信号を得ることができる。それを用いる用途があれば，
0 m 0 0 m
十分に利用しうる。
[0050] 一方，本発明のこの側面に係るシステムでは， 2つの周波数カ^の成分が打ち消し
0
あうように 2つの DSB-SC変調器に印加する変調信号の位相を調整するので，出力信 号力も周波数が fの
0 成分を少なくすることができる。このように出力信号力も周波数が f の成分を少なくするためには， 2つの周波数力 の成分の位相差を 90度より大きくす
0 0
ればよく， 145度以上 180度以下であってもよく， 170度以上 180度以下でもよく， 175度 以上 180度以下でもよく，最も好ましくは位相差が 180度となるように制御することであ る。
[0051] 図 4は，本発明の 4倍波発生システムによる理想的な出力を示す概念図である。図 4 に示されるように，本発明のシステムを用いれば理想的には， 2つの周波数が fの成
0 分が，互いに打ち消しあって抑圧されるので，周波数 (f ±2f )の信号を得ることがで
0 m
きる。以上は理想的な形であるから， fの成分の強度 (最大の大きさ）として，周波数 (f
0
±2f )の成分が若干残留することも想定され， fの成分の強度 (最大の大きさ）として
0 m 0
,周波数 (f ±2f )の成分 (これら 2つの信号の強度は理想的には同一であるが，実際
0 m
は若干異なるので，これら 2つの信号のうちいずれか小さな方）の 1/2以下であれば好 ましく， 1/3以下でもよく， 1/4以下でもよく， 1/5以下でもよく， 1/6以下でもよく， 1/8以 下でもよく， 1/10以下でもよく， 1/100以下でもよい。
[0052] このような位相差を得るためには，第 2の DSB-SC変調器に印加される変調信号の 位相を第 1の DSB-SC変調器に印加される信号の位相から，上記のような範囲となる ようにずらせばよく，具体的には位相を 90度遅らせるか，又は位相を 90度進めればよ い。
[0053] 3. 4倍波発生システムの別態様
4倍波発生システムは，たとえば，光搬送波抑圧両側波帯変調器，サーキユレータ ,及びミラーを用いたシステムとしても実現できる。このシステムでは， DSB-SC変調器 力 S1つで済むので，システムの省スペース化やコストの削減などを達成できる。
[0054] 図 5は，ミラーを用いた 4倍波発生システムの基本構成例を示す図である。図 5に示 されるようにこの態様の 4倍波発生システムは，光を伝達する導波路と，前記導波路と 接続され光の進行方向を制御するサーキユレータ (6)と，前記サーキユレータからの 光が入る DSB-SC変調器と，前記 DSB-SC変調器力 の出力が反射されるミラー (7)と ,前記ミラーにより反射され前記 DSB-SC変調器によりさらに変調を受けた光信号で あってサーキユレータに入るものが出力される導波路と，前記 DSB-SC変調器に変調 信号を印加するための信号源と，前記信号源の変調信号の位相と時間とを制御する 制御部とを具備する。
[0055] そして，制御部は，ミラーから反射して DSB-SB変調器によって変調を加える際に， その位相がはじめに DSB-SC変調した際の位相と先の態様で説明したようにずれるよ うに，前記信号源の出力信号を制御する。このようにすれば，先の態様と同様に， 2つ の周波数が fの成分が打ち消しあうので，出力信号から周波数が fの成分を少なくす ることがでさる。
[0056] 4.キャリアを抑圧する光信号の取得方法
次に本発明の光信号の取得方法の例について説明する。この光信号の取得方法 は，基本的には，キャリアを抑圧した DSB-SC変調を行うことで，出力信号から周波数 カ^の成分を少なく抑えた周波数 (f ±2f )の光信号を得ることができるというものであ
0 0 m
る。
[0057] 具体的には，本発明の光信号の取得方法は，第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調 器 (2)と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と直列に接続された第 2の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (3)と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)及び 第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を発生するための信号 源 (4)と，前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を，前記第 1の光搬送波抑圧両側 波帯変調器 (2)から出力される上側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変 調器 (3)が変調した下側波帯信号と;前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)か ら出力される下側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調し た上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部 (5)とを具備し，前記 第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変 調器 (3)のいずれか又は両方は，第 1のサブマッハツェンダー導波路と，第 2のサブマ ッハツエンダー導波路と，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路及び前記第 2のサ ブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部と，変調された光の出力部とを具備 するメインマッハツェンダー導波路と，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路を構成 する 2つのアームに印加される電圧を調整するための第一のサブマッハツェンダー電 極と，前記第 2のサブマッハツェンダー導波路を構成する 2つのアームに印加される 電圧を調整するための第二のサブマッハツェンダー電極と，メインマッハツェンダー 導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極とを具備する 光変調器であり，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (3)の (0
メインマッハツェンダー導波路力 の出力が大きくなるように，メインマッハツェンダー 電極のバイアス電圧及び 2つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整す る工程と，（ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，メインマツ ハツエンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と， (iii)
メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブマッハ ツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，（iv)メインマッハツェンダー導波 路の出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する 工程とを含む光信号の取得方法である。
[0058] また，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬送波抑圧 両側波帯変調器 (3)の (0
メインマッハツェンダー導波路力 の出力が最大となるように，メインマッハツェンダー 電極のバイアス電圧及び 2つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整す る工程と，（ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，メインマツ ハツエンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と， (iii)
メインマッハツェンダー導波路力もの出力が最小となるように，いずれかのサブマッハ ツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，（iv)メインマッハツェンダー導波 路の出力が最小となるように，メインマッハツェンダー電極のノ ィァス電圧を調整する 工程とを含む上記に記載の光信号の取得方法である。
[0059] すなわち，キャリアを抑圧した DSB-SC変調を行うために， DSB-SC変調器において ,キャリアを抑圧するような光変調方法（「本発明の光変調方法」とよぶ。）を用いる。 なお，本発明においては，光 FSK変調器を DSB-SC変調器として用いることができる ので，以下では光 FSK変調器を用いたものとして説明する。
[0060] 本発明の光変調方法は，基本的には マッハツェンダー（MZ)導波路と前記 MZ導 波路の各アーム設けられた光強度補正機構を有する光変調器の電極に印加するバ ィァス電圧を調整することにより，消光比を向上させるための変調方法であって， (0メ イン MZ導波路からの出力が大きくなるように，電極 Cのバイアス電圧及び 2つのサブ MZ電極のバイアス電圧を調整する工程と，（ii)メイン MZ導波路からの出力が小さく なるように，電極 Cのノ ィァス電圧を調整する工程と， (iii)
メイン MZ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブ MZ電極のバイアス 電圧を減少させる工程と，（iv)メイン MZ導波路の出力が小さくなるように，電極 Cのバ ィァス電圧を調整する工程とを含む，変調方法である。このようは変調方法では (0 メインマッハツェンダー導波路力 の出力が最大となるように DC電極又は RF電極
C C
のバイアス電圧を調整する工程と， (ii)
DC電極又は RF電極のバイアス電圧を，メインマッハツェンダー導波路からの出力 c c
が最小となるように調整する工程と， (iii)DC電極又は DC電極のバイアス電圧を増
A B
減する工程と，（iv)前記の工程で，出力が減少したサブマッハツェンダー導波路の出 力が最小となるように，そのサブマッハツェンダー導波路を制御する電極のバイアス 電圧を調整する工程と， (v)
DC電極又は RF電極のバイアス電圧を，メイン MZの出力が最小となるように調整 c c
する工程とを含み，上記の工程のうち (iv)と (V)の工程を繰り返すことにより，高い消光 比をもった光変調方法を達成するというものである。特に，本発明では，サブマツハツ エンダー MZ導波路を利用してメインマッハツェンダー MZ導波路のアーム間のアン ノランスを補正することにより，最適なバイアス電圧を得ることができる。
[0061] なお，光強度補正機構は， MZ導波路を有する光変調器が通常備えるものであり， 例えばヒータ又は電界を制御する機構として機能する電極があげられる。
[0062] (本発明の高消光比変調方法の説明）
次に，本発明の高消光比を達成するための変調方法を説明する。本発明の高消光 比を達成するための変調方法は，基本的には以下の工程を含むものである。（0メイ ン MZ導波路からの出力が大きくなるように，メイン MZ電極 (電極 C)のバイアス電圧 及び 2つのサブ MZ電極のバイアス電圧を調整する工程と，（ii)メイン MZ導波路から の出力が小さくなるように，電極 Cのバイアス電圧を調整する工程と， (iii)
メイン MZ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブ MZ電極のバイアス 電圧を減少させる工程と，（iv)メイン MZ導波路の出力が小さくなるように，電極 Cのバ ィァス電圧を調整する工程とを含む (0出力が最大となるように各バイアス電圧を調整 する。 (ii)RF電極のバイアス電圧を，出力が最小となるように調整する。（iii)DC電極
C A
又は DC電極のバイアス電圧を所定量 (わずかに)増減する。すると，一方の出力が
B
減少し，一方の出力が増加する。（iv)出力が減少した電極その出力が最小となるよう にバイアス電圧を調整する。（v)DC電極のバイアス電圧を，出力が最小となるように
C
調整する。なお，上記 (iii)と (iv)の工程を繰り返し行うことは，本発明の好ましい実施態 様である。以下では，各工程について説明する。
[0063] (0メイン MZ導波路からの出力が大きくなるように，電極 Cのバイアス電圧及び 2つ のサブ MZ電極のバイアス電圧を調整する工程メイン MZからの出力が最大となるよう にバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メイン MZ導波路からの出力が大きくなるように (好ましくはできるだけ 大きくなるように，より好ましくは最大となるように），電極 Cのバイアス電圧及び 2つの サブ MZ電極のバイアス電圧を調整する工程である。 MZ 24からの出力光の強度が c
大きくなるように DC電極 25, DC電極 26及び RF電極 29に印加する電圧値を調整
A B C
するための工程である。メイン MZ導波路 MZ 24は，図示しない測定系と連結されて
C
いるので，測定系による出力値を観測しつつ，各 MZ電極に印加する各バイアス電 圧を調整してもよい。
[0064] また，測定系と，各バイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されて おり，測定系が測定した光強度が大きくなるように，各バイアス電圧の大きさを制御す るようにしてもよい。制御装置は，情報を入力する入力部，情報を出力する出力部， 情報を記憶する記憶部 (メモリ，メインメモリを含む），各種演算を行う CPUなどの演 算部とを具備する。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装 置に入力され，メモリに記憶される。制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログ ラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御 装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，いずれか 1つ又は 2つ 以上の電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。この ようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し， 光強度が大きくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。こ の出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，各電極に印加する電圧値を変 ィ匕させるので，光出力が増大することとなる。
[0065] (ii)メイン MZ導波路からの出力が小さくなるように，電極 Cのバイアス電圧を調整す る工程 RF電極のバイアス電圧を，メイン MZからの出力が最小となるように調整する 工程
この工程は，メイン MZ導波路 MZ 24からの出力光の強度が小さくなるように，メイ
C
ン MZRF電極に印加されるバイアス電圧を調整するための工程である。メイン MZ c
導波路 MZ 24は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を
C
観測しつつ，メイン MZRF電極に印加するのバイアス電圧を調整してもよい。
c
[0066] また，測定系とメイン MZRF電極へバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置
C
により接続されており，測定系が測定した光強度が小さくなるように，メイン MZRF電
C
極のバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。測定系が測定した光強度に 関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置の
CPUは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に 関する情報を読み出す。また，制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラム の指令を受け，メイン MZの RF電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出
C
力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出 し，先の光強度と比較し，光強度が小さくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を 出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，メイン
MZRF電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が減少することとなる。
c
[0067] (iii)メイン MZ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブ MZ電極のバ ィァス電圧を減少させる工程 DC電極又は DC電極のバイアス電圧を増減する工程
A B
この工程では，メイン MZ導波路力 の出力が小さくなるように，いずれかのサブ MZ 電極のバイアス電圧を減少させる。この工程では，いずれか一方のサブ MZ電極の ノ ィァス電圧を減少させた場合に，メイン MZ導波路力もの出力が小さくなるので，そ のメイン MZ導波路力 の出力が小さくなる方のサブ MZ電極のバイアス電圧を小さく するように制御する。 DC電極又は DC電極をわずかに増加又は減少させるための
A B
工程である。この工程で電圧値が強制的に変化される電極は，予め決めておいても よい。この工程でまた，減少又は増加する電圧値は，も予め決めておいてもよい。こ のような変化電圧値として， 0.01V〜0.5Vがあげられ，好ましくは 0.05V〜0.1Vである 。すると，本工程により一方の MZメイン MZ導波路力 の出力強度が減少し，他方の MZ導波路力もの出力強度が増加する。する。メイン MZ導波路 MZ 24やサブ MZは ,たとえば，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測し つつ，ノ ィァス電圧を調整してもよい。
[0068] また，測定系と DC電極 A及び DC電極 Bへバイアス電圧を供給する電源系とが
A B
制御装置により接続されており， DC電極 A又は DC電極 Bへ印加されるバイアス電
A B
圧の大きさを制御するようにしてもよい。この際，電圧値を変化させる電極に関する情 報や，変化させる電圧値に関する情報は，メモリなどに記憶されていてもよい。制御 装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制 御情報を読み出し， DC電極 A又は DC電極 Bに印加されるバイアス電圧を変化す
A B
る信号を，出力部から出力する。このようにすると， DC電極 A又は DC電極 Bに印
A B
カロされるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。なお， DC電極 A又は DC電
A B
極 Bに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化すると，メインサブ MZからの 出力光の強度が変化する。測定系が観測した光強度に関する情報は，入力部から 入力され，メモリに記憶される。制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラム の指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出し，メイン MZ導波 路からの光強度が小さくなるように，光出力が減少した方のサブ MZ電極導波路を制 御する電極へ印加するバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この 出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，電極に印加する電圧値を変化さ せるので，光出力が減少することとなる。
[0069] (iv)メイン MZ導波路の出力が小さくなるように，電極 Cのバイアス電圧を調整するェ 程 (iv)前記の工程で，出力が減少したサブ MZの出力が最小となるように，そのサブ MZを制御する電極のバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メイン MZ導波路の出力が小さくなるように，電極 Cのバイアス電圧を 調整するための工程である。メイン MZ導波路は，たとえば，図示しない測定系と連 結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよ い。なお，本工程，又は前記 (iii)の工程と本工程とを，繰り返し行っても良い。先のェ 程で，出力光の強度が減少した方のサブ MZ導波路に印加するバイアス電圧を調整 し，出力が減少したサブ MZからの出力光の強度を小さくするための工程である。サ ブ MZは，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつ つ，ノィァス電圧を調整してもよい。
[0070] また，測定系と DC電極及び DC電極へバイアス電圧を供給する電源系とが制御
A B
装置により接続されており， DC電極又は DC電極へ印加されるバイアス電圧の大
A B
きさを制御するようにしてもよい。制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プロダラ ムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し， DC電極又は DC電極
A B
に印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このよう〖こすると , DC電極又は DC電極に印加されるノィァス電圧の値が，所定量だけ変化する。
A B
[0071] (v)RF電極のバイアス電圧を，メイン MZの出力が最小となるように調整する工程
C
この工程は， RF電極のバイアス電圧を，メイン MZの出力が最小となるように調整す c
るための工程である。メイン MZは，図示しない測定系と連結されているので，測定系 による出力値を観測しつつ，ノィァス電圧を調整してもよ ヽ。
[0072] また，測定系と RF電極 Cへバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接
C
続されており， DC電極又は DC電極 Cへ印加されるバイアス電圧の大きさを制御
A B
するようにしてもよい。制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を 受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し， DC電極又は DC電極 Cに印加さ
A B
れるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると， DC電
A
極又は DC電極 Cに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。
B
[0073] 上記の (iv)及び (V)の工程を繰り返す工程
上記の Gv)及び (V)の工程を繰り返すことにより，出力が減少し，それにより消光比が 増大するバイアス点を得ることができる。図示しな 、測定系による出力値を観測しつ つ，ノィァス電圧を調整し，良好なバイアス点を得たものとしてもよい。
[0074] また，制御装置の CPUは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに 記憶された制御情報や，出力光に関する情報を読み出し，バイアス電圧の調整を止 めるという判断をしても良い。また，測定系からの出力光の強度情報をフィードバック し，ノィァス電圧の調整をし続けても良い。
[0075] なお，上記に光 FSK変調器を用いた変調方法の例を説明したが，光 SSB変調器 を用いた場合も同様に変調できる。さらに， DSB— SC変調器を用いた場合にも利用 できる。 [0076] 5.無線信号発生装置
図 6は，上記の 4倍波発生システムを用いた無線信号発生装置の基本構成を示す ブロック図である。図 6に示されるように，本発明の第 2の側面に係る無線信号発生装 置 (21)は，光源と接続可能な変調光信号発生装置としての上記した 4倍波発生シス テム (22)と，前記変調光信号発生装置からの出力光を検出する光検出器 (23)と，前 記光検出器が検出した光信号を無線信号へと変換するアンテナ (24)とを具備し，前 記変調光信号発生装置の変調周波数を制御することで，所定の周波数を有する無 線信号を発生する無線信号発生装置 (21)である。なお，光源 (25)として，先に説明し たものを適宜利用できる。
[0077] 6.1光検出器
光検出器は，変調光信号発生装置の出力光を検出し，電気信号に変換するため の手段である。光検出器として，公知のものを採用できる。光検出器として，例えばフ オトダイオードを含むデバイスを採用できる。特に好ましい光検出器は高速検出をす ることができる高速光検出器である。光検出器は，例えば，光信号を検出し，電気信 号に変換するものがあげられる。光検出器によって，光信号の強度，周波数などを検 出できる。光検出器として，たとえば「米津宏雄著"光通信素子工学"一発光'受光素 子-,工学図書株式会社，第 6版，平成 12年発行」に記載されているものを適宜採 用できる。
[0078] 6.2.アンテナ
アンテナは，光検出器が変換した電気信号を，無線信号として放出するための手 段である。アンテナとして，公知のアンテナを用いることができる。
[0079] 7.無線信号発生装置の動作
変調光信号発生装置 (22)としての 4倍波発生システムが， f +2f の信号と f -2f の信
0 m 0 m 号を発生し，それを光検出器により検出し，アンテナにより無線信号に変換して，無 線信号として放出する。これにより f +2f の無線信号と f -2f の無線信号とを得ることが
0 m 0 m
できる。
また，上記した光信号を用いれば，差周波を得ることで，容易に 4 fの無線信号を m
得ることもできる。とくに，キャリアを抑圧する DSB—SC変調により f +2f の信号と f -2f
0 m 0 ので，
mの信号を得た場合は，キャリア成分が抑圧されている より精度のよい無線信号 を得ることができる。
実施例 1
[0080] 以下，実施例を用いて本発明を説明する。図 7は，本実施例に用いたシステムのブ ロック図である。図 7中， DFBLDは，分布帰還型レーザダイオード（distributed- feedba ck
laser diode)を示し， PC (Polarization controller)は偏光調整器を示し， FSK Mod.は , DSB-SC変調器としての光周波数シフトキーイング変調器を示し， DC-bias sourceは，光周波数シフトキーイング変調器に印加する DCバイアス電圧の信号源を 示し， Biasは，ノ ィァスを示し， RF signal sourceは，変調信号源としての，ラジオ周波 数信号源を示し， 3dB
couplerは， 3dB力プラを示し， Filterはフィルタを示し， Tunable delayは， 2つの光変調 器の変調信号に任意の時間差を与えるための可変遅延器を示し， High-speed PDは，高速光検出器を示す。また図中三角は，任意の増幅器を示す。変調周波数と して 10.5GHzを用いた。高速光検出器からの出力信号は， 42GHzであった。
[0081] 図 8は，図 7で示されたシステムのうち第 2の変調器力ゝらの出力を示すスペクトル図で ある。実線は， 2つの変調器に印加される変調信号の位相を 90度ずらした場合のスぺ タトルであり，点線はずらさなかった場合のスペクトルである。縦軸は，スペクトルの光 強度 [dBm]を示し，横軸は波長 [nm]を示す。システムに入射した光の強度は， 12.7dB mであり，偏光調整器での損失は，それぞれ l.ldB及び 0.4dBであり，第 1及び第 2の 変調器での変調信号強度はそれぞれ 20.9dBm及び 21.0dBmであった。また，変換効 率は- 31dBであり， 0次信号，及び 1次信号の 2次の高次光に対する抑圧比は 40dB以 上であり， 3次の抑圧比は 34dBであった。なお，各サイト ンド成分の強度は以下 の表 1のようであった。
[0082] (表 1)
各サイドバンド成分の強度
_強度 (dBm)
-5 -85.754 -4 -73.369
-3 -57.322
-2 -22.888
- 1 -65.313
0 -68.69
1 -68.78
2 -22.911
3 -57.779
4 -73.495
5 -84.62
[0083] 図 9は，本実施例により得られたラジオ周波数信号のスペクトルである。図 9(a)は， 分解幅（RBW: Resolution
Bandwidth)力 ^OkHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [ GHz]である。図 9(b)は， RBWが 1Hzで中心周波数が 42GHzのスペクトルであり，縦軸 は信号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [GHz]である。図 9(c)は，
RBWが 10Hzで中心周波数が 42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度 [dBm]であ り横軸は周波数 [GHz]である。図 9(d)は， RBWが 1MHzのスペクトルであり，縦軸は信 号強度 [dBm]であり横軸は周波数 [GHz]である。
[0084] 図 9(a)から，本実施例のシステムによれば，変調周波数 10.5GHzの 4倍波信号であ る 42GHzの無線信号を効果的に得ることができることがわかる。また，図 9(b)及び図 9( c)から，得られる信号は線幅が 1Hz以下の比較的シャープで質のよい信号であること がわかる。図 9(d)力 各高次信号の強度などが把握できる。各高次信号の周波数とス ベクトル強度は以下のとおりである 10.5GHzは- 32.8dBmであり，
21.0GHzは- 30.8dBmであり， 31.5GHzは - 35.0dBmであり， 42.0GHzは +11. OdBmであ る。そして，スプリアス（不要電磁波）抑圧比は， 41.8dBであった。
[0085] 図 10は， SSB (シングルサイドバンド)位相雑音を示すグラフである。図 10(a)は，位相 雑音を示すグラフであり，図 10(b)は位相雑音とソースとの比である（Noise
figure)を示すグラフである。図 10(a)において，実線は実施例 1のシステムの出力であ る 42GHzの無線信号の雑音を示し，点線は 10.5GHzの変調信号の雑音を示す。図 10 (a)から，本システムでは， 10kHzのオフセットにおいて- 95.8dBcの位相雑音を実現で きたことがわかる。また，図 10(b)力ら noise
figureが， 20LogN+6dB以下であり， 12dB〜18dBであることがわかる。
実施例 2
[0086] FSK変調器を使った高消光比オン Zオフの原理実証実験
図 11は，本実験に用いた実験系の概略図である。この例では，図 12に示されるよう な光変調器を用いており，サブ MZ導波路電極である RF電極 A及び RF電極 B〖こ
A B
RF信号と DC信号とが印加される。 FSK変調器のサブマッハツェンダーでメインマツ ハツヱンダ一のアーム間の強度バランスを調整し，消光比の高 1、強度変調器を実現 する。電極 RF A,RF電極 Bに DCバイアスを印加し，バランスを調整した。 RF電極
A B C
cでオン Zオフを行った。
[0087] 実験系として以下のものを用いた。光源として，アジレント (Agilent)社製 HP8166Aと 81689Aを組合せて用いた。設定値は， 1550nmであり，実測値は 1549.925nmであつ た。また，強度の設定値は 5.94dBmであり，実測値は
2.68dBmであった。偏波コントローラを経て，出力光を FSK変調器に入力した。バイ ァス電源として，アドバンテスト社製 R6144を 3台と，ファンクションジェネレータである アジレント（Agilent) 33250A
とを組合せて用いた。光変調器として，住友大阪セメント社製社製 T.SBX1.5-10-AO C-P-FN SN 728x711 153- 0001- 001を用いた。測定系として，光スペクトルアナライ ザ一であるアドバンテスト（Advantest) Q8384を用いた。なお，時間波形はゼロスパン とした。
[0088] (i)メイン MZ導波路からの出力が最大となるように，電極 Cのバイアス電圧及び 2つ のサブ MZ電極のバイアス電圧を調整した。各電極に印加したバイアス電圧は，電極 A及び電極 Bの V π力 であり，電極 Cの V π
力 IVであった。 GOメイン ΜΖ導波路からの出力が最小となるように，電極 Cのバイァ ス電圧を調整した。バイアス電圧は，電極 Aが- 1.6V,電極 Bが- 1.6V,
電極 Cが- 1. IVであり，この際の出力光強度は- 0.44dBmであった。（iii) MZのバイァ
A
ス電圧を減少させると，メイン MZ導波路力ゝらの出力が最小となることを確認したので ,メイン MZ導波路からの出力が最小となるように，電極 Aのバイアス電圧を減少させ た。（iv)メイン MZ導波路の出力が最小となるように，電極 Cのバイアス電圧を調整した 。（0メイン MZからの出力が最大となるようにバイアス電圧を調整した。各電極に印加 したバイアス電圧は， RF電極及び RF電極の Vpi
A B
を 4.2Vとし， RF電極の Vpiを 6. IVであった。 （ii)RF電極のバイアス電圧を，メイン c c
MZからの出力が最小となるように調整した。その結果，出力最大となるバイアス電圧 は， RF
A
電極が- 1.6V, RF電極が- 1.6V, RF電極が- 1. IVであり，この際の出力光強度は-
B C
0.44dBmであった。（iii)MZのバイアス電圧を減少させた。（iv)前記の工程で，出力が
A
減少した MZの出力が最小となるように， RF電極のバイアス電圧を調整した。 (v)R
A A
F電極のバイアス電圧を，メイン MZの出力が最小となるように調整した。上記の (iviii
C
)と (iv)とを，出力光の変化が少なくなるまで繰り返した。最終的に，各電極に印加した バイアス電圧は， RF
A
電極 Aが- 2,35V, RF電極 Bが- 1.6V, RF電極 Cが- 7.235Vであった。
B C
[0089] 図 13は，実施例 2における RF電極 Cのバイアス電圧と出力光強度の関係を示す c
グラフである。横軸は RF電極 Cの Vpi π (6. IV)で規格化したものである。図 13から， c
光強度の最大値が- 0.7dBであり，最小値が- 51.0dBmであることがわかる。よって，実 施例 2における消光比は 50.3dBであった。なお，工程 GOで印加される電圧が負の場 合は， RF電極 Aが- 2.315V,
A
RF 電極じが -7.22Vで出力が最小となった。一方，工程 GOで印加される電圧が正 の場合も， RF電極 Aが- 2.315V,
A
， RF電極 Cが - 7.22Vで出力が最小となった。
c
[0090] なお，比較のために，実施例 2のようなバイアスのバランス調整を行わずに， RF電 c 極 Cのバイアス電圧と出力光強度との関係を求めた。図 14は，比較例における RF
C
電極 Cのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸は RF電極 C
C
の νρί π (6. IV)で規格化したものである。なお， RF電極 Αのバイアス電圧は- 1.6Vで
A
あった。光強度の最大値が- 0.4dBであり，最小値が- 37.9dBmであった。よって，比較 例 1における消光比は， 37.5dBであった。
[0091] 図 15は，実施例 2における RF電極 Aのバイアス電圧と出力光強度の関係を示す
A
グラフである。横軸は RF電極 Aの νρί π (4.2ν)で規格ィ匕したものである。出力光強
A
度が最大となるバイアス電圧 (-1.7V)をゼロとした。規格ィ匕された電圧が 0.143Vの時 に，出力が最小となった。なお，規格化電圧が負の場合は， RF
C電極 Cが- 7.240Vで
,規格化電圧が正の場合は，
RF 電極 Cが- 7.245Vにおいて出力が最小となる。
c
[0092] 図 16は，実施例 2における出力光の時間波形を示すグラフである。 RF電極 Cに印 c 加される電圧を，ファンクションジェネレータで矩形パルス信号とし，メイン MZからの 出力を光スペクトルアナライザーのゼロスパンで測定した。なお，濃い実線は，ノィァ ス調整を行ったもの（実施例 2)の出力を表し，薄 、実線はバイアス調整を行わなかつ たもの（比較例 1)の出力を表す。
[0093] 図 17は，光源からの出力光の波長が 1550nmの場合に，メイン MZからの出力が最 小となるようにバイアス電圧を調整したときの，波長と出力光の関係を示すグラフであ る。なお，図 17Bは，図 17Aの横軸のスパンを変えたものである。これらの図から，波 長のずれが lnm程度までの範囲で，消光比 45dB
以上を確保できたことがわかる。よって，本発明によれば，高速に変調し，光波長が ずれた場合であっても，高い消光比を期待できることがわ力る。
[0094] 図 18は，光 FSK変調器へ入力する光の強度を示す図である。 RF電極 Cのみの電 c
圧を変化させた場合の消光比は 50.3dBであった。一方， RF電極 Cのみならず RF
C A
電極 Aに印加するバイアス電圧も変化させた場合は，消光比が 50.6dBとなった。 RF 電極 Aに印加するバイアス電圧を調整することで，消光比が増大することを確認した 。工程 (0の条件時の消光比は 37.9dB
であったので，本発明の調整方法により消光比が 12.8dB向上したことがわかる。また , νρί π の 14.3% (光強度で 5%,振幅で 2.5%)を補正した場合に消光比が最大となった 。なお，アーム間の強度アンバランスが 5%であり，補正をしない場合のオフ時に残留 する成分は 32dBであった。なお，放射モード光が， 0.001%程度：出力ポートへの混入 した。
実施例 3
[0095] 1. FSK変調器での高消光比 ON/OFF
を利用した DSB-SC変調
FSK変調器のサブマッハツェンダーでメインマッハツェンダーのアーム間の強度バ ランスを調整し，消光比の高い強度変調器を実現し， DSB-SC
変調時のキャリア抑圧比の改善を図った。これにより，光 FSK変調器を DSB— SC変 調器として用いることができることが示される。
[0096] 2.実験系
実施例 3における実験系として以下のものを用いた。光源として，アジレント社製 HP8 166Aと 81689Aを組合せて用いた。設定値は， 1550nmであり，実測値は 1549.925nm であった。また，強度の設定値は 5.94dBmであり，実測値は
2.68dBmであった。偏波コントローラを経て，出力光を FSK変調器に入力した。バイ ァス電源として，アドバンテスト社製 R6144を 3台を用いた。光変調器として，住友大 阪セメント社製 T.SBX1.5- 10- AOC- P- FN
SN 728x711 153-0001-001を用いた。測定系として，光スペクトルアナライザーである アドバンテスト（Advantest) Q8384を用いた。パワーメーターとして，安藤電気製 AQ27 33を用いた。なお，時間波形はゼロスパンとした。ラジオ周波数信号の信号源として， (0
社製 SMR20と，アジレント（Agilent)社製 83050Aとを組合せたもの（又は，アジレント (Agilent)社製 87300C,パワーメータアジレント（Power
meter Agilent) E4419を用い， 4412Aを出力モニタとして用いた。），又は (ii)ローデァ ンドシュワルツ社製 SMR20と SHF社製 SHF
200CPと BPFバンドパスフィルター 8c7- 10.5G- 50- S11を用い， 10.5Gで BPF (バンド パスフィルター）を通して高調波のな ヽ RF信号を発生した。
[0097] 3.実験手順
バランス調整ありとなしの場合で，それぞれ， OFF状態にして， RF電極 Cに 10.5G
C
Hzの RF信号を供給した。変調の深さは， 3次成分がバランス調整後のキャリア成分 より大きくならない程度に抑えた (3次が支配的な場合には高消光比のメリットがない) それぞれ，光スペクトルを測定した。 RF信号はアンプの後に BPFを通して高調波を 抑えた。キャリア抑圧の最適バイアスは RF供給時には少しずれるので， RF投入後， 再調整した。
[0098] 4.結果
出力が最大となるバイアス電圧は，それぞれ RF
A電極 Aが- 1.6V,RF
B電極 Bが- 1.5
V，RF電極が- 1. IVであった。出力最小となるバイアス電圧は，それぞれ RF電極 A
C A
力 -2.2V,RF電極 Bが- 1.4V，RF電極 Cが- 7.16Vであった。本発明によるバランス
B C
補正を行う場合と行わない場合とで消光比を比較するために以下の実験を行った。
[0099] (0本発明によるバランス補正をせずに RF
C電極 Cのバイアス電圧によりオン Zオフ をした。出力強度が最大となるときのバイアス電圧は，それぞれ RF電極 Aカ 1.6V,
A
RF電極 Bが- 1.5V，RF電極 Cが- 1. IVのとき，パワーメーターの測定強度力 +0.1dB
B C
mであり， OSA (光スペクトラムアナライザー）の測定強度が- 0.3dBmであった。一方， 出力強度が最小となるときのバイアス電圧は，それぞれ RF電極 Aカ 1.6V,RF電
A B
極 Bが- 1.5V,RF電極 Cカ 7.16V
c
のとき，パワーメーターの測定強度が- 37.2dBmであり， OSAの測定強度が- 38.7dBm であった。すなわち消光比は，パワーメーターの測定値で， 37.3dB, OSAの測定値で 38.4dBであった。
[0100] (ii)次に本発明によるバランス補正を行って RF電極 Cのバイアス電圧によりオン
C Z
オフをした。出力強度が最大となるときのノ ィァス電圧は，それぞれ RF電極 Aカ 2.
A
2V,RF電極 Bが- 1.5V，RF電極 Cが- 1. IVのとき，パワーメーターの測定強度が +0.0 dBmであり， OSAの測定強度が- 0.4dBmであった。一方，出力強度が最小となるとき のバイアス電圧は，それぞれ RF電極 Aが- 2.2V,RF電極 Bが- 1.5V,RF電極 Cが-
A B C
7.16V
のとき，パワーメーターの測定強度が- 46.5dBmであり， OSAの測定強度が- 51.0dBm であった。すなわち消光比は，パワーメーターの測定値で， 46.5dB, OSAの測定値で 50.6dBであった。よって，本発明に基づいてバイアス調整を行えば，簡単に高い消 光比を得られることがわ力つた。
[0101] 図 19は，本発明によるバランス補正を行うことにより，キャリアが抑圧されることを確 認するためのスペクトルである。横軸は，オフセット周波数 [GHz],縦軸は出力光の強 度 [dBm]である。実線践はバランス補正を行った場合のスペクトルであり，破線はバラ ンス補正を行わない場合のスペクトルである。なお，バランス補正を行った場合のバ ィァス電圧は RF電極 Aが- 2.33Vであり RF電極 Cが- 7.127Vであった。一方，バラ
A C
ンス補正を行わない場合のバイアス電圧は， RF電極 Aカ 1.60V
A であり RF
C電極 C カ 7.110Vであった。図 19のスペクトルを読み出したものを以下の表 2に示す。
[0102] (表 2)
表 2 各スペクトル (サイドバンド)成分の強度
次数 補 ΊΗあり 補 なし
-3 -53.1 -53.0
-2 -51.1 -52.7
-1 -13.1 -13.0
0 -50.6 -35.9
1 -13.1 -13.0
2 -51.2 -52.7
3 -53.0 -52.9
[0103] 出力強度は， 1次が- 13.1dBmであり，
3次が- 53.1dBmであった。また， 0次の入力光の強度は- 0.4dBmであった。 1次のサイ ドバンドと 3次のサイドバンドとの比力も計算した誘導位相量は， 1次 /3次が 0.49であ つた。り， 0次 /1次が 0.46であった。一方，キャリア抑圧比は， 50.2dBであった。片ァー ムあたりの誘導位相量を 0.48,入力電圧を 2.8V(19dBm)とすると，両アームでの半波 長電圧は.8/(0.48*2/3.14)=9.2V
であり，この値は検査データよりも数 10%高いものであった。図 19からも，キャリアが 抑圧されたことがわかる。
[0104] 上記のようにしてキャリアが抑圧される DSB— SC変調方法を用いれば，好適にキ ャリアを抑圧した 4倍波信号を得ることができる。
産業上の利用可能性
[0105] 本発明は，光情報通信などの分野で好適に利用されうる。

Claims

請求の範囲
[1] 第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と直列に接続された第 2の光搬送波 抑圧両側波帯変調器 (3)と，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)及び第 2の光搬送波抑圧両側波帯変 調器 (3)に印加する変調信号を発生するための信号源 (4)と，
前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑 圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される上側波帯信号を前記 第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した下側波帯信号と;前記第 1の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される下側波帯信号を前記第 2の光搬送波抑 圧両側波帯変調器 (3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する 信号制御部 (5)とを具備する，
光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システム。
[2] 前記信号制御部 (5)は，前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される上側波帯信号を前記 第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した下側波帯信号と，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される下側波帯信号を前記 第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した上側波帯信号との位相差が 180 ° となるように制御する請求項 1に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4 倍波発生システム。
[3] 前記信号制御部 (5)は，
前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑 圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調信号を，それらの位相差が 90度となるように制 御する，
請求項 1に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システム。
[4] 前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)とに入力する光信号の遅延と，それら 2つの変調器 (2,3)に印加される変調信号の 遅延との差が，
nを整数とし， f [Hz]を 2つの変調器 (2,3)に印加される変調信号の周波数としたときに m
(2n+l)/4f
m
[秒]となる請求項 1に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた 4倍波発生シス テム。
[5] 光源と接続可能な変調光信号発生装置としての請求項 1に記載の光搬送波抑圧 両側波帯変調器を用いた 4倍波発生システム (22)と，
前記変調光信号発生装置からの出力光を検出する光検出器 (23)と，
前記光検出器が検出した光信号を無線信号へと変換するアンテナ (24)とを具備し， 前記変調光信号発生装置の変調周波数を制御することで，所定の周波数を有する 無線信号を発生する無線信号発生装置 (21)。
[6] 第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)と，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変 調器 (2)と直列に接続された第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)と，前記第 1の光 搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)及び第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加 する変調信号を発生するための信号源 (4)と，前記信号源 (4)が前記第 1の光搬送波 抑圧両側波帯変調器 (2)と第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)に印加する変調 信号を，前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される上側波帯信号 を前記第 2の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した下側波帯信号と;前記第 1 の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2)から出力される下側波帯信号を前記第 2の光搬 送波抑圧両側波帯変調器 (3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制 御する信号制御部 (5)とを具備し，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬送波抑圧両側 波帯変調器 (3)のいずれか又は両方は，第 1のサブマッハツェンダー導波路と，第 2 のサブマッハツェンダー導波路と，前記第 1のサブマッハツェンダー導波路及び前記 第 2のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部と，変調された光の出力部 とを具備するメインマッハツェンダー導波路と，前記第 1のサブマッハツェンダー導波 路を構成する 2つのアームに印加される電圧を調整するための第一のサブマツハツ エンダー電極と，前記第 2のサブマッハツェンダー導波路を構成する 2つのアームに 印加される電圧を調整するための第二のサブマッハツェンダー電極と，メインマッハ ツェンダー導波路に印加される電圧を調
整するためのメインマッハツェンダー電極とを具備する光変調器であり，
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬送波抑圧両側 波帯変調器 (3)の
(0メインマッハツェンダー導波路からの出力が大きくなるように，メインマツハツヱンダ 一電極のバイアス電圧及び 2つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整 する工程と，
(ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，メインマッハツエンダ 一電極のバイアス電圧を調整する工程と，
(iii)メインマッハツェンダー導波路力 の出力が小さくなるように，いずれかのサブマ ッハツエンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，
(iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー 電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む
光信号の取得方法。
前記第 1の光搬送波抑圧両側波帯変調器 (2),又は前記第 2の光搬送波抑圧両側波 帯変調器 (3)の
(0メインマッハツェンダー導波路からの出力が最大となるように，メインマッハツエンダ 一電極のバイアス電圧及び 2つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整 する工程と，
(ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，メインマッハツエンダ 一電極のバイアス電圧を調整する工程と，
(iii)メインマッハツェンダー導波路力もの出力が最小となるように，いずれかのサブマ ッハツエンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，
(iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が最小となるように，メインマッハツェンダー 電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む， 請求項 6に記載の光信号の取得方法。
PCT/JP2006/315657 2005-08-08 2006-08-08 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム WO2007018209A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/063,231 US7853153B2 (en) 2005-08-08 2006-08-08 Fourth harmonic generating system using optical double side-band suppressed carrier modulator
EP06782483.9A EP1914910B1 (en) 2005-08-08 2006-08-08 Fourth harmonic generating system using optical carrier suppressed double sideband modulator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005229115A JP4665134B2 (ja) 2005-08-08 2005-08-08 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた４倍波発生システム
JP2005-229115 2005-08-08

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007018209A1 true WO2007018209A1 (ja) 2007-02-15

Family

ID=37727392

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/315657 WO2007018209A1 (ja) 2005-08-08 2006-08-08 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7853153B2 (ja)
EP (1) EP1914910B1 (ja)
JP (1) JP4665134B2 (ja)
WO (1) WO2007018209A1 (ja)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4465458B2 (ja) * 2005-09-20 2010-05-19 独立行政法人情報通信研究機構 位相制御光ｆｓｋ変調器
EP2090927B1 (en) 2006-09-06 2018-07-04 National Institute of Information and Communications Technology, Incorporated Administrative Agency High-speed multiplied signal generating method and device
US20090067843A1 (en) * 2007-07-17 2009-03-12 Way Winston I Optical Wavelength-Division-Multiplexed (WDM) Comb Generator Using a Single Laser
TW200937092A (en) * 2008-02-22 2009-09-01 Univ Nat Chiao Tung Photoelectric modulation device generating optical signal of frequency multiplication and modulation method thereof
TWI396033B (zh) * 2008-11-07 2013-05-11 Univ Nat Chiao Tung Multi - frequency electrical signal of the photoelectric device
WO2010022110A2 (en) * 2008-08-18 2010-02-25 Opvista Incorporated Automatic phase shifter and aligner for high-speed serial data
EP2324390A1 (en) * 2008-09-18 2011-05-25 Selex Sistemi Integrati S.P.A. Switchable delays optical fibre transponder with optical generation of doppler shift
US9485050B2 (en) 2009-12-08 2016-11-01 Treq Labs, Inc. Subchannel photonic routing, switching and protection with simplified upgrades of WDM optical networks
US9122085B2 (en) * 2010-10-07 2015-09-01 Alcatel Lucent Thermally controlled semiconductor optical waveguide
US8543009B2 (en) * 2010-12-03 2013-09-24 Raytheon Company Method and apparatus for synthesizing ultra-wide bandwidth waveforms
US8582983B2 (en) * 2011-03-10 2013-11-12 Zte Corporation Method and system for generation of coherent subcarriers
JP5739582B2 (ja) * 2011-04-26 2015-06-24 ゼットティーイー コーポレイション コヒーレントかつ周波数ロックされた光学サブキャリアの生成装置および方法
CN103947146B (zh) * 2011-11-08 2018-06-01 骁阳网络有限公司 光学网络元件的数据处理
US9496962B1 (en) 2013-06-27 2016-11-15 Clariphy Communications, Inc. Systems and methods for biasing optical modulating devices
JP6540952B2 (ja) * 2015-05-18 2019-07-10 Kddi株式会社 光ツートーン信号の生成方法およびｄｐ−ｍｚｍ型光変調器の制御方法
CN106301554B (zh) * 2016-08-31 2019-01-22 武汉光迅科技股份有限公司 一种并联mzi电光调制器工作点电压的调试方法及调试装置
CN113922884B (zh) * 2021-08-30 2023-02-28 北京航天控制仪器研究所 一种用于电光调制器的载波抑制装置和方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000122015A (ja) * 1998-10-20 2000-04-28 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 光変調器
JP2001147408A (ja) * 1999-11-19 2001-05-29 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 高周波信号の光ファイバ伝送用送信機
JP2001264714A (ja) * 2000-03-14 2001-09-26 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 光ファイバ伝送用信号の発生装置およびアップコンバートシステムならびに高周波信号の光ファイバ伝送システム
JP2002341299A (ja) * 2001-05-16 2002-11-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 光変調方法とその光変調装置及び光無線伝送システム
JP2004252386A (ja) * 2003-02-21 2004-09-09 Japan Science & Technology Agency 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置
JP2005244655A (ja) * 2004-02-26 2005-09-08 National Institute Of Information & Communication Technology 無線光融合通信システムにおける周波数変換方法及び基地局

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3603977B2 (ja) 1996-09-06 2004-12-22 日本碍子株式会社 進行波形光変調器およびその製造方法
JP3179408B2 (ja) 1998-04-06 2001-06-25 日本電気株式会社 導波路型光デバイス
JP3559170B2 (ja) 1998-07-28 2004-08-25 住友大阪セメント株式会社 導波路型光デバイス
JP3548042B2 (ja) 1999-03-18 2004-07-28 住友大阪セメント株式会社 導波路型光デバイス
US7120359B2 (en) * 2000-05-22 2006-10-10 Opvista Incorporated Broadcast and select all optical network
JP4443011B2 (ja) 2000-07-27 2010-03-31 日本碍子株式会社 進行波型光変調器
JP4471520B2 (ja) 2000-09-22 2010-06-02 日本碍子株式会社 進行波形光変調器
US6791733B2 (en) 2001-03-09 2004-09-14 National Institute Of Information And Communications Technology Resonance type optical modulator using symmetric or asymmetric electrode
JP4083657B2 (ja) 2003-03-28 2008-04-30 住友大阪セメント株式会社 光変調器のバイアス制御方法及びその装置
JP4184131B2 (ja) 2003-03-31 2008-11-19 三菱電機株式会社 光ｓｓｂ変調装置
JP4102272B2 (ja) * 2003-08-26 2008-06-18 日本電信電話株式会社 光−無線融合通信システム用光送信器
JP2005128204A (ja) * 2003-10-23 2005-05-19 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 可変光逓倍器
JP2005210537A (ja) 2004-01-23 2005-08-04 National Institute Of Information & Communication Technology 光ｆｓｋ変調器を用いたｕｗｂ信号の発生装置
JP4527993B2 (ja) 2004-01-28 2010-08-18 日本放送協会 光変調装置及び光変調方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000122015A (ja) * 1998-10-20 2000-04-28 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 光変調器
JP2001147408A (ja) * 1999-11-19 2001-05-29 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 高周波信号の光ファイバ伝送用送信機
JP2001264714A (ja) * 2000-03-14 2001-09-26 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 光ファイバ伝送用信号の発生装置およびアップコンバートシステムならびに高周波信号の光ファイバ伝送システム
JP2002341299A (ja) * 2001-05-16 2002-11-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 光変調方法とその光変調装置及び光無線伝送システム
JP2004252386A (ja) * 2003-02-21 2004-09-09 Japan Science & Technology Agency 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置
JP2005244655A (ja) * 2004-02-26 2005-09-08 National Institute Of Information & Communication Technology 無線光融合通信システムにおける周波数変換方法及び基地局

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1914910A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
JP4665134B2 (ja) 2011-04-06
EP1914910B1 (en) 2013-11-20
EP1914910A1 (en) 2008-04-23
JP2007049258A (ja) 2007-02-22
EP1914910A4 (en) 2012-08-29
US7853153B2 (en) 2010-12-14
US20090103924A1 (en) 2009-04-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2007018209A1 (ja) 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム
EP1918761B1 (en) Light fsk/ssb modulator having intensity balance function
US7936996B2 (en) Automatic adjusting system of frequency shift keying modulator
US6278539B1 (en) Optical modulation apparatus and method of controlling
JP4771216B2 (ja) 超平坦光周波数コム信号発生器
JP3867148B2 (ja) 光ｓｓｂ変調器又は光ｆｓｋ変調器のバイアス調整方法
WO2007026757A1 (ja) キャリアや2次成分を消去可能なdsb-sc変調システム
WO2007026759A1 (ja) 高次成分を消去可能な光振幅変調システム
JP2005210537A (ja) 光ｆｓｋ変調器を用いたｕｗｂ信号の発生装置
JP5198996B2 (ja) 光変調器
JP4798338B2 (ja) 超高消光比変調方法
JP3937237B2 (ja) 光周波数シフトキーイング変調器
JP2004302238A (ja) 光ｓｓｂ変調装置
Kawanishi et al. Ultra-wide-band radio signal generation using optical frequency-shift-keying technique
JP2012027161A (ja) 光電変換デバイスにおける変換効率の周波数特性校正方法
JP4706048B2 (ja) 光電気発振器及び光電気発振方法
Kawanishi et al. Ultra high extinction-ratio and ultra low chirp optical intensity modulation for pure two-tone lightwave signal generation
JP4793550B2 (ja) 高消光比変調可能な光搬送波抑圧両側波帯（ｄｓｂ−ｓｃ）変調システム
JP2006267201A (ja) 位相連続光ｆｓｋ変調方法，位相連続光ｆｓｋ変調器
JP2015111135A (ja) 光電変換デバイスにおける変換効率の周波数特性校正システム
JP2006340188A (ja) 位相連続光周波数偏移変調器、位相連続光周波数偏移変調方法
JP2013122614A (ja) 光変調器

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006782483

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12063231

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE