JP2007049258A - 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた４倍波発生システム - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は，DSB-SC変調器を用いて周波数がf₀の信号が抑圧され，周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るための光変調システムを得ることを目的とする。
【解決手段】 上記課題は，上記の課題は，第1のDSB-SC変調器(2)と，第2のDSB-SC変調器(3)と，前記第1のDSB-SC変調器(2)及び第2のDSB-SC変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)の変調信号を，DSB-SC変調器(2)の上側波帯信号をDSB-SC変調器(3)が変調した下側波帯信号（f₀）と，DSB-SC変調器(2)の下側波帯信号をDSB-SC変調器(3)が変調した上側波帯信号（f₀）とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備する4倍波発生システムなどにより解決される。
【選択図】 図１

Description

本発明は，光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システムなどに関する。

光変調器として，光搬送波抑圧両側波帯変調器（DSB-SC変調器）が知られている。 具体的には，たとえば，特開平2004-252386号公報（下記特許文献1）の図37には，MZと，その両アームに設けられたPMと，一方のアームに設けられた固定位相器を有するDSB-SC変調器が開示されている。DSB-SC変調器は，理想的には，２つのサイト゛ハ゛ント゛（両側波帯）信号を出力し，キャリア（搬送波）信号成分が抑圧される。すなわち，DSB-SC変調器によれば，キャリア（f₀）を抑圧したUSB（f₀+f_m），LSB（f₀-f_m）信号を得ることができる。

よって，DSB-SC変調器を用いて，周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るためには，DSB-SC変調器の変調周波数をf_mから2f_mにすればよいとも考えられる。しかしながら，変調信号の周波数は，システムに用いられる変調信号源によって制約があるので，USB信号，LSB信号との周波数差には限界がある。

DSB-SC変調器を用いて周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るために，2つのDSB-SC変調器をタンデムに（直列に）接続することも考えられる。しかし，第一のDSB-SC変調器からの出力信号にさらにDSB-SC変調を施せば，それらの信号のサイト゛ハ゛ント゛の周波数がキャリア周波数（f₀）で一致する。よって，DSB-SC変調器を2つタンデムに接続したシステムでは，周波数がf₀+2f_m，f₀及びf₀-2f_mの信号を有するスペクトルとなり，周波数（f₀）の成分がある程度の強度をもって残ることとなる。
特開平2004-252386号公報

本発明は，DSB-SC変調器を用いて周波数がf₀の信号が抑圧され，周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るための光変調システムを得ることを目的とする。

本発明は，DSB-SC変調器を用いて周波数差が変調周波数（f_m）の4倍となる信号を得るための光変調システムを得ることを目的とする。

本発明は，DSB-SC変調器を用いて周波数がf₀の信号ができるだけ抑圧され，周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るための光信号の取得方法を提供することを目的とする。

本発明は，たとえば， DSB-SC変調器を2つタンデムに接続し，そしてそれらの変調器に加えられる変調信号の位相を90度ずらすなどして調整することで，周波数がf₀の信号が互に打ち消しあうように調整し，キャリアを抑圧した2つの信号（f₀±2f_m）を得ることができるという知見に基づくものである。

また，上記のようなシステムを用いた無線信号の発生装置を用いれば，周波数が（f₀±2f_m），又は4 f_mの無線信号を容易に得ることができるという知見に基づくものである。

本発明によれば，DSB-SC変調器を用いて周波数がf₀の信号が抑圧され，周波数がf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得るための光変調システムを得ることができる。

本発明によれば，DSB-SC変調器を用いて周波数差が変調周波数（f_m）の4倍となる信号を得るための光変調システムを得ることができる。

本発明によれば，キャリアを抑圧したDSB-SC変調を行ったうえで，光信号を得ることにより効果的に，キャリアを抑圧した2つの信号（f₀±2f_m）を得ることができる。

1. 4倍波発生システム
図１は，本発明の第一の側面に係る4倍波発生システムの基本構成を示すブロック図である。図1に示されるように，この4倍波発生システム(1)は，第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と直列に接続された第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)及び第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)と，前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備する，光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システムである。なお，各変調器は，光ファイバなどの公知の導波路により接続されてもよい。

なお，このシステムで得られる2つの信号（f₀±2f_m）の周波数が，変調周波数の周波数の4倍離れていることから本明細書においては，これらの信号を4倍波ともよぶ。すなわち，「4倍波発生システム」とは変調周波数の周波数の4倍離れた信号（f₀±2f_mなど）を得るためのシステムを意味する。

前記信号制御部(5)は，具体的には，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号との位相差が180°となるように制御するものであってもよい。また，前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，それらの位相差が90度となるように制御するものがあげられる。このように制御すれば，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号との位相差が180°となるので，それら2つの信号が互に打ち消しあい，理想的には消滅する。これにより，周波数f₀の成分が抑圧されるので，2つの信号（f₀±2f_m）を得ることができる。前記信号制御部(5)は，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)とに入力する光信号の遅延（第1の変調器(2)が変調する時間と第2の変調器が変調する時間との時間差）と，それら2つの変調器(2,3)に印加される変調信号の遅延との差が，nを整数とし，f_m[Hz]を2つの変調器(2,3)に印加される変調信号の周波数としたときに，(2n+1)/4f_m[秒]となるように制御する。このように制御するので，2つの変調器において，ひとつの信号を制御することができる。なお，nとしては，0又は1が好ましい。このような遅延は，2つの光変調器の変調信号に任意の時間差を与えるための可変遅延器により調整されてもよいし，可変遅延器として機能する信号制御部により調整されてもよい。

1.2. DSB-SC変調器
DSB-SC変調器として，公知のDSB-SC変調器を適宜用いることができる。たとえば，特開平2004-252386号公報の図37にあるように，LN導波路上に形成されたマッハツェンダー導波路（MZ）と，MZの両アームに設けられた位相変調器（PM）と，MZの一方のアームに設けられた固定位相器を有するDSB-SC変調器があげられる。なお，従来の光SSB（シンク゛ルサイト゛ハ゛ント゛）変調器や光FSK（周波数シフトキーイング）変調器をDSB-SC変調器として用いてもよい。2つのDSB-SC変調器へ印加される変調信号は，同一の信号源から分岐した信号を用いることが好ましい。

光ＦＳＫ変調器は，例えば，第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺ_Ａ）と，第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺ_Ｂ）と，前記ＭＺ_Ａ及び前記ＭＺ_Ｂとを含み，光の入力部と，変調された光の出力部とを具備するメインマッハツェンダー導波路（ＭＺ_Ｃ）を具備する。そして，前記ＭＺ_Ａを構成する２つのアーム間のバイアス電圧を制御することにより，前記ＭＺ_Ａの２つのアームを伝播する光の位相を制御する第１の直流または低周波用電極（ＤＣ_Ａ電極）と，前記ＭＺ_Ｂを構成する２つのアーム間のバイアス電圧を制御することにより，前記ＭＺ_Ｂの２つのアームを伝播する光の位相を制御する第２の直流または低周波用電極（ＤＣ_Ｂ電極）と，前記ＭＺ_Ａを構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力する第１のＲＦ電極（ＲＦ_Ａ電極）と，前記ＭＺ_Ｂを構成する２つのアームにＲＦ信号を入力する第２のＲＦ電極（ＲＦ_Ｂ電極）と，入力されるＲＦ信号の電圧値，または位相を制御することにより前記出力部から出力される光の周波数を制御する電極（ＲＦ_Ｃ電極）とを具備する。

それぞれのマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路（これが２つのアームを構成する）を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。

通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Si）基板上に二酸化シリコン（SiO₂）導波路を形成しても良い。また，InPやGaAs基板上にInGaAsP，GaAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として，ＸカットＺ軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム （LiNbO₃：LN）が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板のＸカット面（ＹＺ面）の表面に光導波路が形成され，導波光はＺ軸（光学軸）に沿って伝搬することとなる。Ｘカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群がＣ_3V，Ｃ₃，Ｄ₃，Ｃ_3h，Ｄ_3hである材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によって屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム （LiTO₃：LT），β−BaB₂O₄（略称BBO），LiIO₃等を用いることができる。

基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば１〜２０マイクロメートル程度，好ましくは５〜１０マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ（厚さ）として，１０ｎｍ〜１マイクロメートルがあげられ，好ましくは５０ｎｍ〜２００ｎｍである。

第１のバイアス調整電極（ＤＣ_Ａ電極）(25)は，ＭＺ_Ａを構成する２つのアーム（Path1及びPath3）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺ_Ａの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方，第２のバイアス調整電極（ＤＣ_Ｂ電極）(26)は，ＭＺ_Ｂを構成する２つのアーム（Path2及びPath4）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺ_Ｂの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。ＤＣ_Ａ電極，及びＤＣ_Ｂ電極は，好ましくは通常直流または低周波用電極である。ここで低周波用電極における「低周波」とは，例えば，0Ｈｚ〜500ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

第１の変調電極（ＲＦ_Ａ電極）(27)は，ＭＺ_Ａを構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための電極である。一方，第２の変調電極（ＲＦ_Ｂ電極）(28)は，ＭＺ_Ｂを構成する２つのアームにＲＦ信号を入力するための電極である。ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極としては，進行波型電極または共振型電極が挙げられ，好ましくは共振型電極である。

ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極は，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，ＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極へ伝達される信号を制御するためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極に入力される高周波信号の周波数（ｆ_ｍ）として，例えば１ＧＨｚ〜100ＧＨｚがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。

ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極は，たとえば金，白金などによって構成される。ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極の幅としては，１μｍ〜10μｍが挙げられ，具体的には５μｍが挙げられる。ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極の長さとしては，変調信号の波長の(f_m)の0.1倍〜0.9倍が挙げられ，0.18〜0.22倍，又は0.67倍〜0.70倍が挙げられ，より好ましくは，変調信号の共振点より20〜25%短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極との合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的なＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極の長さとしては，3250μｍがあげられる。以下では，共振型電極と，進行波型電極について説明する。

共振型光電極（共振型光変調器）は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開2002-268025号公報，「川西哲也，及川哲，井筒雅之，"平面構造共振型光変調器"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, IQE2001-3(2001-05)」に記載のものを採用できる。

進行波型電極（進行波型光変調器）は，光波と電気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極（変調器）である（例えば，西原浩，春名正光，栖原敏明著，「光集積回路」（改訂増補版）オーム社，119頁〜120頁）。進行波型電極は公知のものを採用でき，例えば，特開平11−295674号公報，特開平11−295674号公報，特開2002−169133号公報，特開2002-40381号公報，特開2000-267056号公報，特開2000-471159号公報，特開平10-133159号公報などに開示されたものを用いることができる。

進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置（進行波型の信号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するものである。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。

ＲＦ電極が，ＲＦ信号用の電極と，ＤＣ信号用の電極とを兼ねたものでもよい。すなわち，ＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極のいずれか又は両方は，ＤＣ信号とＲＦ信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されている。この態様の光ＳＳＢ変調器は，ＲＦ電極が給電回路（バイアス回路）と連結されているので，ＲＦ電極にＲＦ信号（ラジオ周波数信号）とＤＣ信号（直流信号：バイアス電圧に関する信号）を入力できる。

第３のＲＦ電極（ＲＦ_Ｃ電極）(29)は，ＭＺ_Ａ及びＭＺ_Ｂのバイアス電圧を制御することによりＭＺ_Ａ及びＭＺ_Ｂを伝播する光の位相を制御するための電極である。第３の電極（ＲＦ_Ｃ電極）は，進行波型の電極であることが好ましい。ＲＦ_Ｃ電極の切り換え速度が，光ＦＳＫ変調器のデータ速度になるので，ＲＦ_Ｃ電極を進行波型電極とすることで高速の切り換え（ＵＳＢとＬＳＢとの切換し）が可能となるからである。

光ＦＳＫ変調器は，符号切り換えを高速で実現するために，光ＳＳＢ変調器のＤＣ_Ｃに相当する電極をＲＦ（ラジオ周波数）電極（ＲＦ_Ｃ電極），又はバイアス調整電極とＲＦ電極（ＲＦ_Ｃ電極）とに置き換えたものである。ＲＦ電極のみを用いるものとしては，ＲＦ電極がＤＣ信号とＲＦ信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されているものが挙げられる。ＲＦ電極として，好ましくは，高速スイッチングに対応した進行波型電極を用いることができる。ここで，ＲＦ電極とは，ＲＦ周波数の入出力に対応した電極である。ＦＳＫ変調器においても，ＲＦ_Ｃ電極の信号電圧の位相や振幅を切り換えることで，上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。

光ＦＳＫ変調器の動作は，光ＳＳＢ変調器の動作と同様である。光ＳＳＢ変調器の動作は，たとえば，「川西哲也，井筒雅之，"光ＳＳＢ変調器を用いた光周波数シフター"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002-30(2002-08)」，「日隅ら，Ｘカットリチウムニオブ光ＳＳＢ変調器，エレクトロンレター，vol. 37， 515-516 (2001)．」などに詳しく報告されている。すなわち，光ＳＳＢ変調器によれば，所定量周波数がプラスにシフトした上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号を得ることができる。

光ＦＳＫ変調器の動作を以下に説明する。並列する４つの光位相変調器に位相が９０°ずつ異なる正弦波ＲＦ信号を入力する。また，光に関してもそれぞれの位相差が９０°となるようにバイアス電圧ＤＣ_Ａ電極，ＤＣ_Ｂ電極，ＲＦ_Ｃ電極を調整する。すると，ＲＦ信号の周波数分だけ周波数がシフトした光が出力される。周波数シフトの方向（減少／増加）は，ＲＦ_Ｃ電極に印加する信号の電圧値又は位相を調整することにより選択できる。すなわち，図２に示される光ＦＳＫ変調器では，各位相変調器で，電気・光とも９０°ずつの位相差をもつこととなる。なお，基板として，Ｘ−カット基板を用いるとＲＦ信号用電極ＲＦ_Ａ電極，及びＲＦ_Ｂ電極に位相が９０°異なる正弦波を供給するだけで，４つの位相変調器でそれぞれ位相が０°，９０°，１８０°，２７０°のＲＦ信号の変調を実現できる（日隅ら，Ｘカットリチウムニオブ光ＳＳＢ変調器，エレクトロンレター，vol. 37， 515-516 (2001)．）。

たとえば，図２のそれぞれのＭＺ構造部分においてＤＣ_Ａ電極，ＤＣ_Ｂ電極のバイアス電圧を２つのＰａｔｈ（パス１とパス３，パス２とパス４）での光の位相差が１８０°となるように調整する。ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，２つのＭＺ構造部分の光位相差が９０°となるように調整する。出力光では，上側波成分のみが含まれる。

一方，ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，２つのＭＺ構造部分の光位相差が２７０°となるように調整すると，下側波成分のみが出力される。したがって，ＲＦ_Ｃ電極の信号（又は２つのアームに印加される信号の位相）を切り換えることで，上側波成分と下側波成分とを切り換えて出力できる。ＲＦ_Ｃ電極として，ＲＦ周波数に対応した進行波型電極を用いると，上記の周波数シフトを高速に行うことができる。

光導波路の形成方法としては，チタン拡散法等の内拡散法やプロトン交換法など公知の形成方法を利用できる。すなわち，本発明の光ＦＳＫ変調器は，例えば以下のようにして製造できる。まず，ニオブ酸リチウムのウエハー上に，フォトリソグラフィー法によって，チタンをパターニングし，熱拡散法によってチタンを拡散させ，光導波路を形成する。この際の条件は，チタンの厚さを１００〜２０００オングストロームとし，拡散温度を５００〜２０００℃とし，拡散時間を１０〜４０時間としすればよい。基板の主面に，二酸化珪素の絶縁バッファ層（厚さ０．５−２μｍ）を形成する。次いで，これらの上に厚さ１５−３０μｍの金属メッキからなる電極を形成する。次いでウエハーを切断する。このようして，チタン拡散導波路が形成された光変調器が形成される。

光ＦＳＫ変調器は，たとえば以下のようにして製造できる。まず基板上に導波路を形成する。導波路は，ニオブ酸リチウム基板表面に，プロトン交換法やチタン熱拡散法を施すことにより設けることができる。例えば，フォトリソグラフィー技術によってＬＮ基板上に数マイクロメートル程度のＴｉ金属のストライプを，ＬＮ基板上に列をなした状態で作製する。その後，ＬＮ基板を１０００℃近辺の高温にさらしてＴｉ金属を当該基板内部に拡散させる。このようにすれば，ＬＮ基板上に導波路を形成できる。

また，電極は上記と同様にして製造できる。例えば，電極を形成するため，光導波路 の形成と同様にフォトリソグラフィー技術によって，同一幅で形成した多数の導波路の両脇に対して電極間ギャップが１マイクロメートル〜５０マイクロメートル程度になるように形成することができる。

なお，シリコン基板を用いる場合は，たとえば以下のようにして製造できる。シリコン（Si）基板上に火炎堆積法によって二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とする下部クラッド層を堆積し，次に，二酸化ゲルマニウム（GeO₂）をドーパントとして添加した二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とするコア層を堆積する。その後，電気炉で透明ガラス化する。次に，エッチングして光導波路部分を作製し，再び二酸化シリコン（SiO₂）を主成分とする上部クラッド層を堆積する。そして，薄膜ヒータ型熱光学強度変調器及び薄膜ヒータ型熱光学位相変調器を上部クラッド層に形成する。

信号源は，光ＦＳＫ変調器へ伝達すべき信号を出力するためのデバイスであり，公知の信号源を採用できる。信号源（ＦＳＫ信号源）は，光ＦＳＫ変調器のＲＦ_Ｃ電極へ伝達される信号を制御する。信号源として，複数の電圧レベルを設定して切り換えることのできるものを用いることは，多値変調可能な光ＦＳＫ通信に関する態様である。信号源からＲＦ_Ｃ電極に入力される信号としては，好ましくは３０ｋＨｚ以上，３００ＧＨｚ以下の周波数成分をもつ信号が挙げられ，好ましくは５００ＭＨｚ〜１０ＧＨｚである。なお，信号源が制御するＲＦ_Ｃ電極へ伝達される信号の周波数は，後述の高周波電気信号源が制御するＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極へ伝達される信号の周波数に比べて小さいことが好ましい。信号源が制御するＲＦ_Ｃ電極へ伝達される信号の周波数が，後述の高周波電気信号源が制御するＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極へ伝達される信号の周波数に比べて大きいと装置が複雑となるからである。

高周波電気信号源は，光周波数シフトキーイング変調器に高周波電気信号を与えるためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。高周波電気信号源は，主にＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極へ伝達される信号を制御する。高周波周波数としては，例えば１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚが挙げられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波が挙げられる。

光ＦＳＫ信号は，搬送波（ｆ_０）についての上側波帯（ＵＳＢ）信号と下側波帯（ＬＳＢ）信号とからなる。本明細書では，光ＦＳＫ変調器による振動数変調の幅（すなわち，変調器からのＲＦ変調信号の周波数）をｆ_ｍとする。搬送波の中心周波数をｆ_０とすると，ＵＳＢ信号の中心周波数は，ｆ_０+ｆ_ｍであり，ＬＳＢ信号の中心周波数は，ｆ_０-ｆ_ｍである。

なお，上記では光FSK変調器を中心に説明したが，DSB-SC変調器も同様に製造でき信号源など上記と同様のものを適宜用いることができる。

DSB-SC変調器に入る光の波長として，1550nmがあげられ，光源として，レーザーダイオードやＬＥＤがあげられるがこれらに限定されるものではない。

2. 4倍波発生システムの動作
以下では，4倍波発生システムの基本動作について説明する。まず，第1のDSB-SC変調器(2)に光を入力する。この光が通常光搬送波（キャリア信号）ともよばれるものであり，通常単一波長の光である。このキャリア信号の周波数をf₀[Hz]とする。そして，信号源(4)が，ラジオ周波数信号などの変調信号をDSB-SC変調器に印加することで，DSB-SC変調器はキャリア信号に変調を施す。なお，この変調信号の周波数（変調周波数）をf_m[Hz]とする。なお，f_m[Hz]として，1MHz〜100GHzがあげられ，好ましくは1GHz〜10GHzがあげられるが，10GHz〜40GHzでもよい。特に40GHz程度の変調信号を用いれば，後述のとおり160GHz程度の無線信号を得ることができることとなる。

図２は，DSB-SC変調器から出力される理想的なDSB-SC変調信号を示す概念図である。図２に示されるとおり，理想的なDSB-SC変調信号(11)は，キャリア信号が抑圧され（すなわち，f₀[Hz]の信号が無くなり），両側波帯（サイト゛ハ゛ント゛）信号（12）が出力される。なお，サイト゛ハ゛ント゛信号（12）の周波数は，f₀±f_m[Hz]である。サイト゛ハ゛ント゛信号のうち，f₀+f_m[Hz]の周波数を有する信号が上側波帯（USB）信号(12a)であり，f₀-f_m[Hz]の周波数を有する信号が下側波帯（LSB）信号(12b)である。

第1のDSB-SC変調器からの出力信号であるUSB信号（f₀+f_m[Hz]）とLSB信号（f₀-f_m[Hz]）とは，それぞれ第2のDSB-SC変調器によりDSB-SC変調をうける。すなわち，第1のDSB-SC変調器からの出力信号であるUSB信号（f₀+f_m[Hz]）（12a）は，第2のDSB-SC変調器によりUSB信号（f₀+2f_m[Hz]）（13a）とLSB信号（f₀[Hz]）（13b）とされる。一方，第1のDSB-SC変調器からの出力信号であるLSB信号（f₀-f_m[Hz]）は，第2のDSB-SC変調器によりUSB信号（f₀ [Hz]）(14a)とLSB信号（f₀-2f_m [Hz]）（14b）とされる。

図3は，第1のDSB-SC変調器と第2のDSB-SC変調器とに印加される変調信号の位相を制御しない場合の第2のDSB-SC変調器からの出力信号の例を示す概念図である。図3に示されるように，2つの周波数がf₀の成分は，互いに打ち消しあわないので，出力信号に周波数がf₀の成分が残留することとなる。なお，図3のように2つのDSB-SC変調器をタンデムにつなげたのみのものも公知ではない。このシステムによれば，周波数がf₀+2f_m，f₀及びf₀-2f_mの信号を得ることができる。それを用いる用途があれば，十分に利用しうる。

一方，本発明のこの側面に係るシステムでは，2つの周波数がf₀の成分が打ち消しあうように2つのDSB-SC変調器に印加する変調信号の位相を調整するので，出力信号から周波数がf₀の成分を少なくすることができる。このように出力信号から周波数がf₀の成分を少なくするためには，2つの周波数がf₀の成分の位相差を90度より大きくすればよく，145度以上180度以下であってもよく，170度以上180度以下でもよく，175度以上180度以下でもよく，最も好ましくは位相差が180度となるように制御することである。

図4は，本発明の4倍波発生システムによる理想的な出力を示す概念図である。図4に示されるように，本発明のシステムを用いれば理想的には，2つの周波数がf₀の成分が，互いに打ち消しあって抑圧されるので，周波数（f₀±2f_m）の信号を得ることができる。以上は理想的な形であるから，f₀の成分の強度（最大の大きさ）として，周波数（f₀±2f_m）の成分が若干残留することも想定され，f₀の成分の強度（最大の大きさ）として，周波数（f₀±2f_m）の成分（これら2つの信号の強度は理想的には同一であるが，実際は若干異なるので，これら2つの信号のうちいずれか小さな方）の1/2以下であれば好ましく，1/3以下でもよく，1/4以下でもよく，1/5以下でもよく，1/6以下でもよく，1/8以下でもよく，1/10以下でもよく，1/100以下でもよい。

このような位相差を得るためには，第2のDSB-SC変調器に印加される変調信号の位相を第1のDSB-SC変調器に印加される信号の位相から，上記のような範囲となるようにずらせばよく，具体的には位相を90度遅らせるか，又は位相を90度進めればよい。

3. 4倍波発生システムの別態様
4倍波発生システムは，たとえば，光搬送波抑圧両側波帯変調器，サーキュレータ，及びミラーを用いたシステムとしても実現できる。このシステムでは，DSB-SC変調器が1つで済むので，システムの省スペース化やコストの削減などを達成できる。

図5は，ミラーを用いた4倍波発生システムの基本構成例を示す図である。図5に示されるようにこの態様の4倍波発生システムは，光を伝達する導波路と，前記導波路と接続され光の進行方向を制御するサーキュレータ(6)と，前記サーキュレータからの光が入るDSB-SC変調器と，前記DSB-SC変調器からの出力が反射されるミラー(7)と，前記ミラーにより反射され前記DSB-SC変調器によりさらに変調を受けた光信号であってサーキュレータに入るものが出力される導波路と，前記DSB-SC変調器に変調信号を印加するための信号源と，前記信号源の変調信号の位相と時間とを制御する制御部とを具備する。

そして，制御部は，ミラーから反射してDSB-SB変調器によって変調を加える際に，その位相がはじめにDSB-SC変調した際の位相と先の態様で説明したようにずれるように，前記信号源の出力信号を制御する。このようにすれば，先の態様と同様に，2つの周波数がf₀の成分が打ち消しあうので，出力信号から周波数がf₀の成分を少なくすることができる。

4. キャリアを抑圧する光信号の取得方法
次に本発明の光信号の取得方法の例について説明する。この光信号の取得方法は，基本的には，キャリアを抑圧したDSB-SC変調を行うことで，出力信号から周波数がf₀の成分を少なく抑えた周波数（f₀±2f_m）の光信号を得ることができるというものである。

具体的には，本発明の光信号の取得方法は，第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と直列に接続された第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)及び第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)と，前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と；前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備し，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)のいずれか又は両方は，第１のサブマッハツェンダー導波路と，第２のサブマッハツェンダー導波路と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部と，変調された光の出力部とを具備するメインマッハツェンダー導波路と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアームに印加される電圧を調整するための第一のサブマッハツェンダー電極と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアームに印加される電圧を調整するための第二のサブマッハツェンダー電極と，メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極とを具備する光変調器であり，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)の
(i) メインマッハツェンダー導波路からの出力が大きくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧及び２つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，(iii) メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，(iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む光信号の取得方法である。

また，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)の(i) メインマッハツェンダー導波路からの出力が最大となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧及び２つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，(iii) メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，いずれかのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，(iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が最小となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む上記に記載の光信号の取得方法である。

すなわち，キャリアを抑圧したDSB-SC変調を行うために，DSB-SC変調器において，キャリアを抑圧するような光変調方法（「本発明の光変調方法」とよぶ。）を用いる。なお，本発明においては，光ＦＳＫ変調器をDSB-SC変調器として用いることができるので，以下では光ＦＳＫ変調器を用いたものとして説明する。

本発明の光変調方法は，基本的には マッハツェンダー（ＭＺ）導波路と前記ＭＺ導波路の各アーム設けられた光強度補正機構を有する光変調器の電極に印加するバイアス電圧を調整することにより，消光比を向上させるための変調方法であって，(i) メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように，電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii)メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程と，(iii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる工程と，(iv)メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程とを含む，変調方法である。このようは変調方法では(i) メインマッハツェンダー導波路からの出力が最大となるようにＤＣ_Ｃ電極又はＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii) ＤＣ_Ｃ電極又はＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように調整する工程と，(iii)ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極のバイアス電圧を増減する工程と，(iv)前記の工程で，出力が減少したサブマッハツェンダー導波路の出力が最小となるように，そのサブマッハツェンダー導波路を制御する電極のバイアス電圧を調整する工程と，(v) ＤＣ_Ｃ電極又はＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺの出力が最小となるように調整する工程とを含み，上記の工程のうち(iv)と(v)の工程を繰り返すことにより，高い消光比をもった光変調方法を達成するというものである。特に，本発明では，サブマッハツェンダーＭＺ導波路を利用してメインマッハツェンダーＭＺ導波路のアーム間のアンバランスを補正することにより，最適なバイアス電圧を得ることができる。

なお，光強度補正機構は，ＭＺ導波路を有する光変調器が通常備えるものであり，例えばヒータ又は電界を制御する機構として機能する電極があげられる。

（本発明の高消光比変調方法の説明）
次に，本発明の高消光比を達成するための変調方法を説明する。本発明の高消光比を達成するための変調方法は，基本的には以下の工程を含むものである。(i) メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように，メインＭＺ電極（電極Ｃ）のバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii)メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程と，(iii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる工程と，(iv)メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程とを含む(i)出力が最大となるように各バイアス電圧を調整する。(ii)ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，出力が最小となるように調整する。(iii)ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極のバイアス電圧を所定量（わずかに）増減する。すると，一方の出力が減少し，一方の出力が増加する。(iv)出力が減少した電極その出力が最小となるようにバイアス電圧を調整する。(v)ＤＣ_Ｃ電極のバイアス電圧を，出力が最小となるように調整する。なお，上記(iii)と(iv)の工程を繰り返し行うことは，本発明の好ましい実施態様である。以下では，各工程について説明する。

(i) メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように，電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程メインＭＺからの出力が最大となるようにバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように（好ましくはできるだけ大きくなるように，より好ましくは最大となるように），電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程である。ＭＺ_Ｃ24からの出力光の強度が大きくなるようにＤＣ_Ａ電極25，ＤＣ_Ｂ電極26及びＲＦ_Ｃ電極29に印加する電圧値を調整するための工程である。メインＭＺ導波路ＭＺ_Ｃ24は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，各ＭＺ電極に印加する各バイアス電圧を調整してもよい。

また，測定系と，各バイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，測定系が測定した光強度が大きくなるように，各バイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置は，情報を入力する入力部，情報を出力する出力部，情報を記憶する記憶部（メモリ，メインメモリを含む），各種演算を行うＣＰＵなどの演算部とを具備する。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，いずれか1つ又は2つ以上の電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が大きくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，各電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が増大することとなる。

(ii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺからの出力が最小となるように調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路ＭＺ_Ｃ24からの出力光の強度が小さくなるように，メインＭＺＲＦ_Ｃ電極に印加されるバイアス電圧を調整するための工程である。メインＭＺ導波路ＭＺ_Ｃ24は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，メインＭＺＲＦ_Ｃ電極に印加するのバイアス電圧を調整してもよい。

また，測定系とメインＭＺＲＦ_Ｃ電極へバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，測定系が測定した光強度が小さくなるように，メインＭＺＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メインＭＺのＲＦ_Ｃ電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が小さくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，メインＭＺＲＦ_Ｃ電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が減少することとなる。

(iii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる工程ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極のバイアス電圧を増減する工程
この工程では，メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる。この工程では，いずれか一方のサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させた場合に，メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるので，そのメインＭＺ導波路からの出力が小さくなる方のサブＭＺ電極のバイアス電圧を小さくするように制御する。ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極をわずかに増加又は減少させるための工程である。この工程で電圧値が強制的に変化される電極は，予め決めておいてもよい。この工程でまた，減少又は増加する電圧値は，も予め決めておいてもよい。このような変化電圧値として，0.01Ｖ〜0.5Vがあげられ，好ましくは0.05V〜0.1Vである。すると，本工程により一方のMZメインＭＺ導波路からの出力強度が減少し，他方のMZ導波路からの出力強度が増加する。する。メインＭＺ導波路ＭＺ_Ｃ24やサブＭＺは，たとえば，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。

また，測定系とＤＣ_Ａ電極Ａ及びＤＣ_Ｂ電極Ｂへバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，ＤＣ_Ａ電極Ａ又はＤＣ_Ｂ電極Ｂへ印加されるバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。この際，電圧値を変化させる電極に関する情報や，変化させる電圧値に関する情報は，メモリなどに記憶されていてもよい。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し，ＤＣ_Ａ電極Ａ又はＤＣ_Ｂ電極Ｂに印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると，ＤＣ_Ａ電極Ａ又はＤＣ_Ｂ電極Ｂに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。なお，ＤＣ_Ａ電極Ａ又はＤＣ_Ｂ電極Ｂに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化すると，メインサブＭＺからの出力光の強度が変化する。測定系が観測した光強度に関する情報は，入力部から入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出し，メインＭＺ導波路からの光強度が小さくなるように，光出力が減少した方のサブＭＺ電極導波路を制御する電極へ印加するバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が減少することとなる。

(iv)メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程(iv)前記の工程で，出力が減少したサブＭＺの出力が最小となるように，そのサブＭＺを制御する電極のバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整するための工程である。メインＭＺ導波路は，たとえば，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。なお，本工程，又は前記(iii)の工程と本工程とを，繰り返し行っても良い。先の工程で，出力光の強度が減少した方のサブＭＺ導波路に印加するバイアス電圧を調整し，出力が減少したサブＭＺからの出力光の強度を小さくするための工程である。サブＭＺは，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。

また，測定系とＤＣ_Ａ電極及びＤＣ_Ｂ電極へバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極へ印加されるバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極に印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。

(v)ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺの出力が最小となるように調整する工程
この工程は，ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺの出力が最小となるように調整するための工程である。メインＭＺは，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。

また，測定系とＲＦ_Ｃ電極Ｃへバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極Ｃへ印加されるバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極Ｃに印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると，ＤＣ_Ａ電極又はＤＣ_Ｂ電極Ｃに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。

上記の(iv)及び(v)の工程を繰り返す工程
上記の(iv)及び(v)の工程を繰り返すことにより，出力が減少し，それにより消光比が増大するバイアス点を得ることができる。図示しない測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整し，良好なバイアス点を得たものとしてもよい。

また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報や，出力光に関する情報を読み出し，バイアス電圧の調整を止めるという判断をしても良い。また，測定系からの出力光の強度情報をフィードバックし，バイアス電圧の調整をし続けても良い。

なお，上記に光ＦＳＫ変調器を用いた変調方法の例を説明したが，光ＳＳＢ変調器を用いた場合も同様に変調できる。さらに，ＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いた場合にも利用できる。

5. 無線信号発生装置
図6は，上記の4倍波発生システムを用いた無線信号発生装置の基本構成を示すブロック図である。図6に示されるように，本発明の第2の側面に係る無線信号発生装置(21)は， 光源と接続可能な変調光信号発生装置としての上記した4倍波発生システム(22)と，前記変調光信号発生装置からの出力光を検出する光検出器(23)と，前記光検出器が検出した光信号を無線信号へと変換するアンテナ(24)とを具備し，前記変調光信号発生装置の変調周波数を制御することで，所定の周波数を有する無線信号を発生する無線信号発生装置(21)である。なお，光源(25)として，先に説明したものを適宜利用できる。

6.1光検出器
光検出器は，変調光信号発生装置の出力光を検出し，電気信号に変換するための手段である。光検出器として，公知のものを採用できる。光検出器として，例えばフォトダイオードを含むデバイスを採用できる。特に好ましい光検出器は高速検出をすることができる高速光検出器である。光検出器は，例えば，光信号を検出し，電気信号に変換するものがあげられる。光検出器によって，光信号の強度，周波数などを検出できる。光検出器として，たとえば「米津宏雄著”光通信素子工学”−発光・受光素子−，工学図書株式会社，第６版，平成１２年発行」に記載されているものを適宜採用できる。

6.2.アンテナ
アンテナは，光検出器が変換した電気信号を，無線信号として放出するための手段である。アンテナとして，公知のアンテナを用いることができる。

7. 無線信号発生装置の動作
変調光信号発生装置(22)としての4倍波発生システムが，f₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を発生し，それを光検出器により検出し，アンテナにより無線信号に変換して，無線信号として放出する。これによりf₀+2f_mの無線信号とf₀-2f_mの無線信号とを得ることができる。
また，上記した光信号を用いれば，差周波を得ることで，容易に4 f_mの無線信号を得ることもできる。とくに，キャリアを抑圧するＤＳＢ−ＳＣ変調によりf₀+2f_mの信号とf₀-2f_mの信号を得た場合は，キャリア成分が抑圧されているので，より精度のよい無線信号を得ることができる。

以下，実施例を用いて本発明を説明する。図7は，本実施例に用いたシステムのブロック図である。図7中，DFBLDは，分布帰還型レーザダイオード（distributed-feedback laser diode）を示し，PC（Polarization controller）は偏光調整器を示し，FSK Mod.は，DSB-SC変調器としての光周波数シフトキーイング変調器を示し，DC-bias sourceは，光周波数シフトキーイング変調器に印加するＤＣバイアス電圧の信号源を示し，Biasは，バイアスを示し，RF signal sourceは，変調信号源としての，ラジオ周波数信号源を示し，3dB couplerは，3dBカプラを示し，Filterはフィルタを示し，Tunable delayは，2つの光変調器の変調信号に任意の時間差を与えるための可変遅延器を示し，High-speed PDは，高速光検出器を示す。また図中三角は，任意の増幅器を示す。変調周波数として10.5GHzを用いた。高速光検出器からの出力信号は，42GHzであった。

図8は，図7で示されたシステムのうち第2の変調器からの出力を示すスペクトル図である。実線は，2つの変調器に印加される変調信号の位相を90度ずらした場合のスペクトルであり，点線はずらさなかった場合のスペクトルである。縦軸は，スペクトルの光強度[dBm]を示し，横軸は波長[nm]を示す。システムに入射した光の強度は，12.7dBmであり，偏光調整器での損失は，それぞれ1.1dB及び0.4dBであり，第1及び第2の変調器での変調信号強度はそれぞれ20.9dBm及び21.0dBmであった。また，変換効率は-31dBであり，0次信号，及び1次信号の２次の高次光に対する抑圧比は40dB以上であり，3次の抑圧比は34dBであった。なお，各サイト゛ハ゛ント゛成分の強度は以下の表1のようであった。

図9は，本実施例により得られたラジオ周波数信号のスペクトルである。図9(a)は，分解幅（RBW：Resolution Bandwidth）が30kHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(b)は， RBWが1Hzで中心周波数が42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(c)は， RBWが10Hzで中心周波数が42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(d)は，RBWが1MHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。

図9(a)から，本実施例のシステムによれば，変調周波数10.5GHzの4倍波信号である42GHzの無線信号を効果的に得ることができることがわかる。また，図9(b)及び図9(c)から，得られる信号は線幅が1Hz以下の比較的シャープで質のよい信号であることがわかる。図9(d)から各高次信号の強度などが把握できる。各高次信号の周波数とスペクトル強度は以下のとおりである10.5GHzは-32.8dBmであり, 21.0GHzは-30.8dBmであり, 31.5GHzは -35.0dBmであり, 42.0GHzは+11.0dBmである。そして，スプリアス（不要電磁波）抑圧比は，41.8dBであった。

図10は，SSB（シングルサイドバンド）位相雑音を示すグラフである。図10(a)は，位相雑音を示すグラフであり，図10(b)は位相雑音とソースとの比である（Noise figure）を示すグラフである。図10(a)において，実線は実施例1のシステムの出力である42GHzの無線信号の雑音を示し，点線は10.5GHzの変調信号の雑音を示す。図10(a)から，本システムでは，10kHzのオフセットにおいて-95.8dBcの位相雑音を実現できたことがわかる。また，図10(b)からnoise figureが，20LogN+6dB以下であり，12dB〜18dBであることがわかる。

ＦＳＫ変調器を使った高消光比オン／オフの原理実証実験
図11は，本実験に用いた実験系の概略図である。この例では，図12に示されるような光変調器を用いており，サブＭＺ導波路電極であるＲＦ_Ａ電極Ａ及びＲＦ_Ｂ電極ＢにＲＦ信号とＤＣ信号とが印加される。ＦＳＫ変調器のサブマッハツェンダーでメインマッハツェンダーのアーム間の強度バランスを調整し，消光比の高い強度変調器を実現する。電極ＲＦ_ＡＡ,ＲＦ_Ｂ電極ＢにＤＣバイアスを印加し，バランスを調整した。ＲＦ_Ｃ電極Ｃでオン／オフを行った。

実験系として以下のものを用いた。光源として，アジレント（Agilent）社製HP8166Aと81689Aを組合せて用いた。設定値は，1550nmであり，実測値は1549.925nmであった。また，強度の設定値は5.94dBmであり，実測値は 2.68dBmであった。偏波コントローラを経て，出力光をＦＳＫ変調器に入力した。バイアス電源として，アドバンテスト社製R6144を３台と，ファンクションジェネレータであるアジレント（Agilent）33250A とを組合せて用いた。光変調器として，住友大阪セメント社製社製T.SBX1.5-10-AOC-P-FN SN 728x711 153-0001-001を用いた。測定系として，光スペクトルアナライザーであるアドバンテスト（Advantest）Q8384を用いた。なお，時間波形はゼロスパンとした。

(i) メインＭＺ導波路からの出力が最大となるように，電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整した。各電極に印加したバイアス電圧は，電極Ａ及び電極ＢのVπが4.2Vであり，電極ＣのVπ が6.1Vであった。(ii)メインＭＺ導波路からの出力が最小となるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整した。バイアス電圧は，電極Ａが-1.6V,電極Ｂが-1.6V, 電極Ｃが-1.1V であり，この際の出力光強度は-0.44dBmであった。(iii) ＭＺ_Ａのバイアス電圧を減少させると，メインＭＺ導波路からの出力が最小となることを確認したので，メインＭＺ導波路からの出力が最小となるように，電極Ａのバイアス電圧を減少させた。(iv)メインＭＺ導波路の出力が最小となるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整した。(i)メインＭＺからの出力が最大となるようにバイアス電圧を調整した。各電極に印加したバイアス電圧は，ＲＦ_Ａ電極及びＲＦ_Ｂ電極のVpi を4.2Vとし，ＲＦ_Ｃ電極のVpi を6.1Vであった。 (ii)ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺからの出力が最小となるように調整した。その結果，出力最大となるバイアス電圧は，ＲＦ_Ａ 電極が-1.6V, ＲＦ_Ｂ電極が-1.6V, ＲＦ_Ｃ電極が-1.1V であり，この際の出力光強度は-0.44dBmであった。(iii)ＭＺ_Ａのバイアス電圧を減少させた。(iv)前記の工程で，出力が減少したＭＺ_Ａの出力が最小となるように，ＲＦ_Ａ電極のバイアス電圧を調整した。(v)ＲＦ_Ｃ電極のバイアス電圧を，メインＭＺの出力が最小となるように調整した。上記の(iviii)と(iv)とを，出力光の変化が少なくなるまで繰り返した。最終的に，各電極に印加したバイアス電圧は，ＲＦ_Ａ 電極Ａが-2,35V, ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.6V, ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.235V であった。

図13は，実施例２におけるＲＦ_Ｃ電極Ｃのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸はＲＦ_Ｃ電極ＣのVpiπ(6.1V)で規格化したものである。図13から，光強度の最大値が-0.7dBであり，最小値が-51.0dBmであることがわかる。よって，実施例２における消光比は50.3dBであった。なお，工程(ii)で印加される電圧が負の場合は，ＲＦ_Ａ電極Ａが-2.315V, ＲＦ_Ｃ 電極Ｃが -7.22Vで出力が最小となった。一方，工程(ii)で印加される電圧が正の場合も，ＲＦ_Ａ電極Ａが-2.315V, , ＲＦ_Ｃ電極Ｃが -7.22Vで出力が最小となった。

なお，比較のために，実施例２のようなバイアスのバランス調整を行わずに，ＲＦ_Ｃ電極Ｃのバイアス電圧と出力光強度との関係を求めた。図14は，比較例におけるＲＦ_Ｃ電極Ｃのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸はＲＦ_Ｃ電極ＣのVpiπ(6.1V)で規格化したものである。なお，ＲＦ_Ａ電極Ａのバイアス電圧は-1.6Vであった。光強度の最大値が-0.4dBであり，最小値が-37.9dBmであった。よって，比較例1における消光比は，37.5dBであった。

図15は，実施例２におけるＲＦ_Ａ電極Ａのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸はＲＦ_Ａ電極ＡのVpiπ(4.2V)で規格化したものである。出力光強度が最大となるバイアス電圧(-1.7V)をゼロとした。規格化された電圧が0.143Vの時に，出力が最小となった。なお，規格化電圧が負の場合は，ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.240Vで，規格化電圧が正の場合は, ＲＦ_Ｃ 電極Ｃが-7.245Vにおいて出力が最小となる。

図16は，実施例２における出力光の時間波形を示すグラフである。ＲＦ_Ｃ電極Ｃに印加される電圧を，ファンクションジェネレータで矩形パルス信号とし，メインＭＺからの出力を光スペクトルアナライザーのゼロスパンで測定した。なお，濃い実線は，バイアス調整を行ったもの（実施例２）の出力を表し，薄い実線はバイアス調整を行わなかったもの（比較例１）の出力を表す。

図17は，光源からの出力光の波長が1550nmの場合に，メインＭＺからの出力が最小となるようにバイアス電圧を調整したときの，波長と出力光の関係を示すグラフである。なお，図17Ｂは，図17Ａの横軸のスパンを変えたものである。これらの図から，波長のずれが1nm程度までの範囲で，消光比45dB 以上を確保できたことがわかる。よって，本発明によれば，高速に変調し，光波長がずれた場合であっても，高い消光比を期待できることがわかる。

図18は，光ＦＳＫ変調器へ入力する光の強度を示す図である。ＲＦ_Ｃ電極Ｃのみの電圧を変化させた場合の消光比は50.3dBであった。一方，ＲＦ_Ｃ電極ＣのみならずＲＦ_Ａ電極Ａに印加するバイアス電圧も変化させた場合は，消光比が50.6dBとなった。ＲＦ_Ａ電極Ａに印加するバイアス電圧を調整することで，消光比が増大することを確認した。工程(i)の条件時の消光比は37.9dB であったので，本発明の調整方法により消光比が12.8dB向上したことがわかる。また，Vpiπ の14.3%(光強度で5%, 振幅で2.5%)を補正した場合に消光比が最大となった。なお，アーム間の強度アンバランスが5%であり，補正をしない場合のオフ時に残留する成分は32dBであった。なお，放射モード光が，0.001%程度：出力ポートへの混入した。

１．FSK 変調器での高消光比ON/OFF を利用したDSB-SC 変調
FSK 変調器のサブマッハツェンダーでメインマッハツェンダーのアーム間の強度バランスを調整し，消光比の高い強度変調器を実現し，DSB-SC 変調時のキャリア抑圧比の改善を図った。これにより，光ＦＳＫ変調器をＤＳＢ−ＳＣ変調器として用いることができることが示される。

２．実験系
実施例３における実験系として以下のものを用いた。光源として，アジレント社製HP8166Aと81689Aを組合せて用いた。設定値は，1550nmであり，実測値は1549.925nmであった。また，強度の設定値は5.94dBmであり，実測値は 2.68dBmであった。偏波コントローラを経て，出力光をＦＳＫ変調器に入力した。バイアス電源として，アドバンテスト社製R6144を３台を用いた。光変調器として，住友大阪セメント社製T.SBX1.5-10-AOC-P-FN SN 728x711 153-0001-001を用いた。測定系として，光スペクトルアナライザーであるアドバンテスト（Advantest）Q8384を用いた。パワーメーターとして，安藤電気製AQ2733を用いた。なお，時間波形はゼロスパンとした。ラジオ周波数信号の信号源として，(i) 社製SMR20と，アジレント（Agilent）社製83050Aとを組合せたもの（又は，アジレント（Agilent）社製87300C,パワーメータアジレント（Power meter Agilent） E4419を用い，4412Aを出力モニタとして用いた。），又は(ii) ローデアンドシュワルツ社製SMR20とSHF社製SHF 200CPとBPFバンドパスフィルター8c7-10.5G-50-S11を用い，10.5G でＢＰＦ（バンドパスフィルターー）を通して高調波のないＲＦ信号を発生した。

３．実験手順
バランス調整ありとなしの場合で，それぞれ，ＯＦＦ状態にして，ＲＦ_Ｃ電極Ｃに10.5GHz のＲＦ信号を供給した。変調の深さは，３ 次成分がバランス調整後のキャリア成分より大きくならない程度に抑えた（３次が支配的な場合には高消光比のメリットがない）。 それぞれ，光スペクトルを測定した。ＲＦ信号はアンプの後にＢＰＦを通して高調波を抑えた。キャリア抑圧の最適バイアスはＲＦ供給時には少しずれるので，ＲＦ 投入後，再調整した。

４．結果
出力が最大となるバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが-1.6V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.5V,ＲＦ_Ｃ電極が-1.1Vであった。出力最小となるバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが，-2.2V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.4V,ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.16Vであった。本発明によるバランス補正を行う場合と行わない場合とで消光比を比較するために以下の実験を行った。

(i)本発明によるバランス補正をせずにＲＦ_Ｃ電極Ｃのバイアス電圧によりオン／オフをした。出力強度が最大となるときのバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが-1.6V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.5V,ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-1.1Vのとき，パワーメーターの測定強度が+0.1dBmであり，ＯＳＡ（光スペクトラムアナライザー）の測定強度が-0.3dBmであった。一方，出力強度が最小となるときのバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが-1.6V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.5V,ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.16V のとき，パワーメーターの測定強度が-37.2dBmであり，ＯＳＡの測定強度が-38.7dBmであった。すなわち消光比は，パワーメーターの測定値で，37.3dB，OSAの測定値で38.4dBであった。

(ii)次に本発明によるバランス補正を行ってＲＦ_Ｃ電極Ｃのバイアス電圧によりオン／オフをした。出力強度が最大となるときのバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが-2.2V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.5V,ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-1.1Vのとき，パワーメーターの測定強度が+0.0dBmであり，ＯＳＡの測定強度が-0.4dBmであった。一方，出力強度が最小となるときのバイアス電圧は，それぞれＲＦ_Ａ電極Ａが-2.2V,ＲＦ_Ｂ電極Ｂが-1.5V,ＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.16V のとき，パワーメーターの測定強度が-46.5dBmであり，ＯＳＡの測定強度が-51.0dBmであった。すなわち消光比は，パワーメーターの測定値で，46.5dB，OSAの測定値で50.6dBであった。よって，本発明に基づいてバイアス調整を行えば，簡単に高い消光比を得られることがわかった。

図19は，本発明によるバランス補正を行うことにより，キャリアが抑圧されることを確認するためのスペクトルである。横軸は，オフセット周波数[GHz]，縦軸は出力光の強度[dBm]である。実線践はバランス補正を行った場合のスペクトルであり，破線はバランス補正を行わない場合のスペクトルである。なお，バランス補正を行った場合のバイアス電圧はＲＦ_Ａ電極Ａが-2.33VでありＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.127Vであった。一方，バランス補正を行わない場合のバイアス電圧は，ＲＦ_Ａ電極Ａが-1.60VでありＲＦ_Ｃ電極Ｃが-7.110Vであった。図19のスペクトルを読み出したものを以下の表２に示す。

出力強度は，1次が-13.1dBmであり, 3次が-53.1dBmであった。また, 0次の入力光の強度は-0.4dBmであった。１次のサイドバンドと３次のサイドバンドとの比から計算した誘導位相量は，1次/3次が0.49であった。り，0次/1次が0.46であった。一方，キャリア抑圧比は，50.2dBであった。片アームあたりの誘導位相量を0.48，入力電圧を2.8V(19dBm)とすると，両アームでの半波長電圧は2.8/(0.48*2/3.14)=9.2V であり，この値は検査データよりも数１０％高いものであった。図19からも，キャリアが抑圧されたことがわかる。

上記のようにしてキャリアが抑圧されるＤＳＢ−ＳＣ変調方法を用いれば，好適にキャリアを抑圧した4倍波信号を得ることができる。

本発明は，光情報通信などの分野で好適に利用されうる。

図１は，本発明の第一の側面に係る4倍波発生システムの基本構成を示すブロック図である。 図2は，DSB-SC変調器から出力される理想的なDSB-SC変調信号を示す概念図である。 図3は，第1のDSB-SC変調器と第2のDSB-SC変調器とに印加される変調信号の位相を制御しない場合の第2のDSB-SC変調器からの出力信号の例を示す概念図である。 図4は，本発明の4倍波発生システムによる理想的な出力を示す概念図である。 図5は，ミラーを用いた4倍波発生システムの基本構成例を示す図である。 図6は，上記の4倍波発生システムを用いた無線信号発生装置の基本構成を示すブロック図である。 図7は，本実施例に用いたシステムのブロック図である。 図8は，図7で示されたシステムのうち第2の変調器からの出力を示すスペクトル図である。 図9は，本実施例により得られたラジオ周波数信号のスペクトルである。図9(a)は，分解幅（RBW：Resolution Bandwidth）が30kHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(b)は， RBWが1Hzで中心周波数が42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(c)は， RBWが10Hzで中心周波数が42GHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。図9(d)は，RBWが1MHzのスペクトルであり，縦軸は信号強度[dBm]であり横軸は周波数[GHz]である。 図10は，SSB（シングルサイドバンド）位相雑音を示すグラフである。図10(a)は，位相雑音を示すグラフであり，図10(b)は位相雑音とソースとの比である（Noise figure）を示すグラフである。 図11は，本実験に用いた実験系の概略図である。 図12は，実施例2において用いた光ＦＳＫ変調器（ＤＳＢ−ＳＣ変調器）の概略図である。 図13は，実施例2における電極Ｃのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸は電極ＣのVπ(6.1V)で規格化したものである。 図14は，比較例１における電極Ｃのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸は電極ＣのVπ(6.1V)で規格化したものである。 図15は，実施例2における電極Ａのバイアス電圧と出力光強度の関係を示すグラフである。横軸は電極ＡのVπ(4.2V)で規格化したものである。 図16は，実施例2における出力光の時間波形を示すグラフである。 図17は，光源からの出力光の波長が1550nmの場合に，メインＭＺからの出力が最小となるようにバイアス電圧を調整したときの，波長と出力光の関係を示すグラフである。なお，図17Ｂは，図17Ａの横軸のスパンを変えたものである。 図18は，光ＦＳＫ変調器へ入力する光の強度を示す図である。 図19は，本発明によるバランス補正を行うことにより，キャリアが抑圧されることを確認するためのスペクトルである。横軸は，オフセット周波数[GHz]，縦軸は出力光の強度[dBm]である。

符号の説明

１ 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム
２ 第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器
３ 第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器
４ 信号源
５ 信号制御部

Claims (7)

1. 第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と直列に接続された第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)と，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)及び第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)と，
   前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と；前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備する，
   光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム。
2. 前記信号制御部(5)は，前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号との位相差が180°となるように制御する請求項1に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム。
3. 前記信号制御部(5)は，
   前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，それらの位相差が90度となるように制御する，
   請求項１に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム。
4. 前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)とに入力する光信号の遅延と，それら2つの変調器(2,3)に印加される変調信号の遅延との差が，nを整数とし，f_m[Hz]を2つの変調器(2,3)に印加される変調信号の周波数としたときに，
   (2n+1)/4f_m [秒]となる請求項１に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム。
5. 光源と接続可能な変調光信号発生装置としての請求項1に記載の光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた4倍波発生システム(22)と，
   前記変調光信号発生装置からの出力光を検出する光検出器(23)と，
   前記光検出器が検出した光信号を無線信号へと変換するアンテナ(24)とを具備し，
   前記変調光信号発生装置の変調周波数を制御することで，所定の周波数を有する無線信号を発生する無線信号発生装置(21)。
6. 第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と直列に接続された第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)と，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)及び第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を発生するための信号源(4)と，前記信号源(4)が前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)と第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)に印加する変調信号を，前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される上側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した下側波帯信号と；前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)から出力される下側波帯信号を前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)が変調した上側波帯信号とが互に打ち消しあうように制御する信号制御部(5)とを具備し，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)のいずれか又は両方は，第１のサブマッハツェンダー導波路と，第２のサブマッハツェンダー導波路と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路とを含み，光の入力部と，変調された光の出力部とを具備するメインマッハツェンダー導波路と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアームに印加される電圧を調整するための第一のサブマッハツェンダー電極と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路を構成する２つのアームに印加される電圧を調整するための第二のサブマッハツェンダー電極と，メインマッハツェンダー導波路に印加される電圧を調整するためのメインマッハツェンダー電極とを具備する光変調器であり，
   前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)の
   (i) メインマッハツェンダー導波路からの出力が大きくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧及び２つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，
   (ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，
   (iii) メインマッハツェンダー導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，
   (iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が小さくなるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む
   光信号の取得方法。
7. 前記第1の光搬送波抑圧両側波帯変調器(2)，又は前記第2の光搬送波抑圧両側波帯変調器(3)の
   (i) メインマッハツェンダー導波路からの出力が最大となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧及び２つのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，
   (ii)メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程と，
   (iii) メインマッハツェンダー導波路からの出力が最小となるように，いずれかのサブマッハツェンダー電極のバイアス電圧を減少させる工程と，
   (iv)メインマッハツェンダー導波路の出力が最小となるように，メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する工程とを含む，
   請求項6に記載の光信号の取得方法。