JP2015111135A - 光電変換デバイスにおける変換効率の周波数特性校正システム - Google Patents

Abstract

【課題】簡便な装置で，ヘテロダイン検波光源として要求される特性を備えたヘテロダイン検波に用いられる光源を提供することを目的とする。
【解決手段】光源１１と，光源１１から入射した光と変調信号とに応じた２トーン光を発生する光変調器１２とを含むヘテロダイン検波用光源システムに関する。光変調器１２はマッハツェンダー導波路１４を有する。光変調器１２から出力される２トーン光は，光源１１から入射した光の周波数をｆ_０とし，変調信号の周波数をｆ_ｍとした場合，ｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数，例えば，ｎ＝１，２又は３）である。そして，光変調器１２から出力されるｆ_０成分の強度は，ｆ_０＋ｎｆ_ｍ成分の強度に対して２０ｄＢ以上抑圧される。このような条件のもとで光変調器を駆動することで，キャリア成分が抑圧され強度のそろった２トーン信号を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は，光電変換デバイスにおける変換効率の周波数特性校正システムに関するものである。

光変調器や直接変調された半導体レーザに代表される電気光（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｔｏＯｐｔｉｃａｌ,Ｅ／Ｏ）変換デバイス，およびフォトダイオード（ＰＤ）に代表される光電気（ＯｐｔｉｃａｌｔｏＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ,Ｏ／Ｅ）変換デバイスは，デジタル光通信システムやファイバ無線（ＲａｄｉｏＯｎＦｉｂｅｒ,ＲＯＦ）システムのキーコンポーネントである。これらのデバイスの主要な性能指標として，“レスポンシビティ（ｒｅｓｐｏｎｓｉｖｉｔｙ）”とよばれる直流（ＤＣ）におけるＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率がある。

近年，デジタル光通信システムが一波あたり１００Ｇｂｐｓを超えるほど著しく高速化されるとともに，ＲＯＦでは次々に高い周波数のキャリアを用いたシステムの研究が報告されている。このため，ＤＣのレスポンシビティのみならず，ミリ波帯からテラヘルツ帯までを含めた周波数領域についての周波数特性を正確に測定することが非常に重要になっている。

現在，Ｏ／ＥやＥ／Ｏデバイス（光電変換デバイス）の周波数特性を測定するには，アジレント社の光コンポーネントアナライザ（ＬＣＡ）を用いることが一般的である（Ｏ.Ｆｕｎｋｅ,“Ｔｈｅ ｖａｌｕｅ ｏｆ ｔｒａｃｅａｂｌｅ Ｓ−ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ， ”ＥＮ−Ｇｅｎｉｕｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ, ｔｅｓｔ ＆ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ＺＯＮＥ, Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００８.）。ＬＣＡは，高周波（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ, ＲＦ）用のネットワークアナライザと，周波数特性が校正されたＥ／ＯおよびＯ／Ｅデバイスを内蔵した光テストセットを組み合わせている。このため，ＬＣＡは，入出力がＥ／Ｅだけでなく，Ｅ／Ｏ，Ｏ／Ｅ，Ｏ／Ｏの全ての組み合わせについて校正された周波数特性が測定できる。ここで，「校正された周波数特性」は，そのデータが，米国標準技術研究所が管理している計量標準にトレーサブルであることを意味している。無変調連続波の光やＲＦ信号のパワーは，カロリメータのような熱型検出器を用いてヒータの発熱と比較することで，電流・電圧の一次標準と結びつけられている。

米国標準技術研究所（ＮＩＳＴ）では，ヘテロダイン法に基づく光電変換の計量標準を定め，それを用いた校正サービスを提供している（Ｐ. Ｄ. Ｈａｌｅ ａｎｄ Ｃ. Ｍ. Ｗａｎｇ, “Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｓｅｒｖｉｃｅ ｏｆ ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ａｔ １３１９ ｎｍ ｆｏｒ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ ｐｏｗｅｒ ｓｅｎｓｏｒ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｓｔａｎｄａｒｄｓ,” ＮＩＳＴ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ, ２５０−５１, Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９９，下記非特許文献１）。ヘテロダイン法は，周波数差が確定した同一パワー／同一偏波の２光波を受光した場合，時間軸から見ると２光波の周波数差に等しい周波数で１００％の強度変調がかかっていることを利用して，入力光パワーと出力ＲＦ信号パワーから変換効率を正確に計算できることに基礎を置いている。このような２光波を実現するために，ＮＩＳＴでは２台のＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザに位相同期をかけて周波数差を確定させ，強度，偏光もそれぞれ自動制御された複雑なシステムを提案している。そして，ＮＩＳＴは，このシステムを用いた校正サービスを提供している。アジレント社はこのサービスを利用して自社内標準用ＰＤを校正し，それを用いて市販測定器を校正している。

ところで，ＬＣＡの測定精度を調べてみると，様々な条件下での値が列記されている（Ａｇｉｌｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｉｎｃ．， “Ｎ４３７３Ｃ ６７ ＧＨｚ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｍｏｄｅ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ａｎａｌｙｚｅｒ ｆｏｒ ４０／１００Ｇ ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃａｌ ｔｅｓｔ,” Ｄａｔａ Ｓｈｅｅｔ, ｐｐ.８−１１, Ｆｅｂ. ２００８.）。このレポートによれば，意外なことにＯ／ＥおよびＥ／Ｏ変換効率の周波数応答特性測定における絶対的な不確実さは±２ｄＢ前後もある。一方で，測定の再現性（repeatability）は，０．７ＧＨｚ以下の低周波域では±０．０２ｄＢ程度，２０ＧＨｚ以上の高周波域でも±０．３ｄＢ程度と，１０倍も優れている。また，Ｅ／Ｅの場合はＲＦネットワークアナライザの精度となり，やはり±０．２ｄＢ程度と高精度である。この理由として，ＲＦネットワークアナライザは測定直前にユーザが校正キットを用いて校正することが前提となっているが，Ｏ／ＥやＥ／Ｏは測定器の校正サービスを依頼した時にのみ校正され，日常の測定前には校正できないため，と推測される。この場合，最後の校正から典型的には１年くらい時間が経ってしまうために，測定再現性に優れていても，絶対精度の維持は難しいと思われる。

まず，光電変換標準が根拠とするヘテロダイン法の原理と，その光源に要求される特性について説明する。

２光波の解析モデルを考える。２光波はそれぞれ，”＋１”と“−１”と名付けられ，そのパワーや周波数差は，次のように定義されている。

ここで，Ｐ_＋１とＰ_−１は各光波のパワー，Ｐ_ｏｐｔは全光パワー，δは２光波のパワー差，ω_＋１とω_−１は各光波の周波数，ω_ＲＦはその周波数差である。このとき，瞬時光パワーは次式のように計算される。

この光波を変換効率κのＰＤで２乗検波し直流をカットすると，ＲＦ電流となり，次のように計算される。

このＲＦ電流が５０Ωの負荷で消費する平均電力は次式のように計算される。

この（３）式と（４）式から変換効率κは，以下のようになる。

もし，２光波のパワー差δが０の場合，変調度は１００%となって変換効率κは以下のようになる。

測定するのは光パワーとＲＦパワーのみであり，両者ともトレーサブルな測定が可能である。

これまで説明したヘテロダイン法に用いられる光源には，次の４つの特性が要求される。すなわち，ヘテロダイン法は，以下の特性を満たす光源を被測定ＰＤに入射して入射光強度Ｐｏｐｔと出力ＲＦ信号強度Ｐ_ＲＦから光電機変換効率を求める。
（１）２光波のみ。
（２）周波数差を任意のＲＦ周波数に設定可能。
（３）２光波が同一偏波。
（４）２光波が同一強度。

これらの条件のうち，（３）はヘテロダイン効率を１００％とするために必要となる。

先に列挙した特性を持つ光電変換標準用の光源を実現するために，ＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを２台用いることが提案されている（非特許文献１）。

この装置は，各レーザを個別に制御できるため，（１）２光波のみ，（３）同一偏波，（４）同一強度という条件を，比較的容易に実現できる。しかし，この装置は（２）任意の周波数差の設定が難しい。この装置では，光位相同期ループを組むことで（２）の条件を実現しているが，公称線幅がｋＨｚ程度と非常に狭いＬＤ励起Ｎｄ：ＹＡＧレーザを使う必要があるため，校正波長が１３１９ｎｍに限られる。

Ｐ. Ｄ. Ｈａｌｅ ａｎｄ Ｃ. Ｍ. Ｗａｎｇ, "Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｓｅｒｖｉｃｅ ｏｆ ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ａｔ １３１９ ｎｍ ｆｏｒ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ／ＲＦ ｐｏｗｅｒ ｓｅｎｓｏｒ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｓｔａｎｄａｒｄｓ," ＮＩＳＴ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ, ２５０−５１, Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９９９

特開２００５−１４７６８５号公報に開示された光検出器の周波数特性校正方法は，２つの強度変調器を必要とする。このため，この方法を実行するためには，２つの変調器の同期をとる必要がある。また，この方法に用いられる装置は，２つの強度変調器を有するため，複雑になる。

そこで，本発明は，簡便な装置で，ヘテロダイン検波光源として要求される特性を備えたヘテロダイン検波に用いられる光源を提供することを目的とする。

さらに本発明は，上記の装置においてバイアス電圧を自動的に制御する機構を備えた光源を提供することを目的とする。

さらに本発明は，±０．１ｄＢ程度の絶対不確実さを数年間にわたって維持できる，簡便な光電変換標準を実現することを目的とする。このような光電変換標準が実現できれば，ＲＦネットワークアナライザ用の校正キットのように広くユーザに配布し，測定直前に校正をさせることで，ＲＦネットワークアナライザと同等の測定精度を容易に達成できると考えられる。

本発明は，基本的にはヘテロダイン検波用の２トーン光を作成するために別々の２つの光源を用いなくても，マッハツェンダー導波路を含む光学系を所定の条件のもとに用いることで，ヘテロダイン検波に要求されるスペックを満たす２トーン光を容易に生成することができるという知見に基づくものである。

本発明の第１の側面は，光源１１と，光源１１からの出力光が入射し，光源１１から入射した光と変調信号とに応じた２トーン光を発生する光変調器１２とを含むヘテロダイン検波用光源システムに関する。ここで，光変調器１２が，マッハツェンダー導波路１４を有する，光変調器である。光変調器１２から出力される２トーン光は，光源１１から入射した光の周波数をｆ_０とし，変調信号の周波数をｆ_ｍとした場合，ｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数，例えば，ｎ＝１，２又は３）である。そして，光変調器１２から出力されるｆ_０成分の強度は，ｆ_０＋ｎｆ_ｍ成分の強度に対して２０ｄＢ以上抑圧される。このような条件のもとで光変調器を駆動することで，キャリア成分が抑圧され強度のそろった２トーン信号を得ることができる。

また， 従来からマッハツェンダー導波路１４を有する光変調器を用いて搬送波抑圧両側帯波変調信号を得る技術は知られていた。しかし，この変調技術の主目的は搬送波を抑圧することであって，両側帯波変調信号の強度をそろえることは意図されていなかった。本発明は，上記のように，マッハツェンダー導波路の位相差を調整して搬送波を２０ｄＢ以上抑圧する駆動条件で光変調器を駆動することにより，不要なキャリア成分および３次高調波成分を抑圧できるだけではなく，上側帯波変調信号および下側帯波変調信号の２つの強度をそろえることができるという，知見に基づくものである。このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，変調信号の電圧振幅の最大値を半波長電圧の０．２倍以上２倍以下に制限するという駆動条件により駆動を制御するものである。なお，ｎ＝１が好ましい。すなわち，後述するように，ｎ＝１の場合にＬＳＢ又はＵＳＢに比べてキャリア成分ｆ_０を２０ｄＢ以下に抑圧することで，ＵＳＢとＬＳＢとの強度差を小さく制御することができる。光変調器１２に印加される変調信号の強度は，光変調器１２の半波長電圧に対して，０．１倍以上２倍以下であるときに特にＵＳＢとＬＳＢとの強度さを小さく制御できるため好ましい。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光源１１として波長可変光源を用いるものである。光源１１として波長可変光源を用いることで，校正できる周波数範囲を広げることができる。そして，本発明は，ヘテロダイン検波用の光源にマッハツェンダー導波路１４を有する光変調器を含むものを用いたため，光源１１として波長可変光源を用いてキャリアの周波数が変化しても，出力される２トーン信号のバランスを適切に維持できる。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，マッハツェンダー導波路１４の一方のアームには，サブマッハツェンダー導波路１５を有するものである。この態様は，好ましくはマッハツェンダー導波路１４の分岐部及び合波部のいずれか又は両方に電界制御Ｙ分岐導波路を有する。制御電界により，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。

一方のアームにサブマッハツェンダー導波路１５を有するため，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２が，マッハツェンダー導波路１４の両アームのそれぞれにサブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する，光変調器１２である。このように両アームにブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する，光変調器１２は，構造が対称的なので比較的製造しやすい。このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２のマッハツェンダー導波路１４の分岐部あるいは合波部，あるいは両者に電界制御Ｙ分岐導波路を有するものである。制御電界により，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８と，をさらに含むものである。そして，制御装置１８は，光検出器１３が検出した光に含まれるｆ_０成分及びｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数）成分の強度情報に基づいて，光変調器１２のバイアス電圧源に対して，光変調器１２に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第１のバイアス調整手段を有する。

このシステムは，第１のバイアス調整手段を有するため，光変調器に印加されるバイアス電圧を自動で調整することができる。上記のｎとして，好ましいものは１である。このシステムは，変調信号の２倍の周波数領域まで構成することができるため，特に高周波数における校正に有効である。高周波数の例は，ミリ波帯域である。

ＷＯ２００９−１１００３９号パンフレットには，マッハツェンダー干渉計のバイアス調整方法が開示されている。このバイアス調整方法は，０次成分を用いずにＭＺ干渉計を評価するものである。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８と，をさらに含む。そして，制御装置１８は，光検出器１３が検出した光に含まれるｆ_ｍ成分及び２ｆ_ｍ成分の強度情報に基づいて，光変調器１２のバイアス電圧源に対して，光変調器１２に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第２のバイアス調整手段を有する。

このシステムは，第２のバイアス調整手段を有するため，変調周波数が低い場合に有効である。また，このシステムは，キャリア成分の分離が容易ではない場合にも有効である。

このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８とをさらに含む。そして，制御装置１８は，第１のバイアス調整手段と，第２のバイアス調整手段を有する。

このシステムは，第１のバイアス調整手段及び第２のバイアス調整手段を有する。このため，このシステムは校正する周波数領域に応じて，バイアス自動調整を第１のバイアス調整手段又は第２のバイアス調整手段に切り替えるようにすればよい。すると，このシステムは，低周波領域からミリ波帯領域までの広い周波数領域において校正を行うことができることとなる。

本発明によれば，簡便な装置で，ヘテロダイン検波光源として要求される特性を備えたヘテロダイン検波に用いられる光源を提供することができる。

図１は，光検出器システムの構成を示すブロック図である。 図２は，光変調器の構成例を示す図である。 図３は，光検出器の特性校正方法の工程例を示すフローチャートである。 図４は，本発明のヘテロダイン検波用光源システムのブロック図である。 図５は，ヘテロダイン検波用光源システムの第２の実施態様を示すブロック図である。 図６は，ヘテロダイン検波用光源システムの第３の実施態様を示すブロック図である。 図７は，ヘテロダイン検波用光源システムの第４の実施態様を示すブロック図である。 図８は，ヘテロダイン検波用光源システムの第５の実施態様を示すブロック図である。 図９に第５の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。 図１０は，ヘテロダイン検波用光源システムの第６の実施態様を示すブロック図である。 図１１に第６の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。 図１２は，ヘテロダイン検波用光源システムの第７の実施態様を示すブロック図である。 図１３に第７の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。 図１４は，ヘテロダイン検波用光源システムの第７の実施態様を示すブロック図である。 図１５は，ヘテロダイン検波用光源システムの第８の実施態様を示すブロック図である。 図１６にマッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器を用いて光電変換標準を実現する方法を示す。 図１７に高消光比ＭＺ光変調器の構造を示す。 図１８に高消光比ＭＺ干渉計動作時の光スペクトルの一例を示す。 図１９にＰＤで２乗検波した後のＲＦ信号スペクトルを示す。 図２０に周波数応答特性の校正結果を示す。 図２１は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。 図２２は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図２３は，２０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図２４は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図２５は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。 図２６は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図２７は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図２８は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。 図２９は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図３０は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。 図３１は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図３２は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。 図３３は，ＤＰＭＺＭを含む系を示す図である。 図３４に，ＤＳＢ−ＳＣ変調器からの出力信号の例を示す。 図３５に，２光波のレベルと搬送波及び高調波の消光比の周波数特性測定結果を示す。 図３６（ａ）に示されるように，ＤＣ電極に印加されるＤＣ電圧によって生成する電場を用いて分岐比を制御する。図３６（ｂ）は，ＭＺを有する光変調器を示す。 図３７は，ＯＯＫシグナルの時間領域のスペクトルプロファイルを示す。 図３８に，この装置を用いたＤＳＢ−ＳＣ変調の出力を示す。

以下，光検出器システムについて説明する。図１は，光検出器システムの構成を示すブロック図である。図１に示されるように，この光検出器システムは，光源１１と，光変調器１２と，光検出器１３と，制御装置１８と，を含む。そして，光変調器１２は，メインマッハツェンダー導波路１４の両アームのそれぞれにサブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する。また，制御装置１８は，２トーン光に相当する光検出器１３の周波数特性を解析して，解析した光検出器１３の周波数特性に応じて，光検出器１３が検出する光信号の検出値を校正するための校正部１９を有する。

本発明の光検出器システムは，光検出器の特性を評価し，評価した特性に基づいて校正を行うことができるシステムである。したがって，本発明の光検出器システムは，任意の光検出器を含むことができる。光検出器は，光情報通信において復号器として利用されるため，本発明の光検出器システムは，復号器として利用されうる。

光源１１は，光情報通信における信号であってもよい。なお，本発明の光検出器システムは，光検出器の特性を評価するので，光検出器の特性を評価する際の光源１１は，実際に用いられる通信態様に応じた光源とすればよい。

光変調器１２は，メインマッハツェンダー導波路１４の両アームのそれぞれにサブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する。このような光変調器は，既に知られている。この光変調器の例は，特開２００７−０６５２４０号公報に開示されたものである。

図２は，光変調器の構成例を示す図である。図２に示すように，この光変調器は，メインマッハツェンダー導波路２８を有する。そして，メインマッハツェンダー導波路２８は，光信号の入力部２２と，光信号が分岐する分岐部２３と，分岐部２３から分岐した光信号が伝播する導波路である第１のアーム２４及び第２のアーム２５と，第１のアーム２４及び第２のアーム２５から出力される光信号が合波される合波部２６と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部２７とを含む。

光変調器は，第1のアーム２４に設けられ，第１の電極（電極Ａ）３１を具備する第１のサブマッハツェンダー導波路２９を含む。また，光変調器は，第２のアーム２５に設けられ，第２の電極（電極Ｂ）３２を具備する第２のマッハツェンダー導波路３０を含む。

この光変調器の好ましい態様は，メインマッハツェンダー導波路２８のうち，第１のサブマッハツェンダー導波路２９の出力部と合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第１のメインマッハツェンダー用電極３３ａを有する。そして，この光変調器は，メインマッハツェンダー導波路２８のうち，第２のマッハツェンダー導波路３０の出力部と合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第２のメインマッハツェンダー用電極３３ｂとを具備する。

この態様の光変調器は，第１のサブマッハツェンダー導波路２９からの出力信号と第２のマッハツェンダー導波路３０からの出力信号に含まれる光搬送波信号又は特定の高次光信号の位相が１８０°ずれるように前記第1のメインマッハツェンダー用電極３３ａ及び第2のメインマッハツェンダー用電極３３ｂに印加される電圧を調整する制御部を具備する。これにより，この態様の光変調器は，ＤＳＢ−ＳＣ変調を達成できる。

この光変調器のさらに好ましい態様は，メインマッハツェンダー導波路２８のうち，第１のサブマッハツェンダー導波路２９の出力部と合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた光強度補正機構５１を有する。そして，この光変調器は，メインマッハツェンダー導波路２８のうち，第２のマッハツェンダー導波路３０の出力部と合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた光強度補正機構５２とを具備する。この光変調器は，光強度補正機構５１，又は光強度補正機構５２のいずれか又は両方を具備してもよい。

そして，光強度補正機構５１及び光強度補正機構５２のいずれか又は両方は，出力部２７から出力される光搬送波信号を抑圧するように第１のアーム２４から合波部２６へ進む光搬送波信号の強度と，第２のアーム２５から合波部２６へ進む光搬送波信号の強度を調整する。または，光強度補正機構５１及び光強度補正機構５２のいずれか又は両方は，出力部２７から出力される特定の高次光信号を抑圧するように第１のアーム２４から合波部２６へ進む特定の高次光信号の強度と，第２のアーム２５から合波部２６へ進む特定の高次光信号の強度を調整する。

このように高消光比を得られる光変調器１２を用いて２トーン光を得ることで，強度のそろった２トーン光を得ることができる。このため，本発明の光検出器システムは，適切に光検出器の特性を校正できる。

好ましい態様は，光変調器１２が，搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）変調器１２である。上記の光変調器を用いてＤＳＢ−ＳＣ信号を得ることで，強度がそろった２トーン光を得ることができる。これにより，簡便なシステムにより光検出器の特性を校正できることとなる。２トーン光とは，２つの周波数成分の強度が他の周波数成分の強度に比べて強い光信号を意味する。２トーン光の例は，ＤＳＢ信号（好ましくは，搬送波が抑圧されたＤＳＢ−ＳＣ信号）である。

光検出器１３は，先に説明した通り，光情報通信において用いられる光の強度を検出する機器である。後述するように，本発明では，光検出器の周波数特性，偏光特性，波長応答特性などを評価できる。さらに，本発明では，評価した特性に基づいて，光検出器が測定した値を校正することができるシステムを提供できる。

制御装置１８は，光検出器１３が検出した２トーン光に相当する光検出器１３の周波数特性を解析する。すなわち，２トーン光の強度は本来同じである。一方，光検出器は，周波数によって感度が異なることがある。よって，本来同じ強度であるはずの２トーン光であっても，光検出器によっては，異なる強度を有するように測定する場合がある。制御装置１８は，このような周波数応答性を評価する。

制御装置は，入出力部と，制御部と，演算部と，記憶部とを有しており，各要素はバスなどで情報の授受を行うことができるようにされている。そして，情報が入力された場合は，制御部は，記憶部に記憶された制御プログラムを読み出す。そして，入力された情報と，記憶部に記憶された情報とを用いて，演算部に演算処理を行わせる。そして，得られた演算結果を記憶部に記憶するほか，出力部から出力する。

制御装置１８の好ましい例は，校正部１９を有するものである。校正部１９は，解析した光検出器１３の周波数特性に応じて，光検出器１３が検出する光信号の検出値を校正するための要素である。

図３は，光検出器の特性校正方法の工程例を示すフローチャートである。図３に示すように，まず，光源１１からの出力光が光変調器１２に入射する（ステップ１０１）。光変調器１２から２トーン光が出力される（ステップ１０２）。２トーン光が光検出器１３に入力される（ステップ１０３）。光検出器１３が検出した２トーン光に関する情報が，制御装置１８に入力される（ステップ１０４）。制御装置１８が，例えば，２トーン光に相当する光検出器１３の周波数特性を解析する（ステップ１０５）。そして，校正部１９が，制御装置１８が解析した光検出器１３の周波数特性に応じて，光検出器１３が検出する光信号の検出値を校正する（ステップ１０６）。

光検出器システムは，先に説明したｆ_ｔ１及びｆ_ｔ２の例と同様に複数の周波数における光検出器の周波数特性を評価する。そして，それぞれの周波数における応答特性に応じた校正値を記憶部に記憶する。その上で，実際に光検出器を用いて検出を行う際には，実測した周波数値を用いて記憶部から校正値を読み出す。その上で，実測値と校正値とを乗算して，校正後の強度を求める。このようにすることで，広い範囲の周波数に対しても精度よく検出値を求めることができる。なお，周波数値が離散的である場合は，その間の校正値を線形補間すればよい。

光源１１から出力される光の中心周波数（ｆ_Ｏ）を変化させる。そして，光源１１から出力される光の中心周波数（ｆ_Ｏ）を変化させることに伴う光２トーン信号に相当する周波数成分の強度の変化を評価する。これにより，光検出器１３の波長特性を評価する。校正方法は，上記と同様である。

２トーン信号の偏光を変化させてもよい。そして，２トーン信号の偏光を変化させることに伴う２トーン信号に相当する周波数成分の強度の変化を評価する。これにより，光検出器１３の偏光特性を評価する。校正方法は，上記と同様である。すなわち，光検出器は，偏光状態をも把握する。または，制御装置に，入力信号の偏光状態に関する情報が入力される。そして，制御装置は，偏光状態に応じた校正値を記憶しておく。そして，実測の際には，偏光状態に関する情報に基づいて，校正値を読み出し，実測値と乗算することで校正後の検出値とする。

第１のサブマッハツェンダー導波路１５に第１の周波数（ｆ_１）を有する変調信号を印加するとともに，第２のサブマッハツェンダー導波路１６に第２の周波数（ｆ_２）を有する変調信号を印加してもよい。そして，メインマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を，第１の周波数（ｆ_１）及び第２の周波数（ｆ_２）の和に相当する周波数（ｆ_１＋ｆ_２）成分が抑圧されるように調整する。このようにすると，後述する実施例により実証された通り，強度のそろった良好な２トーン光を得ることができる。このため，この方法に従えば，適切に光検出器の特性を校正できる。

２つのサブマッハツェンダー導波路１５，１６に第１の周波数の変調信号（ｆ_１）を印加する。そして，メインマッハツェンダー導波路に第２の周波数の変調信号（ｆ_２）を印加する。そして，メインマッハツェンダー導波路のバイアス電圧を，第１の周波数の変調信号（ｆ_１）の２倍の周波数成分の光位相差が９０度となり，第２の周波数の変調信号（ｆ_２）の２倍の周波数成分の位相差が９０度となるように制御する。このようにすると，後述する実施例により実証された通り，強度のそろった良好な２トーン光を得ることができる。このため，この方法に従えば，適切に光検出器の特性を校正できる。

図４は，本発明のヘテロダイン検波用光源システムのブロック図である。図４に示されるように，このシステムは，光源１１と，光源１１からの出力光が入射し，光源１１から入射した光と変調信号とに応じた２トーン光を発生する光変調器１２とを含む。そして，光変調器１２は，マッハツェンダー導波路１４を有する光変調器である。図４中符号２１は，光変調器１２に変調信号を印加するための変調信号発生器を示す。また，符号２２は，光変調器１２にバイアス電圧を印加するためのバイアス電圧発生器を示す。符号２３は，光検出器を示す。ここで，光検出器２３が，周波数特性を校正する対象である光電変換デバイスであってもよい。そして，変調信号発生器２１及びバイアス電圧発生器２２は，後述する制御装置と接続されている。そして，制御装置からの制御指令に従って，光変調器に印加する電圧を変化させることができる。

この光変調器１２は，印加される変調信号（ｆ_ｍ）の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，０．１倍以上２倍以下が好ましい。変換効率を重視してレーザや光増幅器で発生するノイズの影響を抑えるためには，印加される変調信号（ｆ_ｍ）の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，１倍以上２倍以下が好ましい。したがって，たとえば，高い変換効率が必要であり，光増幅器を用いる系については，変調信号の強度が上記の範囲となるように制御することが好ましい。一方，不要なサイドバンドを抑えるためには，例えば印加される変調信号（ｆ_ｍ）の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，１倍以下が好ましく０．３倍以下が更に好ましく，０．２倍以下でもよい。たとえば，２次成分や３次成分の強度が強い系では，このような範囲で制御することが好ましい。印加される変調信号（ｆ_ｍ）の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，なお，変調信号の強度が強い場合，高次高調波といった不要光の強度がたなくなる。一方，変調信号の強度が弱い場合，信号強度も弱まり，Ｓ／Ｎ比が劣化するケースもある。そのような観点から，印加される変調信号（ｆ_ｍ）の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，０．１倍以上１．６倍以下であってもよい。印加される変調信号の強度がこの光変調器１２の半波長電圧（Ｖπ）に対して，１倍以上１．６倍以下であってもよいし，１．２倍以上１．６倍以下であってもよし，１．２倍以上１．５倍以下でもよい。たとえば，特許第３８６６０８２号公報には，ＭＺ型光変調器のスペクトル分布から光変調器の半波長電圧や，チャープパラメータを求める発明が開示されている。よって，この公報に開示された技術を用いて，光変調器の半波長電圧（Ｖπ）を求めてもよい。また，ＷＯ２００９−１１００３９号パンフレットに開示された調整方法を適宜採用してもよい。

光変調器１２から出力される２トーン光は，光源１１から入射した光の周波数をｆ_０とし，変調信号の周波数をｆ_ｍとした場合，ｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数，例えば，ｎ＝１，２又は３）である。そして，光変調器１２から出力されるｆ_０成分の強度は，ｆ_０＋ｆ_ｍ成分の強度に対して２０ｄＢ以上抑圧される。このような条件のもとで光変調器を駆動することで，キャリア成分が抑圧され強度のそろった２トーン信号を得ることができる。

光源の例は，連続光（ＣＷ）光源である。

光変調器１２は，マッハツェンダー導波路１４を有している。そして，マッハツェンダー導波路１４の分岐部は，電界制御Ｙ分岐であるものが好ましい。電界制御Ｙ分岐は，分岐部に電界を発生させることで，分岐比を変化させることができる。

図５は，ヘテロダイン検波用光源システムの第２の実施態様を示すブロック図である。このヘテロダイン検波用光源システムは，光源１１として波長可変光源を用いるものである。光源１１として波長可変光源を用いることで，校正できる波長範囲を広げることができる。波長可変光源は公知である。よって，この態様では，公知の波長可変光源を適宜採用できる。

図６は，ヘテロダイン検波用光源システムの第３の実施態様を示すブロック図である。この態様は，マッハツェンダー導波路１４の一方のアームに，サブマッハツェンダー導波路１５を有するものである。図６に示すように，マッハツェンダー導波路１４は，光源からの光が２つのアームに分岐する分岐点を有する。そして，分岐点における分岐比は，サブマッハツェンダー導波路１５を有するアームの方が多くなるように設計されている。このように，光信号の分岐比を意図的に非対称することで，一方のアームに設けられたサブマッハツェンダー導波路１５に印加されるバイアス電圧を調整することで，２つのアームの合波部におけるそれぞれのアームを伝搬する光の強度が等しくなるように調整できる。この態様は，好ましくはマッハツェンダー導波路１４の分岐部及び合波部のいずれか又は両方に電界制御Ｙ分岐導波路を有する。制御電界により，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。一方のアームにサブマッハツェンダー導波路１５を有するため，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。

サブマッハツェンダー導波路１５が設けられるアームを第１のアームとし，サブマッハツェンダー導波路１５が設けられないアームを第２のアームとした場合，分岐点の例は，光強度を１０：１〜１０：９（好ましくは３：２〜１０：９）に分離するものがあげられる。

図７は，ヘテロダイン検波用光源システムの第４の実施態様を示すブロック図である。この態様は，光変調器１２が，マッハツェンダー導波路１４の両アームのそれぞれにサブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する，光変調器１２である。このように両アームにブマッハツェンダー導波路１５，１６を有する，光変調器１２は，構造が対照的なので比較的製造しやすい。このような光変調器は，たとえば国際公開ＷＯ２００９−１１００３９号パンフレットにも開示される通り公知である。光変調器１２のマッハツェンダー導波路１４の分岐部あるいは合波部，あるいは両者に電界制御Ｙ分岐導波路を有するものが好ましい。制御電界により，マッハツェンダー導波路１４の両アームを伝搬する光信号の強度のアンバランスを容易に補正できる。

図８は，ヘテロダイン検波用光源システムの第５の実施態様を示すブロック図である。このヘテロダイン検波用光源システムの好ましい態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８と，をさらに含むものである。なお，この態様における光変調器１２として本明細書において開示したあらゆる光変調器を採用できる。以下も同様である。そして，制御装置１８は，光検出器１３が検出した光に含まれるｆ_０成分及びｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数）成分の強度情報に基づいて，光変調器１２のバイアス電圧源に対して，光変調器１２に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第１のバイアス調整手段を有する。

図９に第５の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。図８に示される例では，まず，バイアス電源をＯＮにして，光変調器１２にバイアス電圧を印加し，掃引する。そして，光変調器１２からの全光出力強度を測定する光検出器（光パワーメータ１）の検出値が最も小さい値となるように，バイアス電圧を設定する。これにより，光変調器１２は搬送波が最も抑圧された，いわゆるヌルバイアス点で動作するように設定される。

次に，変調信号源をＯＮにして，光変調器１２に変調信号（ＲＦ信号ｆ_ｍ）を印加する。一般に変調信号を印加するとヌルバイアス点は若干ずれてしまうため，再び光変調器２に印加するバイアス電圧を少し掃引し，光検出器（光パワーメータ２）の検出値が最も小さい値となるように，バイアス電圧を微調整する。ここで光パワーメータ２は，光変調器１２からの出力の内，光バンドパスフィルタによって取り出された搬送波成分だけの光強度を測定している。これにより，光変調器１２は正確にヌルバイアス点に設定され，搬送波抑圧両側帯波変調器として動作することになる。この状態で，全光強度（実はｆ_０±ｆ_ｍが主で，他の成分は大きく抑圧されている。）を測定している光パワーメータ１の検出値と，搬送波のみの光強度を測定している光パワーメータ２の検出値から，搬送波抑圧比を計算し，例えば２０ｄＢ以上であることを確認しておく。

この状態で，光パワーメータ１の検出値から求めた全光強度Ｐ_ｏｐｔ，および被校正ＰＤからの出力の内２ｆ_ｍの成分だけをＲＦバンドパスフィルタで取り出しＲＦパワーメータで検出して求めたＰ_ＲＦを用いて，校正係数を求める。校正係数は先に説明したとおりである。このため，このシステムは，光検出器が求めたＰ_ｏｐｔ及びＰ_ＲＦをメモリに記憶し，演算処理の際にこれらの値をメモリから読み出して，κを求める演算プログラム又は演算回路に従って，κの値を求める。κを求める式の例は，先に説明した通りκ＝（Ｐ_ＲＦ）^１／２／（５Ｐ_ｏｐｔ）である。

こうして，２ｆ_ｍにおける校正係数が求まると，適宜新たなｆ_ｍに関する校正係数を求めるべく，情報をシステムコントローラへ出力する。このシステムコントローラは，ＲＦ−ＢＰＦの透過領域を制御する他，光変調器の高周波信号（ＲＦ信号）源をも制御する。

このシステムは，第１のバイアス調整手段を有するため，光変調器に印加されるバイアス電圧を自動で調整し，校正測定の際に高い搬送波抑圧比を保つことができる。また，このシステムは，変調信号の２倍の周波数について校正するため，特に高周波数における校正に有効である。高周波数の例は，ミリ波帯域である。一方で，この第１のバイアス調整手段は光バンドパスフィルタにより搬送波成分のみを分離できることを仮定しており，校正周波数が低く光バンドパスフィルタで搬送波成分（ｆ_０）と変調波成分（ｆ_０±ｎｆ_ｍ）を分離できない場合（典型的には校正周波数が１０ＧＨｚ以下の場合）には正常に動作しない恐れがある。

図１０は，ヘテロダイン検波用光源システムの第６の実施態様を示すブロック図である。 この態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８と，をさらに含む。そして，制御装置１８は，光検出器１３が検出した光に含まれるｆ_ｍ成分及び２ｆ_ｍ成分の強度情報に基づいて，光変調器１２のバイアス電圧源に対して，光変調器１２に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第２のバイアス調整手段を有する。

図１１に第６の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。図１０に示される例では，まず，バイアス電源をＯＮにして，光変調器１２にバイアス電圧を印加し，掃引する。そして，光変調器１２からの全光出力強度を測定する光検出器（光パワーメータ）の検出値が最も小さい値となるように，バイアス電圧を設定する。これにより，光変調器１２は搬送波が最も抑圧された，いわゆるヌルバイアス点で動作するように設定される。

次に，変調信号源をＯＮにして，光変調器１２に変調信号（ＲＦ信号ｆ_ｍ）を印加する。一般に変調信号を印加するとヌルバイアス点は若干ずれてしまうため，再び光変調器２に印加するバイアス電圧を少し掃引し，高周波検出器（ディテクタ１）の検出値が最も小さい値となるように，バイアス電圧を微調整する。ここでディテクタ１は，被校正ＰＤからの出力の内，ミキサとローパスフィルタによって取り出されたｆ_ｍ成分の強度を測定しているが，これは光変調器１２の出力光の成分の内，搬送波成分（ｆ_０）と１次変調波成分（ｆ_０±ｆ_ｍ）を２乗検波した出力であり，搬送波の強度を表す指標として用いている。これにより，光変調器１２は正確にヌルバイアス点に設定され，搬送波抑圧両側帯波変調器として動作することになる。この状態で，搬送波成分（ｆ_０）と１次変調波成分（ｆ_０±ｆ_ｍ）を２乗検波した出力を測定しているディテクタ１の検出値と，１次変調波成分同士（ｆ_０−ｆ_ｍとｆ_０＋ｆ_ｍ）を２乗検波した出力を測定しているディテクタ２の検出値から，搬送波抑圧比を計算し，例えば20dB以上であることを確認しておく。

この状態で，光パワーメータの検出値から求めた全光強度Ｐ_ｏｐｔ，および被校正PDからの出力の内２ｆ_ｍの成分だけを検出しているディテクタ２から求めたＰ_ＲＦを用いて，校正係数を求める。校正係数は先に説明したとおりである。ここで，ディテクタ２は被校正PDの出力と，ダブラにより変調信号の周波数を２倍にした信号をミキサで乗算し，ローパスフィルタを透過させることで２ｆ_ｍの成分だけを検出している。このため，このシステムは，各検出器が求めたＰ_ｏｐｔ及びＰ_ＲＦをメモリに記憶し，演算処理の際にこれらの値をメモリから読み出して，κを求める演算プログラム又は演算回路に従って，κの値を求める。κを求める式の例は，先に説明した通りκ＝（Ｐ_ＲＦ）^１／２／（５Ｐ_ｏｐｔ）である。

こうして，２ｆ_ｍにおける校正係数が求まると，適宜新たなｆ_ｍに関する校正係数を求めるべく，情報をシステムコントローラへ出力する。このシステムコントローラは，光変調器の高周波信号（ＲＦ信号）源を制御する。

このシステムは，第２のバイアス調整手段を有するため，光変調器に印加されるバイアス電圧を自動で調整し，校正測定の際に高い搬送波抑圧比を保つことができる。また，このシステムは，光バンドパスフィルタを用いることなく，電気的な手段で搬送波と１次変調波成分を検出しており，校正周波数が低い場合に有効である。一方で，この第２のバイアス調整手段は変調周波数を２倍にするダブラが必要となり，その特性によって校正周波数の上限が制限される。

図１２は，ヘテロダイン検波用光源システムの第７の実施態様を示すブロック図である。 図１３に第７の実施態様におけるバイアス調整のためのフローチャートを示す。

図１２に示される態様は，光変調器１２から出力された光が入射する光検出器１３と，光検出器１３が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置１８とをさらに含む。そして，制御装置１８は，第１のバイアス調整手段と，第２のバイアス調整手段を有する。このシステムは，ω_ＲＦの大きさにより，第１のバイアス調整手段又は第２のバイアス調整手段を選択する手段を有する。

このシステムは，第１のバイアス調整手段及び第２のバイアス調整手段を有する。このため，このシステムは校正する周波数領域に応じて，バイアス自動調整を第１のバイアス調整手段又は第２のバイアス調整手段に切り替えるようにすればよい。すると，このシステムは，低周波領域からミリ波帯領域までの広い周波数領域において校正を行うことができることとなる。

図１４は，ヘテロダイン検波用光源システムの第７の実施態様を示すブロック図である。 この例は，光変調器，光検出器，ＲＦアンプ，１／２周波数分周器及びＲＦフィルタをリング状に接続したＯＥＯ（光電子発振器）を含む系を用いる。この構成では，光変調器１２を変調する周波数の２倍の周波数が光検出器から出力されるため，１／２周波数分周器が用いられている。このＲＦ信号を用いることで，測定対象である光検出器の出力に含まれる基本波及び２倍波成分を容易に検出でき，低周波を検出する際にもバイアス電圧を自動的に制御できる。この態様は，基本的には図１０に示される態様と同様にしてバイアス電圧を自動的に制御できる。

図１５は，ヘテロダイン検波用光源システムの第８の実施態様を示すブロック図である。 この例は，光変調器，光検出器，ＲＦアンプ，１／２周波数分周器及びＲＦフィルタをリング状に接続したＯＥＯ（光電子発振器）を含む系を用いる。この構成では，光変調器１２を変調する周波数の２倍の周波数が光検出器から出力されるため，１／２周波数分周器が用いられている。このＲＦ信号を用いることで，測定対象である光検出器の出力に含まれる基本波及び２倍波成分を容易に検出でき，高精度な第２のバイアス制御手段を備えている。また，光バンドパスフィルタを用いた第１のバイアス調整手段も具備しており，校正する周波数領域に応じて適宜切り替えることで，低周波数領域からミリ波帯領域までの広い周波数領域において高精度にバイアス電圧を調整できる。この態様は，基本的には図１２に示される態様と同様にしてバイアス電圧を自動的に制御できる。

図１６にマッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器を用いて光電変換標準を実現する方法を示す。ＭＺ変調器をヌル点にバイアスして動作させ，シングルモード光源からの光をキャリア抑圧両側帯波（ＤＳＢ−ＳＣ）モードで変調する。この際，光変調器に印加される変調信号の強度を，光変調器の半波長電圧に対して，０．１倍以上１．６倍以下なるように設定する。

すると上側帯波（ＵＳＢ）と下側帯波（ＬＳＢ）が主で，他の光波は抑圧された光スペクトルが実現できる。これら２光波の周波数差は変調周波数の２倍として任意に設定でき，高周波数帯の校正に有利である。入射偏波を基板のニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）の結晶軸に合わせておけば保存されるため，同一偏波も容易に実現できる。ただし，ヘテロダイン検波用の光源に要求される条件である（２光波の）「（４）同一強度」を保証する方法が難しい。特に校正周波数が低い場合，光学的な手段で２光波を分離することは困難で，各光波のパワーを独立に測定することができない。

ＬＮ−ＭＺ光変調器の動作特性は，理想的な２波干渉モデルによる解析結果と良く一致することが知られている。ここでは，図１６のような周波数ω_ＲＦで発振しているＣＷのＲＦ信号で駆動されたプッシュプル型ＭＺ光変調器を考える。その解析モデルには，両アーム間の光パワーのアンバランス，バイアス位相差，チャープ，スキューという主要な４パラメータが全て含まれた，汎用性の高いモデルを採用する。添字”１”，“２”で，それぞれ上側アームおよび下側アームに関係した量を表すこととする。このとき，ＭＺ光変調器からの出力電界振幅は，以下のように表すことができる。

ここで，φ_Ｂ１,φ_Ｂ２,φ_Ｂはバイアス位相，ηは光パワーのアンバランス，φ_１,φ_２,φはスキュー，Ａ_１,Ａ_２,Ａ,α_Ａはチャープに関係したパラメータであり，次式で定義される。

また，キャリア，ＵＳＢ，及びＬＳＢに関する量はそれぞれ添字“０”，“＋１”及び“−１”で識別することとし，それぞれのパワーを計算すると，以下のようになる。

ここで，φ_Ｂ＝π，すなわちMZ光変調器がヌル点にバイアスされている状態を考えると，以下のようになる。

このとき，キャリアパワーＰ０は最小値をとり，またＵＳＢとＬＳＢのパワーＰ_＋１とＰ_−１は等しくなっている。これは，３つのパラメータ，光パワーアンバランスη，チャープα_Ａ，およびスキューφがどんな値であっても，理想的には，以下の３つの状態が等価であることを意味している。
・ＭＺ光変調器がヌル点にバイアスされている。
・キャリアパワーは最小となる。
・ＵＳＢとＬＳＢのパワーに差がなくなる。

そこで，光変調器に印加される変調信号の強度を，光変調器の半波長電圧に対して，０．１倍以上２倍以下となる条件のもとでは，理想的には，キャリアパワーをモニタして最小値となるようにバイアスを制御すれば，主要２光波であるＵＳＢとＬＳＢのパワーが等しくなることがわかる。

実際の実験ではバイアス点を常にヌル点に設定しておくことは困難である。たとえ初期設定でヌル点に設定しても，ＬＮのＤＣドリフト特性のために，時間とともに少しずつバイアス点がずれていってしまい，せいぜいキャリアある一定のレベル以下に抑えられていることが保証できる程度である。バイアス点がずれた場合には，スキューが残留しているとＵＳＢとＬＳＢに次式のようなパワー差が生じてしまう。

スキューが未知の場合，パワー差δを小さくするにはキャリアパワーＰ_０を低く抑える必要がある。そこで，以下の実施例では，先に説明したバイアス自動調整機能を有する高消光比ＭＺ光変調器を用いた。図１７にその構造を示す。この場合も，光変調器に印加される変調信号の強度を，光変調器の半波長電圧に対して０．１倍以上２倍以下となるように調整した。通常のＭＺ光変調器の上下両アームにサブＭＺを持ち，制御電圧ＤＣＶ１およびＶ２により各アームの光パワーを外部から調整できる。通常のＭＺ光変調器では，入出力Ｙ分岐の分岐比や各アームの損失などの製作誤差で光パワーアンバランスが決定され，キャリア抑圧比は２０ｄＢ程度に限られてしまう。ところが，高消光比ＭＺ干渉計ではＶ１とＶ２で両アームのパワーを高精度に一致させ，Ｖ３で位相を逆相に設定することで４０ｄＢ以上の高いキャリア抑圧比を容易に得ることができる。その後，１時間程度の測定中に劣化しても３０ｄＢ以上に維持できることを確認した。

図１８に高消光比ＭＺ干渉計動作時の光スペクトルの一例を示す。ＬＳＢに対してキャリアが５０．６ｄＢも抑圧されていることがわかる。また，図１９にＰＤで２乗検波した後のＲＦ信号スペクトルを示す。横軸の中心周波数３０ＧＨｚに対してスパンは僅か１０ｋＨｚであり，光位相同期ループを使わなくても，非常に純度の高いＲＦ信号が得られていることがわかる。また，少々光ファイバを動かしても信号強度は変化せず，入射２光波が同一偏波状態と考えられることも確認している。

表１に校正実験に用いた２種類のＰＤの主要諸元を示す。３ｄＢ帯域が２０ＧＨｚおよび５０ＧＨｚと大きく異なるＰＤを選定した。図２０に周波数応答特性の校正結果を示す。２種類のＰＤとも，仕様通りの３ｄＢ帯域を持つことが測定できている。一方，ＤＣ応答性の値を図２０中に点線で示している。実験ではUSBとLSBのパワー差の最悪値は0.18dBであった。また，この実験中，キャリアは少なくとも３０dB以上抑圧されていた。この場合，USBとLSBのパワー差は最悪の場合でも0.001dB以内と計算される。ところが，測定に用いた光スペクトラムアナライザの光強度の測定確度は0.4dB程度しかなく，測定されたUSBとLSBのパワー差は測定器の誤差と考えられる。一般に，LN製のマッハツェンダー光変調器の動作は理論と良く一致することが知られており，USBとLSBの差は測定器の誤差以下の十分に小さいものに抑えられていると考えられる。

ＤＰＭＺＭによる ＲＦ２トーン（Ｔｗｏ−ｔｏｎｅ）
ＲｏＦシステム受信系の非線形特性評価のために，理想的なＰＤで検波した際にＴｗｏ−ｔｏｎｅ ＲＦ信号の発生を検討した。通常の強度変調器にＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を電気入力として加えると変調器自体の非線形性を含むＲｏＦ信号が発生する。ここでは，ＤＰＭＺＭ（２つのマッハツェンダー干渉計を並列して有するマッハツェンダー干渉計）のサブＭＺにそれぞれ，別の周波数ｆ１,ｆ２のシングルトーン信号を加えて，PD出力では理想的なＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を得た。各サブＭＺでＤＳＢ−ＳＣ変調し，光のＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を発生させた。

それぞれのＭＺ由来の２トーン信号をメインＭＺで合波させた。光回路は線形であるために，ここで新たな周波数成分は発生しない。光出力として変調周波数ｆ１とｆ２のＵＳＢ,ＬＳＢをそれぞれ，計４つのスペクトル成分が得られた。ＰＤでの２乗検波では２ｆ１，２ｆ２,ｆ１＋ｆ２の2つのスペクトル成分が発生する。しかし，メインＭＺでの光位相（バイアス）を制御することで，ｆ１＋ｆ２成分を抑圧し，２ｆ１と２ｆ２成分からなるＴｗｏ−ｔｏｎｅ信号を得た。メインMZのバイアス調整でｆ１のUSBとｆ２のLSBのビートとf2のUSBとf1のLSBのビートが逆相とすることができるというのが基本原理である。サブMZに印加された信号はそれぞれ二逓倍されるので，一般にQAMなどで変調された信号を入力した場合，PD出力では適切な変調信号とならないが，0-180度の間に限定して位相変調をした場合には，位相変化が2倍となり，PD出力で0-360度の範囲での位相変調信号となる。この原理を使うと，電気回路で発生困難な広帯域なFDMやOFDM信号の合成が期待できる。

光源として，ＮＥＬ ＮＬＫ１５５４ＢＴＺ−Ａ ８０１２８ ０ｄｅｇ １４９．７ｍＡを用いた。光源の出力は，１１．６７ｄＢｍ(偏波コントローラの出力端)であった。偏波コントローラを経て，ＦＳＫ変調器(Ｔ ＦＳＫ１．５−１０−Ｐ ＳＮ １８２３７６)に入力した，光増幅器（ＥＤＦＡ（ＯＰＲＥＬ））及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ ５ｎｍ(応用光電)）を経て，ＰＤ（ＮＥＬ ＫＥＰＤ ２５２５ＶＰＧ）へ２トーン光を入力した。

RF入力はローデアンドシュワルツＳＭＦ−１００Ａ２台で制御した。バイアス制御は応用光電Ｅ１２０６９を用いて制御した。光スペクトル（PD入力点で）はＡＮＤＯ光スペクトルアナライザーで測定した。PD出力はアジレントＥ４４４８Ａスペクトル測定装置を用いて測定した。

以下のように測定を行った。まず，FSK変調器のバイアスを調整した。光スペクトルアナライザーで測定しつつバイアス調整を行った。

第１のサブＭＺ（MZa）のバイアスをNullに設定した。この設定は，ＭＺａのＲＦ出力をＯＮし，第２のサブＭＺ（MZｂ）のＲＦ入力をＯＦＦとした。次に，2次および0次サイドバンドが最小となるようにMZaのバイアスを調整した（0次はMZbからの成分を含むのでゼロにならない）。その後，MZbのバイアスをヌルに設定した。次に，MZa, MZbの両方にRFを入力し，2次サイドバンドが最小となるようにMZa, MZbのバイアスを調整した（RF同時入力による温度変化に対応）。その後，メインＭＺ（MZc）のバイアスを調整して，キャリアが最小とした。上記の手順を適宜繰り返した。

RFペクトルアナライザーでPD出力をモニタし，f1＋f2成分が最小となるように微調整した。主にMZcのバイアスを調整する。MZa, MZbバイアスも微調整に使うが，大きく変化させたときには，光ペクトルアナライザーで再度確認した。

光ペクトルアナライザー調整で1次サイドバンドの強度が等しくなるようにRFパワーを調整した。さらに，RFペクトルアナライザーでも調整した。2f1と2f2成分が等しくなるように調整した。ただし，RFパワーを変えると，f1＋f2成分の抑圧比も変動するので，バイアス電圧(主にMZc)も合わせた微調整を行った。f1として5.00GHz(27.47dBm 変調器入力点)をf2として5.01GHz(27.24dBm)を用いた。

図２１は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図２２は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図２３は，２０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図２４は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。

図２２から，10GHz近辺で所望成分Two-toneが得られることが確認できた。不要成分f1+f2の抑圧比は30dB以上である。4倍波の20.00GHz，20.04GHzも発生している。基本波5GHz近辺は原理的には抑圧されるはずであるが，-60dBm程度発生している。図２３に示される所望成分(2倍波)に比べると10dB程度抑圧されていることがわかる。

光パワー：変調器出力 -2.97dBm，PD入力 6.45dBm，f1:5.00GHz(27.40dBm), f2:6.00GHz(27.49dBm)として実施例１と同様に実験を行った。図２５は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図２６は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図２７は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。

この場合も良好な２トーン光を得ることができた。

実施例４ DPMZM(SSB様)によるRF Two-tone信号発生
ここでは，DPMZMのサブMZにそれぞれ，周波数f1のシングルトーン信号を90度位相差で加えて，さらに，メインMZには周波数f2のシングルトーン信号をPD出力では理想的なTwo-tone信号を得た。各サブMZでDSB-SC変調し，周波数2f1成分を発生させた。メインMZではさらに2f1+f2,2f1-f2成分が発生するが，バイアスを光位相差90度に設定すると，PD検波出力で2f1，2f2成分が抑圧され，2f1+f2,2f1-f2成分からなるTwo-tone信号となった。

光源として，NEL NLK1554BTZ-A 80128 0deg 149.7mAを用いた。出力は，出力11.67dBm(偏波コントローラの出力端)であった。偏波コントローラを経て，ＦＳＫ変調器(T FSK1.5-10-P SN 182376)に入力した。光増幅器（EDFA(OPREL)）及びバンドパスフィルタ（BPF 5nm(応用光電)）を経て，PD(NEL KEPD 2525VPG)へ入力した。

RF入力はローデアンドシュワルツSMF-100A(サブMZM用)ハイブリッド経由で変調器へ印加した。ローデアンドシュワルツSMR-20(メインMZM用)を用いてメインＭＺＭを駆動制御した。バイアス制御は応用光電E12069を用いて行った。光スペクトル（PD入力点で）は，ＡＮＤＯ光スペクトルアナライザーを用いて測定した。PD出力は，アジレントE4448Ａでスペクトル測定した。

上記と同様にＦＳＫ変調器のバイアスを調整した。サブMZMにRF信号を入力して，SSB動作条件に設定した。f1として，5.00GHz(21.51dBm MZa, 21.61dBm MZb)をサブＭＺに印加した。一方，f2として1GHz(15.26dBm MZc)をメインＭＺに印加した。

図２８は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図２９は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図２９から，10GHz近辺で所望成分Two-toneが得られることが確認できた。不要成分2f1の抑圧比は10数dBであった。

次に，f1として，1.00GHz(22.79dBm MZa, 22.35dBm MZb)をサブＭＺに印加した。一方， f2として10.00GHz(14.13dBm MZc) をメインＭＺに印加した。

図３０は，ＰＤ入力地点での光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図３１は，１０ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図３２は，５ＧＨｚ付近のＲＦスペクトルを示す。図３１から，10GHz近辺で所望成分Two-toneが得られることが確認できた。

次に，高消光比ＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いたＰＤ周波数特性校正方法を実証した。実験系として，図３３に示される系を用いた。この系は，ＤＰＭＺＭを含む系である。すなわち，ＬＤからの出力光をＤＳＢ−ＳＣ変調して，２光波を生成した。搬送波が打ち消された際に，２光波の強度は高い精度で一致していた。図３４に，このＤＳＢ−ＳＣ変調器からの出力信号の例を示す。図中，Ｕ１はＵＳＢの１次成分を意味し，Ｌ１などはＬＳＢの１次成分を意味する。Ｃは，搬送波を意味する。図２に示す例では，搬送波成分が残留している。Ｕ１とＬ１の強度比は，０．１２ｄＢ程度である。また，消光比は，５４ｄＢであった。

この方式の誤差要因として，２光波のレベル差及び高調波成分の存在があげられる。消光比をη（イータ）とすると，レベル誤差の最悪値Δ（デルタ）は，Δ＝２０ｌｏｇ_１０（１−１０^{（η／２０）}）となる。光検出器に求められる０．５ｄＢを実現するためには，２５ｄＢ以上の消光比が要求されることとなる。

図３５に，２光波のレベルと搬送波及び高調波の消光比の周波数特性測定結果を示す。図３５から，１２ＧＨｚ〜３５ＧＨｚの周波数領域で，３４ｄＢ以上の消光比を得ることができたことがわかる。すなわち，本発明によれば，簡便な装置により，周波数特性を校正できるシステムを提供できることがわかる。

参考例
電界制御Ｙ分岐型ＭＺ干渉計
Ｘ-ｃｕｔのＬＮ基板上にＤＰＭＺ型のＴｉ拡散導波路を作製，ＳｉＯ２バッファ層を介してＹ分岐電極付きのＣＰＷ（コプラナハチョウガイド）電極を形成した。図３６（ａ）は，アクティブＹ分岐光強度トリマーを示す図である。このようないわゆるＹ分岐ＥＯスイッチは，分岐比を制御できる。図３６（ａ）に示されるように，ＤＣ電極に印加されるＤＣ電圧によって生成する電場を用いて分岐比を制御する。図３６（ｂ）は，ＭＺを有する光変調器を示す。ＤＣ電圧を制御することで，η（光パワーアンバランス）を制御でき，消光比を高めることができる。なお，この変調器の半波長電圧は３．２Ｖであった。図３７は，ＯＯＫシグナルの時間領域のスペクトルプロファイルを示す。図３８に，この装置を用いたＤＳＢ−ＳＣ変調の出力を示す。この例においても比較的良好なＤＳＢ−ＳＣ変調を達成できている。

本発明は，光情報通信機器の分野で利用されうる。本発明は特に，ＲＯＦ（ファイバ無線）用のシステムとして好ましく利用されうる。

１１ 光源
１２ 光変調器
１３ 光検出器
１４ メインマッハツェンダー導波路
１５ 第１のサブマッハツェンダー導波路
１６ 第２のサブマッハツェンダー導波路
１８ 制御装置

Claims (6)

1. 光電変換デバイス（ＰＤ）における変換効率の周波数特性校正システムであって，
   光源（１１）と，
   前記光源（１１）からの出力光が入射し，光源（１１）から入射した光と変調信号とに応じた２トーン光を発生させて，前記２トーン光を被校正ＰＤへと出力する光変調器（１２）と，
   前記光変調器（１２）から２トーン光が入射し，前記２トーン光の全光パワー（Ｐ_ｏｐｔ）を測定する光パワーメータと，
   前記被校正ＰＤからの出力が入力され，前記被校正ＰＤからの出力のＲＦパワー（Ｐ_ＲＦ）を測定するＲＦパワーメータと，
   前記光パワーメータ及び前記ＲＦパワーメータに接続されており，前記全光パワー（Ｐ_ｏｐｔ）と前記ＲＦパワー（Ｐ_ＲＦ）とに基づいて，前記被校正ＰＤの変換効率（ｋ）を求める演算装置と，を含み，
   前記光変調器（１２）が，マッハツェンダー導波路（１４）を有する光変調器であり，
   前記光変調器（１２）から出力される２トーン光は，光源（１１）から入射した光の周波数をｆ_０とし，変調信号の周波数をｆ_ｍとした場合，ｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数）であり，
   前記光変調器（１２）は，前記光変調器（１２）から出力されるｆ_０成分の強度がｆ_０＋ｎｆ_ｍ成分の強度に対して２０ｄＢ以上抑圧されるように駆動されるものである，
   校正システム。
2. 前記光変調器（１２）に印加される変調信号の強度は，前記光変調器（１２）の半波長電圧に対して，０．１倍以上２倍以下である，
   請求項１に記載の校正システム。
3. 前記ｎが１又は２である，
   請求項１又は請求項２に記載の校正システム。
4. 前記２トーン光のｆ_０＋ｎｆ_ｍ成分とｆ_０−ｎｆ_ｍ成分の強度差は，±０．１ｄＢ以下である，
   請求項１から請求項３のいずれかに記載の校正システム。
5. 前記光変調器（１２）から出力された光が入射する光検出器（１３）と，
   前記光検出器（１３）が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置（１８）と，
   をさらに，含み，
   前記制御装置（１８）は，
   前記光検出器（１３）が検出した光に含まれるｆ_０成分及びｆ_０±ｎｆ_ｍ（ｎは整数）成分の強度情報に基づいて，前記光変調器（１２）のバイアス電圧源に対して，前記光変調器（１２）に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第１のバイアス調整手段を有する，
   請求項１から請求項４のいずれかに記載の校正システム。
6. 前記光変調器（１２）から出力された光が入射する光検出器（１３）と，
   前記光検出器（１３）が検出した光の周波数特性を解析するための制御装置（１８）と，
   をさらに，含み，
   前記制御装置（１８）は，
   前記光検出器（１３）が検出した光に含まれるｆ_ｍ成分及び２ｆ_ｍ成分の強度情報に基づいて，前記光変調器（１２）のバイアス電圧源に対して，前記光変調器（１２）に印加するバイアス電圧を変化させるための指令を出す，第２のバイアス調整手段を有する，
   請求項１から請求項５のいずれかに記載の校正システム。

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