WO2006134874A1

WO2006134874A1 - 伝送線路装置

Info

Publication number: WO2006134874A1
Application number: PCT/JP2006/311759
Authority: WO
Inventors: Hiroshi Kanno; Kazuyuki Sakiyama; Ushio Sangawa; Tomoyasu Fujishima
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-06-14
Filing date: 2006-06-12
Publication date: 2006-12-21
Also published as: JPWO2006134874A1; US7403080B2; CN100530815C; CN101199081A; JP3958351B2; US20070056764A1

Abstract

　本発明の伝送線路装置は、接地導体面を有する基板と１０１、基板１０１に支持されて並列配置された第一の信号導体１０２ａおよび第二の信号導体１０２ｂとを備える伝送線路装置であり、第一の信号導体１０２ａと第二の信号導体１０２ｂとを接続する少なくとも１つの追加キャパシタンス素子３０１を更に備える。追加キャパシタンス素子３０１は、第一の信号導体１０２ａと空間を介して配置される第一の追加導体３０３と、第二の信号導体１０２ｂと空間を介して配置される第二の追加導体３０５と、第一の追加導体３０３および第二の追加導体３０５に一箇所ずつで接続される一本の第三の追加導体３０７とを備えている。信号伝送方向に沿って定義される第三の追加導体３０７の導体幅の最小値Ｗ３ａは、第一の追加導体３０３の長さＬ１および第二の追加導体３０５の長さＬ２のいずれの値よりも小さな値に設定され、かつ、追加キャパシタンス素子３０１の共振周波数が伝送信号の周波数よりも高い値に設定されている。

Description

明細書

伝送線路装置

技術分野

[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を伝送する伝送線路装置に関する。

背景技術

[0002] 従来の伝送線路として用いられているマイクロストリップ線路の断面構成を図 15 (a) に示す。図 15 (a)において、誘電体または半導体からなる基板 101の上に信号導体 102が形成されており、基板 101の裏面には接地導体層 105が形成されている。このマイクロストリップ線路に高周波電力が入力されると、信号導体 102から接地導体層 105の方向へ電界が生じ、電気力線に垂直に信号導体 102を囲む方向に磁界が生じ、この電磁界が信号導体 102の幅方向と直交する長さ方向へ高周波電力が伝播する。なお、マイクロストリップ線路において、信号導体 102や接地導体層 105は必ずしも基板 101の表面や裏面に形成される必要はなぐ基板 101を多層回路基板として実現すれば、回路基板の内層導体面内に形成することが可能である。

[0003] 以上説明したのは、シングルエンドの信号を伝送する場合の伝送線路についてであるが、図 15 (b)に断面図を示すように、マイクロストリップ線路構造を二本平行に配置し、それぞれに逆位相の信号を印加することにより、差動伝送線路として用いることも出来る。この場合、一対の信号導体 102a、 102bに逆位相の信号を与えて伝送するので、一対信号導体 102a ' 102bの間には仮想の接地面が生じる。よって、原理的には接地導体層 105を省略して差動伝送線路を構成することが可能であるが、実際の回路構成としては接地導体層を伴う構造で差動伝送線路が実現されることが多い

[0004] 図 16 (a)および図 16 (b)に示すように、アナログ回路や高速デジタル回路では、二本以上の信号導体 102a、 102bが隣接して平行に高密度に伝送線路として配置されることが多ぐ隣接する伝送線路の間にはクロストークが生じ、アイソレーション劣化の問題が起こる。 [0005] 特許文献 1におヽては、クロストーク現象の原因を、伝送線路対にお!ヽて相互インダクタンスにより生じる負極性の誘起電圧と、相互キャパシタンスにより生じる正極性の誘起電圧との強度差であると説明している。単位長さあたりの伝送線路対の等価回路は、図 17に示すように、伝送線路の直列インダクタンスレ接地容量 C、相互インダクタンス M、伝送線路間の相互キャパシタンス Cmによって規定される。

[0006] 図 17に示す入力端子 106aに高周波電圧 Voを入力し、信号導体 102a上を進行させれば、隣接信号導体 102bには相互インダクタンスに起因する誘導電圧 Viと、相互キャパシタンスに起因する誘導電圧 Vcが生じる。 Viは Voと逆符号であり、 Vcは Voと同符号である。結果として、遠端クロストーク端子 106dには Vc— Viの強度の遠端クロストーク電圧が生じる。高密度に信号導体が配置される一般的な条件では Vcは Vi より強度が弱いので、遠端クロストーク電圧は結果的に入力電圧 Voと逆符合となる。このようなクロストークの問題は、近接する伝送線路の結合線路長 Lcpが伝送信号周波数における実効波長の 4分の 1以上の場合において顕著となる。

[0007] 特許文献 1、 2において、このクロストーク現象を抑圧するための方法が開示されている。いずれの場合も、追加誘導電圧 Vaddをカ卩ぇ Vcを増加させることにより、 Viと V cの強度差を相殺する原理である。すなわち、伝送線路間での相互キャパシタンスを増加させるいわば追加キャパシタンス素子を新たに設けることにより、遠端クロストークを抑制する。図 18に等価回路図を示すように、図 17の伝送線路対の等価回路に、 Caで表される伝送線路間のキャパシタンスを新たに加えている。

[0008] Caを実現する方法については、特許文献 1では具体的に二つの構成例が開示されている。図 19に示すように、第一の構成例は第一の信号導体 102aと第二の信号導体 102b間に挿入する Caを、コンデンサ 317により実現している。第二の構成例は、伝送線路の信号導体幅をそれぞれ広げることにより、信号導体間の間隔を縮める例である。

[0009] また、特許文献 2にお、ては、クロストーク抑制部材なる追加部品を導入した構成例を開示している。すなわち、図 20に斜視図を示すように、第一の信号導体 102aと第二の信号導体 102bとそれぞれ面的に一部が交差する箇所を有し、その間を導体で接続する構成のクロストーク抑制部材 319を設けて、る。クロストーク抑制部材 319 と第一、第二の信号導体 102a、 102bは交差領域においてそれぞれ十分な容量を得、その容量が直列に接続されることにより、特許文献 1と同様の効果を得る。特許文献 2のクロストーク抑制部材 319の例としては、図 21 (a)に上面図を示すような矩形形状のものや、図 21 (b)に上面図を示すように、第一の信号導体との交差容量領域 313aと、第二の信号導体との交差容量領域 313bとの間に位相進行領域 313cを設けるべく設計された形状のものがそれぞれ開示されており、以降の説明ではそれぞれを特許文献 2の構成例 1、 2とする。なお、特許文献 2の等価回路も同様に開示されており、図 22に示すように、特許文献 1において開示された等価回路の追加キヤパシタンス Caが、キャパシタンス Cl、 C2の直列回路により実現されている。特許文献 2の構成例 2においては、キャパシタンス Cl、 C2の間に意図的にインダクタンス Lp が加えられている。

特許文献 1：特開 2001— 257509号公報

特許文献 2：特開 2004— 015534号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] し力しながら、クロストーク抑制を図った従来の伝送線路対においては、例えば以下に示す 3つの問題があり、クロストークを効果的に抑制することが不可能であった。

[0011] 第一の問題としては、特許文献 1の構成例 1においては、コンデンサという外付けの回路部品が新たに必要となることにより、部材および実装にコストを要するという問題があった。同様に、特許文献 2において開示されるクロストーク抑制部材も同様の問題があった。また、薄型化が進む回路において、回路基板の厚み以外にチップ部品の厚みが加算されるため、回路容積が増大するという問題が生じた。また、上記外付けチップ部品やクロストーク抑制部品なる外付け部品を高速信号が伝送する伝送線路対に使用する際には、実装のばらつき、チップ部品の特性ばらつきなどにより、伝送特性そのものにもばらつきが発生した。

[0012] よって、第一に、本発明の伝送線路装置においては、外付け部品を使用せず、回路基板に集積化された方法でクロストーク抑制方法を実現しなければならな、。高速性、機能部品との接続性の観点から、伝送線路は基板表面に形成されることが好ましいので、伝送線路と同一面である基板表面、もしくは基板の内層面へ、クロストーク抑制効果を得られるような追加キャパシタンス素子を配置することを前提にしたクロストーク抑制方法を提供しなければならな、。

[0013] 第二には、特許文献 1や特許文献 2の教示に基づいて回路内部に追加キャパシタンス素子を配置すると、理想的な等価回路ではクロストーク特性が改善されるはずなのに、実際の回路においては特性の改善が困難であるという問題があった。よって、第二に、本発明の伝送線路装置では、特許文献 1や特許文献 2の原理において不完全な点を解明し、現実の回路においてクロストーク抑制効果を実現しなければならない。

[0014] 第三には、特許文献 1において示された、信号線路の線路幅を局所的に増大させて配線間の相互キャパシタンスを増大させる方法にぉ、ては、線路の特性インピーダンスの変化をまねくため通過特性が劣化するという問題があった。よって、第三に、本発明の伝送線路装置では通過特性を劣化させな、構造が実現されねばならな、

[0015] 本発明は、上記問題を解決するため、追加部品が不要な方法で、回路要素の有する寄生成分の影響を考慮した上で、現実回路上でのクロストーク特性を改善する手段を講じ、通過特性を劣化させることなき伝送線路装置の提供を目的とする。

課題を解決するための手段

[0016] 本発明の伝送線路装置は、接地導体面を有する基板と、前記基板に支持されて並列配置された第一の信号導体および第二の信号導体とを備える伝送線路装置であつて、前記第一の信号導体と前記第二の信号導体とを接続する少なくとも 1つの追加キャパシタンス素子を更に備え、前記追加キャパシタンス素子は、前記第一の信号導体と空間を介して配置される第一の追加導体と、前記第二の信号導体と空間を介して配置される第二の追加導体と、前記第一の追加導体および前記第二の追加導体に一箇所ずつで接続される一本の第三の追加導体とを備えており、信号伝送方向に沿って定義される前記第三の追加導体の導体幅の最小値、前記第一の追加導体の長さ、および前記第二の追加導体の長さを、それぞれ、 W3a、 Ll、および L2とするとき、 W3aは L1および L2のいずれの値よりも小さな値に設定され、かつ、前記追加キャパシタンス素子の共振周波数が伝送信号の周波数よりも高い値に設定されている。

[0017] 好ましい実施形態において、前記第一の信号導体、前記第二の信号導体、および前記追加キャパシタンス素子は、同一回路面上に位置して、る。

[0018] 好ましい実施形態において、前記第一の信号導体および前記第二の信号導体は前記基板の表面に配置され、前記追加キャパシタンス素子は、前記基板の表面と前記接地導体面との間に位置して、る。

[0019] 好ましい実施形態において、前記追加キャパシタンス素子は、前記基板の表面よりも前記接地導体面に近、位置に設けられて、る。

[0020] 好ましい実施形態において、前記第一の追加導体の長さ L1と前記第二の追加導体の長さ L2とが相互に等しぐ前記第一の追加導体の中点と前記第二の追加導体の中点とが前記第三の追加導体によって接続され、前記第三の追加導体が前記第一の追加導体と直交する。

[0021] 好ま、実施形態にぉ、て、複数の前記追加キャパシタンス素子が伝送方向に沿つて配置されている。

[0022] 好ま、実施形態にぉ、て、前記複数の追加キャパシタンス素子の間隔は、伝送信号の周波数に対応する実効波長の 4分の 1以下に設定されている。

[0023] 好ましい実施形態において、前記第一の信号導体、前記第二の信号導体、前記第一の追加導体、および前記第二の追加導体は、前記基板の表面に配置されており、前記第一の信号導体と前記第一の追加導体との間の空間、および、前記第二の信号導体と前記第二の追加導体間との間の空間の少なくとも一部は、空気の誘電率よりも高ヽ誘電率を有する誘電体によって充填されて、る。

[0024] 好ましい実施形態において、前記第一の信号導体と空間を介して配置される第三の信号導体を更に備え、前記第三の信号導体は、前記第一の信号導体ともに差動伝送線路を構成している。

[0025] 好ましい実施形態において、前記差動伝送線路の中央対称面に関して、前記第一の追加導体と対称な構造の第四の追加導体が、前記第一の信号導体と空間を介して配置されている。 [0026] 好ましい実施形態において、前記第二の信号導体と空間を介して配置される第三の信号導体を更に備え、前記第三の信号導体は、前記第二の信号導体ともに差動伝送線路を構成している。

[0027] 好ましい実施形態において、前記差動伝送線路の中央対称面に関して、前記第二の追加導体と対称な構造の第四の追加導体が、前記第二の信号導体と空間を介して配置されている。

発明の効果

[0028] 本発明の伝送線路装置では、従来の伝送線路装置においてクロストーク抑制効果を充分に発揮できな力つた追加キャパシタンス素子を用いる代わりに、接地キャパシタンスを低減する新規構造を備える追加キャパシタンス素子を採用することにより、クロストークを実際に効果的に抑制することが可能になる。

[0029] また、本発明では、追加キャパシタンス素子をチップ部品ではなく集積素子として構成できるため、設計時にチップ部品のばらつきを考慮する必要がなぐコスト的にも回路容積的にも特性的にも有利な伝送線路装置を実現することができる。

[0030] 更に、線路幅を局所的に増大させ線路同士を近接させる従来の伝送線路装置でのクロストーク低減方法と比較しても、信号の通過特性劣化を低減できるとヽぅ有利な効果が得られる。

図面の簡単な説明

[0031] [図 1] (a)は、本発明による伝送線路装置の実施形態の斜視模式図、 (b)は、その部分拡大上面図である。

[図 2] (a)、（b)、（c)は、本発明の実施形態の追加キャパシタンスに該当しない回路構造の上面図である。

[図 3]本発明の伝送線路装置の等価回路を示す図である。

[図 4] (a)、 (b)は、本発明の実施形態の追加キャパシタンスに該当しない回路構造の上面図、（c)は、本発明の実施形態の追加キャパシタンスに該当する回路構造の上面図である。

[図 5] (a)、 (b)は、本発明の実施形態の追加キャパシタンスの上面図である。

[図 6] (a)、 (b)は、本発明の実施形態の追加キャパシタンスの上面図である。圆 7] (a)は、本発明の実施形態の部分拡大上面図、（b)は、本発明の実施形態の断面構造図である。

圆 8] (a)は、本発明の実施形態の斜視模式図、 (b)は、本発明の実施形態の部分拡大上面図である。

圆 9] (a)は、本発明の実施形態の斜視模式図、 (b)は、本発明の実施形態の部分拡大上面図である。

[図 10] (a)は、本発明の実施形態の斜視模式図、 (b)は、本発明の実施形態の部分拡大上面図である。

[図 11]従来例 1のクロストーク強度の周波数依存性を示す図である。

[図 12]従来例 1と実施例 1における、クロストーク強度の周波数依存性を示す図である。

[図 13] (a)は、従来例 3と実施例 3における、差動端子への差動信号入力時の、遠端クロストーク端子での差動信号出力強度の周波数依存性を示す図、（b)は、従来例 3 と実施例 3における、差動端子への差動信号入力時の、遠端クロストーク端子での同相信号出力強度の周波数依存性を示す図である。

圆 14]実施例 3、 3A、 3Bにおける、差動端子への差動信号入力時の、通過端子での同相信号出力強度の周波数依存性を示す図である。

[図 15]従来の伝送線路の伝送線路断面構造を示す図であって、（a)は、シングルェンド伝送の場合を示す図、（b)は、差動信号伝送の場合を示す図である。

[図 16] (a)は、信号導体が平行に複数本配置された回路の断面構造図、 (b)は、信号導体が平行に複数本配置された回路の上面図である。

圆 17]伝送線路対の等価回路図である。

圆 18]特許文献において開示された伝送線路対の等価回路図である。

[図 19]特許文献 1にお、て Caを実現するために開示された伝送線路対の模式図である。

[図 20]特許文献 2において開示された伝送線路対の斜視図である。

[図 21]特許文献 2のクロストーク抑制部材 319の例を示す図である。

圆 22]特許文献 1にお、て開示された等価回路の追加キャパシタンス Caの箇所が、キャパシタンス Cl、 C2の直列回路により実現されている図である。

[図 23] (a)は、基板内部に追加キャパシタンス素子を設けた本発明の伝送線路装置の実施形態の斜視模式図、（b)は、その A— B線断面図である。

符号の説明

101 回路基板

102 信号導体

102a 第一の信号導体

102b 第二の信号導体

102c 第三の信号導体

102d 第一の信号導体と第二の信号導体により構成される差動伝送線路

105 接地導体

106a、b、c、d 測定端子

301 追加キャパシタンス素子

303 第一の追加導体

305 第二の追加導体

307 第三の追加導体

309 第一の追加導体と第三の追加導体の接続点

311 第二の追加導体と第三の追加導体の接続点

313a クロストーク抑制部材の第一の信号導体との交差容量領域

313b クロストーク抑制部材の第二の信号導体との交差容量領域

313c 位相進行領域

315 導体

317 コンデンサ

319 クロストーク抑制部材

321 第二の誘電体、追加誘電体

325 信号伝送方向

341 第一の追加導体の開放終端

343 第二の追加導体の開放終端 H 基板厚

W 信号導体の配線幅

W1 第一の信号導体の配線幅

W2 第二の信号導体の配線幅

W3 信号伝送方向に沿って定義される第三の信号導体の配線幅

W3a W3の最小値

L1 第一の信号導体の信号伝送方向に沿った長さ

L2 第二の信号導体の信号伝送方向に沿った長さ

L3 第一の信号導体と直交した方向の長さとして定義される第三の信号導体の長さ

Lla 開放終端 341から接続点 309までの距離

L2a 開放終端 343から接続点 311までの距離

G 信号導体間の間隙幅

D 信号導体の配置間隔

Lcp 結合線路長

C 接地キャパシタンス

L インダクタンス

Cm 相互キャパシタンス

M ネ目互インダクタンス

Ca 追加されるキャパシタンス

Cg 第三の追加導体にぉ、て生じる接地キャパシタンス

発明を実施するための最良の形態

本発明の伝送線路装置では、追加キャパシタンス素子を伝送線路対間に挿入してクロストークを抑圧する。追加キャパシタンス素子を用いる点では、上述した従来の伝送線路装置と同様であるが、本発明では、追加キャパシタンス素子が集積ィ匕に適した構成を有しているため、伝送線路の形成工程を利用して一体的に作製することが可能になる。このため、外付け部品のキャパシタを使用する従来の伝送線路装置に比べて、製造コストおよび回路占有容積が低減されるとともに、外付け部品との接続に伴って生じやすい特性ばらつきの問題も解決することができる。

[0034] 本発明者は、従来無視されてきた追加キャパシタンス素子と接地導体との間に生じる接地キャパシタンスに着目し、従来技術で追加キャパシタンス素子を基板上に配置した場合にクロストークを効果的に抑圧できない重要な原因が接地キャパシタンスにあることを明ら力とした。本発明では、このような接地キャパシタンスを低減しているため、現実の装置でクロストーク特性を改善できる。また、本発明では、信号導体の形状を変化させずにクロストーク抑圧効果を実現するため、信号線路の信号通過特性を劣化させる要因が発生しない。

[0035] まず、図 1 (b)および図 1 (c)を参照しながら、本発明による伝送線路装置の第一の実施形態を説明する。図 1 (a)は、本実施形態における伝送線路装置の斜視模式図

、図 1 (b)は図 1 (a)内の点線で示す部位の拡大上面図である。

[0036] 本実施形態においては、回路基板 101を用いて形成された第一の伝送線路と第二の伝送線路との間に、それぞれと容量を介して結合する追加キャパシタンス素子 3

01が配置されている。最良の形態において追加キャパシタンス素子 301は H字型の形状を有している。

[0037] 第一の伝送線路は第一の信号導体 102aと接地導体 105から構成され、第二の伝送線路は第二の信号導体 102bと接地導体 105から構成される。両伝送線路の接地導体は、本実施形態では一枚の導体層で共有される。図示されている例では、接地導体 105が回路基板 101の裏面に形成されているが、接地導体 105は、回路基板 1 01の内部に位置する内層面から形成されて!、てもよ!/、。

[0038] 以下、本実施形態の伝送線路装置の構成をより詳しく説明する。

[0039] 追加キャパシタンス素子 301は、図 1 (b)に示すように、第一の伝送線路 102aに最近接する第一の追加導体 303と、第二の伝送線路 102bに最近接する第二の追カロ導体 305とを含む。第一の追加導体 303と第二の追加導体 305は、第三の追加導体 307によって接続される。第三の追加導体 307は、信号伝送方向 325に対して直交する長さを有している。第三の追加導体 307の配線幅 W3を、前記信号伝送方向 325に沿った導体の幅として定義すると、 W3の最小値 W3aは、第一の追加導体 30 3の信号伝送方向 325に平行な長さ L 1、第二の追加導体 305の信号伝送方向 325 に平行な長さ L2のどちらよりも小さい値をとる。すなわち、 W3a<Ll、 L2である。

[0040] 以上の条件をカ卩えない場合、追加キャパシタンス素子 301は、図 2 (a)〜（c)に示すような好ましくな、形状を有し得ることになる。

[0041] 第一の追加導体 303と第二の追加導体 305が平行に配置され、且つ、仮に L1≠L 2 (LI <L2)であった場合、好ましくない追加キャパシタンス素子における第三の追加導体 307の形状は、図 2 (a)に示すように W3a = Llで、第一の追加導体を上辺、第二の追加導体を下辺とする台形形状となる。

[0042] また、仮に L1 =L2であった場合には、図 2 (b)に示すように W3a=Ll =L2となり、好ましくない追加キャパシタンス素子における第三の追加導体 307の形状は、第一の追加導体 303を上辺、第二の追加導体 305を下辺とする平行四辺形となる。

[0043] 更に、仮に LI =L2であって、且つ、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305 が互いに信号伝送方向 325に直交する方向に平行移動の関係にある場合、図 2 (c) に示すように好ましくない追加キャパシタンス素子における第三の追加導体 307の形状は、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305を対向する辺とする、長方形形状となる。しかし、これらの形状の追加キャパシタンス素子は、本発明や特許文献 1、 2 が目的とする遠端クロストーク低減効果を効果的に発現することが出来ない。これは、図 18に示す、特許文献 1や特許文献 2の構成例 1に対して開示された等価回路図では、第三の追加導体が果たす役割や、第三の追加導体が有する寄生回路パラメータが正しく示されてヽな、からである。

[0044] 図 3に示す等価回路は、本実施形態における送線路対の単位長さあたりの等価回路図である。伝送線路 102a、 102bの間に電磁気的に挿入された追加キャパシタンス素子 301は、特許文献 1、 2に開示された追加キャパシタンス素子と同様に、伝送線路間をキャパシタンスで接続した回路として機能する。すなわち、通常の伝送線路に生じている誘導性のクロストーク電圧 Viと容量性のクロストーク電圧 Vcの差を相殺するように、 Viと Vcの差信号と逆位相の信号 Vaddを作り出す機能を果たす。

[0045] より詳しく説明すると、上記キャパシタンスは、二つのキャパシタンス Cl、 C2を直列に接続したキャパシタンスである。 C1は第一の伝送線路 102aと第一の追加導体 30 3の間に発生するキャパシタンスであり、 C2は第二の伝送線路 102bと第二の追加導体 305の間に発生するキャパシタンスである。し力し、図 3においては、図中点線で示すように、二伝送線路間を接続する Cl、 C2の間に、特許文献 1、 2には開示されていない接地キャパシタンス Cgを新たに追カ卩している。接地キャパシタンス Cgは、追加キャパシタンス素子において特に第三の追加導体部位に発生する寄生成分である。この接地キャパシタンス Cgは、第三の追加導体を介して第一の追加導体と第二の追加導体との間を移動する信号に対して位相を回転させる役割を果たす。

[0046] なお、従来の等価回路図（図 22)に示されていた通常の伝送線路が有する単位長さあたりのインダクタンスレ単位長さあたりの接地キャパシタンス C、相互インダクタンスM、相互キャパシタンス Cmは、図 3では簡略化のため省略している。

[0047] 従来、追加キャパシタンス素子の回路成分としては、第一の容量 Cl、第二の容量 C2のみが考慮されており、これらにより、クロストーク強度低減を実現することができると考えられていた。すなわち、通常の伝送線路に存在するクロストーク信号と逆位相の信号を追加キャパシタンス素子に新たに生じさせることにより、クロストークが相殺されると考えられていた。

[0048] 例えば特許文献 2には、等価回路を用いて行ったシミュレーション結果が開示されているが、その等価回路において接地キャパシタンス Cgは全く考慮されてない。現実には、接地キャパシタンス Cgが未考慮な状態での等価回路シミュレーションによつて得られたクロストーク抑制効果は発現できない。これは、接地キャパシタンス Cgが存在することにより、 Vaddは Viと Vcの差信号と逆位相の関係を維持できなくなるからである。

[0049] 特許文献 1では、回路特性が回路シミュレーションで導出されたものかどうかは明示されていないが、接地キャパシタンス Cgについては全く言及されていない。また、図 2 2に示す特許文献 2の構成例 2の等価回路では、寄生回路パラメータとして、第三の追加導体に相当する箇所にインダクタンスを仮定しているものの、それは接地キャパシタンス Cgとは全く異なるため、本発明と同様の効果を発現することはできない。

[0050] 本発明では、上記原理に基づき、接地キャパシタンス Cgが低減される構成を備えた追加キャパシタンス素子を採用する。

[0051] 第一の追加導体 303と、第二の追加導体 305が果たす役割は、従来の追加キャパシタンス素子における役割と変わりない。等価回路上で必要とされる Cl、 C2の値は、従来の追加キャパシタンス素子の場合と比べて変化しないからである。よって、第一の追加導体 303の長さ L1と第二の追加導体 305の長さ L2は、従来の伝送線路対と比べて短くすることはできない。よって、追加キャパシタンス素子において接地キヤパシタンス Cgを低減するためには、第三の追加導体 307の構成を最適化することにより、接地導体 105と対向する面積を低減する必要がある。

[0052] 追加キャパスタンス素子が設けな、場合にぉ、て接地キャパシタンス Cgが追加キャパシタンス素子 301の特性に悪影響を与えるような構成を有するときに、追加キヤパシタンス素子の導入効果が大きくなる。接地キャパシタンス Cgは、接地導体 105と第三の追加導体 307との間に発生する容量なので、接地導体 105と第三の追加導体 307との距離が近づくほど、接地キャパシタンス Cgを無視できなくなる。逆に、追加キャパシタンス素子 301から接地導体 105までの距離が第一の信号導体 102aから接地導体 105までの距離よりも長くなる構成では、接地キャパシタンス Cgは相対的に小さくなる。従って、そのような構成に比べると、第一の信号導体 102aおよび追カロキャパシタンス素子 301が同一回路面内に配置される構成や、あるいは、追加キャパシタンス素子 301から接地導体 105までの距離が第一の信号導体 102aから接地導体 105までの距離よりも短くなる構成において、本発明の効果が顕著に現れることになる。

[0053] 図 23は、回路基板 101の内部（回路内層面）に追加キャパシタンス素子 301が形成された伝送線路装置を示している。図 23 (a)は、伝送線路装置の斜視透過図であり、図 23 (b)は、図 23 (a)の点線 ABで切断した断面を示す図である。

[0054] 回路小型化のため、回路基板 101の表面だけでなぐ回路基板 101の内部にも配線構造を形成することが行われている。回路基板 101の内部に配線構造を形成する場合、その配線構造を形成するための製造工程を利用して、追加キャパシタンス素子 301を形成することが可能である。このため、図 23に示すように、基板の内層面に追加キャパシタンス素子を配置することは、特殊な製造プロセスを導入することなぐ容易に実現できる。

[0055] 一般に伝送線路装置においては、高速信号を伝送するために伝送線路の実効誘電率を低減させることが好ましぐ第一の信号導体 102aと第二の信号導体 102bは、それぞれ回路基板 101の表面に形成されることが現実的である。また、機能素子との電気的な接続を容易とするためにも、第一の信号導体 102aと第二の信号導体 102b は、回路基板 101の表面に形成されることが好ましい。以上の理由から、第一の信号導体 102aや第二の信号導体 102bの方が追加キャパシタンス素子よりも接地導体 1 05に近接するような構成 (特許文献 2)は現実的ではない。

[0056] 本発明の好ましい実施形態では、追加キャパシタンス素子を第一の信号導体 102a および第二の信号導体 102bが配置される回路基板 101の表面に配置する力、あるいは、回路の内層面（回路基板の内部）に配置する。このような構成を採用すると、接地キャパシタンス Cgが相対的に大きくなるため、本発明の効果が顕著になる。

[0057] なお、第三の追加導体 307の本数は一本だけに限定される。すなわち、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305の両導体にそれぞれ接続される導体の本数は一本だけに限定される。図 4 (a)に示すように、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305に共に接続される導体 315の本数が二本の場合、本発明の目的が充分に達成されなくなる。これは、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305と導体 315が形成する閉回路ループが、第一、もしくは第二の伝送線路を伝送する高周波信号の磁界と強く結合するおそれがあるからである。

[0058] また、図 4 (b)に示すような形状の導体も、本発明では採用されない。すなわち、図 4 (b)に示される例では、第一の追加導体 303と第二の追加導体 305とを接続する導体 315が途中で分岐され、第二の追加導体 305に対して 2箇所で接続されている。その結果、追加導体により閉回路ループが形成される点では図 4 (a)の構成例と変わりなぐ本発明の目的を充分に達成できなくなる。

[0059] 一方、図 4 (c)に示すような形状の導体構造は、本発明で採用可能である。すなわち、第一の追加導体 303および第二の追加導体 305の両追加導体と一点ずつで接続される第三の追加導体 307は、図 4 (c)の構造内には一本しか含まれていない。導体 315 (便宜上、「第四の追加導体」と称する。）は、第二の追加導体 305とは接続されているが、第一の追加導体 303とは接続されていないので、導体構造内には閉回路ループが実現せず、本発明の追加キャパシタンス素子が果たす機能は阻害されない。しかし、第三の追加導体 307以外の導体 (例えば、導体 315)が本発明の追カロキャパシタンス素子に導入される積極的な効果は、本発明においては無い。むしろ、導体 315を追加することにより、追加キャパシタンス素子が有する共振周波数の低下、本発明の伝送線路装置の使用帯域の制限効果を生じるため、図 5に示すように、第三の追加導体 307以外の導体が第一の追加導体 303や第二の追加導体 305に接続されな、追加キャパシタンス素子の採用が好まし、。

[0060] 本発明における追加キャパシタンス素子のサイズは、伝送帯域で共振しな、ように設定される。共振状態においては、第一の伝送線路、第二の伝送線路を伝送する高周波信号のうちの共振周波数と一致する周波数の信号成分力追加キャパシタンス素子を介して空間へ不要輻射を起こすおそれがあり、好ましくない。

[0061] また、共振状態における追加キャパシタンス素子を介した伝送線路間のクロストーク特性劣化も回避することが求められる。図 5 (a)に示す例において、第一の追加導体 303の開放終端点 341から、第一の追加導体 303と第三の追加導体 307の接続点 3 09、第三の追加導体 307、および、第三の追加導体 307と第二の追加導体 305との接続点 311を経由して、第二の追加導体 305の開放終端点 343に達するまでの長さを Lresとする。 Lresは以下の式で表される。

[0062] Lres = Lla + L3 + L2a

[0063] ここで、 Llaは、第一の追加導体 303の開放終端点 341から第一の追加導体 303 に沿って、第一の追加導体 303と第三の追加導体 307の接続点 309までの距離である。同様に、 L2aは、第二の追加導体 305の開放終端点 343から第二の追加導体 305に沿って、第二の追加導体 305と第三の追加導体 307の接続点 311までの距離である。

[0064] 長さ Lresが実効波長の 2分の 1に相当したとき、 2分の 1波長共振が発生する。例えば、 L3の長さが実効波長に比べて十分に短いと仮定すると、 Llaと L2aの和が共振器長に相当する。共振器長は 2分の 1波長未満に設定されなければならない。追カロキャパシタンス素子の形状は、上記共振現象が伝送周波数帯域にぉ、て生じな!/、ように設定される。

[0065] 通常、第一の追加導体 303には二箇所の開放終端点が存在しえるが、以下の関係が成立する。

[0066] Lla≥0. 5 X L1

[0067] 接続点 309が第一の追加導体 303の中点にある場合は上式では等号が成立する。図 5 (a)の例のように、接続点 309が第一の追加導体 303の中点にない場合は、接続点 309から距離が遠い側の開放終端点 341を基準にして、 Llaを定義する。第二の追加導体 305と L2aの関係も同様であり、下記の関係が成立する。

[0068] L2a≥0. 5 X L2

[0069] 上式から明らかなように、接続点 309が第一の追加導体の中点に設定されることが Llaを最も短くする。同様に、接続点 311を第二の追加導体の中点に設定すれば、 Libを最も短くすることができる。よって、接続点 309が第一の追加導体 303の中点に設定され、且つ、接続点 311が第二の追加導体 305の中点に設定されるときに、最も低ヽ共振周波数が得られる。

[0070] 上記議論で無視した第三の追加導体 307は、第一の追加導体 303および第二の追加導体 305に直交し、かつ、最短距離で接続するときに、共振周波数を最も低くする。このときの追加キャパシタンス素子は、図 5 (b)に示すように、アルファベットの大文字の Hの形状を有することになる。

[0071] 以上の説明から、接続点 309や接続点 311がそれぞれ第一、第二の追加導体 30 3 · 305の開放終端箇所に設定されれば、共振周波数の低下を招くことが分かる。例えば、図 6 (a)に示す例では、片仮名の Uの字状に追加キャパシタンス素子が設定されることにより、 Lla = Ll、 L2a = L2となってしまうため使用帯域が制限されることになる。また、図 6 (b)に示す例では、図 6 (a)の例と比較してもさらに第三の追加導体 3 07の電気長の分だけ共振周波数の低下が生じてしまうため、図 5 (b)の形態の追カロキャパシタンス素子と比較すると好ましくない形態となる。共振周波数を向上させ、使用帯域を拡大するためには、アルファベットの H字型の形状を採用することが、最も好ましい。

[0072] 追加キャパシタンス素子は、伝送方向に沿って複数設けられてヽてもよヽ。信号伝送方向に連続して配置される複数の追加キャパシタンス素子の形状は、相互に異なつていてもよい。しかし、各追加キャパシタンス素子の最も好ましい形状は、図 5 (b) に示すように H字型であるため、 H字型の追加キャパシタンス素子が配列されることが最も好ましい。

[0073] 追加キャパシタンス素子間の距離は、伝送帯域の信号周波数における実効波長の 4分の 1未満に設定される。この条件が満たされることにより、単位長さに生じるクロストーク信号が効果的に低減される。

[0074] また、例えば基板表面に第一の信号導体 102aや追加キャパシタンス素子が全て形成される一般的な構成の場合、第一の信号導体 102aと第一の追加導体 305の間の空間を、空気力誘電体へと置換することも可能である。

[0075] 図 7 (a)は、本発明の別の実施形態の上面透視模式図であり、図 7 (b)は、図 7 (a) 中の線分 ABでの断面構造図である。図 7に点線で示すように、第一の信号導体 10 2aと第一の追加導体 303、第二の信号導体 102bと第二の追加導体 305間の、通常は誘電率が 1である空気により満たされている空間を、誘電率が 1よりも高い値をもつ誘電体 321により置換することにより、追加キャパシタンス素子の Cl、 C2を増大させることができるので好ましい。プリント基板の配線プロセスでは、実装指定箇所以外での導通を防ぐため、エポキシなどの樹脂がレジスト材として、基板表面に形成することが容易に可能となっている。また、半導体プロセスにおいても、ポリイミドなどの榭脂材カ製造プロセス工程内で頻繁に使用されている。誘電体 321としては、これらの材料を使用することで、容易に Cl、 C2を増大せしめることが出来る。

[0076] 以上、本発明の伝送線路装置にっヽて、シングルエンドの信号を伝送する実施形態を説明してきたが、差動信号を伝送するシステムにも本発明を適用することができる。本発明によれば、図 8 (a)および図 8 (b)に示すように、第三の信号導体 102cを第一の信号導体 102aの近傍に設け、第一の信号導体 102aと第三の信号導体 102 cとから差動伝送線路 102dを構成してもよい。この場合、追加キャパシタンス素子 30 1の働きにより、差動伝送線路 102dと、第二の信号導体 102b (他の伝送線路）との間のクロストークを抑制することが可能である。

[0077] 図 8 (b)に示すように、差動伝送線路 102dを構成する二本の信号導体 102a、 102 cの中で第二の信号導体 102bと最も近接しているのは、第一の信号導体 102aである。このため、第一の信号導体 102aと第二の信号導体 102bとの間に追加キャパシタンス素子 301を配置する。三本の信号導体 102a、 102b, 102cの中で最も近接している伝送線路間のクロストークが差動伝送線路間のクロストーク特性を制限するので、近接する伝送線路間に追加キャパシタンス素子 301を配置すれば、差動伝送線路 102dとシングルエンド伝送線路 (第二の信号導体 102b)との間のクロストーク特性を改善できる。

[0078] シングルエンド信号伝送系の実施形態と同様に、追加キャパシタンス素子 301は、第一の追加導体 303および第二の追加導体 305と、第一の追加導体 303および第二の追加導体 305に一箇所ずつで接続される一本の第三の追加導体 307とを備えている。

[0079] なお、図 8 (b)に示す例では、差動伝送線路 102dが第一の追加導体 303に近接する側に配置されているが、第三の信号導体 102cを第二の信号導体 102bの近傍に形成することにより、第三の信号導体 102cと第二の信号導体 102bとからなる差動伝送線路 102dを第二の追加導体 305に近接する側に配置しても良い。また、 4本の信号導体を用いて第一および第二の差動伝送線路を形成し、第一の差動伝送線路と第二の差動伝送線路との間に上記の追加キャパシタンス素子を配置してもよい。

[0080] 図 9 (a)は、本実施形態に係る伝送線路装置の更に他の構成例を示す。差動伝送は、二本の完全に対称な線路を用いることにより初めてその特性を発揮することができる伝送方式であるため、二本の線路に非対称性が存在すると、入力した差動信号は同相信号へと変換されてしまい、ノイズや不要輻射の原因となる。そこで、図 9に示す伝送線路装置では、第一の差動伝送線路 102dと第二の信号導体 102bの間に第一の追加キャパシタンス素子 301を配置するだけでなぐ第一の差動伝送線路 102d に対して第二の追加キャパシタンス素子 301と鏡面対称な配置関係にある第二の追加キャパシタンス素子 301aを配置し、同相モードへの不要変換をも抑制する。より詳しくは、追加キャパシタンス素子 301aは、第一の差動伝送線路 102dに対して、第一の追加導体 303と鏡面対称な関係にある第一の追加導体 303aと、第一の差動伝送線路 102dに対して、第二の追加導体 305と鏡面対称な関係にある第二の追加導体 305aと、第一の差動伝送線路 102dに対して、第三の追加導体 307と鏡面対称な関係にある第三の追加導体 307aから構成される。 [0081] また、図 10に示すように、第二の追加キャパシタンス素子 301aの一部が削除されても、本発明の伝送線路装置における差動伝送線路対は同相モード低減効果を発現することが可能である。追加キャパシタンス素子 301aの中で、第一の差動伝送線路 102dにもつとも近接しているのは第一の追加導体 303aである。よって、第一の差動伝送線路 102dに対して追加キャパシタンス素子 301と鏡面対称配置関係を築くべき追加キャパシタンス素子 301aの最低限の構造は、第一の差動伝送線路 102d に対して第一の追加導体 303と鏡面対称な構造ということになる。ここで、従来の追加キャパシタンス素子と比べ、本発明の追加キャパシタンス素子 301が第三の追カロ導体 307での接地キャパシタンスを減じたことの優位性が再び発揮される。すなわち、本発明の伝送線路装置では、第三の追加導体 307で接地キャパシタンスがあらかじめ減じられて、るので、第一の信号導体 102aから臨む追加キャパシタンス素子 30 1の特性には第三の追加導体 307部分の特性が反映されに《なっている。よって、追加キャパシタンス素子 301a、 301bから、第三の追加導体 307に対応する鏡面対称構造を減じてしまっても、従来の追加キャパシタンス素子の場合と比較しても、同相モードが発生しにくくなる。

[0082] なお、上記実施形態では、差動伝送線路とシングルエンド伝送線路との間のクロストークを抑制している力本発明によれば、差動伝送線路間のクロストークを抑制することも可能である。

[0083] (実施例）

実施例として、誘電率 3、総厚 150ミクロンの誘電体基板の表面上を回路基板として、本発明の実施例および従来例に相当する伝送線路構造を作製した。裏面は全て厚さ 40ミクロンの銅配線により全面を導体ィ匕し、接地導体とした。また、基板表面も全面を厚さ 40ミクロンの銅配線で導体ィ匕した後、ウエットエッチングで部分的に導体を除去することにより、パターンを形成した。

[0084] 特性インピーダンスが 50オームに相当する条件として、信号導体の線路幅が 350ミクロンのマイクロストリップ線路を二本並列に配置して、それぞれをシングルエンド信号伝送系の第一の伝送線路と第二の伝送線路とし、伝送線路間のクロストーク特性を、 30GHzまでの周波数帯域で測定した。 [0085] 結合線路長 Lcpは lcmであり、 4端子の高周波測定で特性を評価した。追加キャパシタンス素子の有無、追加キャパシタンス素子のパラメータが異なる実施例、比較例を作製し、特性比較を行った。線路間隔 Gは線路幅の二倍の 700ミクロンに設定した。従来例 1では追加キャパシタンス素子を一切配置しな力つた。

[0086] 一方、図 2 (c)に示す形状の矩形追加キャパシタンス素子を二線路間に導入した従来例 2を作製した。線路の縁と追加キャパシタンス素子間の間隔は 80ミクロンとした。追加キャパシタンス素子は第一の追加導体力第二の追加導体の総導体幅が 580 ミクロンで、信号伝送方向の導体長さ L1 =L2は 1. 9ミリであった。追加キャパシタンス素子は 2ミリ周期で、長さ方向に 5つ並べて配置した。追加キャパシタンス素子間の間隙は 100ミクロン設定であった。

[0087] 図 11は、従来例 1のクロストーク特性の周波数依存性を示している。周波数が高くなるほど、クロストーク特性が単調に劣化することが確認された。また、従来例 2は、従来例 1の構造に追加キャパシタンス素子を新たに導入したにも関わらず、クロストーク改善効果を殆ど得ることができな力つた。例えば、 10GHzにおいて従来例 1のクロストーク強度はマイナス 22. 7dB、従来例 2のクロストーク強度はマイナス 22. 4dBであつて、特性は 0. 3dB劣化した。測定した全周波数帯域にわたって、従来例 2の特性と従来例 1の特性との差異は ±0. 5dB以内に収まった。

[0088] 一方、図 12は、従来例 1を比較対象とした実施例 1でのクロストーク強度の抑圧量の周波数依存性を示している。実施例 1は、従来例 2における追加キャパシタンス素子を図 5 (b)に示すような H字型へと置換した伝送線路装置である。第三の追加導体 307は第一の追加導体 303と第二の追加導体 305のそれぞれ中点同士を接続した。第三の追加導体の線路幅 W3は 80ミクロンとした。第一の追加導体の線路幅 Wl、第二の追加導体の線路幅 W2も同様に 80ミクロンとした。実施例 1は、測定した全周波数帯域にわたって、従来例 1よりも良好なアイソレーション特性を示し、本発明の有利な効果が示された。例えば、 10GHzにおける実施例 1のクロストーク強度はマイナス 29. 4dBで、従来例 1より 6. 7dBもの特性改善が得られた。なお、さらに高い周波数帯域まで測定を行った結果、本実施例で採用した追加キャパシタンス素子の共振周波数は 37. 5GHzであることが確認された。 [0089] 次に、実施例 1での追加キャパシタンス素子における W3の値を 500ミクロン、 1000 ミクロン、 1500ミクロンへと変更した実施例 1Aから 1Cを作製した。実施例 1と実施例 1A、 1B、 1Cの 10GHzでの従来例 1に対するクロストーク抑圧強度の比較を表 1にまとめた。

[0090] [表 1]

[0091] 10GHzでのクロストーク特性強度は、実施例 1Aがマイナス 25. 8dB、実施例 IBがマイナス 24. ldB、実施例 1Cがマイナス 23. 4dBであり、 Cg低減によりクロストーク特性が改善されることが明確になった。

[0092] 次に、実施例 1における追加キャパシタンス素子の形状を変更した実施例 2Aから 2 Bを作製した。追加キャパシタンス素子は全て導体幅 80ミクロンで形成した。実施例 2Aでは追加キャパシタンス素子の形状をアルファベットの N字型とし、実施例 2Bでは追加キャパシタンス素子の形状を片仮名の Uの字状にした（図 6 (a)参照)。実施例 1と実施例 2A、 2Bの 10GHzでの従来例 1に対するクロストーク抑圧強度と、共振周波数の比較を表 2にまとめた。

[0093] [表 2]

[0094] 第三の追加導体にぉ、て、接地キャパシタンスが減じられた実施例 2A、 2Bは、ヽずれも良好なクロストーク抑圧が実現し、本発明の効果を示している。また、共振周波数の比較から、 H字型の追加キャパシタンス素子が最も有効な構造であることがわかる。

[0095] 次に、従来例 1や実施例 1と同じ回路基板を用いて、差動伝送線路を二対有する従来例 3と実施例 3を作製し、差動伝送線路対間でのクロストーク特性を測定した。結合線路長 Lcpは lcmとした。差動伝送線路は線路幅 200ミクロン、線路間間隔 12 0ミクロン幅の平行結合線路で実現した。差動伝送線路対間の距離は信号導体の線路幅の 2倍である 400ミクロンに設定した。一切の追加キャパシタンス素子を設定しない状態の回路を従来例 3とした。また、従来例 3の差動伝送線路対間に実施例 1と同形状の H字型の追加キャパシタンス素子を配置した。線路間間隙が 700ミクロンであつた実施例 1と比較して、実施例 3は線路間間隙が 400ミクロンへ減じられているので、実施例 3での追加キャパシタンス素子は、実施例 1の追加キャパシタンス素子と比較して第一の追加導体と第二の追加導体は 300ミクロン近接した配置となっている。実施例 3の追加キャパシタンス素子も実施例 1の追加キャパシタンス素子と同様、 2m m周期で 5つ配置した。

[0096] 図 13には、実施例 3と従来例 3の特性比較を示す。差動伝送線路対においては、シングルエンド伝送系とは異なり、遠端クロストークにも 2種類のスペックを改善しなければならない。図 13 (a)に示す結果は、差動端子に差動信号を入力した際に、遠端クロストーク差動端子において差動クロストーク信号が出力された強度、図 13 (b)に示す結果は、差動端子に差動信号を入力した際に、遠端クロストーク差動端子において同相クロストーク信号が出力された強度、である。いずれの場合も、実施例 3は従来例 3より良好なクロストーク改善効果が明らかにできた。例えば、 10GHzにおいて差動クロストーク信号強度はマイナス 37. 7dB力らマイナス 66. 2dBへ、同相クロストーク信号強度はマイナス 30. 6dB力マイナス 37. 7dBへ、改善された。なお、実施例 3における追加クロストーク素子を、矩形状とした場合の従来例 4については、従来例 3と同等の特性であった。

[0097] 次に、実施例 3において差動伝送線路間のみに配置した追加キャパシタンス素子群を、両差動伝送線路に対して鏡面対称な関係で、両差動伝送線路の左右に、対称となるよう配置した実施例 3Aと、実施例 3において差動伝送線路間のみに配置した追加キャパシタンス素子群の中でも各差動伝送線路に対して最近接している追カロ導体のみを、両差動伝送線路に対して鏡面対称な関係で、両差動伝送線路の左右に、対称となるよう配置した実施例 3Bを作製した。実施例 3Aと実施例 3Bのクロストーク特性は図 13に示す実施例 3の特性と同様であった。一方、図 14は、差動端子に差動信号を入力した際に、通過端子において出力される同相信号の強度（同相モード変換強度)を示している。回路の対称性力 Sもっとも高い実施例 3Aが最も低い同相モード変換強度を示す。また、実施例 3Aほど回路対称性が高くないものの、実施例 3よりは回路対称性が高まったことにより、実施例 3Bでの、同相モード変換の抑圧効果が得られた。なお、従来例 1の同相モード変換強度は実施例 3Aの特性とほぼ同等であった。

産業上の利用可能性

本発明の伝送線路装置は、線路間のクロストーク強度を低減し、信号を低損失で伝送させることが可能である。このため、本発明の伝送線路装置を備える高周波回路では、密配線による回路面積縮小、従来では信号漏洩が原因で困難であった回路の高速動作、回路の省電力動作を実現することができる。また、データ伝送だけでなぐフィルタ、アンテナ、移相器、スィッチ、発振器等の通信分野の用途にも広く応用でき、電力伝送や IDタグなどの無線技術を使用する各分野にぉヽても使用され得る

Claims

請求の範囲

[1] 接地導体面を有する基板と、前記基板に支持されて並列配置された第一の信号導体および第二の信号導体とを備える伝送線路装置であって、

前記第一の信号導体と前記第二の信号導体とを接続する少なくとも 1つの追加キヤパシタンス素子を更に備え、

前記追加キャパシタンス素子は、

前記第一の信号導体と空間を介して配置される第一の追加導体と、

前記第二の信号導体と空間を介して配置される第二の追加導体と、

前記第一の追加導体および前記第二の追加導体に一箇所ずつで接続される一本の第三の追加導体と、

を備えており、

信号伝送方向に沿って定義される前記第三の追加導体の導体幅の最小値、前記第一の追加導体の長さ、および前記第二の追加導体の長さを、それぞれ、 W3a、 L1 、および L2とするとき、 W3aは L1および L2のいずれの値よりも小さな値に設定され、かつ、

前記追加キャパシタンス素子の共振周波数が伝送信号の周波数よりも高い値に設定されている、伝送線路装置。

[2] 前記第一の信号導体、前記第二の信号導体、および前記追加キャパシタンス素子は、同一回路面上に位置している請求項 1に記載の伝送線路装置。

[3] 前記第一の信号導体および前記第二の信号導体は前記基板の表面に配置され、前記追加キャパシタンス素子は、前記基板の表面と前記接地導体面との間に位置して、る請求項 1に記載の伝送線路装置。

[4] 前記追加キャパシタンス素子は、前記基板の表面よりも前記接地導体面に近い位置に設けられている請求項 3に記載の伝送線路装置。

[5] 前記第一の追加導体の長さ L1と前記第二の追加導体の長さ L2とが相互に等しぐ前記第一の追加導体の中点と前記第二の追加導体の中点とが前記第三の追加導体によって接続され、

前記第三の追加導体が前記第一の追加導体と直交する請求項 1に記載の伝送線路装置。

[6] 複数の前記追加キャパシタンス素子が伝送方向に沿って配置されて、る請求項 1 に記載の伝送線路装置。

[7] 前記複数の追加キャパシタンス素子の間隔は、伝送信号の周波数に対応する実効波長の 4分の 1以下に設定されている請求項 6に記載の伝送線路装置。

[8] 前記第一の信号導体、前記第二の信号導体、前記第一の追加導体、および前記第二の追加導体は、前記基板の表面に配置されており、

前記第一の信号導体と前記第一の追加導体との間の空間、および、前記第二の信号導体と前記第二の追加導体間との間の空間の少なくとも一部は、空気の誘電率よりも高ヽ誘電率を有する誘電体によって充填されてヽる請求項 1に記載の伝送線路装置。

[9] 前記第一の信号導体と空間を介して配置される第三の信号導体を更に備え、前記第三の信号導体は、前記第一の信号導体ともに差動伝送線路を構成している

、請求項 1に記載の伝送線路装置。

[10] 前記差動伝送線路の中央対称面に関して、前記第一の追加導体と対称な構造の第四の追加導体が、前記第一の信号導体と空間を介して配置されている請求項 9に記載の伝送線路装置。

[11] 前記第二の信号導体と空間を介して配置される第三の信号導体を更に備え、前記第三の信号導体は、前記第二の信号導体ともに差動伝送線路を構成している

、請求項 1に記載の伝送線路装置。

[12] 前記差動伝送線路の中央対称面に関して、前記第二の追加導体と対称な構造の第四の追加導体が、前記第二の信号導体と空間を介して配置されている請求項 11 に記載の伝送線路装置。