WO2006070456A1 - 光受信装置 - Google Patents

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WO2006070456A1
WO2006070456A1 PCT/JP2004/019609 JP2004019609W WO2006070456A1 WO 2006070456 A1 WO2006070456 A1 WO 2006070456A1 JP 2004019609 W JP2004019609 W JP 2004019609W WO 2006070456 A1 WO2006070456 A1 WO 2006070456A1
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WO
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signal
output
optical
phase control
delay device
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/019609
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English (en)
French (fr)
Inventor
Shunsuke Mitani
Kazuyuki Ishida
Katsuhiro Shimizu
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Publication date
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Priority to PCT/JP2004/019609 priority patent/WO2006070456A1/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver, and more particularly to an optical receiver using a Mach-Zehnder (MZ) type optical decoder.
  • MZ Mach-Zehnder
  • the optical phase is expected to have a non-linear resistance and a sensitivity improvement effect of about twice (3dB) compared to the OOK method.
  • the DPSK (Differential Phase Shift Keying) method using information is drawing attention.
  • MZ type 1-bit delay device For decoding of an optical signal transmitted by the DPSK method, for example, an optical decoder using a Matsuhazu type 1-bit delay device (hereinafter referred to as "MZ type 1-bit delay device") is used.
  • MZ type 1-bit delay device decodes an optical signal transmitted using the electro-optic effect of a dielectric waveguide formed of lithium niobate (LiNb03) or the like.
  • this MZ type 1-bit delay device when the phase difference between consecutive bits is 0, an optical signal is output to one port called a constructive port, and the phase difference is In the case of ⁇ , an optical signal is output to the other port called destructive port, and the optical output from both ports is differentially received by an optical receiver called a balanced receiver. .
  • reception sensitivity is improved by using differential reception using a balanced receiver together.
  • the optical receiver shown in Non-Patent Document 1 includes a DPSK receiver including a 1-bit delay device and a balanced receiver, an RF power splitter, an RF power detector, a phase control circuit, and the like. It consists of a control system, and a part of the high-speed electrical signal immediately after the sensed receiver is branched to the RF power splitter, and the RF power is measured by the RF power detector. As a result, this optical receiver is designed to stabilize the reception sensitivity by controlling the phase control function of the Matsuhatsu 1-bit delay device so that the measured RF power is maximized. .
  • phase stabilization method for an MZ type 1-bit delay device that performs phase control based on a direct current flowing through a balanced receiver has also been proposed (eg, non-patent).
  • Reference 2 a phase stabilization method for an MZ type 1-bit delay device that performs phase control based on a direct current flowing through a balanced receiver has also been proposed (eg, non-patent).
  • Reference 2 a phase stabilization method for an MZ type 1-bit delay device that performs phase control based on a direct current flowing through a balanced receiver has also been proposed (eg, non-patent).
  • the receiver of the optical transmission system shown in Non-Patent Document 2 includes a DPSK receiver including a 1-bit delay device and a balanced receiver, and a control system including a DC current detector and a phase control circuit.
  • the DC current component of a balanced receiver is detected by a DC current detector, and the phase adjustment function of the Matsuhonda 1-bit delay device is controlled based on the detected DC current value to improve the reception sensitivity. Try to achieve stability.
  • Non-Patent Document l Biljana Milivojevic et al, "Practical 40 Gbit / s CSRZ— DPSK transmission system with signed online chromatic dispersion detection” ECOC2003, TU364
  • Non-Patent Document 2 Eric A. Swanson et al, "High Sensitivity Optically Preamplified Direct DetecOtion DPSK Receiver with Active Delay— Line Stabilization” Photonics technology letters, vol. 6, 1994 Disclosure of the invention
  • Non-Patent Document 1 has a problem of requiring expensive RF equipment such as an RF power branching unit and an RF power detector.
  • Non-Patent Document 2 it is based on the DC current of a balanced receiver. Therefore, there is a problem that the quality of the error signal necessary for the control is not sufficient.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to configure the device at a low cost and to change the phase of the MZ type 1-bit delay device and the wavelength of the input optical signal. It is an object of the present invention to obtain an optical receiving apparatus that can stabilize fluctuations in reception sensitivity caused by changes.
  • An optical receiver provides a Mach-Zehnder type 1-bit delay device having a single or a plurality of phase control functions for controlling the phase state of light, and outputs from one side output port of the Mach-Zender type 1-bit delay device.
  • the optical Z electrical conversion means for branching a part of the optical output signal to be converted into an electrical signal, the output signal of the optical Z electrical conversion means as an error signal V, and the phase of the Mach-Zehnder type 1-bit delay device And a phase control unit for controlling the state.
  • the optical receiver according to the present invention since stabilization control is performed based on the output of the optical Z electrical conversion means, it is possible to realize the stability of reception sensitivity at low cost and with high accuracy. There is an effect.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 shows the optical output characteristics with respect to the wavelength shift of the optical DPSK signal input to the input port of the MZ type 1-bit delay device of the optical receiver according to Embodiment 1 of the present invention and the optical signal output from the output port.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation at the optimum point in the optical receiver according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation when the operating point is shifted to the optimum value power long wavelength side in the optical receiver according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation when the operating point is shifted to the optimum value power short wavelength side in the optical receiver according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation at the optimum point in the optical receiver according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the operation when the operating point of the optical receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention is shifted to the long wavelength side by the optimum value power.
  • FIG. 12 is a waveform diagram for explaining the operation when the operating point of the optical receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention is shifted to the short wavelength side by the optimum value power.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 14 shows an output port with respect to a wavelength shift of an input optical signal in a situation where the optical signal-to-noise ratio of the input optical signal is poor in the MZ type 1-bit delay device of the optical receiver according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing the light output characteristics of FIG.
  • FIG. 15 is a diagram showing the optical output characteristics of the output port 6 in a situation where the optical signal-to-noise ratio of the input optical signal is poor in the MZ type 1-bit delay device of the optical receiver according to Embodiment 4 of the present invention. is there.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an optical receiving apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the optical receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the optical receiver shown in the figure includes a receiving system (DPSK receiver) and a control system.
  • the receiving system Optical input signal terminal 1, 1-terminal input port 4 and 2-terminal output ports 5 and 6, MZ type 1-bit delay 2 that decodes DPSK signals, etc., and 2-terminal output port 5
  • the balanced receiver 10 that differentially receives the optical signal output from 6 and the electrical output terminal 11 are provided.
  • the control system controls the phase of the optical power branch 7 that branches a part of the optical signal, the PD (Photo Diode) 8 as the optical Z electrical conversion means, and the MZ type 1-bit delay device 2.
  • a phase control unit 9 for outputting the phase control signal.
  • the MZ type 1-bit delay device 2 is provided with a single or a plurality of phase control functions 40 as control targets of the phase control unit 9.
  • the phase control function 40 is implemented by, for example, an electrode (RF electrode, DC electrode), an optical waveguide, or the like included in the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the refractive index of the optical waveguide can be changed based on the voltage applied to the electrode, and the phase of the optical reception signal can be controlled based on the change in the refractive index.
  • the optical signal output from the output port 5 of the MZ type 1-bit delay device 2 is partially branched by the optical power bra 7 and converted into an electric signal by the PD 8.
  • the electrical signal converted by the PD 8 is input to the phase control unit 9 and processed, and is applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 as a control signal.
  • the case where the power of this electrical signal is maximum is the optimum operating point of the MZ type 1-bit delay device 2 for the input optical signal, and by performing feedback control so that this electrical signal becomes the maximum value, It is possible to control reception sensitivity stability.
  • FIG. 1 a part of the optical signal at the output port 5 is branched by the optical power plastic 7.
  • the optical output at the output port 6 of the MZ type 1-bit delay device 2 is branched. Also good. Even in this configuration, it is possible to control the stability of the reception sensitivity by feedback control using an electrical signal that has been converted from light to Z.
  • FIG. 2 is a diagram showing optical output characteristics with respect to wavelength shift of an optical DPSK signal input to the input port 4 of the MZ type 1-bit delay device 2 and optical signals output from the output ports 5 and 6. It is.
  • the curve K1 indicated by the solid line is the optical spectrum of the DPSK signal input to the MZ type 1-bit delay device 2
  • the curve K2 indicated by the broken line is the output port of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • Curve K3 is the spectrum of the optical signal from which the output port 6 (destructive port) output of MZ type 1-bit delay 2 is also output.
  • Figure 3 shows the spectrum of output port 5 (constructive port)
  • Figure 4 shows the spectrum of output port 6 (destructive port).
  • Both the graphs in Fig. 3 and Fig. 4 are normalized by their maximum values.
  • the optical signal output from the output port 5 can stabilize the receiving sensitivity by controlling the maximum value of the optical output characteristic with respect to the wavelength shift.
  • the optimum operating point of the phase control of the vertical 1-bit delay device 2 for the input optical signal It becomes.
  • the optical signal output from the output port 6 can be stabilized in receiving sensitivity by performing the minimum control of the optical output characteristic with respect to the wavelength shift.
  • a control algorithm such as a hill-climbing method can be used as a method of maximum value control or minimum value control of the light output characteristics.
  • a control algorithm such as a gradient method or an optimal solution search method based on a straight line search method can be used.
  • the optical-electrical conversion means As described above, according to the optical receiver of the first embodiment, the optical-electrical conversion means
  • the stability control is performed based on the output of the PD (for example, PD), the reception sensitivity can be stabilized at low cost and with high accuracy.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the optical receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the configuration of the phase control unit 9 is shown in detail. That is, the phase control unit 9 shown in the figure includes a preamplifier 12 to which the optical output of PD8 is input, and a preamplifier 12.
  • the low-pass filter (LPF) 13 that cuts off the high-frequency components of the output, the dither signal source 16 that generates the dither signal, the dither signal and the output signal of the LPF 13 are input, and the phase comparison between these output signals is performed.
  • LPF low-pass filter
  • Mixer 14 as a phase comparison unit that outputs the phase comparison signal as an error signal
  • phase control circuit 15 that outputs a DC voltage based on the output signal (error signal) of mixer 14, and a dither signal superimposed on the DC voltage
  • an adder 17 for generating the same.
  • Other configurations are the same as or equivalent to the configurations of the first embodiment, and these portions are denoted by the same reference numerals.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 via the calorie calculator 17.
  • this dither signal is superimposed on the optical signals output from the output ports 5 and 6.
  • the meaning of low frequency is that the frequency is low compared to the frequency in the RF band. By using such a low frequency signal, the use of expensive RF equipment can be eliminated.
  • the dither signal need not be a single-frequency sine wave, but may contain a low-frequency f [Hz] frequency component.
  • the dither signal superimposed on the optical signal is converted into an electrical signal by the PD 8 via the optical power bra 7 as light intensity information.
  • the dither signal converted into the electrical signal is amplified to a desired level by the preamplifier 12 and passes through a low-pass filter (hereinafter abbreviated as “LPF”) 13 having a cutoff frequency of f [Hz], for example, and then the mixer 14 Output to one input end.
  • LPF low-pass filter
  • the dither signal generated by the dither signal source 16 is input to the other input terminal of the mixer 14.
  • a phase comparison signal representing a phase comparison result between the original dither signal and the dither signal after optical Z electrical conversion is output as an error signal.
  • phase control circuit 15 a phase control signal based on this error signal is generated and output to the adder 17.
  • the dither signal is superimposed on the phase control signal by the adder 17, and the phase control of the MZ type 1-bit delay unit 2 is executed based on the phase control signal on which the dither signal is superimposed.
  • FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation at the optimum point in the optical receiver shown in FIG. 5, and FIG. 7 shows the shift of the operating point from the optimum value to the long wavelength side in the optical receiver shown in FIG.
  • FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation when the operating point is shifted to the optimum value power short wavelength side in the optical receiver shown in FIG. is there
  • FIG. 6 shows the operation of the MZ type 1-bit delay device 2 at the optimum point.
  • the phase control signal shown in FIG. 6A represents the output signal of the adder 17 applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is superimposed on the phase control signal that is the output of the phase control circuit 15 via the adder 17.
  • the operating characteristic curve shown in Fig. 5 (b) shows the optical output characteristic of the output port 5 (constructive port) of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the optical output periodically changes with the voltage applied to the phase control function 40.
  • the operating point indicated by “ ⁇ ” is the optimum operating point that can give the maximum value of light intensity. Therefore, when a voltage that includes a dither signal is applied, the output optical signal from output port 5 (constantive port) of MZ type 1-bit delay device 2 has a frequency component of 2f [Hz] as shown in (c) of the figure.
  • the output signal of the preamplifier 12 has a waveform as shown in FIG.
  • FIG. 7 shows the operation of the MZ type 1-bit delay device 2 when the voltage applied to the phase control function 40 is shifted to the optimum value strength wavelength side.
  • the phase control signal shown in FIG. 2A represents the output signal of the adder 17 applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is superimposed on the control signal that is the output of the phase control circuit 15 through the adder 17.
  • the operation characteristic curve shown in Fig. 5 (b) shows the optical output characteristic of the output port 5 (constructive port) of the MZ type 1-bit delay device 2. As this operating characteristic curve shows, the voltage applied to the phase control function 40 is shifted to the optimum value strength wavelength side.
  • the output optical signal of output port 5 (constantive port) of delay device 2 contains a frequency component of f [Hz] as shown in Fig. (C), and the output signal of preamplifier 12 is shown in Fig. (D).
  • the waveform is as shown in.
  • FIG. 8 shows the operation of the MZ type 1-bit delay device 2 when the voltage applied to the phase control function 40 is shifted to the optimum value power short wavelength side.
  • the figure (a) shows the output signal of the adder 17 applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is superimposed on the control signal that is the output of the phase control circuit 15 through the adder 17.
  • the operating characteristic curve shown in Fig. 5 (b) shows the optical output characteristic of the output port 5 (constructive port) of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the voltage applied to the phase control function 40 deviates from the optimum value to the short wavelength side.
  • the output light from the output port 5 (constantive port) of the MZ type 1-bit delay device 2 The signal includes a frequency component of f [Hz] as shown in Fig. 7 (c), the phase of which is half a cycle different from the waveform of Fig. 7 (c).
  • the waveform is as shown in d).
  • the output signal of the preamplifier 12 and the dither signal output from the dither signal source 16 are synchronously detected by the mixer 14, and the output signal of the mixer 14 output at this time is shown in FIG. This is a positive DC voltage.
  • the mixer 14 outputs a DC voltage error signal corresponding to the deviation from the optimum value of the voltage applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2. Therefore, the phase control circuit 15 can realize the stability of the reception sensitivity by controlling the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 so that the error signal output to itself becomes zero. it can.
  • the light intensity bra 7 shown in FIG. 5 may be arranged at the output port 6 (destructive port) of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • phase control function of MZ type 1-bit delay device 2 40 Since a positive error signal is obtained when the value of the applied voltage deviates from the optimum value to the long wavelength side, and a negative error signal is obtained when the value deviates to the short wavelength side, control in the opposite direction to the above is performed. do it.
  • the optical Z electrical conversion means As described above, according to the optical receiver of the second embodiment, the optical Z electrical conversion means
  • the stability key control using the low-speed dither signal is performed in addition to the output of (for example, PD), the stability of the reception sensitivity can be achieved at low cost and with high accuracy.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the optical receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the dither signal to the preamplifier 12 is output from one of the output ports of the MZ type 1-bit delay device 2 via the optical power plug 7. Unlike the above, the difference is that the output is from the lanced receiver 10.
  • Other configurations are the same as or equivalent to the configurations of the first and second embodiments, and these portions are denoted by the same reference numerals.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 via the adder 17. As a result, this dither signal is superimposed on the optical signals output from the output ports 5 and 6.
  • the dither signal superimposed on the optical signal is converted into an electric signal by the balanced receiver 10 as light intensity information.
  • the reception sensitivity of the dither signal converted into an electrical signal is improved by 3 dB as with the DPSK signal due to the differential reception of the receiver 10.
  • the dither signal converted into the electrical signal is branched by the RF power splitter 18 and amplified to a desired level by the amplifier 12, and after passing through the LPF 13 having a cutoff frequency of f [Hz], for example, The signal is output to one input terminal of the mixer 14.
  • the dither signal generated by the dither signal source 16 is input to the other input terminal of the mixer 14.
  • the mixer 14 to which these signals are inputted outputs a phase comparison signal representing a phase comparison result between the original dither signal and the dither signal after optical Z electrical conversion as an error signal.
  • a phase control signal based on this error signal is generated and output to the adder 17.
  • This phase control signal is superposed with a dither signal by an adder 17 and the dither signal is superposed. Based on the phase control signal, phase control of the MZ type 1-bit delay device 2 is executed.
  • FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation at the optimum point in the optical receiver shown in FIG. 9, and FIG. 11 shows the optimum value strength in the optical receiver shown in FIG.
  • FIG. 12 is a waveform diagram for explaining the operation when shifted to the wavelength side.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation when the operating point is shifted to the optimum value power short wavelength side in the optical receiver shown in FIG. It is a waveform diagram.
  • FIG. 10 shows the operation of the MZ type 1-bit delay device 2 at the optimum point.
  • the phase control signal shown in FIG. 6A represents the output signal of the adder 17 applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2.
  • the dither signal of low frequency f [Hz] generated by the dither signal source 16 is superimposed on the phase control signal that is the output of the phase control circuit 15 via the adder 17.
  • the operating characteristic curve shown in Fig. 7 (b) shows the optical output characteristics of output port 5 (constructive port) and output port 6 (destructive port) of MZ type 1-bit delay device 2. Yes. These operating characteristics are such that the light output changes reciprocally and periodically with respect to the voltage applied to the phase control function 40, and each light point at each optimum point indicated by “ ⁇ ” in FIG. Output is maximum output (output port 5) and minimum output (output port 6). Therefore, when a voltage including a dither signal is applied, the output optical signals of the output ports 5 and 6 of the MZ type 1-bit delay device 2 are 2f [Hz] whose phases are inverted as shown in FIG. ] And the output signal of the preamplifier 12 after differential reception has a waveform as shown in FIG.
  • FIG. 11 and FIG. 12 show waveforms representing respective operations when the voltage applied to the phase control function 40 is shifted to the long wavelength side or the optimum value force is also shifted to the short wavelength side.
  • the basic operation is the same as in Fig. 7 and Fig. 8. The difference is that the differential output signals obtained in Fig. 11 (d) and Fig. 12 (d) are shown in Fig. 7 (d) and Fig. 8 (d), respectively. ) Twice the amplitude is there.
  • the mixer 14 outputs a DC voltage error signal corresponding to the deviation of the voltage applied to the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 from the optimum value. Therefore, the phase control circuit 15 can realize the stability of the reception sensitivity by controlling the phase control function 40 of the MZ type 1-bit delay device 2 so that the error signal output to itself becomes zero. it can. In addition, since the differential output signal is an electric signal having twice the amplitude, a 3 dB error detection capability improvement can be expected compared to the second embodiment.
  • the stability control using the low-frequency dither signal can be performed as in the second embodiment.
  • the stability of the sensitivity can be realized at low cost, and the dither signal is detected after the differential reception. Therefore, the stability of the reception sensitivity can be realized with higher accuracy.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the optical receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the optical receiver shown in the figure includes an optical filter 19 inserted between the optical input signal terminal 1 and the input port 4 of the MZ type 1-bit delay device 2 in addition to the configuration of the first embodiment. Is configured. Other configurations are the same as or equivalent to the configurations of the first embodiment, and these portions are denoted by the same reference numerals.
  • the optical filter 19 has a band that is about twice as much as 0.8 force with respect to the free spectrum range of the MZ type 1-bit delay device 2. Therefore, in the optical receiving apparatus of the fourth embodiment, unnecessary noise components are reduced by the optical filter 19 and the bandwidth corresponding to the free spectral range of the MZ type 1-bit delay device 2 is selected.
  • the error detection capability after Z electrical signal conversion can be improved, and the stability of reception sensitivity can be further improved.
  • FIG. 14 shows the optical output of the output port 5 with respect to the wavelength shift of the input optical signal in the MZ type 1-bit delay device 2 shown in FIG. 13 under a situation where the optical signal-to-noise ratio of the input optical signal is poor.
  • FIG. 15 is a diagram showing the optical output characteristics of the output port 6 under the situation.
  • the curve indicated by “ ⁇ ” in the figure shows the optical output at the output port 5 of the MZ type 1-bit delay device 2 when the optical filter is not used.
  • the “ ⁇ ” marks indicate the optical output when the optical filter 19 having a bandwidth twice the free spectrum range of the MZ type 1-bit delay device 2 is used.
  • the use of the optical filter 19 can improve the error detection ability after the photoelectric signal conversion, and can improve the stability of the reception sensitivity with high accuracy.
  • an optical filter 19 having a band that is 0.8 times the free spectrum range of the vertical 1-bit delay device 2 may be selected.
  • the optical filter 19 having a band of about 0.8 to 2 times the free spectrum range of the 1-bit delay device is used. Thus, it is possible to stabilize the reception sensitivity at low cost and with high accuracy.
  • the fourth embodiment is realized by adding the optical filter 19 inserted between the optical input signal terminal 1 and the input port 4 of the vertical 1-bit delay device 2 to the configuration of the first embodiment.
  • this configuration can be added to the configurations of Embodiments 2 and 3 and Embodiment 5 described later. Even in the case of these configurations, the same effects as in the fourth embodiment can be obtained.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of the optical receiving apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the receiving system in the configuration of the second embodiment shown in FIG. 5, the receiving system has a clock data liqueory circuit (hereinafter abbreviated as “CDR circuit”) that functions as error detection means.
  • CDR circuit clock data liqueory circuit
  • 0 and FEC decoder 21 are added, and the error of FEC decoder 21 is added to the control system in addition to the first phase control system including optical power plug 7, PD8 and phase control unit 9 shown in FIG.
  • a second phase control system including a phase control circuit 22 that generates and outputs a control signal for controlling the MZ type 1-bit delay device 2 is added.
  • Other configurations are the same as or equivalent to the configurations of the second embodiment, and these portions are denoted by the same reference numerals.
  • the DPSK signal is converted into an electric signal by the balanced receiver 10.
  • the converted electrical signal is subjected to identification / reproduction processing in the CDR circuit 20 and then subjected to error correction processing in the FEC decoder 21. At this time, an error signal based on the error correction information in the FEC decoder 21 is generated.
  • the phase control circuit 22 controls the phase control function 41 of the MZ type 1-bit delay device 2 using the error signal V and V based on this error correction information.
  • the second phase control system according to the fifth embodiment uses the error correction information of the main signal as an error signal, it is possible to achieve a stable reception sensitivity with high accuracy. Can do.
  • phase control of the MZ type 1-bit delay device 2 is performed by using the first phase control system and the second phase control system as control loops having different time constants, both phase control systems Since the operation is mutually complementary, the stability of control can be improved.
  • control in the first phase control system is used for coarse adjustment
  • control in the second phase control system is used for fine adjustment.
  • the optical Z electrical conversion means As described above, according to the optical receiver of Example 5, the optical Z electrical conversion means
  • the stability control using the low-speed dither signal and the control using the error correction information of the receiving system are also performed. It is possible to stabilize the reception sensitivity at a low cost and with high accuracy, and to control the stability of the reception sensitivity at high speed.
  • the present invention is useful as a receiving apparatus applicable to a high-speed optical transmission system, and is particularly suitable for a case where it is desired to easily achieve a stable reception sensitivity.

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Abstract

　光受信装置において、受信感度の安定化を安価かつ高精度に実現する。 　光差動位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）信号を復号する１端子の入力ポートと２端子の出力ポートを有し、光の位相状態を制御する単一または複数の位相制御機能が設けられたマッハツェンダ型１ビット遅延器と、マッハツェンダ型１ビット遅延器の片側出力ポートから出力される光出力信号の一部を分岐して電気信号に変換する光／電気変換手段と、この光／電気変換手段の出力信号を誤差信号として用い、マッハツェンダ型１ビット遅延器の位相状態を制御する位相制御部とを備える。

Description

明 細 書
光受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、光受信装置に関するものであり、特に、マツハツヱンダ（Mach— Zehnde r： MZ)型の光復号器を用いた光受信装置に関するものである。
背景技術
[0002] 従来の光通信システムでは、例えば OOK (On— Off Keying)方式などの光強度 を利用した変調方式を用いた情報伝送が行われて 、る。
[0003] 一方、近年の光通信システムの高速化、低コスト化に伴 、、 OOK方式に比較して 非線形耐カに優れ、かつ約 2倍 (3dB)の感度改善効果が期待される光位相情報を 利用した DPSK (Differential Phase Shift Keying)方式が注目されている。
[0004] この DPSK方式で伝送された光信号の復号には、例えばマツハツヱンダ型の 1ビッ ト遅延器 (以下「MZ型 1ビット遅延器」と呼称)を用いた光復号器が用いられる。なお 、この MZ型 1ビット遅延器は、リチウムナイォベイト（LiNb03)などで形成された誘電 体導波路の電気光学効果を利用して伝送された光信号の復号を行っている。
[0005] この MZ型 1ビット遅延器では、連続するビット間の位相差が 0である場合にはコンス トラクティブポート（constructive port)と呼ばれる一方のポートに光信号が出力さ れ、位相差が πである場合にはディストラタティブポート（destructive port)と呼ば れる他方のポートに光信号が出力され、これらの両ポートからの光出力がバランスド レシーバと呼ばれる光受信器で差動受信される。このように、 MZ型 1ビット遅延器を 具備する光受信装置では、バランスドレシーバを用いた差動受信を併用することで、 受信感度を向上させるようにして 、る。
[0006] し力しながら、温度等の環境変化により MZ型 1ビット遅延器の位相あるいは入力光 信号の波長が変化する場合には受信感度の劣化が生じる。したがって、温度等の環 境変化が生ずる場合であっても、受信感度を安定化させることが従来力もの課題で めつに。
[0007] このような課題を解決するための従来技術として、バランスドレシーバにて差動受信 した光信号のビットレート周波数成分が最大となるように制御する MZ型 1ビット遅延 器の位相安定化手法が提案されている (例えば、非特許文献 1参照)。
[0008] この非特許文献 1に示される光受信装置は、 1ビット遅延器、バランスドレシーバな どを備える DPSK受信器と、 RFパワー分岐器、 RFパワー検出器、位相制御回路な どを備える制御系とで構成され、ノ ランスドレシーバ直後の高速電気信号の一部が R Fパワー分岐器にぉ 、て分岐され、 RFパワー検出器によってその RFパワーを測定 するようにしている。その結果、この光受信装置では、測定された RFパワーが最大と なるようにマツハツヱンダ型 1ビット遅延器の位相制御機能の制御を行うことで受信感 度の安定ィ匕を図るようにして 、る。
[0009] また、他の手法の一つとして、バランスドレシーバに流れる直流電流に基づいた位 相制御を行う MZ型 1ビット遅延器の位相安定ィ匕手法も提案されている（例えば、非 特許文献 2参照)。
[0010] この非特許文献 2に示される光伝送システムの受信装置は、 1ビット遅延器、バラン スドレシーバなどを備える DPSK受信器と、 DC電流検出器、位相制御回路などを備 える制御系とで構成され、バランスドレシーバの直流電流成分を直流電流検出器で 検出し、検出された直流電流値に基づいてマツハツヱンダ型 1ビット遅延器に具備さ れる位相調整機能の制御を行うことで受信感度の安定ィ匕を図るようにして ヽる。
[0011] 非特許文献 l : Biljana Milivojevic et al, "Practical 40 Gbit/s CSRZ— DPSK transmission system with signed online chromatic dispersion detection" ECOC2003, TU364
非特許文献 2 : Eric A. Swanson et al, "High Sensitivity Optically Pr eamplified Direct DetecOtion DPSK Receiver with Active Delay— Li ne Stabilization" Photonics technology letters, vol. 6, 1994 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0012] し力しながら、非特許文献 1に示される従来技術では、 RFパワー分岐器と RFパヮ 一検出器のような高価な RF機器を必要とするという問題点があった。
[0013] 一方、非特許文献 2に示される従来技術では、バランスドレシーバの直流電流に基 づいた制御を行うため、制御に必要な誤差信号の品質が十分でないという問題点が あった。
[0014] すなわち、従来の光受信装置においては、装置の低コスト化と光出力を安定ィ匕す るための制御精度との両立に難点があった。
[0015] この発明は、上述のような問題点を解決するためになされたもので、その目的は、 装置を安価に構成するとともに MZ型 1ビット遅延器の位相変化や入力光信号の波 長変化に起因する受信感度の変動を安定化することができる光受信装置を得るもの である。
課題を解決するための手段
[0016] この発明に係る光受信装置は、光の位相状態を制御する単一または複数の位相 制御機能をもつマッハツエンダ型 1ビット遅延器と、前記マッハツエンダ型 1ビット遅延 器の片側出力ポートから出力される光出力信号の一部を分岐して電気信号に変換 する光 Z電気変換手段と、前記光 Z電気変換手段の出力信号を誤差信号として用 V、、前記マッハツエンダ型 1ビット遅延器の位相状態を制御する位相制御部とを設け たものである。
発明の効果
[0017] この発明に係る光受信装置は、光 Z電気変換手段の出力に基づいた安定化制御 が行われるので、受信感度の安定ィ匕を安価かつ高精度に実現することができると 、う 効果を奏する。
図面の簡単な説明
[0018] [図 1]本発明の実施例 1に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 2]本発明の実施例 1に係る光受信装置の MZ型 1ビット遅延器の入力ポートに入 力される光 DPSK信号と出力ポートから出力される光信号の波長シフトに対する光 出力特性を示す図である。
[図 3]図 2に示した出力ポート 5の出力特性における中心波長（ト · =0)近傍のスぺク トルを拡大した図である。
[図 4]図 2に示した出力ポート 6の出力特性における中心波長（ト · =0)近傍のスぺク トルを拡大した図である。 [図 5]本発明の実施例 2に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 6]本発明の実施例 2に係る光受信装置における最適点での動作を説明するため の波形図である。
[図 7]本発明の実施例 2に係る光受信装置において動作点が最適値力 長波長側に ずれたときの動作を説明するための波形図である。
[図 8]本発明の実施例 2に係る光受信装置において動作点が最適値力 短波長側に ずれたときの動作を説明するための波形図である。
[図 9]本発明の実施例 3に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 10]本発明の実施例 3に係る光受信装置における最適点での動作を説明するた めの波形図である。
[図 11]本発明の実施例 3に係る光受信装置において動作点が最適値力も長波長側 にずれたときの動作を説明するための波形図である。
[図 12]本発明の実施例 3に係る光受信装置において動作点が最適値力も短波長側 にずれたときの動作を説明するための波形図である。
[図 13]本発明の実施例 4に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 14]本発明の実施例 4に係る光受信装置の MZ型 1ビット遅延器において、入力光 信号の光信号対雑音比が悪い状況下での入力光信号の波長シフトに対する出力ポ ート 5の光出力特性を示す図である。
[図 15]本発明の実施例 4に係る光受信装置の MZ型 1ビット遅延器において、入力光 信号の光信号対雑音比が悪い状況下での出力ポート 6の光出力特性を示す図であ る。
[図 16]本発明の実施例 5に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
発明を実施するための最良の形態
[0019] 以下に、本発明の光受信装置に係る実施例 1一 5を図面に基づいて詳細に説明す る。なお、これらの実施例 1一 5により本発明が限定されるものではない。
実施例 1
[0020] 図 1は、本発明の実施例 1に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。同図 に示す光受信装置は、受信系 (DPSK受信器)と制御系とを備えている。受信系は、 光入力信号端子 1と、 1端子の入力ポート 4および 2端子の出力ポート 5、 6を具備す るとともに、例えば DPSK信号などを復号する MZ型 1ビット遅延器 2と、 2端子の出力 ポート 5、 6から出力された光信号を差動受信するバランスドレシーバ 10と、電気出力 端子 11と、を備えるように構成されている。また、制御系は、光信号の一部を分岐す る光力プラ 7と、光 Z電気変換手段としての PD (Photo Diode) 8と、 MZ型 1ビット遅 延器 2の位相を制御するための位相制御信号を出力する位相制御部 9と、を備える ように構成されている。
[0021] MZ型 1ビット遅延器 2には、位相制御部 9の制御対象として単一または複数の位相 制御機能 40が具備されている。この位相制御機能 40は、例えば MZ型 1ビット遅延 器 2に具備される電極 (RF電極、 DC電極)、光導波路などがその機能を具現する。 例えば、電極への印加電圧に基づいて光導波路の屈折率を変化させることができ、 当該屈折率の変化に基づいて光受信信号の位相制御を行うことができる。
[0022] つぎに、図 1に示した光受信装置の動作について説明する。同図において、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5から出力される光信号は光力ブラ 7により一部分岐さ れ、 PD8において電気信号に変換される。 PD8で変換された電気信号は位相制御 部 9に入力され処理され、制御信号として MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40 に印加される。後述のとおり、この電気信号のパワーが最大となる場合が入力光信号 に対する MZ型 1ビット遅延器 2の最適動作点であり、この電気信号が最大値となるよ うなフィードバック制御を行うことで、受信感度の安定ィ匕制御が可能となる。
[0023] なお、図 1では、出力ポート 5の光信号の一部を光力プラ 7によって分岐しているが 、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 6の光出力を分岐するようにしてもよい。この構 成の場合にも、光 Z電気変換した電気信号を用いたフィードバック制御により、受信 感度の安定ィ匕制御が可能となる。
[0024] 図 2は、 MZ型 1ビット遅延器 2の入力ポート 4に入力される光 DPSK信号と、出力ポ ート 5、 6から出力される光信号の波長シフトに対する光出力特性を示す図である。同 図において、実線で示される曲線 K1が MZ型 1ビット遅延器 2に入力される DPSK信 号の光スペクトルであり、波線で示される曲線 K2が MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポ ート 5 (コンストラタティブポート)から出力される光信号のスペクトルであり、一点鎖線 で示される曲線 K3が MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 6 (ディストラタティブポート） 力も出力される光信号のスペクトルである。
[0025] また、図 3及び図 4は、図 2に示した出力ポート 5、 6の各出力特性における中心波 長（ト · =0)近傍のスペクトルを拡大した図である。例えば、図 3は出力ポート 5 (コンス トラクティブポート）のスぺクトノレであり、図 4は出力ポート 6 (ディストラタティブポート） のスペクトルを示している。なお、図 3および図 4の両グラフともに、それぞれの最大値 で正規化している。
[0026] つぎに、図 3及び図 4をそれぞれ参照して、図 1に示した光受信装置における ΜΖ 型 1ビット遅延器 2の出力安定ィ匕制御について説明する。図 3に示されるように、ト' = 0となる波長が局所的最大値を与えることになり、入力光信号に対する ΜΖ型 1ビット 遅延器 2の位相制御の最適動作点となる。すなわち、出力ポート 5から出力される光 信号は、波長シフトに対する光出力特性の最大値制御を行うことで受信感度の安定 化が可能となる。
[0027] 同様に、図 4に示されるように、ト · =0となる波長が局所的最小値を与えることになり 、入力光信号に対する ΜΖ型 1ビット遅延器 2の位相制御の最適動作点となる。すな わち、出力ポート 6から出力される光信号は、波長シフトに対する光出力特性の最小 値制御を行うことで受信感度の安定ィ匕が可能となる。
[0028] なお、光出力特性の最大値制御もしくは最小値制御の手法としては、例えば山登り 法などの制御アルゴリズムを用いることができる。また、受信感度の安定化制御を高 速に行う場合には、例えば勾配法や、直線探索法に基づく最適解探索法などの制 御アルゴリズムを用いることができる。
[0029] 以上説明したように、この実施例 1に係る光受信装置によれば、光 Ζ電気変換手段
(例えば PD)の出力に基づ 、た安定ィ匕制御を行うようにして!/、るので、安価かつ高精 度に受信感度の安定ィ匕を図ることができる。
実施例 2
[0030] 図 5は、本発明の実施例 2に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。同図 に示す光受信装置では、位相制御部 9の構成を詳細に示している。すなわち、同図 に示す位相制御部 9は、 PD8の光出力が入力されるプリアンプ 12と、プリアンプ 12 の出力の高周波成分を遮断するローパスフィルタ (LPF) 13と、ディザ信号を発生す るディザ信号源 16と、ディザ信号および LPF13の出力信号が入力され、これらの出 力信号間の位相比較を行った位相比較信号を誤差信号として出力する位相比較手 段としてのミキサ 14と、ミキサ 14の出力信号 (誤差信号）に基づいた DC電圧を出力 する位相制御回路 15と、 DC電圧にディザ信号を重畳させるための加算器 17とを備 えるように構成されている。なお、その他の構成については、実施例 1の構成と同一 あるいは同等であり、これらの部分には、同一符号を付して示している。
[0031] つぎに、図 5に示す光受信装置の動作について説明する。なお、ここでは実施例 1 とは異なる処理を中心に説明し、共通な処理についての説明は省略する。
[0032] 図 5において、ディザ信号源 16で生成される低周波数 f [Hz]のディザ信号は、カロ 算器 17を介して MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加される。その結果、 出力ポート 5、 6から出力される光信号には、このディザ信号が重畳される。なお、低 周波数という意味は、 RF帯の周波数に比して低周波であればよぐこのような低周波 数の信号を用いることで高価な RF機器の使用を排除することができる。また、このデ ィザ信号は単一周波数の正弦波である必要はなぐ低周波数 f [Hz]の周波数成分を 含むものであればよい。
[0033] 光信号に重畳されたディザ信号は、光強度情報として光力ブラ 7を介した PD8にて 電気信号に変換される。電気信号に変換されたディザ信号は、プリアンプ 12で所望 のレベルに増幅され、例えば f [Hz]のカットオフ周波数を持つローパスフィルタ（以下 「LPF」と略記） 13を通過した後、ミキサ 14の一方の入力端に出力される。一方、ミキ サ 14の他方の入力端には、ディザ信号源 16が発生するディザ信号が入力される。こ れらの信号が入力されたミキサ 14では、元のディザ信号および光 Z電気変換後のデ ィザ信号との位相比較結果を表す位相比較信号が誤差信号として出力される。位相 制御回路 15では、この誤差信号に基づいた位相制御信号が生成され加算器 17に 出力される。この位相制御信号は加算器 17でディザ信号が重畳され、このディザ信 号が重畳された位相制御信号に基づいて MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御が実行 される。
[0034] つぎに、図 6—図 8を参照して、図 5に示した光受信装置の動作を説明する。なお、 図 6は、図 5に示す光受信装置における最適点での動作を説明するための波形図で あり、図 7は、図 5に示す光受信装置において動作点が最適値から長波長側にずれ たときの動作を説明するための波形図であり、図 8は、図 5に示す光受信装置におい て動作点が最適値力 短波長側にずれたときの動作を説明するための波形図である
[0035] 図 6では、最適点における MZ型 1ビット遅延器 2の動作が示されている。同図（a) に示される位相制御信号は、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加される 加算器 17の出力信号を表して ヽる。ディザ信号源 16で生成される低周波数 f [Hz] のディザ信号は、加算器 17を介して位相制御回路 15の出力である位相制御信号に 重畳される。
[0036] 同図（b)に示される動作特性曲線は、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5 (コンス トラクティブポート）の光出力特性を示している。この動作特性曲線が示すように、位 相制御機能 40に印加する電圧に対して周期的に光出力が変化する。なお、「參」印 で示した動作点が光強度の最大値を与え得る最適な動作点である。よって、ディザ 信号を含む電圧を印加した場合、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5 (コンストラタ ティブポート）の出力光信号は同図（c)に示すような 2f [Hz]の周波数成分が含まれ 、プリアンプ 12の出力信号は同図（d)に示すような波形となる。
[0037] このプリアンプ 12の出力信号とディザ信号源 16から出力された同図（e)に示される ディザ信号とは、ミキサ 14にて同期検波され、このとき出力されるミキサ 14の出力信 号は同図（f)に示すような零レベルの DC電圧となる。
[0038] 図 7では、位相制御機能 40に印加する電圧が最適値力 長波長側にずれたときの MZ型 1ビット遅延器 2の動作が示されている。同図（a)に示される位相制御信号は、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加される加算器 17の出力信号を表し ている。なお、ディザ信号源 16で生成される低周波数 f [Hz]のディザ信号は加算器 17を通して位相制御回路 15の出力である制御信号に重畳される。
[0039] 同図（b)に示される動作特性曲線は、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5 (コンス トラクティブポート）の光出力特性を示している。この動作特性曲線が示すように、位 相制御機能 40に印加する電圧が最適値力 長波長側にずれた結果、 MZ型 1ビット 遅延器 2の出力ポート 5 (コンストラタティブポート）の出力光信号は、同図（c)に示す ような f [Hz]の周波数成分が含まれ、プリアンプ 12の出力信号は同図（d)に示すよう な波形となる。
[0040] このプリアンプ 12の出力信号とディザ信号源 16から出力された同図（e)に示される ディザ信号とは、ミキサ 14にて同期検波され、このとき出力されるミキサ 14の出力信 号は同図（f)に示されるような負の DC電圧となる。
[0041] 図 8では、位相制御機能 40に印加する電圧が最適値力 短波長側にずれたときの MZ型 1ビット遅延器 2の動作が示されている。同図（a)は MZ型 1ビット遅延器 2の位 相制御機能 40に印加される加算器 17の出力信号を表している。ディザ信号源 16で 生成される低周波数 f [Hz]のディザ信号は加算器 17を通して位相制御回路 15の出 力である制御信号に重畳される。
[0042] 同図（b)に示される動作特性曲線は、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5 (コンス トラクティブポート）の光出力特性を示している。この動作特性曲線が示すように、位 相制御機能 40に印加する電圧が最適値から短波長側にずれた結果、 MZ型 1ビット 遅延器 2の出力ポート 5 (コンストラタティブポート）の出力光信号は、同図（c)に示す ような、図 7 (c)の波形に比して位相が半周期異なる f [Hz]の周波数成分が含まれ、 プリアンプ 12の出力電気信号は同図（d)に示すような波形となる。
[0043] このプリアンプ 12の出力信号とディザ信号源 16から出力されたディザ信号とは、ミ キサ 14にて同期検波され、このとき出力されるミキサ 14の出力信号は同図（f)に示さ れるような正の DC電圧となる。
[0044] このように、ミキサ 14は、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加する電圧 の最適値からのずれに対応して DC電圧の誤差信号を出力する。したがって、位相 制御回路 15は、自身に出力される誤差信号が零となるように MZ型 1ビット遅延器 2 の位相制御機能 40を制御することで、受信感度の安定ィ匕を実現することができる。
[0045] さらに、位相制御回路 15中に広域部分を制限するローパスフィルタを設けるように すれば、ミキサ 14の出力中に含まれる余分な高周波成分を抑圧することができる。
[0046] また、図 5に示した光力ブラ 7を MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 6 (ディストラクテ イブポート）に配してもよい。この場合には、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40 に印加する電圧の最適値から長波長側にずれた場合には正の誤差信号、短波長側 にずれた場合には負の誤差信号が得られるので、上述と逆向きの制御を行うように すればよい。
[0047] 以上説明したように、この実施例 2に係る光受信装置によれば、光 Z電気変換手段
(例えば PD)の出力に加えて、低速のディザ信号を用いた安定ィ匕制御を行うようにし て 、るので、安価かつ高精度に受信感度の安定ィ匕を図ることができる。
実施例 3
[0048] 図 9は、本発明の実施例 3に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。実施 例 2では、プリアンプ 12へのディザ信号を、光力プラ 7を介して MZ型 1ビット遅延器 2 のいずれかの出力ポートから出力するようにしていた力 この実施例 3では、実施例 2 とは異なり、ノ《ランスドレシーバ 10から出力するようにしている点が相違する。なお、 その他の構成については、実施例 1、 2の構成と同一あるいは同等であり、これらの 部分には、同一符号を付して示している。
[0049] つぎに、図 9に示す光受信装置の動作について説明する。同図において、ディザ 信号源 16で生成される低周波数 f [Hz]のディザ信号は、加算器 17を介して MZ型 1 ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加される。その結果、出力ポート 5、 6から出力 される光信号には、このディザ信号が重畳される。
[0050] 光信号に重畳されたディザ信号は、光強度情報としてバランスドレシーバ 10で電気 信号に変換される。電気信号に変換されたディザ信号の受信感度は、ノ ランスドレシ ーバ 10の差動受信によって DPSK信号と同様に 3dB向上する。
[0051] 電気信号に変換されたディザ信号は、 RFパワー分岐器 18により分岐され、ブリア ンプ 12で所望のレベルに増幅され、例えば f[Hz]のカットオフ周波数を持つ LPF13 を通過した後、ミキサ 14の一方の入力端に出力される。一方、ミキサ 14の他方の入 力端には、ディザ信号源 16が発生するディザ信号が入力される。これらの信号が入 力されたミキサ 14は、元のディザ信号および光 Z電気変換後のディザ信号との位相 比較結果を表す位相比較信号が誤差信号として出力される。位相制御回路 15では 、この誤差信号に基づいた位相制御信号が生成され加算器 17に出力される。この位 相制御信号は加算器 17でディザ信号が重畳され、このディザ信号が重畳された位 相制御信号に基づいて MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御が実行される。
[0052] つぎに、図 10—図 12を参照して、図 9に示した光受信装置の動作を説明する。な お、図 10は、図 9に示す光受信装置における最適点での動作を説明するための波 形図であり、図 11は、図 9に示す光受信装置において動作点が最適値力 長波長 側にずれたときの動作を説明するための波形図であり、図 12は、図 9に示す光受信 装置において動作点が最適値力 短波長側にずれたときの動作を説明するための 波形図である。
[0053] 図 10では、最適点における MZ型 1ビット遅延器 2の動作が示されている。同図（a) に示される位相制御信号は、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加される 加算器 17の出力信号を表して ヽる。ディザ信号源 16で生成される低周波数 f [Hz] のディザ信号は、加算器 17を介して位相制御回路 15の出力である位相制御信号に 重畳される。
[0054] 同図（b)に示される動作特性曲線は、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5 (コンス トラクティブポート）および出力ポート 6 (ディストラタティブポート）の光出力特性を示し ている。これらの動作特性は、位相制御機能 40に印加する電圧に対して相反的かつ 周期的に光出力が変化し、同図 (b)の「參」印に示されるそれぞれの最適点において 、各光出力が最大出力（出力ポート 5)および最小出力（出力ポート 6)となる。よって、 ディザ信号を含む電圧を印加した場合、 MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5、 6の 各出力光信号は、同図（c)に示すように、互いに位相の反転した 2f [Hz]の周波数 成分が含まれ、差動受信した後のプリアンプ 12の出力信号は同図（d)に示すような 波形となる。
[0055] このプリアンプ 12の出力信号とディザ信号源 16から出力された同図（e)に示される ディザ信号とは、ミキサ 14にて同期検波され、このとき出力されるミキサ 14の出力信 号は同図（f)に示すような零レベルの DC電圧となる。
[0056] 図 11、図 12にはそれぞれ、位相制御機能 40に印加する電圧が最適値力も長波長 側にずれた場合あるいは短波長側にずれた場合の各動作を表す波形が示されて ヽ る。基本的な動作は、図 7、図 8と同様であり、相違点は図 11 (d)および図 12 (d)で 得られる差動出力信号が、それぞれ図 7 (d)および図 8 (d)の 2倍の振幅を持つことに ある。
[0057] このように、ミキサ 14は、 MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 40に印加する電圧 の最適値からのずれに対応して DC電圧の誤差信号を出力する。したがって、位相 制御回路 15は、自身に出力される誤差信号が零となるように MZ型 1ビット遅延器 2 の位相制御機能 40を制御することで、受信感度の安定ィ匕を実現することができる。さ らに、差動出力信号が 2倍の振幅を持つ電気信号であるため、実施例 2と比較して 3 dBの誤差検出能力向上が見込めると 、う効果が得られる。
[0058] 以上説明したように、この実施例 3に係る光受信装置によれば、実施例 2と同様に 低周波のディザ信号を用いた安定ィ匕制御を行うようにして ヽるので、受信感度の安 定ィ匕を安価に実現することができるとともに、差動受信後にディザ信号を検出するよう にして 、るので、受信感度の安定ィ匕をさらに高精度に実現することができる。
実施例 4
[0059] 図 13は、本発明の実施例 4に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。同 図に示す光受信装置では、実施例 1の構成に加えて、光入力信号端子 1と MZ型 1ビ ット遅延器 2の入力ポート 4との間に挿入される光フィルタ 19を備えるように構成され ている。なお、その他の構成については、実施例 1の構成と同一あるいは同等であり 、これらの部分には、同一符号を付して示している。
[0060] 光フィルタ 19は、 MZ型 1ビット遅延器 2のフリースペクトルレンジに対して 0. 8力ら 2 倍程度の帯域を有している。したがって、この実施例 4の光受信装置では、光フィル タ 19により不要雑音成分が削減されるとともに、 MZ型 1ビット遅延器 2のフリースぺク トルレンジに対応した帯域幅を選択することで、光 Z電気信号変換後の誤差検出能 力を向上させることができ、受信感度の安定ィ匕をさらに高精度化することができる。
[0061] また、図 14は、図 13に示す MZ型 1ビット遅延器 2において、入力光信号の光信号 対雑音比が悪い状況下での入力光信号の波長シフトに対する出力ポート 5の光出力 特性を示す図であり、図 15は、当該状況下における出力ポート 6の光出力特性を示 す図である。
[0062] つぎに図 14及び図 15を参照して、図 13に示した光受信装置での光フィルタ 19の 使用による誤差信号検出能力の向上について説明する。 [0063] 図 14において、図中の「〇」印で示した曲線が光フィルタを使用しないときの MZ型 1ビット遅延器 2の出力ポート 5での光出力を示したものであり、図中の「參」印が MZ 型 1ビット遅延器 2のフリースペクトルレンジに対して 2倍の帯域を有する光フィルタ 19 を使用したときの光出力を示したものである。
[0064] また、図 14におけるト · =0が入力光信号に対する MZ型 1ビット遅延器 2の位相の 最適動作点である。同図の波形に示されるように、ト · =0である最適動作点からのず れに対する光出力の変化率を高めることが理解できる。このことから、光フィルタ 19を 用いることで光 Ζ電気信号変換後の誤差検出能力を向上させ、受信感度の安定ィ匕 を高精度化することができる。
[0065] また、図 15に示される出力ポート 6の光出力特性においても、ト · =0の点が局所的 最小値を与える最適動作点となり、出力ポート 5のときと同様にト · =0である最適動 作点からのずれに対して光出力の変化を高めることができる。
[0066] なお、光フィルタ 19として、 ΜΖ型 1ビット遅延器 2のフリースペクトルレンジに対して 0. 8倍の帯域を有するものを選択してもよい。このような特性の光フィルタ 19を用い た場合には、ト · =0近傍の光出力特性にほとんど影響を与えることなぐト · =0であ る最適動作点からのずれに対する光出力の変化率をさらに高めることができる。
[0067] 以上説明したように、この実施例 4に係る光受信装置によれば、 1ビット遅延器のフ リースペクトルレンジに対して 0. 8から 2倍程度の帯域の光フィルタ 19を使用するよう にして 、るので、安価かつ高精度に受信感度の安定ィ匕を図ることができる。
[0068] なお、この実施例 4では、光入力信号端子 1と ΜΖ型 1ビット遅延器 2の入力ポート 4 との間に挿入される光フィルタ 19を実施例 1の構成に付加することで実現して ヽるが 、この構成を実施例 2および 3、ならびに後述する実施例 5の構成に付加することもで きる。なお、これらの構成の場合であっても、この実施例 4と同等の効果を得ることが できる。
実施例 5
[0069] 図 16は、本発明の実施例 5に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。同 図に示す光受信装置では、図 5に示した実施例 2の構成において、受信系には、誤 差検出手段として機能するクロックデータリカノリー回路 (以下「CDR回路」と略記） 2 0および FECデコーダ 21が付加され、制御系には、図 5に示した光力プラ 7、 PD8お よび位相制御部 9を具備する第 1の位相制御系にカ卩えて、 FECデコーダ 21の誤り検 出結果に基づ 、て MZ型 1ビット遅延器 2を制御するための制御信号を生成出力す る位相制御回路 22を具備する第 2の位相制御系が付加されるように構成されている 。なお、その他の構成については、実施例 2の構成と同一あるいは同等であり、これ らの部分には、同一符号を付して示している。
[0070] つぎに、図 16に示す光受信装置の動作について説明する。なお、ここでは実施例 2とは異なる処理を中心に説明し、共通な処理についての説明は省略する。
[0071] 図 16において、 DPSK信号はバランスドレシーバ 10にて電気信号に変換される。
変換された電気信号は、 CDR回路 20にて識別再生処理が施された後、 FECデコー ダ 21での誤り訂正処理が施される。この際、 FECデコーダ 21における誤り訂正情報 に基づいた誤差信号が生成される。位相制御回路 22は、この誤り訂正情報に基づ V、た誤差信号を用いて MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御機能 41を制御する。
[0072] このように、実施例 5に係る第 2の位相制御系は、主信号の誤り訂正情報を誤差信 号として用いて 、るので、受信感度の安定ィ匕を高精度に実現することができる。
[0073] また、第 1の位相制御系と第 2の位相制御系とを異なる時定数の制御ループとして MZ型 1ビット遅延器 2の位相制御を行うようにすれば、両者の位相制御系が相互補 完的な動作を行うので制御の安定度を向上させることができる。
[0074] さらに、第 1の位相制御系での制御を粗調用に使用し、第 2の位相制御系での制御 を微調用に使用することで制御の安定化と制御の高速化とを両立させることができる
[0075] 以上説明したように、この実施例 5に係る光受信装置によれば、光 Z電気変換手段
(例えば PD)の出力に加えて、低速のディザ信号を用いた安定ィ匕制御を行うとともに 、受信系（DPSK受信器)が有する誤り訂正情報を用いた制御をも行うようにしている ので、安価かつ高精度に受信感度の安定ィ匕を図ることができるとともに、受信感度の 安定ィ匕制御を高速に行うことができる。
[0076] 以上のように、本発明は、高速光伝送システムに適用可能な受信装置として有用で あり、特に、受信感度の安定ィ匕を簡易に実現したい場合などに好適である。

Claims

請求の範囲
[1] 光の位相状態を制御する単一または複数の位相制御機能をもつマッハツ ンダ型 1ビット遅延器と、
前記マッハツ ンダ型 1ビット遅延器の片側出力ポートから出力される光出力信号 の一部を分岐して電気信号に変換する光 Z電気変換手段と、
前記光 Z電気変換手段の出力信号を誤差信号として用い、前記マッハツエンダ型
1ビット遅延器の位相状態を制御する位相制御部と
を備えた光受信装置。
[2] 前記位相制御部は、
ディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
前記光 Z電気変換手段から出力される電気信号の低周波成分を通過させるロー パスフィルタと、
前記ディザ信号と前記ローパスフィルタの出力信号との間の位相比較結果を示す 位相比較信号を誤差信号として出力する位相比較手段と、
前記位相比較手段力 出力された誤差信号に基づいて前記マツハツヱンダ型 1ビ ット遅延器を制御するための位相制御信号を生成する位相制御回路と、
前記位相制御回路が出力する位相制御信号に前記ディザ信号を加算する加算器 とを有し、
前記加算器力 の出力信号に基づいて前記マツハツヱンダ型 1ビット遅延器の位相 状態を制御する
請求項 1記載の光受信装置。
[3] 前記位相比較手段が出力する誤差信号として DC電圧が出力される
請求項 2記載の光受信装置。
[4] 前記ディザ信号には、 RF帯の周波数に比して低周波である低周波信号成分が含 まれる
請求項 2記載の光受信装置。
[5] 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数力 前記ディザ信号に含まれる低周波信 号成分の周波数に設定されて ヽる 請求項 2記載の光受信装置。
[6] 光の位相状態を制御する単一または複数の位相制御機能をもつマッハツ ンダ型 1ビット遅延器と、
前記マッハツエンダ型 1ビット遅延器の一方および他方の出力ポートからそれぞれ 出力される光出力信号を差動受信するバランスドレシーバと、
前記バランスドレシーバの出力に基づ!、て前記マッハツエンダ型 1ビット遅延器の 位相状態を制御する位相制御部とを備え、
前記位相制御部は、
ディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
前記バランスドレシーバから出力される分岐出力の低周波成分を通過させるロー パスフィルタと、
前記ディザ信号と前記ローパスフィルタの出力信号との間の位相比較結果を示す 位相比較信号を誤差信号として出力する位相比較手段と、
前記位相比較手段力 出力された誤差信号に基づいて前記マッハツ ンダ型 1 ビット遅延器を制御するための位相制御信号を生成する位相制御回路と、
前記位相制御回路が出力する位相制御信号に前記ディザ信号を加算する加算 器とを有し、
前記位相制御部は、前記加算器からの出力信号に基づ 、て前記マッハツ ンダ型 1ビット遅延器の位相状態を制御する
光受信装置。
[7] 光の位相状態を制御する単一または複数の位相制御機能をもつマッハツ ンダ型 1ビット遅延器と、
前記マッハツ ンダ型 1ビット遅延器の片側出力ポートから出力される光出力信号 の一部を分岐して電気信号に変換する光 Z電気変換手段と、
前記光 Z電気変換手段の出力信号を誤差信号として用い、前記マッハツエンダ型
1ビット遅延器の位相状態を制御する位相制御部と
前記マッハツエンダ型 1ビット遅延器の一方および他方の出力ポートからそれぞれ 出力される光出力信号を差動受信するバランスドレシーバと、 前記バランスドレシーバの差動出力に対して識別再生処理および誤り訂正処理を 施す際に得られた誤り訂正情報に基づいた誤差信号を生成する誤差検出手段と、 前記誤差検出手段の出力に基づ 、て前記マツハツヱンダ型 1ビット遅延器を制御 するための第 2の位相制御信号を生成する第 2の位相制御回路とを備え、
前記位相制御部は、
ディザ信号を発生するディザ信号発生手段と、
前記光 Z電気変換手段から出力される電気信号の低周波成分を通過させるロー パスフィルタと、
前記ディザ信号と前記ローパスフィルタの出力信号との間の位相比較結果を示す 位相比較信号を誤差信号として出力する位相比較手段と、
前記位相比較手段力 出力された誤差信号に基づいて前記マッハツ ンダ型 1 ビット遅延器を制御するための第 1の位相制御信号を生成する第 1の位相制御回路 と、
前記第 1の位相制御回路が出力する第 1の位相制御信号に前記ディザ信号を加 算する加算器とを有し、
前記位相制御部は、前記加算器からの出力信号に基づ 、て前記マッハツ ンダ型
1ビット遅延器の位相状態を制御するとともに、
前記第 2の位相制御回路は、前記第 2の位相制御信号に基づ 、て前記マッハツ ンダ型 1ビット遅延器の位相状態を制御する
光受信装置。
前記マツハツヱンダ型 1ビット遅延器の入力ポートの前段に接続され、前記マツハツ ェンダ型 1ビット遅延器のフリースペクトルレンジに対して 0. 8— 2倍の帯域を有する 光フィルタをさらに備えた
請求項 1記載の光受信装置。
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