JP4818367B2 - 差動位相偏移変調及び差動直交位相偏移変調受信器及び送信器を制御する方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は一般的に光学的データ通信に関し、特に光学的データ通信に於ける差動位相偏移変調通信方式の変復調方法及び装置に関する。

差動位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）｛デーピーエスケー（ＤＰＳＫ）、又、差動２進位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、デービーピーエスケー（ＤＢＰＳＫ）としても知られる｝及び差動直交位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）｛デーキューピーエスケー（ＤＱＰＳＫ）｝は光学的データ伝送（ｏｐｔｉｃａｌ ｄａｔａ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）用に非常に魅力的な変調フォーマット（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ｆｏｒｍａｔｓ）である。バランスされた直接検出受信器（ｂａｌａｎｃｅｄ ｄｉｒｅｃｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）で使用時、デーピーエスケーは従来のオンオフキーイング受信器（ｏｎ−ｏｆｆ ｋｅｙｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）感度（ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）を約３ｄＢだけ性能が優る（ｏｕｔｐｅｒｆｏｒｍｓ）。デーピーエスケー変調フォーマットを用いて４０Ｇビット／秒で１０、０００ｋｍまでの高密度波長分割多重化（Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）｛デーダブリューデーエム（ＤＷＤＭ）｝伝送が示された。デーキューピーエスケーはシンボルレート（ｓｙｍｂｏｌ ｒａｔｅ）を有するがそれはデータレート（ｄａｔａ ｒａｔｅ）の半分である。例えば、４３Ｇビット／秒のデータレートでは、毎秒２１．５ギガシンボルレートが使われる。結果として、デーキューピーエスケーは、従来のフォーマット又はデーピーエスケーよりも、狭いスペクトルバンド幅（ｎａｒｒｏｗｅｒ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）、大きいクロマチック分散許容差（ｇｒｅａｔｅｒ ｃｈｒｏｍａｔｉｃ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）及び偏波モード分散（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）に関する大きい許容度、を有する。

デーピーエスケー及びデーキューピーエスケーはノンリターンツーゼロ（ｎｏｎ−ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）のエヌアールゼット型変調（ＮＲＺ−ｔｙｐｅ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ）され得て、或いは、もしリターンツーゼロ（ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）｛アールゼット（ＲＺ）｝パルスカーバー（ｐｕｌｓｅ ｃａｒｖｅｒ）が送信器に付加されるなら、アールゼット型変調され得る。アールゼット型は通常、光学的信号雑音比（ｏｐｔｉｃａｌ ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）｛オーエスエヌアール（ＯＳＮＲ）｝感度と、非線形性（ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ）に関するローバスト性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）と、に基づいて性能面でエヌアールゼット型に優る。

デーピーエスケー及びデーキューピーエスケー変調フォーマットは幾分複雑（ｒａｔｈｅｒ ｃｏｍｐｌｉｃａｔｅｄ）な送信器及び受信器を要する。図１−３はデーピーエスケー及びデーキューピーエスケー変調フォーマット用の送信器２０，２４及び受信器２２，２６を図解する。適当な動作用に、送信器２０，２４と受信器２２，２６は適当に同調（ｐｒｏｐｅｒｌｙ ｔｕｎｅｄ）されるべきである。商業的使用には、送信器２０，２４及び受信器２２，２６の動作で、適当な同調に寄与し、適当な状態を維持するために、制御ループ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｌｏｏｐｓ）が実施される。

光学的受信器は普通、遅延干渉計（ｄｅｌａｙ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒｓ）｛
デーアイエス（ＤＩｓ）｝とも呼ばれる非対称（ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）マッハツェンダー干渉計（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を有するが、該干渉計は光学的デーピーエスケー／デーキューピーエスケー復調器（ｏｐｔｉｃａｌ ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ）、及びバランスされたフォト検出器（ｂａｌａｎｃｅｄ ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒｓ）として作用する。該干渉計の２つのアーム（ａｒｍｓ）間の時間遅延（ｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ）は近似的に、光学的デーピーエスケー／デーキューピーエスケーのデータ信号（ｄａｔａ ｓｉｇｎａｌ）の時間シンボルスロット（ｔｉｍｅ ｓｙｍｂｏｌ ｓｌｏｔｓ）の整数倍で、下記の様に表され
Δｔ＝ｎＴ （１）
ここでｎ＝１，２，．．．、Ｔ＝１／Ｂはシンボルスロット（ｓｙｍｂｏｌ ｓｌｏｔ）であり、そしてＢはシンボルビットレート（ｓｙｍｂｏｌ ｓｌｏｔ ｒａｔｅ）である。光学的復調器（ｏｐｔｉｃａｌ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）はデーピーエスケー／デーキューピーエスケー位相変調された信号を、１つの出力では振幅変調された光学的信号に、そしてもう１つの出力では反転された（ｉｎｖｅｒｔｅｄ）振幅変調光学信号に変換（ｃｏｎｖｅｒｔｓ）する。これらの信号は、受信器２２，２６で図解されるピーアイエヌ（ＰＩＮ）ダイオード２３，２７の様な２つの高速検出器（ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ）から成るバランスされた検出器（ｂａｌａｎｃｅｄ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）で検出される。該検波器の出力は電気的に相互から引き算され、最終電氣信号はデータ回復回路（ｄａｔａ ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）へ送られる。

デーピーエスケー受信器が適当に動作するためには、該非対称マッハツェンダー干渉計又はデーアイ（ＤＩ）は精密に位相同調されるか又は偏倚（ｂｉａｓｅｄ）されるべきである。デーピーエスケー受信器２２は１つのデーアイ２１を使い、２つのアーム間の最適位相偏倚（ｏｐｔｉｍｕｍ ｐｈａｓｅ ｂｉａｓ）はπか０である。デーキューピーエスケー受信器２６は２つのデーアイエス（ＤＩｓ）２５，２８を使う。１つのデーアイは＋π／４偏倚に同調（ｔｕｎｅｄ）され、もう１つのデーアイは−π／４偏倚に同調される。

デーピーエスケー及びデーキューピーエスケー送信器２０，２４の変調器も適当に偏倚されるべきである。変調器制御に影響すると知られる典型的パラメーターは、変調器偏倚（ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｂｉａｓｅｓ）、アールゼット変調器によるアールゼットパルスカービングとデータ変調の間の相対タイミング（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｔｉｍｉｎｇ）、そして該２つのデータストリーム（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍｓ）間の時間整合（ｔｉｍｅ ａｌｉｇｎｍｅｎｔ）（デーキューピーエスケー送信器２４用）を含む。デーキューピーエスケー送信器２４は２つの並列マッハツェンダー｛エムゼット（ＭＺ）｝変調器２９から成る。変調器２９からの該光学的信号はアールゼットデーキューピーエスケー出力を作るために組み合わされる。π／２の、これらの信号間の適切な相対的光学的位相又は偏倚は、位相シフター（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）３２によりセットされる。既知のシステムでは、位相シフター３２は光学的パワー（ｏｐｔｉｃａｌ ｐｏｗｅｒ）のフイードバックに基づいて作動する。

簡潔に説明すると、本開示は温度又はエージング（ａｇｉｎｇ）により引き起こされる様なシステムパラメーターの変化を有しながら、安定な動作（ｓｔａｂｌｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を提供するように、光学的送信器及び受信器の改良された制御用のシステムと方法を提供することである。該開示されるシステムと方法は、送信器又は受信器の部品用の制御設定（ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｅｔｔｉｎｇｓ）を最適化（ｏｐｔｉｍｉｚｅ）するために、該送信器又は受信器内の出力信号（ｏｕｔｐｕｔ ｓｉｇｎａｌ）のピークインテンシティ測定値（ｐｅａｋ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）を、識別（ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｓ）し利用（ｕｔｉｌｉｚｅｓ）する。

例示的実施例に依ると、光学的通信デバイス用の偏倚設定は出力信号ピークインテンシティにより影響されるフィードバックに基づき制御される。該出力信号ピークインテンシティは２つの光学的データ信号間の位相差（ｐｈａｓｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）に依る測定値を提供する。従って、該位相差を最適化するために、２つの光学的信号間の位相偏倚（ｐｈａｓｅ ｂｉａｓ）を制御するよう該出力信号ピークインテンシティフィードバック（ｏｕｔｐｕｔ ｓｉｇｎａｌ ｐｅａｋ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｆｅｅｄｂａｃｋ）が使用される。１実施例では、最小出力信号ピークインテンシティは該２つの光学的信号間の位相差用の最適偏倚設定を決定する。もう１つの実施例では最大出力信号ピークインテンシティが使われる。

開示されるシステムと方法の１側面に依れば、位相シフター部品に印加されるダイザートーン（ｄｉｔｈｅｒ ｔｏｎｅ）は改良された位相差安定性（ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｐｈａｓｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）を得るよう該位相シフトを制御する。該ダイザートーンは、電圧ピーク検出器（ｖｏｌｔａｇｅ ｐｅａｋ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）に印加される光学的通信デバイス出力（ｏｐｔｉｃａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｄｅｖｉｃｅ）からのフィードバックに基づき開発され得る。該フィードバック部は該出力光学的信号に結合される高速フォトダイオード（ｆａｓｔ ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ）を有してもよい。代わりに、又は加えて、該フィードバック信号は該光学的通信デバイスからの入手可能な電氣的出力であってもよい。

本発明はアールゼット又はエヌアールゼット変調を用いて動作するデーピーエスケー及びデーキューピーエスケー送信器及び受信器に応用可能である。送信器は典型的に光学的変調器を有し、一方受信器は典型的に光学的復調器（ｏｐｔｉｃａｌ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を有する。

デーキューピーエスケー送信器の場合、電圧ピーク検出器信号は、出力信号ピークインテンシティを最小化するために該２つのデータ信号の１つのブランチで位相シフター（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）を調整するために、偏倚制御設定（ｂｉａｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｅｔｔｉｎｇｓ）をもたらす。該位相シフターに印加される適当な偏倚はπ／２又は３π／２である。該π／２の偏倚設定は該２つのデータブランチの位相差を最適化する、一方該３π／２の位相設定は反転データ（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｄａｔａ）の最適化に対応する。

もう１つの例示的実施例に依れば、該２つの光学的ブランチ間の位相差の最適化用のフィードバックループは、ゼロとシンボルレート周波数の間のスペクトルバンド内の無線周波（ＲＦ）パワーを測定するための無線周波パワー検出器を有する。該無線周波パワー検出器は、該変調偏倚（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｂｉａｓ）が正しいかどうかを決定するために、ミッドレンジ（ｍｉｄｒａｎｇｅ）スペクトル成分（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）を検出出来る。正しくない（ｉｎｃｏｒｒｅｃｔ）変調偏倚を用いると、信号エネルギーの顕著な部分がミッドレンジスペクトル成分に入る。正しい変調（ｃｏｒｒｅｃｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は該ミッドレンジスペクトル成分内に少ない集中エネルギー（ｌｅｓｓ ｃｏｎｃｅｎｔｒａｔｅｄ ｅｎｅｒｇｙ）しか有しない無線周波パワー信号（ＲＦ ｐｏｗｅｒ ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）を作る。該制御ループはシステム出力を最適化するために、ミッドレンジスペクトル成分のエネルギー量を減じるよう、位相偏倚設定を調整出来る。

もう１つの例示的実施例に依れば、開示されるシステムと方法は電圧ピーク検出器フィードバックの検査によりデーピーエスケー受信器の動作を最適化する。位相シフター偏倚は、該デーピーエスケー受信器の出力のピーク電圧を最大化するよう制御される。該偏倚
用の最適設定は０、＋π及び−πである。本発明の１側面に依れば、安定化位相偏倚（ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ ｐｈａｓｅ ｂｉａｓ）は校正（ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ）時又はシステム初期化時２つの最大値の１つに基づいて選ばれる。

もう１つの例示的実施例に依れば、デーキューピーエスケー受信器の出力はピーク電圧フィードバックの検出に基づいて最適化される。該出力電圧は電圧ピーク検出器に印加され、該検出器は今度は、最適位相シフトを得るよう該位相シフターを制御する位相偏倚電子機器（ｐｈａｓｅ ｂｉａｓ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）に比例信号を供給する。該デーキューピーエスケー受信器は２つのブランチを有し、そして該別々のブランチ内に、２つの別々の電圧ピーク検出器と、２つの異なる位相シフター用の偏倚制御部と、を有し得る。該デーキューピーエスケー受信器では、該最適位相シフター偏倚は該フィードバック制御ループ内で検出されるピーク電圧の最小値と対応する。該２つのデーアイ変調器に対応する＋π／４と−π／４での２つの最小値と、反転データ用の変調器設定に対応する＋３π／４及び−３π／４でのもう２つの最小値と、がある。該フィードバック制御ループにより印加される位相シフター偏倚は、該デーキューピーエスケー受信器内の対応するバランスされた受信器の各々用の、ピーク出力電圧を最小化するよう位相シフトの調整を探し求める（ｓｅｅｋｓ）。該２つのデーアイ復調器の位相シフトを制御するため使われる最小値の選出は、校正時又は受信器初期化時に選ばれてもよい。

開示されるシステムと方法の１側面に依れば、無線周波パワー検出器は、該デーキューピーエスケー受信器の受信器出力に関連する無線周波パワーを最小化するために該位相シフト偏倚を制御するよう使われてもよい。

本発明の利点に依れば、該ピーク電圧フィードバック信号は該バランスされた検出器の出力で、又は該別々のデーアイ復調器の１つ以上のアームの光学的出力部で、得られてもよい。該位相シフト偏倚制御は、該デーキューピーエスケー受信器内のバランスされた検出器の１つの光学的アームから又は両光学的アームから、の電圧ピーク検出に基づいてもよい。代わりに、又は、加えて、該ピーク電圧検出は該バランスされた検出器の異なるアーム、又は一緒の両アーム、の電氣的出力部（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｏｕｔｐｕｔ）で得られてもよい。

本開示のもう１つの例示的実施例に依れば、光学的送信器又は受信器用のフィードバック制御ループは、位相シフター用の偏倚を提供するために、データエラーレート（ｄａｔａ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）に比例する信号を使う。該制御ループは、該データエラーレートに比例する信号を最小化するために、該位相シフター上の該偏倚を調整しようと企てる。該データエラーレートは例えばフォワードエラーコレクション（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）｛エフイーシー（ＦＥＣ）｝チップ（ｃｈｉｐ）から得られてもよい。該データエラーレートに比例する信号を使う制御ループは、２つの別々のデーアイ復調器用の制御ループ間の干渉を避けるために、時分割多重化（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）｛テーデーエム（ＴＤＭ）｝型システム内の異なる時間スロット内でアクチブ（ａｃｔｉｖｅ）である。

２００５年８月２４日出願の米国特許仮出願第６０／７１０，７４９号を参照する。

今図４を参照すると、パルス変調器（ｐｕｌｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）３６とデータ変調器（ｄａｔａ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）３８を有する光学的送信器の線図が示されている。光学的フィードバック信号３９は変調器制御器（ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）４２に制御情報（ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を提供する。変調器制御器４２は該変調された光学的信号の作成に関連する３つの制御信号を提供する。
パルス偏倚制御信号（ｐｕｌｓｅ ｂｉａｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｉｇｎａｌ）４４は偏倚制御（ｂｉａｓ ｃｏｎｔｒｏｌ）をパルス変調器３６に提供し、データ偏倚制御信号（ｄａｔａ ｂｉａｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｉｇｎａｌ）４６は偏倚制御をデータ変調器３８に提供し、そして位相制御信号（ｐｈａｓｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｉｇｎａｌ）４８は位相シフター５０用の位相制御を提供する。

一般に、変調器制御器４２は光学的フィードバック３９内の出力光学的パワーをモニターし、データ偏倚信号４６，パルス偏倚信号４４そして位相制御信号４８用に望ましい値を維持する。変調器制御器４２は、温度、エージング及び他のドリフト誘起性質に亘って最適光学的波形を作り、維持するよう１連のダイザーを使って、偏倚信号４４及び４６と位相制御信号４８を設定する。最適の光学的波形を測定する１方法は、変調された光学的信号が提供される受信器に低いビットエラーレート（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）｛ビーイーアール（ＢＥＲ）｝を提供することである。図４の光学的送信器内のシステム動作の制御用の３次元的基礎を提供するためには、出力の光学的パワー内の動揺（Ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｓ）は、パルス偏倚４４，データ偏倚４６及び位相制御４８の関数して影響を受ける。

下記で説明する開示システム及び方法は、アールゼット又はエヌアールゼット変調で動作するデーピーエスケー及びデーキューピーエスケーの送信器及び受信器に適用される。送信器は典型的に光学的変調器を有し、一方受信器は典型的に光学的復調器を有する。

今図５を参照すると、デーキューピーエスケー送信器６０用の追加的制御パラメーターが、図４で図解される該アールゼットデーピーエスケー送信器用に使われるそれらを越えて使われる。それぞれデータ変調器６２，６３への２つのデータ入力、ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２があるので、該データ変調器用には２つの偏倚がある。加えて、パルス変調器６６用には２つの制御値（ｃｏｎｔｒｏｌｓ）があり、１つはクロック信号６４と入力ＤＡＴＡ１の間のタイミング用であり、１つはクロック信号６４と入力ＤＡＴＡ２の間のタイミング用である。これら２つの制御値は図４で示したパルス変調器３６用のアールゼットデーピーエスケークロック制御値と同様であり、アールゼット又はデーピーエスケー変調用では省略されてもよい。

上記説明の信号及び制御値に加えて、光学的入力値ＤＡＴＡ１とＤＡＴＡ２の間のπ／２の偏倚は送信器性能を最適化するよう制御されるべきである。更に、データレベルでの入力ＤＡＴＡ１とＤＡＴＡ２の間の適当なタイミングも制御されるべきである。デーキューピーエスケー送信器６０用の制御ループはパルス変調器６６のデータ変調器及びアールゼットタイミングに関して図４で説明されたそれらと同様である。一般に、それらの制御スキームは適当な偏倚設定を維持するために光学的パワーフィードバックを使う。例えば、図４を参照すると、もしデータ変調器３８の駆動電圧が約１．５３Ｖπより小さいなら、正しい偏倚設定は、光学的パワー出力対偏倚の最小値に対応する。もしデータ変調器３８用駆動電圧が約１．５３Ｖπより高いなら、正しい偏倚設定は、光学的エネルギー出力対偏倚の最大値に対応する。加えて、図４の光学的送信器内のアールゼット対データタイミングは最大光学的エネルギー出力に設定される。アールゼットパルス変調器３６は、フルクロックレート正弦波信号（ｆｕｌｌ ｃｌｏｃｋ ｒａｔｅ ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ
ｓｉｇｎａｌ）により駆動され得るマッハツェンダー（エムゼット）変調器であってもよい。すなわち、該信号周波数は該データ信号レート周波数と等しい。代わりに、該アールゼット変調器はハーフレート信号（ｈａｌｆ−ｒａｔｅ ｓｉｇｎａｌ）により駆動され得る。フルクロックレート信号の場合、該アールゼット偏倚はクォドラチュア（ａ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）に設定される。該ハーフクロックレート信号の場合、該アールゼット偏倚は最小又は最大送信点に設定される。

図５で図解されるアールゼットデーキューピーエスケー送信器６０では従来の光学的送信器に優る利用可能な幾つかの利点がある。２つのデータ変調器があるので、追加のタイミングスロットが時分割多重化（テーデーエム）スキームの第２変調器内に付加されてもよい。又該２つの異なるデータ変調器用に異なるダイザートーン周波数（ｄｉｔｈｅｒ ｔｏｎｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）が使われてもよい。加えて、該アールゼットパルスカービング（ＲＺ ｐｕｌｓｅ ｃａｒｖｉｎｇ）とデータストリームの間のタイミング制御は異なる方法で制御され得る。例えば、該システムは入力ＤＡＴＡ１及び入力ＤＡＴＡ２用の光路遅延を制御する一方、アールゼット変調器６６の光路遅延の制御を省略してもよい。代わりに、該システムはアールゼット変調器６６及び入力ＤＡＴＡ１内の光路の遅延を制御する一方、入力ＤＡＴＡ２内の光路遅延の制御を省略してもよい。

アールゼットデーキューピーエスケー送信器６０内で制御されるべきパラメーターは光学的ＤＡＴＡ１信号と光学的ＤＡＴＡ２の間の位相差である。このパラメーターは一般にデータ偏倚位相シフトと呼ばれる。該データ偏倚位相シフトは、他の制御パラメーターの様に、望ましい出力を作るために該システム内で変数を安定化させるか又は制御するフィードバック値に依存する。しかしながら、該システム内の他の制御パラメーターと同様に、光学的パワーフィードバックを使って該データ偏倚位相シフトを制御する試みは、満足すべき制御を提供しない。

フィードバック値として平均出力光学的パワー（ａｖｅｒａｇｅ ｏｕｔｐｕｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｐｏｗｅｒ）を使う概念は、該位相シフトをπ／２の望ましい値に維持する制御ループ内に或る安定性を提供するように見える。例えば、該制御されたデータ偏倚位相シフトに対する該平均出力光学的パワーの最大導関数（ｍａｘｉｍｕｍ ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）を達成するよう設定された制御ループを用いると、或る望ましい制御パラメーターが達成される。この種の制御では、位相シフターに印加される偏倚トーン（ｂｉａｓ
ｔｏｎｅ）は該トーンの第２調波周波数（ｓｅｃｏｎｄ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を最小化する制御ループを得る。しかしながら、平均出力光学的パワーに基づく制御ループフィードバックは、ランダム信号伝送（ｒａｎｄｏｍ ｓｉｇｎａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ）の存在のため、望まれる程安定でない。ランダム信号が伝送される時、該平均出力光学的パワーは該２つのデータ信号間の相対偏倚から独立であるべきである。従って、該平均出力光学的パワーフィードバックは、ランダム信号伝送の存在下では、一貫した制御結果を提供せず、改良された制御安定性を有する代わりの制御スキームが望まれる。

開示されるシステムと方法は、送信器に印加された光学的データ信号と受信器で観察された光学的データ信号の間の位相差の改良された制御を達成するために、フィードバック信号を光学的送信器又は受信器内で発生する技術を提供する。該開示されたシステム及び方法は、該データ信号の相互位相（ｍｕｔｕａｌ ｐｈａｓｅ）に依存する光学的信号を作るために、該２つの光学的データ信号の組み合わせを使う。アールゼットデーキューピーエスケー送信器６０内の制御ループのブロック線図の略図が図５で図解される。送信器６０は図２で図解された送信器と同様であり、そこではデータストリーム（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）１８をエンコード（ｅｎｃｏｄｅ）するために２つの異なるデータ路が提供される。図５を参照すると、該２つの異なるデータストリームＤＡＴＡ１とＤＡＴＡ２は、送信器６０から送信される光学的データ信号を作るためにエムゼット変調器６２，６３用の変調を提供する。位相シフター６７は該光学的ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２信号間の位相シフトを制御する。光学的データ信号ＤＡＴＡ１とＤＡＴＡ２の間の該アールゼットデーキューピーエスケー送信器６０用の望ましい位相シフトはπ／２である。部品許容差、非線形性（ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓ）、温度及びエージ（ａｇｅ）に亘る動作変動（ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ｖａｒｉａｔｉｏｎｓ）そして光学的データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２間の位相関係の変化に寄与する他のシステム変動、が存在する中でこの
位相シフトを維持することは挑戦的である。従って、データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の間の位相差用の制御ループは、ローバストで、一貫性があり、そしてシステムパラメーター内の変動に適合するために長い期間に亘り精密であるべきである。

該２つの光学的信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の種々の組み合わせが、適当な位相シフトを伴う望ましい制御を得る企画と共に実験された。一寸、図６ａ−６ｃを参照すると、光学的データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２間の種々の位相シフトが図解されている。図６ａは、０又はπである位相シフト用の光インテンシティ出力（ｌｉｇｈｔ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｏｕｔｐｕｔ）対時間を図解するグラフである。図６ａで観察される光インテンシティピーク（ｌｉｇｈｔ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｐｅａｋｓ）の中に於いて、瞬間的な光学的場（ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｅｌｄｓ）は相互に強く干渉し合う。２つの入力光学的信号はデータストリームにより位相変調されるので、該ストリームの組み合わせ後の最終信号は強くインテンシティ変調された信号（ｓｔｒｏｎｇｌｙ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）である。種々のビットの光インテンシティ間に著しい差が観察される。すなわち、或るビットは０に近いインテンシティを有するが、他のビットは、光学的データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の組み合わせを通しての干渉の前に信号ビットのそれの約４倍のインテンシティを有する。すなわち、変調器６２，６３の出力で取られた光学的データ信号は、図５の点６８で相互に干渉するよう組み合わされた時、打ち消される（ｃａｎｃｅｌｌｅｄ）か又は掛け算（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｄ）されるデータビットを有する。

図６ｂを参照すると、３π／４の偏倚シフトは、図６ａで図解された状況と同様な高ピークインテンシティと低レベル信号ビットインテンシティとに帰着する。図６ａ及び６ｂで提供された偏倚は、如何に不適当な偏倚が、信号とそれらのそれぞれの位相の干渉のために、高信号ピーク及び低レベル信号ビット値に帰着するか、を図解する。

今図６ｃを参照すると、光学的データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２間の正しい偏倚位相シフトから生じる光インテンシティが図解される。この望ましい信号位相シフトは、大きさで相互に実質的に近い全データビットのインテンシティに帰着する。光学的データ路間の位相シフト用にπ／２又は３π／２位相シフト偏倚を伴って、瞬時の光学的場は相互に直交する（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）。結果として、各データビットの瞬時インテンシティは干渉時相互に付加されるので、組み合わされた出力は、組み合わせ前の信号インテンシティのそれの約２倍となるデータビットインテンシティを作る。図６ｃのグラフと図６ａ及び６ｂのそれらの間の差を観察することにより、ピーク信号インテンシティ値に焦点合わせした制御スキームが予想されてもよい。

興味深いことに、図６ａ−６ｃの場合の各々で平均光学的パワーは概略等しい。しかしながら、ピーク信号インテンシティ対位相偏倚に於ける差のために、一貫して安定な制御が該ピーク信号インテンシティに基づき実現される。例えば、該データ信号間の位相差のπ／２又は３π／２に対応する最適偏倚設定が、該組み合わせデータ信号の最小ピークインテンシティに基づき制御され得る。この関係は図７で図解される。従って、ピーク信号インテンシティは異なるデータ路間の位相差を制御するためのフィードバックとして使われてもよい。

再び図５を参照すると、電圧ピーク検出器６９の使用を図解するフィードバックループが図解される。電圧ピーク検出器６９は該フィードバックループ内で光学的信号を電氣的信号に変換するフォトダイオード６１から入力を得る。電圧ピーク検出器６９は出力光学的信号ピークインテンシティの指示値（ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を作り、該指示値は、信号ピークインテンシティを最小化する位相シフター６７を制御するため偏倚制御部６５により使われる。実際は、偏倚制御部６５は位相シフター６７に適用されるべきダイザート
ーンを作る。信号ピークインテンシティの最小化はπ／２又は３π／２の望ましい位相シフトに帰着すべきである。

フォトダイオード６１は、適当なループ速度と安定性の維持に寄与する高速フォトダイオード（ｆａｓｔ ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ）であってもよい。電圧ピーク検出器６９からの信号を最小化することにより、送信器６０は２つの光学的データ信号ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の間にπ／２又は３π／２の適当な位相差を維持出来る。

今図７を参照すると、送信器６０用のピーク電圧対位相差のグラフが図解される。０．５π及び１．５πの望ましい位相差設定は、ピーク電圧内の最小値に対応するとして観察される。従って、フィードバックループ内で観察されるピーク電圧を最小化する制御スキームは、適当な位相差偏倚を提供する。π／２の位相差は反転されないデータ（ｎｏｎ−ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｄａｔａ）に対応し、３π／２の位相差は反転データ（ｉｎｖｅｒｔｅｄ ｄａｔａ）に対応する。該フィードバック信号ピークインテンシティを最小化するために、π／２か又は３π／２か何れかの偏倚の選出は、校正時又はデバイス初期化時行われてもよい。

位相シフター６７上の偏倚用の適当な制御ループ設定を識別するもう１つの技術は該フィードバック信号の無線周波（ＲＦ）スペクトルを観察することである。図６ａ−６ｃで示した様に、望ましい光学的出力は望まない光学的出力と非常に異なる無線周波スペクトルを有する。該望まない光学的出力インテンシティ信号は強いインテンシティ変調を有し、従ってエネルギーのミッドレンジスペクトル成分の可成りの部分を含む。望ましい位相シフトと最終光学的出力インテンシティ信号はエネルギーの該ミッドレンジスペクトル成分の大きな部分を有しない。従って、図５に図解した電圧ピーク検出器６９は、ゼロと該シンボルレート周波数の間のスペクトルバンドで無線周波パワーを測定する無線周波パワー検出器で置き換えられてもよい。該検出器で測定された該無線周波パワーは位相シフター６７の制御用の適当な位相シフト偏倚を得るために最小化され得る。

該開示されたシステムと方法で提供される１つの利点は、データレベルのデータ入力ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の間のタイミングを修正する必要が無いことである。すなわち、データ路ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２により提供される現実のデータ情報は本発明に依ればシフト又は修正される必要がない。データレベルの入力データ路ＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２の間のタイミングは校正時又はデバイス初期化時に設定され得て、次いでアールゼット変調及びデータ変調に関連する制御ループで維持される。

今図８を参照すると、本発明の電圧ピーク検出器８２を有するデーピーエスケー受信器８０が図解されている。同調可能なデーアイ８４は偏倚制御部８８からの電圧の印加による同調（ｔｕｎｉｎｇ）用に位相シフター８６を有する。デーアイ８４での位相シフトの現実の制御は、他の利用可能な技術の中から、デーアイ８４の機構の１部の加熱、又はピエゾ電氣素子（ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｅｌｅｍｅｎｔ）を用いた材料の引っ張り／圧縮による光路特性の変更、を含む多くの技術で達成されてもよい。受信器８０は入力光学的デーピーエスケーデータ信号を復調し、デーアイ８４で入力データ信号を適当に分解（ｄｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ）するために最適の位相シフト制御部を有すべきである。本発明に依れば、バランスされた検出器８５からの出力電氣信号は、位相シフター８６を適当に制御する偏倚制御部８８により使われるフィードバック信号を作るよう電圧ピーク検出器８２に印加（ａｐｐｌｉｅｄ）される。該電圧ピーク検出器８２の使用は、デーアイ８４の望ましい位相シフトの維持へ向けて位相シフター８６へ適用する該適当な制御部の決定を可能にする。

図９を参照すると、ピーク電圧対位相オフセットのグラフ図が図解されている。図８で
図解されるデーピーエスケー受信器８０について、位相シフター８６用の最適偏倚設定は０，＋π及び−πである。図９のグラフ図は、位相シフター８６用の望ましい動作点は、バランスされた検出器８５の出力の該ピーク電圧インテンシティが最大化される点に依ることを示す。０，＋π及び−πの最大値は該非反転データ及び該反転データに対応し、該データの１つは校正時又はデバイス初期化時に選ばれ得る。図８の受信器の出力ピーク電圧インテンシティを最大化することにより、デーアイ８４用の適当な位相シフトは維持され得る。従って、デーアイ８４の該位相シフト偏倚用の制御ループの実際的実現が提供され得る。

該出力電圧ピークインテンシティの使用に加えて、受信器８０は又、最大化され得る信号を作るために無線周波パワー検出器を使ってもよい。上記説明の様に、もし位相シフター８６が該望ましい位相オフセットから離れた点で動作するなら、該出力電圧ピークインテンシティ又は無線周波パワーは、位相シフター８６に適用されるべき適当な制御の指示を作るよう変化する。該電圧ピークインテンシティの場合、最大値が望まれる。該無線周波パワー検出器の場合、無線周波パワーを最大化するのが望ましい。最大無線周波パワーは、デーアイ８４の２つの光学的通路が同相（ｉｎ ｐｈａｓｅ）で適当にシフトされるので、組み合わされた信号ビットの各々が強め合い干渉（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を伴い足し算する（ａｄｄ ｕｐ）時得られるのが一般的である。

今図１０を参照すると、デーキューピーエスケー受信器１００が図解されている。受信器１００はそれぞれ制御可能な位相シフター１０５，１０６を有する２つのデーアイ１０３，１０４を備える。受信器１００の各ブランチ１０１，１０２は図８の受信器８０と同様に動作する別々の制御ループを有する。従って、電圧ピークインテンシティフィードバックは、位相シフター１０５，１０６を、それぞれのバランスされた検出器１０７，１０８の別々の電氣的出力の各々で制御するために使われる。

図１１ａ−１１ｃはバランスされた検出器１０７，１０８の１つに於ける出力信号を図解する。図１１ａは０又はπの正しくない（ｉｎｃｏｒｒｅｃｔ）位相シフト設定に対応しており、幾つかの信号ビットの打ち消し（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）と、他の信号ビットの大きさの増大（ｉｎｃｒｅａｓｅｄ ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）と、に帰着する。図１１ｂはπ／８の位相シフトを図解し、そこでは打ち消しは少ししか起こらないが、位相シフトは最適ではない。図１１ｃは、π／４の望ましい位相シフトと、相互に干渉するよう組み合わせ直しされた時の信号ビットの加算（ａｄｄｉｔｉｏｎ ｏｆ ｓｉｇｎａｌ ｂｉｔｓ）と、を図解する。従って、該出力電圧ピークインテンシティは、可成りの精密さで維持され得る望ましい位相シフトを作るために、位相シフター１０５，１０６を制御する有用な手段を提供する。

図１２ａ−１２ｃを参照すると、デーキューピーエスケー受信器１００用の種々の値の位相シフト偏倚用のアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍｓ）が図解される。見られる様に、図１２ｃのアイダイアグラムはπ／４の望ましい位相シフトで広く開いている（ｗｉｄｅ ｏｐｅｎ）。

図１３を参照すると、バランスされた検出器１０７，１０８の１つの出力についてピーク電圧対位相オフセットのグラフ図が図解される。デーキューピーエスケー受信器１００用の望ましい位相シフト偏倚設定はπ／４，−π／４，３π／４及び−３π／４である。位相シフト偏倚用の望ましい動作点は図１３でプロットされた波形の最小値に対応する。従って、出力電圧ピークインテンシティ検出に基づく該フィードバック制御ループは出力電圧ピークインテンシティを最小化するよう位相シフター１０５，１０６の制御を探索する。図１３で図解される４つの最小値は非反転及び反転データに対応し、その何れかの使
用は校正時又はデバイス初期化時選ばれ得る。

今図１４−１７を参照すると、ピーク信号インテンシティを検出するための種々の技術を有するデーキューピーエスケー受信器が図解されている。図１４では、バランスされた検出器１０７，１０８の１つのアームは電圧ピークインテンシティ指示を得るため使われる。該出力は、出力電圧ピークインテンシティを決定するためバランスされた検出器１０７，１０８内の２つのフォトダイオードの１つから取られる。

図１５を参照すると、受信器１５０のデーアイ１０３，１０４の光学的出力の１つの通路がそれぞれ高速フォト検出器（ｆａｓｔ ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）１５１，１５２に供給される。デーアイ１０３，１０４の各々用に受信器１５０で使われる該高速フォト検出器は、精細な位相調整を得るために制御ループ用のより速い応答時間を提供出来る。又高速フォト検出器の使用は、現在の受信器部品を修正すること無しに本発明の実施を可能にする。

図１６を参照すると、受信器１６０はバランスされた検出器１０７，１０８の両通路の出力電圧ピーク検出を伴っている。各通路の該出力電圧が電圧ピークインテンシティ検出器へ供給される。該電圧ピークインテンシティ検出器の出力は偏倚制御部１６２，１６９に提供される比例信号を作るために合計（ｓｕｍｍｅｄ）される。例えば、電圧ピークインテンシティ検出器１６５，１６７の出力は合計され、位相シフター１０５を制御するために偏倚制御部１６９へ印加（ａｐｐｌｉｅｄ）される。各バランスされた検出器１０７，１０８用に２つのフィードバック信号を提供することにより、より大きいフィードバック信号のグラデュエーション（ｇｒａｄｕａｔｉｏｎｓ）又はグラニュラリティ（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）が入手可能である。電圧ピーク検出器１６５，１６７及び１６６，１６８で発生される該ピークインテンシティ信号は、それぞれ位相シフター１０５，１０６の向上した制御をもたらすより大きい振幅フィードバック信号を作るために一緒に加算される。

図１７を参照すると、受信器１７０は、バランスされた検出器１０７，１０８の各々内の両光路で取られたフィードバックから信号ピークインテンシティを検出する。該フィードバックはバランスされた検出器１０７，１０８内のピーアイエヌダイオードの前で取られるので、光学的信号はフィードバック目的用に処理される。高速フォト検出器１７１−１７４は、デーアイエス１０３，１０４からの出力の光学的信号を、それぞれ電圧ピークインテンシティ検出器１７５−１７８に印加される電圧に、変換する。合算接合部（Ｓｕｍｍｉｎｇ ｊｕｎｃｔｉｏｎ）１７９，１８０はそれぞれ電圧ピークインテンシティ検出器１７５，１７７及び１７６，１７８の出力を合計し、該合計された電圧信号は偏倚制御部１８１，１８２に印加される。偏倚制御部１８１，１８２は、該フィードバック信号のピーク信号インテンシティの最小化に基づいて、デーアイエス１０３，１０４内の望まれる位相差を維持するよう位相シフター１０５，１０６を制御する。この構成により提供される１つの利点は、本発明がデーアイエス１０３，１０４或いはバランスされた検出器１０７，１０８の様な、該システム部品を修正すること無しに、現在のシステムに適用されることを可能にすることである。

又、フィードバック信号を電氣的形式に変換する必要無しに光学的信号ピークインテンシティ検出器を使うことが可能である。この様な検出器はより速い制御ループ応答と改良され安定な制御とを提供出来る。

ピーク信号インテンシティに基づき光学的送信器及び受信器の位相差を安定化する制御スキームを説明したが、追加的又は代わりの制御基準（ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｒｉｔｅｒｉａ）が入手可能である。例えば、フォワードエラーコレクション（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒ
ｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）｛エフイーシー（ＦＥＣ）｝アイシー（ＩＣ）内のデータエラーレートに比例するフィードバック信号が発生されてもよい。該光学的送信器又は受信器制御ループは、該データエラーレートを最小値にドライブするために、該エフイーシーから得られた該比例信号を使う。２つのデーアイエスが光学的デバイスで使われる場合、 エフイーシーを使う制御ループは、相互との干渉を避けるために異なる時間スロットでアクチブ（ａｃｔｉｖｅ）になる。該時間スロット構成は、前に説明した様に、時分割多重化（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）｛テーデーエム（ＴＤＭ）｝スキームであってもよい。

ここで開示された本発明の概念から離れることなく、上記説明のシステムと方法の、更に進んだ変型及び変種が作られ得ることは、当業者には評価されるであろう。従って、本発明は、附属する請求項の範囲と精神によることを除いて、限定されると見られるべきでない。

開示されるシステムと方法は、付随する図面を参照して、下記で詳細に説明される。
それぞれデーピーエスケー送信器及び受信器を図解する。 アールゼットデーキューピーエスケー送信器のブロック線図の略図である。 アールゼットデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 既知の光学的送信器のブロック線図である。 本発明のアールゼットデーキューピーエスケー送信器のブロック線図の略図である。 アールゼットデーキューピーエスケー送信器用の出力光インテンシティ対時間をプロットしたグラフ図である。 デーキューピーエスケー送信器用の出力ピークインテンシティ電圧対位相差をプロットしたグラフ図である。 本発明のフィードバック制御ループを有するデーピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 デーピーエスケーのバランスされた検出器について出力ピークインテンシティ電圧対位相差をプロットしたグラフ図である。 バランスされた検出器の出力から取られたフィードバック信号を有するデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 アールゼットデーキューピーエスケーのバランスされた検出器についての出力信号電圧対時間をプロットしたグラフ図である。 図１１ａ−１１ｃに示すそれぞれの信号のプロットについてのアイダイアクラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍｓ）である。 デーキューピーエスケーのバランスされた検出器の出力に於ける出力ピークインテンシティ電圧対位相差をプロットしたグラフ図である。 各バランスされた検出器のフォトダイオードから取られたフィードバック信号を有するデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 遅延干渉計の光学的出力から取られたフィードバック信号を有するデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 バランスされた検出器の各々内の２つのフォトダイオードから取られたフィードバック信号を有するデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。 遅延干渉計の各々の２つの光学的出力から取られたフィードバック信号を有するデーキューピーエスケー受信器のブロック線図の略図である。

Claims (27)

1. 光学的通信システム内で、各々光変調器を通過し及び光学的データ信号を運ぶように構成されている少なくとも２つの光路を有する光送信器を制御する方法であって、
   各ビットがピークインテンシティ値を有する複数のビットを有する少なくとも１つの最終信号を作るために、２以上の該光学的データ信号を組み合わせる過程と、
   該少なくとも１つの最終信号のビットのピークインテンシティ値の最大値を検出する過程と、
   予め決められた特性を達成するために、該少なくとも１つの最終信号のビットのピークインテンシティ値に影響を与えるよう、ピークインテンシティ値の検出された最大値に応答して該光学的データ信号間の位相差を調整する過程と、
   を具備することを特徴とする方法。
2. 前記少なくとも１つの最終信号のピークインテンシティ値の検出された最大値の最小又は最大の１つ以上を得るように光学的データ信号間の位相差を調整する過程を具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. １以上のＤＰＳＫ又はＤＱＰＳＫ光送信器で前記光変調器を制御する方法を使う過程を具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記光送信器で１以上のＲＺ又はＮＲＺ変調を使う過程を具備することを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記少なくとも１つの最終信号の一部を、前記少なくとも１つの最終信号のピークインテンシティ値の最大値を表す電気信号に変換する過程を具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記電気信号の１以上のＲＦ電力又はＲＦ電圧のピークインテンシティ値の最大値を検出する過程を具備することを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 光学的通信システム内で、少なくとも２つの光路の各々が光学的データ信号を運ぶよう構成されている少なくとも２つの光路を備えた光復調器を有する光受信器を制御する方法であって、
   各ビットがピークインテンシティ値を有する複数のビットを有する少なくとも１つの最終光学的信号を作るために、前記少なくとも２つの光路からの光学的データ信号を組み合わせる過程と、
   前記少なくとも１つの最終光学的信号のビットのピークインテンシティの最大値を検出する過程と、
   予め決められた特性を達成するために、該少なくとも１つの最終光学的信号のビットのピークインテンシティ値に影響を与えるよう、ピークインテンシティ値の検出された最大値に応答して少なくとも２つの光路内において前記光学的データ信号間の位相差を調整する過程と、
   を具備することを特徴とする方法。
8. 前記少なくとも１つの最終光学的信号に関してピークインテンシティ値の検出された最大値の最小又は最大の１つ以上を得るように前記少なくとも２つの光路において光学的データ信号間の位相差を調整する過程を具備することを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. １以上のＤＰＳＫ又はＤＱＰＳＫ光受信器で前記光復調器を制御する方法を使う過程を具備することを特徴とする請求項７に記載の方法。
10. 前記光受信器で１以上のＲＺ又はＮＲＺ復調を使う過程を具備することを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記少なくとも１つの最終光学的信号の一部を、前記少なくとも１つの最終光学的信号のピークインテンシティ値の最大値を表す電気信号に変換する過程を具備することを特徴とする請求項７に記載の方法。
12. 前記ピークインテンシティ値の最大値のモニタリングをできるようにするために前記電気信号の１以上のＲＦ電力又はＲＦ電圧を検出する過程を具備することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 少なくとも２つの最終光学的信号を作るために光学的データ信号を組み合わせる過程と、
    前記電気信号を作るために該少なくとも２つの最終光学的信号を平衡検波器に印加する過程と、
    を具備することを特徴とする請求項１１に記載の方法
14. 受信した光学的信号のデータ・エラーレートを検出する過程と、
    そして、データ・エラーレートに基づく位相差を調整する過程と、
    を具備することを特徴とする請求項７に記載の方法。
15. 各々光変調器を通過し及び各ビットがピークインテンシティ値を有する複数のビットを有する光学的データ信号を運ぶように構成されている少なくとも２つの光路を有する、光送信器であって、
    光学的データ信号を受信するために光変調器と各々接続する少なくとも２つの光入力を有し、少なくとも１つの光出力及び少なくとも２つの光入力間で位相差を調整するための位相シフターを有する干渉計と、
    少なくとも１つの光出力でビットのピークインテンシティ値の最大値を検出するための少なくとも１つの光出力に接続したピークインテンシティ検出器と、
    該ピークインテンシティ検出器によって検出可能なピークインテンシティ値の最大値に応答して少なくとも２つの光入力間で位相差を調整するように位相シフターに影響を与えるようにバイアス・コントロール信号を出力するよう構成され、該ピークインテンシティ検出器及び該位相シフターに接続した少なくとも１つのバイアス・コントロールと、
    を具備する光送信機。
16. 前記ピークインテンシティ値の検出された最大値の最小又は最大の１つ以上に基づいて少なくとも２つの光入力間で位相差を調整するように位相シフターに影響を与えるよう構成されている前記少なくとも１つのバイアス・コントロールを具備することを特徴とする請求項１５に記載の光送信器。
17. １以上のＤＰＳＫ又はＤＱＰＳＫ光送信器として構成される光送信器を具備することを特徴とする請求項１５に記載の光送信器。
18. １以上のＲＺ又はＮＲＺ変調を使用するように構成されている光送信器を具備することを特徴とする請求項１７に記載の光送信器。
19. 少なくとも１つの光出力に接続し、少なくとも一部の出力光学的信号を電気信号に変換するよう作動する光検出器を具備することを特徴とする請求項１７に記載の光送信器。
20. 前記ピークインテンシティ検出器が、電気信号を受信するために光検出器に接続した１以上のＲＦ電力ピーク検出器又はＲＦ電圧ピーク検出器を具備することを特徴とする請求項１９に記載の光送信器。
21. 光受信器であって、
    複数のビットを有する光学的データ信号の伝送のために、各々構成される少なくとも２つの光路を有する光復調器と、ここで該光復調器は、少なくとも１つの光出力及び１つの光路内で光学的データ信号の位相をシフトするために少なくとも２つの光路のうちの１つに接続する位相シフターを有する
    少なくとも１つの光出力でビットのピークインテンシティ値の最大値を検出するために少なくとも１つの光出力に接続したピークインテンシティ検出器と、
    該ピークインテンシティ検出器により検出されるピークインテンシティ値の検出された最大値に応答して１つの光路内で光学的データ信号の位相をシフトするように位相シフターに影響を与えるようにバイアス・コントロール信号を出力するよう構成され、ピークインテンシティ検出器及び位相シフターに接続した少なくとも１つのバイアス・コントロール、
    を具備することを特徴とする光受信器。
22. 前記ピークインテンシティ値の検出された最大値の最小又は最大の１つ以上に基づいて少なくとも２つの光入力間で位相差を調整するように位相シフターに影響を与えるよう構成されている少なくとも１つのバイアス・コントロールを具備することを特徴とする請求項２１に記載の光受信器。
23. １以上のＤＰＳＫ又はＤＱＰＳＫ光受信器として構成されている光受信器を具備することを特徴とする請求項２１に記載の光受信器。
24. １以上のＲＺ又はＮＲＺ変調を使用するように構成されている光受信器を具備することを特徴とする請求項２３に記載の光受信器。
25. 少なくとも１つの光出力に接続し、少なくとも一部の出力光学的信号を電気信号に変換するよう作動する光検出器を具備することを特徴とする請求項２１に記載の光受信器。
26. 前記ピークインテンシティ検出器が、電気信号を受信するために光検出器に接続した１以上のＲＦ電力ピーク検出器又はＲＦ電圧ピーク検出器を具備することを特徴とする請求項２５に記載の光受信器。
27. 前記光復調器が２つの光出力を有し、
    前記光受信器が、さらに
    各々２つの光出力の１つに接続した２つの光入力を有する平衡検波器と、ここで平衡検波器は電気信号出力を有し、
    電気信号出力に連結するピークインテンシティ検出器と、
    を具備することを特徴とする請求項２１に記載の光受信器。

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