WO2010035333A1 - 位相変調信号受信装置 - Google Patents

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delay amount
current
optical signal
photoelectric conversion
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藤本隆宏
森和行
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富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/67—Optical arrangements in the receiver
    • H04B10/676—Optical arrangements in the receiver for all-optical demodulation of the input optical signal
    • H04B10/677—Optical arrangements in the receiver for all-optical demodulation of the input optical signal for differentially modulated signal, e.g. DPSK signals

Definitions

  • the present invention relates to a phase modulation signal receiving apparatus for receiving a phase modulated optical signal.
  • optical fiber communication for transmitting information not by electrical signals but by optical signals using optical fibers as transmission paths has been developed and put into practical use.
  • optical fiber communication in order to realize further higher speed and larger capacity, expansion of transmission capacity by a modulation method using the phase of light is being studied.
  • DPSK Differential Phase Shift Keying
  • DQPSK 4-phase differential phase modulation system
  • the optical signal modulated by these modulation methods is transmitted to the receiving device through a transmission path such as an optical fiber.
  • the received optical signal is demodulated by a demodulator including a delay interferometer (see, for example, Patent Document 1).
  • FIG. 1 shows a configuration of an optical receiver in a general phase modulation system.
  • the optical receiver 1 includes a delay interferometer 2, a receiver 8, a monitor circuit 12, and a control unit 13.
  • the delay interferometer 2 includes optical couplers 3 and 5 and a heater 4.
  • the receiver 8 includes photoelectric conversion elements 9 and 10 and an amplifier 11.
  • the received optical signal is branched into two by the optical coupler 3, one optical signal is transmitted through the optical fiber 6, and the other optical signal is transmitted through the optical fiber 7.
  • the optical fiber 6 is provided with a heater 4.
  • the heater 4 adjusts the refractive index of the optical fiber 6 and is controlled by the control unit 13 so that an effective optical path length difference between the optical fiber 6 and the optical fiber 7 becomes a desired delay amount.
  • the light passing through the optical fiber 6 and the light passing through the optical fiber 7 are combined by the optical coupler 5 and interfered. Thereby, the change in the phase of the optical phase modulation signal is converted into the change in the light intensity, and two light intensity conversion signals whose phases are different from each other by 180 ° ( ⁇ ) Output from each port.
  • the photoelectric conversion elements 9 and 10 of the receiver 8 photoelectrically convert the light intensity conversion signals output from the two ports of the delay interferometer 2 to output electric signals.
  • the amplifier 11 amplifies the electrical signal output from the photoelectric conversion elements 9 and 10 and outputs the amplified signal to a subsequent signal processing unit (not shown).
  • the monitor circuit 12 monitors the average current (average received light current) supplied from the power source Vcc to the photoelectric conversion elements 9 and 10.
  • the control unit 13 controls the current flowing through the heater 4 based on the average current of the photoelectric conversion elements 9 and 10 detected by the monitor circuit 12.
  • the control unit 13 shown in FIG. 1 controls the average current of the photoelectric conversion elements 9 and 10 detected by the monitor circuit 12 to be a target value while changing the current flowing through the heater 4.
  • the delay interferometer 2 controls the optical path length by the amount of heat of the heater 4. Since the response time of the heater 4 is very slow, it takes time until the optical path length difference between the optical fibers 6 and 7 becomes a desired optical path length difference. For this reason, before and after changing the amount of heat of the heater 4, when power fluctuation occurs in the received optical signal, the average current of the photoelectric conversion elements 9 and 10 also changes. Therefore, there arises a problem that the control accuracy of the delay amount of the delay interferometer 2 is lowered.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and it is possible to reduce the control error of the delay amount of the delay interferometer that demodulates the phase-modulated received optical signal regardless of the input power fluctuation of the received optical signal.
  • An object of the present invention is to provide a phase modulation signal receiving apparatus capable of performing the above.
  • the phase modulation signal receiving device causes the phase reference light delayed with respect to the phase-modulated reception optical signal to interfere, and responds to the phase difference between these optical signals.
  • An interferometer that outputs an intensity-modulated optical signal, a photoelectric conversion element that converts an intensity-modulated optical signal that is output from the interferometer into an electrical signal, and a direct current component of a current that flows through the photoelectric conversion element
  • monitoring means for detecting a frequency component sufficiently lower than the phase modulation frequency of the optical signal
  • measuring means for measuring the input power of the received optical signal based on the current monitored by the monitoring means, and the phase reference light Input power of the received optical signal measured by the measuring means when the delay amount is the first delay amount, and the reception measured by the measuring means when the delay amount of the phase reference light is the second delay amount.
  • the current value monitored by the monitoring means when the delay amount is the second delay amount depends on the input power of the received optical signal when the delay amount is the first delay amount.
  • the phase modulation signal receiving apparatus disclosed in this specification can reduce the control error of the delay amount of the delay interferometer that demodulates the phase modulated reception optical signal regardless of the input power fluctuation of the reception optical signal. .
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the DSPK transmission system according to the embodiment.
  • the transmitter 21 includes a serializer / precoder 22, a driver 23, a CW (Continuous Wave) light source 24, a phase modulator 25, and a wavelength multiplexer 26.
  • CW Continuous Wave
  • the serializer and precoder 22 converts the parallel data into serial data and outputs it to the driver 23.
  • the driver 23 outputs serial data to the phase modulator 25.
  • the phase modulator 25 performs DSPK modulation on the phase of the optical signal output from the CW light source 24 based on the serial data, and outputs the modulated optical signal to the wavelength multiplexer 26.
  • the wavelength multiplexer 26 multiplexes optical signals of a plurality of wavelengths and sends them to the optical transmission line 27.
  • amplifiers 28 and 29 for amplifying the optical signal are arranged on the optical transmission line 27, amplifiers 28 and 29 for amplifying the optical signal are arranged.
  • the receiving unit 31 includes a wavelength demultiplexer 32, a demodulator 33, a balanced receiver 34, and a deserializer 35.
  • the wavelength demultiplexer 32 separates the wavelength-multiplexed DSPK optical signal for each wavelength.
  • the demodulator 33 causes the DSPK optical signal to interfere with a signal obtained by delaying the DSPK optical signal by about 1 bit (or 1 symbol) of the transmission rate. Then, when the phase of the DSPK optical signal is in phase with the optical signal one bit before, the demodulator 33 outputs the interfered optical signal to the output port on the positive phase side, and the phases of both are inverted. In that case, the interfered optical signal is output to the output port on the opposite phase side.
  • the balanced receiver 34 has, for example, two photoelectric conversion elements, and amplifies the electric signal converted by the photoelectric conversion elements.
  • the deserializer 35 converts the output signal of the balanced receiver 34 into parallel data.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the configuration of the demodulator 33 and the phase adjustment circuit 50.
  • FIG. 3 shows a case where a Mach-Zehnder type delay interferometer 51 is used as the demodulator 33 shown in FIG.
  • the delay interferometer 51 includes an optical coupler 52, two optical fibers 55 and 56, a phase adjustment heater 54, and an optical coupler 53.
  • the input DPSK optical signal is branched into two by the optical coupler 52, one optical signal is transmitted through the optical fiber 56, and the other optical signal is transmitted through the optical fiber 55 having an optical path length longer than that of the optical fiber 56.
  • the phase adjustment heater 54 adjusts the refractive index of the optical fiber 55.
  • the current flowing through the phase adjusting heater 54 is controlled by the control unit 65 so that the effective optical path length difference (effective refractive index ⁇ physical fiber length difference) between the optical fiber 55 and the optical fiber 56 becomes a desired delay amount. Controlled.
  • the delay interferometer 51 has two complementary output ports.
  • the optical coupler 53 When the DPSK optical signal input from the optical fiber 56 has the same phase as that of the DPSK optical signal one bit before, the optical coupler 53 outputs an optical signal interfered with the output port on the positive phase side as an intensity modulation signal. Further, when the phase of the DPSK optical signal input from the optical fiber 56 is opposite to that of the DPSK optical signal one bit before, the optical coupler 53 uses the optical signal interfered with the output port on the opposite phase side as an intensity modulation signal. Output.
  • the phase adjustment circuit 50 includes a balanced receiver 34, a monitor circuit 60, a calculation unit 63, a storage unit 64, and a control unit 65.
  • the balanced receiver 34 includes two photoelectric conversion elements 57 and 58 and an amplifier 59.
  • the photoelectric conversion element 57 is supplied with a bias current from a bias power source Vcc, and converts a positive-phase intensity modulation signal output from an output port on the positive-phase side into an electric signal.
  • the photoelectric conversion element 58 is supplied with a bias current from the bias power source Vcc, and converts a negative-phase intensity modulation signal output from the negative-phase output port into an electric signal.
  • the monitor circuit 60 is a circuit that detects an average received light current supplied from the power source Vcc (constant potential unit) to the photoelectric conversion elements 57 and 58.
  • the monitor circuit 60 that detects the average light reception current supplied to the photoelectric conversion element 57 includes a resistor R1 and an amplifier 61 that amplifies the average light reception current detected by the resistor R1.
  • the monitor circuit 60 that detects the average light reception current supplied to the photoelectric conversion element 58 includes a resistor R2 and an amplifier 62 that amplifies the average light reception current detected by the resistor R2.
  • the average received light current detected by the amplifiers 61 and 62 is output to the calculation unit 63.
  • the monitor circuit 60 can be realized by a current detection circuit, a current transformer, or the like in addition to the configuration shown in FIG.
  • the calculation unit 63 adds the average received light current Ipd1 detected by the resistor R1 of the monitor circuit 60 and the average received light current Ipd2 detected by the resistor R2. In addition, the calculation unit 63 subtracts the average light reception current Ipd2 from the average light reception current Ipd1.
  • the average received currents Ipd1 and Ipd2 measured by the monitor circuit 60, the addition result (Ipd1 + Ipd2) and the subtraction result (Ipd1 ⁇ Ipd2) calculated by the calculation unit 63 are stored in the storage unit 64 by the calculation unit 63.
  • control unit 65 flows to the phase adjustment heater 54 so that the average light reception currents Ipd1 and Ipd2 of the photoelectric conversion elements 57 and 58 detected by the monitor circuit 60 are maximized or minimized. Control the current.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a calculation result of the average current of the photoelectric conversion element 57 (or 58) with respect to the phase error of the demodulator 33. It has been found that there is a certain relationship between the phase error of the phase modulation signal (DPSK modulated optical signal) input to the demodulator 33 and the average received light current of the photoelectric conversion element 57 (or 58).
  • DPSK modulated optical signal DPSK modulated optical signal
  • FIG. 4 shows an example of the calculation result of the average current of the photoelectric conversion element 57 (or 58) with respect to the phase error of the demodulator 33 when the information transmission rate is 43.018 Gb / s. 4 indicates a relative value obtained by dividing the average light reception current of the photoelectric conversion element 57 (or 58) by the maximum amplitude value of the light reception current when the delay amount of the demodulator 33 is 1 bit, and the horizontal axis indicates the horizontal axis.
  • the phase error (deg) is shown.
  • a line a connecting points indicated by triangles indicates a relative value (referred to as a difference between average received light currents) of the difference between the average received light current of the normal phase and the average received light current of the opposite phase, and connects the points indicated by the squares.
  • the ellipse line b indicates the relative value of the average light reception current in the reverse phase (referred to as the average light reception current in the reverse phase).
  • a line c connecting the points indicated by rhombuses indicates the relative value of the positive-phase average received current (referred to as the positive-phase average received current).
  • the average received light current in the positive phase has a maximum value when the phase error is minimum (0 deg). Further, the average photocurrent of the opposite phase is a minimum value when the phase error is minimized. The difference between the average received light currents of the normal phase and the reverse phase is a maximum value when the phase error is minimized.
  • phase error is minimized at the maximum or minimum of the average received light current flowing through the photoelectric conversion element.
  • the waveform in the transition region of the current waveform flowing through the photoelectric conversion element 57 approaches 0 level, so the average value of the entire waveform including the amplitude of the transition region decreases. .
  • the positive-phase average received light current flowing through the photoelectric conversion element 57 becomes maximum when the phase error is minimum.
  • the average value of the waveform in the transition region of the current waveform flowing through the photoelectric conversion element 58 increases as the phase error increases.
  • the average light receiving current of the photoelectric conversion element 42 is minimized when the phase error is minimum.
  • the average light receiving current flowing through the photoelectric conversion element 57 or the photoelectric conversion element 58 that receives the phase modulation signal of the normal phase or the reverse phase is monitored, and the delay amount of the demodulator 33 is set so that the average light reception current becomes maximum or minimum. By controlling this, the phase error of the phase modulation signal can be reduced.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the difference between the forward and reverse phase average received currents when the phase error is 0 deg and 15 deg, the delay time / T, and the dependency on the rise and fall times of the modulation signal waveform. .
  • the vertical axis in FIG. 5 represents the difference current between the positive-phase and negative-phase light reception average currents, and the horizontal axis represents the percentage of the delay time of the demodulator 33 with respect to the time T of 1 bit.
  • the points indicated by triangles indicate the average current difference between the positive and negative phases when the rise time tr and the fall time tf of the DPSK modulated optical signal waveform are equal to the 1-bit time T of the transmission rate. ing.
  • the points indicated by squares indicate the average current difference when the rise time tr and the fall time tf of the modulation signal are 70% of the time T of 1 bit.
  • the points indicated by diamonds indicate the average current difference between the positive and negative phases when the rise time tr and the fall time tf of the waveform of the optical signal are 30% of the 1-bit time T.
  • FIG. 5 shows that the difference between the average received light currents of the positive phase and the negative phase becomes larger when the rise time tr and the fall time tf of the waveform of the optical signal modulated with DPSK are gentler. It can also be seen that the difference between the average received light current of the positive phase and the negative phase becomes larger when the delay time of the demodulator 33 is shorter than the time of 1 bit of the transmission rate. The same can be said for the normal phase average received current and the reverse phase average received current.
  • the delay time of the demodulator 33 is decreased, the waveform in the transition region (waveform rising and falling region) when the phase error is small is the amplitude in the positive phase. This is because the negative value is biased to zero level in the opposite phase, and the change in the average value caused by the phase error is increased.
  • the phase modulation signal can be reduced.
  • the phase error of the phase modulation signal can be reduced.
  • the response time of the phase adjustment heater 54 is very slow. Therefore, it takes time until the amount of heat of the phase adjustment heater 54 is actually changed to the target amount of heat after the control for changing the amount of heat of the phase adjustment heater 54 to change the optical path length. Therefore, before and after changing the amount of heat of the phase adjustment heater 54, when power fluctuation occurs in the received optical signal, the average light receiving currents Ipd1 and Ipd2 of the photoelectric conversion elements 57 and 58 change, There arises a problem that the control accuracy of the delay amount of the delay interferometer 51 is lowered.
  • the vertical axis in FIG. 6 shows the difference (Ipd1 ⁇ Ipd2) in the average light receiving current between the photoelectric conversion element 57 and the photoelectric conversion element 58.
  • the horizontal axis shows the phase error (deg) of the phase modulation signal.
  • the solid line A shown in FIG. 6 is a curve showing the difference (Ipd1 ⁇ Ipd2) of the average received light current when there is no change in the input power of the optical signal.
  • the difference in the average received current on the solid line A (Ipd1 ⁇ Ipd2) (for example, the circle (D shown on the solid line A (D , E, F)) are detected.
  • the input power of the optical signal fluctuates as shown by the solid line B and the solid line C shown in FIG. 6 while the heat amount of the phase adjustment heater 54 is being adjusted.
  • the input power of the optical signal is in a proportional relationship with the normal phase and reverse phase outputs of the delay interferometer 51. For this reason, when the input power of the optical signal fluctuates, the difference (Ipd1-Ipd2) in the average received light current also fluctuates. Then, the point D on the solid line A shown in FIG. 6 should be detected, but the point G on the solid line C shown in FIG. 6 is detected as a difference in average received light current (Ipd1 ⁇ Ipd2) due to fluctuations in the input power of the optical signal. End up.
  • the point F on the solid line A shown in FIG. 6 should be detected, but the point H on the solid line C shown in FIG. 6 is detected.
  • the locus is a dotted line shown in FIG. 6, and the maximum may be erroneously determined as the minimum.
  • the average received light current flowing through the photoelectric conversion elements 57 and 58 when the heater voltage is V0 is monitored by the monitor circuit 60, and the sum of the monitor values is calculated by the calculation unit 63. Since the input power of the optical signal is proportional to the normal phase and reverse phase outputs of the delay interferometer 51, the sum of the average received light currents (Ipd1 + Ipd2) is obtained as an amount proportional to the input power of the optical signal. The sum (Ipd1 + Ipd2) of the average received light current obtained by the calculation unit 63 is stored in the storage unit 64.
  • the heater voltage is changed to V1 (swing), and the sum (Ipd1 ′ + Ipd2 ′) of average received light currents flowing through the photoelectric conversion elements 57 and 58 when the heater voltage is V1 is obtained by the calculation unit 63.
  • the calculation unit 63 obtains a ratio (hereinafter referred to as ⁇ Pow) between the sum of the average received light current when the heater voltage is V1 and the sum of the average received current when the heater voltage is V0.
  • This ⁇ Pow represents the ratio of the input power of the optical signal at the heater voltage V1 and the heater voltage V0.
  • the calculation unit 63 multiplies the value of the monitor current when the heater voltage is V1 by the value of ⁇ Pow. As a result, the value of the monitor current when the heater voltage is V1 can be converted into one corresponding to the input power of the optical signal when the heater voltage is V0. Therefore, the monitor current value when the heater voltage is V0 and the monitor current value when the heater voltage is V1 can be compared without being affected by fluctuations in the input power of the optical signal.
  • control unit 65 sets V0 as the initial value of the output voltage V (step S1), and sets “1” that specifies the direction of increase as the direction data D that specifies the voltage shift direction.
  • control unit 65 variably controls the output voltage V in order to variably control the current of the phase adjustment heater 54.
  • the operation unit 63 obtains the output voltage V1 by adding D ⁇ dV to the output voltage V0, and the control unit 65 supplies the obtained output voltage V1 to the phase adjustment heater 54 (step S3).
  • the process of step S3 is a process of increasing or decreasing the output voltage by adding a positive or negative constant value dV to the current value of the output voltage V.
  • step S5 the control unit 65 determines that the maximum value has passed. Therefore, the direction data D indicating the voltage shift direction is changed to “ ⁇ D”, and the heater voltage is returned to V0 (step S6).
  • the control direction is switched in the direction in which the output voltage is decreased. Further, when the output voltage has been controlled so as to decrease, the control is switched so as to increase the output voltage.
  • the calculation unit 63 stores the monitor value M1 (Ipd1 ′ and Ipd2 ′) at the output voltage V1 as M0 in the storage unit 64 in order to use the previous value at the next monitoring (step S6).
  • step S5 If (Ipd1 ⁇ Ipd2) ⁇ Pow (Ipd1′ ⁇ Ipd2 ′) (step S5 / YES), the control unit 65 determines that the maximum value has not been exceeded. Therefore, the direction data D indicating the voltage shift direction remains “D” and the heater voltage is controlled to V1 (step S7). Further, the calculation unit 63 stores the monitor value M1 (Ipd1 'and Ipd2') at the output voltage V1 as the previous value at the next monitoring, so that it is stored in the storage unit 64 as M0 (step S7).
  • the delay amount of the demodulator 33 is controlled so that the difference in average received light current between the normal phase and the reverse phase is close to the maximum value even if the input power of the received optical signal varies. be able to. For this reason, the control error of the delay amount of the delay interferometer that demodulates the phase modulation signal can be reduced.
  • the above-described processing can also be applied to the case where the delay amount is controlled so that the positive-phase average received light current becomes maximum.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the processing operations of the calculation unit 63 and the control unit 65 in the case of monitoring the reverse-phase average received light current.
  • the calculation unit 63 sets V0 as an initial value of the output voltage, and sets a value “1” instructing an increase in voltage as direction data D that specifies the direction of voltage shift.
  • the controller 65 varies the output voltage in order to control the current supplied to the phase adjustment heater 54 (step S11).
  • the computing unit 63 obtains an output voltage V1 by adding D ⁇ dV to the voltage V, and the control unit 65 supplies the obtained output voltage V1 to the phase adjustment heater 54 (step S13).
  • the process of step S13 is a process for increasing or decreasing the output voltage by adding a value obtained by multiplying the constant value dV by the direction data D to the current output voltage V0.
  • the monitor value M1 (Ipd1 ′, Ipd2 ′) at the updated output voltage V1 is read from the monitor circuit 60 (step S14).
  • a ratio ⁇ Pow with the sum (Ipd1 ′ + Ipd2 ′) is obtained.
  • ⁇ Pow is obtained by the above-described equation (1).
  • the calculation unit 63 compares the integrated value ( ⁇ Pow ⁇ Ipd2 ′) with the previous average light reception current Ipd2 of opposite phase (step S15). If Ipd2 ⁇ ( ⁇ Pow ⁇ Ipd2 ′) (step S15 / NO), the controller 65 determines that the minimum value has passed. Therefore, the direction data D indicating the voltage shift direction is changed to “ ⁇ D”, and the heater voltage is returned to V0 (step S16). As a result, when the control is performed in the direction in which the output voltage is increased (the direction in which the delay amount of the demodulator 33 is increased), the control direction is switched in the direction in which the output voltage is decreased.
  • the calculation unit 63 stores the monitor value M1 (Ipd1 ′ and Ipd2 ′) at the output voltage V1 as the previous value at the next monitoring in the storage unit 64 as M0.
  • step S15 If Ipd2> ( ⁇ Pow ⁇ Ipd2 ′) (step S15 / YES), the control unit 65 determines that the minimum value has not been exceeded. Therefore, the direction data D indicating the voltage shift direction remains “D”, and the heater voltage is controlled to V1 (step S17). Further, the calculation unit 63 stores the monitor value M1 (Ipd1 'and Ipd2') at the output voltage V1 as the previous value at the next monitoring, so that it is stored in the storage unit 64 as M0 (step S17).
  • the delay amount of the demodulator 33 can be controlled so that the reverse-phase average received current is minimized even if the input power of the received optical signal varies, and the phase-modulated optical signal
  • the control error of the delay amount of the delay interferometer that demodulates the signal can be reduced.
  • a signal having a low frequency f0 may be superimposed on a signal for controlling the delay amount of the delay interferometer 51, and the delay amount may be controlled so that the frequency component of the frequency f0 or 2f0 of the average light receiving current is maximized or minimized.
  • the value of dV of D ⁇ dV used when obtaining the output voltage V1 from the output voltage V0 may not be a constant value.

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Abstract

　受信した光信号の入力パワーをモニタ回路６０でモニタされる電流に基づいて測定し、遅延干渉計５１から出力される位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに測定された受信光信号の入力パワーと、第２遅延量のときに測定された光信号の入力パワーとの比に基づいて、位相基準光の遅延量が第２遅延量のときにモニタ回路６０でモニタされる電流値を、遅延量が第１遅延量のときの光信号の入力パワーに応じたものに補正する演算部６３と、遅延量が第１遅延量のときにモニタ回路６０でモニタされた電流値と、演算部６３で補正された遅延量が第２遅延量のときの電流値とを比較して、モニタ回路６０でモニタされる電流が極大又は極小となるように干渉計の位相基準光の遅延量を制御する制御部６５とを具備している。

Description

位相変調信号受信装置
　本発明は、位相変調された光信号を受信する位相変調信号受信装置に関する。
　近年、ネットワークの高速化・大容量化のため、情報を電気信号ではなく光ファイバを伝送路とする光信号によって伝達する光ファイバ通信が開発及び実用化されている。このような光ファイバ通信において、さらなる高速化・大容量化を実現するために、光の位相を利用した変調方式での伝送容量の拡大が検討されている。
　光の位相を利用した変調方式の一例として、差動位相変調方式（ＤＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying）や４相差動位相変調方式（ＤＱＰＳＫ:Differential Quadrature Phase Shift Keying）などが挙げられる。
　これらの変調方式によって変調された光信号は光ファイバ等の伝送路によって受信装置に伝送される。受信装置では、遅延干渉計を備えた復調器によって、受信した光信号を復調している（例えば、特許文献１参照）。
　図１に一般的な位相変調方式における光受信装置の構成を示す。光受信装置１は、遅延干渉計２と、レシーバ８と、モニタ回路１２と、制御部１３とを具備する。遅延干渉計２は、光カプラ３、５と、ヒータ４とを具備する。レシーバ８は、光電変換素子９、１０とアンプ１１とを具備する。
　受信した光信号は、光カプラ３で２分岐され、一方の光信号は光ファイバ６を伝送され、他方の光信号は光ファイバ７を伝送される。光ファイバ６には、ヒータ４が設けられている。ヒータ４は、光ファイバ６の屈折率を調整し、光ファイバ６と光ファイバ７との実効的な光路長差が所望の遅延量となるように制御部１３によって制御される。
　光ファイバ６を通った光と光ファイバ７を通った光とを光カプラ５で合波し干渉させる。それによって、光位相変調信号の位相の変化を光強度の変化に変換し、互いの位相が１８０°（π）異なる２つの光強度変換信号が遅延干渉計２の正相、逆相の２つのポートからそれぞれ出力される。
　レシーバ８の光電変換素子９、１０は、遅延干渉計２の２つのポートから出力される光強度変換信号をそれぞれに光電変換して電気信号を出力する。アンプ１１は、光電変換素子９、１０の出力する電気信号を増幅して後段の信号処理部（不図示）に出力する。
　モニタ回路１２は、電源Ｖｃｃから光電変換素子９、１０に供給される平均電流（平均受光電流）をモニタする。制御部１３は、モニタ回路１２で検出される光電変換素子９、１０の平均電流に基づいてヒータ４に流れる電流を制御する。
特開２００７－２７４２３５号公報
　図１に示す制御部１３は、ヒータ４に流す電流を変更しながらモニタ回路１２で検出される光電変換素子９、１０の平均電流が目標値となるように制御している。
　しかしながら、遅延干渉計２は、ヒータ４の熱量によって光路長をコントロールしている。ヒータ４は応答時間が非常に遅いため、光ファイバ６、７の光路長差が所望の光路長差となるまでに時間がかかる。このため、ヒータ４の熱量を変更する前と後で、受信する光信号にパワー変動が生じてしまった場合、光電変換素子９、１０の平均電流も変化してしまう。そのため、遅延干渉計２の遅延量の制御精度が低下するという問題が生じる。
　本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる位相変調信号受信装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本明細書に開示の位相変調信号受信装置は、位相変調された受信光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させ、これらの光信号の位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、前記干渉計から出力される前記位相差に応じた強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子に流れる電流の直流成分又は前記光信号の位相変調周波数よりも十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、前記受信光信号の入力パワーを前記モニタ手段でモニタされる電流に基づいて測定する測定手段と、前記位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに前記測定手段で測定された受信光信号の入力パワーと、前記位相基準光の遅延量が第２遅延量のときに前記測定手段で測定された前記受信光信号の入力パワーとの比に基づいて、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされる電流値を、遅延量が前記第１遅延量のときの受信光信号の入力パワーに応じたものに補正する補正手段と、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値と、前記補正手段で補正された、遅延量が前記第２遅延量のときの電流値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる電流が極大又は極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段とを具備している。
　本明細書に開示の位相変調信号受信装置によれば、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる。
　本明細書に開示の位相変調信号受信装置は、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる。
遅延干渉計とレシーバの構成を示す構成図である。 ＤＰＳＫ伝送系を示す図である。 デモジュレータと位相調整回路の構成を示す図である。 デモジュレータの位相誤差に対する光電変換素子の平均受光電流の計算結果を示す図である。 デモジュレータの遅延時間と平均受光電流との関係を示す図である。 平均受光電流の差と遅延干渉計の出力する光強度変換信号の位相誤差を示す図である。 正相と逆相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。 逆相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。
　以下、本発明の好適な実施例について添付図面を参照しながら説明する。
　図２は、実施例のＤＳＰＫ伝送系の構成を示す図である。送信部２１は、シリアライザ及びプリコーダ２２と、ドライバ２３と、ＣＷ（Continuous Wave）光源２４と、位相変調器２５と、波長合波器２６とを有する。
　シリアライザ及びプリコーダ２２は、パラレルデータをシリアルデータに変換しドライバ２３に出力する。ドライバ２３は、シリアルデータを位相変調器２５に出力する。位相変調器２５は、ＣＷ光源２４から出力される光信号の位相をシリアルデータに基づいてＤＳＰＫ変調を施し、変調した光信号を波長合波器２６に出力する。
　波長合波器２６は、複数波長の光信号を合波して光伝送路２７に送出する。光伝送路２７上には、光信号を増幅するアンプ２８、２９等が配置されている。受信部３１は、波長分波器３２と、デモジュレータ３３と、バランスドレシーバ３４と、デシリアライザ３５とを有する。
　波長分波器３２は、波長多重されたＤＳＰＫ光信号を波長ごとに分離する。デモジュレータ３３は、ＤＳＰＫ光信号を伝送レートの約１ビット（又は１シンボル）遅延させた信号とＤＳＰＫ光信号を干渉させる。そして、デモジュレータ３３は、ＤＳＰＫ光信号の位相が１ビット前の光信号と同相の場合には、干渉させた光信号を正相側の出力ポートに出力し、両者の位相が反転している場合には、干渉させた光信号を逆相側の出力ポートに出力する。
　バランスドレシーバ３４は、例えば、２個の光電変換素子を有し、光電変換素子で変換された電気信号を増幅する。デシリアライザ３５は、バランスドレシーバ３４の出力信号をパラレルデータに変換する。
　図３は、デモジュレータ３３と位相調整回路５０の構成を示す図である。図３は、図２に示すデモジュレータ３３としてマッハツェンダ型の遅延干渉計５１を用いた場合を示す。
　遅延干渉計５１は、光カプラ５２と、２本の光ファイバ５５、５６と、位相調整用ヒータ５４と、光カプラ５３とを有する。
　入力するＤＰＳＫ光信号は、光カプラ５２で２分岐され、一方の光信号が光ファイバ５６を伝送され、他方の光信号が光ファイバ５６より長い光路長を有する光ファイバ５５を伝送される。位相調整用ヒータ５４は、光ファイバ５５の屈折率を調整する。この位相調整用ヒータ５４に流れる電流は制御部６５により制御され、光ファイバ５５と光ファイバ５６の実効的な光路長差（実効屈折率×物理的ファイバ長差）が所望の遅延量となるように制御される。
　遅延干渉計５１は、相補的な２つの出力ポートを有している。光カプラ５３は、光ファイバ５６から入力するＤＰＳＫ光信号が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と同位相のとき、正相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号として出力する。また、光カプラ５３は、光ファイバ５６から入力するＤＰＳＫ光信号の位相が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と逆位相のときには、逆相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号として出力する。
　位相調整回路５０は、バランスドレシーバ３４と、モニタ回路６０と、演算部６３と、記憶部６４と、制御部６５とを具備している。
　バランスドレシーバ３４は、２個の光電変換素子５７、５８と、アンプ５９とを有する。光電変換素子５７は、バイアス電源Ｖｃｃからバイアス電流が供給され、正相側の出力ポートから出力される正相の強度変調信号を電気信号に変換する。光電変換素子５８は、バイアス電源Ｖｃｃからバイアス電流が供給され、逆相側の出力ポートから出力される逆相の強度変調信号を電気信号に変換する。
　モニタ回路６０は、電源Ｖｃｃ（定電位部）から光電変換素子５７、５８に供給される平均受光電流を検出する回路である。光電変換素子５７に供給される平均受光電流を検出するモニタ回路６０として抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１で検出した平均受光電流を増幅するアンプ６１とを具備している。また、光電変換素子５８に供給される平均受光電流を検出するモニタ回路６０として抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２で検出した平均受光電流を増幅するアンプ６２とを具備している。
　アンプ６１、６２で検出された平均受光電流は演算部６３に出力される。モニタ回路６０は、図３に示す構成以外に、電流検出回路やカレントトランス等により実現することもできる。
　演算部６３は、モニタ回路６０の抵抗Ｒ１で検出される平均受光電流 Ｉｐｄ１と、抵抗Ｒ２で検出される平均受光電流Ｉｐｄ２とを加算する。また、演算部６３は、平均受光電流Ｉｐｄ１から平均受光電流Ｉｐｄ２を減算する。モニタ回路６０で測定された平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２や、演算部６３で演算された加算結果（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）、減算結果（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）は演算部６３によって記憶部６４に保存される。
　制御部６５は、演算部６３の演算結果に基づいて、モニタ回路６０で検出される光電変換素子５７、５８の平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２が極大又は極小となるように位相調整用ヒータ５４に流れる電流を御する。
　図４は、デモジュレータ３３の位相誤差に対する光電変換素子５７（又は５８）の平均電流の計算結果を示す図である。
　デモジュレータ３３に入力する位相変調信号（ＤＰＳＫ変調された光信号）の位相誤差と、光電変換素子５７（または５８）の平均受光電流との間に一定の関係があることが分かった。
　図４は、情報伝送レートが４３．０１８Ｇｂ／ｓの場合のデモジュレータ３３の位相誤差に対する光電変換素子５７（又は５８）の平均電流の計算結果の例を示している。図４の縦軸は、光電変換素子５７（又は５８）の平均受光電流を、デモジュレータ３３の遅延量が１ビットのときの受光電流の最大振幅値で割った相対値を示し、横軸は位相誤差（ｄｅｇ）を示している。
　図４において、三角で示す点を結んだ線ａは、正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流の差の相対値（平均受光電流の差という）を示し、四角で示す点を結んだ線ｂは、逆相の平均受光電流の相対値（逆相の平均受光電流という）を示している。また、菱形で示す点を結んだ線ｃは、正相の平均受光電流の相対値（正相の平均受光電流という）を示している。
　図４から明らかなように、正相の平均受光電流は、位相誤差が最小（０ｄｅｇ）となるとき極大値となっている。また、逆相の平均受光電流は、位相誤差が最小となるとき極小値となっている。正相と逆相の平均受光電流の差は、位相誤差が最小となるときに極大値となっている。
　光電変換素子に流れる平均受光電流の極大又は極小で位相誤差が最小となるのは、以下の理由からである。
　正相の場合には、位相誤差が大きくなるにつれて、光電変換素子５７を流れる電流波形の遷移領域における波形が０レベルに近づいていくので、遷移領域の振幅を含む波形全体の平均値は小さくなる。この結果、光電変換素子５７を流れる正相の平均受光電流は、位相誤差が最小のとき極大となる。
　逆相の場合には、その出力が正相と相補的な関係にあるため、位相誤差が大きくなるにつれて、光電変換素子５８を流れる電流波形の遷移領域における波形の平均値は大きくなっていく。この結果、逆相においては、位相誤差が最小のとき光電変換素子４２の平均受光電流が極小となる。
　従って、正相又は逆相の位相変調信号を受光する光電変換素子５７又は光電変換素子５８に流れる平均受光電流をモニタして、平均受光電流が極大又は極小になるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。
　図５は、位相誤差が０ｄｅｇと１５ｄｅｇの場合の正逆相の平均受光電流の差と、遅延時間／Ｔとの関係と、変調信号波形の立ち上がり、立ち下がり時間に対する依存性を示す図である。図５の縦軸は、正相と逆相の受光平均電流の差電流を示し、横軸は１ビットの時間Ｔに対するデモジュレータ３３の遅延時間のパーセントを示している。
　図５において、三角で示す点は、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、伝送レートの１ビットの時間Ｔと等しい場合の正逆相の平均電流差を示している。
　四角で示す点は、変調信号の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、１ビットの時間Ｔの７０％の場合の平均電流差を示している。また、菱形で示す点は、光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、１ビットの時間Ｔの３０％の場合の正逆相の平均電流差を示している。
　図５から、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆはなだらかな方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。また、デモジュレータ３３の遅延時間を伝送レートの１ビットの時間よりも短くした方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。この特性は、正相の平均受光電流、逆相の平均受光電流についても同様のことが言える。
　遅延時間と平均受光電流差に相関関係があるのはデモジュレータ３３の遅延時間を小さくすると、位相誤差が小さいときの遷移領域（波形の立ち上がり、立ち下がりの領域）での波形が正相では振幅の最大値に、逆相では０レベルに偏り、位相誤差により生じる平均値の変化が大きくなるように作用するからである。
　また、位相変調された光信号の波形の立ち上がりと立ち下がり時間と平均受光電流差に相関関係があるのは、波形の立ち上がり、立ち下がり時間が長くなると、平均値を変動させる成分となる遷移領域の時間が長くなるため、位相誤差により生じる平均値（平均受光電流）の変動が大きくなるからである。
　上述したように光電変換素子５７、又は５８に流れる平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２をモニタして、平均受光電流が極大又は極小となるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。又は光電変換素子５７と光電変換素子５８に流れる平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２をモニタして、これらの平均受光電流の差が極大となるように制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。
　しかしながら、デモジュレータ３３の遅延量を制御するために位相調整用ヒータ５４の熱量によって光路長をコントロールする場合、位相調整用ヒータ５４の応答時間は非常に遅い。従って、光路長を変更するために位相調整用ヒータ５４の熱量を変更する制御を行ってから実際に位相調整用ヒータ５４の熱量が目的の熱量に変更されるまでに時間がかかる。このため、位相調整用ヒータ５４の熱量を変更する前と後で、受信する光信号にパワー変動が生じてしまった場合、光電変換素子５７、５８の平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２が変わってしまい、遅延干渉計５１の遅延量の制御精度が低下するという問題が生じる。
　図６を参照しながらより具体的に説明する。
　図６の縦軸には、光電変換素子５７と光電変換素子５８との平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）を示す。横軸には、位相変調信号の位相誤差（ｄｅｇ）を示す。例えば、図６に示す実線Ａは、光信号の入力パワーに変動がない場合の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）を示す曲線である。光信号の入力パワーに変動がない場合、位相調整用ヒータ５４の熱量を調整することで、実線Ａ上の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）（例えば、実線Ａ上に示す丸印（Ｄ，Ｅ，Ｆ）点）が検出される。
　次に、位相調整用ヒータ５４の熱量を調整している間に、光信号の入力パワーが図６に示す実線Ｂや実線Ｃのように変動したとする。光信号の入力パワーは、遅延干渉計５１の正相、逆相の出力と比例関係にある。このため、光信号の入力パワーが変動すると、平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）も変動する。すると、図６に示す実線Ａ上のＤ点を検出するはずが、光信号の入力パワーの変動により図６に示す実線Ｃ上のＧ点を平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）として検出してしまう。同様に、図６に示す実線Ａ上のＦ点を検出するはずが、図６に示す実線Ｃ上のＨ点を検出してしまう。この結果、図６に示す点線の軌跡と判断し、極大を極小と誤った判断をしてしまう恐れがある。
　そこで、本実施例では、まず、ヒータ電圧がＶ０のときに光電変換素子５７、５８に流れる平均受光電流をそれぞれモニタ回路６０でモニタし、モニタ値の和を演算部６３で計算する。光信号の入力パワーは、遅延干渉計５１の正相、逆相の出力と比例関係にあるため、平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）を光信号の入力パワーに比例する量として求める。演算部６３で求めた平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）は、記憶部６４に記憶する。
　次に、ヒータ電圧をＶ１に変更（スイング）し、ヒータ電圧がＶ１のときに光電変換素子５７、５８に流れる平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）を演算部６３で求める。そして、ヒータ電圧がＶ１のときの平均受光電流の和と、ヒータ電圧がＶ０のときの平均受光電流の和との比（以下、ΔＰｏｗと呼ぶ）を演算部６３で求める。
　ΔＰｏｗ＝（Ｖ１時の平均受光電流の和）／（Ｖ０時の平均受光電流の和）＝（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）／（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）・・・（１）
　となる。
　このΔＰｏｗが、ヒータ電圧Ｖ１とヒータ電圧Ｖ０のときの光信号の入力パワーの比を表すことになる。
　次に、演算部６３は、ヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流の値に、ΔＰｏｗの値を掛け算する。これによりヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流の値を、ヒータ電圧がＶ０のときの光信号の入力パワーに応じたものに変換することができる。従って、ヒータ電圧がＶ０のときのモニタ電流値と、ヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流値とを光信号の入力パワーの変動の影響を受けることなく比較することができる。
　正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流との差が極大となるように制御する制御部６５及び演算部６３の処理動作を図７に示すフローチャートを参照しながら説明する。
　まず、制御部６５は、出力電圧Ｖの初期値としてＶ０を設定し（ステップＳ１）、電圧のシフト方向を指定する方向データＤとして増加の方向を指定する「１」を設定する。この例では、制御部６５は、位相調整用ヒータ５４の電流を可変制御するために出力電圧Ｖを可変制御する。
　次に、演算部６３で出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流をモニタするモニタ回路６０のモニタ値Ｍ０（Ｉｐｄ１，Ｉｐｄ２）を読み込む（ステップＳ２）。
　次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ０にＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖ１を求め、制御部６５は求めた出力電圧Ｖ１を位相調整用ヒータ５４に供給する（ステップＳ３）。ステップＳ３の処理は、出力電圧Ｖの現在の値に正又は負の一定値ｄＶを加算して出力電圧を増加又は減少させる処理である。
　次に、演算部６３は、増加又は減少させた出力電圧Ｖ１における正相と逆相の平均受光電流Ｍ１（Ｉｐｄ１’，Ｉｐｄ２’）をモニタ回路６０から読み込む（ステップＳ４）。次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）と、出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）との比ΔＰｏｗを求める。
ΔＰｏｗ＝（Ｖ１時のときの平均受光電流）／（Ｖ０時のときの平均受光電流）＝（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）／（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）・・・（１）
　となる。
　次に、演算部６３は、算出したΔＰｏｗの値に出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１’－Ｉｐｄ２’）を求めて積算する。そして、演算部６３は、積算した値ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’－Ｉｐｄ２’）と、前回の正相と逆相の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）を比較する（ステップＳ５）。（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）＞ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’－Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ５／ＮＯ）、制御部６５は、極大値を過ぎたものと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「－Ｄ」に変更し、ヒータ電圧をＶ０に戻す（ステップＳ６）。これにより、それまで出力電圧を増加する方向（デモジュレータ３３の遅延量を大きくする方向）に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に制御方向が切り替えられる。また、それまで出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御が切り替えられる。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ６）。
　また、（Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２）＜ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’－Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ５／ＹＥＳ）、制御部６５は、極大値を過ぎていないと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「Ｄ」のままとし、ヒータ電圧をＶ１に制御する（ステップＳ７）。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ７）。
　上述した処理によれば、受信する光信号の入力パワーが変動しても、正相と逆相との平均受光電流の差が極大値の近傍となるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御することができる。このため、位相変調信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくできる。
　なお、上述した処理は、正相の平均受光電流が極大となるように遅延量を制御する場合にも適用できる。
　図８は、逆相の平均受光電流をモニタする場合の演算部６３及び制御部６５の処理動作を示すフローチャートである。
　演算部６３は、出力電圧の初期値としてＶ０を設定し、電圧シフトの方向を指定する方向データＤとして電圧の増加を指示する値「１」を設定する。制御部６５は、位相調整用ヒータ５４に供給する電流を制御するために出力電圧を可変させている（ステップＳ１１）。
　次に、演算部６３は、正相と逆相の平均受光電流をモニタするモニタ回路６０の出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときのモニタ値Ｍ０（Ｉｐｄ１，Ｉｐｄ２）を読み込む（ステップＳ１２）。
　次に、演算部６３は、電圧ＶにＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖ１を求め、制御部６５は求めた出力電圧Ｖ１を位相調整用ヒータ５４に供給する（ステップＳ１３）。ステップＳ１３の処理は、現在の出力電圧Ｖ０に、一定値ｄＶに方向データＤを乗算した値を加算して出力電圧を増加または減少させるための処理である。
　次に、更新した出力電圧Ｖ１におけるモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’，Ｉｐｄ２’）をモニタ回路６０から読み込む（ステップＳ１４）。次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）と、出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）との比ΔＰｏｗを求める。ΔＰｏｗは上述した式（１）で求められる。
　次に、演算部６３は、算出したΔＰｏｗの値に出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの逆相平均受光電流Ｉｐｄ２’積算する。そして、演算部６３は、積算した値（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）と、前回の逆相の平均受光電流Ｉｐｄ２とを比較する（ステップＳ１５）。Ｉｐｄ２＜（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ１５／ＮＯ）、制御部６５は、極小値を過ぎたものと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「－Ｄ」に変更し、ヒータ電圧をＶ０に戻す（ステップＳ１６）。これにより、それまで出力電圧を増加する方向（デモジュレータ３３の遅延量を大きくする方向）に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に制御方向が切り替えられる。また、それまで出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御が切り替えられる。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する。
　また、Ｉｐｄ２＞（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ１５／ＹＥＳ）、制御部６５は、極小値を過ぎていないと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「Ｄ」のままとし、ヒータ電圧をＶ１に制御する（ステップＳ１７）。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ１７）。
　上述した処理によれば、受信する光信号の入力パワーが変動しても逆相の平均受光電流が極小になるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御することができ、位相変調された光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくできる。
　上述した実施例は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。
　例えば、遅延干渉計５１の遅延量を制御する信号に低周波ｆ０の信号を重畳し、平均受光電流の周波数ｆ０又は２ｆ０の周波数成分が極大又は極小となるように遅延量を制御してもよい。
　また、例えば、図７や図８に示す処理フローで、出力電圧Ｖ０から出力電圧Ｖ１を求めるときに使用したＤ×ｄＶのｄＶの値は、一定値でなくてもよい。

Claims (5)

  1. 　位相変調された受信光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させ、これらの光信号の位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、
    　前記干渉計から出力される前記位相差に応じた強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、
    　前記光電変換素子に流れる電流の直流成分又は前記光信号の位相変調周波数よりも十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、
    　前記受信光信号の入力パワーを前記モニタ手段でモニタされる電流に基づいて測定する測定手段と、
    　前記位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに前記測定手段で測定された受信光信号の入力パワーと、前記位相基準光の遅延量が第２遅延量のときに前記測定手段で測定された前記受信光信号の入力パワーとの比に基づいて、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされる電流値を、遅延量が前記第１遅延量のときの受信光信号の入力パワーに応じたものに補正する補正手段と、
    　遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる電流が極大又は極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段と、
    　を有することを特徴とする位相変調信号受信装置。
  2. 　前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光し、
    　前記モニタ手段は、前記光電変換素子の正相の平均受光電流をモニタし、
    　前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値と、遅延量が前記第２遅延量に前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる平均受光電流が極大となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
  3. 　前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される逆相の強度変調光信号を受光し、
    　前記モニタ手段は、前記光電変換素子の逆相の平均受光電流をモニタし、
    　前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる平均受光電流が極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
  4. 　前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光する第１の光電変換素子と、逆相の強度変調光信号を受光する第２の光電変換素子とを有し、
    　前記モニタ手段は、前記第１の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第１のモニタ手段と、前記第２の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第２のモニタ手段とを有し、
    　前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記第１のモニタ手段でモニタされた正相の平均受光電流値と遅延量が前記第１遅延量のときに前記第２のモニタ手段でモニタされた逆相の平均受光電流値との差分と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記第１のモニタ手段でモニタされた正相の平均受光電流値の補正値と遅延量が前記第２遅延量のときに前記第２のモニタ手段でモニタされた逆相の平均受光電流値の補正値との差分とを比較して、前記第１のモニタ手段でモニタされる正相の平均受光電流値と前記第２のモニタ手段でモニタされる逆相の平均受光電流値との差分が極大となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
  5. 　前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光する第１の光電変換素子と、逆相の強度変調光信号を受光する第２の光電変換素子とを有し、
    　前記モニタ手段は、前記第１の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第１のモニタ手段と、前記第２の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第２のモニタ手段とを有し、
    　前記測定手段は、前記第１のモニタ手段でモニタされる電流値と前記第２のモニタ手段でモニタされる電流値との和を前記受信光信号の入力パワーとして測定することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011217070A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Fujitsu Optical Components Ltd 光受信装置および通信システム
WO2011146899A1 (en) 2010-05-20 2011-11-24 Mintera Corporation Self-adaptive receivers not requiring fec feedback

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003309520A (ja) * 2002-04-16 2003-10-31 Toshiba Corp 光通信システム
WO2005088876A1 (ja) * 2004-03-17 2005-09-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation 光伝送システム、光伝送システムの光送信装置及び光受信装置
WO2006070456A1 (ja) * 2004-12-28 2006-07-06 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 光受信装置
JP2006295603A (ja) * 2005-04-12 2006-10-26 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2006325124A (ja) * 2005-05-20 2006-11-30 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2007181171A (ja) * 2005-12-02 2007-07-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 多値位相変調信号用光受信装置
JP2008010991A (ja) * 2006-06-27 2008-01-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光受信用増幅器およびそれを用いた光受信器
JP2008219069A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Yokogawa Electric Corp 光受信器及び光送信器

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE447601B (sv) * 1985-04-04 1986-11-24 Ericsson Telefon Ab L M Fiberoptisk interferometer
JP3210061B2 (ja) * 1992-03-19 2001-09-17 富士通株式会社 光干渉器の動作点安定化装置
EP0615358B1 (en) * 1993-03-11 2004-10-20 AT&T Corp. Optical network based on remote interrogation of terminal equipment and an optical network unit therefor using wavelength shifting
US6211985B1 (en) * 1997-08-08 2001-04-03 Tyco Submarine Systems Ltd. Remote monitoring of an optical transmission system using line monitoring signals
US6396605B1 (en) * 1999-01-26 2002-05-28 Trw Inc. Apparatus and method for tuning an optical interferometer
US6687010B1 (en) * 1999-09-09 2004-02-03 Olympus Corporation Rapid depth scanning optical imaging device
US7483639B2 (en) * 2001-05-10 2009-01-27 Fujitsu Limited Method and system for transmitting information in an optical communication system using distributed amplification
US7200344B1 (en) * 2001-05-10 2007-04-03 Fujitsu Limited Receiver and method for a multichannel optical communication system
US7603045B2 (en) * 2003-08-28 2009-10-13 Fujitsu Limited Method and system for automatic feedback control for fine tuning a delay interferometer
US7256894B2 (en) * 2003-10-20 2007-08-14 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for performing second harmonic optical coherence tomography
US7281144B2 (en) * 2004-02-17 2007-10-09 Intel Corporation Power management in communication devices
US7558479B1 (en) * 2004-04-15 2009-07-07 Nortel Networks Limited Analysis and control of optical communications systems
US7239773B2 (en) * 2004-06-28 2007-07-03 Fujitsu Limited Optical-switch testing apparatus, optical-signal switching apparatus, optical-switch testing method, and control method for optical-signal switching
US7061596B2 (en) * 2004-08-19 2006-06-13 Lucent Technologies Inc. Wavelength-tracking dispersion compensator
KR100678245B1 (ko) * 2004-12-01 2007-02-02 삼성전자주식회사 수동형 광 가입자 망
KR100701101B1 (ko) * 2004-12-20 2007-03-28 한국전자통신연구원 광 간섭계 제어 장치 및 그 방법
JP2006262020A (ja) * 2005-03-16 2006-09-28 Fujitsu Ltd 局側装置
JP4516907B2 (ja) * 2005-08-26 2010-08-04 富士通株式会社 光受信装置およびその制御方法
US7995930B2 (en) * 2005-10-31 2011-08-09 Ntt Electronics Corporation Optical receiver using Mach-Zehnder interferometer
JP2007274235A (ja) * 2006-03-30 2007-10-18 Fujitsu Ltd 光ｄｑｐｓｋ受信器
US20070291277A1 (en) * 2006-06-20 2007-12-20 Everett Matthew J Spectral domain optical coherence tomography system
JP4892287B2 (ja) * 2006-06-30 2012-03-07 富士通株式会社 Ｐｏｎ通信用光パワーモニタ
JP4911404B2 (ja) * 2006-08-25 2012-04-04 独立行政法人産業技術総合研究所 光信号処理回路
US8594498B2 (en) * 2007-09-24 2013-11-26 Photop Aegis, Inc. Method and apparatus for in-band OSNR monitoring
JP5691255B2 (ja) * 2010-06-22 2015-04-01 富士通株式会社 Ｏｓｎｒ測定装置および光通信システム
KR101347294B1 (ko) * 2010-07-21 2014-01-03 한국전자통신연구원 차동 사분위상 천이방식의 광 신호 수신장치 및 위상 오프셋 제어 방법

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003309520A (ja) * 2002-04-16 2003-10-31 Toshiba Corp 光通信システム
WO2005088876A1 (ja) * 2004-03-17 2005-09-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation 光伝送システム、光伝送システムの光送信装置及び光受信装置
WO2006070456A1 (ja) * 2004-12-28 2006-07-06 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 光受信装置
JP2006295603A (ja) * 2005-04-12 2006-10-26 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2006325124A (ja) * 2005-05-20 2006-11-30 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
JP2007181171A (ja) * 2005-12-02 2007-07-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 多値位相変調信号用光受信装置
JP2008010991A (ja) * 2006-06-27 2008-01-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光受信用増幅器およびそれを用いた光受信器
JP2008219069A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Yokogawa Electric Corp 光受信器及び光送信器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011217070A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Fujitsu Optical Components Ltd 光受信装置および通信システム
WO2011146899A1 (en) 2010-05-20 2011-11-24 Mintera Corporation Self-adaptive receivers not requiring fec feedback
EP2572460A4 (en) * 2010-05-20 2016-01-27 Mintera Corp SELF-ADAPTIVE RECEIVERS WITHOUT FEC FEEDBACK REQUIREMENT

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