JP2013526814A - Ｆｅｃフィードバックを必要としない自己適応型受信器 - Google Patents

Abstract

光通信ネットワークは、光信号を復調し復調された光信号を電気信号に変換するにあたり、光受信器に依存する。光受信器は、受信信号の品質を改善するために、光信号の伝送の間に変更可能である１つまたは複数の特性に関連付けられてもよい。本発明は、信号を伝送する通信リンク上の光フィルタリングの量に基づいて、特性に対する値を判定し得る。受信器の特性に対する値は、検出器の建設的ポートの平均光電流と相殺的ポートの平均光電流との比等の、受信器に関連付けられた検出器の特性を観測することにより、判定され得る。受信器の観測特性は、ルックアップテーブルにおいて受信器の特性に対する所定値に割り当てられ、このルックアップテーブルは、受信器の動作中、照会されてもよい。

Description

関連出願の相互参照
本願は、２０１０年５月２０に出願された米国仮特許出願整理番号第６１／３４６，６９０号の優先権を主張する。前述の出願全体は引用することにより本明細書に援用される。

本発明は、全般的には光通信に関し、さらに詳細には、光通信ネットワークにおいて存在する光フィルタリングの量を判定し、その光フィルタリング量にしたがって受信器特性の値を設定するための方法およびシステムに関する。

ポイント・トゥ・ポイント情報伝達ネットワークの基幹は、光学的に増幅された高密度波長分割多重方式（ＤＷＤＭ）光リンクのシステムである。４０Ｇｂ／ｓ以上のチャネルレートで動作するＤＷＤＭ光ファイバ伝送システムは、より低いチャネルレートのシステムと比べて、潜在的に、ファイバ容量がより大きく且つ１伝送ビット当たりのコストがより低いため、非常に望ましい。

４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、典型的には、高い光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）感度を有するために選択される。ＯＳＮＲ感度が高いということは、伝送の所望のビットエラー率（ＢＥＲ）が、低いＯＳＮＲで十分に維持されること、換言すれば、高レベルの光学雑音が存在する場合であっても、システムが所望のＢＥＲで作動可能であることを意味する。加えて、４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、既存のシステムが、帯域幅を制限する５０ＧＨｚチャネル間隔向けの光マルチプレクサおよびデマルチプレクサを備える場合もあるため、典型的には、光フィルタに対して耐性を有するものが選択される。また、既存のシステムは縦続接続光学アド・ドロップマルチプレクサを備える場合もある。

したがって、差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）は、部分的にはＤＰＳＫ伝送システムが優れたＯＳＮＲ感度を有するため、４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムに対して検討されてきた。差動受信器と称されることもある平衡直接検出受信器を用いるＤＰＳＫ伝送システムは、ＮＲＺシステムおよびＰＳＢＴシステム等のオンオフ変調システムと比較して約３ｄＢのＯＳＮＲ感度を有することが示されてきた。しかし、従来のＤＰＳＫ伝送システムは良好なフィルタ耐性を有さない。

ＤＰＳＫシステムにおいて、データは、搬送波の位相を偏移することにより搬送波上に符号化される。位相偏移量は、各位相偏移により符号化されるデータ量に基づいて選択されてもよい。例えば、ＤＰＳＫは差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と称される場合もある。例えば、信号の位相は、単一ビットのデータ（「１」または「０」）を各位相偏移により符号化するために、１８０度（すなわち、πラジアン）の増加分で変調され得る。他の例において、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）においては、信号の位相は、２ビットのデータ（例えば、「１１」または「０１」）を各位相偏移により符号化するために、９０度（すなわち、π／２ラジアン）の増加分で変調され得る。

可能な位相偏移の個数は、典型的には、変調フォーマットの「配置点」の個数と呼ばれる。例えば、ＤＰＳＫは２つの配置点を有し、ＤＱＰＳＫは４つの配置点を有する。異なる個数の配置点（例えば、「ｍ」個の配置点）を用いる変調フォーマットも知られていて、これらは一般にＤｍＰＳＫフォーマットと称される。

信号の位相および信号の振幅の両方が、データで信号を符号化するために用いられる場合、係る変調フォーマットはＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）またはｍ−ＱＡＭと称される。なお、このｍは配置点の個数を示す。

信号の位相偏移は「シンボル」の伝送として参照され、各記号が伝送される速度は「シンボルレート」として参照される。上述のように、複数ビットのデータは各シンボルを用いて符号化され得る。ビットが伝送される速度は「ビットレート」と呼ばれる。したがって、ＤＱＰＳＫシステムにおけるシンボルレートはビットレートの半分である。例えば、それぞれ同一のシンボルレートで伝送するＤＰＳＫシステムおよびＤＱＰＳＫはビットレートが異なる。すなわち、ＤＱＰＳＫシステムは、ＤＢＰＳＫシステムのビットレートの２倍のビットレートを有することとなる。

したがって、ＤＱＰＳＫシステムにおける４３Ｇｂ／ｓデータレートは毎秒２１．５ギガシンボルに対応する。このように、ＤＱＰＳＫ伝送システムは、従来のフォーマットおよびＤＢＰＳＫと比較して、スペクトル帯域幅がより狭く、色分散耐性がより大きく、偏光モード分散（ＰＭＤ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）に対する耐性がより大きい。一方ＤＱＰＳＫ伝送システムはＤＢＰＳＫ伝送システムよりも受信器感度がおよそ１．５〜２ｄＢ低い。さらに、送信器および受信器の両方が従来のＤＢＰＳＫ送信器／受信器よりも著しく複雑となる。

ＤＢＰＳＫおよびＤＱＰＳＫは、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）方式であり得、またはゼロ復帰（ＲＺ）パルスカーバが送信器に加えられる場合、ＲＺ方式であり得る。

図１Ａは、とりわけＤＰＳＫ光信号を伝送するための光ネットワーク１００の１例を示すブロック図である。

送信器１０２はＤＰＳＫ光信号１０４を生成してもよい。送信器１０２は例えばレーザ等の光源を備えてもよい。パルスカーバは光源から光を受け取り、その光にパルスを加えてもよい。そのパルスビームは、光ビーム上のデータ信号を符号化するために１つまたは複数の変調器により操作され得る位相を有し得る。操作された光はＤＰＳＫ光信号１０４であり得る。

ＤＰＳＫ光信号１０４は、１つまたは複数の、オンオフ変調（ＯＯＫ：ｏｎ−ｏｆｆ−ｋｅｙｅｄ）された信号等の他の信号１０６と、マルチプレクサ１０７において組み合わされてもよい。例えば、これらの信号は波長分割多重（ＷＤＭ：ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いて多重化されてもよく、隣接する２つの信号は比較的同様の波長を有してもよい。信号１０４および１０６をともに多重化することにより、および／またはこれらの信号を１つまたは複数の光フィルタ１０８を用いてフィルタリングすることにより、より多くの情報が伝送回線１０９上で搬送されることができる。フィルタ１０８は、例えば、マルチプレクサ、デマルチプレクサ、光インターリーバ、光アド・ドロップフィルタ、および波長選択性スイッチを含み得る。フィルタ１０８はフィルタ１０８を通る信号をスペクトル的に狭化し得る。

伝送回線１０９上で搬送されるこれらの組み合わされた光信号は、係る組み合わされた光信号を復調するために受信器１１０において受信されてもよい。受信器１１０の前に、デマルチプレクサ１１１が多重化された信号を受信してもよい。デマルチプレクサ１１１は、これらの信号のうちの１つ、例えばＤＱＰＳＫ信号１０４を選択してもよい。デマルチプレクサ１１１は、この信号を、例えばＤＰＳＫ信号１０４を搬送する特定の波長を分離することにより、選択してもよい。代替的に、受信器１１０は、入力する変調光信号を受信するためにデマルチプレクサ１１１またはセレクタを備えてもよい。

受信器１１０は、ソースビーム１１３を受信してもよい。ソースビーム１１３は干渉計１１６において受信される。

ＤＰＳＫ受信器は、典型的に１つまたは複数の光復調器を用いる。なお、これらの光復調器は、伝送された光信号の位相変調を、強度受信器を用いて検出可能な振幅変調信号に変換する。典型的には、光復調器は、遅延線干渉計（ＤＬＩ：ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）１１６として実装される。なお、これらの遅延線干渉計は、光信号を２つの部分に分割し、一方の部分を他方の部分に対して差動遅延Δｔだけ遅延させ、最終的に、２つの部分を再結合することにより送信器１０２において光信号上に変調される位相に応じて建設的干渉または相殺的干渉を達成する。このように干渉計はＤＰＳＫ光信号と干渉計自体とを干渉させ得る。

光復調器はＤＰＳＫ位相変調信号を、一方の出力においては振幅変調光信号へと、他方の出力においては反転した振幅変調光信号へと、変換する。これらの信号は光検出器１２０を用いて検出される。なお、この光検出器１２０は（例えば）２つの高速検出器から構成されてもよい（例えば図１Ｂ参照）。これら２つの検出器の出力は電気的に互いから減算され、その後、生成された電気信号はデータ回復回路に送られる。

作動中、干渉計１１６は入力する信号の位相を偏移する。例えばＤＰＳＫシステムにおいて干渉計１１６および１１８は入力する信号の位相を互いに対してπだけ偏移してもよい。干渉計１１６は、入力する変調光信号１０２を分析および／または変調するために用いられ、出力を検出器１２０に提供する。干渉計１１６は以下で図１Ｂ〜図１Ｄを参照してより詳細に説明される。

干渉計は検出器１２０に対する１つまたは複数の光入力を生成してもよい。例えば、干渉計１１６は光検出器１２０に提供される第１光入力１１７および第２光入力１１８を生成してもよい。光検出器１２０は入力光信号に作用し、電気出力信号１２４を生成してもよい。

いくつかの実施形態において、検出器１２０は、例えば、平衡検出器または不平衡検出器であってもよい。

図１Ｂは図１Ａに示す受信器１１０の１部分のブロック図である。受信器１１０において、干渉計１１６および光検出器１２０が協働して光ドメインにおける第１光ソースビーム１１３を第１出力信号１２４に変換する。

干渉計１１６において光ソースビーム１１３はサンプルビーム１２８および基準ビーム１３０に分割される。サンプルビーム１２８および基準ビーム１３０が処理されると第１光入力１１７および第２光入力１１８が生成され、第１光入力１１７および第２光入力１１８はそれぞれ光検出器１２０内の第１検出器１３２および第２検出器１３４により受信される。第１検出器１３２および第２検出器１３４はそれぞれ、出力を電子装置に提供するための第１光出力ポート１３６および第２光出力ポート１３８を備える。電子装置は、例えば、電気出力信号１２４を生成するために第２出力１３８から第１出力１３６を減算する差動検出器であってもよい。

図１Ｃは、（例えば）干渉計１１６等の干渉計の１例である。干渉計１１６は例えば信号成分のうちの１つ（例えば第１ソースビーム１１３）をスプリッタ１１２から受信する遅延線干渉計（ＤＬＩ）であってもよい。干渉計１１６は例えばガリウム砒素もしくはニオブ酸リチウム、自由空間光通信（例えば、図１Ｃおよび図１Ｄ）、ファイバ（例えば、図１Ｂ、図２、図３）、またはＰＬＣで作られてもよい。干渉計の他の例は、マッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を含む。

干渉計１１６は、受信した第１ソースビーム１１３を２つ以上の干渉計信号成分１２８および１３０に分割するための第１スプリッタ１４２を備えてもよい。第１干渉計信号成分１２８はサンプルビームと呼ばれ、光路１４４に沿った第１ミラー１４８に提供される。同様に、基準ビーム１３０は第２光路１４６に沿った第２ミラー１５０に供給される。光路１４４および１４６は、信号が通過する光媒体を含んでもよい。例えば、光路１４４および１４６は空気またはガラスを含んでもよい。光路１４４および１４６内の媒体の光学特性は、信号１２８および１３０が光路１４４および１４６内を移動するに要する時間量に影響を与える。

ミラー１４８および１５０から、それぞれの干渉計信号成分１２８および１３０が他のスプリッタ１５２に提供され、このスプリッタ１５２において、この信号はさらに１対の信号（第１光入力１１７および第２光入力１１８）に分割され、これらの第１光入力１１７および第２光入力１１８は２つ以上の検出器１３２および１３４により受信される。

光路１４４および１４６（または他の図示しない光路）が長さおよび他の特性において同一であるならば、サンプルビーム１２８および基準ビーム１３０は同時に検出器１３４および１３６に到達する。一方、光路１４４および１４６のうちの１つまたは複数を図１Ｄに示すように他方に対して変えることにより、時間遅延が導入され得る。

図１Ｄに示すように、干渉計１１６は、各干渉計が時間遅延１５４（しばしば記号「τ」により参照される）を有し、この時間遅延１５４が、いくつかの状況において、他方の光路１４６のデータ変調レートのシンボル期間と比較すると、一方の光路１４４におけるデータ変調レートのシンボル期間（例えば、２０ギガシンボル回線レートに対して５０ｐｓ）に等しい場合もあるという点で不均衡型であり得る。時間遅延１５４は、それぞれのビーム１２８および１３０がそれぞれ検出器１３２および１３４に到達する時間に影響を与える。

２相位相偏移変調を用いると、信号の位相は２つの異なる方法（０またはπ）により偏移され得る。したがって、各位相偏移は１ビットの情報を有する信号を符号化し得る（例えば、「０」または「１」）。シンボル期間が、１つのシンボルが伝送されるのに要する時間量を指すのに対し、シンボルレートはこれらの「シンボル」がネットワークで伝送される速度（例えば、毎秒当たりの伝送媒体に加えられたシンボル変化の個数）を指す。例えば、１つのシンボルを伝送するために４６．５ｐｓ（すなわち４．６５×１０^−１１秒）が必要である場合、シンボル期間は４６．５ｐｓでありシンボルレートは約毎秒２．１５×１０^１０シンボル（すなわち２１．５ギガシンボル／秒）である。

従来の干渉計は、特定の信号が位相偏移されたことを判定するために、時間遅延１５４を含む。従来、時間遅延１５４は、位相偏移信号の解釈を支援するために、（例えば）１シンボル期間に設定されてもよい。しかし、２０１０年１０月１８日に出願された「Ｍｅｔｈｏｄ Ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｏｒ Ｄｅｐｌｏｙｉｎｇ Ａｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ Ｉｎ Ａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１２／９０６，５５４号で説明されるように、時間遅延１５４はシンボル期間よりもより長く設定されてもよく、またはより短く設定されてもよい。なお、この出願全体は引用することにより本明細書に援用される。

「古典的」な実装のＤＰＳＫ受信器においては、干渉計のアーム間の時間遅延１５４は、光ＤＰＳＫデータ信号の時間シンボルスロットの整数倍である。すなわちΔｔ＝ｎＴ（式中、ｎ＝１，２，．．．Ｔ、Ｔ＝１／Ｂはシンボル時間スロット、およびＢはシンボルビットレート）である。

時間遅延１５４は、２つの光路１４４および１４６の光路長を異なるものとすることにより、または信号１２８および１３０のうちの１つが通過する媒体を変えることにより、導入されてもよい。製造の簡便化のために、時間遅延１５４は、干渉計１１６の光路１４４の物理的長さを他方の光路１４６の物理的長さよりも長くすることにより、導入されてもよい。

干渉計１１６は、より短い光路１４６上の電極に適切な電圧を印加することにより、相対的位相偏移１５６を与えるようそれぞれ設定される。位相偏移１５６の量は、例えば、変調フォーマットに基づいて判定されてもよい。ＤＱＰＳＫの例において、相対的位相偏移１５６はπ／４または−π／４であり得る。ＤＰＳＫの例においては、相対的位相偏移１５６はπまたは０であり得る。干渉計および時間遅延に関するより詳細な説明は、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１０／４５１，４６４号に見出すことができる。なお、この出願全体は引用することにより本明細書に援用される。

時間遅延１５４の量を変化させることにより、干渉計１１６の自由スペクトル領域（ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）を変化させることができる。ＦＳＲは例えば干渉計の２つの連続する反射または伝送された光強度の最大値間または最小値間の光周波数または波長における間隔に関する。

干渉計のＦＳＲは干渉計を通過する光信号の光帯域幅の変化に応じて変更され得る。干渉計の２つのアーム間の時間遅延Δｔが光ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫデータ信号の時間シンボルスロットの正確に整数倍である場合に最良の性能（最良の光信号対雑音比ＯＳＮＲ感度）が得られること、およびΔｔがその最適値から逸脱すると不利益が急速（〜２次的）に増大することが、最近までは一般的な理解であった（例えば、Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｗｉｎｚｅｒ ａｎｄ Ｈｏｏｎ Ｋｉｍ， ”Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ ｉｎ Ｂａｌａｎｃｅｄ ＤＰＳＫ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”， ＩＥＥＥ ＰＨＯＴＯＮＩＣＳ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ ＬＥＴＴＥＲＳ， ｖｏｌ． １５， ｎｏ． ９， ｐａｇｅ １２８２−１２８４， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００３参照）。すなわち、従来の理論においては、ＤＬＩの最適ＦＳＲ（ＦＳＲ＝１／Δｔ）は、１／ｎＴに等しく、（ｎ＝１の場合は）信号のシンボルレートに等しい。

ＤＰＳＫ方式で変調された光ネットワークの性能は、信号がスペクトル的に狭化されると（例えば、シンボルレートＢがＷＤＭ伝送等の伝送路間隔と同程度である場合、光マルチプレクサ／デマルチプレクサ、光インターリーバ、光アド・ドロップフィルタ、波長選択性スイッチ、または他のフィルタ１０８を通過した後）、著しく低下する。係る帯域幅制限伝送におけるＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫの性能を改善するために、部分的ＤＰＳＫ（Ｐ−ＤＰＳＫ）の概念が導入された。すなわち、遅延干渉計の２つのアーム間の時間遅延Δｔをシンボルサイズより小さくする（または、等価的に、ＤＬＩのＦＳＲをシンボルレートよりも大きくする：ＦＳＲ＞１／Ｔ）ことにより、光学的にフィルタされたＤＰＳＫは顕著に改善された（例えば、２００７年４月２５日に出願された「Ｐａｒｔｉａｌ ＤＰＳＫ （ＰＤＰＳＫ） Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１１／７４０，２１２号参照。この出願全体は引用することにより本明細書に援用される）。伝送システムにおける信号フィルタリングの量に応じて、ＤＬＩの最適ＦＳＲが存在し、この最適ＦＳＲは光フィルタリングの異なる強度に対して異なることが示された。

それにも関わらず、実際のシステムにおいては、受信器は伝送回線において異なる量の信号スペクトルフィルタリングが存在する状況でも動作可能であるべきである。例えば、再構成可能光アド・ドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ：ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ ｏｐｔｉｃａｌ ａｄｄ／ｄｒｏｐ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）を有するシステムの組み合わされた光帯域幅は、システムにおけるＲＯＡＤＭの個数およびＲＯＡＤＭの設定に応じて劇的に変化し得る。受信器設定は、伝送回線の状況（例えば、ノイズ、信号強度、光フィルタリング、その他）に応じて最適化される必要がある。この要件は、システムにおける伝送距離および光フィルタリングの量が動作中に劇的に変化し得る再構成可能なネットワークにおいて、より重要となる。

受信器を制御するための従来の手法は、前方訂正（ＦＥＣ）チップからフィードバックを提供し、受信器パラメータを、ＦＥＣチップにより提供された最少の可能なビットエラー率（ＢＥＲ）に設定することである。図２は、受信器の特性を調節するにあたりＦＥＣを用いるシステムの１例を示す。

ＦＥＣ方式において、誤り訂正符号（ＥＣＣ：ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ ｃｏｄｅ）等の冗長データが伝送回線上で伝送されてもよい。ＥＣＣは、あらかじめ定められ、受信器に配置された検出ユニットにあらかじめプログラムされてもよい。ＥＣＣは、信号のペイロードとともに受信器１１０において受信されてもよい。電源装置２１０が平衡検出器１２０に電力を供給し、平衡検出器１２０は光検出器１３２および１３４の出力を受け入れ、信号を解釈するために差動ユニット２１２においてこれらの出力を減算する。差動ユニットは、例えば、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：ｔｒａｎｓ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）であってもよい。したがって、検出器１２０は、アナログ電気信号を出力する差動検出器であってもよい。

その結果生成された復調信号は、ＦＥＣ検出ユニット２２０および制御ユニット２３０により制御されるクロック・データ再生（ＣＤＲ：ｃｌｏｃｋ ａｎｄ ｄａｔａ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）ユニット２４０に提供される。制限増幅器がＣＤＲの前に用いられる場合、増幅決定は増幅器によりなされるため、増幅器はＣＤＲ回路の１部分としてみなされる。

ＣＤＲ回路は、受信するアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。ＣＤＲ回路は入力信号の電圧を測定し、ビット毎の決定を行う。すなわち、シンボル電圧が決定閾値（ＤＴ：ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）電圧よりも高い（または等しい）場合は「１」として決定し、電圧がＤＴ電圧よりも低い場合は「０」として決定する。決定位相（またはタイミング）は、電圧測定が行われるビット（シンボル）時間スロット内における位置である。

ＦＥＣ検出ユニット２２０は、ＥＣＣを検出し、エラーの個数（ＢＥＲ）を計算し、ＣＤＲの設定を調節することによりＢＥＲを低下させることを制御ユニット２３０に対して命令する。

この技術は、効果的にＢＥＲを低下させるが、いくつかの欠点を有する。例えば、調節されるべきであるのは受信器の特性であるが、その一方で、ＥＣＣは送信器により生成され、ＥＣＣを解釈するための検出ユニットは、典型的には受信器の外部に配置される。最善の場合において、このことは、通信経路が検出ユニットと受信器の間に提供されることが必要であり、その結果、ＥＣＣを解釈することと、受信器特性に変化を加えることとの間の応答時間が増加することを意味する。最悪の場合において、送信器および検出ユニットはまったくＦＥＣを提供しないよう設定され、したがって、この情報は単に受信器に対して利用可能ではないこともあり得る。

たとえ係るＦＥＣ情報が受信器に対して利用可能であったとしても、ＦＥＣエラー信号を用いることは、受信器設定を調節するための非効率的な方法となり得る。例えば、受信器の特性に対して変化が加えられ、ＢＥＲの減少が観察される場合、特性に対する変化がＢＥＲを改善した（したがって維持されるべきである）可能性がある。一方、受信器ではなく、伝送回線における状況が、ＢＥＲを変化させた可能性もある。したがって、受信器設定に対する変化がＢＥＲに影響を与えなかった可能性もあり、または信号品質を実際に劣化させた可能性もある。加えて、ＢＥＲがゼロに近づくにつれて、受信器設定に対するわずかな変化が、ＢＥＲに対する不釣り合いに大きい効果を有する場合もあり、または観察可能な効果をまったく有さない場合もある。この場合、受信器設定を調整するためにＦＥＣを用いることは困難であるかまたは不可能である。

したがって、ＦＥＣへの依存は光受信器の非効果的および望ましくない特性であり得る。

本発明は、信号を伝送する通信リンク上の光フィルタリングの量に基づいて、光受信器の特性に対する値を判定する。本発明者らは、驚くべきことに、受信器に対する最適設定が伝送回線における光フィルタリングの量に大いに依存し、伝送回線における光フィルタリングの量が受信器において利用可能なデータに基づいて推定され得ることを予期せず見出した。

例えば、受信器の特性に対する値は、検出器の建設的ポートの平均光電流と相殺的ポートの平均光電流との比等の、受信器に関連付けられた検出器の特性を観測することにより、判定され得る。観測された受信器の特性は、ルックアップテーブルにおいて受信器の特性に対する所定値に割り当てられ、このルックアップテーブルは、受信器の動作中、照会されてもよい。所定値に基づいて受信器の設定を調節することにより、受信器の設定は、受信器の性能を改善するために、調節され得る。

本発明の代表的な実施形態によれば、ＤＰＳＫ光信号を復調するための受信器が提供される。この受信器は、ＤＰＳＫ光信号を受信するために接続された光干渉計を備え、ＤＰＳＫ光信号とそれ自体とを干渉させ得る。光干渉計は、第１信号を出力するための建設的出力ポートと第２信号を出力するための相殺的出力ポートとを備えてもよい。例えば、光干渉計は差動干渉計（ＤＩ）またはマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）であってもよい。

光干渉計は、第１信号と第２信号との間の差異に応答してアナログ電気信号を提供するための差動検出器に接続されてもよい。差動検出器は、第１信号を受信し第１光電流を生成するために干渉計の建設的ポートに接続された第１光検出器と、第２信号を受信し第２光電流を生成するために干渉計の相殺的ポートに接続された第２光検出器とを備えてもよい。

受信器には、差動検出器により提供された電気信号をデジタル電気出力信号に変換するためにクロック・データ再生（ＣＤＲ：ｃｌｏｃｋ ａｎｄ ｄａｔａ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）モジュールがさらに提供されてもよい。ＣＤＲは、受信器により受信されたデータストリームにおいてシンボルが符号化されているかどうかを判定するために、決定閾値（ＤＴ）および決定位相等の１つまたは複数の特性に関連付けられてもよい。

受信器は、第１光電流と第２光電流との比を計算するための受信器光強度計算モジュールと、電子装置可読記憶媒体内に記憶されたルックアップテーブルと、をさらに備えてもよい。ルックアップテーブルは、第１信号と第２信号との比を受信器の特性に対する所定値に関係付ける較正データを記憶してもよい。受信器特性調節モジュールは、ルックアップテーブルに記憶された所定値に基づいて受信器の特性を調節してもよい。受信器の特性は、例えば、ＣＤＲのＤＴ、ＣＤＲの決定位相、受信器の電気的帯域幅、および干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を含んでもよい。

本発明のいくつかの実施形態において、光受信器の特性を調節するための方法が提供される。この方法は、受信器において受信された光信号に印加された光フィルタリングの量を判定することを含み得る。なお、この光フィルタリングの量は、光信号の伝送中における光帯域幅の狭化または拡張を表現する。光信号は光リンクから受信されてもよく、光フィルタリングは、リンク上に存在する１つまたは複数の光フィルタまたはマルチプレクサにより印加されてもよい。光信号は変調光信号であり、以下のフォーマットすなわちｍＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＤｍＰＳＫ、ＰＤＰＳ、ＰＤｍＰＳＫ、ｍＱＡＭ、およびＯＤＢのうちの１つにしたがって変調されてもよい。

光信号に印加された光フィルタリングの量を判定することは、受信器に関連付けられた検出器の特性を判定することを含んでもよい。例えば、特性は、検出器の建設的ポートの平均光電流、検出器の相殺的ポートの平均光電流、検出器の建設的ポートの平均光電流および相殺的ポートの平均光電流の合計、および検出器の建設的ポートの平均光電流と相殺的ポートの平均光電流との比、のうちの１つであってもよい。光フィルタリングの量は、検出器の判定された特性に基づいて選択されてもよい。

この方法は、判定された光フィルタリングの量に基づいて受信器の特性に対する値を判定することをさらに含んでもよい。特性の判定値に基づいて、受信器が設定されてもよい。本発明の他の実施形態において、光リンクにおける光フィルタリングの量は、受信器を設定する以外の用途のために推定されてもよい。

他の実施形態において、光受信器の特性を較正するための方法が提供される。受信器を較正することは、受信器において受信された光信号に印加された光フィルタリングの量を判定することと、測定された光フィルタリングの量に基づいて受信器の特性に対する値を判定することと、判定値を、受信器に関連付けられた非一時的電子装置可読媒体に記憶することと、を含んでもよい。

特性の値は、例えば、光信号に関連付けられた符号誤り率（ＢＥＲ）を最小化することにより、判定されてもよい。他の実施形態において、その値は、受信器に関連付けられた検出器の特性を観測することにより判定されてもよい。その特性は、例えば、検出器の建設的ポートの平均光電流、検出器の相殺的ポートの平均光電流、検出器の建設的ポートの平均光電流および相殺的ポートの平均光電流の合計、または検出器の建設的ポートの平均光電流と相殺的ポートの平均光電流との比を表現し得る。観測された特性は、最大化されるかまたは最小化されてもよい。

本明細書に説明する技術を用いることにより、光ネットワークにおける光フィルタリングの量は受信器において推定され、様々な目的のために用いられ得る。例えば、光フィルタリングの推定量を用いることにより、ＦＥＣに依存せずに、改善された性能のために受信器を設定することが可能となる。

以下の図面において、同一の参照番号は図面全体を通じて同一の構成要素を参照するために用いられる。

従来の光ネットワーク１００の概略ブロック図である。 図１Ａに示す光ネットワーク１００の受信器１１０の１部分の概略ブロック図である。 図１Ａの干渉計１１６および光検出器１１８の１部分を示す図である。 干渉計１１６のさらなる態様を示す図である。 受信器パラメータを調節するために前方誤り訂正（ＦＥＣ）を用いるシステムを示すブロック図である。 本発明の教示にしたがって受信器の好適な設定が光伝送回線における光フィルタリングの量により影響されることを確立する実験の設定を示すブロック図である。 図３に示す装置を用いて実行された実験に基づいて、最適な決定閾値と、５０ＧＨｚの自由スペクトル領域を有する干渉計に対する光信号対雑音比と、を示すグラフである。 図３に示す装置を用いて実行された実験に基づいて、最適な決定閾値と、６６ＧＨｚの自由スペクトル領域を有する干渉計に対する光信号対雑音比と、を示すグラフである。 ５０ＧＨｚの自由スペクトル領域を有する干渉計の出力に対する伝送係数を示すグラフである。 ６６ＧＨｚの自由スペクトル領域を有する干渉計の出力に対する伝送係数を示すグラフである。 干渉計の建設的ポートに対するダイオード光電流と相殺的ポートに対するダイオード光電流との比と、伝送回線の帯域幅とを示すグラフである。 光受信器を較正するための代表的技術を示すフローチャートである。 光受信器を設定するための代表的技術を示すフローチャートである。 ネットワークにおける光フィルタリングの量を判定し、光フィルタリングの判定量に基づいて適切な受信器設定を選択するための代表的技術を示すフローチャートである。 光ネットワークにおける光フィルタリングの計算量に応答して受信器設定を調節するために制御ループを用いる受信器を示すブロック図である。 光信号帯域幅を推定するための装置を示すブロック図である。 最適な調整からの干渉計位相の逸脱の関数として干渉計位相のフォトダイオード電流の依存性を示すグラフである。

光通信ネットワークは、光信号を復調し復調された光信号を電気信号に変換するにあたり、光受信器に依存する。光受信器は、受信信号の品質を改善するために、光信号の伝送中に変更可能である１つまたは複数の特性に関連付けられてもよい。最適な性能（すなわち最少のＢＥＲ）を達成するために、受信器データ回復のパラメータ（例えば、ＤＴ電圧および決定位相／タイミング）が適切に設定されるべきである。伝送回線状態に応じて最適化されてもよい他の重要な受信器パラメータは、受信器の電気的帯域幅（ＢＷ）である。

本発明は、光通信ネットワークにおける光フィルタリングの量を（したがって光信号の光帯域幅も）推定する。光フィルタリングの量は、例えば、光信号の伝送中における１つまたは複数の光フィルタおよび／またはマルチプレクサによる光帯域幅の狭化または拡大を表現し得る。伝送回線も、光フィルタを回線に対して追加または除去することにより、または送信器から受信器まで異なる伝送経路を用いることにより、変化し得る。光フィルタリングの推定量に基づいて、受信器の動作特性に対する値が判定され得る。例えば、受信器の特性に対する値は、検出器の建設的ポートの平均光電流と相殺的ポートの平均光電流との比等の、受信器に関連付けられた検出器の特性を観測することにより判定され得る。受信器の観測特性は、ルックアップテーブルにおいて受信器の特性に対する所定値に割り当てられ、このルックアップテーブルは、受信器の動作中、照会されてもよい。

図３は、受信器の好適な設定が光伝送回線における光フィルタリングの量により影響されることを確立する実験設定を示すブロック図である。図３に示すように、４３ＧｂｐｓのＤＰＳ送信器１０２からの信号は、ＤＰＳＫ受信器により受信される前に、光フィルタ１０８およびノイズ負荷システム３１０を通過する。実験において縦続接続された光フィルタ１０８の個数を変えることにより、組み合わされた効果的な光伝送の帯域幅を変えることができる。

受信器は、ＤＬＩ１１６から構成される。なお、ＣＤＲ回路３６０を通してＢＥＲカウンタ３７０に接続された平衡受信器１２０がＤＬＩ１１６に後続する。コントローラ３５０がＣＤＲ３６０の設定を制御する。

平衡受信器１２０のフォトダイオード１３２および１３４における平均光電流が、第１測定装置３３０および第２測定装置３４０を用いて測定される。なお、第１測定装置３３０は電源装置３２０およびフォトダイオード１３２に接続され、第２測定装置３４０は電源装置３２０およびフォトダイオード１３４に接続される。

伝送回線における異なる量の光フィルタリングおよびＯＳＮＲを用いて、ＣＤＲ回路設定（決定閾値ＤＴ、位相、受信器電気的ＢＷ、その他）は、ＢＥＲを最小化することによりコントローラ３５０を通して最適化される。実験結果は図４Ａ〜図４Ｂに示される。

図４Ａにおけるグラフ４００は、図３に示す装置を用いて実行された実験の結果を示す。グラフ４００は、ＤＬＩ１１６が様々な量の光フィルタリングに対して５０ＧＨｚの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）４０２を用いるシステムを用いて実行された実験の結果を示す。図４Ｂにおけるグラフ４３０は、様々な量の光フィルタリンクに対して６６ＧＨｚのＦＳＲ４３２を有するＤＬＩ１１６に対して図３に示す装置を用いて実行された実験の結果を示す。

グラフ４００および４３０のＸ軸４１０はシステムに対する光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）を示し、一方、Ｙ軸４２０は記載された６つの組み合わせの変数のそれぞれに対する最適決定閾値（ＤＴ）値を示す。これらの組み合わせは、図３に示すシステムが非ゼロ復帰（ＮＲＺ）ＤＰＳＫまたはゼロ復帰（ＲＺ）ＤＰＳＫを用いたかどうかを変化させることおよびシステムの光帯域幅を３０ＧＨｚ、３５ＧＨｚ、ならびに６５ＧＨｚの間で変化させることにより定めている。

最適ＤＴ電圧および位相は、受信器における信号アイダイアグラムの「アイ開口率」の中心に概ね対応する。アイダイアグラムの測定された形状は、伝送回線における光フィルタリングおよび受信器ＤＬＩのＦＳＲに依存する。その結果、最適受信器設定も変化する。

図４Ａと図４Ｂとを比較することから得られる重要な所見は、特定の変調フォーマットおよび特定の受信器ＤＬＩのＦＳＲに対して、最適ＣＤＲ設定が、伝送回線における光フィルタリングの量に強く依存するという点である。同時に、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）に対する依存は弱い。したがって、受信器を最適化し、異なる光フィルタリング条件に対して受信器を較正する（すなわち、光フィルタリングにしたがって最適ＣＤＲ設定を測定および記憶する）にあたってＦＥＣ統計を用いることを回避することが可能である。受信器の動作中、光フィルタリンクの量が既知である場合、最適ＣＤＲパラメータは、ＦＥＣ統計を用いることなく設定することができる。

一方、実際のシステムにおいては、受信器は伝送回線において異なる量の信号スペクトルフィルタリングが存在する状況でも動作可能であるべきである。例えば、再構成可能光アド・ドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ：ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ ｏｐｔｉｃａｌ ａｄｄ／ｄｒｏｐ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）を有するシステムの組み合わされた光帯域幅は、システムにおけるＲＯＡＤＭの個数およびＲＯＡＤＭの設定に応じて劇的に変化し得る。したがって受信器はリンクにおける光フィルタリングを「測定」することが可能であるべきである。係る受信器測定について図５Ａ〜図６を参照して以下で説明する。

図５Ａおよび図５Ｂは、それぞれ、ＤＬＩ１１６の２つの出力１１７および１１８の正弦波伝送曲線を示すグラフ５００および５３０である。グラフ５００は５０ＧＨｚのＤＬＩのＦＳＲ５０２に対する伝送を示し、一方、グラフ５３０は６６．７ＧＨｚのＤＬＩのＦＳＲ５３２に対する伝送を示す。グラフ５００および５３０は、Ｘ軸５１０上の伝送信号の波長と、Ｙ軸５２０上の伝送信号のスペクトル係数および伝送係数とを比較する。

ＤＬＩ１１６の２つの出力１１７および１１８は、ＦＳＲの１／２だけ互いに対して偏移された正弦波伝送（正弦波の周期がＤＬＩのＦＳＲと等しい）を有する２つの光フィルタの出力とみなすことができる。正弦波の位置は調整することができる。最適ＤＬＩ調整を用いると、ＤＬＩ建設的ポートの伝送ピークのうちの１つは受信信号スペクトルの中心と一致し、ＤＬＩ相殺的ポートの伝送最小値のうちの１つは受信信号スペクトルの中心と一致する。結果として、建設的ポートは概して信号スペクトルの中心部分を伝送し、一方、相殺的ポートは概して信号スペクトルの末端部分を伝送する。より狭いスペクトルに対して、スペクトルからのより小さい寄与がスペクトルの末尾部分に存在する。したがって、ＤＬＩの建設的ポートおよび相殺的ポートにおける相対的光強度は、信号スペクトル幅と、したがって（送信器におけるスペクトル帯域幅が既知であるため）、伝送回線におけるスペクトルフィルタリングの量と、を示す。

係る相対的光強度が図６のグラフ６００に示される。平衡受信器１２０の２つのフォトダイオード１３２および１３４により生成された平均光電流６２０（それぞれＩｐｄｃおよびＩｐｄｄ）はＤＩの建設的ポートおよび相殺的ポートにおける光強度に比例し、したがって、建設的ポートにおける光電流と相殺的ポートにおける光電流との比（Ｉｐｄｃ／Ｉｐｄｄ）は伝送回線における光フィルタリング６１０の良好な測定値となる。図６は、ＤＬＩのＦＳＲ＝５０ＧＨｚ（６４０）およびＤＬＩのＦＳＲ＝６６．７ＧＨｚ（６３０）の場合における、光フィルタリングに対する比Ｉｐｄｃ／Ｉｐｄｄの依存性を示す。

平衡受信器の２つのフォトダイオードの平均電流を測定することにより、回線における光フィルタリングは（ＤＬＩのＦＳＲおよび信号の変調フォーマットが既知であると仮定すると）容易に計算される。システムにおけるノイズが光フィルタリングの推定の正確度に与える影響はごくわずかであることに注意すべきである。また、電流の和Ｉｐｄｃ＋Ｉｐｄｄは、受信器１１０における入力光信号の合計に対応する。

これらの結果は、ネットワークにおける光フィルタリングの推定量に基づいて受信器を較正および設定するための方法に対する基礎を提供する。例えば、図７Ａは光受信器を較正するための代表的技術を示すフローチャートである。

ステップ７１０において、ネットワークにおける光フィルタリングの量が推定または判定される。光受信器は典型的に工場においてまたは研究所等の状況において較正されるため、光受信器は、受信器が既知量の光フィルタリングを有するネットワークを用いてテストされることができる設備で用いられてもよい。したがって、光フィルタリングの量は、ネットワークにおける特定の個数または種類の光フィルタに直接的に基づいて、測定または判定されることができる。

ステップ７２０において、受信器の特性に対する最適なまたは所望の値が判定されてもよい。例えば、特性の最適なまたは所望の値は、ＦＥＣを用いて受信器のＢＥＲを監視し、特性を調節して許容可能な閾値より小さくなるようＢＥＲを最小化またはＢＥＲを低下させることにより、判定されてもよい。

代替的に、最適なまたは所望の値は、シミュレーションを用いてまたは以前に収集したデータから判定されてもよい。受信器が可変光信号入力強度で動作する場合、最適設定は、異なる入力光信号強度値に対しても較正されてよい。

ステップ７２０において判定され得る受信器の代表的な特性は、ＣＤＲの決定閾値（ＤＴ）、ＣＤＲの決定位相、受信器の電気的帯域幅、制限トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）の設定（制限ＴＩＡが用いられる場合）、ＤＬＩのＦＳＲ（ＦＳＲが変更可能である場合）、２つのＤＬＩポート間の損失不均衡、その他を含むが、これらに限定されない。

適切なＢＥＲが達成されると、ＢＥＲに対応する値がデータベース、ルックアップテーブル、または他の形態の永続的記憶装置に記憶されてもよい。データベースまたはルックアップテーブルは、受信器にプログラムされるか、または動作中別様に受信器に利用可能とされてもよい。データベースまたはルックアップテーブルは、図７Ｂに関して以下で説明するように、受信器の動作中、照会されてもよい。

図７Ｂは、ＦＥＣに依存せず動作中に光受信器を設定するための代表的技術を示すフローチャートである。ステップ７４０において、ネットワークにおける光フィルタリングの量が推定または判定されてもよい。光フィルタリングの量は、例えば、図７Ｃに示す等の方法を用いて推定されてもよい。

ステップ７５０において、受信器の特性に対する値が判定されてもよい。例えば、受信器は、光フィルタリングの判定量をインデックスキーとして用いて、ルックアップテーブルまたはデータベースを照会してもよい。特性に対する値は、ルックアップテーブルにおいてインデックスキーと関連付けられてもよい。受信器は特性に対する値を取得し、ステップ７６０において、その特性に対する値を適用することにより、受信器を設定してもよい。有利なことに、係る制御はパラメータのディザリングを必要としない。

図７Ｃは、ネットワークにおける光フィルタリングの量を判定し、光フィルタリングの判定量に基づいて適切な受信器設定を選択するための代表的技術を示すフローチャートである。

ステップ７７０において、干渉計１１６の建設的ポートにおけるフォトダイオード１３２の光電流（Ｉｐｄｃ）が測定されてもよい。フォトダイオード１３２の光電流の平均値も利用されてよい。同様に、ステップ７７２において、干渉計１１６の相殺的ポートにおけるフォトダイオード１３４の光電流（Ｉｐｄｄ）が測定されてもよい。フォトダイオード１３４の光電流の平均値も利用されてよい。

ステップ７７４において、光電流の比（Ｉｐｄｃ／Ｉｐｄｄ）が計算されてもよい。ステップ７７６において、光電流の比が、受信器特性の適切な値を求めるためにルックアップテーブルを照会するためのキーとして利用されてもよい。

図８に示すように、ステップ７７０〜７７４が受信器光強度計算モジュール８５２、光フィルタリング推定モジュール８５４、および／または受信器特性調節モジュール８５６により実行されてもよい。係るモジュールは、ハードウェア装置、ソフトウェアモジュール、もしくは制御論理として別個に実装されてもよく、またはコントローラ３５０として一体化されてもよい。

光ネットワークにおける光フィルタリングの量を推定し、受信器の所望の設定を判定するための命令は、１つまたは複数の電子装置可読命令を保持する非一時的電子装置可読記憶媒体上に符号化されてもよい。例えば、非一時的電子装置可読記憶媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ、コンピュータハードドライブ、ＣＤ、ＤＶＤ、もしくはコンピュータディスク、または他の好適な種類の電子装置可読記憶媒体を含み得る。これらの命令はハードウェアまたはソフトウェアにおいて用いられる制御論理として具体化されてもよい。

上述の方法は、ネットワークにおける光フィルタリングの量に基づいて受信器の特性を調節するための装置において用いてもよい。たとえば、図８は光ネットワークにおける光フィルタリングの計算量に応答して受信器設定を調節するために制御ループを用いる受信器を示すブロック図である。

図８において、コントローラ３５０は第１測定装置３３０および第２測定装置３４０から入力信号を受信し、フォトダイオードの光電流間の比を計算する。その比に基づいて、受信器の特性に対する好適な値が選択されてもよい。

コントローラ３５０には、特性に対する値を受信器に適用するために、２つの出力経路８１０および８２０がさらに提供される。第１出力経路８１０はコントローラ３５０をＣＤＲ３６０に接続する。したがって、ＣＤＲのＤＴ等のＣＤＲ３６０の設定は出力経路８１０を通して調節され得る。第２出力経路８２０はコントローラ３５０を干渉計１１６に接続する。したがって、干渉計１１６ポートおよび／または干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）の間の損失不均衡等の干渉計の設定が調節または選択され得る。さらなる出力経路が、コントローラと、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）、平衡検出器１２０、その他等の他の受信器構成品との間において、他の受信器構成品の特性を変えるために提供されてもよい。

上述のように、ネットワークにおける光フィルタリングの量を受信器の１部分として推定し、それにより受信器の特性を変え、その結果、受信器に関連付けられたＢＥＲが低下されてもよい。一方、ネットワークにおける光フィルタリングの量は他の状況でも有用となり得る。本発明の代表的な実施形態は、例えば図９に示す、光信号帯域幅を推定するための装置をさらに提供する。

光信号９１０の帯域幅を測定するために、光信号９１０は２つの経路に分割してもよい。次いで２つの経路のそれぞれにおける信号は、対応する光フィルタ９２０および９３０を通して伝送してもよい。

これらの分岐における２つのフィルタ９２０および９３０の伝送帯域は、互いに対して偏移される。例えば、ＤＬＩ干渉計１１６は、信号スプリッタおよび２つの光フィルタ９２０ならびに９３０としてみなすことができる。この場合、それぞれのフィルタ９２０および９３０の伝送は周期がＤＬＩのＦＳＲである正弦波伝送関数を有し、これら２つのフィルタの伝送帯域は互いに対してＤＬＩのＦＳＲの１／２だけ偏移される。

次いで、これら２つのフィルタの出力９２２および９３２における光信号の光強度を比較することにより、入力光信号の光帯域幅は以前に確立された較正値に基づいて光信号帯域幅推定ユニット９４０により推定される。較正はこれら２つのフィルタの実際の伝送関数に依存する。低速フォトダイオードが強度測定に用いられることが可能である点を注意すべきである。

係る簡単な光測定技術が様々な用途に（例えば、ＤＰＳＫ受信器においてのみではなく、他の変調フォーマット受信器においても）用いることが可能である。フォトダイオードの応答性の差異および建設的ポートおよび相殺的ポートにおける損失（意図的なもの、または非意図的なもの）の差異が較正において考慮すべきである点に注意すべきである。

本発明の他の態様は、ＤＬＩ位相（干渉計の２つの分岐間の相対的位相）の制御である。したがって、図１０は、最適な調整からの干渉計位相１０１０の逸脱の関数としてフォトダイオード電流の比１０２０の依存性（Ｉｐｄｃ／Ｉｐｄｄ１０３０、Ｉｐｄｃ１０３４、およびＩｐｄｄ１０３２と、干渉計の位相偏位との関係）を示すグラフ１０００である。図１０において、ＩｐｄｃおよびＩｐｄｄは和Ｉｐｄｃ＋Ｉｐｄｄについて正規化される。

図１０において、最適調整が、０±２π×ｋに、またはπ×（２ｋ＋ｌ）（式中、ｋ＝０，±１．．．）に対応する点に注意すべきである。０±２π×ｋの場合に対して、データは、ＤＬＩの建設的ポートが相殺的となり相殺的ポートが建設的ポートとなるよう反転される。

図１０は、示されたパラメータ（Ｉｐｄｃ／Ｉｐｄｄ、Ｉｐｄｃ、またはＩｐｄｄ）のいずれもが、ＤＬＩ調整を最適値に制御または設定するためのフィードバック信号として用いることが可能であることを示す。ＤＬＩは、これらのパラメータ（またはこれらのパラメータのうちの１つ）が最大値または最小値となる位置に調整されてもよい。例えば、ＤＬＩ位相バイアスを０に調整するために、比は最小化してもよい。ＤＬＩ位相バイアスをπに調整するために、比は最大化してもよい。ＤＬＩ位相バイアスを任意の他の値に調整するために、要求されたバイアス値を所定の比に対応させるルックアップテーブルを用いてもよい。ルックアップテーブルにおける値は、受信器の較正中に確立されてもよい。

要約すると、本明細書で説明したＦＥＣに依存しない自己適応型受信器の概念を適用することにより、広い範囲の光フィルタリングにわたってＤＰＳＫ受信器（部分的ＤＰＳＫおよび他方の両方）の性能を顕著に改善することが可能であることを示してきた。同じ概念が、直接検出方式およびコヒーレント検出方式を有する、およびＮＲＺならびにＲＺの場合に対するｍＰＳＫ受信器およびｍＱＡＭ受信器に適用可能である。同じ概念が、光デュオバイナリフォーマットのＯＤＢ（位相整形２値伝送ＰＳＢＴとも知られる）および他の直接検出フォーマット（ＲＺおよびＮＲＺ両方のオンオフ変調）にも適用可能である。

ＦＥＣは、本明細書で説明した技術を用いると、受信器を設定するにあたって必要ではないが、ＦＥＣは、もし利用可能であるならば、光フィルタリングの量の推定と組み合わせて利用してもよい。例えば、ネットワークにおける光フィルタリングの量の推定が受信器設定の初期推定を生成するために利用され次いでＦＥＣを用いることによりその結果が微調整され得る、複合的手法が用いてもよい。係る技術を用いることにより、受信器設定は、受信器が許容可能な形で稼働するよう、迅速に収束し、次いで、受信器がその性能を改善することができるよう、微調整することが可能となる。他の例において、装置設定を微調整するために、ＢＥＲが比較的高い値のときはＦＥＣが用いられ、ＢＥＲがゼロに接近し始めたときは光フィルタリングの推定量が用いられてもよい。

さらに、本発明は利用可能な位相偏移の個数に依存する変調フォーマットに関して説明してきたが、配置点の個数を増加するための他の方法は偏光を用いることである。偏光とは波動の振動の方向を指す。偏光をそれ自体のみ、またはＤＱＰＳＫ等の他の変調フォーマットを用いることと組み合わせることによって変更することにより、より多くのデータを１つのシンボルへと符号化することが可能である。例えば、位相における偏移を用いると２ビットが符号化され得、一方、偏光における偏移を用いるとさらに２ビットが符号化され得る。したがって、位相偏移および偏光偏移の組み合わせは４ビットのデータを符号化し得る。本発明は、配置点の個数が、変調フォーマット、偏光、またはその両方により決定される場合においても、等しく適用可能である。

以上の説明は、本発明の様々な実施形態の例示および説明を提供し得るものであるが、網羅的であること、および本発明を開示された正確な形態に限定することを意図するものではない。様々な修正例および変化例が以上の教示に照らして可能であり、本発明の実施から得られ得る。例えば、一連の動作が以上で説明されたが、動作の順番は、本発明の原理と一致する他の実装において変更可能である。さらに、非依存的な動作が並行して実行されてもよい。さらに、Ｐ−ＤＱＰＳＫを特に強調して説明がなされてきたが、他の変調フォーマットも利用可能である。

加えて、本発明の原則と一致する１つまたは複数の実装が、図面に示された以外のおよび本明細書に説明された以外の１つまたは複数の装置および／または構成を用いて、本発明の精神から逸脱することなく実施され得る。１つまたは複数の装置および／または構成品を、特定の使用および／または用途に応じて、図面に示した実装に追加することおよび／または係る実装から除去することが可能である。また、１つまたは複数の開示された実施形態は、特定の組み合わせのハードウェアに限定されない。

さらに、本発明の特定の部分は１つまたは複数の機能を実行し得るロジックとして実装されてもよい。このロジックは、ハードワイヤードロジック、特定用途集積回路、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ、マイクロプロセッサ、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせ等の、ハードウェアを含み得る。

本発明の説明において用いられた要素、動作、または命令のいずれもが、明確に記述なき限り、本発明に対して不可欠または本質的であると解釈してはならない。さらに本明細書で用いる「〜に基づいて」という文言は、別段の明示的な記述なき限り、「少なくとも部分的に〜に基づいて」を意味することを意図する。

本発明の範囲は請求項およびその等価物により定められる。

１１３ ソースビーム
１１６ 干渉計
１１７ 第１光入力
１１８ 第２光入力
１２０ 検出器
１２４ 電気出力信号
１３２ 第１検出器
１３４ 第２検出器
３２０ 電源装置
３３０ 第１測定装置
３４０ 第２測定装置
３５０ コントローラ
３６０ ＣＤＲ
８１０ 第１出力経路
８２０ 第２出力経路

Claims (33)

1. ＤＰＳＫ光信号を復調するための受信器であって、
   前記ＤＰＳＫ光信号を受信し、前記ＤＰＳＫ光信号とそれ自体とを干渉させるよう構成された光干渉計であって、
   第１信号を出力するための建設的出力ポートと、
   第２信号を出力するための相殺的出力ポートと
   を備える光干渉計と、
   前記第１信号と前記第２信号との差異に応答してアナログ電気信号を生成するための差動検出器であって、
   前記第１信号を受信し第１光電流を生成するために前記干渉計の前記建設的ポートに接続された第１光検出器と、
   前記第２信号を受信し第２光電流を生成するために前記干渉計の前記相殺的ポートに接続された第２光検出器と
   を備える差動検出器と、
   前記差動検出器により生成された前記アナログ電気信号をデジタル電気出力信号に変換するためのクロック・データ再生（ＣＤＲ）モジュールと、
   前記第１光電流と前記第２光電流との比を判定し前記受信器の特性に関連付けられ且つ前記比に関連する所定値に基づいて前記特性を調節するためのコントローラと、
   を備える受信器。
2. 前記コントローラは前記比を判定するための受信器光強度判定モジュールを備える、請求項１に記載の受信器。
3. 前記コントローラは、前記比および前記所定値を記憶するための、電子装置可読記憶媒体に記憶されたルックアップテーブルを備える、請求項１に記載の受信器。
4. 前記コントローラは、前記ルックアップテーブルに記憶された前記所定値に基づいて前記受信器の前記特性を調節するための受信器特性調節モジュールを備える、請求項３に記載の受信器。
5. 前記受信器の前記特性は、前記ＣＤＲの決定閾値（ＤＴ）、前記ＣＤＲの決定位相、前記受信器の電気的帯域幅、および前記光干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）のうちの１つである、請求項１に記載の受信器。
6. 光受信器の構成品を、前記光受信器の特性に基づいて設定するための方法であって、
   前記光受信器において受信された光信号に印加された光フィルタリングの量であって、前記光信号の伝送中の光帯域幅の変化を表現する量を判定することと、
   前記光フィルタリングの判定量に基づいて前記光受信器の前記特性に対する値を判定することと、
   前記特性の前記判定値に基づいて前記光受信器の構成品を設定することと、
   を含む方法。
7. 前記光受信器の前記特性は、前記受信器に関連付けられたクロック・データ再生（ＣＤＲ）モジュールの決定閾値（ＤＴ）、前記ＣＤＲの決定位相、前記光受信器の電気的帯域幅、および光干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）のうちの１つまたはこれらの組み合わせである、請求項６に記載の方法。
8. 前記光信号は光リンクから受信され、前記光フィルタリングは前記光リンク上に存在する１つまたは複数の光フィルタまたはマルチプレクサにより印加される、請求項６に記載の方法。
9. 前記光信号に印加された前記光フィルタリングの量を判定することは、
   前記光受信器に関連付けられた検出器の特性を判定することと、
   前記検出器の前記特性に基づいて前記光フィルタリングの量を判定することと、
   を含む請求項６に記載の方法。
10. 前記検出器の前記特性は、前記検出器の建設的ポートの平均光電流、前記検出器の相殺的ポートの平均光電流、前記検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流および前記相殺的ポートの前記平均光電流の合計、または前記検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流と前記相殺的ポートの前記平均光電流との比である、請求項９に記載の方法。
11. 前記光信号は変調光信号であり、以下のフォーマットすなわちｍ個配置点位相偏移変調（ｍＰＳＫ）、差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）、差動ｍ個配置点位相偏移変調（ＤｍＰＳＫ）、部分差動位相偏移変調（ＰＤＰＳＫ）、部分差動ｍ個配置点位相偏位変調（ＰＤｍＰＳＫ）、ｍ個配置点直交振幅変調（ｍＱＡＭ）、光デュアルバイナリ（ＯＤＢ）、ゼロ復帰オンオフ変調（ＲＺ ＯＯＫ）、および非ゼロ復帰オンオフ変調（ＮＲＺ ＯＯＫ）のうちの１つにより変調される、請求項６に記載の方法。
12. 前記光フィルタリングの量を判定することは、前記光フィルタリングの量を前記値に関係付けるルックアップテーブルを照会することを含む、請求項６に記載の方法。
13. 前記構成品は干渉計である、請求項６に記載の方法。
14. 前記構成品はＣＤＲである、請求項６に記載の方法。
15. 光リンクにおいて存在する光フィルタリングの量を推定するための光フィルタリング推定装置であって、
    ＤＰＳＫ光信号を受信し前記ＤＰＳＫ光信号とそれ自体とを干渉させるために接続された光干渉計であって、
    第１信号を出力するための建設的出力ポートと、
    第２信号を出力するための相殺的出力ポートと
    を備える光干渉計と、
    前記光干渉計に接続された差動検出器であって、
    前記第１信号を受信し第１光電流を生成するために前記光干渉計の前記建設的ポートに接続された第１光検出器と、
    前記第２信号を受信し第２光電流を生成するために前記光干渉計の前記相殺的ポートに接続された第２光検出器と
    を備える差動検出器と、
    前記差動検出器の少なくとも１つの特性に基づいて受信器光強度値を判定するための受信器光強度判定モジュールと、
    判定された前記受信器光強度値に基づいて前記光リンクにおいて存在する前記光フィルタリングの量を推定するための光フィルタリング推定モジュールと、
    を備える光フィルタリング推定装置。
16. 前記差動検出器の前記特性は、前記差動検出器の前記建設的ポートの平均光電流、前記差動検出器の前記相殺的ポートの平均光電流、前記光検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流と前記相殺的ポートの前記平均光電流との合計、または前記差動検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流と前記相殺的ポートの前記平均光電流との比である、請求項１５に記載の光フィルタリング推定装置。
17. 前記光干渉計は遅延線干渉計（ＤＬＩ）またはマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）である、請求項１５に記載の光フィルタリング推定装置。
18. 前記差動検出器により生成されたアナログ電気信号をデジタル電気出力信号に変換するためのクロック・データ再生（ＣＤＲ）モジュールをさらに備える、請求項１５に記載の光フィルタリング推定装置。
19. ルックアップテーブルを記憶する非一時的電子装置可読記憶媒体をさらに備え、前記ルックアップテーブルは、前記第１信号と前記第２信号との比を前記光フィルタリング推定装置の前記特性に対する所定値に関係付けるデータを記憶する、請求項１８に記載の光フィルタリング推定装置。
20. 前記ルックアップテーブルに記憶された前記所定値に基づいて前記光フィルタリング推定装置の特性を調節するための受信器特性調節モジュールをさらに備える、請求項１９に記載の装置。
21. 前記特性は、受信器に関連付けられたクロック・データ再生（ＣＤＲ）モジュールの決定閾値（ＤＴ）、前記ＣＤＲの決定位相、前記受信器の電気的帯域幅、および前記光干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）のうちの１つである、請求項２０に記載の装置。
22. 光リンクにおいて存在する光フィルタリングの量を判定するための方法であって、
    建設的出力ポートからの第１信号および相殺的出力ポートからの第２信号を、光干渉計から出力することと、
    前記建設的出力ポートに接続された第１検出器において、前記第１信号を受信し、第１応答を生成することと、
    前記相殺的出力ポートに接続された第２検出器において、前記第２信号を受信し、第２応答を生成することと、
    前記第１応答を前記第２応答に関係付ける比を判定することと、
    判定された前記比に基づいて前記光リンクにおける前記光フィルタリングの量を推定することと、
    を含む方法。
23. 光信号の伝送中における伝送媒体の光帯域幅の量に基づいて光受信器の特性の値を決定する方法であって、
    前記光受信器において受信された前記光信号に印加される光フィルタリングの量であって、前記光信号の前記伝送中における前記光帯域幅の変化を表現する量を決定することと、
    測定された前記光フィルタリングの量に基づいて前記光受信器の前記特性の値を決定することと、
    前記決定値を、前記光受信器に関連付けられた非一時的電子装置可読媒体に記憶することと、
    を含む方法。
24. 前記決定値は、前記光信号に関連付けられた符号誤り率（ＢＥＲ）を最小化することにより決定される、請求項２３に記載の方法。
25. 前記特性の前記決定値は、
    前記光受信器に関連付けられた検出器の特性であって、前記検出器の建設的ポートの平均光電流、前記検出器の相殺的ポートの平均光電流、前記検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流と前記相殺的ポートの前記平均光電流との合計、前記検出器の前記建設的ポートの前記平均光電流と前記相殺的ポートの前記平均光電流との比、のうちの少なくとも１つを表現する特性を観測することと、
    観測された前記特性を最大化または最小化することと、
    により判定される、請求項２３に記載の方法。
26. 前記光受信器の前記特性は、前記光受信器に関連付けられたクロック・データ再生（ＣＤＲ）モジュールの決定閾値（ＤＴ）、前記ＣＤＲの決定位相、前記光受信器の電気的帯域幅、および光干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）のうちの１つである、請求項２３に記載の方法。
27. 前記光信号は光リンクから受信され、前記光フィルタリングは前記光リンク上に存在する１つまたは複数の光フィルタまたはマルチプレクサにより印加される、請求項２３に記載の方法。
28. 前記光信号は変調光信号であり、以下のフォーマットすなわちｍＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＤｍＰＳＫ、ＰＤＰＳＫ、ＰＤｍＰＳＫ、ｍＱＡＭ、ＯＤＢ、ＲＺ ＯＯＫ、およびＮＲＺ ＯＯＫのうちの１つにしたがって変調される、請求項２３に記載の方法。
29. 光受信器における復調器を、要求された位相バイアスに調整するための方法であって、
    建設的出力ポートからの第１信号および相殺的出力ポートからの第２信号を、前記復調器から出力することと、
    前記建設的出力ポートに接続された第１検出器において、前記第１信号を受信し、第１応答を生成することと、
    前記相殺的出力ポートに接続された第２検出器において、前記第２信号を受信し、第２応答を生成することと、
    前記第１応答を前記第２応答に関係付ける比を判定することと、
    前記復調器の前記位相バイアスが要求された前記位相バイアスに近づくよう前記比に基づいて前記復調器を設定することと、
    を含む方法。
30. 前記復調器は干渉計である、請求項２９に記載の方法。
31. 要求された前記位相バイアスは０であり、前記設定の調節は、前記比が最小値に近づくよう前記復調器の１つまたは複数の設定を変化させることを含む、請求項２９に記載の方法。
32. 前記要求された位相バイアスはπであり、前記設定の調節は、前記比が最大値に近づくよう前記復調器の１つまたは複数の設定を変化させることを含む、請求項２９に記載の方法。
33. 位相バイアスを所定の比に割り当てるルックアップテーブルをさらに備え、前記設定の調節は、判定された前記比が所定の比に近づくよう前記光受信器の１つまたは複数の設定を変化させることを含む、請求項２９に記載の方法。

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