JP2006325124A - 光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】受信特性を劣化させず、かつ高速の電気回路を使用しないで、ＭＺＩ通過波長を最適に制御することができる光受信器を得る。
【解決手段】遅延量１ビットで差動符号化された光ＤＰＳＫ信号を受信する光受信器であって、受信した前記光ＤＰＳＫ信号を分岐する光分岐回路１０と、アーム間の相対遅延量が１／２ビットであり、光分岐回路１０によって分岐された前記光ＤＰＳＫ信号を強度変調信号に変換するマッハ・ツェンダー干渉計２０と、マッハ・ツェンダー干渉計２０の２つの光出力をそれぞれ折り返すとともに、前記２つの光出力の一部をそれぞれ分岐する光分岐回路４０と、光分岐回路４０によって分岐された２つの光出力の光電力の出力差を検出する波長ずれ検出回路５０と、波長ずれ検出回路５０によって検出された２つの光電力の出力差に基づいてマッハ・ツェンダー干渉計２０の通過波長を制御する制御回路６０とを設けた。
【選択図】図５

Description

この発明は、光通信システムにおける光送受信器に関するもので、特に、光ＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）送信器から送信された光位相変調信号を受信し、強度変調信号に変換動作を行うマッハ・ツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Ｍａｃｈ Ｚｈｅｎｄｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を備えた光ＤＰＳＫ−遅延検波方式の光受信器に関するものである。

上記の目的の光受信器では、ＭＺＩの通過波長を高い精度で送信光信号に一致させることが要求される。ＭＺＩは、一種の光フィルタであり、光フィルタの通過波長を送信光信号に一致させるためには光フィルタ通過後の光電力が最大になるように制御することが最も簡便な方法である。

送信光信号のデータは、通常、ビット列をランダム化後に光信号に変換して送出する。このためＤＰＳＫ方式など位相変調方式では送信光信号の位相変移量の時間平均は０である。したがって、送信光信号にスペクトルにキャリアが存在せず、光フィルタ通過波長を変化させたときの光電力の変化量は、キャリアの存在するＯＯＫ（Ｏｎ Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式に比べ、一般に小さく、波長ずれの検出精度が下がる。

また、送信光信号のデータ形式は、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）またはＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）が通常用いられる。したがって、電力スペクトル形状は、ＮＲＺ形式の場合は信号のタイムスロットをＴ［ｓｅｃ］とすると、中心周波数から±１／Ｔ［Ｈｚ］において０点を持つ。ＲＺ形式の場合には、ＮＲＺ形式の電力スペクトルを１／Ｔ［Ｈｚ］間隔で重ね合わせた形状になる。

一方、ＤＰＳＫ受信器で用いるＭＺＩの通過波長特性は、一般に周波数間隔（フリースペクトルレンジ＝ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）が１／Ｔ［Ｈｚ］の周期特性を持つ。周期が信号スペクトルの幅のため、これを通過して出力された光ＤＰＳＫ信号の平均電力は、キャリア信号が存在しないことと、信号スペクトル形状が２／Ｔ［Ｈｚ］幅で０点を持つものの重ね合わせであることから、ＭＺＩの通過波長を変化させてもその変化率が非常に小さいか、スペクトルの形状によっては０になってしまう。このため、ＭＺＩ通過後の光電力を検出して通過波長を高い精度で送信光信号に一致させることが困難である。

以上の理由から、従来は位相変調を行う送信器において故意に変調度を最適点からずらすなどして、わずかにキャリア成分を残して送信する方法や、電気信号変換後の高周波信号の振幅を検出する方法が提案されている。

従来の光ＤＰＳＫ受信器では、送信器で故意に変調度を最適点からずらすことによってキャリア成分を残して送信し、受信する際に、光／電気信号変換後の電流が最大になるようにＭＺＩの通過波長を制御している（例えば、非特許文献１参照）。

従来の他の光ＤＰＳＫ受信器では、光／電気信号変換後のＭＺＩ出力信号の振幅をピーク検波することによってＭＺＩの通過波長を最適点に制御している（例えば、非特許文献２参照）。

また、従来の光干渉器では、受光波形のピーク検波後の高周波信号振幅を最大値に保つよう制御を行なう（例えば、特許文献１参照）。

特開平５−２６８１６２号公報 E. A. Swanson, Jeffrey C. Livas, and Roy S. Bondurant "High Sensitivity Optically Preamplified Direct Detection DPSK Receiver with Active Delay-Line Stabilization" IEEE Photonics Technology Letters, vol. 6, No. 2, pp263-265, February 1994 Biljana Milivojevic, David Sandel, Suhas Bhandare, Reinhold Noe, Frank Wust "Practical 40Gbit/s CSRZ-DPSK Transmission System with Signed Online Chromatic Dispersion Detection" ECOC2003,Tu364.

従来の光ＤＰＳＫ受信器では、高周波の電気回路を使用しないで実現できるメリットがあるが、送信器で変調度を最適点からずらすことと、最大値制御を行なうために低周波のディザ信号を重畳するために受信特性をある程度犠牲にしなければならないという問題点があった。

従来の他の光ＤＰＳＫ受信器では、上記の従来の光ＤＰＳＫ受信器の様に受信特性を劣化させることはないが、信号速度と同等の高周波の電気回路、たとえば４０Ｇｂｉｔ／ｓで動作する電気回路を必要とするという問題点があった。

また、従来の光干渉器では、低周波のディザ信号を重畳する必要があり、受信特性をある程度犠牲にしなければならないという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、受信特性を劣化させず、かつ高速の電気回路を使用しないで、ＭＺＩ通過波長を最適に制御することができる光受信器を得るものである。

この発明に係る光受信器は、遅延量１ビットで差動符号化された光ＤＰＳＫ信号を受信する光受信器であって、受信した前記光ＤＰＳＫ信号を分岐する分岐手段と、アーム間の相対遅延量が１／２ビットであり、前記分岐手段によって分岐された前記光ＤＰＳＫ信号を強度変調信号に変換するマッハ・ツェンダー干渉計と、前記マッハ・ツェンダー干渉計の２つの光出力をそれぞれ折り返すとともに、前記２つの光出力の一部をそれぞれ分岐する折り返し分岐手段と、前記折り返し分岐手段によって分岐された２つの光出力の光電力の出力差を検出する波長ずれ検出手段と、前記波長ずれ検出手段によって検出された２つの光電力の出力差に基づいて前記マッハ・ツェンダー干渉計の通過波長を制御する制御手段とを設けたものである。

この発明に係る光受信器は、受信特性を劣化させず、かつ高速の電気回路を使用しないで、ＭＺＩ通過波長を最適に制御することができるという効果を奏する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る光受信器について図１から図５までを参照しながら説明する。図１は、この発明に係る光受信器の基本的な構成を示す図である。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この発明に係る光受信器は、受信光信号入力ポート１からの光位相変調信号を分岐する光分岐回路１０と、光入力ポート２からの光位相変調信号を強度変調信号に変換して光出力ポート３から出力するマッハ・ツェンダー干渉計（ＭＺＩ）２０と、光信号を電気信号に変換する光電気変換回路３０と、ＦＳＲが２／Ｔ［Ｈｚ］であるＭＺＩの光出力ポート４及び５からの光を分岐する光分岐回路４０と、光出力ポート６及び７からの光を入力する波長ずれ検出回路５０とが設けられている。

本発明に係る光受信器は、ＦＳＲ（周波数間隔）が通常の１／Ｔ［Ｈｚ］ではなく、出力を折り返したＦＳＲ＝２／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩ（マッハ・ツェンダー干渉計）２０を備える。このＭＺＩ２０の波長ずれ検出は、ＦＳＲを広げたＦＳＲ＝２／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩ機能を用いて行い、位相変調の位相／強度変換は１／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩ機能を用いて行う。図１は前述の手段を用いた光受信器を模式的に示したものである。後に説明するとおり、図１の構成では折り返し部分（光出力ポート４及び５）で見た波長特性はＦＳＲ＝２／Ｔ［Ｈｚ］、入力側に戻ってきた光出力部分（光入出力ポート２及び３）ではＦＳＲ＝１／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩとして動作する。

上述の技術分野で述べたとおり、ＦＳＲ＝１／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩ出力でみた平均光電力は通過波長特性が変動しても変動量が小さいが、ＦＳＲ＝２／Ｔ［Ｈｚ］のＭＺＩ出力でみた平均光電力の通過波長依存性は前者の構成より大きいことを利用して高精度の制御が可能かつ、最大値／最小値制御を必要としないため、光送受信器としての特性を劣化させる要因であるディザ信号の付加が不要である。

以下、本発明の動作原理を説明する。図２（ａ）及び（ｂ）は、方アーム（光路）に遅延を与えたＭＺＩの代表的な構成と、出力を折り返したＭＺＩの構成を示す図である。図３は、図２（ａ）及び（ｂ）に示したＭＺＩの光周波数に対する光電力通過特性を示す図である。図４は、図２（ａ）及び（ｂ）に示したＭＺＩの出力で観測される平均光電力を示す図である。なお、図４において、タップカプラ出力１特性及びタップカプラ出力２特性は、光出力ポート６の出力特性及び光出力ポート７の出力特性である。

図２（ａ）に方アームに遅延を与えたＭＺＩを示す。簡単のためカプラ分岐比＝１：２、遅延アームにおける相対光位相遅延をｅ^ｊφとし、導波路の損失を無視すると入出力電界の関係は、次の式（１）であらわされる。

ＤＰＳＫ信号の復調を考えてＸ２＝０とすると、ＭＺＩ出力電界はそれぞれ次の式（２）、式（３）となる

次に、図２（ａ）のＭＺＩ出力を折り返した構成の図２（ｂ）に示す遅延ＭＺＩを考える。これは、図２（ａ）の通常構成のものを２段通過させた場合と考えられるから、入出力電界は、式（１）と式（１）の遅延回路要素を逆アームに移した式の積で記述でき、次の式（４）であらわされる。

この式（４）を展開して整理し、入力は１ポートのみを考えてＸ２＝０とすれば、出力電界Ｙ２、Ｙ１は、次の式（５）、式（６）であらわされる。

式（２）、式（５）から電力通過特性を求めると、図３のようになり、両式の位相項の係数からも明らかなように、図２（ｂ）の構成のＭＺＩ特性は、図２（ａ）のＭＺＩのＦＳＲを１／２倍したものと同等になる。

図４は、ＭＺＩの中心波長を変化させたとき、図２（ａ）に示した出力電界Ｙ１（ＦＳＲ＝２／Ｔ）で観測される平均光電力と、図２（ｂ）に示した出力電界Ｙ１（ＦＳＲ＝１／Ｔ）で観測される平均光電力を計算した例である。本計算結果は、送信光信号として４０Ｇｂ／ｓの時系列ＤＰＳＫ信号データを用意し、これを元に数値計算（ＦＦＴ）で求めた光送信電力スペクトラにＭＺＩの通過周波数特性を乗じて積分したものである。この例では、図２（ａ）に示した出力電界Ｙ１で見た平均光電力の電力変化率が最大で約５％（図４下段の特性参照）であるのに対し、図２（ｂ）に示した出力電界Ｙ１で見た平均光電力のそれは約１６％（図４上段の特性参照）で、ＦＳＲ＝２／Ｔの場合は制御精度を３倍高くできることがわかる。

さらに本発明によれば、最適制御の際にディザ信号の印加が不要であることを、図４を用いて説明する。図４において、制御回路（後述）が制御すべきＭＺＩの状態は、１ビット（ｂｉｔ）遅延ＭＺＩの出力光電力が最小又は最大になる点（ア）、（イ）である。従って、最小値制御又は最大値制御が必要になる。１ｂｉｔ遅延ＭＺＩの出力光電力が最大になる点（イ）は、１／２ｂｉｔ遅延ＭＺＩの２つの出力ポート４、５の光電力が等しくなる点（ウ）であり、これから出力の差＝０となるよう制御をかければ１ビット遅延ＭＺＩとしてみた通過ピーク周波数は必ずＤＰＳＫ信号中心周波数から２０ＧＨｚずれた位置にロックされ、信号入力ポート（Ｘ１）が必ずＤＥＳＴＲＵＣＴＩＶＥ出力ポート（Ｙ１）になる。また、信号入力ポート（Ｘ２）が必ずＤＥＳＴＲＵＣＴＩＶＥ出力ポート（Ｙ２）になる。従って、制御方式は最大／最小値制御ではなく０点制御のためディザ信号を印加する必要がなく、また必ずＤＥＳＴＲＵＣＴＩＶＥ出力ポートが光信号中心波長にロックされるため、ＭＺＩ出力光の信号極性が常に一定となる。

ここで、この発明の実施の形態１について説明する。図５は、この発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示す図である。

図５において、この実施の形態１に係る光受信器は、受信光信号入力ポート１からの光位相変調信号を分離、分岐する光カプラ、光アイソレータ、光サーキュレータなどの光分岐回路（分岐手段）１０と、光入力ポート２からの光位相変調信号を強度変調信号に変換して光出力ポート３から出力する、ヒーター２１を含むマッハ・ツェンダー干渉計（ＭＺＩ）２０と、ポート２、３からの光信号を電気信号に変換する光電気変換回路３０と、ＦＳＲが２／ＴであるＭＺＩの光出力ポート４及び５からの光を分岐する光カプラ、ミラーなどの光分岐回路（折り返し分岐手段）４０と、光出力ポート６及び７からの光を入力する波長ずれ検出回路（波長ずれ検出手段）５０と、ヒーター２１を制御する制御回路（制御手段）６０とが設けられている。

波長ずれ検出回路５０は、受光器（光電気変換手段）５１と、増幅器５２とが設けられている。

つぎに、この実施の形態１に係る光受信器の動作について図面を参照しながら説明する。

本実施の形態１に係る光受信器は、光信号タイムスロットＴ［Ｈｚ］に対し、光出力ポート３のアーム（光路）間の信号伝播時間差がＴ／２であるＭＺＩ２０を備える。図５では、光分岐回路１０がＭＺＩ２０のポート２側に設けられているが、ポート３側に設けてもよい。

このＭＺＩ２０の光出力ポート４、５の出力は、それぞれループバックされて再び同一ＭＺＩ２０の光出力ポート４、５に入力されるとともに、その一部は光分岐回路４０によってそれぞれ分岐され、光出力ポート６及び７を経て波長ずれ検出回路５０に導かれる。ループバックされた信号は、再び光入力ポート２側から光分岐回路１０を用いて入力光と分岐され、光出力ポート３からの光信号とともに、光電気変換回路３０へ導かれる。

波長ずれ検出回路５０の受光器５１は、光出力ポート６及び７からの光信号の平均光電力をそれぞれ検出し、出力差を増幅器５２によって増幅して制御回路６０へ導く。この制御回路６０は、出力差が０になるように、ＭＺＩ２０のヒーター２１を制御する。

つまり、制御回路６０では、図４で示した（ウ）点のように受光した２つの平均光電力の差が０になるよう、ＭＺＩ２０の中心波長を制御する。このＭＺＩ２０の通過波長は、たとえばアーム（光路）部分に取り付けられたヒーター２１に電流を流して導波路の屈折率を変化させることによって変化させることができる。図５の例では、波長ずれ検出回路５０の利得を十分大きくすることによって、ＭＺＩ２０の通過波長は、図４で示した（ウ）点に自動的に制御され、ＭＺＩ２０で最適な光強度波形を得ることができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る光受信器について図６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施の形態２に係る光受信器の構成を示す図である。

図６において、この実施の形態２は、光分岐回路４０の光折り返し回路部分をＭＺＩ２０と集積化したものである。平面光回路（ＰＬＣ：Ｐｌａｎａｒ Ｌｉｇｈｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などの光集積回路では容易な手段であり、光受信器全体のサイズを小さくすることができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る光受信器について図７を参照しながら説明する。図７は、この発明の実施の形態３に係る光受信器の構成を示す図である。

この実施の形態３に係る光受信器は、波長ずれ検出回路５０の受光器５１をさらに集積化したものである。ＭＺＩ２０の制御は、平均電力の検出を行なうため、受光器５１に高速応答特性は必要ではないため、特に半導体材料を用いたＭＺＩの場合は集積が容易であり、光受信器のサイズを小さくすることができる。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係る光受信器について図８を参照しながら説明する。図８は、この発明の実施の形態４に係る光受信器の構成を示す図である。

この実施の形態４に係る光受信器は、波長ずれ検出用に、ＭＺＩ２０よりもフリースペクトルレンジの大きな周期フィルタ７０Ａ、７０Ｂを備えたものである。この周期フィルタ７０Ａ、７０Ｂとしては、たとえばエタロン共振器がある。周期フィルタ７０Ａ、７０ＢをＭＺＩ２０、光分岐回路４０、受光器５１とさらに集積化してもよい。

図４に示したＭＺＩの最適制御点（ウ）は、周期的に、図４の例では４０ＧＨｚ置きに存在するため、制御回路６０の電源投入時などに不必要に周波数の離れた点、たとえば点（ウ）＋４０ＧＨｚの自然数倍の周波数にＭＺＩの動作点を引き込んでしまう可能性がある。

このような状態では不用意に制御電圧を大きくして回路が動作してしまう。図８のように、ＭＺＩよりもフリースペクトルレンジ（周波数間隔）の大きな周期フィルタ７０Ａ、７０Ｂを備えることによって、波長ずれ検出回路５０でみた検出特性は、ＭＺＩ２０と、これよりもフリースペクトルレンジの大きな周期フィルタ７０Ａ、７０Ｂの積になるため、追加した周期フィルタ７０Ａ、７０ＢのフリースペクトルレンジをＭＺＩ２０に必要な周波数制御範囲より大きく選ぶことによって、前述の問題を回避することができる。

この発明に係る光受信器の基本的な構成を示す図である。 方アームに遅延を与えたＭＺＩの代表的な構成と出力を折り返したＭＺＩの構成を示す図である 図２に示した２つのＭＺＩの光周波数に対する光電力通過特性を示す図である。 図２に示した２つのＭＺＩの出力で観測される光平均電力を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る光受信器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る光受信器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る光受信器の構成を示す図である。

符号の説明

１ 受信光信号入力ポート、２ 光入出力ポート、３ 光出力ポート、４ 光出力ポート、５ 光出力ポート、６ 光出力ポート、７ 光出力ポート、１０ 光分岐回路、２０ マッハ・ツェンダー干渉計、２１ ヒーター、３０ 光電気変換回路、４０ 光分岐回路、５０ 波長ずれ検出回路、５１ 受光器、５２ 増幅器、６０ 制御回路、７０Ａ 周期フィルタ、７０Ｂ 周期フィルタ。

Claims (5)

1. 遅延量１ビットで差動符号化された光ＤＰＳＫ信号を受信する光受信器であって、
   受信した前記光ＤＰＳＫ信号を分岐する分岐手段と、
   アーム間の相対遅延量が１／２ビットであり、前記分岐手段によって分岐された前記光ＤＰＳＫ信号を強度変調信号に変換するマッハ・ツェンダー干渉計と、
   前記マッハ・ツェンダー干渉計の２つの光出力をそれぞれ折り返すとともに、前記２つの光出力の一部をそれぞれ分岐する折り返し分岐手段と、
   前記折り返し分岐手段によって分岐された２つの光出力の光電力の出力差を検出する波長ずれ検出手段と、
   前記波長ずれ検出手段によって検出された２つの光電力の出力差に基づいて前記マッハ・ツェンダー干渉計の通過波長を制御する制御手段と
   を備えたことを特徴とする光受信器。
2. 前記制御手段は、２つの光電力の出力差が０になるように、前記マッハ・ツェンダー干渉計のアームに取り付けられたヒーターに流す電流を制御して通過波長を変化させる
   ことを特徴とする請求項１記載の光受信器。
3. 前記マッハ・ツェンダー干渉計と前記折り返し分岐手段を集積化した
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の光受信器。
4. 前記折り返し分岐手段の分岐出力部分に前記波長ずれ検出手段の光電気変換手段を集積化した
   ことを特徴とする請求項３記載の光受信器。
5. 前記折り返し分岐手段の分岐出力部分に前記マッハ・ツェンダー干渉計よりもフリースペクトルレンジの大きな周期フィルタをさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれかに記載の光受信器。

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