JPH10336154A - 光パルス位置検出回路及び光パルス発生装置及びそれらの方法 - Google Patents
光パルス位置検出回路及び光パルス発生装置及びそれらの方法Info
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- JPH10336154A JPH10336154A JP9214215A JP21421597A JPH10336154A JP H10336154 A JPH10336154 A JP H10336154A JP 9214215 A JP9214215 A JP 9214215A JP 21421597 A JP21421597 A JP 21421597A JP H10336154 A JPH10336154 A JP H10336154A
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- G—PHYSICS
- G02—OPTICS
- G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
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- G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour
- G02F1/03—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour based on ceramics or electro-optical crystals, e.g. exhibiting Pockels effect or Kerr effect
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- G—PHYSICS
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- H04J14/00—Optical multiplex systems
- H04J14/08—Time-division multiplex systems
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パルス幅が短い光パルスを出力する。
【解決手段】 光信号を出力する光源２６と、電気的ク
ロック信号を出力する発振器５と、前記光信号を電気的
クロック信号で強度変調する第１の光変調器３ａと、電
気的クロック信号の位相をシフトする位相シフタ４と、
第１の光変調器からの光信号を前記位相シフトされた電
気的クロック信号で強度変調する第２の光変調器３ｂ
と、第２の光変調器の出力を分岐する光分波器２と、分
波された光信号を電気信号に変換する光検出器８と、デ
ィザ信号を出力するディザ信号発生回路１１と、前記光
検出器の出力と前記ディザ信号とを同期検波する位相比
較器１２と、前記位相シフタの位相シフト量を制御する
位相シフタ制御回路９とを備え、位相シフタ制御回路
は、ディザ信号と位相比較器の出力を入力とし、光検出
器の出力が最大となるように、位相シフタを制御する。
ロック信号を出力する発振器５と、前記光信号を電気的
クロック信号で強度変調する第１の光変調器３ａと、電
気的クロック信号の位相をシフトする位相シフタ４と、
第１の光変調器からの光信号を前記位相シフトされた電
気的クロック信号で強度変調する第２の光変調器３ｂ
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位相シフタ制御回路９とを備え、位相シフタ制御回路
は、ディザ信号と位相比較器の出力を入力とし、光検出
器の出力が最大となるように、位相シフタを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、光通信システム、
特に、光時分割多重技術に関するものである。また、本
発明は、計測システム、特に、温度センサ、圧力センサ
に適用することができる。
特に、光時分割多重技術に関するものである。また、本
発明は、計測システム、特に、温度センサ、圧力センサ
に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】従来の光通信システムにおいては、送信
装置では、電子回路の処理によって複数の低速信号を時
分割多重（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）し、高速信号を生成している。
同様に、受信装置、或いは、ノードでは、電子回路の処
理によって高速信号を低速信号に再分割（ＤＥＭＵＸ：
Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）している。これまでに
１０Ｇｂ／ｓ（ｂｉｔｓｐｅｒ ｓｅｃｏｎｄ）級の伝
送システムが電子回路によるＴＤＭ技術によって実現さ
れてきたが、将来のさらなる大容量通信システムでは、
電子回路の処理速度がボトルネックとなることが予想さ
れるため、光処理による時分割多重技術（光ＴＤＭ技
術）が盛んに研究されている。光ＴＤＭ技術は、光信号
を電気信号に変換することなく処理する技術であり、異
なる経路から入力される光パルス列を同期をとって多重
する技術が要求されている。しかし、光パルス列が伝送
路を伝搬する時間は、温度等の環境によって変化し、入
力される光パルス列のパルスの位置（位相）は、時事刻
々変化するため、パルス位置の検出手段が不可欠であ
る。尚、ここで言うパルス位置とは、光パルス列の繰り
返し周波数の基準クロック信号と入力されるパルスの相
対的な時間関係のことを意味する。
装置では、電子回路の処理によって複数の低速信号を時
分割多重（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）し、高速信号を生成している。
同様に、受信装置、或いは、ノードでは、電子回路の処
理によって高速信号を低速信号に再分割（ＤＥＭＵＸ：
Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）している。これまでに
１０Ｇｂ／ｓ（ｂｉｔｓｐｅｒ ｓｅｃｏｎｄ）級の伝
送システムが電子回路によるＴＤＭ技術によって実現さ
れてきたが、将来のさらなる大容量通信システムでは、
電子回路の処理速度がボトルネックとなることが予想さ
れるため、光処理による時分割多重技術（光ＴＤＭ技
術）が盛んに研究されている。光ＴＤＭ技術は、光信号
を電気信号に変換することなく処理する技術であり、異
なる経路から入力される光パルス列を同期をとって多重
する技術が要求されている。しかし、光パルス列が伝送
路を伝搬する時間は、温度等の環境によって変化し、入
力される光パルス列のパルスの位置（位相）は、時事刻
々変化するため、パルス位置の検出手段が不可欠であ
る。尚、ここで言うパルス位置とは、光パルス列の繰り
返し周波数の基準クロック信号と入力されるパルスの相
対的な時間関係のことを意味する。
【０００３】従来例１．パルス位置を検出する技術とし
ては、大輝らによって開示されたものが知られている。
図４３は、１９９６年電子情報通信学会総合大会Ｂ−１
１１８「光変調器への変調信号を基準とした光時間多重
回路」に示されたブロック図を書き直したものである。
図４３において、１は光パルス列入力端子、２は光分波
器、３は光の強度を変調する光変調器、４は位相シフ
タ、５は発振器、６ａ，６ｂは光信号の強度を検出する
光パワーメータ、７は透過率検出部である。光パルス列
は、光パルス列入力端子１より入力され、光分波器２に
よって２経路に分波される。光分波器の第１の出力は、
第１の光パワーメータ６ａに入力され、光分波器の第２
の出力は、光変調器３に入力される。発振器５から出力
された基準クロック信号は、位相シフタ４を通して光変
調器３を駆動する。光変調器３から出力された光信号
は、第２のパワーメータ６ｂに入力される。透過率検出
部７では、第１の光パワーメータ６ａ、第２のパワーメ
ータ６ｂの出力を比較演算することで、光変調器におけ
るパルスの透過率を検出する。入力した光パルス列の光
強度が変化しても、第１の光パワーメータ６ａ、第２の
パワーメータ６ｂの出力を比較演算するので、光変調器
３の透過率を測定することができる。光変調器における
パルスの透過率は、以下に説明する通り光変調器を駆動
するクロック信号の位相と光変調器に入力される光パル
ス列の位置（位相）によって決まるため、透過率からパ
ルス位置を知ることができる。この透過率の値を上昇さ
せるように、位相シフタ４を手動により調整する。こう
して、入力した光パルスと、基準クロック信号の位相を
同期させることができる。
ては、大輝らによって開示されたものが知られている。
図４３は、１９９６年電子情報通信学会総合大会Ｂ−１
１１８「光変調器への変調信号を基準とした光時間多重
回路」に示されたブロック図を書き直したものである。
図４３において、１は光パルス列入力端子、２は光分波
器、３は光の強度を変調する光変調器、４は位相シフ
タ、５は発振器、６ａ，６ｂは光信号の強度を検出する
光パワーメータ、７は透過率検出部である。光パルス列
は、光パルス列入力端子１より入力され、光分波器２に
よって２経路に分波される。光分波器の第１の出力は、
第１の光パワーメータ６ａに入力され、光分波器の第２
の出力は、光変調器３に入力される。発振器５から出力
された基準クロック信号は、位相シフタ４を通して光変
調器３を駆動する。光変調器３から出力された光信号
は、第２のパワーメータ６ｂに入力される。透過率検出
部７では、第１の光パワーメータ６ａ、第２のパワーメ
ータ６ｂの出力を比較演算することで、光変調器におけ
るパルスの透過率を検出する。入力した光パルス列の光
強度が変化しても、第１の光パワーメータ６ａ、第２の
パワーメータ６ｂの出力を比較演算するので、光変調器
３の透過率を測定することができる。光変調器における
パルスの透過率は、以下に説明する通り光変調器を駆動
するクロック信号の位相と光変調器に入力される光パル
ス列の位置（位相）によって決まるため、透過率からパ
ルス位置を知ることができる。この透過率の値を上昇さ
せるように、位相シフタ４を手動により調整する。こう
して、入力した光パルスと、基準クロック信号の位相を
同期させることができる。
【０００４】図４３の動作を図４４を用いて説明する。
図４４の（ａ）は、光変調器３に入力される光パルス列
のパルス位置を模式的に表したものである。図４４の
（ｂ）は、時間と光変調器３の透過率の関係を示してお
り、光変調器３を駆動するクロック信号に対応する。図
４４の（ｃ）は、時間とパルスの透過率の関係を示して
いる。図４４の（ａ）において、３つの光パルス列の位
置がそれぞれパルス１、パルス２、パルス３のときのパ
ルスの透過率は、図４４の（ｃ）の透過率１、透過率
２、透過率３に対応する。このように、パルス位置と透
過率が対応するため、透過率を検出することで、パルス
位置を知ることができる。
図４４の（ａ）は、光変調器３に入力される光パルス列
のパルス位置を模式的に表したものである。図４４の
（ｂ）は、時間と光変調器３の透過率の関係を示してお
り、光変調器３を駆動するクロック信号に対応する。図
４４の（ｃ）は、時間とパルスの透過率の関係を示して
いる。図４４の（ａ）において、３つの光パルス列の位
置がそれぞれパルス１、パルス２、パルス３のときのパ
ルスの透過率は、図４４の（ｃ）の透過率１、透過率
２、透過率３に対応する。このように、パルス位置と透
過率が対応するため、透過率を検出することで、パルス
位置を知ることができる。
【０００５】従来例１では、パルス位置検出部をパルス
位置制御に用いる誤差信号検出回路として使用すること
を前提としているため、パルス位置そのものを正確に検
出する必要はなく、パルス位置の測定結果とパルス位置
の目標位置Ａの符号関係（図４４の位置Ａとの左右の位
置関係）だけが検出できれば、目的を達する。しかし、
パルス位置そのものを正確に検出する必要がある場合に
は、以下の問題がある。図４４から明らかなように、透
過率１、透過率２、透過率３に対応するパルス位置は、
パルス１、パルス２、パルス３のみならず、パルス
１’、パルス２’、パルス３’でもあるため、位置検出
範囲は、図４４の（ｂ）における領域Ｔに限られる。即
ち、光変調器の透過率は、２つの位相シフト量に対応す
るために、位相シフト量の最適化制御が困難であるとい
う問題があった。また、図４４の（ｃ）に示されるよう
に、透過率とパルス位置の関係は正弦関数的であって直
線的な関係ではないため、パルス位置を正確に検出する
ためには複雑な演算回路が必要となる。パルス位置の正
確な検出は、パルス位置の制御回路の簡便化のために
も、また、より複雑な光処理を行う際にも必要とされ
る。また、伝送路の伝搬遅延時間の変化を利用する各種
センサには、パルス位置の正確な検出は不可欠である。
位置制御に用いる誤差信号検出回路として使用すること
を前提としているため、パルス位置そのものを正確に検
出する必要はなく、パルス位置の測定結果とパルス位置
の目標位置Ａの符号関係（図４４の位置Ａとの左右の位
置関係）だけが検出できれば、目的を達する。しかし、
パルス位置そのものを正確に検出する必要がある場合に
は、以下の問題がある。図４４から明らかなように、透
過率１、透過率２、透過率３に対応するパルス位置は、
パルス１、パルス２、パルス３のみならず、パルス
１’、パルス２’、パルス３’でもあるため、位置検出
範囲は、図４４の（ｂ）における領域Ｔに限られる。即
ち、光変調器の透過率は、２つの位相シフト量に対応す
るために、位相シフト量の最適化制御が困難であるとい
う問題があった。また、図４４の（ｃ）に示されるよう
に、透過率とパルス位置の関係は正弦関数的であって直
線的な関係ではないため、パルス位置を正確に検出する
ためには複雑な演算回路が必要となる。パルス位置の正
確な検出は、パルス位置の制御回路の簡便化のために
も、また、より複雑な光処理を行う際にも必要とされ
る。また、伝送路の伝搬遅延時間の変化を利用する各種
センサには、パルス位置の正確な検出は不可欠である。
【０００６】従来例２．パルス位置を検出する他の技術
が日本特許出願の特開平２−１８２８号公報に開示され
ている。図４５は、特開平２−１８２８号公報に示され
る第１図を書き直したものである。図４５において、１
は光パルス列入力端子、３３は光合波器、４３は光パル
ス列を光クロックパルスで変調する全光学的光変調器、
８は光検出器、３４は光遅延器制御回路、４４は光クロ
ックパルス発生回路、２４は光遅延器、１０は位相シフ
ト量出力端子である。光パルス列入力端子１から入力さ
れた光信号は、全光学的光変調器４３を経て光検出器８
に入力される。光検出器８の出力信号を入力として、光
クロックパルス発生回路４４は光クロックパルスを出力
する。光クロックパルスは、光遅延器２４によって遅延
された後、光合波器３３によって全光学的光変調器４３
に入力される。全光学的光変調器４３は、入力される光
信号強度が強い時に透過率が高くなるように設計されて
いるため、光パルス列入力端子１から入力された光信号
と光クロックパルスの位相が同期したときに、光検出器
８で検出する光強度が最大となる。従って、光遅延器２
４を光検出器８の出力が最大となるように制御すること
によって、光クロックパルスは、入力される光パルスと
同期する。このときの光遅延器２４の遅延量を位相シフ
ト量出力端子１０からモニタすることによって、入力し
た光パルス列のパルス位置を検出することができる。
が日本特許出願の特開平２−１８２８号公報に開示され
ている。図４５は、特開平２−１８２８号公報に示され
る第１図を書き直したものである。図４５において、１
は光パルス列入力端子、３３は光合波器、４３は光パル
ス列を光クロックパルスで変調する全光学的光変調器、
８は光検出器、３４は光遅延器制御回路、４４は光クロ
ックパルス発生回路、２４は光遅延器、１０は位相シフ
ト量出力端子である。光パルス列入力端子１から入力さ
れた光信号は、全光学的光変調器４３を経て光検出器８
に入力される。光検出器８の出力信号を入力として、光
クロックパルス発生回路４４は光クロックパルスを出力
する。光クロックパルスは、光遅延器２４によって遅延
された後、光合波器３３によって全光学的光変調器４３
に入力される。全光学的光変調器４３は、入力される光
信号強度が強い時に透過率が高くなるように設計されて
いるため、光パルス列入力端子１から入力された光信号
と光クロックパルスの位相が同期したときに、光検出器
８で検出する光強度が最大となる。従って、光遅延器２
４を光検出器８の出力が最大となるように制御すること
によって、光クロックパルスは、入力される光パルスと
同期する。このときの光遅延器２４の遅延量を位相シフ
ト量出力端子１０からモニタすることによって、入力し
た光パルス列のパルス位置を検出することができる。
【０００７】従来例２では、正確なパルス位置を検出で
きるが、複雑な光クロックパルス発生回路４４を必要と
している。従来例２では、入力される光信号に同期した
光クロックパルスを出力することを目的の１つとしてい
るため、光クロックパルス発生回路４４を用意している
が、パルス位置を検出することだけを目的とする場合に
は、複雑な光クロックパルス発生回路４４を必要とする
ことは好ましくない。また、全光学的光変調器４３は、
いくつかの実現例が知られはいるものの、市場から容易
に調達できるものでは無い。また、光遅延器２４は、電
気的に動作する遅延器（位相シフタ）と比較して、長い
遅延時間を許容する制御範囲と高い制御精度の両方を満
たすデバイスを製造することが困難であるという問題が
ある。
きるが、複雑な光クロックパルス発生回路４４を必要と
している。従来例２では、入力される光信号に同期した
光クロックパルスを出力することを目的の１つとしてい
るため、光クロックパルス発生回路４４を用意している
が、パルス位置を検出することだけを目的とする場合に
は、複雑な光クロックパルス発生回路４４を必要とする
ことは好ましくない。また、全光学的光変調器４３は、
いくつかの実現例が知られはいるものの、市場から容易
に調達できるものでは無い。また、光遅延器２４は、電
気的に動作する遅延器（位相シフタ）と比較して、長い
遅延時間を許容する制御範囲と高い制御精度の両方を満
たすデバイスを製造することが困難であるという問題が
ある。
【０００８】従来例３．次に、光ＴＤＭ技術における短
パルス発生回路の実現の重要性について説明する。ここ
で、短パルスとはパルス幅が短い光パルスを意味する。
光ＴＤＭ技術において、短パルスが重要視される理由
は、伝送容量が大きくなるに従って必要な光パルスのパ
ルス幅が狭くなるためである。例えば、光ＴＤＭ技術を
用いた２０Ｇｂ／ｓ級の伝送システムでは、２０〜１０
ｐｓ（ｐｉｃｏｓｅｃｏｎｄ）以下のパルス幅が必要と
されているが、１００Ｇｂ／ｓ級の伝送システムでは、
４〜２ｐｓ以下のパルス幅が必要とされる。パルス発生
の一手法としては、パルス型のゲートを有する光変調器
を用いる方法が知られている。この方法において、短パ
ルスを発生するためには、パルス型のゲートを有する光
変調器を多段に接続することによって、実効的なゲート
幅を狭くする方法が、例えば、矢島達夫著「超高速光技
術、２．２章」丸善株式会社などに示されている。光変
調器を多段に接続して短パルスを得るためには、それぞ
れの光変調器を駆動する電気信号の位相は、それぞれの
光変調器に入力される光パルスの位相と整合がとれてい
る必要がある。ところが、光変調器の挿入損失を補償す
る必要から光変調器と光変調器の間には、光増幅器を挿
入することが一般的である。ところが、光増幅器や伝送
路を光信号が伝搬する時間は、環境温度によって変化す
る。従って、光信号の遅延時間の変動を吸収する手段を
備えること無く、上述の電気信号と光信号の位相整合を
とることは困難となる。
パルス発生回路の実現の重要性について説明する。ここ
で、短パルスとはパルス幅が短い光パルスを意味する。
光ＴＤＭ技術において、短パルスが重要視される理由
は、伝送容量が大きくなるに従って必要な光パルスのパ
ルス幅が狭くなるためである。例えば、光ＴＤＭ技術を
用いた２０Ｇｂ／ｓ級の伝送システムでは、２０〜１０
ｐｓ（ｐｉｃｏｓｅｃｏｎｄ）以下のパルス幅が必要と
されているが、１００Ｇｂ／ｓ級の伝送システムでは、
４〜２ｐｓ以下のパルス幅が必要とされる。パルス発生
の一手法としては、パルス型のゲートを有する光変調器
を用いる方法が知られている。この方法において、短パ
ルスを発生するためには、パルス型のゲートを有する光
変調器を多段に接続することによって、実効的なゲート
幅を狭くする方法が、例えば、矢島達夫著「超高速光技
術、２．２章」丸善株式会社などに示されている。光変
調器を多段に接続して短パルスを得るためには、それぞ
れの光変調器を駆動する電気信号の位相は、それぞれの
光変調器に入力される光パルスの位相と整合がとれてい
る必要がある。ところが、光変調器の挿入損失を補償す
る必要から光変調器と光変調器の間には、光増幅器を挿
入することが一般的である。ところが、光増幅器や伝送
路を光信号が伝搬する時間は、環境温度によって変化す
る。従って、光信号の遅延時間の変動を吸収する手段を
備えること無く、上述の電気信号と光信号の位相整合を
とることは困難となる。
【０００９】上述のような位相整合の問題を解決する技
術としては、富岡らによって開示されたものが知られて
いる。図４６は、１９９６年電子情報通信学会総合大会
Ｂ−１１２１「光パルス列データ変調時の光パルス−デ
ータ間位相検出方法に関する一考察」に示されたブロッ
ク図を書き直したものである。図４６において、２６は
光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、３ｂは
第２の光変調器、２８ａ，２８ｂはＲＦ（Ｒａｄｉｏ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅器、４は位相シフタ、５は発
振器、３２は２：１の多重化回路、３１はパルスパター
ンジェネレータ、２は光分波器、３０は変調光出力端
子、６は光パワーメータである。
術としては、富岡らによって開示されたものが知られて
いる。図４６は、１９９６年電子情報通信学会総合大会
Ｂ−１１２１「光パルス列データ変調時の光パルス−デ
ータ間位相検出方法に関する一考察」に示されたブロッ
ク図を書き直したものである。図４６において、２６は
光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、３ｂは
第２の光変調器、２８ａ，２８ｂはＲＦ（Ｒａｄｉｏ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅器、４は位相シフタ、５は発
振器、３２は２：１の多重化回路、３１はパルスパター
ンジェネレータ、２は光分波器、３０は変調光出力端
子、６は光パワーメータである。
【００１０】次に、動作について説明する。発振器５よ
り出力されたクロック信号は２分岐され、片方はパルス
パターンジェネレータ３１に、他方は位相シフタ４に入
力される。位相シフタ４によって位相をシフトされたク
ロック信号は、ＲＦ増幅器２８ａによって増幅され、光
変調器３ａに入力される。光変調器３ａは、光源２６か
ら発せられた光信号をＲＦ増幅器２８ａによって供給さ
れたクロック信号で変調するため、光変調器３ａから
は、光パルスが出力される。光変調器３ａから出力され
た光パルスは、光増幅器２９で増幅された後、第２の光
変調器３ｂに入力される。パルスパターンジェネレータ
３１の出力は、多重化回路３２によってＲＺ（Ｒｅｔｕ
ｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号化された後、ＲＦ増幅器２
８ｂによって増幅される。第２の光変調器３ｂには、Ｒ
Ｆ増幅器２８ｂより発振器５から出力されたクロック信
号と同期したＲＺ信号が供給される。第２の光変調器３
ｂでは、光増幅器２９から出力された光パルスをＲＦ増
幅器２８ｂより出力されたＲＺ信号によって変調する。
このとき、光変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信
号は同期している必要がある。
り出力されたクロック信号は２分岐され、片方はパルス
パターンジェネレータ３１に、他方は位相シフタ４に入
力される。位相シフタ４によって位相をシフトされたク
ロック信号は、ＲＦ増幅器２８ａによって増幅され、光
変調器３ａに入力される。光変調器３ａは、光源２６か
ら発せられた光信号をＲＦ増幅器２８ａによって供給さ
れたクロック信号で変調するため、光変調器３ａから
は、光パルスが出力される。光変調器３ａから出力され
た光パルスは、光増幅器２９で増幅された後、第２の光
変調器３ｂに入力される。パルスパターンジェネレータ
３１の出力は、多重化回路３２によってＲＺ（Ｒｅｔｕ
ｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号化された後、ＲＦ増幅器２
８ｂによって増幅される。第２の光変調器３ｂには、Ｒ
Ｆ増幅器２８ｂより発振器５から出力されたクロック信
号と同期したＲＺ信号が供給される。第２の光変調器３
ｂでは、光増幅器２９から出力された光パルスをＲＦ増
幅器２８ｂより出力されたＲＺ信号によって変調する。
このとき、光変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信
号は同期している必要がある。
【００１１】光変調器３ｂの出力の一部は、光分波器２
によって分岐され、光パワーメータ６に入力される。図
４７を用いて動作原理を説明する。図４７の（ｂ）は、
位相シフタ４の位相シフト量と光変調器３ｂの透過率の
関係を示したものである。図４７の（ｂ）において、光
変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信号が同期して
いるときの位相シフト量が位相シフト量２であり、位相
シフト量が小さすぎるとき（位相シフト量１）にも、位
相シフト量が大きいすぎるとき（位相シフト量３）に
も、光変調器３ｂの透過率は減少する。このため、光パ
ワーメータ６の出力光強度が最大となるように、位相シ
フタ４の位相シフト量を手動で制御することによって、
光変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信号の位相関
係を最適値に制御することができる。
によって分岐され、光パワーメータ６に入力される。図
４７を用いて動作原理を説明する。図４７の（ｂ）は、
位相シフタ４の位相シフト量と光変調器３ｂの透過率の
関係を示したものである。図４７の（ｂ）において、光
変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信号が同期して
いるときの位相シフト量が位相シフト量２であり、位相
シフト量が小さすぎるとき（位相シフト量１）にも、位
相シフト量が大きいすぎるとき（位相シフト量３）に
も、光変調器３ｂの透過率は減少する。このため、光パ
ワーメータ６の出力光強度が最大となるように、位相シ
フタ４の位相シフト量を手動で制御することによって、
光変調器３ｂに入力される光パルスとＲＺ信号の位相関
係を最適値に制御することができる。
【００１２】従来例３は、短パルス発生を目的としたも
のではなく、ＲＺ変調された光信号の発生を目的とした
ものであるため、光変調器３ｂはＲＺ信号によって駆動
される。しかし、光変調器３ｂを駆動するＲＺ信号が理
想的な矩形波であれば、位相のシフト量を光変調器３ｂ
の透過率から計測することはできないという問題があ
る。また、適度なパルス波形の発生を目的とする場合で
あっても、透過率とパルス位置の関係は正弦関数的であ
って直接的な関係でないため、最適位相シフト量（位相
シフト量２）付近においては、位相シフト量の変化（Δ
Φ）に対する光変調器３ｂの透過率の変化（ΔＰ）が小
さくなり、制御精度が下がってしまうという問題があ
る。また、従来例１と同様にある光変調器の透過率は、
２つの位相シフト量に対応するために、位相シフト量の
最適化制御が困難であるという問題があった。また、従
来例１に示したように、第１の光パワーメータ６ａ、第
２のパワーメータ６ｂの出力を比較演算する構成にはな
っていないので、光源２６の出力光強度、光変調器３ａ
の透過率、光増幅器２９の利得のいずれかが変化した時
には、光変調器３ｂの透過率を測定することができない
という問題がある。
のではなく、ＲＺ変調された光信号の発生を目的とした
ものであるため、光変調器３ｂはＲＺ信号によって駆動
される。しかし、光変調器３ｂを駆動するＲＺ信号が理
想的な矩形波であれば、位相のシフト量を光変調器３ｂ
の透過率から計測することはできないという問題があ
る。また、適度なパルス波形の発生を目的とする場合で
あっても、透過率とパルス位置の関係は正弦関数的であ
って直接的な関係でないため、最適位相シフト量（位相
シフト量２）付近においては、位相シフト量の変化（Δ
Φ）に対する光変調器３ｂの透過率の変化（ΔＰ）が小
さくなり、制御精度が下がってしまうという問題があ
る。また、従来例１と同様にある光変調器の透過率は、
２つの位相シフト量に対応するために、位相シフト量の
最適化制御が困難であるという問題があった。また、従
来例１に示したように、第１の光パワーメータ６ａ、第
２のパワーメータ６ｂの出力を比較演算する構成にはな
っていないので、光源２６の出力光強度、光変調器３ａ
の透過率、光増幅器２９の利得のいずれかが変化した時
には、光変調器３ｂの透過率を測定することができない
という問題がある。
【００１３】従来例４．長距離光増幅中継伝送システム
において、光増幅中継器の偏波ホールバーニングや伝送
路の偏波依存性損失により光Ｓ／Ｎ比（Ｏｐｔｉｃａｌ
ＳｉｇｎａｌＮｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が劣化、もし
くは、変動することが知られている。これを改善するた
めに偏波スクランブルが行われる。偏波スクランブルと
は、独立した２種類の偏波を互いに時間的にスイッチン
グして信号を送る方法である。１ビットの信号に対し
て、偏波のスイッチングを１回以上行う。特に、後者の
光Ｓ／Ｎ比の変動（信号フェージング）を平均化するた
めには、少なくとも信号ビットレート以上の速度で偏波
スクランブルする必要がある。偏波スクランブルは、一
般には、リチウムナイオベイト光位相変調器が用いられ
る。偏波スクランブルは、偏光変調と同時に位相変調が
発生する特徴があり、伝送路の分散（伝送路の特性に基
づく周波数による光伝搬速度の違い）による波形劣化を
補償する目的で、偏波スクランブルを使用しうることが
特開平８−１１１６６２号公報に示されている。それに
よれば、データ変調のビットに同期したデータクロック
で偏波スクランブラを駆動することが必要であり、大洋
横断のような超長距離光増幅中継伝送システムにおい
て、重大な符号誤り率改善効果をもたらすことが議論さ
れている。即ち、偏波スクランブラの駆動信号の位相を
データの位相と所定の関係にしておけば、ファイバの分
散（ファイバの特性に基づく周波数による光の伝搬速度
の違い）や非線形屈折率変化により受信端子で振幅変動
があっても、信号の識別が有利なように、アイの開口を
より大きくすることができる。
において、光増幅中継器の偏波ホールバーニングや伝送
路の偏波依存性損失により光Ｓ／Ｎ比（Ｏｐｔｉｃａｌ
ＳｉｇｎａｌＮｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が劣化、もし
くは、変動することが知られている。これを改善するた
めに偏波スクランブルが行われる。偏波スクランブルと
は、独立した２種類の偏波を互いに時間的にスイッチン
グして信号を送る方法である。１ビットの信号に対し
て、偏波のスイッチングを１回以上行う。特に、後者の
光Ｓ／Ｎ比の変動（信号フェージング）を平均化するた
めには、少なくとも信号ビットレート以上の速度で偏波
スクランブルする必要がある。偏波スクランブルは、一
般には、リチウムナイオベイト光位相変調器が用いられ
る。偏波スクランブルは、偏光変調と同時に位相変調が
発生する特徴があり、伝送路の分散（伝送路の特性に基
づく周波数による光伝搬速度の違い）による波形劣化を
補償する目的で、偏波スクランブルを使用しうることが
特開平８−１１１６６２号公報に示されている。それに
よれば、データ変調のビットに同期したデータクロック
で偏波スクランブラを駆動することが必要であり、大洋
横断のような超長距離光増幅中継伝送システムにおい
て、重大な符号誤り率改善効果をもたらすことが議論さ
れている。即ち、偏波スクランブラの駆動信号の位相を
データの位相と所定の関係にしておけば、ファイバの分
散（ファイバの特性に基づく周波数による光の伝搬速度
の違い）や非線形屈折率変化により受信端子で振幅変動
があっても、信号の識別が有利なように、アイの開口を
より大きくすることができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来例１は、光変調器
間の位相を調節することに光強度を用いるという技術を
開示している。しかし、透過率から推定されるパルス位
置は２点あるという問題から、光強度のみの情報では位
相シフトの方向がわからないという問題がある。また、
位相シフタを手動で調整するので、時間的に変化する光
変調器間の伝送路長の変化等による光変調器間の位相を
自動的に制御することが困難である。また、透過率とパ
ルス位置の関係は直線的な関係ではないため、複雑な演
算回路が必要であるという問題がある。
間の位相を調節することに光強度を用いるという技術を
開示している。しかし、透過率から推定されるパルス位
置は２点あるという問題から、光強度のみの情報では位
相シフトの方向がわからないという問題がある。また、
位相シフタを手動で調整するので、時間的に変化する光
変調器間の伝送路長の変化等による光変調器間の位相を
自動的に制御することが困難である。また、透過率とパ
ルス位置の関係は直線的な関係ではないため、複雑な演
算回路が必要であるという問題がある。
【００１５】従来例２は、パルス位置を検出する他の技
術を開示している。しかし、複雑な光クロックパルス発
生回路が必要であるという問題、入手が困難な全光学的
光変調器が必要であるという問題、高精度な制御が難し
い光遅延器が必要であるという問題がある。
術を開示している。しかし、複雑な光クロックパルス発
生回路が必要であるという問題、入手が困難な全光学的
光変調器が必要であるという問題、高精度な制御が難し
い光遅延器が必要であるという問題がある。
【００１６】従来例３は、光パルスを発生させる場合の
遅延時間の変動に起因する位相整合の問題を解決する技
術を開示している。しかし、最適位相シフト量付近にお
いて、制御精度が下がってしまうという問題がある。ま
た、光信号強度が変化すると光変調器の透過率を測定で
きないという問題がある。また、従来例１と同様に、光
変調器の透過率から推定される位相シフト量は２点ある
ために、位相シフト量の最適化制御が困難であるという
問題があった。
遅延時間の変動に起因する位相整合の問題を解決する技
術を開示している。しかし、最適位相シフト量付近にお
いて、制御精度が下がってしまうという問題がある。ま
た、光信号強度が変化すると光変調器の透過率を測定で
きないという問題がある。また、従来例１と同様に、光
変調器の透過率から推定される位相シフト量は２点ある
ために、位相シフト量の最適化制御が困難であるという
問題があった。
【００１７】従来例４では、偏波スクランブラの駆動信
号とデータを同期させることによる効果については述べ
られているが、同期を損なう要因（例えば、温度変動に
よるファイバの伝搬遅延時間変化）に対する対策は開示
されていない。即ち、偏波スクランブラに入力されるデ
ータ信号の位相を検出して、それに最適な、かつ、同期
した位相で偏波スクランブラを駆動しうる回路構成は何
等開示されていなかった。
号とデータを同期させることによる効果については述べ
られているが、同期を損なう要因（例えば、温度変動に
よるファイバの伝搬遅延時間変化）に対する対策は開示
されていない。即ち、偏波スクランブラに入力されるデ
ータ信号の位相を検出して、それに最適な、かつ、同期
した位相で偏波スクランブラを駆動しうる回路構成は何
等開示されていなかった。
【００１８】この発明は、上述のような課題を解決する
ためになされたもので、第１の目的は、複雑な演算回路
を用いることなく、パルス位置を検出する光パルス位置
検出回路を得ることにある。また、第２の目的は、光ク
ロックパルス発生回路、光学的光変調器、光遅延器を用
いることなく精度の良い光パルス位置検出回路を得るこ
とにある。更に、また、第３の目的は、位相シフト量の
最適化制御により光パルスを発生する光パルス発生装置
を提供することにある。更に、第４の目的は、複数の異
なる波長の短パルスを同時に出力する光パルス発生装置
を得ることにある。更に、第５の目的は、光パルスに同
期した変調を行うことができるパルス発生装置を得るこ
とにある。
ためになされたもので、第１の目的は、複雑な演算回路
を用いることなく、パルス位置を検出する光パルス位置
検出回路を得ることにある。また、第２の目的は、光ク
ロックパルス発生回路、光学的光変調器、光遅延器を用
いることなく精度の良い光パルス位置検出回路を得るこ
とにある。更に、また、第３の目的は、位相シフト量の
最適化制御により光パルスを発生する光パルス発生装置
を提供することにある。更に、第４の目的は、複数の異
なる波長の短パルスを同時に出力する光パルス発生装置
を得ることにある。更に、第５の目的は、光パルスに同
期した変調を行うことができるパルス発生装置を得るこ
とにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】この発明に係る光パルス
位置検出回路は、所定の繰り返し周期を持つ光パルス列
を入力する光パルス列入力端子と、前記光パルス列の繰
り返し周期と同一周波数の電気的クロック信号を出力す
る発振器と、前記発振器から出力された電気的クロック
信号を入力して、電気的クロック信号の位相をシフトし
て出力する位相シフタと、前記位相シフタから出力され
た電気的クロック信号を入力するとともに、前記光パル
ス列入力端子から入力される光パルス列を入力して電気
的クロック信号に基づいて光パルス列を変調して光信号
を出力する光変調器と、前記光変調器から出力された光
信号を電気信号に変換して出力する光検出器と、前記光
検出器の出力を入力し、光検出器の出力が最大となるよ
うに前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相制御
回路と、前記位相シフタの位相シフト量を出力する位相
シフト量出力端子とを備えたことを特徴とする。
位置検出回路は、所定の繰り返し周期を持つ光パルス列
を入力する光パルス列入力端子と、前記光パルス列の繰
り返し周期と同一周波数の電気的クロック信号を出力す
る発振器と、前記発振器から出力された電気的クロック
信号を入力して、電気的クロック信号の位相をシフトし
て出力する位相シフタと、前記位相シフタから出力され
た電気的クロック信号を入力するとともに、前記光パル
ス列入力端子から入力される光パルス列を入力して電気
的クロック信号に基づいて光パルス列を変調して光信号
を出力する光変調器と、前記光変調器から出力された光
信号を電気信号に変換して出力する光検出器と、前記光
検出器の出力を入力し、光検出器の出力が最大となるよ
うに前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相制御
回路と、前記位相シフタの位相シフト量を出力する位相
シフト量出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００２０】前記位相制御回路は、ディザ信号を出力す
るディザ信号発生回路と、前記光検出器の出力と前記デ
ィザ信号発生回路から出力されるディザ信号とを入力し
同期検波して誤差信号を出力する位相比較器と、ディザ
信号発生回路から出力されるディザ信号と位相比較器か
ら出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記位相
シフタの位相シフト量を制御する制御信号を出力する位
相シフタ制御回路とを有することを特徴とする。
るディザ信号発生回路と、前記光検出器の出力と前記デ
ィザ信号発生回路から出力されるディザ信号とを入力し
同期検波して誤差信号を出力する位相比較器と、ディザ
信号発生回路から出力されるディザ信号と位相比較器か
ら出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記位相
シフタの位相シフト量を制御する制御信号を出力する位
相シフタ制御回路とを有することを特徴とする。
【００２１】前記光パルス位置検出回路は、更に、前記
発振器から出力された電気的クロック信号によって駆動
される光パルス列発生光源と、前記光パルス列発生光源
と前記光パルス列入力端子と間に接続される伝送路とを
備え、前記発振器は、２種類以上の周波数を出力する手
段を有し、前記位相シフト量出力端子から出力される位
相シフト量を入力して、前記発振器から出力される電気
的クロック信号の周波数に基づいて前記伝送路を光パル
スが伝搬する時間を検出する伝搬時間検出回路を有する
ことを特徴とする。
発振器から出力された電気的クロック信号によって駆動
される光パルス列発生光源と、前記光パルス列発生光源
と前記光パルス列入力端子と間に接続される伝送路とを
備え、前記発振器は、２種類以上の周波数を出力する手
段を有し、前記位相シフト量出力端子から出力される位
相シフト量を入力して、前記発振器から出力される電気
的クロック信号の周波数に基づいて前記伝送路を光パル
スが伝搬する時間を検出する伝搬時間検出回路を有する
ことを特徴とする。
【００２２】前記光変調器は、半導体電界吸収型光変調
器を使用したことを特徴とする。
器を使用したことを特徴とする。
【００２３】この発明に係る光パルス発生装置は、所定
波長の光信号を出力する光源と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振器と、前記発振器に接続さ
れ、前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出
力する第１の光変調器と、第１の光変調器から出力され
る光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力する
第２の光変調器と、第２の光変調器に入力される光信号
と第２の光変調器から出力される光信号とのいずれか一
方を入力して、その光信号の一部を出力し、一部を分岐
する光分波器と、前記光分波器によって分波された光信
号を電気信号に変換する光検出器と、光信号の位相を変
更する位相変更部と、前記光検出器の出力を入力し、光
検出器の出力が最大となるように、前記位相変更部の位
相変更量を制御する制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
波長の光信号を出力する光源と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振器と、前記発振器に接続さ
れ、前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出
力する第１の光変調器と、第１の光変調器から出力され
る光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力する
第２の光変調器と、第２の光変調器に入力される光信号
と第２の光変調器から出力される光信号とのいずれか一
方を入力して、その光信号の一部を出力し、一部を分岐
する光分波器と、前記光分波器によって分波された光信
号を電気信号に変換する光検出器と、光信号の位相を変
更する位相変更部と、前記光検出器の出力を入力し、光
検出器の出力が最大となるように、前記位相変更部の位
相変更量を制御する制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
【００２４】前記制御回路は、ディザ信号を出力するデ
ィザ信号発生回路と、前記光検出器の出力と前記ディザ
信号発生回路から出力されるディザ信号とを入力して同
期検波して誤差信号を出力する位相比較器と、ディザ信
号発生回路から出力されるディザ信号と位相比較器から
出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記位相変
更部の位相変更量を制御する制御信号を出力する回路と
を有することを特徴とする。
ィザ信号発生回路と、前記光検出器の出力と前記ディザ
信号発生回路から出力されるディザ信号とを入力して同
期検波して誤差信号を出力する位相比較器と、ディザ信
号発生回路から出力されるディザ信号と位相比較器から
出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記位相変
更部の位相変更量を制御する制御信号を出力する回路と
を有することを特徴とする。
【００２５】前記位相変更部は、前記第１の光変調器と
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタを備え、前記制御回路は、前記位相シ
フタの位相シフト量を制御する位相シフタ制御回路を備
えたことを特徴とする。
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタを備え、前記制御回路は、前記位相シ
フタの位相シフト量を制御する位相シフタ制御回路を備
えたことを特徴とする。
【００２６】前記位相変更部は、第１の光変調器から出
力された光信号を遅延させて第２の光変調器に出力する
光遅延器を備え、前記制御回路は、前記光遅延器の遅延
量を制御する遅延制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
力された光信号を遅延させて第２の光変調器に出力する
光遅延器を備え、前記制御回路は、前記光遅延器の遅延
量を制御する遅延制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
【００２７】前記位相変更部は、前記第１の光変調器と
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタと、第１の光変調器から出力された光
信号を遅延させて第２の光変調器に出力する光遅延器と
を備え、上記制御回路は、前記光遅延器の遅延量を制御
する遅延制御回路を有し、上記位相シフタは、ディザ信
号を入力し、前記発振器から出力された電気的クロック
信号の位相をシフトすることを特徴とする。
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタと、第１の光変調器から出力された光
信号を遅延させて第２の光変調器に出力する光遅延器と
を備え、上記制御回路は、前記光遅延器の遅延量を制御
する遅延制御回路を有し、上記位相シフタは、ディザ信
号を入力し、前記発振器から出力された電気的クロック
信号の位相をシフトすることを特徴とする。
【００２８】上記第１と第２の光変調器を１つの光変調
器で構成し、前記光源は、第１の偏波状態の光信号を出
力し、前記光パルス発生装置は、更に、光源と光変調器
との間に接続された第１の偏波合分波器と、光変調器と
光遅延器の間に接続された第２の偏波合分波器と、前記
光遅延器から出力された光信号を入力して光信号の偏波
状態を変換して第２の偏波合分波器へ出力する偏波状態
変換器とを有し、前記光分波器は、第２の偏波合分波器
と光変調器と第１の偏波合分波器を経由して、第１の偏
波合分波器から出力される偏波状態を変換された光信号
の一部を出力し、一部を分岐することを特徴とする。
器で構成し、前記光源は、第１の偏波状態の光信号を出
力し、前記光パルス発生装置は、更に、光源と光変調器
との間に接続された第１の偏波合分波器と、光変調器と
光遅延器の間に接続された第２の偏波合分波器と、前記
光遅延器から出力された光信号を入力して光信号の偏波
状態を変換して第２の偏波合分波器へ出力する偏波状態
変換器とを有し、前記光分波器は、第２の偏波合分波器
と光変調器と第１の偏波合分波器を経由して、第１の偏
波合分波器から出力される偏波状態を変換された光信号
の一部を出力し、一部を分岐することを特徴とする。
【００２９】前記光パルス発生装置は、光源として、第
１の波長の光信号を出力する第１の光源と、第２の波長
の光信号を出力する第２の光源とを有し、第１の光源と
第２の光源とに対応して第１と第３の光変調器を有し、
第１と第３の光変調器から出力された光信号を合波して
第２の光変調器に出力する光合波器とを備えたことを特
徴とする。
１の波長の光信号を出力する第１の光源と、第２の波長
の光信号を出力する第２の光源とを有し、第１の光源と
第２の光源とに対応して第１と第３の光変調器を有し、
第１と第３の光変調器から出力された光信号を合波して
第２の光変調器に出力する光合波器とを備えたことを特
徴とする。
【００３０】上記光パルス発生装置は、装置内温度を検
出する温度検出回路と、基準電圧発生器と、前記温度検
出回路の出力信号と前記基準電圧発生器の出力信号とを
入力して位相変更量を補償する補償信号を生成し、前記
制御回路へ出力する温度ドリフト検出回路とを備えるこ
とを特徴とする。
出する温度検出回路と、基準電圧発生器と、前記温度検
出回路の出力信号と前記基準電圧発生器の出力信号とを
入力して位相変更量を補償する補償信号を生成し、前記
制御回路へ出力する温度ドリフト検出回路とを備えるこ
とを特徴とする。
【００３１】上記光パルス発生装置は、前記光源から出
力される光信号の波長を検出する波長検出回路と、基準
電圧発生器と、前記波長検出回路の出力信号と前記基準
電圧発生器の出力信号とを入力して位相変更量を補償す
る補償信号を生成し、前記制御回路へ出力する波長ドリ
フト検出回路とを備えることを特徴とする。
力される光信号の波長を検出する波長検出回路と、基準
電圧発生器と、前記波長検出回路の出力信号と前記基準
電圧発生器の出力信号とを入力して位相変更量を補償す
る補償信号を生成し、前記制御回路へ出力する波長ドリ
フト検出回路とを備えることを特徴とする。
【００３２】前記光変調器は、半導体電界吸収型光変調
器を使用したことを特徴とする。
器を使用したことを特徴とする。
【００３３】前記第２の光変調器と、前記位相変更部
と、前記光検出器と、前記制御回路とを複数セットパラ
レルに備え、前記第１の光変調器から出力された光信号
を分岐させてパラレルに処理することを特徴とする。
と、前記光検出器と、前記制御回路とを複数セットパラ
レルに備え、前記第１の光変調器から出力された光信号
を分岐させてパラレルに処理することを特徴とする。
【００３４】前記第２の光変調器と、前記位相変更部
と、前記光検出器と、前記制御回路とを複数セットシリ
アルに備え、前記第１の光変調器から出力された光信号
を順にシリアルに処理することを特徴とする。
と、前記光検出器と、前記制御回路とを複数セットシリ
アルに備え、前記第１の光変調器から出力された光信号
を順にシリアルに処理することを特徴とする。
【００３５】この発明に係る光パルス位置検出方法は、
所定の繰り返し周期を持つ光パルス列を入力する光パル
ス列入力工程と、前記光パルス列の繰り返し周期と同一
周波数の電気的クロック信号を出力する発振工程と、前
記発振器から出力された電気的クロック信号を入力し
て、電気的クロック信号の位相をシフトして出力する位
相シフト工程と、前記位相シフト工程から出力された電
気的クロック信号を入力するとともに、前記光パルス列
入力工程から入力される光パルス列を入力して電気的ク
ロック信号に基づいて光パルス列を変調して光信号を出
力する光変調工程と、前記光変調工程から出力された光
信号を電気信号に変換して出力する光検出工程と、前記
光検出工程の出力を入力し、光検出工程の出力が最大と
なるように前記位相シフト工程の位相シフト量を制御す
る位相制御工程と、前記位相シフト工程の位相シフト量
を出力する位相シフト量出力工程とを備えたことを特徴
とする。
所定の繰り返し周期を持つ光パルス列を入力する光パル
ス列入力工程と、前記光パルス列の繰り返し周期と同一
周波数の電気的クロック信号を出力する発振工程と、前
記発振器から出力された電気的クロック信号を入力し
て、電気的クロック信号の位相をシフトして出力する位
相シフト工程と、前記位相シフト工程から出力された電
気的クロック信号を入力するとともに、前記光パルス列
入力工程から入力される光パルス列を入力して電気的ク
ロック信号に基づいて光パルス列を変調して光信号を出
力する光変調工程と、前記光変調工程から出力された光
信号を電気信号に変換して出力する光検出工程と、前記
光検出工程の出力を入力し、光検出工程の出力が最大と
なるように前記位相シフト工程の位相シフト量を制御す
る位相制御工程と、前記位相シフト工程の位相シフト量
を出力する位相シフト量出力工程とを備えたことを特徴
とする。
【００３６】前記位相制御工程は、ディザ信号を出力す
るディザ信号発生工程と、前記光検出工程の出力と前記
ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号とを入力
して同期検波して誤差信号を出力する位相比較工程と、
ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比
較工程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、
前記位相シフト工程の位相シフト量を制御する制御信号
を出力する位相シフタ制御工程とを有することを特徴と
する。
るディザ信号発生工程と、前記光検出工程の出力と前記
ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号とを入力
して同期検波して誤差信号を出力する位相比較工程と、
ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比
較工程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、
前記位相シフト工程の位相シフト量を制御する制御信号
を出力する位相シフタ制御工程とを有することを特徴と
する。
【００３７】この発明に係る光パルス発生方法は、所定
波長の光信号を出力する工程と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振工程と、前記光信号を電気
的クロック信号で強度変調して出力する第１の光変調工
程と、第１の光変調工程から出力される光信号を電気的
クロック信号で強度変調して出力する第２の光変調工程
と、第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変
調工程から出力される光信号とのいずれか一方を入力し
て、その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波
工程と、前記光分波工程によって分波された光信号を電
気信号に変換する光検出工程と、光信号の位相を変更す
る位相変更工程と、前記光検出工程の出力を入力し、光
検出工程の出力が最大となるように、前記位相変更工程
の位相変更量を制御する制御工程とを備えたことを特徴
とする。
波長の光信号を出力する工程と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振工程と、前記光信号を電気
的クロック信号で強度変調して出力する第１の光変調工
程と、第１の光変調工程から出力される光信号を電気的
クロック信号で強度変調して出力する第２の光変調工程
と、第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変
調工程から出力される光信号とのいずれか一方を入力し
て、その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波
工程と、前記光分波工程によって分波された光信号を電
気信号に変換する光検出工程と、光信号の位相を変更す
る位相変更工程と、前記光検出工程の出力を入力し、光
検出工程の出力が最大となるように、前記位相変更工程
の位相変更量を制御する制御工程とを備えたことを特徴
とする。
【００３８】前記制御工程は、ディザ信号を出力するデ
ィザ信号発生工程と、前記光検出工程の出力と前記ディ
ザ信号発生工程から出力されるディザ信号とを入力して
同期検波して誤差信号を出力する位相比較工程と、ディ
ザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比較工
程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記
位相変更工程の位相変更量を制御する制御信号を出力す
る工程とを有することを特徴とする。
ィザ信号発生工程と、前記光検出工程の出力と前記ディ
ザ信号発生工程から出力されるディザ信号とを入力して
同期検波して誤差信号を出力する位相比較工程と、ディ
ザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比較工
程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前記
位相変更工程の位相変更量を制御する制御信号を出力す
る工程とを有することを特徴とする。
【００３９】この発明に係る光パルス発生装置は、所定
波長の光信号を出力する光源と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振器と、前記発振器に接続さ
れ、前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出
力する第１の光変調器と、第１の光変調器から出力され
る光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力する
第２の光変調器と、第２の光変調器に入力される光信号
と第２の光変調器から出力される光信号とのいずれか一
方を入力して、その光信号の一部を出力し、一部を分岐
する光分波器と、前記光分波器によって分波された光信
号を電気信号に変換する光検出器と、光信号の位相を変
更する位相変更部と、前記光検出器から出力される電気
信号と、発振器から出力される電気的クロック信号とを
入力して電気信号と電気的クロック信号との位相が一致
するように、前記位相変更部の位相変更量を制御する制
御回路とを備えたことを特徴とする。
波長の光信号を出力する光源と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振器と、前記発振器に接続さ
れ、前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出
力する第１の光変調器と、第１の光変調器から出力され
る光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力する
第２の光変調器と、第２の光変調器に入力される光信号
と第２の光変調器から出力される光信号とのいずれか一
方を入力して、その光信号の一部を出力し、一部を分岐
する光分波器と、前記光分波器によって分波された光信
号を電気信号に変換する光検出器と、光信号の位相を変
更する位相変更部と、前記光検出器から出力される電気
信号と、発振器から出力される電気的クロック信号とを
入力して電気信号と電気的クロック信号との位相が一致
するように、前記位相変更部の位相変更量を制御する制
御回路とを備えたことを特徴とする。
【００４０】前記制御回路は、前記光検出器から出力さ
れる電気信号からクロック信号を再生するクロック再生
回路と、前記クロック再生回路で再生されたクロック信
号と電気的クロック信号との位相を比較して誤差信号を
位相変更部へ出力する位相比較器とを備えたことを特徴
とする。
れる電気信号からクロック信号を再生するクロック再生
回路と、前記クロック再生回路で再生されたクロック信
号と電気的クロック信号との位相を比較して誤差信号を
位相変更部へ出力する位相比較器とを備えたことを特徴
とする。
【００４１】前記位相変更部は、前記第１の光変調器と
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタを備え、前記制御回路は、前記位相シ
フタの位相シフト量を制御する位相シフタ制御回路を備
えたことを特徴とする。
第２の光変調器のいずれか一方に対して、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトして出
力する位相シフタを備え、前記制御回路は、前記位相シ
フタの位相シフト量を制御する位相シフタ制御回路を備
えたことを特徴とする。
【００４２】前記位相変更部は、第１の光変調器から出
力された光信号を遅延させて第２の光変調器に出力する
光遅延器を備え、前記制御回路は、前記光遅延器の遅延
量を制御する遅延制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
力された光信号を遅延させて第２の光変調器に出力する
光遅延器を備え、前記制御回路は、前記光遅延器の遅延
量を制御する遅延制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
【００４３】前記光パルス発生装置は、更に、第１と第
２の光変調器のいずれかに入力される電気的クロック信
号をクロック信号として入力し、データ信号を入力して
クロック信号に同期させたデータ信号を変調信号として
第１と第２の光変調器のいずれかに出力する変調信号生
成回路を備えたことを特徴とする。
２の光変調器のいずれかに入力される電気的クロック信
号をクロック信号として入力し、データ信号を入力して
クロック信号に同期させたデータ信号を変調信号として
第１と第２の光変調器のいずれかに出力する変調信号生
成回路を備えたことを特徴とする。
【００４４】上記第２の変調器は、偏波スクランブラで
あることを特徴とする。
あることを特徴とする。
【００４５】この発明に係る光パルス発生方法は、所定
波長の光信号を出力する工程と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振工程と、前記光信号を電気
的クロック信号で強度変調して出力する第１の光変調工
程と、第１の光変調工程から出力される光信号を電気的
クロック信号で強度変調して出力する第２の光変調工程
と、第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変
調工程から出力される光信号とのいずれか一方を入力し
て、その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波
工程と、前記光分波工程によって分波された光信号を電
気信号に変換する光検出工程と、光信号の位相を変更す
る位相変更工程と、前記光検出工程から出力される電気
信号と発振器から出力される電気的クロック信号とを入
力して電気信号と電気的クロック信号との位相が一致す
るように、前記位相変更工程の位相変更量を制御する制
御工程とを備えたことを特徴とする。
波長の光信号を出力する工程と、所定の周波数の電気的
クロック信号を出力する発振工程と、前記光信号を電気
的クロック信号で強度変調して出力する第１の光変調工
程と、第１の光変調工程から出力される光信号を電気的
クロック信号で強度変調して出力する第２の光変調工程
と、第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変
調工程から出力される光信号とのいずれか一方を入力し
て、その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波
工程と、前記光分波工程によって分波された光信号を電
気信号に変換する光検出工程と、光信号の位相を変更す
る位相変更工程と、前記光検出工程から出力される電気
信号と発振器から出力される電気的クロック信号とを入
力して電気信号と電気的クロック信号との位相が一致す
るように、前記位相変更工程の位相変更量を制御する制
御工程とを備えたことを特徴とする。
【００４６】前記制御工程は、前記光検出工程から出力
される電気信号からクロック信号を再生するクロック再
生工程と、前記クロック再生工程で再生されたクロック
信号と電気的クロック信号との位相を比較して誤差信号
を位相変更工程へ出力する位相比較工程とを備えたこと
を特徴とする。
される電気信号からクロック信号を再生するクロック再
生工程と、前記クロック再生工程で再生されたクロック
信号と電気的クロック信号との位相を比較して誤差信号
を位相変更工程へ出力する位相比較工程とを備えたこと
を特徴とする。
【００４７】
実施の形態１．図１は、この発明の一実施の形態である
光パルス位置検出回路を示す構成ブロック図である。図
１において、１は所定の繰り返し同期で光パルスが発生
している光パルス列を入力する光パルス列入力端子、３
は光パルス列を入力し、電気的クロック信号に基づいて
光の強度を変調して光信号を出力する光変調器、４は電
気的クロック信号の位相をシフトする位相シフタ、５は
光パルス列の繰り返し同期と同一周波数の電気的クロッ
ク信号を光変調器の駆動信号として発生させる発振器、
８は光信号の光強度を電気信号に変換する光検出器、９
０は位相シフタ４の位相シフト量を制御する制御信号を
出力する位相制御回路、１０は位相シフタの位相シフト
量を出力する位相シフト量出力端子である。光変調器３
は、リチウムナイオベイト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉ
ｕｍ Ｎｉｏｂａｔｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚ
ｅｈｎｄｅｒ）型光変調器など、電気信号によって出力
光強度を制御できるものを用いることができる。位相シ
フタ４は、電気信号によって位相シフト量を制御できる
デバイスである。図２は、位相シフタ４の実現例の一例
を示している。図２において、１３は位相シフタ入力端
子、１４はサーキュレータ、１５は位相シフタ出力端
子、１６はバラクタダイオードである。バラクタダイオ
ードが電圧によって容量が変化する性質を有することを
利用し、バラクタダイオードにおけるマイクロ波の反射
位相を位相制御回路９０から出力する制御信号により電
圧制御する。位相シフタとしては、この他にもデジタル
制御により通路長を切り換える移相器、平衡変調器を利
用したアナログ移相器、通路長をスイッチ、或いは、モ
ータで切り換える移相器など多くのタイプのものを市場
から購入することができる。これらの位相シフタは、制
御電圧が位相シフタの位相シフト量を示しているので、
位相制御回路９０から出力された制御電圧を位相シフト
量出力端子１０からモニタすることで位相シフト量、即
ち、パルス位置を検出することができる。光検出器８と
しては、光信号を電気信号に変換するフォトダイオード
（ＰＤ）などを用いることができる。
光パルス位置検出回路を示す構成ブロック図である。図
１において、１は所定の繰り返し同期で光パルスが発生
している光パルス列を入力する光パルス列入力端子、３
は光パルス列を入力し、電気的クロック信号に基づいて
光の強度を変調して光信号を出力する光変調器、４は電
気的クロック信号の位相をシフトする位相シフタ、５は
光パルス列の繰り返し同期と同一周波数の電気的クロッ
ク信号を光変調器の駆動信号として発生させる発振器、
８は光信号の光強度を電気信号に変換する光検出器、９
０は位相シフタ４の位相シフト量を制御する制御信号を
出力する位相制御回路、１０は位相シフタの位相シフト
量を出力する位相シフト量出力端子である。光変調器３
は、リチウムナイオベイト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉ
ｕｍ Ｎｉｏｂａｔｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚ
ｅｈｎｄｅｒ）型光変調器など、電気信号によって出力
光強度を制御できるものを用いることができる。位相シ
フタ４は、電気信号によって位相シフト量を制御できる
デバイスである。図２は、位相シフタ４の実現例の一例
を示している。図２において、１３は位相シフタ入力端
子、１４はサーキュレータ、１５は位相シフタ出力端
子、１６はバラクタダイオードである。バラクタダイオ
ードが電圧によって容量が変化する性質を有することを
利用し、バラクタダイオードにおけるマイクロ波の反射
位相を位相制御回路９０から出力する制御信号により電
圧制御する。位相シフタとしては、この他にもデジタル
制御により通路長を切り換える移相器、平衡変調器を利
用したアナログ移相器、通路長をスイッチ、或いは、モ
ータで切り換える移相器など多くのタイプのものを市場
から購入することができる。これらの位相シフタは、制
御電圧が位相シフタの位相シフト量を示しているので、
位相制御回路９０から出力された制御電圧を位相シフト
量出力端子１０からモニタすることで位相シフト量、即
ち、パルス位置を検出することができる。光検出器８と
しては、光信号を電気信号に変換するフォトダイオード
（ＰＤ）などを用いることができる。
【００４８】次に、動作を図３を用いて説明する。この
発明で得られるパルス位置は、入力される光パルス列と
発振器５の出力である基準となる電気的クロック信号の
位相関係である。光パルス列入力端子１から入力された
光パルスは光変調器３に入力される。光変調器３は、発
振器５より出力される電気的クロック信号によって駆動
される。発振器５より出力される電気的クロック信号の
周波数は、光パルス列入力端子１より入力される光パル
ス列の繰り返し周期と等しい周波数である。光変調器３
から出力される光強度が最大となるように、位相シフタ
４は、位相制御回路９０により制御される。図３に示さ
れる通り光変調器の出力が最大となるように、位相シフ
タが制御されると、位相シフト量は、パルス位置と対応
する。図３において、３つの光パルス列のパルス位置が
パルス１、パルス２、パルス３である場合、対応する位
相シフト量は、位相シフト量１、位相シフト量２、位相
シフト量３となる。即ち、どのようなパルス位置を持つ
光パルス列が入力されても、位相シフタにより電気的ク
ロック信号の位相が自動的にシフトされて、光変調器３
から出力される光信号の光強度は最大となる。
発明で得られるパルス位置は、入力される光パルス列と
発振器５の出力である基準となる電気的クロック信号の
位相関係である。光パルス列入力端子１から入力された
光パルスは光変調器３に入力される。光変調器３は、発
振器５より出力される電気的クロック信号によって駆動
される。発振器５より出力される電気的クロック信号の
周波数は、光パルス列入力端子１より入力される光パル
ス列の繰り返し周期と等しい周波数である。光変調器３
から出力される光強度が最大となるように、位相シフタ
４は、位相制御回路９０により制御される。図３に示さ
れる通り光変調器の出力が最大となるように、位相シフ
タが制御されると、位相シフト量は、パルス位置と対応
する。図３において、３つの光パルス列のパルス位置が
パルス１、パルス２、パルス３である場合、対応する位
相シフト量は、位相シフト量１、位相シフト量２、位相
シフト量３となる。即ち、どのようなパルス位置を持つ
光パルス列が入力されても、位相シフタにより電気的ク
ロック信号の位相が自動的にシフトされて、光変調器３
から出力される光信号の光強度は最大となる。
【００４９】光変調器３から出力される光強度が最大と
なるように、位相シフタ４を制御する手法の一例を図４
に示す。位相制御回路９０は、位相シフタの位相シフト
量を光検出器８の出力をモニタしながら制御する。位相
をΔΦだけ増加させた場合（Ｓ２）、光検出器の出力が
増大すれば（Ｓ３，Ｓ４のＹＥＳ）、位相を更にΔΦ増
加させる（Ｓ８，Ｓ２）。位相をΔΦだけ増加させて
も、光検出器の出力が増大しない場合（Ｓ３，Ｓ４のＮ
Ｏ）、一旦位相をΔΦだけ減少させ、元に戻す（Ｓ
５）。そして、更に位相をΔΦだけ減少させて（Ｓ
６）、光検出器の出力を増大させる。位相をΔΦだけ減
少させることによって、光検出器の出力が増大すれば、
位相をΔΦだけ減少させるよう動作を繰り返すことで、
光変調器３から出力される光強度が最大となるように、
位相シフタ４を制御することができる。図５は、具体的
動作を示している図である。矢印１，２，３，４，５，
６，７の順に電気的クロック信号の位相がシフトして、
パルス位置と電気的クロック信号の目標位置Ａが限りな
く一致する。図４に示すアルゴリズムは、位相をΔΦず
つ増加減少させて、光強度が大きくなるシフト方向を検
出しているので、１つの光強度に２つの位相シフト量が
対応していても、パルス位置と目標位置Ａを一致させる
ことができる。また、図４に示すアルゴリズムは、位相
をΔΦだけ増加又は減少させた前と後で、光強度の強弱
を比較すればよいので、光変調器の透過率を求める必要
がない。この実施の形態の位相制御回路９０は、簡単な
論理回路、或いは、ＣＰＵとソフトウェアを用いること
で実現できる。また、図４に示したアルゴリズム以外の
アルゴリズムを用いてもよい。
なるように、位相シフタ４を制御する手法の一例を図４
に示す。位相制御回路９０は、位相シフタの位相シフト
量を光検出器８の出力をモニタしながら制御する。位相
をΔΦだけ増加させた場合（Ｓ２）、光検出器の出力が
増大すれば（Ｓ３，Ｓ４のＹＥＳ）、位相を更にΔΦ増
加させる（Ｓ８，Ｓ２）。位相をΔΦだけ増加させて
も、光検出器の出力が増大しない場合（Ｓ３，Ｓ４のＮ
Ｏ）、一旦位相をΔΦだけ減少させ、元に戻す（Ｓ
５）。そして、更に位相をΔΦだけ減少させて（Ｓ
６）、光検出器の出力を増大させる。位相をΔΦだけ減
少させることによって、光検出器の出力が増大すれば、
位相をΔΦだけ減少させるよう動作を繰り返すことで、
光変調器３から出力される光強度が最大となるように、
位相シフタ４を制御することができる。図５は、具体的
動作を示している図である。矢印１，２，３，４，５，
６，７の順に電気的クロック信号の位相がシフトして、
パルス位置と電気的クロック信号の目標位置Ａが限りな
く一致する。図４に示すアルゴリズムは、位相をΔΦず
つ増加減少させて、光強度が大きくなるシフト方向を検
出しているので、１つの光強度に２つの位相シフト量が
対応していても、パルス位置と目標位置Ａを一致させる
ことができる。また、図４に示すアルゴリズムは、位相
をΔΦだけ増加又は減少させた前と後で、光強度の強弱
を比較すればよいので、光変調器の透過率を求める必要
がない。この実施の形態の位相制御回路９０は、簡単な
論理回路、或いは、ＣＰＵとソフトウェアを用いること
で実現できる。また、図４に示したアルゴリズム以外の
アルゴリズムを用いてもよい。
【００５０】この発明で得られるパルス位置の検出結果
は、例えば、入力される光パルス列の位相に同期した信
号処理が必要な場合に利用できる。入力パルスの位相に
同期した信号処理としては、信号の変調、光処理による
時分割多重、光処理による時分割分離などがあげられ
る。
は、例えば、入力される光パルス列の位相に同期した信
号処理が必要な場合に利用できる。入力パルスの位相に
同期した信号処理としては、信号の変調、光処理による
時分割多重、光処理による時分割分離などがあげられ
る。
【００５１】実施の形態２．図６は、この発明の一実施
の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロック
図である。図６において、１は光パルス列入力端子、３
は光変調器、４は位相シフタ、５は発振器、８は光信号
を電気信号に変換する光検出器、９は位相シフタ４の位
相シフト量を制御する位相シフタ制御回路、１０は位相
シフタの位相シフト量を出力する位相シフト量出力端
子、１１はディザ信号発生回路、１２は同期検波を行う
位相比較器、９０は位相制御回路である。位相シフタ制
御回路９は加算器２０、増幅器２１によって構成され
る。加算器２０、増幅器２１は、いずれも演算増幅器に
よって容易に実現できる。位相比較器１２は、ミキサ１
７、増幅器１８、低域透過フィルタ１９によって構成さ
れる。位相制御回路９０は、ディザ信号発生回路１１、
位相比較器１２、位相シフタ制御回路９によって構成さ
れる。ディザ信号発生回路１１は、１ｋＨｚから１５ｋ
Ｈｚ程度の低周波数ｆの微小振幅のディザ信号Ｄを出力
する。交流成分であるディザ信号Ｄは、加算器２０によ
って位相比較器１２から出力される直流成分である誤差
信号Ｅに加算され、制御電圧Ｖとなって位相シフタ４に
印加される。光検出器８から出力された電気信号Ｐとデ
ィザ信号Ｄを位相比較器１２によって同期検波する。位
相比較器１２の出力信号を誤差信号Ｅとして加算器２０
に入力することでフィードバック回路を構成する。
の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロック
図である。図６において、１は光パルス列入力端子、３
は光変調器、４は位相シフタ、５は発振器、８は光信号
を電気信号に変換する光検出器、９は位相シフタ４の位
相シフト量を制御する位相シフタ制御回路、１０は位相
シフタの位相シフト量を出力する位相シフト量出力端
子、１１はディザ信号発生回路、１２は同期検波を行う
位相比較器、９０は位相制御回路である。位相シフタ制
御回路９は加算器２０、増幅器２１によって構成され
る。加算器２０、増幅器２１は、いずれも演算増幅器に
よって容易に実現できる。位相比較器１２は、ミキサ１
７、増幅器１８、低域透過フィルタ１９によって構成さ
れる。位相制御回路９０は、ディザ信号発生回路１１、
位相比較器１２、位相シフタ制御回路９によって構成さ
れる。ディザ信号発生回路１１は、１ｋＨｚから１５ｋ
Ｈｚ程度の低周波数ｆの微小振幅のディザ信号Ｄを出力
する。交流成分であるディザ信号Ｄは、加算器２０によ
って位相比較器１２から出力される直流成分である誤差
信号Ｅに加算され、制御電圧Ｖとなって位相シフタ４に
印加される。光検出器８から出力された電気信号Ｐとデ
ィザ信号Ｄを位相比較器１２によって同期検波する。位
相比較器１２の出力信号を誤差信号Ｅとして加算器２０
に入力することでフィードバック回路を構成する。
【００５２】基本的な動作は、図１と同様である。図１
との相違は、光変調器から出力された光信号の光強度を
最大とする位相シフト量を検出するために、同期検波を
行う点である。動作原理を図７〜図１２を用いて説明す
る。図７，図８は、位相シフタ４の位相シフト量が光変
調器の出力を最大とする値であるときの動作を示してい
る。光変調器３の透過率が図７の（ｂ）の通りであると
き、光変調器の駆動信号の位相を図７の（ａ）に示され
る周波数ｆのディザ信号Ｄで微小変調したときの光変調
器から出力される光信号の低周波信号成分を図７の
（ｃ）に示す。図８にも示すように、光変調器の出力を
示す図７の（ｃ）は、周波数２ｆの低周波信号成分とな
り、周波数ｆの成分は存在しないため、光変調器３の出
力を示す図７の（ｃ）とディザ信号を示す図７の（ａ）
との位相比較器１２による同期検波の出力はゼロとな
り、位相比較器１２から誤差信号Ｅはゼロとなる。
との相違は、光変調器から出力された光信号の光強度を
最大とする位相シフト量を検出するために、同期検波を
行う点である。動作原理を図７〜図１２を用いて説明す
る。図７，図８は、位相シフタ４の位相シフト量が光変
調器の出力を最大とする値であるときの動作を示してい
る。光変調器３の透過率が図７の（ｂ）の通りであると
き、光変調器の駆動信号の位相を図７の（ａ）に示され
る周波数ｆのディザ信号Ｄで微小変調したときの光変調
器から出力される光信号の低周波信号成分を図７の
（ｃ）に示す。図８にも示すように、光変調器の出力を
示す図７の（ｃ）は、周波数２ｆの低周波信号成分とな
り、周波数ｆの成分は存在しないため、光変調器３の出
力を示す図７の（ｃ）とディザ信号を示す図７の（ａ）
との位相比較器１２による同期検波の出力はゼロとな
り、位相比較器１２から誤差信号Ｅはゼロとなる。
【００５３】図９，図１０は、位相シフタの位相シフト
量が光変調器の出力を最大とする値よりも大きいときの
動作を示している。光変調器の透過率が図９の（ｂ）の
通りであるとき、光変調器の駆動信号の位相を図９の
（ａ）に示される周波数ｆのディザ信号Ｄで微小変調し
たときの光変調器から出力される低周波信号成分を図９
の（ｃ）に示す。図１０にも示すように、光変調器の出
力を示す図９の（ｃ）とディザ信号を示す図９の（ａ）
の位相は反転しているため、同期検波の出力は負とな
り、位相比較器１２から負の値の誤差信号Ｅが出力され
る。この誤差信号Ｅは、直流成分であり、この誤差信号
Ｅの値に対応して位相シフト量（制御電圧Ｖ）が位相シ
フタ制御回路９により生成されて出力される。負の値の
誤差信号Ｅが出力される場合は、位相シフト量は減少さ
せられる。
量が光変調器の出力を最大とする値よりも大きいときの
動作を示している。光変調器の透過率が図９の（ｂ）の
通りであるとき、光変調器の駆動信号の位相を図９の
（ａ）に示される周波数ｆのディザ信号Ｄで微小変調し
たときの光変調器から出力される低周波信号成分を図９
の（ｃ）に示す。図１０にも示すように、光変調器の出
力を示す図９の（ｃ）とディザ信号を示す図９の（ａ）
の位相は反転しているため、同期検波の出力は負とな
り、位相比較器１２から負の値の誤差信号Ｅが出力され
る。この誤差信号Ｅは、直流成分であり、この誤差信号
Ｅの値に対応して位相シフト量（制御電圧Ｖ）が位相シ
フタ制御回路９により生成されて出力される。負の値の
誤差信号Ｅが出力される場合は、位相シフト量は減少さ
せられる。
【００５４】図１１，図１２は、位相シフタの位相シフ
ト量が光変調器の出力を最大とする値よりも小さいとき
の動作を示している。光変調器の透過率が図１１の
（ｂ）の通りであるとき、光変調器の駆動信号の位相を
図１１の（ａ）に示される周波数ｆのディザ信号Ｄで微
小変調したときの光変調器から出力される低周波信号成
分を図１１の（ｃ）に示す。図１２にも示すように、光
変調器の出力を示す図１１の（ｃ）とディザ信号を示す
図１１の（ａ）の位相は同相であるため、同期検波の出
力は正となり、位相比較器１２から正の値の誤差信号Ｅ
が出力される。正の値の誤差信号Ｅが出力される場合
は、位相シフトは増加させられる。
ト量が光変調器の出力を最大とする値よりも小さいとき
の動作を示している。光変調器の透過率が図１１の
（ｂ）の通りであるとき、光変調器の駆動信号の位相を
図１１の（ａ）に示される周波数ｆのディザ信号Ｄで微
小変調したときの光変調器から出力される低周波信号成
分を図１１の（ｃ）に示す。図１２にも示すように、光
変調器の出力を示す図１１の（ｃ）とディザ信号を示す
図１１の（ａ）の位相は同相であるため、同期検波の出
力は正となり、位相比較器１２から正の値の誤差信号Ｅ
が出力される。正の値の誤差信号Ｅが出力される場合
は、位相シフトは増加させられる。
【００５５】本発明は、同期検波を用いるために比較的
簡単な構成で高精度なフィードバック回路を実現できる
利点がある。同期検波を採用しているため、ディザ信号
をきわめて微小にすることができ、感度が高い。同期検
波に使用するディザ信号の周波数は、入力される光パル
ス列の繰り返し周波数とは無関係であるため、処理が簡
単な１ｋＨｚ程度の低い周波数を選択することができ
る。また、ディザ信号は交流成分であるため、位相シフ
タ制御回路９から出力される直流成分である位相シフト
量を示す制御電圧Ｖに対する誤差とはならない。
簡単な構成で高精度なフィードバック回路を実現できる
利点がある。同期検波を採用しているため、ディザ信号
をきわめて微小にすることができ、感度が高い。同期検
波に使用するディザ信号の周波数は、入力される光パル
ス列の繰り返し周波数とは無関係であるため、処理が簡
単な１ｋＨｚ程度の低い周波数を選択することができ
る。また、ディザ信号は交流成分であるため、位相シフ
タ制御回路９から出力される直流成分である位相シフト
量を示す制御電圧Ｖに対する誤差とはならない。
【００５６】実施の形態３．図１３は、この発明の一実
施の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロッ
ク図である。図６との相違は、光パルス列発生光源２
２、伝送路用の光ファイバ２３、伝搬時間検出回路２
５、伝搬時間出力端子５２を備えたことである。光パル
ス列発生光源２２は、電気的クロック信号を発生する発
振器５の出力で駆動される。光パルス列発生光源２２と
しては、半導体レーザの利得スイッチング動作、モード
ロック動作、外部共振構造によるモードロック動作など
を使用することができる。発振器５は、２種類以上の周
波数の電気的クロック信号を発生できるものとする。伝
搬時間検出回路２５では、発振器５の電気的クロック信
号の周波数を変化させ、そのときの位相シフト量出力端
子１０の出力の変化を記憶、演算することによって、伝
送路用の光ファイバ２３を光パルスが伝搬する時間を計
測する。計測した伝搬時間は、伝搬時間出力端子５２か
ら各種のセンサに出力される。
施の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロッ
ク図である。図６との相違は、光パルス列発生光源２
２、伝送路用の光ファイバ２３、伝搬時間検出回路２
５、伝搬時間出力端子５２を備えたことである。光パル
ス列発生光源２２は、電気的クロック信号を発生する発
振器５の出力で駆動される。光パルス列発生光源２２と
しては、半導体レーザの利得スイッチング動作、モード
ロック動作、外部共振構造によるモードロック動作など
を使用することができる。発振器５は、２種類以上の周
波数の電気的クロック信号を発生できるものとする。伝
搬時間検出回路２５では、発振器５の電気的クロック信
号の周波数を変化させ、そのときの位相シフト量出力端
子１０の出力の変化を記憶、演算することによって、伝
送路用の光ファイバ２３を光パルスが伝搬する時間を計
測する。計測した伝搬時間は、伝搬時間出力端子５２か
ら各種のセンサに出力される。
【００５７】次に、動作について説明する。伝送路用の
光ファイバ２３の光パルスが伝搬する時間をＴ（ｓｅ
ｃ）、発振器５の電気的クロック信号の周波数をｆ（Ｈ
ｚ）（但し、前述したディザ信号Ｄの周波数ｆとは異な
る周波数である）、位相シフト量出力端子１０の出力か
ら計算される相対的なパルス遅延時間をｔ（ｓｅｃ）と
すると、 Ｔ＝Ｎ／ｆ＋ｔ （１） なる関係が成立する。ここで、Ｎは自然数であり、伝送
路用の光ファイバ２３中に同時に存在する光パルスの数
を表している。式（１）をｆで微分すると、 Ｎ＝ｆ2 ・（ｄｔ／ｄｆ） （２） が得られる。即ち、伝送路用の光ファイバを光パルスが
伝搬する時間Ｔは、 Ｔ＝ｆ2 ・（ｄｔ／ｄｆ）＋ｔ （３） となる。式（３）は、発振器５の電気的クロック信号の
周波数ｆ（Ｈｚ）と、位相シフト量出力端子１０の出力
から計算される相対的なパルス遅延時間ｔ（ｓｅｃ）
と、ｄｔ／ｄｆとが分かれば、伝送路用の光ファイバ２
３の光パルスが伝搬する時間Ｔ（ｓｅｃ）を求めること
ができることを示している。発振器５の出力クロック周
波数ｆをｄｆ変化させたときのパルス遅延時間ｔの変化
量ｄｔを測定することで、ｄｔ／ｄｆは計算される。こ
うして、式（１）を展開した式（３）によって伝送路用
の光ファイバ２３を光パルスが伝搬する時間Ｔを計測す
ることができる。伝搬時間検出回路２５は、発振器５か
ら出力される電気的クロック信号の周波数をｄｆだけ変
化させ、そのときの位相シフト量出力端子１０の出力の
変化量ｄｔを入力し、式（３）に従って光パルスが伝搬
する時間Ｔを演算する機能を持つ回路である。或いは、
伝搬時間検出回路２５は、コンピュータによって容易に
実現できる。
光ファイバ２３の光パルスが伝搬する時間をＴ（ｓｅ
ｃ）、発振器５の電気的クロック信号の周波数をｆ（Ｈ
ｚ）（但し、前述したディザ信号Ｄの周波数ｆとは異な
る周波数である）、位相シフト量出力端子１０の出力か
ら計算される相対的なパルス遅延時間をｔ（ｓｅｃ）と
すると、 Ｔ＝Ｎ／ｆ＋ｔ （１） なる関係が成立する。ここで、Ｎは自然数であり、伝送
路用の光ファイバ２３中に同時に存在する光パルスの数
を表している。式（１）をｆで微分すると、 Ｎ＝ｆ2 ・（ｄｔ／ｄｆ） （２） が得られる。即ち、伝送路用の光ファイバを光パルスが
伝搬する時間Ｔは、 Ｔ＝ｆ2 ・（ｄｔ／ｄｆ）＋ｔ （３） となる。式（３）は、発振器５の電気的クロック信号の
周波数ｆ（Ｈｚ）と、位相シフト量出力端子１０の出力
から計算される相対的なパルス遅延時間ｔ（ｓｅｃ）
と、ｄｔ／ｄｆとが分かれば、伝送路用の光ファイバ２
３の光パルスが伝搬する時間Ｔ（ｓｅｃ）を求めること
ができることを示している。発振器５の出力クロック周
波数ｆをｄｆ変化させたときのパルス遅延時間ｔの変化
量ｄｔを測定することで、ｄｔ／ｄｆは計算される。こ
うして、式（１）を展開した式（３）によって伝送路用
の光ファイバ２３を光パルスが伝搬する時間Ｔを計測す
ることができる。伝搬時間検出回路２５は、発振器５か
ら出力される電気的クロック信号の周波数をｄｆだけ変
化させ、そのときの位相シフト量出力端子１０の出力の
変化量ｄｔを入力し、式（３）に従って光パルスが伝搬
する時間Ｔを演算する機能を持つ回路である。或いは、
伝搬時間検出回路２５は、コンピュータによって容易に
実現できる。
【００５８】伝送路用の光ファイバ２３を光パルスが伝
搬する速度は一般に知られているため、伝送路用の光フ
ァイバを光パルスが伝搬する時間Ｔを計測することは伝
送路用の光ファイバ２３の長さＷを計測することに相当
する。本発明は、伝送路用の光ファイバを光パルスが伝
搬する時間Ｔを計測することにより伝送路用の光ファイ
バ２３の長さＷを計測するものである。しかも、本発明
は、極めて広いダイナミックレンジで高精度に伝送路の
長さを計測する方法を提供するものである。伝送路とし
ては、光パルスが伝搬するものであれば光ファイバ以外
でもよく、導波路、空間等を用いることができる。
搬する速度は一般に知られているため、伝送路用の光フ
ァイバを光パルスが伝搬する時間Ｔを計測することは伝
送路用の光ファイバ２３の長さＷを計測することに相当
する。本発明は、伝送路用の光ファイバを光パルスが伝
搬する時間Ｔを計測することにより伝送路用の光ファイ
バ２３の長さＷを計測するものである。しかも、本発明
は、極めて広いダイナミックレンジで高精度に伝送路の
長さを計測する方法を提供するものである。伝送路とし
ては、光パルスが伝搬するものであれば光ファイバ以外
でもよく、導波路、空間等を用いることができる。
【００５９】本発明では、伝送路の長さＷを高精度に測
定できるためセンサへの適用が可能である。例えば、光
ファイバは、環境温度によってファイバ長、屈折率が変
化するため、光ファイバを伝搬する時間を測定すること
で、光ファイバのおかれる環境温度を測定することがで
きる。同様に、光ファイバに印加される圧力の計測にも
適用することができる。また、伝送路の障害点からの光
パルスの伝搬時間を計測する光パルス試験器（ＯＴＤ
Ｒ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ ＤｏｍａｉｎＲｅｆｌ
ｅｃｔｏｍｅｔｅｒ）へ適用することもできる。
定できるためセンサへの適用が可能である。例えば、光
ファイバは、環境温度によってファイバ長、屈折率が変
化するため、光ファイバを伝搬する時間を測定すること
で、光ファイバのおかれる環境温度を測定することがで
きる。同様に、光ファイバに印加される圧力の計測にも
適用することができる。また、伝送路の障害点からの光
パルスの伝搬時間を計測する光パルス試験器（ＯＴＤ
Ｒ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ ＤｏｍａｉｎＲｅｆｌ
ｅｃｔｏｍｅｔｅｒ）へ適用することもできる。
【００６０】実施の形態４．図１４は、この発明の一実
施の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロッ
ク図である。図６との相違は、光変調器として半導体電
界吸収型光変調器４２を用いたことである。半導体電界
吸収型光変調器４２は、印加電圧によって光吸収係数が
変化するデバイスである。
施の形態である光パルス位置検出回路を示す構成ブロッ
ク図である。図６との相違は、光変調器として半導体電
界吸収型光変調器４２を用いたことである。半導体電界
吸収型光変調器４２は、印加電圧によって光吸収係数が
変化するデバイスである。
【００６１】次に、動作について説明する。基本的な動
作は、図６と同様である。半導体電界吸収型光変調器４
２では、図１５に示されるように、光変調器の透過率は
印加電圧が増加すると大きく減少する。一般的には対数
で表示した透過率が印加電圧と比例する。このため、図
１５に示されるように、正弦波の電気的クロック信号で
駆動した半導体電界吸収型光変調器は、パルス状の急峻
なゲートとなる。図１６は、図３に示される動作原理を
半導体電界吸収型光変調器を使用した場合の動作を説明
する図に書き直したものである。光変調器の透過率が急
峻なゲートとなるために、位相シフタの位相シフト量が
ΔΦだけわずかに変化すると、光変調器を透過する光強
度がΔＰだけ大きく変化する。このため、光変調器を通
過する光強度を最大とする位相シフト量を高感度に検出
することができる。
作は、図６と同様である。半導体電界吸収型光変調器４
２では、図１５に示されるように、光変調器の透過率は
印加電圧が増加すると大きく減少する。一般的には対数
で表示した透過率が印加電圧と比例する。このため、図
１５に示されるように、正弦波の電気的クロック信号で
駆動した半導体電界吸収型光変調器は、パルス状の急峻
なゲートとなる。図１６は、図３に示される動作原理を
半導体電界吸収型光変調器を使用した場合の動作を説明
する図に書き直したものである。光変調器の透過率が急
峻なゲートとなるために、位相シフタの位相シフト量が
ΔΦだけわずかに変化すると、光変調器を透過する光強
度がΔＰだけ大きく変化する。このため、光変調器を通
過する光強度を最大とする位相シフト量を高感度に検出
することができる。
【００６２】実施の形態５．図１７は、この発明の一実
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図１７において、２６は所定波長の光信号を発
振する光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、
３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２７は光パルス
出力端子、５は発振器、４はこの発明の位相変更部の一
例である位相シフタ、８は光検出器、１２は位相比較
器、９は位相シフタ制御回路、１１はディザ信号発生回
路、９０はこの発明の制御回路の一例である位相制御回
路である。位相シフタ制御回路９は、加算器２０、増幅
器２１によって構成される。加算器２０、増幅器２１
は、いずれも演算増幅器によって容易に実現できる。位
相比較器１２は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フ
ィルタ１９によって構成される。位相制御回路９０は、
位相シフタ制御回路９、ディザ信号発生回路１１、位相
比較器１２によって構成される。ディザ信号発生回路１
１は、１ｋＨｚから１５ｋＨｚ程度の低周波数ｆの微小
振幅のディザ信号Ｄを出力する。ディザ信号Ｄは、加算
器２０によって位相比較器１２から出力される誤差信号
Ｅに加算され、位相シフタ４に印加される。光検出器８
から出力された電気信号Ｐとディザ信号Ｄを位相比較器
１２によって同期検波する。位相比較器１２の出力信号
を誤差信号Ｅとして加算器２０に入力することで、フィ
ードバック回路を構成する。
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図１７において、２６は所定波長の光信号を発
振する光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、
３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２７は光パルス
出力端子、５は発振器、４はこの発明の位相変更部の一
例である位相シフタ、８は光検出器、１２は位相比較
器、９は位相シフタ制御回路、１１はディザ信号発生回
路、９０はこの発明の制御回路の一例である位相制御回
路である。位相シフタ制御回路９は、加算器２０、増幅
器２１によって構成される。加算器２０、増幅器２１
は、いずれも演算増幅器によって容易に実現できる。位
相比較器１２は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フ
ィルタ１９によって構成される。位相制御回路９０は、
位相シフタ制御回路９、ディザ信号発生回路１１、位相
比較器１２によって構成される。ディザ信号発生回路１
１は、１ｋＨｚから１５ｋＨｚ程度の低周波数ｆの微小
振幅のディザ信号Ｄを出力する。ディザ信号Ｄは、加算
器２０によって位相比較器１２から出力される誤差信号
Ｅに加算され、位相シフタ４に印加される。光検出器８
から出力された電気信号Ｐとディザ信号Ｄを位相比較器
１２によって同期検波する。位相比較器１２の出力信号
を誤差信号Ｅとして加算器２０に入力することで、フィ
ードバック回路を構成する。
【００６３】光源２６としては、半導体レーザダイオー
ド、ファイバレーザ、固体レーザなどを用いることがで
きる。光変調器３ａ，３ｂとしては、リチウムナイオベ
イト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉｕｍ Ｎｉｏｂａｔ
ｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光
変調器など、電気信号によって光強度を制御できるもの
を用いることができる。位相シフタ４は、電気信号によ
って位相シフト量を制御できるデバイスであり、実施の
形態１で説明した通り多くのタイプのデバイスを市場か
ら購入できる。光増幅器２９としては、希土類をドープ
したファイバを用いるファイバ増幅器や半導体を用いた
半導体光増幅器、ラマン効果などの非線形効果を用いた
光増幅器などを用いることができる。
ド、ファイバレーザ、固体レーザなどを用いることがで
きる。光変調器３ａ，３ｂとしては、リチウムナイオベ
イト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉｕｍ Ｎｉｏｂａｔ
ｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光
変調器など、電気信号によって光強度を制御できるもの
を用いることができる。位相シフタ４は、電気信号によ
って位相シフト量を制御できるデバイスであり、実施の
形態１で説明した通り多くのタイプのデバイスを市場か
ら購入できる。光増幅器２９としては、希土類をドープ
したファイバを用いるファイバ増幅器や半導体を用いた
半導体光増幅器、ラマン効果などの非線形効果を用いた
光増幅器などを用いることができる。
【００６４】光源２６から出力された光信号は、光変調
器３ａで発振器５から出力される電気的クロック信号に
よって強度変調されて光パルス信号となった後、光増幅
器２９でパワーレベルを増幅される。光増幅器２９から
出力された光パルス信号は、光変調器３ｂによって再び
強度変調される。このとき、光変調器３ｂは、入力され
る光パルス信号と同期して変調動作するように、位相シ
フタ４により制御されるため、光変調器３ｂから出力さ
れる光パルスは、光変調器３ｂに入力される光パルスよ
りもパルス幅が短くなる（Ｗ１＞Ｗ２）。位相シフタ制
御回路９は、ディザ信号と位相比較器１２の出力を入力
とし、光検出器８の出力が最大となるように、位相シフ
タ４を制御している。この動作を、図１８，図１９，図
２０を用いて説明する。図１８は、位相シフタの位相シ
フト量が最適であるときの様子を示している。このとき
には、図１８の（ｂ）に示すように、光変調器３ｂの透
過率が最大となるように、位相シフト量が設定されてい
る。図１８の（ａ）のように、位相シフタ４の位相シフ
ト量を周波数ｆのディザ信号で微小変調し、光変調器３
ｂの駆動信号にディザ信号を重畳したときの光変調器３
ｂから出力される光信号の低周波信号成分を図１８の
（ｃ）に示す。光変調器３ｂから出力される低周波信号
成分は、周波数２ｆの低周波信号成分となり、信号を示
す図には周波数ｆの成分は存在しないため、光変調器３
ｂの出力信号を示す図１８の（ｃ）とディザ信号を示す
図１８の（ａ）との同期検波出力はゼロとなり、誤差信
号はゼロとなる。
器３ａで発振器５から出力される電気的クロック信号に
よって強度変調されて光パルス信号となった後、光増幅
器２９でパワーレベルを増幅される。光増幅器２９から
出力された光パルス信号は、光変調器３ｂによって再び
強度変調される。このとき、光変調器３ｂは、入力され
る光パルス信号と同期して変調動作するように、位相シ
フタ４により制御されるため、光変調器３ｂから出力さ
れる光パルスは、光変調器３ｂに入力される光パルスよ
りもパルス幅が短くなる（Ｗ１＞Ｗ２）。位相シフタ制
御回路９は、ディザ信号と位相比較器１２の出力を入力
とし、光検出器８の出力が最大となるように、位相シフ
タ４を制御している。この動作を、図１８，図１９，図
２０を用いて説明する。図１８は、位相シフタの位相シ
フト量が最適であるときの様子を示している。このとき
には、図１８の（ｂ）に示すように、光変調器３ｂの透
過率が最大となるように、位相シフト量が設定されてい
る。図１８の（ａ）のように、位相シフタ４の位相シフ
ト量を周波数ｆのディザ信号で微小変調し、光変調器３
ｂの駆動信号にディザ信号を重畳したときの光変調器３
ｂから出力される光信号の低周波信号成分を図１８の
（ｃ）に示す。光変調器３ｂから出力される低周波信号
成分は、周波数２ｆの低周波信号成分となり、信号を示
す図には周波数ｆの成分は存在しないため、光変調器３
ｂの出力信号を示す図１８の（ｃ）とディザ信号を示す
図１８の（ａ）との同期検波出力はゼロとなり、誤差信
号はゼロとなる。
【００６５】図１９は、位相シフタの位相シフト量が最
適値よりも大きいときの動作を示している。このとき、
光変調器３ｂの透過率は、図１９の（ｂ）の通りであ
る。光変調器３ｂの駆動信号を、図１９の（ａ）に示さ
れる周波数ｆのディザ信号で微小変調したときの光変調
器から出力される低周波信号成分を図１９の（ｃ）に示
す。光変調器３ｂの出力信号を示す図１９の（ｃ）とデ
ィザ信号を示す図１９の（ａ）の位相は反転しているた
め、同期検波出力は負となり、負の値の誤差信号が出力
される。
適値よりも大きいときの動作を示している。このとき、
光変調器３ｂの透過率は、図１９の（ｂ）の通りであ
る。光変調器３ｂの駆動信号を、図１９の（ａ）に示さ
れる周波数ｆのディザ信号で微小変調したときの光変調
器から出力される低周波信号成分を図１９の（ｃ）に示
す。光変調器３ｂの出力信号を示す図１９の（ｃ）とデ
ィザ信号を示す図１９の（ａ）の位相は反転しているた
め、同期検波出力は負となり、負の値の誤差信号が出力
される。
【００６６】図２０は、位相シフタの位相シフト量が最
適値よりも小さいときの動作を示している。このとき、
光変調器３ｂの透過率は、図２０の（ｂ）の通りであ
る。光変調器３ｂの駆動信号を、図２０の（ａ）に示さ
れる周波数ｆのディザ信号で微小変調したときの光変調
器から出力される低周波信号成分を図２０の（ｃ）に示
す。光変調器３ｂの出力信号を示す図２０の（ｃ）とデ
ィザ信号を示す図２０の（ａ）の位相は一致しているた
め、同期検波出力は正となり、正の値の誤差信号が出力
される。
適値よりも小さいときの動作を示している。このとき、
光変調器３ｂの透過率は、図２０の（ｂ）の通りであ
る。光変調器３ｂの駆動信号を、図２０の（ａ）に示さ
れる周波数ｆのディザ信号で微小変調したときの光変調
器から出力される低周波信号成分を図２０の（ｃ）に示
す。光変調器３ｂの出力信号を示す図２０の（ｃ）とデ
ィザ信号を示す図２０の（ａ）の位相は一致しているた
め、同期検波出力は正となり、正の値の誤差信号が出力
される。
【００６７】このようにして、位相シフト量は常に最適
値となるようにフィードバック制御がかかるため、光増
幅器２９や伝送路に光信号の伝搬遅延時間の変動があっ
ても、２台の光変調器３ａ，３ｂの駆動信号は常に光信
号と同期する。２台の光変調器が同期して動作するた
め、光パルス出力端子２７からは短パルスが出力され
る。本発明は、同期検波を用いるために、比較的簡単な
構成で高精度なフィードバック回路を実現できる利点が
ある。同期検波に使用するディザ信号の周波数は、入力
される光パルス列繰り返し周波数とは無関係であるた
め、処理が簡単な１ｋＨｚから１５ｋＨｚ程度の低い周
波数を選択することができる。また、ディザ信号は、微
小振幅の交流成分であるため、直流成分である位相シフ
ト量に対する誤差とはならない。
値となるようにフィードバック制御がかかるため、光増
幅器２９や伝送路に光信号の伝搬遅延時間の変動があっ
ても、２台の光変調器３ａ，３ｂの駆動信号は常に光信
号と同期する。２台の光変調器が同期して動作するた
め、光パルス出力端子２７からは短パルスが出力され
る。本発明は、同期検波を用いるために、比較的簡単な
構成で高精度なフィードバック回路を実現できる利点が
ある。同期検波に使用するディザ信号の周波数は、入力
される光パルス列繰り返し周波数とは無関係であるた
め、処理が簡単な１ｋＨｚから１５ｋＨｚ程度の低い周
波数を選択することができる。また、ディザ信号は、微
小振幅の交流成分であるため、直流成分である位相シフ
ト量に対する誤差とはならない。
【００６８】光変調器３ａ，３ｂを駆動する電気的クロ
ック信号を増幅するために、ＲＦ増幅器を用いることは
本発明の適用を妨げるものとはならない。また、光変調
器３ａ、或いは、３ｂを駆動する電気的クロック信号を
逓倍することもできる。また、光増幅器２９が存在しな
くても、光変調器３ａと光変調器３ｂの間にある伝送路
による光信号の伝搬遅延が存在するので、本発明の適用
を妨げるものとはならない。また、位相制御回路９０
は、実施の形態１の図４で示したようなアルゴリズムを
用いて構成してもよい。
ック信号を増幅するために、ＲＦ増幅器を用いることは
本発明の適用を妨げるものとはならない。また、光変調
器３ａ、或いは、３ｂを駆動する電気的クロック信号を
逓倍することもできる。また、光増幅器２９が存在しな
くても、光変調器３ａと光変調器３ｂの間にある伝送路
による光信号の伝搬遅延が存在するので、本発明の適用
を妨げるものとはならない。また、位相制御回路９０
は、実施の形態１の図４で示したようなアルゴリズムを
用いて構成してもよい。
【００６９】実施の形態６．図２１は、この発明の一実
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図１７との相違は、光分波器２ａによって光変
調器３ａの出力信号が２分岐されることである。３ａは
第１の光変調器、２９ａは第１の光増幅器、３ｂは第２
の光変調器、２ｂは第２の光分波器、２７ａは第１の光
パルス出力端子、５は発振器、４ａは位相シフタ、８ａ
は光検出器、１２ａは位相比較器、９ａは位相シフタ制
御回路、１１はディザ信号発生回路、９０ａは第１の位
相制御回路、９０ｂは第２の位相制御回路である。位相
シフタ制御回路９ａは、加算器２０ａ、増幅器２１ａに
よって構成される。位相比較器１２ａは、ミキサ１７
ａ、増幅器１８ａ、低域透過フィルタ１９ａによって構
成される。２９ｂは第２の光増幅器、３ｃは第３の光変
調器、２ｃは第３の光分波器、２７ｂは第２の光パルス
出力端子、４ｂは第２の位相シフタ、８ｂは光検出器、
１２ｂは位相比較器、９ｂは位相シフタ制御回路であ
る。位相シフタ制御回路９ｂは、加算器２０ｂ、増幅器
２１ｂによって構成される。位相比較器１２ｂは、ミキ
サ１７ｂ、増幅器１８ｂ、低域透過フィルタ１９ｂによ
って構成される。ディザ信号発生回路１１は、低周波微
小振幅のディザ信号を出力する。光分波器２ａによって
分波されて光増幅器２９ａに入力された光信号は、実施
の形態５と同様の原理で短パルス化されて光パルス出力
端子２７ａより出力される。同様に、光分波器２ａによ
って分波されて光増幅器２９ｂに入力された光信号は、
短パルス化されて光パルス出力端子２７ｂより出力され
る。この実施の形態では、光信号を分岐させてパラレル
に処理することにより、２つの光パルス出力端子２７
ａ，２７ｂを提供することが可能である。この実施の形
態では、第１と第２の位相制御回路９０ａ，９０ｂが１
つのディザ信号発生回路１１からディザ信号を入力して
いるが、第１と第２の光増幅器２９ａ，２９ｂの特性が
異なる場合や伝送路長が異なる場合は、第１と第２の位
相制御回路９０ａ，９０ｂに対して個別にディザ信号発
生回路１１を設けてもよい。
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図１７との相違は、光分波器２ａによって光変
調器３ａの出力信号が２分岐されることである。３ａは
第１の光変調器、２９ａは第１の光増幅器、３ｂは第２
の光変調器、２ｂは第２の光分波器、２７ａは第１の光
パルス出力端子、５は発振器、４ａは位相シフタ、８ａ
は光検出器、１２ａは位相比較器、９ａは位相シフタ制
御回路、１１はディザ信号発生回路、９０ａは第１の位
相制御回路、９０ｂは第２の位相制御回路である。位相
シフタ制御回路９ａは、加算器２０ａ、増幅器２１ａに
よって構成される。位相比較器１２ａは、ミキサ１７
ａ、増幅器１８ａ、低域透過フィルタ１９ａによって構
成される。２９ｂは第２の光増幅器、３ｃは第３の光変
調器、２ｃは第３の光分波器、２７ｂは第２の光パルス
出力端子、４ｂは第２の位相シフタ、８ｂは光検出器、
１２ｂは位相比較器、９ｂは位相シフタ制御回路であ
る。位相シフタ制御回路９ｂは、加算器２０ｂ、増幅器
２１ｂによって構成される。位相比較器１２ｂは、ミキ
サ１７ｂ、増幅器１８ｂ、低域透過フィルタ１９ｂによ
って構成される。ディザ信号発生回路１１は、低周波微
小振幅のディザ信号を出力する。光分波器２ａによって
分波されて光増幅器２９ａに入力された光信号は、実施
の形態５と同様の原理で短パルス化されて光パルス出力
端子２７ａより出力される。同様に、光分波器２ａによ
って分波されて光増幅器２９ｂに入力された光信号は、
短パルス化されて光パルス出力端子２７ｂより出力され
る。この実施の形態では、光信号を分岐させてパラレル
に処理することにより、２つの光パルス出力端子２７
ａ，２７ｂを提供することが可能である。この実施の形
態では、第１と第２の位相制御回路９０ａ，９０ｂが１
つのディザ信号発生回路１１からディザ信号を入力して
いるが、第１と第２の光増幅器２９ａ，２９ｂの特性が
異なる場合や伝送路長が異なる場合は、第１と第２の位
相制御回路９０ａ，９０ｂに対して個別にディザ信号発
生回路１１を設けてもよい。
【００７０】光分波器２ａの分岐数を増やし、光パルス
出力端子の数を必要に応じて増やすことも可能であるこ
とは、本実施の形態により明らかである。
出力端子の数を必要に応じて増やすことも可能であるこ
とは、本実施の形態により明らかである。
【００７１】実施の形態７．図２２は、この発明の一実
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２２において、２６は光源、３ａは第１の光
変調器、２９ａは第１の光増幅器、３ｂは第２の光変調
器、２ａは第１の光分波器、２９ｂは第２の光増幅器、
３ｃは第３の光変調器、２ｂは第２の光分波器、２７は
光パルス出力端子である。５は発振器、４ａは位相シフ
タ、８ａは光検出器、１２ａは位相比較器、９ａは位相
シフタ制御回路、１１ａはディザ信号発生回路、９０ａ
は第１の位相制御回路、９０ｂは第２の位相制御回路で
ある。位相シフタ制御回路９ａは、加算器２０ａ、増幅
器２１ａによって構成される。位相比較器１２ａ、はミ
キサ１７ａ、増幅器１８ａ、低域透過フィルタ１９ａに
よって構成される。４ｂは第２の位相シフタ、８ｂは光
検出器、１２ｂは位相比較器、９ｂは位相シフタ制御回
路、１１ｂはディザ信号発生回路である。位相シフタ制
御回路９ｂは、加算器２０ｂ、増幅器２１ｂによって構
成される。位相比較器１２ｂは、ミキサ１７ｂ、増幅器
１８ｂ、低域透過フィルタ１９ｂによって構成される。
図１７との相違は、第３の光変調器３ｃを設け、光信号
をシリアルに処理することであり、光変調器３ｃを駆動
する電気的クロック信号の位相を最適化するために光検
出器８ｂ、ディザ信号発生回路１１ｂ、位相比較器１２
ｂ、位相シフタ制御回路９ｂ、位相シフタ４ｂが用いら
れる。
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２２において、２６は光源、３ａは第１の光
変調器、２９ａは第１の光増幅器、３ｂは第２の光変調
器、２ａは第１の光分波器、２９ｂは第２の光増幅器、
３ｃは第３の光変調器、２ｂは第２の光分波器、２７は
光パルス出力端子である。５は発振器、４ａは位相シフ
タ、８ａは光検出器、１２ａは位相比較器、９ａは位相
シフタ制御回路、１１ａはディザ信号発生回路、９０ａ
は第１の位相制御回路、９０ｂは第２の位相制御回路で
ある。位相シフタ制御回路９ａは、加算器２０ａ、増幅
器２１ａによって構成される。位相比較器１２ａ、はミ
キサ１７ａ、増幅器１８ａ、低域透過フィルタ１９ａに
よって構成される。４ｂは第２の位相シフタ、８ｂは光
検出器、１２ｂは位相比較器、９ｂは位相シフタ制御回
路、１１ｂはディザ信号発生回路である。位相シフタ制
御回路９ｂは、加算器２０ｂ、増幅器２１ｂによって構
成される。位相比較器１２ｂは、ミキサ１７ｂ、増幅器
１８ｂ、低域透過フィルタ１９ｂによって構成される。
図１７との相違は、第３の光変調器３ｃを設け、光信号
をシリアルに処理することであり、光変調器３ｃを駆動
する電気的クロック信号の位相を最適化するために光検
出器８ｂ、ディザ信号発生回路１１ｂ、位相比較器１２
ｂ、位相シフタ制御回路９ｂ、位相シフタ４ｂが用いら
れる。
【００７２】動作原理は実施の形態５と同様であるが、
シリアルに接続された３台の光変調器が同期して駆動さ
れるため、図１７の光パルス発生装置よりも短いパルス
幅の光パルス信号を出力することができる。図２２で
は、位相シフタ４ａ、位相シフタ４ｂが独立に制御され
る必要があるため、フィードバック制御に用いられるデ
ィザ信号発生回路１１ａとディザ信号発生回路１１ｂ
は、異なった周波数のディザ信号を出力する。例えば、
ディザ信号発生回路１１ａから出力されるディザ信号の
周波数を１０ｋＨｚ、ディザ信号発生回路１１ｂから出
力されるディザ信号の周波数を１５ｋＨｚとすることが
できる。
シリアルに接続された３台の光変調器が同期して駆動さ
れるため、図１７の光パルス発生装置よりも短いパルス
幅の光パルス信号を出力することができる。図２２で
は、位相シフタ４ａ、位相シフタ４ｂが独立に制御され
る必要があるため、フィードバック制御に用いられるデ
ィザ信号発生回路１１ａとディザ信号発生回路１１ｂ
は、異なった周波数のディザ信号を出力する。例えば、
ディザ信号発生回路１１ａから出力されるディザ信号の
周波数を１０ｋＨｚ、ディザ信号発生回路１１ｂから出
力されるディザ信号の周波数を１５ｋＨｚとすることが
できる。
【００７３】図２２に示した構成に、更に、第４，第５
の光変調器を縦列に接続し、同様のフィードバック制御
を行うことで、更に短いパルス幅の光パルス信号を出力
することができる。
の光変調器を縦列に接続し、同様のフィードバック制御
を行うことで、更に短いパルス幅の光パルス信号を出力
することができる。
【００７４】実施の形態８．図２３は、この発明の一実
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２３において、図１７との相違は、位相シフ
タ４が光変調器３ａを駆動する電気的クロック信号の位
相を制御する構成としたことにある。光増幅器２９で発
生する光信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように、
光変調器３ａから出力する光パルス信号の位相を制御す
るため、光変調器３ｂに入力される光パルスの位相、光
パルス出力端子２７から出力される光パルスの位相は変
化しない。このため、図１７と同様に、短いパルス幅の
光パルス信号を発生できるのみならず、光パルス出力端
子２７から出力される光パルスの位相を一定とすること
ができる。
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２３において、図１７との相違は、位相シフ
タ４が光変調器３ａを駆動する電気的クロック信号の位
相を制御する構成としたことにある。光増幅器２９で発
生する光信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように、
光変調器３ａから出力する光パルス信号の位相を制御す
るため、光変調器３ｂに入力される光パルスの位相、光
パルス出力端子２７から出力される光パルスの位相は変
化しない。このため、図１７と同様に、短いパルス幅の
光パルス信号を発生できるのみならず、光パルス出力端
子２７から出力される光パルスの位相を一定とすること
ができる。
【００７５】実施の形態９．図２４は、この発明の一実
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２４において、２４はこの発明の位相変更部
の一例である光遅延器、３４は光遅延器制御回路、９１
はこの発明の制御回路の一例である遅延制御回路であ
る。光遅延器制御回路３４は、加算器２０、増幅器２１
によって構成される。加算器２０、増幅器２１は、いず
れも演算増幅器によって容易に実現できる。遅延制御回
路９１は、ディザ信号発生回路１１、位相比較器１２、
光遅延器制御回路３４によって構成される。遅延制御回
路９１は、図４に示したようなアルゴリズムを用いて構
成してもよい。
施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図２４において、２４はこの発明の位相変更部
の一例である光遅延器、３４は光遅延器制御回路、９１
はこの発明の制御回路の一例である遅延制御回路であ
る。光遅延器制御回路３４は、加算器２０、増幅器２１
によって構成される。加算器２０、増幅器２１は、いず
れも演算増幅器によって容易に実現できる。遅延制御回
路９１は、ディザ信号発生回路１１、位相比較器１２、
光遅延器制御回路３４によって構成される。遅延制御回
路９１は、図４に示したようなアルゴリズムを用いて構
成してもよい。
【００７６】光遅延器２４は、光遅延器制御回路３４か
ら出力される制御信号によって光信号の伝搬遅延時間を
制御できるデバイスである。光遅延器２４としては、ス
テップモータによって光伝搬経路長を変化させるデバイ
ス、ピエゾ素子によって光ファイバに応力を加えて伝搬
遅延時間を制御するデバイス、異なる経路をスイッチに
よって切り換えて遅延時間を可変とするデバイス等を使
用することができる。
ら出力される制御信号によって光信号の伝搬遅延時間を
制御できるデバイスである。光遅延器２４としては、ス
テップモータによって光伝搬経路長を変化させるデバイ
ス、ピエゾ素子によって光ファイバに応力を加えて伝搬
遅延時間を制御するデバイス、異なる経路をスイッチに
よって切り換えて遅延時間を可変とするデバイス等を使
用することができる。
【００７７】基本的な動作は、図１７と同様であり、光
遅延器２４の光遅延量は、常に最適値となるようにフィ
ードバック制御がかかるため、光増幅器２９に光信号の
伝搬遅延時間の変動があっても、２台の光変調器３ａ，
３ｂの駆動信号は、常に光信号と同期する。２台の光変
調器が同期して動作するため、光パルス出力端子２７か
らは短パルスが出力される。光増幅器２９で発生する光
信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように、光変調器
３ａから出力する光パルス信号の位相を制御するため、
光変調器３ｂに入力される光パルスの位相、光パルス出
力端子２７から出力される光パルスの位相は変化しな
い。このため、光パルス出力端子２７から出力される光
パルスの位相を一定とすることができる。
遅延器２４の光遅延量は、常に最適値となるようにフィ
ードバック制御がかかるため、光増幅器２９に光信号の
伝搬遅延時間の変動があっても、２台の光変調器３ａ，
３ｂの駆動信号は、常に光信号と同期する。２台の光変
調器が同期して動作するため、光パルス出力端子２７か
らは短パルスが出力される。光増幅器２９で発生する光
信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように、光変調器
３ａから出力する光パルス信号の位相を制御するため、
光変調器３ｂに入力される光パルスの位相、光パルス出
力端子２７から出力される光パルスの位相は変化しな
い。このため、光パルス出力端子２７から出力される光
パルスの位相を一定とすることができる。
【００７８】実施の形態１０．図２５は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２５において、９１ａはこの発明の制御回
路の一例である遅延制御回路である。この発明の位相変
更部は、位相シフタ４と光遅延器２４によって構成され
る。光遅延器制御回路３４は、増幅器２１によって構成
される。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２５において、９１ａはこの発明の制御回
路の一例である遅延制御回路である。この発明の位相変
更部は、位相シフタ４と光遅延器２４によって構成され
る。光遅延器制御回路３４は、増幅器２１によって構成
される。
【００７９】図２４との相違は、ディザ信号を位相シフ
タ４の位相シフト量に重畳した点にある。光検出器８で
検出される信号は、ディザ信号を光遅延器２４に重畳し
た図２４の場合も、位相シフタ４に重畳した図２５の場
合も同じであるため、動作は同じである。しかし、一般
に光遅延器２４にディザ信号を重畳するよりも、位相シ
フタにディザ信号を重畳する方が容易である。実現され
ている多くの光遅延器は、ステップモータやピエゾ素子
など比較的応答周波数が低い可動部を含んでいるため
に、低周波数の交流成分を有するディザ信号に対して応
答してしまうという問題が生じることが多いためであ
る。本実施の形態では、低周波数のディザ信号は、光遅
延器２４に入力されず、誤差信号Ｅから生成された直流
成分の制御信号が光遅延器２４に入力されるため、光遅
延器としては応答が低速なデバイスを使用することがで
きる。
タ４の位相シフト量に重畳した点にある。光検出器８で
検出される信号は、ディザ信号を光遅延器２４に重畳し
た図２４の場合も、位相シフタ４に重畳した図２５の場
合も同じであるため、動作は同じである。しかし、一般
に光遅延器２４にディザ信号を重畳するよりも、位相シ
フタにディザ信号を重畳する方が容易である。実現され
ている多くの光遅延器は、ステップモータやピエゾ素子
など比較的応答周波数が低い可動部を含んでいるため
に、低周波数の交流成分を有するディザ信号に対して応
答してしまうという問題が生じることが多いためであ
る。本実施の形態では、低周波数のディザ信号は、光遅
延器２４に入力されず、誤差信号Ｅから生成された直流
成分の制御信号が光遅延器２４に入力されるため、光遅
延器としては応答が低速なデバイスを使用することがで
きる。
【００８０】実施の形態１１．図２６は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。この実施の形態では、前述した第１と第２の
光変調器を１つの光変調器で代替する場合を説明する。
図２６において、３５ａは第１の偏波合分波器、３５ｂ
は第２の偏波合分波器、４５は偏波状態変換器である。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。この実施の形態では、前述した第１と第２の
光変調器を１つの光変調器で代替する場合を説明する。
図２６において、３５ａは第１の偏波合分波器、３５ｂ
は第２の偏波合分波器、４５は偏波状態変換器である。
【００８１】光源２６から出力する光信号の偏波状態
は、所定の偏波状態（Ｐ波）に調整されている。光源２
６から出力された光信号は、光変調器３で発振器５から
出力された電気的クロック信号によって強度変調されて
光パルス信号となった後、光増幅器２９でパワーレベル
を増幅される。偏波合分波器３５ａ，３５ｂは、入力さ
れる光信号の偏波状態（Ｐ波又はＳ波）によって出力さ
れるポートが異なるデバイスであり、偏光ビームスプリ
ッタ、偏光プリズムとして市販されている。光源２６か
ら出力する光信号の偏波状態は、所定の偏波状態（Ｐ
波）に調整されているため、偏波合分波器３５ａは光源
から出力された光信号を光変調器３に出力する。光変調
器３から出力された光信号は、偏波合分波器３５ｂによ
って光遅延器２４に出力される。光遅延器２４によって
所定の遅延を与えられた光信号は、光増幅器２９によっ
てパワーレベルを増幅されて偏波状態変換器４５に入力
される。偏波状態変換器４５によって光信号は偏波を直
交され（Ｐ波→Ｓ波）、偏波合分波器３５ｂに入力され
る。この光信号は、再び光変調器３に出力される。光変
調器３によって再度変調された光パルスは、偏波合分波
器３５ａによって光分波器２へと出力される。このと
き、光パルスが光源２６に出力されないのは、偏波状態
（Ｓ波）が光源２６から出力されたときの偏波状態（Ｐ
波）と直交しているためである。このように、光信号
は、光変調器３を往復することとなり、２度強度変調さ
れる。光遅延器２４を制御することによって、光変調器
３は入力される光パルス信号と同期して変調動作するた
め、短いパルス幅を持つパルス幅を光パルス出力端子２
７より出力する。光遅延器の制御原理は、図２４と同様
である。
は、所定の偏波状態（Ｐ波）に調整されている。光源２
６から出力された光信号は、光変調器３で発振器５から
出力された電気的クロック信号によって強度変調されて
光パルス信号となった後、光増幅器２９でパワーレベル
を増幅される。偏波合分波器３５ａ，３５ｂは、入力さ
れる光信号の偏波状態（Ｐ波又はＳ波）によって出力さ
れるポートが異なるデバイスであり、偏光ビームスプリ
ッタ、偏光プリズムとして市販されている。光源２６か
ら出力する光信号の偏波状態は、所定の偏波状態（Ｐ
波）に調整されているため、偏波合分波器３５ａは光源
から出力された光信号を光変調器３に出力する。光変調
器３から出力された光信号は、偏波合分波器３５ｂによ
って光遅延器２４に出力される。光遅延器２４によって
所定の遅延を与えられた光信号は、光増幅器２９によっ
てパワーレベルを増幅されて偏波状態変換器４５に入力
される。偏波状態変換器４５によって光信号は偏波を直
交され（Ｐ波→Ｓ波）、偏波合分波器３５ｂに入力され
る。この光信号は、再び光変調器３に出力される。光変
調器３によって再度変調された光パルスは、偏波合分波
器３５ａによって光分波器２へと出力される。このと
き、光パルスが光源２６に出力されないのは、偏波状態
（Ｓ波）が光源２６から出力されたときの偏波状態（Ｐ
波）と直交しているためである。このように、光信号
は、光変調器３を往復することとなり、２度強度変調さ
れる。光遅延器２４を制御することによって、光変調器
３は入力される光パルス信号と同期して変調動作するた
め、短いパルス幅を持つパルス幅を光パルス出力端子２
７より出力する。光遅延器の制御原理は、図２４と同様
である。
【００８２】偏波合分波器３５ａ，３５ｂを、光合分波
器に置き換えることは可能である。光合分波器として
は、光カプラなど安価なデバイスを用いることができ
る。しかし、光カプラには原理的に合波損失、分岐損失
があるため、光Ｓ／Ｎ比（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａ
ｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の観点からは好ましくな
い。
器に置き換えることは可能である。光合分波器として
は、光カプラなど安価なデバイスを用いることができ
る。しかし、光カプラには原理的に合波損失、分岐損失
があるため、光Ｓ／Ｎ比（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａ
ｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の観点からは好ましくな
い。
【００８３】実施の形態１２．図２７は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２７において、２６ａは第１の光源、２６
ｂは第２の光源、３ａは第１の光変調器、３ｂは第２の
光変調器、３３は光合波器、２９は光増幅器、３ｃは第
３の光変調器、４ａは第１の位相シフタ、４ｂは第２の
位相シフタである。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２７において、２６ａは第１の光源、２６
ｂは第２の光源、３ａは第１の光変調器、３ｂは第２の
光変調器、３３は光合波器、２９は光増幅器、３ｃは第
３の光変調器、４ａは第１の位相シフタ、４ｂは第２の
位相シフタである。
【００８４】図２３との相違は、波長の異なる光信号を
出力する２つの光源を設けたことであり、光パルス出力
端子からは、波長の異なる２波長の短パルスを出力する
ことができる。第１の光源から出力された光信号は、第
１の光変調器３ａ及び第３の光変調器３ｃによって短パ
ルス化される。第２の光源２６ｂから出力された光信号
は、第２の光変調器３ｂ及び第３の光変調器３ｃによっ
て短パルス化される。光変調器３ａを駆動する電気的ク
ロック信号の位相は、第１の位相シフタ４ａによって制
御される。第１の位相シフタ４ａへの駆動信号は、第１
の位相シフタ制御回路９ａによって出力される。第１の
ディザ信号発生回路１１ａは、低周波数の微小振幅のデ
ィザ信号を出力し、ディザ信号は、加算器２０ａによっ
て位相シフタ４ａに印加される。光検出器８から出力さ
れた電気信号とディザ信号を位相比較器１２ａによって
同期検波する。位相比較器１２ａの出力信号を誤差信号
として加算器２０ａに入力することで、フィードバック
回路を構成する。同様に、光変調器３ｂを駆動する電気
的クロック信号の位相は、第２の位相シフタ４ｂによっ
て制御される。第２の位相シフタ４ｂへの駆動信号は、
第２の位相シフタ制御回路９ｂによって出力される。第
２のディザ信号発生回路１１ｂは、低周波数の微小振幅
のディザ信号を出力し、ディザ信号は、加算器２０ｂに
よって位相シフタ４ｂに印加される。光検出器８から出
力された電気信号とディザ信号を位相比較器１２ｂによ
って同期検波する。位相比較器１２ｂの出力信号を誤差
信号として加算器２０ｂに入力することで、フィードバ
ック回路を構成する。ここで、第１のディザ信号発生回
路１１ａと第２のディザ信号発生回路１１ｂは、異なっ
た周波数のディザ信号を出力する。例えば、第１のディ
ザ信号発生回路１１ａから出力されるディザ信号の周波
数を１０ｋＨｚ、第２のディザ信号発生回路１１ｂから
出力されるディザ信号の周波数を１５ｋＨｚとすること
ができる。
出力する２つの光源を設けたことであり、光パルス出力
端子からは、波長の異なる２波長の短パルスを出力する
ことができる。第１の光源から出力された光信号は、第
１の光変調器３ａ及び第３の光変調器３ｃによって短パ
ルス化される。第２の光源２６ｂから出力された光信号
は、第２の光変調器３ｂ及び第３の光変調器３ｃによっ
て短パルス化される。光変調器３ａを駆動する電気的ク
ロック信号の位相は、第１の位相シフタ４ａによって制
御される。第１の位相シフタ４ａへの駆動信号は、第１
の位相シフタ制御回路９ａによって出力される。第１の
ディザ信号発生回路１１ａは、低周波数の微小振幅のデ
ィザ信号を出力し、ディザ信号は、加算器２０ａによっ
て位相シフタ４ａに印加される。光検出器８から出力さ
れた電気信号とディザ信号を位相比較器１２ａによって
同期検波する。位相比較器１２ａの出力信号を誤差信号
として加算器２０ａに入力することで、フィードバック
回路を構成する。同様に、光変調器３ｂを駆動する電気
的クロック信号の位相は、第２の位相シフタ４ｂによっ
て制御される。第２の位相シフタ４ｂへの駆動信号は、
第２の位相シフタ制御回路９ｂによって出力される。第
２のディザ信号発生回路１１ｂは、低周波数の微小振幅
のディザ信号を出力し、ディザ信号は、加算器２０ｂに
よって位相シフタ４ｂに印加される。光検出器８から出
力された電気信号とディザ信号を位相比較器１２ｂによ
って同期検波する。位相比較器１２ｂの出力信号を誤差
信号として加算器２０ｂに入力することで、フィードバ
ック回路を構成する。ここで、第１のディザ信号発生回
路１１ａと第２のディザ信号発生回路１１ｂは、異なっ
た周波数のディザ信号を出力する。例えば、第１のディ
ザ信号発生回路１１ａから出力されるディザ信号の周波
数を１０ｋＨｚ、第２のディザ信号発生回路１１ｂから
出力されるディザ信号の周波数を１５ｋＨｚとすること
ができる。
【００８５】図２７に示した構成に、更に、第３，第４
の光源を並列に接続し、同様のフィードバック制御を行
うことで３波長、４波長の短パルスを出力することがで
きる。
の光源を並列に接続し、同様のフィードバック制御を行
うことで３波長、４波長の短パルスを出力することがで
きる。
【００８６】実施の形態１３．図２８は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２８において、９２は遅延制御回路であ
る。位相シフタ制御回路９は、加算器２０ａ，２０ｂ、
増幅器２１ａによって構成される。４１は温度検出回
路、３７は基準電圧発生器、４０は温度ドリフト検出回
路、３９は減算器、２１ｂは増幅器である。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２８において、９２は遅延制御回路であ
る。位相シフタ制御回路９は、加算器２０ａ，２０ｂ、
増幅器２１ａによって構成される。４１は温度検出回
路、３７は基準電圧発生器、４０は温度ドリフト検出回
路、３９は減算器、２１ｂは増幅器である。
【００８７】図１７との相違は、温度検出回路４１、基
準電圧発生器３７、温度ドリフト検出回路４０を設け、
フィードフォワード制御を加えたことである。温度検出
回路４１は、装置内温度、例えば、光増幅器２９の温度
を検出する。温度検出回路４１は、温度によって抵抗値
が変化するサーミスタ素子、或いは、温度検出用半導体
素子などを用いることができる。温度検出回路４１の出
力信号と基準電圧発生器から出力される基準電圧との差
を減算器３９計算することによって、光増幅器２９の温
度変化を検知することができる。光変調器３ｂへ入力す
る光パルスの遅延時間の変動は、主として光増幅器２９
の伝搬遅延時間の変動によって生ずる。光増幅器２９の
伝搬遅延時間は、光増幅器の温度変化によって発生する
ため、光増幅器の温度変化を検出することで光変調器３
ｂへ入力する光パルスの遅延時間の変動を予測すること
が可能である。温度ドリフト検出回路４０の出力信号を
加算器２０ｂに入力することで、予測した遅延時間の変
動を補償するように、位相シフタ４で発生する位相シフ
ト量をフィードフォワード制御することができる。
準電圧発生器３７、温度ドリフト検出回路４０を設け、
フィードフォワード制御を加えたことである。温度検出
回路４１は、装置内温度、例えば、光増幅器２９の温度
を検出する。温度検出回路４１は、温度によって抵抗値
が変化するサーミスタ素子、或いは、温度検出用半導体
素子などを用いることができる。温度検出回路４１の出
力信号と基準電圧発生器から出力される基準電圧との差
を減算器３９計算することによって、光増幅器２９の温
度変化を検知することができる。光変調器３ｂへ入力す
る光パルスの遅延時間の変動は、主として光増幅器２９
の伝搬遅延時間の変動によって生ずる。光増幅器２９の
伝搬遅延時間は、光増幅器の温度変化によって発生する
ため、光増幅器の温度変化を検出することで光変調器３
ｂへ入力する光パルスの遅延時間の変動を予測すること
が可能である。温度ドリフト検出回路４０の出力信号を
加算器２０ｂに入力することで、予測した遅延時間の変
動を補償するように、位相シフタ４で発生する位相シフ
ト量をフィードフォワード制御することができる。
【００８８】フィードフォワード制御を追加することに
よって、フィードバック回路が補償すべき誤差を減少す
ることが可能となるため、より高精度な処理を実現でき
る。また、仮に極めて大きな誤差が発生し、フィードバ
ック回路の引き込み範囲を外れるような場合にも、フィ
ードフォワード制御によって誤差をフィードバック制御
の引き込み範囲内にまで減少させることができるため、
広いダイナミックレンジを実現できる。このため、光パ
ルス発生装置の動作温度範囲を拡大できる。
よって、フィードバック回路が補償すべき誤差を減少す
ることが可能となるため、より高精度な処理を実現でき
る。また、仮に極めて大きな誤差が発生し、フィードバ
ック回路の引き込み範囲を外れるような場合にも、フィ
ードフォワード制御によって誤差をフィードバック制御
の引き込み範囲内にまで減少させることができるため、
広いダイナミックレンジを実現できる。このため、光パ
ルス発生装置の動作温度範囲を拡大できる。
【００８９】実施の形態１４．図２９は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２９において、３６は波長検出回路、３７
は基準電圧発生器、３８は波長ドリフト検出回路、３９
は減算器、２１ｂは増幅器である。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図２９において、３６は波長検出回路、３７
は基準電圧発生器、３８は波長ドリフト検出回路、３９
は減算器、２１ｂは増幅器である。
【００９０】図１７との相違は、波長検出回路３６、基
準電圧発生器３７、波長ドリフト検出回路３８を設け、
フィードフォワード制御を加えたことである。波長検出
回路３６は、光源２６の温度制御回路の出力、或いは、
波長計等を用いることができる。波長検出回路３６の出
力信号と基準電圧発生器３７から出力される基準電圧と
の差を減算器３９で計算することによって、光源２６か
ら出力される光信号の波長変化を検知することができ
る。光変調器３ｂへ入力する光パルスの遅延時間の変動
は、主として光増幅器２９の伝搬遅延時間の変動によっ
て生ずる。光増幅器２９の伝搬遅延時間は、光信号の波
長変化によって発生するため、光増幅器へ入力される光
信号の波長変化を検出することで、光変調器３ｂへ入力
する光パルスの遅延時間の変動を予測することが可能で
ある。波長ドリフト検出回路３８の出力信号を加算器２
０ｂに入力することで、予測した遅延時間の変動を補償
するように、位相シフタ４で発生する位相シフト量をフ
ィードフォワード制御することができる。
準電圧発生器３７、波長ドリフト検出回路３８を設け、
フィードフォワード制御を加えたことである。波長検出
回路３６は、光源２６の温度制御回路の出力、或いは、
波長計等を用いることができる。波長検出回路３６の出
力信号と基準電圧発生器３７から出力される基準電圧と
の差を減算器３９で計算することによって、光源２６か
ら出力される光信号の波長変化を検知することができ
る。光変調器３ｂへ入力する光パルスの遅延時間の変動
は、主として光増幅器２９の伝搬遅延時間の変動によっ
て生ずる。光増幅器２９の伝搬遅延時間は、光信号の波
長変化によって発生するため、光増幅器へ入力される光
信号の波長変化を検出することで、光変調器３ｂへ入力
する光パルスの遅延時間の変動を予測することが可能で
ある。波長ドリフト検出回路３８の出力信号を加算器２
０ｂに入力することで、予測した遅延時間の変動を補償
するように、位相シフタ４で発生する位相シフト量をフ
ィードフォワード制御することができる。
【００９１】フィードフォワード制御を追加することに
よって、フィードバック回路が補償すべき誤差を減少す
ることが可能となるため、より高精度な処理を実現でき
る。また、仮に極めて大きな誤差が発生し、フィードバ
ック回路の引き込み範囲を外れるような場合にも、フィ
ードフォワード制御によって誤差をフィードバック制御
の引き込み範囲内にまで減少させることができるため、
広いダイナミックレンジを実現できる。
よって、フィードバック回路が補償すべき誤差を減少す
ることが可能となるため、より高精度な処理を実現でき
る。また、仮に極めて大きな誤差が発生し、フィードバ
ック回路の引き込み範囲を外れるような場合にも、フィ
ードフォワード制御によって誤差をフィードバック制御
の引き込み範囲内にまで減少させることができるため、
広いダイナミックレンジを実現できる。
【００９２】図２８に示した温度ドリフト検出回路を用
いたフィードフォワード制御と、図２９に示す波長ドリ
フト検出回路を用いたフィードフォワード制御を併用す
ることは、更に、制御精度の向上を実現する。また、図
２８に示した温度ドリフト検出回路を用いたフィードフ
ォワード制御や、図２９に示す波長ドリフト検出回路を
用いたフィードフォワード制御は、この発明の他の実施
の形態と併用することが可能である。
いたフィードフォワード制御と、図２９に示す波長ドリ
フト検出回路を用いたフィードフォワード制御を併用す
ることは、更に、制御精度の向上を実現する。また、図
２８に示した温度ドリフト検出回路を用いたフィードフ
ォワード制御や、図２９に示す波長ドリフト検出回路を
用いたフィードフォワード制御は、この発明の他の実施
の形態と併用することが可能である。
【００９３】実施の形態１５．図３０は、この発明の一
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図１７との相違は、図１７における光変調器
３ａ，３ｂを半導体電界吸収型光変調器４２ａ，４２ｂ
に置き換えたことである。
実施の形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック
図である。図１７との相違は、図１７における光変調器
３ａ，３ｂを半導体電界吸収型光変調器４２ａ，４２ｂ
に置き換えたことである。
【００９４】図１１で説明したように、半導体電界吸収
型光変調器は急峻なゲートを実現できるために、より短
いパルス幅の光パルスを出力できる。位相シフタの位相
シフト量がわずかに変化すると、光変調器を透過する光
強度は大きく変化するため、最適な位相シフト量を高感
度に検出することが可能である。半導体電界吸収型光変
調器は、急峻なゲートを提供するために、位相シフト量
が最適値から大きくずれた場合には、半導体吸収型光変
調器４２ｂから出力される光強度が小さくなり、誤差信
号が検出できないことがある。このような場合には、図
２８に示した温度ドリフト検出回路を用いたフィードフ
ォワード制御や、図２９に示した波長ドリフト検出回路
を用い、フィードフォワード制御を併用することが望ま
しい。
型光変調器は急峻なゲートを実現できるために、より短
いパルス幅の光パルスを出力できる。位相シフタの位相
シフト量がわずかに変化すると、光変調器を透過する光
強度は大きく変化するため、最適な位相シフト量を高感
度に検出することが可能である。半導体電界吸収型光変
調器は、急峻なゲートを提供するために、位相シフト量
が最適値から大きくずれた場合には、半導体吸収型光変
調器４２ｂから出力される光強度が小さくなり、誤差信
号が検出できないことがある。このような場合には、図
２８に示した温度ドリフト検出回路を用いたフィードフ
ォワード制御や、図２９に示した波長ドリフト検出回路
を用い、フィードフォワード制御を併用することが望ま
しい。
【００９５】実施の形態１６．図３１は、この発明の一
実施形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図３１において、２６は所定波長の光信号を発
振する光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、
３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２７は光パルス
出力端子、５は所定周波数の電気的クロック信号を出力
する発振器、４はこの発明の位相変更部の一例である位
相シフタ、８は光検出器、９２はクロック再生回路、１
２は位相比較器、９は位相シフタ制御回路、２８ａはこ
の発明の第１の変調信号生成回路の一例である第１のＲ
Ｆ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅器、２８ｂ
はこの発明の第２の変調信号生成回路の一例である第２
のＲＦ増幅器である。９９はこの発明の制御回路の一例
である位相制御回路である。位相制御回路９９は、前記
光検出器８から出力される電気信号と、発振器５から出
力される電気的クロック信号とを入力して、電気信号と
電気的クロック信号との位相が一致するように、前記位
相シフタ４の位相変更量を制御する。クロック再生回路
９２は、例えば、リミッタ増幅器９３ａ，９３ｂ、バン
ドパスフィルタ９４によって構成される。位相シフタ制
御回路９は、増幅器２１によって構成される。増幅器２
１は、演算増幅器によって容易に実現できる。位相比較
器１２は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フィルタ
１９によって構成される。位相制御回路９９は、クロッ
ク再生回路９２と位相比較器１２と位相シフタ制御回路
９によって構成される。
実施形態である光パルス発生装置を示す構成ブロック図
である。図３１において、２６は所定波長の光信号を発
振する光源、３ａは第１の光変調器、２９は光増幅器、
３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２７は光パルス
出力端子、５は所定周波数の電気的クロック信号を出力
する発振器、４はこの発明の位相変更部の一例である位
相シフタ、８は光検出器、９２はクロック再生回路、１
２は位相比較器、９は位相シフタ制御回路、２８ａはこ
の発明の第１の変調信号生成回路の一例である第１のＲ
Ｆ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅器、２８ｂ
はこの発明の第２の変調信号生成回路の一例である第２
のＲＦ増幅器である。９９はこの発明の制御回路の一例
である位相制御回路である。位相制御回路９９は、前記
光検出器８から出力される電気信号と、発振器５から出
力される電気的クロック信号とを入力して、電気信号と
電気的クロック信号との位相が一致するように、前記位
相シフタ４の位相変更量を制御する。クロック再生回路
９２は、例えば、リミッタ増幅器９３ａ，９３ｂ、バン
ドパスフィルタ９４によって構成される。位相シフタ制
御回路９は、増幅器２１によって構成される。増幅器２
１は、演算増幅器によって容易に実現できる。位相比較
器１２は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フィルタ
１９によって構成される。位相制御回路９９は、クロッ
ク再生回路９２と位相比較器１２と位相シフタ制御回路
９によって構成される。
【００９６】光源２６としては、半導体レーザダイオー
ド、ファイバレーザ、固体レーザなどを用いることがで
きる。光変調器３ａ，３ｂとしては、リチウムナイオベ
イト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉｕｍ Ｎｉｏｂａｔ
ｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光
変調器、半導体電界吸収型光変調器など、電気信号によ
って光強度を制御できるものを用いることができる。位
相シフタ４は、電気信号によって位相シフト量を制御で
きるデバイスであり、実施の形態１で説明した通り、多
くのタイプのデバイスを市場から購入できる。光増幅器
２９としては、希土類をドープしたファイバを用いるフ
ァイバ増幅器や半導体を用いた半導体光増幅器、ラマン
効果などの非線形効果を用いた光増幅器などを用いるこ
とができる。
ド、ファイバレーザ、固体レーザなどを用いることがで
きる。光変調器３ａ，３ｂとしては、リチウムナイオベ
イト（ＬｉＮｂＯ３：Ｌｉｔｈｉｕｍ Ｎｉｏｂａｔ
ｅ）マッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光
変調器、半導体電界吸収型光変調器など、電気信号によ
って光強度を制御できるものを用いることができる。位
相シフタ４は、電気信号によって位相シフト量を制御で
きるデバイスであり、実施の形態１で説明した通り、多
くのタイプのデバイスを市場から購入できる。光増幅器
２９としては、希土類をドープしたファイバを用いるフ
ァイバ増幅器や半導体を用いた半導体光増幅器、ラマン
効果などの非線形効果を用いた光増幅器などを用いるこ
とができる。
【００９７】光源２６から出力された光信号は、光変調
器３ａで発振器５から出力される電気的クロック信号に
よって強度変調されて光パルス信号となった後、光増幅
器２９でパワーレベルを増幅される。光増幅器２９から
出力された光パルス信号は、光変調器３ｂによって再び
強度変調される。このとき、光変調器３ａは、光変調器
３ｂに入力される光パルス信号と同期して変調動作する
ように、位相制御回路９９を介して位相シフタ４により
制御されるため、光変調器３ｂから出力される光パルス
は、光変調器３ｂに入力される光パルスよりもパルス幅
が短くなる。この動作及び効果は、実施の形態５と同様
である。クロック再生回路９２は、光検出器８から出力
された電気信号を入力して再生クロック信号を出力す
る。位相比較器１２は、クロック再生回路９２から出力
される再生クロック信号と発振器５から出力される電気
的クロック信号とを入力とし、再生クロック信号の位相
と電気的クロック信号の位相を比較し、誤差がゼロとな
るように、位相シフタ４を制御している。この動作を、
図３２，図３３，図３４を用いて説明する。
器３ａで発振器５から出力される電気的クロック信号に
よって強度変調されて光パルス信号となった後、光増幅
器２９でパワーレベルを増幅される。光増幅器２９から
出力された光パルス信号は、光変調器３ｂによって再び
強度変調される。このとき、光変調器３ａは、光変調器
３ｂに入力される光パルス信号と同期して変調動作する
ように、位相制御回路９９を介して位相シフタ４により
制御されるため、光変調器３ｂから出力される光パルス
は、光変調器３ｂに入力される光パルスよりもパルス幅
が短くなる。この動作及び効果は、実施の形態５と同様
である。クロック再生回路９２は、光検出器８から出力
された電気信号を入力して再生クロック信号を出力す
る。位相比較器１２は、クロック再生回路９２から出力
される再生クロック信号と発振器５から出力される電気
的クロック信号とを入力とし、再生クロック信号の位相
と電気的クロック信号の位相を比較し、誤差がゼロとな
るように、位相シフタ４を制御している。この動作を、
図３２，図３３，図３４を用いて説明する。
【００９８】図３２は、位相シフタの位相シフト量が最
適値よりも大きいときの動作を示している。光検出器８
の出力信号は図３２の（ａ）の通りである。クロック再
生回路９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号
を図３２の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路
から出力される再生クロック信号と、図３２の（ｃ）に
示される第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ
増幅器２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミ
キサ１７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３２
の（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１
９に入力すると、正の値の誤差信号が出力され、位相シ
フタの位相シフト量は小さくなる。即ち、図３２の
（ｃ）に示す電気的クロック信号の位相が最適パルス位
置の方向（図中、左方向）にシフトする。
適値よりも大きいときの動作を示している。光検出器８
の出力信号は図３２の（ａ）の通りである。クロック再
生回路９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号
を図３２の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路
から出力される再生クロック信号と、図３２の（ｃ）に
示される第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ
増幅器２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミ
キサ１７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３２
の（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１
９に入力すると、正の値の誤差信号が出力され、位相シ
フタの位相シフト量は小さくなる。即ち、図３２の
（ｃ）に示す電気的クロック信号の位相が最適パルス位
置の方向（図中、左方向）にシフトする。
【００９９】図３３は、位相シフタの位相シフト量が最
適値よりも小さいときの動作を示している。光検出器８
の出力信号は図３３の（ａ）の通りである。クロック再
生回路９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号
を図３３の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路
から出力される再生クロック信号と、図３３の（ｃ）に
示される第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ
増幅器２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミ
キサ１７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３３
の（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１
９に入力すると、負の値の誤差信号が出力され、位相シ
フタの位相シフト量は大きくなる。即ち、図３３の
（ｃ）に示す電気的クロック信号の位相が最適パルス位
置の方向（図中、右方向）にシフトする。
適値よりも小さいときの動作を示している。光検出器８
の出力信号は図３３の（ａ）の通りである。クロック再
生回路９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号
を図３３の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路
から出力される再生クロック信号と、図３３の（ｃ）に
示される第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ
増幅器２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミ
キサ１７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３３
の（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１
９に入力すると、負の値の誤差信号が出力され、位相シ
フタの位相シフト量は大きくなる。即ち、図３３の
（ｃ）に示す電気的クロック信号の位相が最適パルス位
置の方向（図中、右方向）にシフトする。
【０１００】図３４は、位相シフタの位相シフト量が最
適であるときの様子を示している。光検出器８の出力信
号は、図３４の（ａ）の通りである。クロック再生回路
９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号を図３
４の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路から出
力される再生クロック信号と、図３４の（ｃ）に示され
る第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ増幅器
２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミキサ１
７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３４の
（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１９
に入力すると、出力される誤差信号はゼロとなる。即
ち、電気的クロック信号の位相は変化しない。
適であるときの様子を示している。光検出器８の出力信
号は、図３４の（ａ）の通りである。クロック再生回路
９２は、光検出器８の信号より再生クロック信号を図３
４の（ｂ）のように抽出する。クロック再生回路から出
力される再生クロック信号と、図３４の（ｃ）に示され
る第２の変調信号生成回路（この場合には、ＲＦ増幅器
２８ｂ）へ入力される電気的クロック信号とをミキサ１
７に入力すると、ミキサ１７の出力信号は図３４の
（ｄ）の通りとなる。この信号を低域透過フィルタ１９
に入力すると、出力される誤差信号はゼロとなる。即
ち、電気的クロック信号の位相は変化しない。
【０１０１】このようにして、位相シフト量は常に一定
値となるように制御がかかるため、光増幅器２９や伝送
路に光信号の伝搬遅延時間の変動があっても、２台の光
変調器３ａ，３ｂの駆動信号の位相は、常に一定に保た
れる。なお、光分波器２から第２の光変調器３ｂまでの
伝搬遅延時間と、光分波器２からミキサ１７までの伝搬
遅延時間と、発振器５からミキサ１７までの伝搬遅延時
間と、発振器５から第１の光変調器３ａまでの伝搬遅延
時間と、発振器５から第２の光変調器３ａまでの伝搬遅
延時間とは、それぞれ異なっている。このため、ミキサ
１７で誤差がゼロになるように、制御しても光変調器３
ａが同期するとは限らない。そこで、図３５に示すよう
に、光変調器３ａと光変調器３ｂを駆動する変調信号の
位相が完全に一致するように、位相シフタ制御回路９の
出力に適当なオフセット電圧Ｖを与える加算器１００を
付加することによって、位相関係を調整するようにして
もよい。２台の光変調器が完全に同期して動作するた
め、光パルス出力端子２７からは短パルスが出力され
る。本発明は、同期検波を用いるために、比較的簡単な
構成で高精度な制御回路を実現できる利点がある。ま
た、本発明では、ディザ信号の重畳を必要としない利点
がある。
値となるように制御がかかるため、光増幅器２９や伝送
路に光信号の伝搬遅延時間の変動があっても、２台の光
変調器３ａ，３ｂの駆動信号の位相は、常に一定に保た
れる。なお、光分波器２から第２の光変調器３ｂまでの
伝搬遅延時間と、光分波器２からミキサ１７までの伝搬
遅延時間と、発振器５からミキサ１７までの伝搬遅延時
間と、発振器５から第１の光変調器３ａまでの伝搬遅延
時間と、発振器５から第２の光変調器３ａまでの伝搬遅
延時間とは、それぞれ異なっている。このため、ミキサ
１７で誤差がゼロになるように、制御しても光変調器３
ａが同期するとは限らない。そこで、図３５に示すよう
に、光変調器３ａと光変調器３ｂを駆動する変調信号の
位相が完全に一致するように、位相シフタ制御回路９の
出力に適当なオフセット電圧Ｖを与える加算器１００を
付加することによって、位相関係を調整するようにして
もよい。２台の光変調器が完全に同期して動作するた
め、光パルス出力端子２７からは短パルスが出力され
る。本発明は、同期検波を用いるために、比較的簡単な
構成で高精度な制御回路を実現できる利点がある。ま
た、本発明では、ディザ信号の重畳を必要としない利点
がある。
【０１０２】本発明は、実施の形態５で説明したような
出力を最大にするような制御をしていないので、光変調
器３ａ，３ｂの出力波形には依存しない利点がある。従
って、実施の形態１６では、第１の変調信号生成回路、
第２の変調信号生成回路としてＲＦ増幅器を用いている
が、変調信号生成回路としては、周波数逓倍器、波形成
型器、或いは、変調器などを用いることができる。ま
た、光増幅器２９が存在しなくても、光変調器３ａと光
変調器３ｂの間に、ある伝送路による光信号の伝搬遅延
が存在するので、本発明の適用を妨げるものとはならな
い。また、発振器５が十分パワーのある電気的クロック
信号を発生する場合は、第１の変調信号生成回路、第２
の変調信号生成回路は不用である。また、図３６に示す
ように、位相シフタ４を第２の変調信号生成回路の入力
に用いることも、本発明の適用を妨げない。図３６に示
す構成は、制御対象（ここでは、位相シフタ４）で発生
した変化を検出して制御対象へ帰還するものではないた
め、一種のフィードフォワード回路と見ることができ
る。このようなフィードフォワード回路でも、発明の目
的は十分達成されることを発明者は実験により確認して
いる。また、図３７又は図３８に示すように、光分波器
２は、光変調器３ｂの入力側ではなく、出力側にあって
もよい。また、実施の形態５で説明した図１７において
も、光分波器２は、光変調器３ｂの入力側ではなく、出
力側にあってもよい。
出力を最大にするような制御をしていないので、光変調
器３ａ，３ｂの出力波形には依存しない利点がある。従
って、実施の形態１６では、第１の変調信号生成回路、
第２の変調信号生成回路としてＲＦ増幅器を用いている
が、変調信号生成回路としては、周波数逓倍器、波形成
型器、或いは、変調器などを用いることができる。ま
た、光増幅器２９が存在しなくても、光変調器３ａと光
変調器３ｂの間に、ある伝送路による光信号の伝搬遅延
が存在するので、本発明の適用を妨げるものとはならな
い。また、発振器５が十分パワーのある電気的クロック
信号を発生する場合は、第１の変調信号生成回路、第２
の変調信号生成回路は不用である。また、図３６に示す
ように、位相シフタ４を第２の変調信号生成回路の入力
に用いることも、本発明の適用を妨げない。図３６に示
す構成は、制御対象（ここでは、位相シフタ４）で発生
した変化を検出して制御対象へ帰還するものではないた
め、一種のフィードフォワード回路と見ることができ
る。このようなフィードフォワード回路でも、発明の目
的は十分達成されることを発明者は実験により確認して
いる。また、図３７又は図３８に示すように、光分波器
２は、光変調器３ｂの入力側ではなく、出力側にあって
もよい。また、実施の形態５で説明した図１７において
も、光分波器２は、光変調器３ｂの入力側ではなく、出
力側にあってもよい。
【０１０３】実施の形態１７．図３９は、この発明の一
形態であるパルス発生装置を示す構成ブロック図であ
る。識別器９７は、例えば、Ｄタイプフリップフロップ
で実現することができる。Ｄタイプフリップフロップ
は、データインプットＤから入力されるデータをクロッ
クインプットＣから入力されるクロック信号により遅延
させてアウトプットＱへ出力するものである。即ち、デ
ータ信号入力端子９８から入力されたデータは、クロッ
ク信号に同期して光変調器３ｂに出力される。即ち、光
変調器３ｂに入力される光信号と光変調器３ｂを駆動す
る変調信号とを同期させることができる。その他の動作
原理は、図３１と同様である。図３９に示す場合は、Ｒ
Ｚ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）フォーマットの信
号をＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）
フォーマットの信号で変調する場合を示している。な
お、光変調器３ａと光変調器３ｂを駆動する変調信号の
位相関係は、図３５に示したように、位相シフタ制御回
路９の出力に適当なオフセット電圧Ｖを与える加算器１
００を付加することによって調整できる。両者の位相関
係は、光増幅器２９やその他の伝送路や回路により発生
する位相変動量が変わっても、オフセット電圧Ｖを調整
することにより一定に保たれる。本実施形態では、光変
調器３ａによって生成される光パルスをデータ信号入力
端子９８から入力されるデータ信号によって変調するた
め、変調されたパルスを発生する光パルス発生装置を提
供することができる。変調方式としては、強度変調方
式、位相変調方式、周波数変調方式、偏波面変調方式な
どを用いることができる。なお、図３５〜図３８に示し
た構成に、図３９に示した識別器９７を用いても構わな
い。
形態であるパルス発生装置を示す構成ブロック図であ
る。識別器９７は、例えば、Ｄタイプフリップフロップ
で実現することができる。Ｄタイプフリップフロップ
は、データインプットＤから入力されるデータをクロッ
クインプットＣから入力されるクロック信号により遅延
させてアウトプットＱへ出力するものである。即ち、デ
ータ信号入力端子９８から入力されたデータは、クロッ
ク信号に同期して光変調器３ｂに出力される。即ち、光
変調器３ｂに入力される光信号と光変調器３ｂを駆動す
る変調信号とを同期させることができる。その他の動作
原理は、図３１と同様である。図３９に示す場合は、Ｒ
Ｚ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）フォーマットの信
号をＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）
フォーマットの信号で変調する場合を示している。な
お、光変調器３ａと光変調器３ｂを駆動する変調信号の
位相関係は、図３５に示したように、位相シフタ制御回
路９の出力に適当なオフセット電圧Ｖを与える加算器１
００を付加することによって調整できる。両者の位相関
係は、光増幅器２９やその他の伝送路や回路により発生
する位相変動量が変わっても、オフセット電圧Ｖを調整
することにより一定に保たれる。本実施形態では、光変
調器３ａによって生成される光パルスをデータ信号入力
端子９８から入力されるデータ信号によって変調するた
め、変調されたパルスを発生する光パルス発生装置を提
供することができる。変調方式としては、強度変調方
式、位相変調方式、周波数変調方式、偏波面変調方式な
どを用いることができる。なお、図３５〜図３８に示し
た構成に、図３９に示した識別器９７を用いても構わな
い。
【０１０４】実施の形態１８．図４０は、この発明の一
形態であるパルス発生装置を示す構成ブロック図であ
る。図４０において、２６は所定波長の光信号を発振す
る光源、３ａは第１の光変調器、２４は光遅延器、２９
は光増幅器、３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２
７は光パルス出力端子、５は発振器、８は光検出器、９
２はクロック再生回路、１２は位相比較器、３４は光遅
延器制御回路、２８はこの発明の第１の変調信号生成回
路の一例である第１のＲＦ増幅器、９７はこの発明の第
２の変調信号生成回路の一例である識別器、９８はデー
タ信号入力端子、１０１はこの発明の制御回路の一例で
ある遅延制御回路である。クロック再生回路９２は、例
えば、リミッタ増幅器９３ａ，９３ｂ、バンドパスフィ
ルタ９４によって構成される。光遅延器制御回路３４
は、増幅器２１によって構成される。増幅器２１は、演
算増幅器によって容易に実現できる。位相比較器１２
は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フィルタ１９に
よって構成される。遅延制御回路１０１は、クロック再
生回路９２、位相比較器１２、光遅延器制御回路３４に
よって構成される。
形態であるパルス発生装置を示す構成ブロック図であ
る。図４０において、２６は所定波長の光信号を発振す
る光源、３ａは第１の光変調器、２４は光遅延器、２９
は光増幅器、３ｂは第２の光変調器、２は光分波器、２
７は光パルス出力端子、５は発振器、８は光検出器、９
２はクロック再生回路、１２は位相比較器、３４は光遅
延器制御回路、２８はこの発明の第１の変調信号生成回
路の一例である第１のＲＦ増幅器、９７はこの発明の第
２の変調信号生成回路の一例である識別器、９８はデー
タ信号入力端子、１０１はこの発明の制御回路の一例で
ある遅延制御回路である。クロック再生回路９２は、例
えば、リミッタ増幅器９３ａ，９３ｂ、バンドパスフィ
ルタ９４によって構成される。光遅延器制御回路３４
は、増幅器２１によって構成される。増幅器２１は、演
算増幅器によって容易に実現できる。位相比較器１２
は、ミキサ１７、増幅器１８、低域透過フィルタ１９に
よって構成される。遅延制御回路１０１は、クロック再
生回路９２、位相比較器１２、光遅延器制御回路３４に
よって構成される。
【０１０５】基本的な動作は、図３９と同様である。位
相比較器１２から出力される誤差信号を光遅延器２４に
入力することによって、光変調器３ａと光変調器３ｂを
同期することができる。光遅延器２４は、光増幅器２９
の入力ではなく、光増幅器２９の出力に接続することも
できる。また、光分波器２は、図３７又は図３８に示し
たように、光変調器３ｂの入力ではなく、光変調器３ｂ
の出力に接続することもできる。
相比較器１２から出力される誤差信号を光遅延器２４に
入力することによって、光変調器３ａと光変調器３ｂを
同期することができる。光遅延器２４は、光増幅器２９
の入力ではなく、光増幅器２９の出力に接続することも
できる。また、光分波器２は、図３７又は図３８に示し
たように、光変調器３ｂの入力ではなく、光変調器３ｂ
の出力に接続することもできる。
【０１０６】実施の形態１９．図４１は、この発明の一
実施の形態である偏波スクランブラを用いたビット同期
回路を示す構成ブロック図である。図４１において、２
６は所定波長の光信号を出力する光源、３は光変調器、
９７は第１の変調信号生成回路である識別器、９８はデ
ータ信号入力端子、５は発振器、２９は光変調器３の損
失を補償する光増幅器、９５は光変調器の一形態である
偏波スクランブラ、２は光分波器、２７は光信号出力端
子、２８は第２の変調信号生成回路の一形態であるＲＦ
増幅器、８は光検出器、９２はクロック再生回路、１２
は位相比較器、９は位相シフタ制御回路、１０２はこの
発明の制御回路の一例である位相制御回路である。クロ
ック再生回路９２は、例えば、リミッタ増幅器９３ａ，
９３ｂ、逓倍器９６、バンドパスフィルタ９４によって
構成される。位相シフタ制御回路９は、増幅器２１によ
って構成される。増幅器２１は、演算増幅器によって容
易に実現できる。位相比較器１２は、ミキサ１７、増幅
器１８、低域透過フィルタ１９によって構成される。
実施の形態である偏波スクランブラを用いたビット同期
回路を示す構成ブロック図である。図４１において、２
６は所定波長の光信号を出力する光源、３は光変調器、
９７は第１の変調信号生成回路である識別器、９８はデ
ータ信号入力端子、５は発振器、２９は光変調器３の損
失を補償する光増幅器、９５は光変調器の一形態である
偏波スクランブラ、２は光分波器、２７は光信号出力端
子、２８は第２の変調信号生成回路の一形態であるＲＦ
増幅器、８は光検出器、９２はクロック再生回路、１２
は位相比較器、９は位相シフタ制御回路、１０２はこの
発明の制御回路の一例である位相制御回路である。クロ
ック再生回路９２は、例えば、リミッタ増幅器９３ａ，
９３ｂ、逓倍器９６、バンドパスフィルタ９４によって
構成される。位相シフタ制御回路９は、増幅器２１によ
って構成される。増幅器２１は、演算増幅器によって容
易に実現できる。位相比較器１２は、ミキサ１７、増幅
器１８、低域透過フィルタ１９によって構成される。
【０１０７】動作を説明する。光源２６から発せられた
光信号は、光変調器３で強度変調される。変調フォーマ
ットしてはＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅ
ｒｏ）が一般的である。光変調器３の駆動信号は、発振
器５より出力されるクロック信号とデータ信号入力端子
９８より入力されるデータ信号から識別器９７によって
生成される。識別器９７の出力は、必要に応じて電圧増
幅回路（図示せず）によって増幅されるのが一般的であ
る。強度変調された光は光増幅器２９で損失補償され
る。これまでに説明した実施の形態と同様、光増幅器２
９は、数ｍ〜数十ｍの光ファイバで構成されるため環境
温度による伝搬遅延時間変動が無視できない。偏波スク
ランブラ９５に入射した強度変調された光信号は、ＲＦ
増幅器２８から出力されたクロック信号で偏波スクラン
ブルされるが、データ信号Ｄと偏波スクランブル信号Ｓ
の位相関係を一定にしなければならない。偏波スクラン
ブラから出力される光は、光分波器２でその一部が分岐
され、光検出器８で光信号が電気信号に変換される。こ
のとき、偏波スクランブルに伴う強度変化は生じていな
いので、光検出器８で検出される電気信号は、光変調器
３によって印加された強度変調信号から検出される電気
信号と同じ電気信号である。変換された電気信号から、
クロック再生回路９２によって再生クロック信号が再生
される。クロック再生回路９２は、ミキサで構成された
逓倍器９６、バンドパスフィルタ９４及び増幅器、或い
は、リミッタで構成できる。また、クロック再生回路９
２に、フェーズロックループ回路を用いても、同様の効
果が得られる。再生クロック信号と発振器５から出力さ
れた電気的クロック信号は、ミキサ１７で位相比較され
る。ミキサ１７における電気的クロック信号の位相と、
光検出器８で検出した電気信号から再生されたクロック
信号の位相（データ位相）との関係に対応した電圧信号
は、増幅器２１で所定の基準電圧と比較され、誤差信号
を発生する。この誤差信号により位相シフタ４が駆動さ
れ、偏波スクランブラにおけるデータ信号Ｄの位相と偏
波スクランブル信号Ｓの位相が同期することになる。例
えば、図４２に示すように、データ信号Ｄの各ビットの
中心で偏波スクランブル信号Ｓがゼロレベルになるよう
に制御することができる。偏波スクランブル信号Ｓがゼ
ロレベルを交差するときに、偏波をスイッチングするこ
とにより、各ビットの中央において偏波のスイッチング
が行われる。両者の位相関係は、上述の増幅器２１の基
準電圧を変えることで変更することができる。
光信号は、光変調器３で強度変調される。変調フォーマ
ットしてはＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅ
ｒｏ）が一般的である。光変調器３の駆動信号は、発振
器５より出力されるクロック信号とデータ信号入力端子
９８より入力されるデータ信号から識別器９７によって
生成される。識別器９７の出力は、必要に応じて電圧増
幅回路（図示せず）によって増幅されるのが一般的であ
る。強度変調された光は光増幅器２９で損失補償され
る。これまでに説明した実施の形態と同様、光増幅器２
９は、数ｍ〜数十ｍの光ファイバで構成されるため環境
温度による伝搬遅延時間変動が無視できない。偏波スク
ランブラ９５に入射した強度変調された光信号は、ＲＦ
増幅器２８から出力されたクロック信号で偏波スクラン
ブルされるが、データ信号Ｄと偏波スクランブル信号Ｓ
の位相関係を一定にしなければならない。偏波スクラン
ブラから出力される光は、光分波器２でその一部が分岐
され、光検出器８で光信号が電気信号に変換される。こ
のとき、偏波スクランブルに伴う強度変化は生じていな
いので、光検出器８で検出される電気信号は、光変調器
３によって印加された強度変調信号から検出される電気
信号と同じ電気信号である。変換された電気信号から、
クロック再生回路９２によって再生クロック信号が再生
される。クロック再生回路９２は、ミキサで構成された
逓倍器９６、バンドパスフィルタ９４及び増幅器、或い
は、リミッタで構成できる。また、クロック再生回路９
２に、フェーズロックループ回路を用いても、同様の効
果が得られる。再生クロック信号と発振器５から出力さ
れた電気的クロック信号は、ミキサ１７で位相比較され
る。ミキサ１７における電気的クロック信号の位相と、
光検出器８で検出した電気信号から再生されたクロック
信号の位相（データ位相）との関係に対応した電圧信号
は、増幅器２１で所定の基準電圧と比較され、誤差信号
を発生する。この誤差信号により位相シフタ４が駆動さ
れ、偏波スクランブラにおけるデータ信号Ｄの位相と偏
波スクランブル信号Ｓの位相が同期することになる。例
えば、図４２に示すように、データ信号Ｄの各ビットの
中心で偏波スクランブル信号Ｓがゼロレベルになるよう
に制御することができる。偏波スクランブル信号Ｓがゼ
ロレベルを交差するときに、偏波をスイッチングするこ
とにより、各ビットの中央において偏波のスイッチング
が行われる。両者の位相関係は、上述の増幅器２１の基
準電圧を変えることで変更することができる。
【０１０８】ここで、不確定な位相変動を生ずるのは光
増幅器２９であり、それ以外の電気信号の接続線や偏波
スクランブラ出力から光検出器までの光路は十分短いも
のとし、これらの変動は無視できると仮定している。従
って、偏波スクランブラ９５へ入力される光信号を光分
波器２により分岐して光検出器８に入力しても、同様の
効果を得ることができる。もし、これらの変動を無視で
きない場合は、図３５に示したように、加算器１００を
付加してオフセット電圧Ｖを入力するようにしてもよ
い。
増幅器２９であり、それ以外の電気信号の接続線や偏波
スクランブラ出力から光検出器までの光路は十分短いも
のとし、これらの変動は無視できると仮定している。従
って、偏波スクランブラ９５へ入力される光信号を光分
波器２により分岐して光検出器８に入力しても、同様の
効果を得ることができる。もし、これらの変動を無視で
きない場合は、図３５に示したように、加算器１００を
付加してオフセット電圧Ｖを入力するようにしてもよ
い。
【０１０９】
【発明の効果】第１及び第１７の発明に係わる光パルス
位置検出回路及びその方法は、上記のように構成されて
おり、光パルス列を光変調器に入力し、光変調器を駆動
する電気的クロック信号の位相を、光変調器から出力さ
れる光信号強度が最大となるように制御し、光変調器か
ら出力される光信号強度が最大となるときの位相シフト
量を出力するため、光パルスの位置を正確に検出するこ
とができる。
位置検出回路及びその方法は、上記のように構成されて
おり、光パルス列を光変調器に入力し、光変調器を駆動
する電気的クロック信号の位相を、光変調器から出力さ
れる光信号強度が最大となるように制御し、光変調器か
ら出力される光信号強度が最大となるときの位相シフト
量を出力するため、光パルスの位置を正確に検出するこ
とができる。
【０１１０】第２及び第１８の発明に係わる光パルス位
置検出回路及びその方法は、上記のように構成されてお
り、光パルス列を光変調器に入力し、光変調器を駆動す
る電気的クロック信号の位相にディザ信号を重畳し、光
変調器から出力される光信号から抽出したディザ信号成
分と前記電気的クロック信号の位相に重畳したディザ信
号を同期検波し、前記同期検波出力を位相シフタにフィ
ードバックすることで、光変調器から出力される光強度
が最大となるように前記位相シフタの位相シフト量を制
御し、光変調器から出力される光信号強度が最大となる
ときの位相シフト量を出力するため、光パルスの位置を
高精度に検出することができる。
置検出回路及びその方法は、上記のように構成されてお
り、光パルス列を光変調器に入力し、光変調器を駆動す
る電気的クロック信号の位相にディザ信号を重畳し、光
変調器から出力される光信号から抽出したディザ信号成
分と前記電気的クロック信号の位相に重畳したディザ信
号を同期検波し、前記同期検波出力を位相シフタにフィ
ードバックすることで、光変調器から出力される光強度
が最大となるように前記位相シフタの位相シフト量を制
御し、光変調器から出力される光信号強度が最大となる
ときの位相シフト量を出力するため、光パルスの位置を
高精度に検出することができる。
【０１１１】第３の発明に係わる光パルス位置検出回路
は、上記のように構成されており、光パルス列の繰り返
し周期を変化させ、光パルス列繰り返し周期と位相シフ
ト量との関係を演算することによって光パルス列が伝送
路を伝搬する時間を広いダイナミックレンジで検出する
ことができる。
は、上記のように構成されており、光パルス列の繰り返
し周期を変化させ、光パルス列繰り返し周期と位相シフ
ト量との関係を演算することによって光パルス列が伝送
路を伝搬する時間を広いダイナミックレンジで検出する
ことができる。
【０１１２】第４の発明に係わる光パルス位置検出回路
は、上記のように構成されており、光変調器としては半
導体電界吸収型光変調器を用いるため、パルス位置をよ
り高精度に検出することができる。
は、上記のように構成されており、光変調器としては半
導体電界吸収型光変調器を用いるため、パルス位置をよ
り高精度に検出することができる。
【０１１３】第５及び第１９の発明に係わる光パルス発
生装置及びその方法は、上記のように構成されており、
光検出器の出力が最大となるように光信号の位相を変更
するので、位相変更量は、常に最適値となるようにフィ
ードバック制御がかかる。このとき、第１の光変調器と
第２の光変調器が同期して動作するため、パルス幅が短
い光パルスを出力することができる。
生装置及びその方法は、上記のように構成されており、
光検出器の出力が最大となるように光信号の位相を変更
するので、位相変更量は、常に最適値となるようにフィ
ードバック制御がかかる。このとき、第１の光変調器と
第２の光変調器が同期して動作するため、パルス幅が短
い光パルスを出力することができる。
【０１１４】第６及び第２０の発明に係わる光パルス発
生装置及びその方法は、上記のように構成されており、
位相変更量にディザ信号成分を加え、光変調器から出力
される光信号から抽出したディザ信号成分とディザ信号
を同期検波し、前記同期検波出力をフィードバックする
ので、光変調器から出力される光信号強度が最大とな
る。
生装置及びその方法は、上記のように構成されており、
位相変更量にディザ信号成分を加え、光変調器から出力
される光信号から抽出したディザ信号成分とディザ信号
を同期検波し、前記同期検波出力をフィードバックする
ので、光変調器から出力される光信号強度が最大とな
る。
【０１１５】第７の発明に係わる光パルス発生装置は、
上記のように構成されており、位相シフタ制御回路はデ
ィザ信号と位相比較器出力を入力とし、光検出器の出力
が最大となるように第２の光変調器を駆動する信号に位
相シフトを与える位相シフタを制御するので、位相シフ
ト量は常に最適値となるようにフィードバック制御がか
かる。このとき、第１の光変調器と第２の光変調器が同
期して動作するため、パルス幅が短い光パルスを出力す
ることができる。また、第２の光変調器に入力される光
パルス信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように動作
する場合は、出力される光パルスの位相を常に一定とす
ることができる。
上記のように構成されており、位相シフタ制御回路はデ
ィザ信号と位相比較器出力を入力とし、光検出器の出力
が最大となるように第２の光変調器を駆動する信号に位
相シフトを与える位相シフタを制御するので、位相シフ
ト量は常に最適値となるようにフィードバック制御がか
かる。このとき、第１の光変調器と第２の光変調器が同
期して動作するため、パルス幅が短い光パルスを出力す
ることができる。また、第２の光変調器に入力される光
パルス信号の伝搬遅延時間の変動を補償するように動作
する場合は、出力される光パルスの位相を常に一定とす
ることができる。
【０１１６】第８の発明に係わる光パルス発生装置は、
上記のように構成されており、光遅延器制御回路はディ
ザ信号と位相比較器出力を入力とし、光検出器の出力が
最大となるように第２の光変調器に入力される光信号に
遅延を与える光遅延器を制御するので、遅延時間は常に
最適値となるようにフィードバック制御がかかる。この
とき、第１の光変調器と第２の光変調器が同期して動作
するため、パルス幅が短い光パルスを出力することがで
きる。また、第２の光変調器に入力される光パルス信号
の伝搬遅延時間の変動を補償するように動作するため、
出力される光パルスの位相を常に一定とすることができ
る。
上記のように構成されており、光遅延器制御回路はディ
ザ信号と位相比較器出力を入力とし、光検出器の出力が
最大となるように第２の光変調器に入力される光信号に
遅延を与える光遅延器を制御するので、遅延時間は常に
最適値となるようにフィードバック制御がかかる。この
とき、第１の光変調器と第２の光変調器が同期して動作
するため、パルス幅が短い光パルスを出力することがで
きる。また、第２の光変調器に入力される光パルス信号
の伝搬遅延時間の変動を補償するように動作するため、
出力される光パルスの位相を常に一定とすることができ
る。
【０１１７】第９の発明に係わる光パルス発生装置は、
上記のように構成されており、第１又は第２の光変調器
を駆動する信号の位相にディザ信号を重畳し、光検出器
の出力が最大となるように第２の光変調器に入力される
光信号に遅延を与える光遅延器を制御する。ディザ信号
を位相シフタに重畳するため、光遅延器としては応答が
低速であるデバイスを使用することができる。
上記のように構成されており、第１又は第２の光変調器
を駆動する信号の位相にディザ信号を重畳し、光検出器
の出力が最大となるように第２の光変調器に入力される
光信号に遅延を与える光遅延器を制御する。ディザ信号
を位相シフタに重畳するため、光遅延器としては応答が
低速であるデバイスを使用することができる。
【０１１８】第１０の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光変調器には光信号
が往復し、かつ、光変調器に入力される光パルスと光変
調器の駆動信号は同期するために、パルス幅が短い光パ
ルスを出力することができる。この発明では、光変調器
を１台しか必要としないため、構成を簡略化することが
できる。
は、上記のように構成されており、光変調器には光信号
が往復し、かつ、光変調器に入力される光パルスと光変
調器の駆動信号は同期するために、パルス幅が短い光パ
ルスを出力することができる。この発明では、光変調器
を１台しか必要としないため、構成を簡略化することが
できる。
【０１１９】第１１の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、第１の光源と第２の
光源から出力された光信号を同時に短パルス化できるた
め、２波長の光パルスを出力できる。
は、上記のように構成されており、第１の光源と第２の
光源から出力された光信号を同時に短パルス化できるた
め、２波長の光パルスを出力できる。
【０１２０】第１２の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、温度ドリフト検出回
路の出力信号をもとに、予測した遅延時間の変動を補償
するように位相シフタの位相シフト量をフィードフォワ
ード制御することができるため、より高精度にパルス幅
が短い光パルスを出力することができる。また、広い温
度範囲で動作することができる。
は、上記のように構成されており、温度ドリフト検出回
路の出力信号をもとに、予測した遅延時間の変動を補償
するように位相シフタの位相シフト量をフィードフォワ
ード制御することができるため、より高精度にパルス幅
が短い光パルスを出力することができる。また、広い温
度範囲で動作することができる。
【０１２１】第１３の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、波長ドリフト検出回
路の出力信号をもとに、予測した遅延時間の変動を補償
するように位相シフタの位相シフト量をフィードフォワ
ード制御することができるため、より高精度にパルス幅
が短い光パルスを出力することができる。
は、上記のように構成されており、波長ドリフト検出回
路の出力信号をもとに、予測した遅延時間の変動を補償
するように位相シフタの位相シフト量をフィードフォワ
ード制御することができるため、より高精度にパルス幅
が短い光パルスを出力することができる。
【０１２２】第１４の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光変調器としては、
半導体電界吸収型光変調器を用いるために、よりパルス
幅が短い光パルスを出力することができる。
は、上記のように構成されており、光変調器としては、
半導体電界吸収型光変調器を用いるために、よりパルス
幅が短い光パルスを出力することができる。
【０１２３】第１５の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光信号をパラレルに
処理するので、複数の光パルス列を出力することができ
る。
は、上記のように構成されており、光信号をパラレルに
処理するので、複数の光パルス列を出力することができ
る。
【０１２４】第１６の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光信号をシリアルに
処理するので、短パルスの光パルス列を出力することが
できる。
は、上記のように構成されており、光信号をシリアルに
処理するので、短パルスの光パルス列を出力することが
できる。
【０１２５】第２１及び第２７の発明に係わる光パルス
発生装置及びその方法は、上記のように構成されてお
り、第１又は第２の光変調器に入力される光信号から抽
出した再生クロック信号と、第１又は第２の光変調器を
駆動する電気的クロック信号との位相が一致するように
位相制御をする。こうして、高精度に第１の光変調器と
第２の光変調器が同期して動作するため、パルス幅が短
い光パルスを出力することができる。
発生装置及びその方法は、上記のように構成されてお
り、第１又は第２の光変調器に入力される光信号から抽
出した再生クロック信号と、第１又は第２の光変調器を
駆動する電気的クロック信号との位相が一致するように
位相制御をする。こうして、高精度に第１の光変調器と
第２の光変調器が同期して動作するため、パルス幅が短
い光パルスを出力することができる。
【０１２６】第２２及び第２８の発明に係わる光パルス
発生装置及びその方法は、上記のように構成されてお
り、再生クロック信号と電気的クロック信号を位相比較
して遅延時間変動を検出するので、簡単な構成で高精度
の制御回路を実現できる。
発生装置及びその方法は、上記のように構成されてお
り、再生クロック信号と電気的クロック信号を位相比較
して遅延時間変動を検出するので、簡単な構成で高精度
の制御回路を実現できる。
【０１２７】第２３の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、位相シフタ制御回路
は位相比較器出力を入力とし、光変調器を駆動する信号
に位相シフトを与える位相シフタを制御するので、位相
シフト量は常に最適値となるように制御がかかる。
は、上記のように構成されており、位相シフタ制御回路
は位相比較器出力を入力とし、光変調器を駆動する信号
に位相シフトを与える位相シフタを制御するので、位相
シフト量は常に最適値となるように制御がかかる。
【０１２８】第２４の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光遅延器制御回路は
位相比較器出力を入力とし、光変調器に入力される光信
号に遅延を与える光遅延器を制御するので、遅延時間は
常に最適値となるように制御がかかる。
は、上記のように構成されており、光遅延器制御回路は
位相比較器出力を入力とし、光変調器に入力される光信
号に遅延を与える光遅延器を制御するので、遅延時間は
常に最適値となるように制御がかかる。
【０１２９】第２５の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、光変調器をデータ信
号で変調することによって変調された光パルスを出力す
ることができる。
は、上記のように構成されており、光変調器をデータ信
号で変調することによって変調された光パルスを出力す
ることができる。
【０１３０】第２６の発明に係わる光パルス発生装置
は、上記のように構成されており、偏波スクランブラを
駆動する電気的クロック信号の位相をデータ位相と所定
の関係に同期させることができるため、ファイバの分散
や非線形屈折率変化により受信端子で振幅変動が発生し
ても信号の識別に有利なように、アイの開口をより大き
くすることができる。
は、上記のように構成されており、偏波スクランブラを
駆動する電気的クロック信号の位相をデータ位相と所定
の関係に同期させることができるため、ファイバの分散
や非線形屈折率変化により受信端子で振幅変動が発生し
ても信号の識別に有利なように、アイの開口をより大き
くすることができる。
【図１】 本発明の実施の形態１に係わる光パルス位置
検出回路の基本構成を示すブロック図である。
検出回路の基本構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１に係わる光パルス位置
検出回路の位相シフタを示す図である。
検出回路の位相シフタを示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態１に係わる光パルス位置
検出回路の動作説明図である。
検出回路の動作説明図である。
【図４】 本発明の実施の形態１に係わる光パルス位置
検出回路の動作説明図である。
検出回路の動作説明図である。
【図５】 本発明の実施の形態１に係わる光パルス位置
検出回路の動作説明図である。
検出回路の動作説明図である。
【図６】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位置
検出回路の基本構成を示すブロック図である。
検出回路の基本構成を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位置
検出回路の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
検出回路の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
【図８】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位置
検出回路の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
検出回路の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
【図９】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位置
検出回路の位相シフト量が大きい場合の動作説明図であ
る。
検出回路の位相シフト量が大きい場合の動作説明図であ
る。
【図１０】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位
置検出回路の位相シフト量が大きい場合の動作説明図で
ある。
置検出回路の位相シフト量が大きい場合の動作説明図で
ある。
【図１１】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位
置検出回路の位相シフト量が小さい場合の動作説明図で
ある。
置検出回路の位相シフト量が小さい場合の動作説明図で
ある。
【図１２】 本発明の実施の形態２に係わる光パルス位
置検出回路の位相シフト量が小さい場合の動作説明図で
ある。
置検出回路の位相シフト量が小さい場合の動作説明図で
ある。
【図１３】 本発明の実施の形態３に係わる光パルス位
置検出回路の基本構成を示すブロック図である。
置検出回路の基本構成を示すブロック図である。
【図１４】 本発明の実施の形態４に係わる光パルス位
置検出回路の基本構成を示すブロック図である。
置検出回路の基本構成を示すブロック図である。
【図１５】 本発明の実施の形態４に係わる光パルス位
置検出回路の動作説明図である。
置検出回路の動作説明図である。
【図１６】 本発明の実施の形態４に係わる光パルス位
置検出回路の動作説明図である。
置検出回路の動作説明図である。
【図１７】 本発明の実施の形態５に係わる光パルス発
生装置の基本構成を示すブロック図である。
生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図１８】 本発明の実施の形態５に係わる光パルス発
生装置の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
生装置の位相シフト量が最適の場合の動作説明図であ
る。
【図１９】 本発明の実施の形態５に係わる光パルス発
生装置の位相シフト量が大きい場合の動作説明図であ
る。
生装置の位相シフト量が大きい場合の動作説明図であ
る。
【図２０】 本発明の実施の形態６に係わる光パルス発
生装置の位相シフト量が小さい場合の動作説明図であ
る。
生装置の位相シフト量が小さい場合の動作説明図であ
る。
【図２１】 本発明の実施の形態６に係わる光パルス発
生装置の基本構成を示すブロック図である。
生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２２】 本発明の実施の形態７に係わる光パルス発
生装置の基本構成を示すブロック図である。
生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２３】 本発明の実施の形態８に係わる光パルス発
生装置の基本構成を示すブロック図である。
生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２４】 本発明の実施の形態９に係わる光パルス発
生装置の基本構成を示すブロック図である。
生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２５】 本発明の実施の形態１０に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２６】 本発明の実施の形態１１に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２７】 本発明の実施の形態１２に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２８】 本発明の実施の形態１３に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２９】 本発明の実施の形態１４に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３０】 本発明の実施の形態１５に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３１】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３２】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の位相シフト量が小さいと場合の動作説明図で
ある。
発生装置の位相シフト量が小さいと場合の動作説明図で
ある。
【図３３】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の位相シフト量が大きいと場合の動作説明図で
ある。
発生装置の位相シフト量が大きいと場合の動作説明図で
ある。
【図３４】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の位相シフト量が最適な場合の動作説明図であ
る。
発生装置の位相シフト量が最適な場合の動作説明図であ
る。
【図３５】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３６】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３７】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３８】 本発明の実施の形態１６に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図３９】 本発明の実施の形態１７に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４０】 本発明の実施の形態１８に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４１】 本発明の実施の形態１９に係わる光パルス
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
発生装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４２】 本発明の実施の形態１９に係わるデータ信
号Ｄと偏波スクランブル信号Ｓの位相関係を示すブロッ
ク図である。
号Ｄと偏波スクランブル信号Ｓの位相関係を示すブロッ
ク図である。
【図４３】 従来例１を示すブロック図である。
【図４４】 従来例１を説明する図である。
【図４５】 従来例２を示すブロック図である。
【図４６】 従来例３を示すブロック図である。
【図４７】 従来例３を説明する図である。
１ 光パルス列入力端子、２ 光分波器、３ 光変調
器、４ 位相シフタ、５発振器、６ａ，６ｂ 光パワー
メータ、７ 透過率検出部、８ 光検出器、９位相シフ
タ制御回路、１０ 位相シフト量出力端子、１１ ディ
ザ信号発生回路、１２ 位相比較器、１３ 位相シフタ
入力端子、１４ サーキュレータ、１５ 位相シフタ出
力端子、１６ バラクタダイオード、１７ ミキサ、１
８ 増幅器、１９ 低域透過フィルタ、２０ 加算器、
２１ 増幅器、２２ 光パルス列発生光源、２３ 光フ
ァイバ、２４ 光遅延器、２５ 伝搬時間検出回路、２
６ 光源、２７ 光パルス出力端子、２８ ＲＦ増幅
器、２９ 光増幅器、３０変調光出力端子、３１ パル
スパターンジェネレータ、３２ 多重化回路、３３ 光
合波器、３４ 光遅延器制御回路、３５ 偏波合分波
器、３６ 波長検出回路、３７ 基準電圧発生器、３８
波長ドリフト検出回路、３９ 減算器、４０ 温度ド
リフト検出回路、４１ 温度検出回路、４２ 半導体電
界吸収型光変調器、４３ 全光学的光変調器、４４ 光
クロックパルス発生回路、４５ 偏波状態変換器、９０
位相制御回路、９１ 遅延制御回路、９２ クロック
再生回路、９３ａ，９３ｂ リミッタ、９４ バンドパ
スフィルタ、９５ 偏波スクランブラ、９６ 逓倍器、
９７ 識別器、９８ データ入力端子、９９ 位相制御
回路、１００ 加算器、１０１ 遅延制御回路。
器、４ 位相シフタ、５発振器、６ａ，６ｂ 光パワー
メータ、７ 透過率検出部、８ 光検出器、９位相シフ
タ制御回路、１０ 位相シフト量出力端子、１１ ディ
ザ信号発生回路、１２ 位相比較器、１３ 位相シフタ
入力端子、１４ サーキュレータ、１５ 位相シフタ出
力端子、１６ バラクタダイオード、１７ ミキサ、１
８ 増幅器、１９ 低域透過フィルタ、２０ 加算器、
２１ 増幅器、２２ 光パルス列発生光源、２３ 光フ
ァイバ、２４ 光遅延器、２５ 伝搬時間検出回路、２
６ 光源、２７ 光パルス出力端子、２８ ＲＦ増幅
器、２９ 光増幅器、３０変調光出力端子、３１ パル
スパターンジェネレータ、３２ 多重化回路、３３ 光
合波器、３４ 光遅延器制御回路、３５ 偏波合分波
器、３６ 波長検出回路、３７ 基準電圧発生器、３８
波長ドリフト検出回路、３９ 減算器、４０ 温度ド
リフト検出回路、４１ 温度検出回路、４２ 半導体電
界吸収型光変調器、４３ 全光学的光変調器、４４ 光
クロックパルス発生回路、４５ 偏波状態変換器、９０
位相制御回路、９１ 遅延制御回路、９２ クロック
再生回路、９３ａ，９３ｂ リミッタ、９４ バンドパ
スフィルタ、９５ 偏波スクランブラ、９６ 逓倍器、
９７ 識別器、９８ データ入力端子、９９ 位相制御
回路、１００ 加算器、１０１ 遅延制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小宮 剛 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 松下 究 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 北山 忠善 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 鈴木 正敏 東京都新宿区西新宿二丁目三番二号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 多賀 秀徳 東京都新宿区西新宿二丁目三番二号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 山本 周 東京都新宿区西新宿二丁目三番二号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 枝川 登 東京都新宿区西新宿二丁目三番二号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 森田 逸郎 東京都新宿区西新宿二丁目三番二号 国際 電信電話株式会社内
Claims (28)
- 【請求項１】 所定の繰り返し周期を持つ光パルス列を
入力する光パルス列入力端子と、 前記光パルス列の繰り返し周期と同一周波数の電気的ク
ロック信号を出力する発振器と、 前記発振器から出力された電気的クロック信号を入力し
て、電気的クロック信号の位相をシフトして出力する位
相シフタと、 前記位相シフタから出力された電気的クロック信号を入
力するとともに、前記光パルス列入力端子から入力され
る光パルス列を入力して電気的クロック信号に基づいて
光パルス列を変調して光信号を出力する光変調器と、 前記光変調器から出力された光信号を電気信号に変換し
て出力する光検出器と、 前記光検出器の出力を入力し、光検出器の出力が最大と
なるように前記位相シフタの位相シフト量を制御する位
相制御回路と、 前記位相シフタの位相シフト量を出力する位相シフト量
出力端子とを備えたことを特徴とする光パルス位置検出
回路。 - 【請求項２】 前記位相制御回路は、 ディザ信号を出力するディザ信号発生回路と、 前記光検出器の出力と前記ディザ信号発生回路から出力
されるディザ信号とを入力し同期検波して誤差信号を出
力する位相比較器と、 ディザ信号発生回路から出力されるディザ信号と位相比
較器から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前
記位相シフタの位相シフト量を制御する制御信号を出力
する位相シフタ制御回路とを有することを特徴とする請
求項１記載の光パルス位置検出回路。 - 【請求項３】 前記光パルス位置検出回路は、更に、 前記発振器から出力された電気的クロック信号によって
駆動される光パルス列発生光源と、 前記光パルス列発生光源と前記光パルス列入力端子と間
に接続される伝送路とを備え、 前記発振器は、２種類以上の周波数を出力する手段を有
し、 前記位相シフト量出力端子から出力される位相シフト量
を入力して、前記発振器から出力される電気的クロック
信号の周波数に基づいて前記伝送路を光パルスが伝搬す
る時間を検出する伝搬時間検出回路を有することを特徴
とする請求項１ないし請求項２のいずれかに記載の光パ
ルス位置検出回路。 - 【請求項４】 前記光変調器は、半導体電界吸収型光変
調器を使用したことを特徴とする請求項１ないし請求項
３のいずれかに記載の光パルス位置検出回路。 - 【請求項５】 所定波長の光信号を出力する光源と、 所定の周波数の電気的クロック信号を出力する発振器
と、 前記発振器に接続され、前記光信号を電気的クロック信
号で強度変調して出力する第１の光変調器と、 第１の光変調器から出力される光信号を電気的クロック
信号で強度変調して出力する第２の光変調器と、 第２の光変調器に入力される光信号と第２の光変調器か
ら出力される光信号とのいずれか一方を入力して、その
光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波器と、 前記光分波器によって分波された光信号を電気信号に変
換する光検出器と、光信号の位相を変更する位相変更部
と、 前記光検出器の出力を入力し、光検出器の出力が最大と
なるように、前記位相変更部の位相変更量を制御する制
御回路とを備えたことを特徴とする光パルス発生装置。 - 【請求項６】 前記制御回路は、 ディザ信号を出力するディザ信号発生回路と、 前記光検出器の出力と前記ディザ信号発生回路から出力
されるディザ信号とを入力して同期検波して誤差信号を
出力する位相比較器と、 ディザ信号発生回路から出力されるディザ信号と位相比
較器から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、前
記位相変更部の位相変更量を制御する制御信号を出力す
る回路とを有することを特徴とする請求項５記載の光パ
ルス発生装置。 - 【請求項７】 前記位相変更部は、 前記第１の光変調器と第２の光変調器のいずれか一方に
対して、前記発振器から出力された電気的クロック信号
の位相をシフトして出力する位相シフタを備え、 前記制御回路は、 前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相シフタ制
御回路を備えたことを特徴とする請求項５又は請求項６
記載の光パルス発生装置。 - 【請求項８】 前記位相変更部は、 第１の光変調器から出力された光信号を遅延させて第２
の光変調器に出力する光遅延器を備え、 前記制御回路は、 前記光遅延器の遅延量を制御する遅延制御回路とを備え
たことを特徴とする請求項５又は請求項６記載の光パル
ス発生装置。 - 【請求項９】 前記位相変更部は、 前記第１の光変調器と第２の光変調器のいずれか一方に
対して、前記発振器から出力された電気的クロック信号
の位相をシフトして出力する位相シフタと、 第１の光変調器から出力された光信号を遅延させて第２
の光変調器に出力する光遅延器とを備え、 上記制御回路は、前記光遅延器の遅延量を制御する遅延
制御回路を有し、 上記位相シフタは、ディザ信号を入力し、前記発振器か
ら出力された電気的クロック信号の位相をシフトするこ
とを特徴とする請求項５記載の光パルス発生装置。 - 【請求項１０】 上記第１と第２の光変調器を１つの光
変調器で構成し、 前記光源は、第１の偏波状態の光信号を出力し、 前記光パルス発生装置は、更に、 光源と光変調器との間に接続された第１の偏波合分波器
と、 光変調器と光遅延器の間に接続された第２の偏波合分波
器と、 前記光遅延器から出力された光信号を入力して光信号の
偏波状態を変換して第２の偏波合分波器へ出力する偏波
状態変換器とを有し、 前記光分波器は、第２の偏波合分波器と光変調器と第１
の偏波合分波器を経由して、第１の偏波合分波器から出
力される偏波状態を変換された光信号の一部を出力し、
一部を分岐することを特徴とする請求項８記載の光パル
ス発生装置。 - 【請求項１１】 前記光パルス発生装置は、光源とし
て、 第１の波長の光信号を出力する第１の光源と、 第２の波長の光信号を出力する第２の光源とを有し、 第１の光源と第２の光源とに対応して第１と第３の光変
調器を有し、 第１と第３の光変調器から出力された光信号を合波して
第２の光変調器に出力する光合波器とを備えたことを特
徴とする請求項５記載の光パルス発生装置。 - 【請求項１２】 上記光パルス発生装置は、 装置内温度を検出する温度検出回路と、 基準電圧発生器と、 前記温度検出回路の出力信号と前記基準電圧発生器の出
力信号とを入力して位相変更量を補償する補償信号を生
成し、前記制御回路へ出力する温度ドリフト検出回路と
を備えることを特徴とする請求項５ないし請求項１０の
いずれかに記載の光パルス発生装置。 - 【請求項１３】 上記光パルス発生装置は、 前記光源から出力される光信号の波長を検出する波長検
出回路と、 基準電圧発生器と、 前記波長検出回路の出力信号と前記基準電圧発生器の出
力信号とを入力して位相変更量を補償する補償信号を生
成し、前記制御回路へ出力する波長ドリフト検出回路と
を備えることを特徴とする請求項５ないし請求項１０の
いずれかに記載の光パルス発生装置。 - 【請求項１４】 前記光変調器は、半導体電界吸収型光
変調器を使用したことを特徴とする請求項５ないし請求
項１３のいずれかに記載の光パルス発生装置。 - 【請求項１５】 前記第２の光変調器と、 前記位相変更部と、 前記光検出器と、 前記制御回路とを複数セットパラレルに備え、前記第１
の光変調器から出力された光信号を分岐させてパラレル
に処理することを特徴とする請求項５記載の光パルス発
生装置。 - 【請求項１６】 前記第２の光変調器と、 前記位相変更部と、 前記光検出器と、 前記制御回路とを複数セットシリアルに備え、前記第１
の光変調器から出力された光信号を順にシリアルに処理
することを特徴とする請求項５記載の光パルス発生装
置。 - 【請求項１７】 所定の繰り返し周期を持つ光パルス列
を入力する光パルス列入力工程と、 前記光パルス列の繰り返し周期と同一周波数の電気的ク
ロック信号を出力する発振工程と、 前記発振器から出力された電気的クロック信号を入力し
て、電気的クロック信号の位相をシフトして出力する位
相シフト工程と、 前記位相シフト工程から出力された電気的クロック信号
を入力するとともに、前記光パルス列入力工程から入力
される光パルス列を入力して電気的クロック信号に基づ
いて光パルス列を変調して光信号を出力する光変調工程
と、 前記光変調工程から出力された光信号を電気信号に変換
して出力する光検出工程と、 前記光検出工程の出力を入力し、光検出工程の出力が最
大となるように前記位相シフト工程の位相シフト量を制
御する位相制御工程と、 前記位相シフト工程の位相シフト量を出力する位相シフ
ト量出力工程とを備えたことを特徴とする光パルス位置
検出方法。 - 【請求項１８】 前記位相制御工程は、 ディザ信号を出力するディザ信号発生工程と、 前記光検出工程の出力と前記ディザ信号発生工程から出
力されるディザ信号とを入力して同期検波して誤差信号
を出力する位相比較工程と、 ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比
較工程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、
前記位相シフト工程の位相シフト量を制御する制御信号
を出力する位相シフト制御工程とを有することを特徴と
する請求項１７記載の光パルス位置検出方法。 - 【請求項１９】 所定波長の光信号を出力する工程と、 所定の周波数の電気的クロック信号を出力する発振工程
と、 前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力す
る第１の光変調工程と、 第１の光変調工程から出力される光信号を電気的クロッ
ク信号で強度変調して出力する第２の光変調工程と、 第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変調工
程から出力される光信号とのいずれか一方を入力して、
その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波工程
と、 前記光分波工程によって分波された光信号を電気信号に
変換する光検出工程と、 光信号の位相を変更する位相変更工程と、 前記光検出工程の出力を入力し、光検出工程の出力が最
大となるように、前記位相変更工程の位相変更量を制御
する制御工程とを備えたことを特徴とする光パルス発生
方法。 - 【請求項２０】 前記制御工程は、 ディザ信号を出力するディザ信号発生工程と、 前記光検出工程の出力と前記ディザ信号発生工程から出
力されるディザ信号とを入力して同期検波して誤差信号
を出力する位相比較工程と、 ディザ信号発生工程から出力されるディザ信号と位相比
較工程から出力される誤差信号とを入力して重畳させ、
前記位相変更工程の位相変更量を制御する制御信号を出
力する工程とを有することを特徴とする請求項１９記載
の光パルス発生方法。 - 【請求項２１】 所定波長の光信号を出力する光源と、 所定の周波数の電気的クロック信号を出力する発振器
と、 前記発振器に接続され、前記光信号を電気的クロック信
号で強度変調して出力する第１の光変調器と、 第１の光変調器から出力される光信号を電気的クロック
信号で強度変調して出力する第２の光変調器と、 第２の光変調器に入力される光信号と、第２の光変調器
から出力される光信号とのいずれか一方を入力して、そ
の光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波器と、 前記光分波器によって分波された光信号を電気信号に変
換する光検出器と、 光信号の位相を変更する位相変更部と、 前記光検出器から出力される電気信号と発振器から出力
される電気的クロック信号とを入力して電気信号と電気
的クロック信号との位相が一致するように、前記位相変
更部の位相変更量を制御する制御回路とを備えたことを
特徴とする光パルス発生装置。 - 【請求項２２】 前記制御回路は、 前記光検出器から出力される電気信号からクロック信号
を再生するクロック再生回路と、 前記クロック再生回路で再生されたクロック信号と電気
的クロック信号との位相を比較して誤差信号を位相変更
部へ出力する位相比較器とを備えたことを特徴とする請
求項２１記載の光パルス発生装置。 - 【請求項２３】 前記位相変更部は、 前記第１の光変調器と第２の光変調器のいずれか一方に
対して、前記発振器から出力された電気的クロック信号
の位相をシフトして出力する位相シフタを備え、 前記制御回路は、 前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相シフタ制
御回路を備えたことを特徴とする請求項２１又は請求項
２２記載の光パルス発生装置。 - 【請求項２４】 前記位相変更部は、 第１の光変調器から出力された光信号を遅延させて第２
の光変調器に出力する光遅延器を備え、 前記制御回路は、 前記光遅延器の遅延量を制御する遅延制御回路とを備え
たことを特徴とする請求項２１又は請求項２２記載の光
パルス発生装置。 - 【請求項２５】 前記光パルス発生装置は、更に、第１
と第２の光変調器のいずれかに入力される電気的クロッ
ク信号をクロック信号として入力し、データ信号を入力
してクロック信号に同期させたデータ信号を変調信号と
して第１と第２の光変調器のいずれかに出力する変調信
号生成回路を備えたことを特徴とする請求項２１記載の
光パルス発生装置。 - 【請求項２６】 上記第２の変調器は、偏波スクランブ
ラであることを特徴とする請求項２１記載の光パルス発
生装置。 - 【請求項２７】 所定波長の光信号を出力する工程と、 所定の周波数の電気的クロック信号を出力する発振工程
と、 前記光信号を電気的クロック信号で強度変調して出力す
る第１の光変調工程と、 第１の光変調工程から出力される光信号を電気的クロッ
ク信号で強度変調して出力する第２の光変調工程と、 第２の光変調工程に入力される光信号と第２の光変調工
程から出力される光信号とのいずれか一方を入力して、
その光信号の一部を出力し、一部を分岐する光分波工程
と、 前記光分波工程によって分波された光信号を電気信号に
変換する光検出工程と、 光信号の位相を変更する位相変更工程と、 前記光検出工程から出力される電気信号と発振器から出
力される電気的クロック信号とを入力して電気信号と電
気的クロック信号との位相が一致するように、前記位相
変更工程の位相変更量を制御する制御工程とを備えたこ
とを特徴とする光パルス発生方法。 - 【請求項２８】 前記制御工程は、 前記光検出工程から出力される電気信号からクロック信
号を再生するクロック再生工程と、 前記クロック再生工程で再生されたクロック信号と電気
的クロック信号との位相を比較して誤差信号を位相変更
工程へ出力する位相比較工程とを備えたことを特徴とす
る請求項２７記載の光パルス発生方法。
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