WO2005117250A1 - コイル負荷駆動回路及び光ディスク装置 - Google Patents

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Toshiro Okubo
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Rohm Co Ltd
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    • H03K17/663—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to both load terminals each output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor using complementary bipolar transistors

Definitions

  • the present invention relates to a coil load drive circuit that drives a coil load in a positive or negative direction by pulse width modulation (PWM), and an optical disc device that performs focus adjustment, tracking adjustment, and the like using the coil load drive circuit.
  • PWM pulse width modulation
  • the coil load driving circuit 101 is configured such that the input control voltage V is externally input via an input terminal IN, and the input control voltage V
  • Input reference voltage V and output a PWM pulse corresponding to the voltage difference to the first output terminal.
  • the motor 5 By applying a voltage between both terminals of the motor 5 via the OUT1 or the second output terminal OUT2, the motor 5 is driven in the forward or reverse direction.
  • the motor 5 is driven in the forward direction if the first output terminal OUT1 is positive voltage with respect to the second output terminal OUT2, and is driven in the reverse direction if negative voltage.
  • the coil load drive circuit 101 is configured to control the input control voltage V and the input reference voltage.
  • Voltage-current converter 131 that outputs a current proportional to the absolute value of the
  • the PWM comparator 114 outputs a triangular wave signal TRI to the inverting input terminal, compares them, and outputs a PWM signal PW.
  • the voltage V is input to the inverting input terminal, and they are compared.
  • a comparator 115 a switch 116 that switches the output of the PWM signal PW to two paths according to the polarity signal PO, and a motor 5 connected to the two paths of the PWM signal PW, respectively.
  • a first output buffer 111 and a second output buffer 112 for outputting a PWM pulse to both terminals.
  • the above adjustment voltage V is set lower than the lower end voltage TRI of the triangular wave signal TRI.
  • the switch 116 switches to output the PWM signal PW to the second output buffer 112 when the polarity signal PO is at a low level, and outputs the PWM signal PW to the first output buffer 111 when the polarity signal PO is at a high level.
  • the ground potential is output to the other side without outputting the PWM signal PW.
  • the (A) is the input control voltage V
  • (b) is the transfer voltage V and the triangular signal TRI
  • (c) is the PWM signal.
  • the signal PW shows the polarity signal PO
  • (e) shows the PWM pulse of the first output terminal OUT1
  • (f) shows the PWM pulse of the second output terminal OUT2.
  • the pulse width of PW (that is, the high level period) is large.
  • the pulse width of the PWM signal PW gradually becomes smaller. Since the polarity signal PO is at a low level, the PWM signal PW is output from the second output buffer 112 as a PWM pulse. At this time, the first output buffer 111 is fixed at the ground potential. Input control voltage V
  • the PWM signal PW rises and the pulse width of the PWM signal PW gradually increases. Since the polarity signal PO is at a high level, the PWM signal PW is output from the first output buffer 111 as a PWM pulse. At this time, the second output buffer 112 is fixed at the ground potential.
  • the coil load drive circuit 101 determines whether the input control voltage V and the input reference voltage V
  • the adjustment voltage V is higher than the lower end voltage TRI of the triangular wave signal TRI.
  • a dead zone is created between the voltage and the voltage. In this dead zone, the input control voltage V and the input reference voltage V
  • the PW is output from the first and second output buffers 111 and 112.
  • Figure 9 (a) shows the difference between the input control voltage V and the input reference voltage V (horizontal
  • Fig. 9 (b) is a characteristic diagram showing the relationship between the terminal voltage TRI and the input control voltage V and the input base.
  • FIG. 4 is a graph showing input / output characteristics showing the relationship between pressure (output on the vertical axis).
  • the coil load drive circuit 101 maintains the monotonicity of the input / output characteristics by providing the dead zone.
  • Fig. 10 (a) and (b) The figure is shown in Fig. 10 (a) and (b).
  • amplifiers, comparators, voltage-current converters, and the like that compare and output two input voltages have some input offset voltage, but the voltage-current converter 131 in the coil load drive circuit 101
  • the input offset voltage of the polarity comparator 115 is relatively shifted from that of the polarity comparator 115, as shown in Fig. 10 (b)
  • the difference between the input control voltage V and the input reference voltage V is near 0, and the polarity comparator 115 is incorrectly inverted.
  • the adjustment voltage V is
  • the lower end voltage of TRI is set lower than TRI by more than the input offset voltage to provide a dead zone.
  • the following can be considered as an improved coil load driving circuit.
  • the coil load drive circuit 201 inverts the input control voltage V to an inverting input voltage.
  • the input reference voltage V is input to the non-inverting input terminal.
  • One end is connected to each output of the voltage-current converter 231 that outputs a bipolar current, and the other end is connected to the center voltage V of the triangular wave signal TRI output by the oscillator (OSC) 213.
  • the first PWM signal 214 outputs a first PWM signal PW1 to control a first output buffer 211, which will be described later, and the negative output current of the voltage / current converter 231 flows through the bias resistor 233.
  • the generated voltage (the second transmission voltage V) is
  • a second PWM comparator 215 that inputs the angular wave signal TRI to a non-inverting input terminal, compares them, outputs a second PWM signal PW2, and controls a second output buffer 212 described later, A first output buffer 211 connected to the subsequent stage of the PWM comparator 214 to output a PWM pulse to one terminal of the motor 5, and a PWM pulse output to the other terminal of the motor 5 connected to the second stage of the second PWM comparator 215 And a second output buffer 212.
  • the operation of the coil load drive circuit 201 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
  • the figure shows the waveforms that occur in each part when the input control voltage V is increased linearly.
  • (A) is the input control voltage V
  • (b) is the first and second transfer voltages V, V and the triangular wave
  • the signal TRI, (c) is the PWM pulse of the first output terminal OUT1 (that is, the first PWM signal PWl), and (d) is the PWM pulse of the second output terminal OUT2 (that is, the second PWM signal PW2). Is shown.
  • the difference is larger than the voltage V, the first transfer voltage V becomes higher and the first PWM signal becomes higher.
  • the pulse width of signal PW1 (that is, the high level period) is small.
  • the pulse width of PWl gradually increases, and the second transmission voltage V increases to increase the second PWM
  • the pulse width of the signal PW2 gradually decreases.
  • These first and second PWM signals PW1 and PW2 are output as PWM pulses for PWM driving the motor 5 from the first and second output buffers 211 and 212, respectively. Therefore, the input control voltage V is
  • the pulse width of the second PWM signal PW2 (that is, high level period)
  • the second PWM signal PW2 is larger than the second PWM signal PW2, a period in which a positive voltage is applied between both terminals of the motor 5 is generated, so that the motor 5 rotates in the positive direction and the input control voltage V increases.
  • the coil load drive circuit 201 includes the input control voltage V and the input reference voltage V
  • the second transfer voltage V that increases and decreases while maintaining monotonicity and linearity with the first PWM signal PW1
  • the second PWM signal PW2 corresponding to TR2 is output from the first and second output buffers 211 and 212 as a PWM pulse for driving the motor 5. Since the coil load drive circuit 201 does not use a circuit for determining the polarity as in the polarity comparator 115 of the coil load drive circuit 101, the coil load drive circuit 201 is monotonic or near the point where the input control voltage V and the input reference voltage V become equal.
  • the input / output characteristics can be obtained as shown in the characteristic diagrams of Figs. 13 (a) and 13 (b), where the linearity is not lost.
  • Patent Document 1 JP 2003-164194 A
  • an output buffer that drives a coil load such as a motor and outputs a PWM pulse is a main source of radiation noise having a large current output capability.
  • the coil load drive circuit 201 which can be considered as a circuit that ensures the input / output characteristics of the motor, can obtain the input / output characteristics while maintaining the monotonicity and the linearity, but outputs the PWM pulses at both ends of the motor. Since both output buffers are constantly switched, radiation noise increases compared to the coil load drive circuit 101. Especially when the motor is stationary The coil load drive circuit 101 does not output a PWM pulse, but the coil load drive circuit 201 outputs a PWM pulse with a duty of 50% to both terminals of the motor. When used for focus adjustment or tracking adjustment of an optical disk device, the normal state is a state in which the motor is stationary, and even in this case, radiation noise is always generated due to switching of the output buffer. Not much! / ,.
  • FIG. 14 shows an example of the optical disk device.
  • the focus adjustment coil load drive circuit 511 and the tracking adjustment coil load drive circuit 512 included in the servo circuit 501 are connected to the focus adjustment coil load 513 and the tracking adjustment coil load 514 included in the optical pickup 502. Drive.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to obtain input / output characteristics that maintain monotonicity and linearity, and to stop a motor or the like as a coil load when a motor or the like is stationary. It is an object of the present invention to provide a coil load drive circuit that can suppress the generation of radiation noise when the power supply is in a state.
  • a coil load driving circuit applies a PWM pulse between both terminals of a coil load according to a difference between an input control voltage and an input reference voltage.
  • a first transmission voltage that increases and decreases around the voltage and a second transmission voltage that increases and decreases inversely to the first transmission voltage around the center voltage of the triangular wave signal output from the oscillator A transmission voltage generation circuit, a first PWM comparator that compares a first transmission voltage with the triangular wave signal and outputs a first PWM signal, and a second comparison circuit that compares a second transmission voltage with the triangular wave signal.
  • a second PWM comparator that outputs two PWM signals The logical product signal of the exclusive-OR signal of the first and second PWM signals and the first PWM signal, and the logical product of the exclusive-OR signal of the first and second PWM signals and the second PWM signal
  • An output PWM pulse synthesizing circuit that outputs a product signal; and a first output that outputs a PWM pulse to one terminal of the coil load under the control of an AND signal of the exclusive OR signal and the first PWM signal.
  • a buffer, the exclusive-OR signal and a second PWM signal And a second output cuffer that outputs a PWM pulse to the other terminal of the coil load under the control of a logical product signal of the output signal.
  • the transmission voltage generation circuit desirably includes a voltage-current converter that outputs a current having both positive and negative polarities in proportion to a difference between the input control voltage and the input reference voltage, and one end of the voltage-current converter. And two bias resistors each having the other output and the other end connected to the center voltage of the triangular wave signal. A voltage generated at one end of each of the bias resistors is provided by a first or second transmission voltage. And
  • the transmission voltage generation circuit desirably includes a first inversion amplifier that inverts and outputs the input control voltage with reference to the input reference voltage, and a second inversion amplifier that further inverts and outputs the output.
  • the center voltage of the triangular wave signal is made equal to the input reference voltage
  • the output of the first inversion amplifier is a first transmission voltage
  • the output of the second inversion amplifier is a second transmission voltage.
  • the coil load drive circuit desirably outputs a ground potential to both terminals of the motor during a period other than the pulse period of the PWM pulse.
  • An optical disc device includes the above-described coil load driving circuit, and a coil load driven by the coil load driving circuit and performing focus adjustment or tracking adjustment.
  • the coil load driving circuit uses the output PWM pulse synthesizing circuit to use the exclusive OR signal of the first and second PWM signals as a PWM pulse to shift one or the other of the coil load. Output to only those terminals, it is possible to obtain input / output characteristics that maintain monotonicity and linearity, and to suppress the generation of radiated noise when the motor or the like as a coil load is stationary. .
  • the optical disk device using the coil load drive circuit can perform stable operation because radiation noise is suppressed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a coil load drive circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a waveform chart showing waveforms generated in respective parts of the above.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a coil load drive circuit according to another preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a regenerative current flowing through a motor.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a coil load drive circuit according to still another preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a waveform chart showing waveforms generated in respective parts of the above.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional coil load drive circuit.
  • FIG. 8 is a waveform chart showing waveforms generated in respective parts of the above.
  • FIG. 9 is a graph showing the characteristics of the above, where (a) is a characteristic diagram of a transmission voltage, and (b) is an input / output characteristic diagram showing a DC voltage between both terminals of the motor.
  • FIG. 10 is a graph showing characteristics to be compared with the above characteristics.
  • (A) is a characteristic diagram of a transmission voltage
  • (b) is an input / output characteristic diagram showing a DC voltage between both terminals of a motor. .
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a coil load drive circuit that can be considered to improve a conventional problem.
  • FIG. 12 is a waveform chart showing waveforms generated in respective parts of the above.
  • FIG. 13 shows the same characteristics as above, (a) is a characteristic diagram of the first and second transmission voltages, and (b) is an input / output characteristic diagram showing a DC voltage between both terminals of the motor. It is.
  • FIG. 14 is a block diagram of a general optical disk device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a coil load drive circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
  • This coil load driving circuit 1 is connected to an input control voltage V via an external input terminal IN and an input control voltage V via an input terminal REF.
  • the input reference voltage V is input, and a PWM pulse corresponding to the voltage difference is output to the first output terminal O
  • the motor 5 By applying a voltage between both terminals of the motor 5 as a coil load via the UT1 or the second output terminal OUT2, the motor 5 is driven in the positive or negative direction, that is, in the forward or reverse rotation direction.
  • the motor 5 is driven in the forward direction if the first output terminal OUT1 is positive voltage with respect to the second output terminal OUT2, and is driven in the reverse direction if negative voltage.
  • the rotating motor is described as a coil load.
  • the force coil load is not limited to this, and may be a linear or curvilinear one (such as an actuator).
  • the coil load drive circuit 1 includes an input control voltage V and an input reference voltage V
  • the first transmission voltage V that increases or decreases around the center voltage V of the triangular wave signal TRI output from the oscillator (OSC) 13 according to the difference, and the center voltage V of the triangular wave signal TRI
  • the first transmission voltage V and the second transmission voltage V that increases and decreases in reverse
  • the transmission voltage generation circuit 17 and the first transmission voltage V are inverted input terminals and the triangular wave signal TRI
  • a first PWM comparator 14 that inputs to the non-inverting input terminal, compares them, and outputs the first PWM signal PW1, and a second transmission voltage V is supplied to the inverting input terminal and the triangular wave signal TRI.
  • An output PWM pulse synthesizing circuit 16 that outputs a logical product signal of and and a logical product signal of the exclusive-or signal EX and the first PWM signal PW1 are controlled to output a PWM pulse to one terminal of the motor 5.
  • the transmission voltage generation circuit 17 converts the input control voltage V into an inverted input terminal
  • the voltage-to-current change 31 indicates that the input control voltage V is higher than the input reference
  • the voltage (second transmission voltage V) generated in the bias resistor 33 is the center voltage V
  • the output PWM pulse synthesizing circuit 16 includes an EOR circuit 21 that outputs an exclusive OR (Exclusive OR) signal EX of the first and second PWM signals PW1 and PW2; An AND circuit 22 that outputs an AND signal of the PWM signal PW1 and an AND circuit 23 that outputs an AND signal of the exclusive OR signal EX and the second PWM signal PW2. Composed. Therefore, the AND signal output from the AND circuit 22 is input to the first output, and the AND signal output from the AND circuit 23 is input to the second output buffer 12.
  • the operation of the coil load drive circuit 1 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
  • the figure shows the waveforms that occur in each section when the input control voltage V is increased linearly.
  • the pulse width (that is, high-level period) of the PWM signal PW1 of 1 is small.
  • the second transmission voltage V is lower than the pulse width of the second PWM signal PW2 (that is, the high level period).
  • the pulse width of the PWM signal PW1 gradually increases, and the second transmission voltage V increases.
  • the pulse width of the second PWM signal PW2 gradually decreases
  • the exclusive OR signal EX is output when the input control voltage V is lower than the input reference voltage V.
  • the pulse widths of the two pulses coincide with each other with a duty ratio of 50%, the pulse width becomes zero.
  • a PWM pulse is output to the first and second output terminals OUTl and OUT2 only on the side of the first and second PWM signals PWl and PW2 having a larger pulse width. That is, when the input control voltage V is lower than the input reference voltage V, the second output terminal OUT2
  • a pulse is output, and the second output terminal OUT2 is fixed to the ground potential. At this time, Motor 5 rotates in the forward direction. Then, the input control voltage V is equal to the input reference voltage V.
  • the first and second output terminals OUTl and OUT2 are both fixed to the ground potential, and the motor 5 stops. Note that the difference between the input control voltage V and the input reference voltage V increases.
  • the pulse width of the PWM pulse output from the first output terminal OUT1 or the second output terminal OUT2 increases, and the torque for driving the motor 5 increases.
  • the coil load drive circuit 1 includes the input control voltage V and the input reference voltage V
  • the first transfer voltage V increases and decreases while maintaining monotonicity and linearity according to the difference
  • This coil load drive circuit 1 has an input control voltage V equal to the input reference voltage V.
  • both the first and second output terminals OUT1 and OUT2 are fixed to the ground potential and do not output PWM pulses, so the first and second output buffers 11, 12 are generated by switching. Radiation noise can be suppressed.
  • the coil load drive circuit 2 replaces the transfer voltage generation circuit 17 in the coil load drive circuit 1 with the transfer voltage generation circuit 27, and also controls the center voltage V of the triangular wave signal TRI. With the input reference voltage V.
  • This transmission voltage generation circuit 2
  • a first inverting amplifier 33 for inverting and outputting the output and a second inverting amplifier 34 for further inverting and outputting the output are provided. Then, the output of the first inverting amplifier 33 becomes the first transmission voltage V and the second
  • the output of the TR1 inverting amplifier 34 becomes the second transmission voltage V.
  • the waveform is similar to that of FIG.
  • This coil load drive circuit 2 inputs the center voltage V
  • the coil load driving circuits 1 and 2 described above are connected to both terminals of the motor 5 during the pulse period (high level period) of the PWM pulse output from the first output terminal OUT1 or the second output terminal OUT2. A voltage is applied between them, and a current flows in the direction of the voltage. During a period other than the pulse period (low-level period), no voltage is applied between both terminals of the motor 5 because both terminals of the motor 5 are fixed to the ground potential. Since the current tends to continue to flow due to its nature, a so-called regenerative current flows. As shown in FIG. 4, the output transistors on the power supply voltage V side of the first and second output buffers 11 and 12 are
  • the star l la, 12a is a P-type MOS transistor and the ground potential side output transistor l lb, 12b is an SN type MOS transistor, it is not a pulse period when a PWM pulse is output from the first output terminal OUT1 During the period (low-level period), the regenerative current I flows from the output transistor l ib of the first output buffer 11 to the output transistor 12 b of the second output buffer 12 through the motor 5.
  • an N-type MOS transistor has a lower on-resistance than a P-type MOS transistor, so that when a regenerative current flows through the N-type MOS transistor, power consumption is lower than in the case of a P-type MOS transistor.
  • the coil load driving circuits 1 and 2 are more advantageous in terms of power consumption than the coil load driving circuit 201 in which a regenerative current may flow through both the N-type MOS transistor and the P-type MOS transistor.
  • the N-type MOS transistor is replaced with an NPN-type bipolar transistor and the P-type MOS transistor is replaced with a PNP-type bipolar transistor.
  • the fixed potential of the output from the first output terminal OUT1 or the second output terminal OUT2 is the ground potential in terms of power consumption.
  • this it is also possible to modify this to be the power supply voltage V.
  • the coil load drive circuit 3 shown in the circuit diagram of FIG. 5 changes the polarities of the input terminals of the first and second PWM comparators 14 and 15 in the coil load drive circuit 1 and exchanges the output PWM pulse synthesis circuit 16 with each other.
  • the output PWM pulse synthesizing circuit 26 in which inverters 31 and 32 for inverting the outputs of the ND circuits 22 and 23 are added is replaced.
  • the pulse width of the PWM pulse output from the first output terminal OUT1 is controlled by the input control. When the voltage V rises linearly, the voltage gradually increases, and the input control voltage V
  • the coil load drive circuit 3 suppresses radiation noise generated by switching of the first and second output buffers 11, 12 when the motor 5 is stationary. Will be possible. Further, the coil load drive circuit 2 can be similarly deformed.
  • the coil load drive circuit can suppress generation of radiation noise.
  • an optical disc device including the coil load driving circuit and a coil load driven by the coil load and performing focus adjustment, tracking adjustment, and the like can perform stable operation because radiation noise is suppressed. it can.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above, and various design changes can be made within the scope of the matters described in the claims.
  • the same operation can be performed by simultaneously changing the polarities of the voltage-current converter 17 of the coil load drive circuit 1 and the input terminals of the first and second PWM comparators 14 and 15.
  • the output PWM pulse synthesizing circuit 16 (or 26) can of course have various logic circuit configurations to synthesize the same output.

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Abstract

　モータが静止している場合に輻射ノイズの発生を抑制することができるコイル負荷駆動回路を提供する。このコイル負荷駆動回路１は、モータ５の両端子にＰＷＭパルスを出力する出力バッファ１１、１２と、入力制御電圧ＶＩＮと入力基準電圧ＶＲＥＦの差に比例する伝達電圧ＶＴＲ１、ＶＴＲ２を出力する伝達電圧生成回路１７と、伝達電圧ＶＴＲ１、ＶＴＲ２に対応するＰＷＭ信号ＰＷ１、ＰＷ２を出力するＰＷＭコンパレータ１４、１５と、ＰＷＭ信号ＰＷ１、ＰＷ２の排他的論理和信号ＥＸとＰＷＭ信号ＰＷ１との論理積信号により出力バッファ１１を制御し、排他的論理和信号ＥＸとＰＷＭ信号ＰＷ２との論理積信号により出力バッファ１２を制御する出力ＰＷＭパルス合成回路１６と、を備える。

Description

明 細 書
コイル負荷駆動回路及び光ディスク装置
技術分野
[0001] 本発明は、パルス幅変調 (PWM)により正又は負方向にコイル負荷を駆動するコィ ル負荷駆動回路、及びそれによりフォーカス調整やトラッキング調整などを行う光ディ スク装置に関するものである。
背景技術
[0002] この種のコイル負荷駆動回路として、極性信号によりコイル負荷としてのモータの正 又は逆の回転方向を制御するとともに、 PWM信号によりモータのトルクを制御するも の（例えば特許文献 1)が知られており、その一例を図 7に示す。このコイル負荷駆動 回路 101は、外部から入力端子 INを介して入力制御電圧 V 、入力端子 REFを介し
IN
て入力基準電圧 V を入力し、その電圧差に応じた PWMパルスを第 1の出力端子
REF
OUT1又は第 2の出力端子 OUT2を介してモータ 5の両端子間に印加することによ り、モータ 5を正転又は逆転方向に駆動する。ここで、モータ 5は、第 1の出力端子 O UT1が第 2の出力端子 OUT2に対して正電圧ならば正転方向に、負電圧ならば逆 転方向に駆動される。
[0003] さらに詳しくは、このコイル負荷駆動回路 101は、入力制御電圧 V と入力基準電
IN
圧 V の差の絶対値に比例する電流を出力する電圧電流変換器 131と、一端が電
REF
圧電流変換器 131の出力、他端が所定電圧の調整電圧 V に接続されるバイアス
ADJ
用抵抗 132と、電圧電流変換器 131の出力電流をバイアス用抵抗 118に流すこと〖こ より発生する電圧 (伝達電圧 V )を非反転入力端子、発振器 (OSC) 113が出力す
TR
る三角波信号 TRIを反転入力端子に入力し、それらを比較して PWM信号 PWを出 力する PWMコンパレータ 114と、入力制御電圧 V を非反転入力端子、入力基準電
IN
圧 V を反転入力端子に入力し、それらを比較してその大小結果、すなわち入力制
REF
御電圧 V の入力基準電圧 V に対する極性を示す極性信号 POを出力する極性
IN REF
コンパレータ 115と、極性信号 POに従って PWM信号 PWの出力を 2つの経路に切 り換えるスィッチ 116と、 PWM信号 PWの 2つの経路にそれぞれ接続されてモータ 5 の両端子に PWMパルスを出力する第 1及び第 2の出力バッファ 111、 112と、を備 える。上記した調整電圧 V は、三角波信号 TRIの下端電圧 TRI よりも低く設定
ADJ LOW
してある。ここで、スィッチ 116は、極性信号 POがローレベルであると PWM信号 PW を第 2の出力バッファ 112へ、ハイレベルであると PWM信号 PWを第 1の出力バッフ ァ 111へ出力するよう切り換えるとともに、 PWM信号 PWを出力しな 、方には接地電 位を出力するようにしている。
[0004] このコイル負荷駆動回路 101の動作を図 8の波形図に基づいて説明する。同図は 入力制御電圧 V を直線的に上昇させた場合に各部に生じる波形を示したものであ
IN
る。（a)は入力制御電圧 V 、（b)は伝達電圧 V と三角波信号 TRI、（c)は PWM信
IN TR
号 PW、（d)は極性信号 PO、（e)は第 1の出力端子 OUTlの PWMパルス、 （f )は第 2の出力端子 OUT2の PWMパルスを示している。この波形図から明らかなように、入 力制御電圧 V と入力基準電圧 V の差が大きい程伝達電圧 V は高ぐ PWM信
IN REF TR
号 PWのパルス幅（すなわちハイレベル期間）は大き 、。入力制御電圧 V が入力基
IN
準電圧 V よりも低い場合、入力制御電圧 V が上昇すると、伝達電圧 V は下降し
REF IN TR
て PWM信号 PWのパルス幅は徐々〖こ小さくなる。その PWM信号 PWは、極性信号 POがローレベルであるから、第 2の出力バッファ 112から PWMパルスとして出力さ れる。このとき、第 1の出力バッファ 111は接地電位に固定される。入力制御電圧 V
IN
が入力基準電圧 V よりも高い場合、入力制御電圧 V が上昇すると、伝達電圧 V
REF IN TR
は上昇して PWM信号 PWのパルス幅は徐々〖こ大きくなる。その PWM信号 PWは、 極性信号 POがハイレベルであるから、第 1の出力バッファ 111から PWMパルスとし て出力される。このとき、第 2の出力バッファ 112は接地電位に固定される。
[0005] このように、コイル負荷駆動回路 101は、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V の
IN REF
差に応じたパルス幅の PWMパルスを第 1の出力バッファ 111又は第 2の出力バッフ ァ 112から出力することで、モータ 5を駆動するトルクを制御する。また、入力制御電 圧 V の入力基準電圧 V に対する極性に応じて PWMパルスを出力する第 1の出
IN REF
力バッファ 111又は第 2の出力バッファ 112を切り換えることで、モータ 5の正又は逆 の回転方向を制御する。
[0006] ここで、調整電圧 V は、前述のように、三角波信号 TRIの下端電圧 TRI よりも
ADJ LOW 低く設定されているので、三角波信号 TRIの下端電圧 TRI と伝達電圧 V の最低
LOW TR
電圧との間に不感帯ができる。この不感帯では、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V
IN
の差の絶対値が所定値以内では第 1及び第 2の出力バッファ 111、 112から PW
REF
Mパルスが出力されない。図 9 (a)は入力制御電圧 V と入力基準電圧 V の差 (横
IN REF
軸の INPUT)に対する伝達電圧 V 及び三角波信号 TRIの上端電圧 TRI '下
TR HIGH
端電圧 TRI の関係を示した特性図であり、図 9 (b)は入力制御電圧 V と入力基
LOW IN
準電圧 V の差 (横軸の INPUT)に対するモータ 5の両端子間の DC電圧（平均電
REF
圧）（縦軸の OUTPUT)の関係を示した入出力の特性図である。図 9 (b)に示すよう に、コイル負荷駆動回路 101はこの不感帯を設けることにより入出力特性の単調性を 維持している。今仮に、不感帯を設けない場合、すなわち、三角波信号 TRIの下端 電圧 TRI と伝達電圧 V の最低電圧とを一致させた場合を想定すると、その特性
LOW TR
図は図 10 (a)、 （b)に示すものとなる。一般に、入力する 2個の電圧を比較して出力 するような増幅器、コンパレータ及び電圧電流変換器などは多少の入力オフセット電 圧を持つが、コイル負荷駆動回路 101にお ヽて電圧電流変換器 131と極性コンパレ ータ 115の入力オフセット電圧が相対的にずれると、図 10 (b)に示すように、入力制 御電圧 V と入力基準電圧 V の差が 0付近で、極性コンパレータ 115が誤反転し
IN REF
て入出力特性の単調性が崩れる場合がある。このため、調整電圧 V を三角波信号
ADJ
TRIの下端電圧 TRI より入力オフセット電圧分以上に低く設定して不感帯が設け
LOW
られているのである。
[0007] このように、不感帯が設けられたコイル負荷駆動回路 101は、図 9 (b)に示すように 、入出力特性の単調性は維持されている。し力しながら、入力制御電圧 V と入力基
IN
準電圧 V の差の小さ 、部分では線形性 (リニアリティ）が保たれて ヽな 、。これを改
REF
善するコイル負荷駆動回路として以下のようにすることが考えられる。
[0008] このコイル負荷駆動回路 201は、図 11に示すように、入力制御電圧 V を反転入力
IN
端子、入力基準電圧 V を非反転入力端子に入力し、それらの差に比例して正負
REF
両極性の電流を出力する電圧電流変換器 231と、一端が電圧電流変換器 231のそ れぞれの出力、他端が発振器 (OSC) 213が出力する三角波信号 TRIの中心電圧 V に接続された 2個のバイアス用抵抗 232、 233と、電圧電流変^ ^231の正極性
CEN の出力電流をバイアス用抵抗 232に流すことにより発生する電圧 (第 1の伝達電圧 V
T
)を反転入力端子、三角波信号 TRIを非反転入力端子に入力し、それらを比較し
R1
て第 1の PWM信号 PW1を出力して後述の第 1の出力バッファ 211を制御する第 1の PWMコンパレータ 214と、電圧電流変換器 231の負極性の出力電流をバイアス用 抵抗 233に流すことにより発生する電圧 (第 2の伝達電圧 V )を反転入力端子、三
TR2
角波信号 TRIを非反転入力端子に入力し、それらを比較して第 2の PWM信号 PW2 を出力して後述の第 2の出力バッファ 212を制御する第 2の PWMコンパレータ 215と 、第 1の PWMコンパレータ 214の後段に接続されモータ 5の一方の端子に PWMパ ルスを出力する第 1出力バッファ 211と、第 2の PWMコンパレータ 215の後段に接続 されモータ 5の他方の端子に PWMパルスを出力する第 2の出力バッファ 212と、を 備える。
このコイル負荷駆動回路 201の動作を図 12の波形図に基づいて説明する。同図 は入力制御電圧 V を直線的に上昇させた場合に各部に生じる波形を示したもので
IN
ある。（a)は入力制御電圧 V 、（b)は第 1及び第 2の伝達電圧 V 、V と三角波
IN TRI TR2
信号 TRI、 (c)は第 1の出力端子 OUT1の PWMパルス（すなわち第 1の PWM信号 PWl)、 (d)は第 2の出力端子 OUT2の PWMパルス（すなわち第 2の PWM信号 P W2)を示している。この波形図から明らかなように、入力制御電圧 V が入力基準電
IN
圧 V よりも低くその差が大きい場合、第 1の伝達電圧 V は高ぐ第 1の PWM信
REF TR1
号 PW1のパルス幅（すなわちハイレベル期間）は小さい。一方、第 2の伝達電圧 V
TR2 は低ぐ第 2の PWM信号 PW2のパルス幅（すなわちハイレベル期間）は大きい。入 力制御電圧 V が上昇していくと、第 1の伝達電圧 V は下降して第 1の PWM信号
IN TRI
PWlのパルス幅は徐々〖こ大きくなり、第 2の伝達電圧 V は上昇して第 2の PWM
TR2
信号 PW2のパルス幅は徐々〖こ小さくなる。これらの第 1及び第 2の PWM信号 PW1、 PW2はそれぞれ第 1及び第 2の出力バッファ 211、 212からモータ 5を PWM駆動す るための PWMパルスとして出力される。従って、入力制御電圧 V が入力基準電圧
IN
V よりも低!、場合、第 2の PWM信号 PW2のパルス幅（すなわちハイレベル期間）
REF
は第 1の PWM信号 PW1よりも大きいため、モータ 5の両端子間には負電圧が印加さ れる期間ができるのでモータ 5は逆方向に回転し、入力制御電圧 V が上昇するに 従い負電圧が印加される期間が短くなるのでモータ 5のトルクは小さくなる。入力制御 電圧 V が入力基準電圧 V よりも高い場合、第 1の PWM信号 PW1のパルス幅は
IN REF
第 2の PWM信号 PW2よりも大きいため、モータ 5の両端子間には正電圧が印加され る期間ができるのでモータ 5は正方向に回転し、入力制御電圧 V が上昇するに従
IN
い正電圧が印加される期間が長くなるのでモータ 5のトルクは大きくなる。
[0010] このように、このコイル負荷駆動回路 201は、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V
IN RE
との差に従 ヽ、単調性及び線形性を保って増減する第 1の伝達電圧 V に対応す
F TR1
る第 1の PWM信号 PW1と単調性及び線形性を保って増減する第 2の伝達電圧 V
TR2 に対応する第 2の PWM信号 PW2とがモータ 5を駆動する PWMパルスとして第 1及 び第 2の出力バッファ 211、 212から出力される。このコイル負荷駆動回路 201は、コ ィル負荷駆動回路 101の極性コンパレータ 115のように極性を判定するものを用い ていないので、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V が等しくなる付近で単調性又
IN REF
は線形性が崩れることはなぐ図 13 (a)、（b)の特性図に示すような入出力の特性を 得ることができる。
[0011] 特許文献 1 :特開 2003— 164194号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0012] ところで、一般に、 PWMパルスを用いた装置では、そのスイッチングにより発生す る輻射ノイズが多いため、他の信号へのクロストーク等の影響などが問題となる。従つ て、輻射ノイズを多く発生させる発生源では、できるだけ輻射ノイズを減少させるよう 対策が取られるべきである。コイル負荷駆動回路においては、モータなどのコイル負 荷を駆動して PWMパルスを出力する出力バッファは電流出力能力が大きぐ輻射ノ ィズの主な発生源となって ヽる。
[0013] 上記した入力制御電圧 V と入力基準電圧 V の差の小さい部分での線形性 (リ
IN REF
-ァリティ）をも確保するものとして考えられるコイル負荷駆動回路 201は、確かに単 調性及び線形性を維持した入出力の特性を得ることができるものの、モータの両端 子の PWMパルスを出力する出力バッファが共に常時スイッチングするため、コイル 負荷駆動回路 101に比べ輻射ノイズが多くなる。特に、モータが静止している状態で は、コイル負荷駆動回路 101は PWMパルスを出力しないが、コイル負荷駆動回路 2 01はモータの両端子にデューティ 50%の PWMパルスを出力する。光ディスク装置 のフォーカス調整やトラッキング調整などに用いられる場合、通常の状態はモータが 静止している状態であり、この場合でも、常に出力バッファのスイッチングにより輻射ノ ィズが発生することとなって望まし 、ものではな!/、。
[0014] なお、図 14に光ディスク装置の一例を示す。この光ディスク装置において、サーボ 回路 501に含まれるフォーカス調整用コイル負荷駆動回路 511とトラッキング調整用 コイル負荷駆動回路 512が、光ピックアップ 502に含まれるフォーカス調整用コイル 負荷 513とトラッキング調整用コイル負荷 514を駆動する。
[0015] 本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、単調性及び線形性 を維持した入出力の特性を得ることができると共にコイル負荷としてのモータなどが 静止している場合に輻射ノイズの発生を抑制することができるコイル負荷駆動回路を 提供することにある。
課題を解決するための手段
[0016] 上記目的を達成するために、本発明の望ましい実施形態に係るコイル負荷駆動回 路は、入力制御電圧と入力基準電圧との差に応じた PWMパルスをコイル負荷の両 端子間に印加することにより、コイル負荷を正又は負方向に駆動するコイル負荷駆動 回路であって、前記入力制御電圧と前記入力基準電圧を入力してその差に応じ、発 振器が出力する三角波信号の中心電圧を中心にして増減する第 1の伝達電圧と、発 振器が出力する三角波信号の中心電圧を中心にして第 1の伝達電圧と逆に増減す る第 2の伝達電圧と、を出力する伝達電圧生成回路と、第 1の伝達電圧を前記三角 波信号と比較して第 1の PWM信号を出力する第 1の PWMコンパレータと、第 2の伝 達電圧を前記三角波信号と比較して第 2の PWM信号を出力する第 2の PWMコン パレータと、第 1及び第 2の PWM信号の排他的論理和信号と第 1の PWM信号との 論理積信号と、第 1及び第 2の PWM信号の排他的論理和信号と第 2の PWM信号と の論理積信号とを出力する出力 PWMパルス合成回路と、前記排他的論理和信号と 第 1の PWM信号との論理積信号により制御されてコイル負荷の一方の端子に PWM パルスを出力する第 1の出力バッファと、前記排他的論理和信号と第 2の PWM信号 との論理積信号により制御されてコイル負荷の他方の端子に PWMパルスを出力す る第 2の出カノくッファと、を備えてなる。
[0017] 前記伝達電圧生成回路は、望ましくは、前記入力制御電圧と前記入力基準電圧の 差に比例して正負両極性の電流を出力する電圧電流変換器と、一端が電圧電流変 換器のそれぞれの出力、他端が前記三角波信号の中心電圧に接続された 2個のバ ィァス用抵抗と、を備え、バイアス用抵抗のそれぞれの一端に発生する電圧を第 1又 は第 2の伝達電圧とする。
[0018] 或いは、前記伝達電圧生成回路は、望ましくは、前記入力制御電圧を前記入力基 準電圧を基準に反転出力する第 1の反転アンプと、その出力を更に反転出力する第 2の反転アンプと、を備え、前記三角波信号の中心電圧を前記入力基準電圧に一致 させ、第 1の反転アンプの出力を第 1の伝達電圧、第 2の反転アンプの出力を第 2の 伝達電圧とする。
[0019] このコイル負荷駆動回路は、望ましくは、 PWMパルスのパルス期間でない期間に はモータの両端子に接地電位を出力する。
[0020] 本発明の望ましい他の実施形態に係る光ディスク装置は、上述のコイル負荷駆動 回路と、コイル負荷駆動回路により駆動され、フォーカス調整又はトラッキング調整を 行うコイル負荷と、を備えてなる。 発明の効果
[0021] 本発明によれば、コイル負荷駆動回路は、出力 PWMパルス合成回路により第 1及 び第 2の PWM信号の排他的論理和信号を PWMパルスとしてコイル負荷の一方又 は他方の 、ずれかの端子にだけ出力するので、単調性及び線形性を維持した入出 力の特性を得ることができると共にコイル負荷としてのモータなどが静止している場合 に輻射ノイズの発生を抑制することができる。また、このコイル負荷駆動回路を用いた 光ディスク装置は、輻射ノイズが抑制されているので、安定した動作を行うことができ る。
図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明の望ましい実施形態に係るコイル負荷駆動回路の回路図である。
[図 2]同上の各部に生じる波形を示した波形図である。 [図 3]本発明の望ましい別の実施形態に係るコイル負荷駆動回路の回路図である。
[図 4]モータに流れる回生電流を説明する説明図である。
[図 5]本発明の望ましい更に別の実施形態に係るコイル負荷駆動回路の回路図であ る。
[図 6]同上の各部に生じる波形を示した波形図である。
[図 7]従来のコイル負荷駆動回路の回路図である。
[図 8]同上の各部に生じる波形を示した波形図である。
[図 9]同上の特性を示すもので、（a)は伝達電圧の特性図、（b)はモータの両端子間 の DC電圧を示した入出力の特性図である。
[図 10]同上の特性と比較する特性を示すもので、 （a)は伝達電圧の特性図、（b)はモ ータの両端子間の DC電圧を示した入出力の特性図である。
[図 11]従来の課題を改善するべく考えられるコイル負荷駆動回路の回路図である。
[図 12]同上の各部に生じる波形を示した波形図である。
[図 13]同上の特性を示すもので、 （a)は第 1及び第 2の伝達電圧の特性図、（b)はモ ータの両端子間の DC電圧を示した入出力の特性図である。
[図 14]一般的な光ディスク装置のブロック図である。
符号の説明
1、2、3 コイル負荷駆動回路
5 モータ
11 第 1の出力バッファ
12 第 2の出力バッファ
13 発振器
14 第 1の PWMコンパレータ
15 第 2の PWMコンパレータ
16 出力 PWMパルス合成回路
17 伝達電圧生成回路
21 EOR回路
V 入力制御電圧 V 入力基準電圧
REF
V 第 1の伝達電圧
TR1
V 第 2の伝達電圧
TR2
TRI 三角波信号
V 三角波信号 TRIの中心電圧
CEN
PW1 第 1の PWM信号
PW2 第 2の PWM信号
EX 第 1及び第 2の PWM信号の排他的論理和信号
発明を実施するための最良の形態
[0024] 以下、本発明の最良の実施形態を図面を参照しながら説明する。図 1は本発明の 望ま 、実施形態に係るコイル負荷駆動回路の回路図である。このコイル負荷駆動 回路 1は、外部カゝら入力端子 INを介して入力制御電圧 V 、入力端子 REFを介して
IN
入力基準電圧 V を入力し、その電圧差に応じた PWMパルスを第 1の出力端子 O
REF
UT1又は第 2の出力端子 OUT2を介してコイル負荷としてのモータ 5の両端子間に 印加することにより、モータ 5を正又は負方向に、すなわち正転又は逆転方向に駆動 する。ここで、モータ 5は、第 1の出力端子 OUT1が第 2の出力端子 OUT2に対して 正電圧ならば正転方向に、負電圧ならば逆転方向に駆動される。なお、本実施形態 では回転するモータをコイル負荷として説明している力 コイル負荷はこれに限定さ れず直線又は曲線運動をするもの（ァクチユエータ等)でも構わない。
[0025] さらに詳しくは、コイル負荷駆動回路 1は、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V
IN REF
を入力してその差に応じ、発振器 (OSC) 13が出力する三角波信号 TRIの中心電圧 V を中心にして増減する第 1の伝達電圧 V と、三角波信号 TRIの中心電圧 V
CEN TRI CE
を中心にして第 1の伝達電圧 V と逆に増減する第 2の伝達電圧 V とを出力する
N TRI TR2
伝達電圧生成回路 17と、第 1の伝達電圧 V を反転入力端子、三角波信号 TRIを
TR1
非反転入力端子に入力し、それらを比較して第 1の PWM信号 PW1を出力する第 1 の PWMコンパレータ 14と、第 2の伝達電圧 V を反転入力端子、三角波信号 TRI
TR2
を非反転入力端子に入力し、それらを比較して第 2の PWM信号 PW2を出力する第 2の PWMコンパレータ 15と、第 1及び第 2の PWM信号 PW1、 PW2の排他的論理 和（Exclusive OR)信号 EXと第 1の PWM信号 PW1との論理積 (AND)信号と、第 1及 び第 2の PWM信号 PW1、 PW2の排他的論理和信号 EXと第 2の PWM信号 PW2と の論理積信号とを出力する出力 PWMパルス合成回路 16と、排他的論理和信号 EX と第 1の PWM信号 PW1との論理積信号により制御されてモータ 5の一方の端子に P WMパルスを出力する第 1出力バッファ 11と、排他的論理和信号 EXと第 2の PWM 信号 PW2との論理積信号により制御されてモータ 5の他方の端子に PWMパルスを 出力する第 2の出力バッファ 12と、を備える。
[0026] 伝達電圧生成回路 17は、入力制御電圧 V を反転入力端子、入力基準電圧 V
IN REF
を非反転入力端子に入力し、その電圧差に比例して正負両極性の電流を出力する 電圧電流変換器 31と、一端が電圧電流変換器 31の正極性の電流を出力する端子 、他端が三角波信号 TRIの中心電圧 V に接続されるバイアス用抵抗 32と、一端
CEN
が電圧電流変換器 31の負極性の電流を出力する端子、他端が三角波信号 TRIの 中心電圧 V に接続されるバイアス用抵抗 33と、から構成される。そして、電圧電流
CEN
変 31の正極性の出力電流をバイアス用抵抗 32に流すことによりその一端に発 生する電圧が第 1の伝達電圧 V となり、電圧電流変換器 31の負極性の出力電流
TR1
をバイアス用抵抗 33に流すことによりその一端に発生する電圧が第 2の伝達電圧 V
T
となる。また、電圧電流変 31は、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも
R2 IN REF 低いと、バイアス用抵抗 32に発生する電圧 (第 1の伝達電圧 V )が中心電圧 V
TRI CEN
を基準に正になるように正極性の電流を、バイアス用抵抗 33に発生する電圧 (第 2の 伝達電圧 V )が中心電圧 V を基準に負になるように負極性の電流を出力する。
TR2 CEN
逆に、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも高いと、ノ ィァス用抵抗 32に発
IN REF
生する電圧 (第 1の伝達電圧 V )が中心電圧 V を基準に負になるように正極性
TRI CEN
の電流を、バイアス用抵抗 33に発生する電圧 (第 2の伝達電圧 V )が中心電圧 V
TR2 C を基準に正になるように負極性の電流を出力する。
EN
[0027] 出力 PWMパルス合成回路 16は、第 1及び第 2の PWM信号 PW1、 PW2の排他 的論理和（Exclusive OR)信号 EXを出力する EOR回路 21と、排他的論理和信号 E Xと第 1の PWM信号 PW1との論理積信号を出力する AND回路 22と、排他的論理 和信号 EXと第 2の PWM信号 PW2との論理積信号を出力する AND回路 23と、から 構成される。従って、 AND回路 22が出力する論理積信号は第 1の出力 に入力され、 AND回路 23が出力する論理積信号は第 2の出力バッファ 12に入力さ れる。
[0028] このコイル負荷駆動回路 1の動作を図 2の波形図に基づいて説明する。同図は入 力制御電圧 V を直線的に上昇させた場合に各部に生じる波形を示したものである。
IN
(a)は入力制御電圧 V 、（b)は第 1及び第 2の伝達電圧 V 、V と三角波信号 T
IN TR1 TR2
RI、（c)は第 1の PWM信号 PW1、（d)は第 2の PWM信号 PW2、（e)は排他的論理 和信号 EX、（f)は第 1の出力端子 OUTlの PWMパルス、 （g)は第 2の出力端子 OU T2の PWMパルスを示している。この波形図から明らかなように、入力制御電圧 V
IN
が入力基準電圧 V よりも低くその差が大きい場合、第 1の伝達電圧 V は高ぐ第
REF TR1
1の PWM信号 PW1のパルス幅（すなわちハイレベル期間）は小さい。一方、第 2の 伝達電圧 V は低ぐ第 2の PWM信号 PW2のパルス幅（すなわちハイレベル期間）
TR2
は大きい。入力制御電圧 V が上昇していくと、第 1の伝達電圧 V は下降して第 1
IN TR1
の PWM信号 PW1のパルス幅は徐々〖こ大きくなり、第 2の伝達電圧 V は上昇して
TR2
第 2の PWM信号 PW2のパルス幅は徐々に小さくなる
[0029] 排他的論理和信号 EXは、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも低い場合
IN REF
、入力制御電圧 V が上昇するに従いパルス幅は徐々に小さくなる。入力制御電圧
IN
V が入力基準電圧 V に等しくなつたとき、第 1及び第 2の PWM信号 PW1、 PW2
IN REF
のパルス幅は共にデューティ比 50%となって一致するので、そのパルス幅は 0になる 。そして、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも高い場合、入力制御電圧 V
IN REF IN
が上昇するに従いパルス幅は徐々に大きくなる。
[0030] また、第 1及び第 2の出力端子 OUTl、 OUT2には、第 1及び第 2の PWM信号 P Wl、 PW2のうちパルス幅が大きい側にだけ PWMパルスが出力される。すなわち、 入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも低い場合は、第 2の出力端子 OUT2か
IN REF
ら PWMパルスが出力され、かつ第 1の出力端子 OUT1は PWMパルスが出力され ないので接地電位に固定される。このとき、モータ 5は逆方向に回転する。入力制御 電圧 V が入力基準電圧 V よりも高い場合は、第 1の出力端子 OUT1から PWM
IN REF
パルスが出力され、かつ第 2の出力端子 OUT2は接地電位に固定される。このとき、 モータ 5は正方向に回転する。そして、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V に等
IN REF
しいときは、第 1及び第 2の出力端子 OUTl、 OUT2は共に接地電位に固定され、 モータ 5は静止する。なお、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V の差が大きくなる
IN REF
に従って、第 1の出力端子 OUT1又は第 2の出力端子 OUT2から出力される PWM パルスのパルス幅が大きくなりモータ 5を駆動するトルクは大きくなる。
[0031] このように、このコイル負荷駆動回路 1は、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V と
IN REF
の差に従 ヽ、単調性及び線形性を維持して増減する第 1の伝達電圧 V に対応す
TR1
る第 1の PWM信号 PW1と、単調性及び線形性を維持して増減する第 2の伝達電圧 V に対応する第 2の PWM信号 PW2と、の排他的論理和、すなわち差の絶対値が
TR2
PWMパルスとしてモータ 5の一方又は他方のいずれかの端子にだけ出力される。こ のコイル負荷駆動回路 1は、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V が等しくなる付
IN REF
近で単調性又は線形性が崩れることはなぐ背景技術において説明したコイル負荷 駆動回路 201と同様に、図 13 (a)、（b)の特性図に示すような入出力の特性を得るこ とができるうえに、入力制御電圧 V と入力基準電圧 V が等しい、すなわちモータ 5
IN REF
が静止している状態では、第 1及び第 2の出力端子 OUTl、 OUT2は共に接地電位 に固定され、 PWMパルスを出力しないので、第 1及び第 2の出力バッファ 11、 12の スイッチングにより発生する輻射ノイズを抑制することが可能になる。
[0032] 次に、本発明の望ましい別の実施形態であるコイル負荷駆動回路を説明する。この コイル負荷駆動回路 2は、図 3の回路図に示すように、コイル負荷駆動回路 1におけ る伝達電圧生成回路 17を伝達電圧生成回路 27に換え、また、三角波信号 TRIの中 心電圧 V を入力基準電圧 V に一致させたものである。この伝達電圧生成回路 2
CEN REF
7は、入力端子 INの入力制御電圧 V を入力端子 REFの入力基準電圧 V を基準
IN REF
に反転出力する第 1の反転アンプ 33とその出力を更に反転出力する第 2の反転アン プ 34とを備える。そして、第 1の反転アンプ 33の出力が第 1の伝達電圧 V 、第 2の
TR1 反転アンプ 34の出力が第 2の伝達電圧 V となる。コイル負荷駆動回路 2の動作は
TR2
前述の図 2と同様の波形となる。このコイル負荷駆動回路 2は、中心電圧 V を入力
CEN
基準電圧 V に一致させて三角波信号 TRIを発生させる必要があるが、電圧電流
REF
変換器に比べて回路規模の小さな 2個の反転アンプ 33、 34を用いているので全体 の回路規模の縮小を図ることができる。
[0033] なお、以上説明したコイル負荷駆動回路 1及び 2は、第 1の出力端子 OUT1又は第 2の出力端子 OUT2から出力される PWMパルスのパルス期間（ハイレベル期間）に モータ 5の両端子間に電圧が印加され、その電圧の方向に電流が流れる。パルス期 間でない期間（ローレベル期間）にはモータ 5の両端子は接地電位に固定されている のでモータ 5の両端子間には電圧は印加されないが、この期間にはモータ 5の誘導 性の性質によって電流が流れ続けようとするため、いわゆる回生電流が流れる。図 4 に示すように、第 1及び第 2の出力バッファ 11、 12の電源電圧 V 側の出カトランジ
cc
スタ l la、 12aが P型 MOSトランジスタ、接地電位側の出力トランジスタ l lb、 12b力 S N型 MOSトランジスタである場合、第 1の出力端子 OUT1から PWMパルスが出力さ れているとき、パルス期間でない期間（ローレベル期間）には第 1の出力バッファ 11の 出力トランジスタ l ibからモータ 5を通って第 2の出力バッファ 12の出力トランジスタ 1 2bに回生電流 Iが流れる。一般に、 N型 MOSトランジスタは P型 MOSトランジスタよ りもオン抵抗は小さ 、ので、 N型 MOSトランジスタに回生電流を流すようにすると P型 MOSトランジスタの場合よりも電力消費は少なくなる。従って、コイル負荷駆動回路 1 及び 2は、 N型 MOSトランジスタと P型 MOSトランジスタの両方に回生電流が流れる 場合がある上記コイル負荷駆動回路 201に比べると、電力消費の面でも有利になる 。 N型 MOSトランジスタを NPN型バイポーラトランジスタ、 P型 MOSトランジスタを P NP型バイポーラトランジスタに置き換えた構成である場合も同様である。
[0034] よって、コイル負荷駆動回路 1及び 2のように、第 1の出力端子 OUT1又は第 2の出 力端子 OUT2からの出力のうち固定される電位は接地電位であるのが電力消費の 面では望ましいが、これを電源電圧 V とするように変形することも可能である。以下
CC
、本発明の望ましい更に別の実施形態としてこれを説明する。図 5の回路図に示すコ ィル負荷駆動回路 3は、コイル負荷駆動回路 1における第 1及び第 2の PWMコンパ レータ 14、 15の入力端子の極性を互いに換え、出力 PWMパルス合成回路 16を A ND回路 22、 23の出力を反転するインバータ 31、 32を追加した出力 PWMパルス合 成回路 26に換えたものである。このコイル負荷駆動回路 3では、図 6の波形図に示す ように、第 1の出力端子 OUT1から出力される PWMパルスのパルス幅は、入力制御 電圧 V を直線的に上昇させると徐々に大きくなり、入力制御電圧 V が入力基準電
IN IN
圧 V に等しいかそれよりも高いと電源電圧 V に固定される。一方、第 2の出力端
REF CC
子 OUT2から出力される PWMパルスのパルス幅は、入力制御電圧 V を直線的に
IN
上昇させた場合、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも低いか等しいと電源
IN REF
電圧 V に固定され、入力制御電圧 V が入力基準電圧 V よりも高いところで徐々
CC IN REF
に小さくなる。コイル負荷駆動回路 3は、コイル負荷駆動回路 1と同様に、モータ 5が 静止して 、る状態で第 1及び第 2の出力バッファ 11、 12のスイッチングにより発生す る輻射ノイズを抑制することが可能になる。また、コイル負荷駆動回路 2も同様にして 変形することができる。
[0035] このように、以上説明した本発明の望ましい実施形態であるコイル負荷駆動回路は 輻射ノイズの発生を抑制することが可能となる。また、このコイル負荷駆動回路と、そ れにより駆動され、フォーカス調整やトラッキング調整などを行うコイル負荷と、を備え る光ディスク装置は、輻射ノイズが抑制されているので、安定した動作を行うことがで きる。
[0036] なお、本発明は、実施形態に記載したものに限られることなぐ特許請求の範囲に 記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。例えば、コイル負荷 駆動回路 1の電圧電流変換器 17と第 1及び第 2の PWMコンパレータ 14、 15の入力 端子の極性を同時に換えても同様の動作が可能である。また、出力 PWMパルス合 成回路 16 (又は 26)は、同様の出力を合成するのに様々な論理回路構成が可能で あるのは勿論である。

Claims

請求の範囲
[1] 入力制御電圧と入力基準電圧との差に応じた PWMパルスをコイル負荷の両端子 間に印加することにより、コイル負荷を正又は負方向に駆動するコイル負荷駆動回路 であって、
前記入力制御電圧と前記入力基準電圧を入力してその差に応じ、発振器が出力 する三角波信号の中心電圧を中心にして増減する第 1の伝達電圧と、発振器が出力 する三角波信号の中心電圧を中心にして第 1の伝達電圧と逆に増減する第 2の伝達 電圧と、を出力する伝達電圧生成回路と、
第 1の伝達電圧を前記三角波信号と比較して第 1の PWM信号を出力する第 1の P WMコンパレータと、
第 2の伝達電圧を前記三角波信号と比較して第 2の PWM信号を出力する第 2の P WMコンパレータと、
第 1及び第 2の PWM信号の排他的論理和信号と第 1の PWM信号との論理積信 号と、第 1及び第 2の PWM信号の排他的論理和信号と第 2の PWM信号との論理積 信号とを出力する出力 PWMパルス合成回路と、
前記排他的論理和信号と第 1の PWM信号との論理積信号により制御されてコイル 負荷の一方の端子に PWMパルスを出力する第 1の出力バッファと、
前記排他的論理和信号と第 2の PWM信号との論理積信号により制御されてコイル 負荷の他方の端子に PWMパルスを出力する第 2の出力バッファと、
を備えてなることを特徴とするコイル負荷駆動回路。
[2] 請求項 1のコイル負荷駆動回路において、
前記伝達電圧生成回路は、前記入力制御電圧と前記入力基準電圧の差に比例し て正負両極性の電流を出力する電圧電流変換器と、一端が電圧電流変換器のそれ ぞれの出力、他端が前記三角波信号の中心電圧に接続された 2個のバイアス用抵 杭と、を備え、
ノ ィァス用抵抗のそれぞれの一端に発生する電圧を第 1又は第 2の伝達電圧とす ることを特徴とするコイル負荷駆動回路。
[3] 請求項 1のコイル負荷駆動回路において、 前記伝達電圧生成回路は、前記入力制御電圧を前記入力基準電圧を基準に反転 出力する第 1の反転アンプと、その出力を更に反転出力する第 2の反転アンプと、を 備え、
前記三角波信号の中心電圧を前記入力基準電圧に一致させ、第 1の反転アンプ の出力を第 1の伝達電圧、第 2の反転アンプの出力を第 2の伝達電圧とすることを特 徴とするコイル負荷駆動回路。
[4] 請求項 1乃至 3のいずれかのコイル負荷駆動回路において、
PWMパルスのパルス期間でない期間にはモータの両端子に接地電位を出力する ことを特徴とするコイル負荷駆動回路。
[5] 請求項 1乃至 4のいずれかのコイル負荷駆動回路と、
コイル負荷駆動回路により駆動され、フォーカス調整又はトラッキング調整を行うコ ィル負荷と、
を備えてなることを特徴とする光ディスク装置。
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