WO2005096489A1 - 交流電動機の減速方法及びインバータ装置 - Google Patents

交流電動機の減速方法及びインバータ装置 Download PDF

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WO2005096489A1
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voltage
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predetermined value
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Hideaki Iura
Kazuhiko Hiramatsu
Mitsujiro Sawamura
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Yaskawa Electric Corp
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Yaskawa Electric Corp
Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
    • H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
    • H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an AC motor
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a method of reducing the speed of an AC motor by increasing the loss in the AC motor in an inverter device for decelerating the AC motor.
  • the present invention relates to an AC motor deceleration method and apparatus for preventing the inverter device from abnormally stopping due to the problem described above and preventing the AC motor from burning.
  • FIG. 13 is a block diagram of a conventional inverter device, in which a commercial power supply is converted to DC by a rectifier 101, and the rectified voltage is smoothed by a capacitor 102, and the inverter 103 Give to.
  • the semiconductor elements are sequentially switched according to a signal described later to generate an alternating current, and this alternating current output is supplied to an alternating current motor 104 for driving.
  • the inverter unit 103 includes, for example, six transistors 201 to 206 and six diodes 207 to 212 as semiconductor switching elements.
  • 111 is a frequency setting device, which inputs the output signal Sa to the acceleration / deceleration limiting circuit 120.
  • the acceleration / deceleration limiting circuit 120 outputs a first output signal Sb supplied to the voltage control circuit 121 and the voltage / frequency conversion circuit 114, and a second output signal supplied only to the voltage control circuit 121 to indicate that the deceleration operation is being performed. Voltage control by Sb
  • the gain of the road 121 is increased, and the terminal voltage of the AC motor 104 is increased.
  • the voltage-frequency conversion circuit 114 is an analog-to-digital conversion circuit, and outputs a pulse Sd having a frequency fd proportional to the voltage Vb of the input signal Sb. Then, the output signal Sc of the voltage control circuit 113 and the output pulse fd of the voltage-frequency conversion circuit 114 are provided to the modulation circuit 115.
  • the modulation circuit 115 applies a control pulse to each of the transistors 201 to 206 of the inverter 103 via the base drive circuit 116 to perform pulse width modulation control. On the other hand, the output voltage of the inverter 103 is controlled by the pulse width of the control pulse.
  • the pulse width of the control pulse is determined by the output voltage Vc of the voltage control circuit 121. Therefore, the base drive circuit 116 to which a control pulse is given from the modulation circuit 115 outputs a base voltage and a base current suitable for the characteristics of the transistors 201 to 206 in response to the control pulse to perform switching control.
  • the output of the inverter 103 allows the AC motor to be operated by the variable frequency power supply.
  • the output signal of the setter 118 for setting a predetermined upper limit value of the terminal voltage of the capacitor 102 is supplied to a comparator 119 having a hysteresis characteristic, thereby monitoring the terminal voltage of the capacitor 102.
  • the comparator 119 When the terminal voltage of the capacitor 2 exceeds a predetermined upper limit value during braking, the comparator 119 generates an output signal V.
  • Acceleration / deceleration limiting circuit 120 is a frequency setting device 1
  • the AC motor 104 follows the set voltage of 11 with a predetermined gradient change rate.
  • the amplification factor of the voltage control circuit 121 is increased.
  • the pulse width of the control pulse output from modulation circuit 115 is increased, and thereby the voltage applied to AC motor 104 is increased. It has been proposed that the AC motor 104 increases its terminal voltage to increase iron loss and copper loss, thereby being able to decelerate in a short time.
  • the switching output is calculated by a function that always provides the same output voltage with respect to the DC voltage detected by the DC detection circuit.
  • An inverter device that calculates a switching output by a function of a DC voltage value has been proposed. (For example, refer to Patent Document 2.)
  • FIG. 14 is a block diagram showing a conventional inverter device.
  • 301 is a converter circuit that is a rectifier circuit that converts an AC voltage of an AC power supply 307 to a DC voltage
  • 302 is a smoothing capacitor that smoothes the DC voltage of the converter circuit 301
  • 303 is a switching element that is turned on at a predetermined timing.
  • the inverter circuit When turned off, the inverter circuit is an inverse conversion circuit that converts the DC voltage of the smoothing capacitor 302 to an AC voltage of a predetermined frequency
  • 304 is a microcomputer that controls the inverter circuit 303 by PWM
  • 305 is the switching of the inverter circuit 303
  • 306 is a DC voltage detection circuit that detects the DC voltage of the smoothing capacitor 302
  • 350 is a converter circuit 301—
  • This is an inverter device including a current-voltage detection circuit 306.
  • Reference numeral 308 denotes an induction motor driven by the AC voltage of the inverter circuit 303.
  • Reference numeral 400 denotes an operation command device for issuing an operation command for the inverter device 350.
  • the operation command device includes a microcomputer 421 and a key which is an input unit to the microcomputer. With the sheet 422 and the display 423, it is possible to set forward, reverse, and stop operation commands and output frequency operation commands in the inverter device 350.
  • Reference numeral 314 denotes a microcomputer that performs PWM control of the inverter circuit 303, and is a switching output operation circuit 315 that calculates a switching output signal at the time of an operation command other than deceleration and at the time of a deceleration operation command, and a forward rotation set by the operation command device 400.
  • a RAM 316 for storing operation commands for reverse rotation, stop, and output frequency.
  • a normal rotation operation command is input from the operation command device 400, and then an operation command of the output frequency is input to start the operation (step Sl).
  • the microcomputer 421 determines whether or not the stopping force is present by checking whether the stop flag is set on the microcomputer 421 of the operation command device 400 (step S12).
  • the microcomputer 314 reads an operation command of the output frequency set to the predetermined frequency (step S13), and when it is determined that the operation is stopped, the microcomputer 314 outputs 0 Hz.
  • the frequency command is read (Step S14).
  • the deceleration flag is set on the microcomputer 421 of the operation command device 400, and the microcomputer 314 determines whether the deceleration force is present or not by looking at the deceleration flag (step S15). If it is determined that the vehicle is not decelerating, the microcomputer 314 reads the DC voltage detected by the DC voltage detection circuit 306 (step S16), so that the output voltage always becomes a set value for the DC voltage.
  • the switching output is calculated using a simple function, that is, a function such that the output voltage is always the same with respect to the DC voltage (step S18), the switching output is output to the base amplifier 305, and the switching element of the inverter circuit 303 is supplied to the PWM signal.
  • a function that always provides the same output voltage with respect to the detected DC voltage is an operation that corrects the output voltage with respect to a change in the DC voltage so that the output voltage does not fluctuate with respect to a change in the DC voltage. Means the function to be performed.
  • the output voltage of the inverter circuit 303 during deceleration becomes the set value if the DC voltage is the rated value, but is set in proportion to the DC voltage when the DC voltage is increased by the regenerative power of the induction motor 8. Value rises.
  • the output voltage of the inverter circuit 303 becomes a predetermined output voltage even if the power supply voltage of the AC power supply 307 fluctuates.
  • the switching output signal is calculated using a function with a rated value of 283 V, which is a DC voltage value that is lower than the actual value even if the voltage rises.
  • the switching element of the inverter circuit 303 is driven in the same manner as the function of the rated DC voltage value of the AC power supply 307 regardless of the change in the DC voltage, so that the output voltage increases in proportion to the increase in the DC voltage.
  • the function of the DC voltage value of the AC power supply 307 at the rated time means that the switching at the rated input voltage of the AC power supply 307 is performed even if the DC voltage fluctuates, and the operation of correcting the output voltage is not performed. Means the function.
  • Patent Document 1 JP-A-58-165695
  • Patent Document 2 JP-A-5-219771
  • the terminal voltage of the AC motor 104 is increased by increasing the amplification factor of the voltage control circuit 121 during the deceleration operation, and the iron loss and the copper loss are shortened by increasing the calorie. It has been proposed that time can be decelerated. In addition, during deceleration operation, even if the DC voltage rises due to regenerative power, the DC voltage value is lower than the actual value. It has been proposed that the exciting current to the induction motor 308 increases, and the loss in the windings of the induction motor 308 increases, so that the deceleration ability can be increased. I have.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and monitors the current flowing in the AC motor when the AC motor is driven in the overexcitation state at the time of deceleration, so that the current flowing in the AC motor reaches a predetermined value. Once reached, the over-excitation state force returns to the normal magnetic flux state, so that the current flowing through the AC motor does not increase anymore, thereby decelerating the AC motor without failure and shortening the deceleration time. It is an object of the present invention to provide a method and a device capable of performing such operations.
  • the present invention is as follows.
  • the invention according to claim 1 is an AC motor using a voltage-type inverter having a built-in voltage correction unit that corrects a given voltage command using a DC bus voltage detection value that has been passed through a first-order lag filter.
  • the time constant of the first-order lag filter during deceleration was made larger than the time constant in the normal control state to decelerate in the overexcitation state.
  • the method for reducing the speed of an AC motor according to the first aspect when a detected value of a current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the method according to the magnitude of the current is performed. Then, the time constant of the first-order lag filter is shortened, and the time constant is returned to the time constant in the normal control state.
  • the invention according to claim 4 is the method for decelerating an AC motor according to claim 1, wherein when the detected value of the q-axis current flowing through the AC motor becomes equal to or more than a predetermined value, the method according to the magnitude of the q-axis current is performed. Therefore, a procedure was adopted in which the time constant of the first-order lag filter was shortened and returned to the time constant in the normal control state.
  • the invention according to claim 5 provides a voltage-type inverter device having a built-in voltage correction unit that corrects a given voltage command using a value obtained by passing a DC bus voltage detection value through a first-order lag filter.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant of the normal control state to decelerate in the overexcitation state.
  • the invention according to claim 6 is the inverter device according to claim 5, wherein when the detected value of the current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the first-order lag is determined according to the magnitude of the current.
  • the time constant of the filter is shortened and returned to the time constant in the normal control state.
  • the invention according to claim 7 is the inverter device according to claim 5, wherein when a detected value of the d-axis current flowing through the AC motor is equal to or more than a predetermined value, the value of the d-axis current is increased.
  • the time constant of the first-order lag filter is shortened to return to the time constant in the normal control state.
  • the invention according to claim 8 is the inverter device according to claim 5, wherein when the detected value of the q-axis current flowing through the AC motor is equal to or more than a predetermined value, the q-axis current is changed according to the magnitude of the q-axis current.
  • the time constant of the first-order lag filter is shortened to return to the time constant in the normal control state.
  • a multiplied gain is set to a given voltage command at the time of deceleration so that an over-excitation state is obtained.
  • the detected value of the current that decelerates and flows through the AC motor is equal to or greater than a first predetermined value.
  • the gain is reduced in accordance with the magnitude of the current, and when the gain is equal to or more than the second predetermined value, the gain is returned to 1, thereby taking the following procedure.
  • the invention according to claim 10 is a method of driving an AC motor by a voltage-source inverter, wherein during deceleration, a given voltage command is multiplied by a set gain to decelerate in an over-excitation state, When the detected value of the d-axis current flowing in the AC motor is equal to or more than a first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is returned to 1. Was taken.
  • the invention according to claim 11 is a method of driving an AC motor by a voltage-source inverter, wherein during deceleration, a given voltage command is multiplied by a set gain to decelerate in an over-excitation state, When the detected value of the q-axis current flowing in the AC motor is equal to or more than a first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is returned to 1. Was taken.
  • the AC motor decelerates in an over-excitation state by multiplying a given voltage command by a set gain at the time of deceleration.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or greater than a second predetermined value, the gain is returned to 1.
  • the AC motor decelerates in an overexcitation state by multiplying a given voltage command by a set gain at the time of deceleration.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is returned to 1.
  • the AC motor decelerates in an over-excitation state by multiplying a given voltage command by a set gain at the time of deceleration.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is returned to 1.
  • the invention according to claim 15 drives an AC motor using a voltage-source inverter.
  • the motor decelerates in an overexcited state, and when a current detection value flowing to the AC motor becomes equal to or more than a first predetermined value.
  • the gain is reduced in accordance with the magnitude of the current and the gain is returned to 1 when the gain is equal to or more than the second predetermined value, a procedure is adopted.
  • the invention according to claim 16 is a method of driving an AC motor by a voltage-source inverter, by multiplying a given voltage command by a gain corresponding to a DC bus voltage detection value during deceleration.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and the gain is reduced when the d-axis current detection value flowing to the AC motor is equal to or more than a second predetermined value.
  • the invention according to claim 17 is a method of driving an AC motor by a voltage-source inverter, by multiplying a given voltage command by a gain corresponding to a DC bus voltage detection value during deceleration.
  • the motor decelerates in an excited state, and when the detected value of the q-axis current flowing to the AC motor becomes equal to or more than a first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is reduced.
  • the deceleration in the overexcitation state is performed by multiplying a given voltage command by a gain according to a DC bus voltage detection value when the AC motor decelerates.
  • the gain is decreased according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or more than a second predetermined value, the gain is returned to 1.
  • the deceleration is performed in an overexcitation state by multiplying a given voltage command by a gain corresponding to a DC bus voltage detection value.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and when the detected value is equal to or greater than a second predetermined value, the gain is returned to 1. It is.
  • the invention according to claim 20 is the voltage-source inverter device, in which the AC motor decelerates in an overexcitation state by multiplying a given voltage command by a gain according to a DC bus voltage detection value when the AC motor decelerates.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the current, and the gain is reduced to the second predetermined value or more. In the above, the gain is returned to 1.
  • the invention according to claim 21 is a voltage-type inverter having a built-in voltage correction unit for correcting a given voltage command using a value obtained by passing a DC bus voltage detection value through a first-order lag filter.
  • the time constant of the first-order lag filter is increased during deceleration with respect to the time constant in the normal control state, and at the same time, the applied voltage command is multiplied by the set gain, and the The procedure of deceleration was taken.
  • the method for reducing the speed of an AC motor according to claim 21 when the detected value of the current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the method according to the magnitude of the current is performed.
  • the time constant of the first-order lag filter is shortened to return to the time constant in the normal control state, or when the current detection value becomes equal to or larger than the first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current, and the second When the value is equal to or more than a predetermined value, the gain is returned to 1 or both are performed.
  • the invention according to claim 25 is a voltage-type inverter having a built-in voltage correction unit for correcting a given voltage command using a value obtained by passing a DC bus voltage detection value through a first-order lag filter.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant in the normal control state, and at the same time, the gain set to the given voltage command is set. The motor is decelerated in the over-excitation state by multiplying the power.
  • the invention according to claim 26 is the inverter device according to claim 25, wherein the detected value of the current flowing through the AC motor is equal to or greater than a predetermined value, and the first-order lag filter according to the magnitude of the current.
  • the time constant is shortened and returned to the time constant in the normal control state, or when the current detection value becomes equal to or greater than the first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current. The gain is returned to 1 or both are implemented.
  • the inverter device when the detected value of the d-axis current flowing through the AC motor becomes equal to or more than a predetermined value, the inverter device according to the magnitude of the d-axis current, The time constant of the first-order lag filter is shortened to return to the time constant in the normal control state, or when the d-axis current detection value becomes equal to or more than the first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current, and When the value is equal to or more than the predetermined value of 2, the gain is returned to 1 or both are performed.
  • the inverter device when a detected value of the q-axis current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the inverter device according to the magnitude of the q-axis current, The time constant of the first-order lag filter is shortened to return to the time constant in the normal control state, or when the q-axis current detection value exceeds the first predetermined value, the gain is reduced according to the magnitude of the current. When the value is equal to or more than the predetermined value of 2, the gain is returned to 1 or both are performed.
  • the invention according to claim 30 is the method for reducing the speed of an AC motor according to claim 29, wherein when a detected value of a current flowing through the AC motor becomes equal to or more than a predetermined value, the frequency is changed in accordance with the magnitude of the current. Even before the motor decelerates to a predetermined value, the voltage command is also lowered, and the ratio of the frequency and the voltage is returned to the ratio of the normal control state.
  • the invention according to claim 31 is directed to a method for reducing the speed of an AC motor according to claim 29.
  • the voltage command is also reduced according to the magnitude of the d-axis current, even before the frequency is reduced to the predetermined value.
  • the procedure of returning the voltage ratio to the ratio in the normal control state was adopted.
  • a deceleration command when a deceleration command is input, only the voltage command of the currently output frequency and voltage command is used.
  • the frequency and voltage are reduced at the set rate, thereby decelerating in the overexcitation state.
  • the invention according to claim 34 is the inverter device according to claim 33, wherein when the detected value of the current flowing through the AC motor is equal to or more than a predetermined value, the frequency is increased to a predetermined value according to the magnitude of the current. Even before deceleration, the voltage command is also reduced, and the ratio of frequency and voltage is returned to the ratio in the normal control state.
  • the invention according to claim 35 is the inverter device according to claim 33, wherein when the detected value of the d-axis current flowing through the AC motor becomes equal to or more than a predetermined value, the frequency is changed according to the magnitude of the d-axis current. Even before the speed is reduced to a predetermined value, the voltage command is also reduced, and the ratio between the frequency and the voltage is returned to the ratio in the normal control state.
  • the invention according to claim 36 is the inverter device according to claim 33, wherein when the detected value of the q-axis current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the frequency is changed in accordance with the magnitude of the q-axis current. Even before the speed is reduced to a predetermined value, the voltage command is also reduced, and the ratio between the frequency and the voltage is returned to the ratio in the normal control state.
  • the invention according to claim 37 is a voltage type inverter having a built-in voltage correction unit for correcting a given voltage command using a value obtained by passing a DC bus voltage detection value through a first-order lag filter.
  • the method according to the magnitude of the current is performed. If the time constant of the first-order lag filter is shortened and returned to the time constant in the normal control state, or if the current detection value exceeds a predetermined value, the frequency is reduced to the predetermined value according to the magnitude of the current. In addition, the voltage command was lowered, and the ratio between the frequency and the voltage was returned to the ratio in the normal control state, or both were implemented.
  • the invention according to claim 41 is a voltage type inverter having a built-in voltage correction unit for correcting a given voltage command using a value obtained by passing a DC bus voltage detection value through a first-order lag filter.
  • the time constant of the first-order lag filter is set to be larger than the time constant of the normal control state, and at the same time, when the deceleration command is input, only the voltage command of the currently output frequency and voltage commands is used. While holding down, lower only the frequency When decelerating to the frequency, the frequency and voltage are decelerated at the set rate to decelerate in the overexcitation state.
  • the invention according to claim 42 is the inverter device according to claim 41, wherein when the detected value of the current flowing through the AC motor becomes a predetermined value or more, the first-order lag filter according to the magnitude of the current. If the time constant is shortened and returned to the time constant in the normal control state, or if the current detection value exceeds the predetermined value, the voltage command will be changed according to the magnitude of the current even before the frequency is reduced to the predetermined value. In this case, the ratio of the frequency and the voltage is returned to the ratio of the normal control state, or both.
  • the invention according to claim 43 is the inverter device according to claim 41, wherein when a detected d-axis current value flowing through the AC motor becomes equal to or greater than a predetermined value, the d-axis current is increased in accordance with the magnitude of the d-axis current. Shorten the time constant of the first-order lag filter to return to the time constant in the normal control state, or when the d-axis current detection value exceeds a specified value, before the frequency decelerates to the specified value according to the magnitude of the d-axis current However, the voltage command is also reduced, and the ratio of the frequency and the voltage is returned to the ratio of the normal control state, or both are implemented.
  • the invention according to claim 44 is the inverter device according to claim 41, wherein when the detected value of the q-axis current flowing through the AC motor becomes equal to or more than a predetermined value, the q-axis current is changed according to the magnitude of the q-axis current. Reduce the time constant of the first-order lag filter to return to the time constant in the normal control state.Or, when the detected value of the q-axis current exceeds a specified value, q Before the frequency decelerates to the specified value according to the magnitude of the axis current. However, the voltage command is also reduced, and the ratio of the frequency and the voltage is returned to the ratio of the normal control state, or both are implemented.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant of the normal control state to decelerate in the overexcitation state. Can also slow down in a short time.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted in accordance with the magnitude of the current. Even with a motor, the inverter can be stopped due to overcurrent or decelerated and stopped without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the d-axis current. Even with an AC motor that is easily magnetically saturated, the inverter can be stopped by an overcurrent or decelerated to a stop without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the q-axis current. Even with an AC motor that is easily magnetically saturated, the inverter can be stopped by an overcurrent or decelerated to a stop without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant of the normal control state to decelerate in the overexcitation state.
  • An inverter device that decelerates with time can be provided.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted in accordance with the magnitude of the current. It is possible to provide an inverter device that can stop the motor due to an overcurrent even if the motor is an overcurrent, or decelerate to a stop without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the d-axis current. It is possible to provide an inverter device that can stop the inverter due to overcurrent or decelerate and stop the AC motor without damaging the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the q-axis current.
  • an inverter device that can stop the inverter due to overcurrent or decelerate and stop the AC motor without damaging the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • a given voltage command is multiplied by a set gain to decelerate in an overexcitation state, so that deceleration can be performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the inverter may stop due to overcurrent or decelerate and stop without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated. can do.
  • the applied voltage command is multiplied by the set gain to decelerate in the overexcitation state, so that the deceleration is performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the inverter will not stop due to overcurrent or the AC motor will not burn out. Can be decelerated and stopped.
  • the applied voltage command is multiplied by the set gain to decelerate in the overexcitation state, so that the deceleration is performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the inverter may stop due to overcurrent or decelerate without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated. Can be stopped.
  • the deceleration is performed in an overexcitation state by multiplying a given voltage command by a set gain, so that the deceleration is performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the inverter may stop due to overcurrent or decelerate without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated. It is possible to provide an inverter device that stops.
  • the applied voltage command is multiplied by the set gain to decelerate in the overexcitation state, so that the deceleration is performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the inverter will not stop due to overcurrent or the AC motor will not burn out.
  • the deceleration is performed in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the set gain at the time of deceleration, the deceleration is performed in a shorter time than a normal magnetic flux level.
  • the gain is reduced according to the magnitude of the q-axis current flowing through the AC motor.Therefore, even for an AC motor that is easily magnetically saturated, the inverter does not stop due to overcurrent or the AC motor does not burn out.
  • the speed is reduced in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the gain according to the DC bus voltage detection value. In order to reduce the gain in accordance with the magnitude of the current flowing through the AC motor, the inverter can be stopped due to an overcurrent or the AC motor can easily be magnetically saturated. Deceleration stop can be performed without burning.
  • the speed is reduced in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the gain according to the DC bus voltage detection value, so that the speed is shorter than the normal magnetic flux level.
  • the inverter may stop due to overcurrent even in an AC motor that is easily magnetically saturated. The motor can be decelerated and stopped without burning out the AC motor.
  • the speed is reduced in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the gain corresponding to the DC bus voltage detection value.
  • the inverter may stop due to overcurrent even in an AC motor that is easily magnetically saturated. The motor can be decelerated and stopped without burning out the AC motor.
  • the speed is reduced in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the gain according to the DC bus voltage detection value, so that the speed is shorter than the normal magnetic flux level.
  • the inverter can be stopped due to an overcurrent or the AC motor can easily be magnetically saturated. An inverter device that decelerates and stops without burning can be provided.
  • the speed is reduced in an over-excitation state by multiplying a given voltage command by a gain according to a DC bus voltage detection value, so that the speed is shorter than a normal magnetic flux level.
  • the AC motor can be decelerated in time, and the gain is reduced in accordance with the magnitude of the d-axis current flowing through the AC motor, so that magnetic saturation is likely to occur.
  • the speed is reduced in the overexcitation state by multiplying the applied voltage command by the gain according to the DC bus voltage detection value at the time of deceleration, so that the speed is shorter than the normal magnetic flux level.
  • the inverter may stop due to overcurrent even in an AC motor that is easily magnetically saturated. An inverter device that decelerates and stops the AC motor without burning it can be provided.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant in the normal control state, and at the same time, the applied voltage command is multiplied by the set gain to overexcit. Because it decelerates in a state, it can be decelerated in a shorter time than the normal magnetic flux level!
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted in accordance with the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the gain is adjusted in accordance with the magnitude of the current.
  • the inverter can be stopped due to overcurrent or the AC motor can be decelerated and stopped without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the inverter can stop due to overcurrent or decelerate to a stop without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the q-axis current flowing through the AC motor, or the time constant is adjusted according to the magnitude of the q-axis current. Since the gain is adjusted or both are adjusted, the inverter can stop due to overcurrent or decelerate to a stop without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is set at the time of deceleration.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the gain is adjusted according to the magnitude of the current. Alternatively, since both of them are adjusted, it is possible to provide an inverter device that can stop the inverter due to an overcurrent or decelerate to a stop without burning the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the d-axis current flowing through the AC motor, or the time constant of the d-axis current is adjusted according to the magnitude of the d-axis current.
  • it is necessary to provide an inverter device that stops the inverter due to overcurrent or decelerates and stops the AC motor without damaging it even for an AC motor that is easily magnetically saturated. it can.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the q-axis current flowing through the AC motor, or the time constant is adjusted according to the magnitude of the q-axis current.
  • it is necessary to provide an inverter device that stops the inverter due to overcurrent or decelerates and stops the AC motor without damaging it even for an AC motor that is easily magnetically saturated. it can.
  • the ratio of the frequency to the voltage is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor.
  • a deceleration stop can be performed without stopping or burning out the AC motor.
  • the ratio of frequency to voltage is adjusted in accordance with the magnitude of the d-axis current flowing in the AC motor, so that even an AC motor that is easily magnetically saturated can be used.
  • the inverter can be stopped by overcurrent or decelerated to a stop without burning the AC motor.
  • the inverter since the ratio between the frequency and the voltage is adjusted according to the magnitude of the q-axis current flowing through the AC motor, even if the AC motor is apt to be magnetically saturated, the inverter may be excessive.
  • the motor can be stopped by deceleration without stopping by current or without burning out the AC motor.
  • the ratio of frequency to voltage is adjusted in accordance with the magnitude of the current flowing in the AC motor, so that even in the case of an AC motor which is easily magnetically saturated, the inverter may be overcurrent. It is possible to provide an inverter device that stops and decelerates to a stop without burning the AC motor.
  • the ratio of frequency to voltage is adjusted in accordance with the magnitude of the d-axis current flowing in the AC motor. It is possible to provide an inverter device that stops by current or decelerates and stops without burning the AC motor.
  • the ratio of the frequency to the voltage is adjusted according to the magnitude of the q-axis current flowing through the AC motor. It is possible to provide an inverter device that stops by current or decelerates and stops without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant of the normal control state, and at the same time, when the deceleration command is input, the frequency and the voltage command that are currently output are obtained.
  • the frequency and voltage are reduced at the set rate, and the speed is reduced in the over-excitation state. Slow down in time You can do it.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the frequency and the voltage of the voltage are adjusted according to the magnitude of the current. Since the ratio is adjusted or both are implemented, the inverter can be stopped due to overcurrent or the AC motor can be decelerated and stopped without damaging the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the d-axis current flowing through the AC motor, or the magnitude of the d-axis current is adjusted according to the magnitude of the d-axis current. Adjusts the ratio of frequency and voltage, or performs both, so that even with AC motors that are easily magnetically saturated, the inverter can be stopped due to overcurrent or decelerated and stopped without burning the AC motor. .
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the frequency and the voltage are varied according to the magnitude of the current. Since the ratio is adjusted or both are implemented, the inverter can be stopped due to overcurrent or the AC motor can be decelerated and stopped without damaging the AC motor even if the AC motor is easily magnetically saturated.
  • the time constant of the first-order lag filter is made larger than the time constant of the normal control state, and at the same time, when the deceleration command is input, the frequency and the voltage command that are currently output When only the frequency is reduced and the frequency is reduced to the specified frequency while only the voltage command is held, the frequency and voltage are reduced at the set rate, and the speed is reduced in the over-excitation state.
  • An inverter device that decelerates over time can be provided.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the frequency and the voltage are varied according to the magnitude of the current.
  • the magnitude of the d-axis current flowing through the AC motor is In order to adjust the time constant of the first-order lag filter, adjust the ratio of frequency and voltage according to the magnitude of the d-axis current, or perform both, the AC motor that is easily magnetically saturated Even in this case, it is possible to provide an inverter device that stops the inverter due to overcurrent or decelerates and stops without burning the AC motor.
  • the time constant of the first-order lag filter is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor, or the frequency and the voltage are varied according to the magnitude of the current.
  • FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 5 is a block diagram of a third embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 7 is a block diagram of a fourth embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 8 is a block diagram of a fifth embodiment of the inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 12 is a block diagram of a sixth embodiment of the inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • FIG. 13 is a block diagram of a first embodiment of a conventional inverter device.
  • FIG. 14 is a block diagram of a second embodiment of a conventional inverter device.
  • FIG. 15 is a flowchart of a conventional inverter device during operation of the second embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied
  • FIG. 2 is an example of a time constant adjusting unit.
  • the control device of the induction motor in the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter unit 2, a capacitor 3, an inverter unit 4, an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a time constant adjustment. It comprises a unit 9, a filter unit 10, a voltage correction unit 11, a frequency-Z phase converter 12, a PWM operation unit 13, and a switch SW1.
  • the converter unit 2 of the inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying the AC voltage.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter unit 2.
  • the inverter unit 4 controls the power element by PWM control to set an arbitrary frequency and voltage. It is converted to AC and supplied to AC motor 5.
  • the DC bus voltage detector 6 detects a DC bus voltage V applied to both ends of the capacitor 3.
  • the current detector 7 is connected to the AC motor 5
  • the current converter 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • the time constant adjusting unit 9 adjusts the time constant T used in the filter unit 10 according to the magnitude of the current flowing through the AC motor 5.
  • the filter unit 10 detects the direct current detected by the DC bus voltage detector 6.
  • the current bus voltage V is converted to a DC bus voltage correction value V through a first-order lag filter with a time constant T.
  • the voltage correction unit 11 calculates a voltage command correction value from the DC bus voltage correction value V so that an arbitrary voltage command VI * matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the number Z phase converter 12 receives an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculation unit 13 calculates a PWM signal from the voltage command correction value from the voltage correction unit 11 and the voltage phase from the frequency Z-phase converter 12.
  • the power element of the inverter unit 4 is driven by the PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • An example of the time constant adjusting unit 9 will be described with reference to a time constant adjusting unit in which the current is calculated on the horizontal axis and the time constant is calculated on the vertical axis as shown in FIG.
  • the time constant used in the filter unit 10 is calculated in accordance with the magnitude of the current input to the time constant adjustment unit 9, and the specific operation will be described later.
  • SW1 is on the a side, and is operated with the preset filter time constant T, so that the output voltage of the inverter unit 4 matches the voltage command value VI *.
  • the line voltage correction value V is maintained at the value at the start of deceleration. Actually slow down
  • the DC bus voltage increases, so that the voltage correction unit 11 does not operate correctly and calculates a voltage command correction value so as to output an output voltage larger than an arbitrary voltage command.
  • the AC motor 5 is over-excited, so that iron loss and copper loss in the AC motor 5 increase, so that regenerative power returning to the inverter device side is reduced, and the inverter device is less likely to be in an overvoltage state. Therefore, the deceleration time can be shortened as compared with the normal magnetic flux level.
  • the DC bus voltage correction value output from the filter Since V gradually approaches the true value the voltage correction unit 11 gradually operates correctly.
  • the deceleration time can be shortened even in an AC motor that is easily magnetically saturated without worrying about an overcurrent abnormality of the inverter device or burning of the AC motor 5. Also, the same effect can be obtained by adjusting the filter time constant according to the torque current detection value iq and the excitation current detection value id, instead of adjusting the filter time constant according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied
  • FIG. 4 is an example of a gain adjustment unit.
  • the control device of the induction motor according to the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter 2, a capacitor 3, an inverter 4, an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a filter 10 , Voltage correction section 11, frequency Z position It has a phase converter 12, a PWM operation unit 13, a gain adjustment unit 14, a multiplier 15, and a switch SW2.
  • the converter unit 2 of this inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying it.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter unit 2.
  • the inverter section 4 converts the power element into an AC having an arbitrary frequency and voltage by performing PWM control on the power element, and supplies the AC to an AC motor 5.
  • the DC bus voltage detector 6 detects a DC bus voltage V across both ends of the capacitor 3.
  • the current detector 7 is
  • the current supplied to the motive 5 is detected.
  • the current converter 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • the filter 10 is a DC bus whose time constant T is detected by the DC bus voltage detector 6.
  • the gain adjuster 14 adjusts the gain G according to the magnitude of the current flowing through the AC motor 5.
  • the multiplier 15 multiplies an arbitrary voltage command VI * by a gain G and outputs the adjusted voltage command VI * '.
  • the voltage correction unit 11 calculates a voltage command correction value from the DC bus voltage correction value V so that the adjusted voltage command VI * 'matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the frequency Z-phase converter 12 inputs an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculator 13 calculates the voltage command correction value from the voltage corrector 11 and the voltage phase and force PWM signal from the frequency Z-phase converter 12.
  • the power element of the inverter unit 4 is driven by the PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • the magnetic flux level of the AC motor 5 increases by the gain G and becomes overexcited, so that iron loss and copper loss in the AC motor 5 increase, so that the regenerative power returning to the inverter device side is reduced.
  • the inverter device is less likely to be in an overvoltage state, and the deceleration time can be shortened as compared with a normal magnetic flux level.
  • the number of AC motors 5 that are easily magnetically saturated has increased, and even if overexcitation is attempted, magnetic saturation occurs, current flows with force, and magnetic flux no longer increases.
  • Magnetic saturation easily occurs by setting il or il based on the characteristics of the device and the characteristics of the AC motor.
  • the deceleration time can be shortened without having to worry about an overcurrent abnormality of the inverter device or burning of the AC motor 5. Also, the same effect can be obtained by adjusting the gain according to the detected torque current value iq or the exciting current detected value id, instead of adjusting the gain according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • FIG. 5 is a block diagram of a third embodiment of the inverter device to which the method of the present invention is applied
  • FIG. 6 is a block diagram of a gain calculator.
  • the control device of the induction motor in the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter unit 2, a capacitor 3, an inverter unit 4, an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a filter unit. 10, a voltage correction unit 11, a frequency Z-phase converter 12, a PWM calculation unit 13, a gain calculation unit 16, a multiplier 15, and a switch SW3.
  • the converter unit 2 of this inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying it.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter 2.
  • the inverter unit 4 converts the power element into alternating current of any frequency and voltage by performing PWM control and supplies it to the AC motor 5.
  • the DC bus voltage detector 6 detects a DC bus voltage V applied to both ends of the capacitor 3. Current
  • the current supplied to the AC motor 5 is detected.
  • the current converter 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • the filter unit 10 detects the time constant T directly when it is detected by the DC bus voltage detector 6.
  • the current bus voltage V is output as the DC bus voltage correction value V through a first-order lag filter with a time constant T and dc dcO dcffl.
  • the gain calculator 16 includes a gain adjuster 14 and a DC bus voltage reference unit 17 as shown in FIG. 6, and converts the DC bus voltage correction value V output from the filter unit 10 into a dcffl DC bus voltage reference unit 17. And the gain G dcO
  • the gain G is adjusted according to the magnitude of the current flowing through the AC motor 5 as shown in FIG.
  • the multiplier 15 multiplies an arbitrary voltage command VI * by the gain G and outputs the adjusted voltage command VI * '.
  • the voltage correction unit 11 determines the voltage command dcffl from the DC bus voltage correction value V so that the adjusted voltage command VI * 'matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the frequency Z-phase converter 12 inputs an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculator 13 calculates a PWM signal from the voltage command correction value from the voltage corrector 11 and the voltage phase from the frequency Z-phase converter 12.
  • the power element of the inverter unit 4 is driven by the PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • the value is in the range of 1.0 to 1.5, and becomes larger than 1.0 as the DC bus voltage increases as the vehicle decelerates. Therefore, for any given voltage command VI *, the adjusted voltage command VI * 'becomes larger. It becomes. As a result, the AC motor 5 is in an overexcited state, and iron loss and copper loss in the AC motor 5 are increased, so that regenerative power returning to the inverter device side is reduced, and the inverter device is less likely to be in an overvoltage state. Therefore, the deceleration time can be shortened compared to the normal magnetic flux level.
  • the deceleration time can be shortened without having to worry about an overcurrent abnormality of the inverter device or burning of the AC motor 5. Also, the same effect can be obtained by adjusting the gain according to the detected torque current value iq or the exciting current detected value id, instead of adjusting the gain according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • FIG. 7 is a block diagram of a fourth embodiment of the inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • the control device of the induction motor in the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter unit 2, a capacitor 3, an inverter unit 4, an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a time constant. It has an adjustment unit 9, a filter unit 10, a voltage correction unit 11, a frequency Z-phase converter 12, a PWM calculation unit 13, a gain adjustment unit 14, a multiplier 15, and switches SW1 and SW2.
  • the converter unit 2 of this inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying it.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter unit 2.
  • the inverter section 4 converts the power element into an AC having an arbitrary frequency and voltage by performing PWM control on the power element, and supplies the AC to an AC motor 5.
  • the DC bus voltage detector 6 detects a DC bus voltage V across both ends of the capacitor 3.
  • the current detector 7 is
  • the current supplied to the motive 5 is detected.
  • the current converter 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • the time constant adjusting section 9 adjusts the time constant T used in the filter section 10 according to the magnitude of the current flowing through the AC motor 5.
  • Filter section 10 is detected by DC bus voltage detector 6.
  • the gain adjustment unit 14 is based on the magnitude of the current flowing through the AC motor 5 dcffl
  • the multiplier 15 multiplies an arbitrary voltage command VI * by a gain G and outputs the adjusted voltage command VI * '.
  • the voltage correction unit 11 corrects the voltage command from the DC bus voltage correction value V so that the adjusted voltage command VI * 'matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the frequency Z-phase converter 12 inputs an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculation unit 13 calculates a PWM signal from the voltage command correction value from the voltage correction unit 11 and the voltage phase from the frequency Z phase conversion 12.
  • a power element of the inverter unit 4 is driven by a PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • the pressure matches the voltage command value VI *.
  • SW1 and SW2 switch to the b side.
  • the gain G is set in advance, and is set to a value larger than 1.0 within the range of 1.0 to 2.0. Therefore, for any given voltage command VI *, the adjusted voltage command VI * ' It is increased by the gain G.
  • the filter time constant is dcO
  • the line voltage correction value V is maintained at the value at the start of deceleration. Actually slow down dcffl
  • the DC bus voltage increases, so that the voltage correction unit 11 does not operate properly, and calculates the voltage command correction value so as to output an output voltage larger than the adjusted voltage command VI * '.
  • the AC motor 5 is in an overexcited state, and iron loss and copper loss in the AC motor 5 are increased, so that regenerative power returning to the inverter device side is reduced and the inverter device is in an overvoltage state.
  • the deceleration time can be shortened as compared with the normal magnetic flux level. After a certain period of time from the start of deceleration, the DC bus voltage correction value V output from the filter unit 10 gradually approaches the true value, so that the voltage correction unit 11 gradually operates properly dcffl
  • the DC bus voltage correction value V quickly approaches the true value by setting the long T and gradually reducing the filter time constant when it exceeds il, and returning to the normal del 1 2 filter time constant T when it becomes il because dcO dcffl From the overexcitation state to the normal magnetic flux state.
  • the deceleration time can be shortened without having to worry about abnormal overcurrent of the motor device or burning of the AC motor 5.
  • the filter time constant is adjusted according to the current il flowing through the AC motor 5. Therefore, the same effect can be obtained by adjusting the filter time constant in accordance with the detected torque current value iq and the exciting current detection value id.
  • the gain is set to a value larger than the preset 1.0 until the il force is reached,
  • the gain gradually decreases, and when it reaches il, the gain returns to 1.0.
  • the same effect can be obtained by adjusting the gain according to the detected torque current value iq or the exciting current detected value id, instead of adjusting the gain according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • the same effect can be obtained by adjusting the gain at the same time as adjusting the filter time constant according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • the filter time constant is adjusted according to the current il flowing through the AC motor 5 and the gain is not adjusted at the same time.
  • the filter time constant is adjusted according to the torque current detection value iq and the excitation current detection value id. The same effect can be obtained by adjusting the gain.
  • FIG. 8 is a block diagram of a fifth embodiment of an inverter device to which the method of the present invention is applied
  • FIG. 9 is a block diagram of a voltage command adjusting unit
  • FIG. 10 is an example of a voltage command holding unit
  • FIG. It is an example of a quantity calculation unit.
  • the control device for the induction motor in the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter unit 2 , a capacitor 3 , an inverter unit 4 , an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a filter unit 10 , A voltage correction unit 11, a frequency Z-phase converter 12, a PWM calculation unit 13, a voltage command adjustment unit 18, and a switch SW4.
  • the converter unit 2 of the inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying the AC voltage.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter unit 2.
  • the inverter section 4 converts the power element into an alternating current of an arbitrary frequency and voltage by performing PWM control on the power element, and supplies the alternating current to the AC motor 5.
  • DC bus voltage detector 6 detects DC bus voltage V applied to both ends of capacitor 3.
  • the current detector 7 supplies the AC motor 5
  • the detected current is detected.
  • the current transformer 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • Fi The filter section 10 outputs a DC bus voltage V detected by the DC bus voltage detector 6 as a time constant T as a DC bus voltage correction value V through a first-order lag filter of a time constant dc dc number T.
  • the command adjusting unit 18 outputs the adjusted voltage command VI * 'according to the arbitrary voltage command VI *, the optional output frequency fl, and the magnitude of the current flowing through the AC motor 5 as shown in FIG.
  • the voltage correction unit 11 calculates a voltage command correction value from the DC bus voltage correction value V so that an arbitrary voltage command VI * or the adjusted voltage command VI * 'matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the frequency Z-phase converter 12 inputs an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculator 13 calculates a PWM signal from the voltage command correction value from the voltage corrector 11 and the voltage phase of the frequency Z-phase converter 12.
  • the power element of the inverter unit 4 is driven by the PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • an adjusted voltage command VI * ' is output so that the ratio becomes the normal voltage and frequency.
  • the adjusted voltage command VI * 'increases.
  • the AC motor 5 is in an overexcited state, and iron loss and copper loss in the AC motor 5 are increased, so that regenerative power returning to the inverter device side is reduced, and the inverter device is less likely to be in an overvoltage state. Therefore, the deceleration time can be shortened compared to the normal magnetic flux level.
  • the voltage command reduction VI is output greatly, and when it exceeds il, the fixed voltage command d 6
  • the subtracted value is limited by the limit unit 21 with the value of the dashed line in FIG. 10 according to the frequency fl, and is output as the adjusted voltage command VI * '.
  • the over-excitation state force returns to the normal magnetic flux state by adjusting the output of the voltage command holding section 19 by the voltage command reduction calculating section 20 according to the magnitude of the current.
  • the ratio between the voltage command and the frequency is adjusted according to the torque current detection value iq and the excitation current detection value id, instead of adjusting the ratio between the voltage command and the frequency according to the current il flowing through the AC motor 5. Has the same effect.
  • FIG. 12 is a block diagram of a sixth embodiment of the inverter device to which the method of the present invention is applied.
  • the control device for the induction motor in the present embodiment includes an AC power supply 1, a converter unit 2, a capacitor 3, an inverter unit 4, an AC motor 5, a DC bus voltage detector 6, a current detector 7, a current converter 8, a time constant adjustment. It comprises a unit 9, a filter unit 10, a voltage correction unit 11, a frequency Z-phase converter 12, a PWM operation unit 13, a voltage command adjustment unit 18, and switches SW1 and SW4.
  • the converter unit 2 of the inverter device converts the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage by rectifying the AC voltage.
  • the capacitor 3 smoothes the DC voltage converted by the converter unit 2.
  • the inverter section 4 converts the power element into an AC having an arbitrary frequency and voltage by performing PWM control on the power element, and supplies the AC to the AC motor 5.
  • the DC bus voltage detector 6 detects a DC bus voltage V applied to both ends of the capacitor 3.
  • the current detector 7 is connected to the AC motor 5 by dc.
  • the current converter 8 separates the current detected by the current detector 7 into a current il flowing through the AC motor, a torque current detection value iq, and an excitation current detection value id.
  • the time constant adjusting unit 9 adjusts the time constant T used in the filter unit 10 according to the magnitude of the current flowing through the AC motor 5.
  • the filter unit 10 detects the direct current dc detected by the DC bus voltage detector 6.
  • the current bus voltage V is converted to a DC bus voltage correction value V through a first-order lag filter with a time constant T. And output.
  • the voltage command adjusting unit 18 outputs the adjusted voltage command VI * 'according to the arbitrary voltage command VI *, the arbitrary output frequency fl, and the magnitude of the current flowing through the AC motor 5, as shown in FIG.
  • the voltage correction unit 11 calculates a voltage command dcfil command correction value from the DC bus voltage correction value V so that an arbitrary voltage command VI * or the adjusted voltage command VI * 'matches the output voltage of the inverter unit 4.
  • the frequency Z-phase converter 12 inputs an arbitrary output frequency fl and calculates a voltage phase.
  • the PWM calculator 13 calculates a PWM signal from the voltage command correction value from the voltage corrector 11 and the voltage phase from the frequency Z-phase converter 12.
  • the power element of the inverter unit 4 is driven by the PWM signal output from the PWM operation unit 13.
  • the voltage command input to the voltage correction unit 11 is the adjusted voltage command VI * 'output by the voltage command adjustment unit 18.
  • the operation of the voltage command adjusting unit 18 is performed by setting the frequency in advance by the voltage command holding unit 19 as shown in FIG.
  • an adjusted voltage command VI * ' is output so that the ratio becomes the normal voltage and frequency.
  • the filter time constant is about 10 to 10000 times T.
  • the line voltage correction value V is maintained at the value at the start of deceleration. Actually slow down dcfil
  • the DC bus voltage increases, so that the voltage correction unit 11 does not operate properly, and calculates the voltage command correction value so as to output an output voltage larger than the adjusted voltage command VI * '.
  • the AC motor 5 is in an overexcited state, and iron loss and copper loss in the AC motor 5 are increased, so that regenerative power returning to the inverter device side is reduced, and the inverter device is in an overvoltage state.
  • the deceleration time can be shortened compared to the normal magnetic flux level
  • the state returns from the overexcitation state to the normal magnetic flux state.
  • the deceleration time can be shortened without having to worry about abnormal overcurrent of the motor device or burning of the AC motor 5.
  • the same effect can be obtained by adjusting the filter time constant according to the torque current detection value iq and the exciting current detection value id which adjust the filter time constant according to the current il flowing through the AC motor 5. can get.
  • the same effect can be obtained by returning the overexcitation state force to the normal magnetic flux state by adjusting the output of the voltage command holding section 19 by the voltage command reduction amount calculating section 20 according to the current il flowing through the AC motor 5.
  • the ratio between the voltage command and the frequency is adjusted according to the torque current detection value iq and the excitation current detection value id, which does not adjust the ratio between the voltage command and the frequency according to the current il flowing to the AC motor 5.
  • a similar effect can be obtained.
  • the same effect can be obtained by adjusting the ratio between the voltage command and the frequency according to the current il flowing through the AC motor 5 and simultaneously adjusting the filter time constant.
  • the same effect can be obtained by adjusting the ratio between the voltage command and the frequency and simultaneously adjusting the filter time constant according to the torque current detection value iq and the excitation current detection value id.
  • an inverter device for converting AC power into DC by a converter unit has been described.
  • an inverter device in which the AC power source and the converter unit are replaced with a DC power source such as a battery may be used in a similar manner.
  • the deceleration time can be shortened.
  • the time constant adjusting section 9 in FIG. 2 shows an example in which the time constant changes linearly with respect to the current detection value, the same effect can be obtained by defining the function with an arbitrary function.

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Abstract

　インバータ装置で交流電動機をできる限り短い時間で減速できるようにすることと磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータ装置が過電流で停止したり、交流電動機が焼損しないように予め設定した電流以下に制御する。 　直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータによる交流電動機を駆動する方法において、減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に対して大きくすることにより過励磁状態で減速し、さらに交流電動機に流れる電流を監視し、交流電動機に流れる電流に応じて時定数を調整することで故障が発生することなく交流電動機を減速しかつ減速時間を短くすることができる方法及び装置を提供することを目的とする。

Description

交流電動機の減速方法及びインバータ装置
技術分野
[0001] 本発明は、交流電動機を減速するインバータ装置において、交流電動機での損失 を増大させて減速する方法に関するもので、特に磁気飽和し易 、交流電動機に適 用する際に、過電流等の問題により前記インバータ装置が異常停止しないようにした り、交流電動機の焼損を防止するための交流電動機の減速方法及び装置に関する 背景技術
[0002] 従来例として、制動時には電動機端子電圧を高くして損失を増大させるような電圧 形のインバータ装置に関する提案がされている。（例えば、特許文献 1参照。 ) 図 13は従来のインバータ装置のブロック図で、商用電源を整流部 101で直流に変 換し、ここで整流された電圧をコンデンサ 102で平滑してインバータ部 103へ与える。 インバータ部 103では後述する信号により順次半導体素子をスイッチングして交流を 江、この交流出力を交流電動機 104へ供給して駆動する。ここで、インバータ部 103 は半導体スイッチング素子としてたとえば 6個のトランジスタ 201— 206と 6個のダイォ ード 207— 212を設けている。一方 111は周波数設定器であり、その出力信号 Saを 加減速制限回路 120へ入力する。この加減速制限回路 120は電圧制御回路 121お よび電圧 ·周波数変換回路 114へ与える第 1の出力信号 Sbと、電圧制御回路 121 のみへ与える減速動作中であることを示す第 2の出力信号に Sbにより電圧制御回
2
路 121の利得を高め、交流電動機 104の端子電圧を高めるようにしている。そして電 圧 ·周波数変換回路 114はアナログ 'デジタル変換回路であり、入力信号 Sbの電圧 Vbに比例した周波数 fdのパルス Sdを出力する。そして、電圧制御回路 113の出力 信号 Scおよび、電圧 ·周波数変換回路 114の出力パルス fdを変調回路 115へ与え る。変調回路 115はインバータ 103の各トランジスタ 201— 206へベースドライブ回 路 116を介して制御パルスを与えパルス幅変調制御する。一方インバータ 103の出 力電圧は上記制御パルスのパルス幅によって制御される各トランジスタ 201— 206の オン ·オフ期間によって決まり、かっこの制御パルスのパルス幅は電圧制御回路 121 の出力電圧 Vcによって決定される。したがって変調回路 115から制御ノ ルスを与え られるベースドライブ回路 116はこの制御パルスに応じてトランジスタ 201— 206の特 性に合ったベース電圧、およびベース電流を出力してスイッチング制御する。そして 、このインバータ 103の出力により交流電動機を可変周波数電源で運転することがで きる。
コンデンサ 102の端子電圧の所定の上限値を設定する設定器 118の出力信号をヒ ステリシス特性を持つ比較器 119へ与え、これによりコンデンサ 102の端子電圧を監 視する。そして、制動中にコンデンサ 2の端子電圧が所定の上限値を越えた時には 比較器 119から出力信号 V を発生する。加減速制限回路 120は周波数設定器 1
COM
11の設定電圧に対して所定の勾配の変化率で追従する。そして、減速動作中は電 圧制御回路 121の増幅率を大きくするようになつている。これにより変調回路 115か ら出力される制御パルスのパルス幅を広くし、それによつて交流電動機 104へ印加さ れる電圧を高くするようにして 、る。し力して交流電動機 104はその端子電圧が上昇 することにより鉄損および銅損が増加して、それによつて短時間に減速することがで さることが提案されている。
また、別の従来例として、減速以外の運転時には直流検出回路が検出した直流電 圧に対して、常に同一出力電圧となるような関数でスイッチング出力を演算し、減速 運転時には前記交流電源の定格時の直流電圧値の関数でスイッチング出力を演算 するインバータ装置が提案されている。（例えば、特許文献 2参照。 )
図 14は従来例のインバータ装置を示すブロック図である。図において、 301は交流 電源 307の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路であるコンバータ回路、 302は コンバータ回路 301の直流電圧を平滑する平滑コンデンサ、 303はスイッチング素子 を決められたタイミングでオン ·オフすることにより、平滑コンデンサ 302の直流電圧を 所定周波数の交流電圧に変換する逆変換回路であるインバータ回路、 304はインバ ータ回路 303を PWM制御するマイクロコンピュータ、 305はインバータ回路 303のス イッチング素子を駆動する PWM信号を出力するベースアンプ、 306は平滑コンデン サ 302の直流電圧を検出する直流電圧検出回路、 350はコンバータ回路 301—直 流電圧検出回路 306で構成されたインバータ装置である。 308はインバータ回路 30 3の交流電圧により駆動される誘導電動機、 400はインバータ装置 350の運転指令 を行う運転指令装置であり、この運転指令装置はマイクロコンピュータ 421、マイクロ コンピュータへの入力部であるキーシート 422及び表示器 423を有して、インバータ 装置 350に正転，逆転，停止の運転指令及び出力周波数の運転指令を設定するこ とができる。 314はインバータ回路 303を PWM制御するマイクロコンピュータで、減 速以外の運転指令時と減速の運転指令時のスイッチング出力信号を演算するスイツ チング出力演算回路 315と運転指令装置 400によって設定された正転、逆転、停止 及び出力周波数の運転指令を記憶する RAM316とを有して構成されている。
次に、誘導電動機を運転する場合の動作について図 15の運転時のフローチャート に基づいて説明する。まず、運転指令装置 400より例えば正転の運転指令が入力さ れ、次に、出力周波数の運転指令が入力されて運転が開始される (ステップ Sl l)。 次に、運転指令装置 400のマイクロコンピュータ 421に停止フラッグが立っているか をみてマイクロコンピュータ 421が停止力否かを判断する（ステップ S12)。停止でな いと判断した場合にはマイクロコンピュータ 314が所定の周波数に設定された出力周 波数の運転指令を読み込み (ステップ S 13)、停止であると判断した場合にマイクロコ ンピュータ 314が 0Hzの出力周波数指令を読み込む (ステップ S 14)。しかる後に、 運転指令装置 400のマイクロコンピュータ 421に減速フラッグが立って 、るかをみて マイクロコンピュータ 314が減速力否かを判断する（ステップ S15)。そして、減速でな いと判断した場合にはマイクロコンピュータ 314は直流電圧検出回路 306が検出した 直流電圧を読み込み (ステップ S 16)、その直流電圧に対して常に出力電圧が設定 された値となるような関数、即ちその直流電圧に対して常に同一出力電圧となるよう な関数でスイッチング出力を演算し (ステップ S18)、そのスイッチング出力をベース アンプ 305に出力し、インバータ回路 303のスイッチング素子を PWM信号により駆 動してインバータ回路 303より設定された出力周波数の交流電圧を出力させる (ステ ップ S19)。ここに、検出した直流電圧に対して常に同一の出力電圧となるような関数 とは直流電圧の変動に対し、出力電圧が変動しないよう直流電圧の変化に対して出 力電圧を補正する動作を行わせる関数を意味する。また、減速であると判断した場合 には平滑コンデンサ 302の直流電圧値を定格交流電源電圧時の直流電圧値、例え ば、定格交流電源電圧が 200Vであるとすれば、 200 X 21/2 = 283Vを直流電圧値と し (ステップ S17)、その関数でスイッチング出力を演算し (ステップ S18)、そのスイツ チング出力をベースアンプ 305に出力し、インバータ回路 303のスイッチング素子を PWM信号により駆動してインバータ回路 303より交流電圧を出力させる (ステップ S 19)。これにより、減速時のインバータ回路 303の出力電圧は直流電圧が定格値で あれば、設定値どおりになるが、誘導電動機 8の回生電力により直流電圧が上昇した 場合にはこれに比例して設定値が上昇する。つまり、減速でない例えば加速及び定 速の運転中はたとえ交流電源 307の電源電圧が変動してもインバータ回路 303の出 力電圧は所定の出力電圧となるが、減速運転中は回生電力により直流電圧が上昇 しても直流電圧値は実際よりも低い値である定格値 283Vとしての関数でスィッチン グ出力信号の演算を行う。その結果、インバータ回路 303のスイッチング素子の駆動 を直流電圧の変化にかかわらず交流電源 307の定格時の直流電圧値の関数で同じ ように行うため、直流電圧の上昇に比例し、出力電圧が上昇する。ここに、交流電源 307の定格時の直流電圧値の関数とは交流電源 307における定格入力電圧時のス イッチングを直流電圧が変動しても行 ヽ、出力電圧を補正する動作を行わせな 、関 数を意味する。このように、減速時のインバータ回路 303の出力電圧が上昇すること により、誘導電動機 308への励磁電流が増加し、誘導電動機 308の卷線での損失が 増加する。これは、つまりインバータ回路 303への回生電力を誘導電動機 308への 励磁電流の増加により誘導電動機 308で消費するということであり、インバータ回路 3 03への回生電力は従来に比べて減少し、直流電圧の上昇も少なくなる。従って、減 速運転を中断することなぐしかも回生電力を抵抗器等で消費するような回路を伴わ ずに減速能力を高めることができる。また、励磁電流の増加により、減速トルクも向上 するが提案されている。
特許文献 1：特開昭 58— 165695号公報
特許文献 2 :特開平 5— 219771号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題 [0004] 従来のインバータ装置では、減速動作中に前記電圧制御回路 121の増幅率を大 きくすることにより交流電動機 104の端子電圧を上昇し、鉄損および銅損が増カロさせ ることによって短時間に減速することができることが提案されている。また、減速運転 中は回生電力により直流電圧が上昇しても直流電圧値は実際よりも低い値である定 格値 283Vとしての関数でスイッチング出力信号の演算を行い出力電圧を上昇する ことにより、誘導電動機 308への励磁電流が増加し、誘導電動機 308の卷線での損 失が増加するため、減速能力を高めることができ、励磁電流の増加により、減速トル クも向上するが提案されている。これらの提案は減速時に交流電動機の磁束レベル を増やすことにより、交流電動機での損失を増やすことにより、減速時間を短くする方 法である。しかしながら、近年磁気飽和し易い交流電動機が増えてきており、提案の 方法をそのまま使おうとした場合、所定の磁束レベルに達せず交流電動機に流れる 電流が急増し、インバータ装置の過電流レベルまで電流が流れたり、交流電動機が 焼損してしまう可能性がある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、減速時に過励磁状態にし て交流電動機を駆動する際に交流電動機に流れる電流を監視し、交流電動機に流 れる電流が所定値に達したら、過励磁状態力 通常の磁束状態に戻すことにより、交 流電動機に流れる電流がそれ以上増えないようにすることにより、故障が発生するこ となく交流電動機を減速しかつ減速時間を短くすることができる方法及び装置を提供 することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0005] 上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
[0006] 請求項 1に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を 用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータに よる交流電動機を駆動する方法において、減速時には一次遅れフィルタの時定数を 通常制御状態の時定数に対して大きくすることにより過励磁状態で減速するという手 順をとつたのである。
[0007] また、請求項 2に記載の発明は、請求項 1記載の交流電動機の減速方法において 、前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すという手 順をとつたのである。
[0008] また、請求項 3に記載の発明は、請求項 1記載の交流電動機の減速方法において 、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すという手順をとつたのである。
[0009] また、請求項 4に記載の発明は、請求項 1記載の交流電動機の減速方法において 、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すこという手順をとつたのである。
[0010] また、請求項 5に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した 値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバー タ装置において、交流電動機を減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御 状態の時定数に対して大きくすることにより過励磁状態で減速するものである。
[0011] また、請求項 6に記載の発明は、請求項 5記載のインバータ装置において、前記交 流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記一 次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すものである。
[0012] また、請求項 7に記載の発明は、請求項 5記載のインバータ装置において、前記交 流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じて、 前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すものであ る。
[0013] また、請求項 8に記載の発明は、請求項 5記載のインバータ装置において、前記交 流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じて、 前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すものであ る。
[0014] また、請求項 9に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する方 法において、減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することによ り過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定値以上 になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲ インを 1に戻すと 、う手順をとつたのである。
[0015] また、請求項 10に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算すること により過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が第 1の所定 値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では 前記ゲインを 1に戻すと ヽぅ手順をとつたのである。
[0016] また、請求項 11に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算すること により過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が第 1の所定 値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では 前記ゲインを 1に戻すと ヽぅ手順をとつたのである。
[0017] また、請求項 12に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することにより過励磁状 態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定値以上になると電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に 戻すものである。
[0018] また、請求項 13に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することにより過励磁状 態で減速し、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が第 1の所定値以上になると 電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1 に戻すものである。
[0019] また、請求項 14に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することにより過励磁状 態で減速し、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が第 1の所定値以上になると 電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1 に戻すものである。
[0020] また、請求項 15に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲ インを乗算することにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出 値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の 所定値以上では前記ゲインを 1に戻すと 、う手順をとつたのである。
[0021] また、請求項 16に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲ インを乗算することにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる d軸電流検 出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2 の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すと 、う手順をとつたのである。
[0022] また、請求項 17に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲ インを乗算することにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる q軸電流検 出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2 の所定値以上では前記ゲインを 1に戻す方法と!/、う手順をとつたのである。
[0023] また、請求項 18に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲインを乗算する ことにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定 値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では 前記ゲインを 1に戻すものである。
[0024] また、請求項 19に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲインを乗算する ことにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が第 1の 所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以 上では前記ゲインを 1に戻すものである。
[0025] また、請求項 20に記載の発明は、電圧形インバータ装置において、交流電動機が 減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲインを乗算する ことにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が第 1の 所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以 上では前記ゲインを 1に戻すものである。
[0026] また、請求項 21に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通し た値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバ ータによる交流電動機を駆動する方法において、減速時には一次遅れフィルタの時 定数を通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に与えられた電圧指令に設 定されたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速という手順をとつたのである。
[0027] また、請求項 22に記載の発明は、請求項 21記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さ くし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施するという 手順をとつたのである。
[0028] また、請求項 23に記載の発明は、請求項 21記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大き さに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に 戻すまたは d軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記 ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実 施するという手順をとつたのである。
[0029] また、請求項 24に記載の発明は、請求項 21記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大き さに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に 戻すまたは q軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記 ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実 施するという手順をとつたのである。
[0030] また、請求項 25に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通し た値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバ ータ装置において、交流電動機が減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制 御状態の時定数に対して大きくすると同時に与えられた電圧指令に設定されたゲイ ンを乗算することにより過励磁状態で減速ものである。
[0031] また、請求項 26に記載の発明は、請求項 25記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記 一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは電流検 出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2 の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施するものである。
[0032] また、請求項 27に記載の発明は、請求項 25記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は d軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを 小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施するも のである。
[0033] また、請求項 28に記載の発明は、請求項 25記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は q軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを 小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施するも のである。
[0034] また、請求項 29に記載の発明は、電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、減速指令が入力された時には現在出力している周波数と電圧指令 のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで減速す ると、周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減速すると いう手順をとつたのである。
[0035] また、請求項 30に記載の発明は、請求項 29記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じ て、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数 と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すという手順をとつたのである。
[0036] また、請求項 31に記載の発明は、請求項 29記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大き さに応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すという手順をとつたのである。
[0037] また、請求項 32に記載の発明は、請求項 29記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大き さに応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すという手順をとつたのである。
[0038] また、請求項 33に記載の発明は、交流電動機を駆動する電圧形インバータ装置に おいて、減速指令が入力された時には現在出力している周波数と電圧指令のうち電 圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで減速すると、周 波数と電圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減速するものであ る。
[0039] また、請求項 34に記載の発明は、請求項 33記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、周波 数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の 比率を通常制御状態の比率に戻すものである。
[0040] また、請求項 35に記載の発明は、請求項 33記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じ て、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数 と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すものである。
[0041] また、請求項 36に記載の発明は、請求項 33記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じ て、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数 と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すものである。
[0042] また、請求項 37に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通し た値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバ ータによる交流電動機を駆動する方法において、減速時には一次遅れフィルタの時 定数を通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に減速指令が入力された時 には現在出力している周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波 数のみを下げ、所定の周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速 させることにより過励磁状態で減速するという手順をとつたのである。
[0043] また、請求項 38に記載の発明は、請求項 37記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、周波数が所定値まで減 速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通常制御状 態の比率に戻すまたはその両方を実施するという手順をとつたのである。
[0044] また、請求項 39に記載の発明は、請求項 37記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大き さに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に 戻すまたは d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じて、周波数 が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比 率を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施するという手順をとつたので ある。
[0045] また、請求項 40に記載の発明は、請求項 37記載の交流電動機の減速方法におい て、前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大き さに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に 戻すまたは q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じて、周波数 が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比 率を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施するという手順をとつたので ある。
[0046] また、請求項 41に記載の発明は、直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通し た値を用いて、与えられた電圧指令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバ ータお!、て、交流電動機減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の 時定数に対して大きくすると同時に減速指令が入力された時には現在出力している 周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の 周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより過励磁 状態で減速するものである。
[0047] また、請求項 42に記載の発明は、請求項 41記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記 一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは電流検 出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、周波数が所定値まで減速する前 であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率 に戻すまたはその両方を実施するものである。
[0048] また、請求項 43に記載の発明は、請求項 41記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じて、周波数が所定 値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通 常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施するものである。
[0049] また、請求項 44に記載の発明は、請求項 41記載のインバータ装置において、前記 交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じ て、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまた は q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じて、周波数が所定 値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通 常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施するものである。
発明の効果
[0050] 請求項 1に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制 御状態の時定数に対して大きくすることにより過励磁状態で減速するため、通常の磁 束レベルよりも短 、時間で減速することができる。
また、請求項 2に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流検出値が所定値 以上になると電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するため 、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電 動機を焼損せずに減速停止することができる。 また、請求項 3に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定 値以上になると d軸電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整す るため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交 流電動機を焼損せずに減速停止することができる。
また、請求項 4に記載の発明によると、交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定 値以上になると q軸電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整す るため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交 流電動機を焼損せずに減速停止することができる。
また、請求項 5に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を通 常制御状態の時定数に対して大きくすることにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速するインバータ装置を提供することができる。 また、請求項 6に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流検出値が所定値 以上になると電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するため 、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電 動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 7に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定 値以上になると d軸電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整す るため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交 流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提供することができる。 また、請求項 8に記載の発明によると、交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定 値以上になると q軸電流の大きさに応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整す るため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交 流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提供することができる。 また、請求項 9に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定され たゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも 短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる電流の大きさに応じて、 前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過 電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することができる。 また、請求項 10に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定さ れたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルより も短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応じ て、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータ が過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することができる。
また、請求項 11に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定さ れたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルより も短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる電流の大きさに応じて、 前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過 電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することができる。
また、請求項 12に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定さ れたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルより も短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる電流の大きさに応じて、 前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータが過 電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提供す ることがでさる。
また、請求項 13に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定さ れたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルより も短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応じ て、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータ が過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提 供することができる。
また、請求項 14に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に設定さ れたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルより も短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる q軸電流の大きさに応じ て、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であってもインバータ が過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装置を提 供することができる。 また、請求項 15に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる電流 の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であつ てもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することが できる。
また、請求項 16に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる d軸電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であ つてもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止すること ができる。
また、請求項 17に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる q軸電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であ つてもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止すること ができる。
また、請求項 18に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる電流 の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であつ てもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するイン バータ装置を提供することができる。
また、請求項 19に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる d軸電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であ つてもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するィ ンバータ装置を提供することができる。
また、請求項 20に記載の発明によると、減速時には与えられた電圧指令に直流母 線電圧検出値に応じたゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常 の磁束レベルよりも短い時間で減速することができ、前記交流電動機に流れる q軸電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくするため、磁気飽和し易い交流電動機であ つてもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するィ ンバータ装置を提供することができる。
また、請求項 21に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を 通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に与えられた電圧指令に設定され たゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも 短!、時間で減速することができる。
また、請求項 22に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる電流の大きさに 応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、電流の大きさに応じて、前記 ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であつ てもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することが できる。
また、請求項 23に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、 d軸電流の大きさに応じて 、前記ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機 であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止す ることがでさる。
また、請求項 24に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、 q軸電流の大きさに応じて 、前記ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機 であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止す ることがでさる。
また、請求項 25に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を 通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に与えられた電圧指令に設定され たゲインを乗算することにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも 短い時間で減速するインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 26に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる電流の大きさに 応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、電流の大きさに応じて、前記 ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であつ てもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するイン バータ装置を提供することができる。
また、請求項 27に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、 d軸電流の大きさに応じて 、前記ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機 であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止す るインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 28に記載の発明によると、前記交流電動機に流れる q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、 q軸電流の大きさに応じて 、前記ゲインを調整するか、その両方を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機 であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止す るインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 29に記載の発明によると、減速指令が入力された時には現在出力し ている周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、 所定の周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより 過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも短 、時間で減速することがで きる。
また、請求項 30に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であってもイン バータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することができる。 また、請求項 31に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応 じて、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であっても インバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することがで きる。
また、請求項 32に記載の発明によると、交流電動機に流れる q軸電流の大きさに応 じて、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であっても インバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止することがで きる。
また、請求項 33に記載の発明によると、減速指令が入力された時には現在出力し ている周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、 所定の周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより 過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも短 、時間で減速するインバー タ装置を提供することができる。
また、請求項 34に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であってもイン バータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバータ装 置を提供することができる。
また、請求項 35に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応 じて、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であっても インバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバー タ装置を提供することができる。
また、請求項 36に記載の発明によると、交流電動機に流れる q軸電流の大きさに応 じて、周波数と電圧の比率を調整するため、磁気飽和し易い交流電動機であっても インバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減速停止するインバー タ装置を提供することができる。
また、請求項 37に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を 通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に減速指令が入力された時には 現在出力している周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数の みを下げ、所定の周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させ ることにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも短い時間で減速す ることがでさる。
また、請求項 38に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または電流の大きさに応じて、周波 数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和し易い交 流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減 速停止することができる。
また、請求項 39に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応 じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または d軸電流の大きさに応じ て、周波数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和 し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損 せずに減速停止することができる。
また、請求項 40に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または電流の大きさに応じて、周波 数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和し易い交 流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減 速停止することができる。
また、請求項 41に記載の発明によると、減速時には一次遅れフィルタの時定数を 通常制御状態の時定数に対して大きくすると同時に減速指令が入力された時には 現在出力している周波数と電圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数の みを下げ、所定の周波数まで減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させ ることにより過励磁状態で減速するため、通常の磁束レベルよりも短い時間で減速す るインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 42に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または電流の大きさに応じて、周波 数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和し易い交 流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減 速停止するインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 43に記載の発明によると、交流電動機に流れる d軸電流の大きさに応 じて、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または d軸電流の大きさに応じ て、周波数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和 し易い交流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損 せずに減速停止するインバータ装置を提供することができる。
また、請求項 44に記載の発明によると、交流電動機に流れる電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を調整するか、または電流の大きさに応じて、周波 数と電圧の比率を調整するか、またはその両方を実施するため、磁気飽和し易い交 流電動機であってもインバータが過電流で停止したり、交流電動機を焼損せずに減 速停止するインバータ装置を提供することができる。
図面の簡単な説明
[0051] [図 1]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 1の実施例のブロック図
[図 2]時定数調整部の例
[図 3]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 2の実施例のブロック図
[図 4]ゲイン調整部の例
[図 5]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 3の実施例のブロック図
[図 6]ゲイン演算器のブロック図
[図 7]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 4の実施例のブロック図
[図 8]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 5の実施例のブロック図
[図 9]電圧指令調整部のブロック図
[図 10]電圧指令保持部の例
[図 11]電圧指令減量分演算部の例
[図 12]本発明の方法を適用するインバータ装置の第 6の実施例のブロック図
[図 13]従来例のインバータ装置の第 1の実施例のブロック図
[図 14]従来例のインバータ装置の第 2の実施例のブロック図
[図 15]従来例のインバータ装置の第 2の実施例運転時のフローチャート
符号の説明
[0052] 1、 307 交流電源
2 コンバータ部 3、 102 コンデンサ
4、 103 インバータ部
5 交流電動機
6、 117 直流母線電圧
7 電流検出器
8 電流変換器
9 時定数調整部
10 フィルタ部
11 電圧補正部
12 周波数 Z位相変換器
13 PWM演算部
14 ゲイン調整部
15 乗异器
16 ゲイン演算部
17 直流母線電圧基準化部
18 電圧指令調整部
19 電圧指令保持部
20 電圧指令減量分演算部
21 リミット部
SWl, SW2, SW3, SW4 スィッチ
101 整流部
104 交流電動機
111 周波数設定器
114 電圧 ·周波数変換回路
115 変調回路
116 ベースドライブ回路
118 設定器
119 比較器 120 加減速制限回路
121 電圧制御回路
201、一 206 トランジスタ
207、一 212 フライホイールダイォ -ド、
301 コンバータ回路
302 平滑コンデンサ
303 インバータ回路
304、 314、 421 マイクロコンビュ -タ
305 ベースアンプ
306 直流電圧検出回路
308 誘導電動機
315 出力演算回路
316 RAM
350 インバータ装置
400 運転指令装置
422 キーシート
423 表
発明を実施するための最良の形態
[0053] 以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
実施例 1
[0054] 図 1は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 1の実施例のブロック図、図 2 は時定数調整部の例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、交流 電源 1、コンバータ部 2、コンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母線電圧 検出器 6、電流検出器 7、電流変換器 8、時定数調整部 9、フィルタ部 10、電圧補正 部 11、周波数 Z位相変換器 12、 PWM演算部 13及びスィッチ SW1を備えている。 本インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整流することにより直 流電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換された直流電圧を平滑 する。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任意の周波数と電圧の 交流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出器 6はコンデンサ 3の 両端に力かる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前記交流電動機 5に供
dc
給される電流を検出する。電流変換器 8は前記電流検出器 7で検出された電流を交 流電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。 時定数調整部 9は交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じて、フィルタ部 10で使 用する時定数 T を調整する。フィルタ部 10は直流母線電圧検出器 6で検出した直
dc
流母線電圧 V を時定数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正値 V と
dc dc dcfil して出力する。電圧補正部 11は任意の電圧指令 VI*とインバータ部 4の出力電圧が 一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指令補正値を演算する。周波
dcfil
数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電圧位相の演算をする。 PW M演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周波数 Z位相変換器 12から の電圧位相とから PWM信号を演算する。インバータ部 4のパワー素子は PWM演算 部 13から出力される PWM信号で駆動される。時定数調整部 9の実施例として図 2の ような横軸に電流、縦軸に時定数が演算される時定数調整部で説明する。時定数調 整部 9に入力される電流の大きさに応じて、フィルタ部 10で使用する時定数を演算 するものであり、具体的な動作は後述する。
本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW1が a側であり、予め設定されているフィルタ時定 数 T で運転されるため、インバータ部 4の出力電圧は電圧指令値 VI*に一致してい dcO
る。減速指令が入ると SW1が b側に切替る。このときフィルタ時定数は T に比べては
dcO
るかに長い時定数の T になる。このため、減速中はフィルタ部 10の出力する直流母
del
線電圧補正値 V が減速開始時の値が維持されるようになる。実際には減速すること
dcfil
により直流母線電圧が上昇するため、電圧補正部 11が正しく動作せず、任意の電圧 指令よりも大きな出力電圧を出すように電圧指令補正値を演算する。これにより交流 電動機 5が過励磁状態となるため、交流電動機 5での鉄損や銅損等が増えるので、 インバータ装置側に戻ってくる回生電力が小さくなり、インバータ装置が過電圧状態 になりにくくなり、通常の磁束レベルに比べて減速時間を短くすることができる。減速 開始してある程度時間が経過すると、フィルタ部 10の出力する直流母線電圧補正値 V は次第に真値に近づくため、次第に電圧補正部 11が正しく動作するようになる。 dcffl
交流電動機 5の負荷イナ一シャが大き 、場合には、減速停止する前に直流母線電 圧補正値 V に真値になるが、交流電動機の持っている回転エネルギーは速度が dcffl
高いほどエネルギーが大きぐ速度が下がるとエネルギーは小さくなる。従って、減速 開始時にフィルタ時定数を τ 〖こすることは、速度が高いところで過励磁にすることが del
できるため、減速途中で直流母線電圧補正値 V は次第に真値になっても減速時間 dcffl
を短くできると 、う効果は大き 、。
[0056] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 磁気飽和し易い交流電動機に従来例 2のインバータ装置を適用した場合、減速時に 283Vと設定して制御するため、交流電動機 5が磁気飽和してしまうと交流電動機 5 に過大な電流が流れることとなり、インバータ装置が過電流異常となったり、交流電 動機 5がこの電流のために焼損してしまう可能性がある。そこで本発明では、図 2のよ うに交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 ilが ilになるまではフィルタ時定数 T を
1 dc 通常のフィルタ時定数 T の 10 10000倍程度のはるかに長い T にしておき、 ilを dcO del 1 越えると徐々にフィルタ時定数を短くし、 ilになると通常のフィルタ時定数 T に戻す
2 dcO ことにより直流母線電圧補正値 V が素早く真値に近づくため、過励磁状態から通常 dcffl
磁束状態に戻る。予めインバータ装置の特性や交流電動機の特性力 ilや il
1 2を設 定することにより、磁気飽和し易い交流電動機でもインバータ装置の過電流異常や 交流電動機 5の焼損を心配することなく減速時間を短くすることができる。また、交流 電動機 5に流れる電流 ilに応じて、フィルタ時定数を調整するのではなぐトルク電流 検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、フィルタ時定数を調整しても同様の効果が 得られる。
実施例 2
[0057] 図 3は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 2の実施例のブロック図、図 4 はゲイン調整部の例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、交流 電源 1、コンバータ部 2、コンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母線電圧 検出器 6、電流検出器 7、電流変換器 8、フィルタ部 10、電圧補正部 11、周波数 Z位 相変換器 12、 PWM演算部 13、ゲイン調整部 14、乗算器 15及びスィッチ SW2を備 えて 、る。本インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整流するこ とにより直流電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換された直流電 圧を平滑する。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任意の周波 数と電圧の交流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出器 6はコン デンサ 3の両端にカゝかる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前記交流電
dc
動機 5に供給される電流を検出する。電流変換器 8は前記電流検出器 7で検出され た電流を交流電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに 分離する。フィルタ部 10は時定数 T を直流母線電圧検出器 6で検出した直流母線
dc
電圧 V を時定数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正値 V として出 dc dcO dcffl 力する。ゲイン調整部 14は交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じてゲイン Gを調 整する。乗算器 15は任意の電圧指令 VI*とゲイン Gを乗算し、調整後の電圧指令 VI*'を出力する。電圧補正部 11は調整後の電圧指令 VI*'とインバータ部 4の出力 電圧が一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指令補正値を演算す
dcffl
る。周波数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電圧位相の演算をす る。 PWM演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周波数 Z位相変換器 12からの電圧位相と力 PWM信号を演算する。インバータ部 4のパワー素子は PW M演算部 13から出力される PWM信号で駆動される。
本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW2が a側であり、ゲイン Gは 1.0であるため、任意の 電圧指令 VI*と調整後の電圧指令 VI*'がー致した状態で運転される。減速指令が 入ると SW2が b側に切替る。このときゲイン Gは予め設定するものであって、 1.0— 2.0 の範囲内で 1.0よりも大きな値としておくため、任意の電圧指令 VI*に対して、調整後 の電圧指令 VI*'はこのゲイン Gの分だけ大きくなる。これにより指令としては交流電 動機 5の磁束レベルがゲイン G分だけ大きくなり過励磁状態となるため、交流電動機 5での鉄損や銅損等が増えるので、インバータ装置側に戻ってくる回生電力が小さく なり、インバータ装置が過電圧状態になりにくくなり、通常の磁束レベルに比べて減 速時間を短くすることができる。 [0059] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 磁気飽和し易い交流電動機に従来例 1のインバータ装置を適用した場合、減速時に ゲイン Gにより電動機端子電圧を高くするため、交流電動機 5が磁気飽和してしまうと 交流電動機 5に過大な電流が流れることとなり、インバータ装置が過電流異常となつ たり、交流電動機 5がこの電流のために焼損してしまう可能性がある。そこで本発明 では、図 4のように交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 il力 1になるまではゲイン
3
を予め設定された 1.0よりも大きなにしておき、 ilを越えると徐々にゲインを小さくし、 il
3
になると 1.0に戻すことにより過励磁状態力 通常磁束状態に戻る。予めインバータ
4
装置の特性や交流電動機の特性から ilや ilを設定することにより、磁気飽和し易い
3 4
交流電動機でもインバータ装置の過電流異常や交流電動機 5の焼損を心配すること なく減速時間を短くすることができる。また、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 ゲインを調整するのではなぐトルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、ゲ インを調整しても同様の効果が得られる。
実施例 3
[0060] 図 5は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 3の実施例のブロック図、図 6 はゲイン演算器のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は 、交流電源 1、コンバータ部 2、コンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母 線電圧検出器 6、電流検出器 7、電流変換器 8、フィルタ部 10、電圧補正部 11、周波 数 Z位相変換器 12、 PWM演算部 13、ゲイン演算器 16、乗算器 15及びスィッチ S W3を備えて 、る。本インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整 流することにより直流電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換され た直流電圧を平滑する。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任 意の周波数と電圧の交流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出 器 6はコンデンサ 3の両端に力かる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前 dc
記交流電動機 5に供給される電流を検出する。電流変換器 8は前記電流検出器 7で 検出された電流を交流電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検 出値 idに分離する。フィルタ部 10は時定数 T を直流母線電圧検出器 6で検出した直 流母線電圧 V を時定数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正値 V と dc dcO dcffl して出力する。ゲイン演算器 16は図 6のようにゲイン調整部 14と直流母線電圧基準 化部 17とから構成されており、フィルタ部 10が出力する直流母線電圧補正値 V を dcffl 直流母線電圧基準化部 17で直流母線電圧基準値 V に対して基準化してゲイン G dcO
を決定する。このゲイン Gに対して、図 4のように交流電動機 5に流れる電流の大きさ に応じてゲイン Gを調整する。乗算器 15は任意の電圧指令 VI*とゲイン Gを乗算し、 調整後の電圧指令 VI*'を出力する。電圧補正部 11は調整後の電圧指令 VI*'とイン バータ部 4の出力電圧が一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指令 dcffl
補正値を演算する。周波数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電圧 位相の演算をする。 PWM演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周波 数 Z位相変翻 12からの電圧位相とから PWM信号を演算する。インバータ部 4の パワー素子は PWM演算部 13から出力される PWM信号で駆動される。
[0061] 本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW3が a側であり、ゲイン Gは 1.0であるため、任意の 電圧指令 VI*と調整後の電圧指令 VI*'がー致した状態で運転される。減速指令が 入ると SW3が b側に切替る。このときゲイン Gは直流母線電圧補正値 V に応じて、 dcffl
1.0— 1.5の範囲内の値となり、減速することにより直流母線電圧が上昇する程 1.0より も大きな値となるため、任意の電圧指令 VI*に対して、調整後の電圧指令 VI*'が大き くなる。これにより交流電動機 5が過励磁状態となるため、交流電動機 5での鉄損や 銅損等が増えるので、インバータ装置側に戻ってくる回生電力が小さくなり、インバー タ装置が過電圧状態になりにくくなり、通常の磁束レベルに比べて減速時間を短くす ることがでさる。
[0062] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 本発明では、図 4のように交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 il力 1になるまで
3
はゲインを予め設定された 1.0よりも大きな値にしておき、 ilを越えると徐々にゲインを
3
小さくし、 ilになると 1.0に戻すことにより過励磁状態力 通常磁束状態に戻る。予め
4
インバータ装置の特性や交流電動機の特性力も ilや ilを設定することにより、磁気 飽和し易い交流電動機でもインバータ装置の過電流異常や交流電動機 5の焼損を 心配することなく減速時間を短くすることができる。また、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、ゲインを調整するのではなぐトルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 id に応じて、ゲインを調整しても同様の効果が得られる。
実施例 4
図 7は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 4の実施例のブロック図であ る。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、交流電源 1、コンバータ部 2、コ ンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母線電圧検出器 6、電流検出器 7、 電流変換器 8、時定数調整部 9、フィルタ部 10、電圧補正部 11、周波数 Z位相変換 器 12、 PWM演算部 13、ゲイン調整部 14、乗算器 15及びスィッチ SW1、 SW2を備 えて 、る。本インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整流するこ とにより直流電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換された直流電 圧を平滑する。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任意の周波 数と電圧の交流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出器 6はコン デンサ 3の両端にカゝかる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前記交流電
dc
動機 5に供給される電流を検出する。電流変換器 8は前記電流検出器 7で検出され た電流を交流電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに 分離する。時定数調整部 9は交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じて、フィルタ 部 10で使用する時定数 T を調整する。フィルタ部 10は直流母線電圧検出器 6で検
dc
出した直流母線電圧 V を時定数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正
dc dc
値 V として出力する。ゲイン調整部 14は交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じ dcffl
てゲイン Gを調整する。乗算器 15は任意の電圧指令 VI*とゲイン Gを乗算し、調整後 の電圧指令 VI*'を出力する。電圧補正部 11は調整後の電圧指令 VI*'とインバータ 部 4の出力電圧が一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指令補正
dcffl
値を演算する。周波数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電圧位相 の演算をする。 PWM演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周波数 Z 位相変翻 12からの電圧位相とから PWM信号を演算する。インバータ部 4のパヮ 一素子は PWM演算部 13から出力される PWM信号で駆動される。 [0064] 本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW2が a側であり、ゲイン Gは 1.0であるため、任意の 電圧指令 VI*と調整後の電圧指令 VI*'がー致しており、同時に SW1が a側であり、 予め設定されているフィルタ時定数 T で運転されるため、インバータ部 4の出力電 dcO
圧は電圧指令値 VI*に一致している。減速指令が入ると SW1及び SW2が b側に切 替る。このときゲイン Gは予め設定するものであって、 1.0— 2.0の範囲内で 1.0よりも大 きな値としておくため、任意の電圧指令 VI*に対して、調整後の電圧指令 VI*'はこの ゲイン Gの分だけ大きくなる。また、フィルタ時定数は T の 10— 10000倍程度のはる dcO
かに長い時定数の T になる。このため、減速中はフィルタ部 10の出力する直流母 del
線電圧補正値 V が減速開始時の値が維持されるようになる。実際には減速すること dcffl
により直流母線電圧が上昇するため、電圧補正部 11が正しく動作せず、調整後の電 圧指令 VI*'よりも大きな出力電圧を出すように電圧指令補正値を演算する。これによ り交流電動機 5が過励磁状態となるため、交流電動機 5での鉄損や銅損等が増える ので、インバータ装置側に戻ってくる回生電力が小さくなり、インバータ装置が過電 圧状態になりにくくなり、通常の磁束レベルに比べて減速時間を短くすることができる 。減速開始してある程度時間が経過すると、フィルタ部 10の出力する直流母線電圧 補正値 V は次第に真値に近づくため、次第に電圧補正部 11が正しく動作するよう dcffl
になる。
[0065] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 そこで本発明では、図 2のように交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 il力 1になる
1 まではフィルタ時定数 T を通常のフィルタ時定数 T の 10 10000倍程度のはるかに dc dcO
長い T にしておき、 ilを越えると徐々にフィルタ時定数を短くし、 ilになると通常の del 1 2 フィルタ時定数 T に戻すことにより直流母線電圧補正値 V が素早く真値に近づく dcO dcffl ため、過励磁状態から通常磁束状態に戻る。予めインバータ装置の特性や交流電動 機の特性から ilや ilを設定することにより、磁気飽和し易い交流電動機でもインバー
1 2
タ装置の過電流異常や交流電動機 5の焼損を心配することなく減速時間を短くする ことができる。また、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、フィルタ時定数を調整す るのではなぐトルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、フィルタ時定数を 調整しても同様の効果が得られる。または、図 4のように交流電動機 5に流れる電流 il に応じて、 il力 になるまではゲインを予め設定された 1.0よりも大きな値にしておき、
3
ilを越えると徐々にゲインを小さくし、 ilになると 1.0に戻すことにより過励磁状態から
3 4
通常磁束状態に戻る。予めインバータ装置の特性や交流電動機の特性力 ilや il
3 4 を設定することにより、磁気飽和し易い交流電動機でもインバータ装置の過電流異常 や交流電動機 5の焼損を心配することなく減速時間を短くすることができる。また、交 流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、ゲインを調整するのではなぐトルク電流検出 値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、ゲインを調整しても同様の効果が得られる。また は、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、フィルタ時定数を調整すると同時にゲイ ンを調整することでも同様の効果が得られる。または、交流電動機 5に流れる電流 il に応じて、フィルタ時定数を調整すると同時にゲインを調整するのではなぐトルク電 流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、フィルタ時定数を調整すると同時にゲイン を調整することでも同様の効果が得られる。
実施例 5
図 8は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 5の実施例のブロック図、図 9 は電圧指令調整部のブロック図、図 10は電圧指令保持部の例、図 11は電圧指令減 量分演算部の例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、交流電源 1、コンバータ部 2、コンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母線電圧検出 器 6、電流検出器 7、電流変換器 8、フィルタ部 10、電圧補正部 11、周波数 Z位相変 換器 12、 PWM演算部 13、電圧指令調整部 18及びスィッチ SW4を備えている。本 インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整流することにより直流 電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換された直流電圧を平滑す る。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任意の周波数と電圧の交 流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出器 6はコンデンサ 3の両 端にかかる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前記交流電動機 5に供給 dc
される電流を検出する。電流変 8は前記電流検出器 7で検出された電流を交流 電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。フィ ルタ部 10は時定数 T を直流母線電圧検出器 6で検出した直流母線電圧 V を時定 dc dc 数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正値 V として出力する。電圧指 dcO dcffl
令調整部 18は図 9のように任意の電圧指令 VI*と任意の出力周波数 flと交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じて、調整後の電圧指令 VI*'を出力する。電圧補正部 11は任意の電圧指令 VI*または調整後の電圧指令 VI*'とインバータ部 4の出力電 圧が一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指令補正値を演算する。
dcffl
周波数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電圧位相の演算をする。 PWM演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周波数 Z位相変換器 12 力 の電圧位相とから PWM信号を演算する。インバータ部 4のパワー素子は PWM 演算部 13から出力される PWM信号で駆動される。
[0067] 本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW4が a側であり、電圧補正部 11に入力される電圧 指令は任意の電圧指令 VI*で運転される。減速指令が入ると SW^¾側に切替る。 このとき電圧補正部 11に入力される電圧指令は電圧指令調整部 18が出力する調整 後の電圧指令 VI*'となる。この電圧指令調整部 18の動作は、図 10のように電圧指 令保持部 19で周波数が予め設定した flより高い場合、減速開始した場合の電圧指
1
令を保持し fl
1よりも減速した場合には徐々に通常の一点破線に示すような周波数と 電圧の比に近づける、そして、 fl
2よりも減速した場合には、通常の電圧と周波数の比 になるよな調整後の電圧指令 VI*'を出力する。この例では設定した周波数 fl、 flは
1 2 予め設定しておくと説明したが、現在の出力周波数に対してある割合という形で決定 しても良い。これにより減速開始して flまで減速するまでは任意の電圧指令 VI*に対
2
して、調整後の電圧指令 VI*'が大きくなる。これにより交流電動機 5が過励磁状態と なるため、交流電動機 5での鉄損や銅損等が増えるので、インバータ装置側に戻つ てくる回生電力が小さくなり、インバータ装置が過電圧状態になりにくくなり、通常の 磁束レベルに比べて減速時間を短くすることができる。
[0068] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 そこで本発明では、図 11のように電圧指令減量分演算部 20が交流電動機 5に流れ る電流 ilに応じて、 il力 1になるまでは不感帯として何もしないが、 ilを越えると徐々
5 5
に ilに応じて、電圧指令減量分 VIを大きく出力し、 ilを越えると固定した電圧指令 d 6
減量分 VIを出力する。電圧指令保持部 19の出力から電圧指令減量分演算部 20を d
減算した値を周波数 flに応じて、図 10の一点破線の値でリミット部 21によりリミットし て、調整後の電圧指令 VI*'として出力する。電流の大きさに応じて、電圧指令減量 分演算部 20が電圧指令保持部 19の出力を調整することにより過励磁状態力も通常 磁束状態に戻る。予めインバータ装置の特性や交流電動機の特性力 ilや ilを設
5 6 定することにより、磁気飽和し易い交流電動機でもインバータ装置の過電流異常や 交流電動機 5の焼損を心配することなく減速時間を短くすることができる。また、交流 電動機 5に流れる電流 ilに応じて、電圧指令と周波数の比率を調整するのではなぐ トルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、電圧指令と周波数の比率を調整 しても同様の効果が得られる。
実施例 6
図 12は、本発明の方法を適用するインバータ装置の第 6の実施例のブロック図で ある。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、交流電源 1、コンバータ部 2、 コンデンサ 3、インバータ部 4、交流電動機 5、直流母線電圧検出器 6、電流検出器 7 、電流変換器 8、時定数調整部 9、フィルタ部 10、電圧補正部 11、周波数 Z位相変 換器 12、 PWM演算部 13、電圧指令調整部 18及びスィッチ SW1、 SW4を備えてい る。本インバータ装置のコンバータ部 2は交流電源 1の交流電圧を整流することにより 直流電圧に変換する。コンデンサ 3はコンバータ部 2により変換された直流電圧を平 滑する。インバータ部 4はパワー素子を PWM制御することにより任意の周波数と電 圧の交流に変換し、交流電動機 5に供給する。直流母線電圧検出器 6はコンデンサ 3の両端に力かる直流母線電圧 V を検出する。電流検出器 7は前記交流電動機 5に dc
供給される電流を検出する。電流変換器 8は前記電流検出器 7で検出された電流を 交流電動機に流れる電流 il及びトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する 。時定数調整部 9は交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じて、フィルタ部 10で使 用する時定数 T を調整する。フィルタ部 10は直流母線電圧検出器 6で検出した直 dc
流母線電圧 V を時定数 T の一次遅れフィルタを通した直流母線電圧補正値 V と して出力する。電圧指令調整部 18は図 9のように任意の電圧指令 VI*と任意の出力 周波数 flと交流電動機 5に流れる電流の大きさに応じて、調整後の電圧指令 VI*'を 出力する。電圧補正部 11は任意の電圧指令 VI*または調整後の電圧指令 VI*'とィ ンバータ部 4の出力電圧が一致するように前記直流母線電圧補正値 V から電圧指 dcfil 令補正値を演算する。周波数 Z位相変換器 12は任意の出力周波数 flを入力し、電 圧位相の演算をする。 PWM演算部 13は電圧補正部 11からの電圧指令補正値と周 波数 Z位相変翻 12からの電圧位相とから PWM信号を演算する。インバータ部 4 のパワー素子は PWM演算部 13から出力される PWM信号で駆動される。
[0070] 本発明での通常運転状態から減速状態に移行する場合の動作を具体的に説明す る。まず、通常制御状態では、 SW4が a側であり、電圧補正部 11に入力される電圧 指令は任意の電圧指令 VI*となると同時に SW1が a側であり、予め設定されているフ ィルタ時定数 T で運転されるため、インバータ部 4の出力電圧は電圧指令値 VI*に dcO
一致している。減速指令が入ると SW1及び 3^\^4カ¾側に切替る。このとき電圧補正 部 11に入力される電圧指令は電圧指令調整部 18が出力する調整後の電圧指令 VI*'となる。この電圧指令調整部 18の動作は、図 10のように電圧指令保持部 19で 周波数が予め設定した fl
1より高い場合、減速開始した場合の電圧指令を保持し fl
1よ りも減速した場合には徐々に通常の一点破線に示すような周波数と電圧の比に近づ ける、そして、 fl
2よりも減速した場合には、通常の電圧と周波数の比になるよな調整 後の電圧指令 VI*'を出力する。また、フィルタ時定数は T の 10— 10000倍程度のは dcO
るかに長い時定数の T になる。このため、減速中はフィルタ部 10の出力する直流母 del
線電圧補正値 V が減速開始時の値が維持されるようになる。実際には減速すること dcfil
により直流母線電圧が上昇するため、電圧補正部 11が正しく動作せず、調整後の電 圧指令 VI*'よりも大きな出力電圧を出すように電圧指令補正値を演算する。これによ り交流電動機 5が過励磁状態となるため、交流電動機 5での鉄損や銅損等が増える ので、インバータ装置側に戻ってくる回生電力が小さくなり、インバータ装置が過電 圧状態になりにくくなり、通常の磁束レベルに比べて減速時間を短くすることができる
[0071] 一方、近年磁気飽和し易い交流電動機 5が増えてきており、過励磁にしょうとしても 磁気飽和してしま 、電流ば力り流れてしま 、磁束がそれ以上増えなくなってしまう。 そこで本発明では、図 2のように交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 il力 1になる
1 まではフィルタ時定数 T を通常のフィルタ時定数 T の 10 10000倍程度のはるかに dc dcO
長い T にしておき、 ilを越えると徐々にフィルタ時定数を短くし、 ilになると通常の del 1 2
フィルタ時定数 T に戻すことにより直流母線電圧補正値 V が素早く真値に近づく dcO dcffl
ため、過励磁状態から通常磁束状態に戻る。予めインバータ装置の特性や交流電動 機の特性から ilや ilを設定することにより、磁気飽和し易い交流電動機でもインバー
1 2
タ装置の過電流異常や交流電動機 5の焼損を心配することなく減速時間を短くする ことができる。また、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、フィルタ時定数を調整す るのではなぐトルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、フィルタ時定数を 調整しても同様の効果が得られる。または、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、 電圧指令減量分演算部 20が電圧指令保持部 19の出力を調整することにより過励磁 状態力 通常磁束状態に戻すことにより同じ効果が得られる。また、交流電動機 5に 流れる電流 ilに応じて、電圧指令と周波数の比率を調整するのではなぐトルク電流 検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、電圧指令と周波数の比率を調整しても同様 の効果が得られる。または、交流電動機 5に流れる電流 ilに応じて、電圧指令と周波 数の比率を調整すると同時にフィルタ時定数を調整しても同様の効果が得られる。ま た、トルク電流検出値 iqや励磁電流検出値 idに応じて、電圧指令と周波数の比率を 調整すると同時にフィルタ時定数を調整しても同様の効果が得られる。
産業上の利用可能性
本発明では交流電源をコンバータ部により直流に変換するインバータ装置の例で 説明したが、交流電源及びコンバータ部をバッテリーなどの直流電源に置き換えたィ ンバータ装置であっても、同様な方法で交流電動機を過励磁にした状態で減速する ことにより、減速時間を短くすることができる。また、図 2の時定数調整部 9は電流検出 値に対して、時定数が直線状に変化するような例で示したが、任意の関数で定義し ても同様の効果が得られる。また、図 4のゲイン調整部 14は電流検出値に対して、ゲ インが直線状に変化するような例で示したが、任意の関数で定義しても同様の効果 が得られる。また、図 10の電圧指令保持部 18は周波数が fl一 flまで直線状に元の 周波数と電圧の比率となるように変化させているが、任意の関数であっても同様の効 果が得られる。また、図 11の電圧指令減量分演算部 19は電流に対して不感帯を持 たせたり、電流に比例して電圧減量分を演算しているが、任意の関数であっても同様 の効果が得られる。

Claims

請求の範囲
[1] 直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、
減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に対して大きくす ることにより過励磁状態で減速することを特徴とする交流電動機の減速方法。
[2] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて
、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すことを 特徴とする請求項 1記載の交流電動機の減速方法。
[3] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すことを特徴とする請求項 1記載の交流電動機の減速方法。
[4] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すことを特徴とする請求項 1記載の交流電動機の減速方法。
[5] 直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータ装置において、
交流電動機を減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に 対して大きくすることにより過励磁状態で減速することを特徴とするインバータ装置。
[6] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて
、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すことを 特徴とする請求項 5記載のインバータ装置。
[7] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すことを特徴とする請求項 5記載のインバータ装置。
[8] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すことを特徴とする請求項 5記載のインバータ装置。
[9] 電圧形インバータによる交流電動機を駆動する方法において、
減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することにより過励磁状 態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定値以上になると電 流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に 戻すことを特徴とする交流電動機の減速方法。
[10] 前記電流検出値が d軸電流検出値である請求項 9記載の交流電動機の減速方法
[11] 前記電流検出値が q軸電流検出値である請求項 9記載の交流電動機の減速方法
[12] 電圧形インバータ装置において、
交流電動機が減速時には与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算すること により過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定値 以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では前 記ゲインを 1に戻すことを特徴とするインバータ装置。
[13] 前記電流検出値が d軸電流検出値である請求項 12記載のインバータ装置。
[14] 前記電流検出値が q軸電流検出値である請求項 12記載のインバータ装置。
[15] 電圧形インバータによる交流電動機を駆動する方法において、
減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲインを乗算する ことにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出値が第 1の所定 値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の所定値以上では 前記ゲインを 1に戻すことを特徴とする交流電動機の減速方法。
[16] 前記電流検出値が d軸電流検出値である請求項 15記載の交流電動機の減速方法
[17] 前記電流検出値が q軸電流検出値である請求項 15記載の交流電動機の減速方法
[18] 電圧形インバータ装置において、
交流電動機が減速時には与えられた電圧指令に直流母線電圧検出値に応じたゲ インを乗算することにより過励磁状態で減速し、前記交流電動機に流れる電流検出 値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さくし、第 2の 所定値以上では前記ゲインを 1に戻すことを特徴とするインバータ装置。
[19] 前記電流検出値が d軸電流検出値である請求項 18記載のインバータ装置。
[20] 前記電流検出値が q軸電流検出値である請求項 18記載のインバータ装置。
[21] 。
直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、
減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に対して大きくす ると同時に与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算することにより過励磁状態 で減速することを特徴とする交流電動機の減速方法。
[22] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは 電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さく し、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施することを特 徴とする請求項 21記載の交流電動機の減速方法。
[23] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは d軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲ インを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施 することを特徴とする請求項 21記載の交流電動機の減速方法。
[24] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは q軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲ インを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施 することを特徴とする請求項 21記載の交流電動機の減速方法。
[25] 直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータ装置において、 交流電動機が減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に 対して大きくすると同時に与えられた電圧指令に設定されたゲインを乗算すること〖こ より過励磁状態で減速することを特徴とするインバータ装置。
[26] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは 電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲインを小さく し、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施することを特 徴とする請求項 25記載のインバータ装置。
[27] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは d軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲ インを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施 することを特徴とする請求項 25記載のインバータ装置。
[28] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは q軸電流検出値が第 1の所定値以上になると電流の大きさに応じて、前記ゲ インを小さくし、第 2の所定値以上では前記ゲインを 1に戻すまたはその両方を実施 することを特徴とする請求項 25記載のインバータ装置。
[29] 電圧形インバータによる交流電動機を駆動する方法において、
減速指令が入力された時には現在出力している周波数と電圧指令のうち電圧指令 のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで減速すると、周波数と電 圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減速することを特徴とする交 流電動機の減速方法。
[30] 請求項 29記載の交流電動機の減速方法にお 、て、
前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と 電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求項 29記載 の交流電動機の減速方法。
[31] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求 項 29記載の交流電動機の減速方法。
[32] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求 項 29記載の交流電動機の減速方法。
[33] 交流電動機を駆動する電圧形インバータ装置において、
減速指令が入力された時には現在出力している周波数と電圧指令のうち電圧指令 のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで減速すると、周波数と電 圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減速することを特徴とするィ ンバータ装置。
[34] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と 電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求項 33記載 のインバータ装置。
[35] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求 項 33記載のインバータ装置。
[36] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、周波数が所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、 周波数と電圧の比率を通常制御状態の比率に戻すようにすることを特徴とする請求 項 33記載のインバータ装置。
[37] 直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータによる交流電動機を駆動する 方法において、 減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に対して大きくす ると同時に減速指令が入力された時には現在出力して 、る周波数と電圧指令のうち 電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで減速すると、 周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減速することを 特徴とする交流電動機の減速方法。
[38] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは 電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、周波数が所定値まで減速 する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通常制御状態 の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 37記載の交流電 動機の減速方法。
[39] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じて、周波数が 所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率 を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 3 7記載の交流電動機の減速方法。
[40] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じて、周波数が 所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率 を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 3 7記載の交流電動機の減速方法。
[41] 直流母線電圧検出値を一次遅れフィルタを通した値を用いて、与えられた電圧指 令を補正する電圧補正部を内蔵した電圧形インバータおいて、
交流電動機減速時には一次遅れフィルタの時定数を通常制御状態の時定数に対 して大きくすると同時に減速指令が入力された時には現在出力して 、る周波数と電 圧指令のうち電圧指令のみを保持したまま、周波数のみを下げ、所定の周波数まで 減速すると、周波数と電圧を設定したレートで減速させることにより過励磁状態で減 速することを特徴とするインバータ装置。
[42] 前記交流電動機に流れる電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて 、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻すまたは 電流検出値が所定値以上になると電流の大きさに応じて、周波数が所定値まで減速 する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率を通常制御状態 の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 41記載のインバー タ装置。
[43] 前記交流電動機に流れる d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは d軸電流検出値が所定値以上になると d軸電流の大きさに応じて、周波数が 所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率 を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 4 1記載のインバータ装置。
[44] 前記交流電動機に流れる q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさ に応じて、前記一次遅れフィルタの時定数を短くし、通常制御状態での時定数に戻 すまたは q軸電流検出値が所定値以上になると q軸電流の大きさに応じて、周波数が 所定値まで減速する前であっても、電圧指令も下げるようにし、周波数と電圧の比率 を通常制御状態の比率に戻すまたはその両方を実施することを特徴とする請求項 4 1記載のインバータ装置。
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