WO2004102797A1 - ２ポートsaw共振子 - Google Patents

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WO2004102797A1
WO2004102797A1 PCT/JP1998/001569 JP9801569W WO2004102797A1 WO 2004102797 A1 WO2004102797 A1 WO 2004102797A1 JP 9801569 W JP9801569 W JP 9801569W WO 2004102797 A1 WO2004102797 A1 WO 2004102797A1
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idt
idts
saw resonator
frequency
port saw
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PCT/JP1998/001569
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French (fr)
Inventor
Michiaki Takagi
Takashi Yamazaki
Original Assignee
Michiaki Takagi
Takashi Yamazaki
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/25—Constructional features of resonators using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a two-port surface acoustic wave resonator using a surface acoustic wave (hereinafter, abbreviated as a two-port SAW (Surf ace Acoustic stave) resonator). More specifically, the present invention relates to a structural technology for suppressing spurious (unnecessary resonance) caused by a higher-order longitudinal harmonic mode in a two-port SAW resonator.
  • SAW Surface acoustic wave
  • the IDT at the center is an input terminal, and IDTs at both sides are output terminals.
  • the frequency of the two-port SAW resonator is stable against load fluctuations of the output side load circuit.
  • the so-called ST cut 2-port S AW resonator formed on the ST cut X propagation plate made of single crystal quartz has a temperature coefficient of zero and frequency stability. In terms of surface quality, it is as good as a one-port type.
  • the present invention solves such a problem, and the object thereof is to provide a two-port SA having excellent frequency stability and no spurious.
  • the purpose is to provide the W resonator to the communication market. Disclosure of the invention
  • the present invention is based on the premise that, in the SAW resonator, first, the IDT and the reflectors arranged on both sides thereof are configured to confine the energy of the surface acoustic wave.
  • the IDT is divided into three parts from the viewpoint of frequency potential, and the surface acoustic waves are excited by the IDTs arranged at the center and the surface acoustic waves by the IDTs arranged on both sides. , And is configured to control the displacement.
  • the piezoelectric flat plate J A first interdigital electrode that excites a surface acoustic wave by a metal parallel conductor formed on the first interdigital transducer, and a pair of second and third interdigital transducers that receive surface acoustic waves on both sides of the first interdigital electrode.
  • the period of the parallel conductor of the first interdigital electrode is determined by the The frequency is increased by making the period smaller than that of the second electrode, and the total reflection coefficient ⁇ ⁇ ⁇ is made to be an energy trapping type with 10> ⁇ > 0.8.
  • the period of the parallel conductor is defined by the first It is characterized by lowering the frequency by making it larger than the period of the parallel conductor of the electrode.
  • the logarithms of the second and third interdigital electrodes are 1 / 2.7 of the sum of the logarithms of the first, second and third interdigital electrodes. It is preferably in the range from 5 to 1 13.75. In other words, even if the sum of the logarithms fluctuates in the three IDs, when dividing the parallel conductor into the three IDs, the logarithms of the first, second, and third IDTs It is preferable to reduce the equivalent series resistance of the 2-port S AW resonator by setting it in the range of 1 / 2.75 to 1 / 3.75 of the sum.
  • the logarithm of the second and third interdigital electrodes is 1 / (4 ⁇ 5) of the sum of the logarithms of the first, second and third interdigital electrodes. 2%), ie in the range from 1 / 3.92 to 1 / 4.08.
  • the frequency increase of the first IDT electrode is in the range of 2000 ppm to 1200 ppm. That is, the amount of frequency increase of the first IDT is 200 Setting the range from O ppm to 1200 ppm is suitable for spurious suppression. In particular, it is preferable that the amount of increase in the frequency of the first interdigital transducer is in the range of 400 ppm to 100 ppm (claim 5).
  • the number of the first IDT electrodes be in a range of 80 pairs to 110 pairs. In other words, energy can be confined as the number of pairs of the first interdigital electrodes increases, but if the number of pairs of the first interdigital electrodes is too large, the spurious vibrations in the vertical mode become dogs. It is preferred that the number of interdigital electrodes be in an appropriate range, for example, from 80 pairs to 110 pairs.
  • the period of the parallel conductor of the second and third IDTs is substantially equal to that of the reflector.
  • the electrode thickness of the first interdigital transducer is smaller than the film thickness of the second and third interdigital transducers.
  • the film thickness of the first, second, and third IDT electrodes is H, and the wavelength of the surface acoustic wave is ⁇ , the IDT described above.
  • the ratio ⁇ / ⁇ of the film thickness of the surface acoustic wave to the wavelength ⁇ / ⁇ of the surface acoustic wave is, for example, in the range from 0.013 to 0.03.
  • the sum of the logarithms of the first, second and third IDTs is, for example, in the range from 180 pairs to 300 pairs.
  • the equivalent series resistance can be reduced to a practically acceptable level.
  • the piezoelectric flat plate is a quartz ST cut or a ⁇ cut.
  • the piezoelectric flat plate is a quartz S-cut, the temperature characteristics can be improved. If the piezoelectric flat plate is made of quartz, the temperature characteristics can be further improved.
  • ⁇ Cut here is a rotation of 6.5 degrees around the X-axis ⁇ A cut was made in the plane of the cut so as to have a phase propagation direction of about 32.4 degrees from the X-axis Means this.
  • FIG. 1 is a plan view of a two-port SAW resonator to which the present invention is applied.
  • Figure 2 shows the conditions for confining energy in a SAW resonator. It is a graph explaining.
  • FIG. 3 is a graph showing the configuration conditions of the two-port Saw resonator shown in FIG.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the number of IDT divisions and R1 in the 2-port Saw resonator shown in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing the amount of frequency increase of the first IDT in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 6 is a graph showing the relationship between the frequency increase rate indicated by the second and third IDTs and the equivalent series resistance in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • Fig. 7 shows the electrode thickness and the equivalent of the 2-port S AW resonator shown in Fig. 1.
  • FIG. 6 is a graph showing a relationship with a series resistance.
  • FIG. 8 is a graph showing transmission characteristics when the frequency increase rate is 1.5 in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 9 is a graph showing transmission characteristics of the two-port SAW resonator shown in FIG. 1 when the frequency increase rate is set to 1.0.
  • FIG. 10 is a graph showing transmission characteristics when the frequency increase rate is set to 0.0 in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 11 is a graph showing transmission characteristics when the frequency rise rate is set to 0.5 in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the first IDT frequency rise and the equivalent series resistance in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 13 is a plan view of an electrode pattern of a two-port Saw resonator according to another embodiment of the present invention.
  • Fig. 14 shows the transmission characteristics of the 2-port SAW resonator shown in Fig. 13. It is a graph.
  • a two-port SAW resonator of the present invention using a surface acoustic wave such as a Rayleigh wave, a leaky wave, or a STW (surfacetran snsversa1wav) wave will be described.
  • an aluminum wire or a gold wire can be used as a conductor for electrically connecting the second and third IDTs.
  • a conductor crossing the portion where the surface acoustic wave propagates is formed as a cross bus bar conductor, and the conductor is connected to the cross bus bar. Therefore, this connection conductor is referred to as a connection conductor to distinguish it from a cross bus bar conductor.
  • FIG. 1 is a plan view showing an electrode pattern of a two-port SAW resonator to which the present invention is applied.
  • the piezoelectric flat plate 100 is composed of ST-X propagation cut, LST-X propagation cut, and K-cut (a Y-cut rotated 6.5 degrees around the X-axis) cut out of crystal. Phase propagation direction in the direction of about 32.4 degrees from the X axis.
  • K-cut a Y-cut rotated 6.5 degrees around the X-axis
  • the piezoelectric flat plate 100 has a first IDT 103 that excites a surface acoustic wave by a metal strip conductor (parallel conductor) formed periodically.
  • a pair of second and third IDTs 102 and 104 for receiving surface acoustic waves is formed on both sides of the IDT 103.
  • the first and second IDTs 103, 102, and 104 have a large number of electrode pairs, but FIG. 1 shows only two pairs. I have.
  • first cross busbar conductor 108 and the second cross busbar conductor 109 pass between the first IDT 103 and the second IDT 102. Further, a third cross bus bar conductor 110 and a fourth cross pass bar conductor 111 pass between the first IDT 103 and the third IDT 104.
  • the first IDT 103 is on the input terminal side of the element, and is connected to an electrical AC signal source 107 by a conductor such as an aluminum wire.
  • a pair of second and third IDTs 102, 104 arranged on both sides of the first IDT 103 are interconnected by connecting conductors 112, 113 so that a total of 1 It constitutes one output IDT.
  • An electric load impedance Z L106 is connected to the second and third IDTs 102, 104.
  • first and second reflectors 101 and 105 are located on both sides of the first, second and third IDTs 103, 102 and 104.
  • the phase propagation direction of a surface acoustic wave such as a Rayleigh wave is indicated by the X-axis 120.
  • Such first, second and third IDTs 103, 102, 104, first and second reflectors 101, 105, first, second, third and The conductor patterns of the fourth cross busbar conductors 108, 109, 110, 111, and the connection conductors 112, 113, etc. are all on the piezoelectric flat plate 100. Then, a conductive metal film of Al, Au, Cu, or the like is formed by thin film forming means such as evaporation and sputtering, and then a pattern is formed by photolithography. Here, if an ion etching method is used for patterning a thin film, a fine pattern can be formed with high accuracy. More specifically, the first, second and third IDTs 103, 1
  • the periodic interval of the conductor strip in the first reflector 101 is PR1
  • the periodic interval of the conductor strip in the second IDT 102 is PR1.
  • the interval is PT2
  • the periodic interval of the conductor strip in the first IDT 103 is PT1
  • the periodic interval of the conductor strip in the third IDT 103 is PT3, and the interval is PT3.
  • the periodic interval between the conductor strips in the second reflector 105 is PR2.
  • the periodic interval ⁇ ⁇ 2 of the conductor strip in the second IDT 102 is equal to the periodic interval ⁇ ⁇ 3 of the conductor strip in the third IDT 103 .
  • the periodic interval P R1 of the conductor strip in the first reflector 101 is equal to the periodic interval P R2 of the conductor strip in the second reflector.
  • the width in the X-axis direction of the portion where the conductor strip exists is called line (L), and the width in the X-axis direction of the portion where no conductor exists is called space (S).
  • the target spacing is the sum of the width of the conductor strip in the X-axis direction (line; L) and the width of the portion where no conductor is present in the X-axis direction (space; S).
  • the operation of the two-port SAW resonator to which the present invention is applied is performed as follows.
  • the AC signal applied by the electrical AC signal source 107 is the first I D
  • An alternating electric field is applied between the electrode fingers connected to the positive electrode terminal 117 of T103 and the negative electrode terminal 116 to generate a stress that vibrates in the piezoelectric flat plate 100 alternately. Due to this alternating stress, surface acoustic waves are radiated in the positive and negative directions of the X axis 120, and the radiated surface acoustic waves are large in the first and second reflectors 101, 105.
  • the conductor strip group reflects the light toward the center of the piezoelectric flat plate 100. As a result, a standing wave corresponding to the pitch of the first and second reflectors 101 and 105 is formed, and exhibits a vibration phenomenon.
  • the second IDT 102 and the third IDT 104 detect the vibration charge generated by the elastic vibration and supply it to the load impedance ZL 106.
  • a two-port SAW resonator is realized in which the above-described vibration phenomenon resonates in series at a frequency having the maximum amplitude.
  • the two-port SAW resonator thus configured is configured so that the IDT and the reflectors arranged on both sides thereof confine the energy of the surface acoustic wave.
  • ⁇ is the logarithm of the IDT
  • a is the reflection coefficient of the surface acoustic wave per strip conductor 1
  • H is the film thickness of the strip conductor
  • human is the wavelength of the surface acoustic wave. is there.
  • Fig. 2 shows that in a one-port SAW resonator, the total reflection coefficient ⁇ ⁇ is controlled by using the logarithm M of the IDT as a variable, and the SAW at that time is controlled. The change of the resonance amplitude of the resonator is shown. As can be seen from this figure, the amplitude tends to rise when the total reflection coefficient ⁇ becomes about 0.8, indicating that it can be used as a resonator.
  • the ratio of the wavelength of the surface acoustic wave to the electrode film thickness H is increased to increase the total reflection coefficient ⁇ , the conversion loss from the elastic surface wave to the bulk wave or the viscosity of the electrode material will increase.
  • the amplitude then decreases gradually with a maximum value.
  • the upper limit 10 of the total reflection coefficient ⁇ corresponds to the boundary value at which the equivalent series resistance R 1 shows an increasing tendency. Therefore, the total reflection coefficient ⁇ ⁇ is approximately 0.8 to 1
  • the present invention develops such a concept to form an energy-trap type two-port SAW resonator, and to improve the frequency stability and suppress spurs in this two-port SAW resonator. It is intended. (Frequency potential)
  • FIG. 3 is a graph showing the attributes of the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • This angular frequency ⁇ is defined as V, where V is the sound velocity of the surface acoustic wave used in the corresponding region, and ⁇ is the period of the conductor strip (also called pitch) that constitutes the element. As shown in the following formula, it is obtained by dividing the sound velocity V by the period ⁇ of the conductor strip.
  • each period of each element (first, second and third IDTs 103, 102, 104, first and second reflectors 101, 105) is shown in FIG. As described with reference, they are PT1, PT2, PT3, PR1, and PR2, respectively.
  • the angular frequency wR shown in FIG. 3 is the angular frequency of the first and second reflectors 101, 105, and the angular frequencies ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3 are the first, second, and third, respectively.
  • ⁇ 1 2 ⁇ ⁇ / 2 ⁇ ⁇ 1
  • ⁇ 2 2 ⁇ 7 ⁇ ⁇ ⁇ / 2 ⁇ ⁇ ⁇ 2 ⁇ ⁇ (4)
  • ⁇ 3 2 ⁇ 7 ⁇ ⁇ ⁇ / 2 ⁇ ⁇ ⁇ 3 ⁇ ⁇ (5)
  • the feature of the present invention is that the angular frequency ⁇ of the first IDT 103 is maximized, and the angular frequencies ⁇ 2 and ⁇ 3 of the second and third IDTs 102 and 104 are angularly adjusted. It should be set lower than frequency 1.
  • the first conductor IDT 103 has the strip PT 1 and the first and second reflectors 101, 105 have the strip PT 1.
  • the period PT 2 of the strip conductors of the second and third IDTs 102, 104 is represented by PT 1
  • the period of the strip conductors of the first IDT 103 is PT 1 Set larger.
  • the strip conductor forming the first ID 103 is made up of the second and third IDTs 103.
  • the configuration of the angular frequency shown in Fig. 3 is appropriate when there is a so-called energy-increasing type wavenumber dispersion characteristic in which a crystal S-X-cut, cut-out, etc. is made of aluminum. is there.
  • a gold electrode when a gold electrode is formed on a flat plate such as a crystal ST-X cut or a ⁇ cut, it has a frequency-drop type wavenumber dispersion characteristic, and the magnitude relationship of the angular frequencies shown in Fig. 3 must be reversed. There is a need.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the number of IDT divisions and R1 in the two-port SAW resonator shown in FIG.
  • FIG. 4 shows the positive and negative electrode fingers of the first IDT 103, second IDT 102, and third IDT 104 in the electrode configuration example shown in FIG. This is for optimal setting of the logarithm when 1 1 8 and 1 1 9) are paired. That is, FIG. 4 shows that the logarithms of the first, second and third IDTs 103, 102, and 104 are Ml, M2, and M3, respectively.
  • the curves 300, 301, and 302 each represent the case where the sum M of the logarithms of the three IDTs is 300 pairs, 220 pairs, and 180 pairs. The results of the study are shown.
  • the state of occurrence of the higher-order longitudinal harmonic mode was examined using a two-port SAW resonator as a one-port SAW resonator.
  • the shaded area indicates the condition range in which the higher-order longitudinal inharmonic mode occurs. That is, the curve 400 in the figure shows the condition for giving the cut-off frequency of occurrence. Therefore, if it is manufactured in the condition range below the curve 400, it is possible to suppress the higher-order longitudinal harmonic mode.
  • the frequency rise of the first IDT 103 is in the range from 200 ppm to 1200 ppm, or the logarithm Ml of the first IDT 103 is from 80 pairs to 110
  • the logarithm Ml of the first IDT 103 is small. The smaller the frequency rise and ⁇ f / f, the higher the longitudinal harmonic mode tends to be. .
  • FIG. 6 shows the case where the amount of frequency increase of the first IDT 103 is fixed in the above-mentioned range (the range from 200 OO pm to 120 000 pm).
  • the lowest R1 is realized when the frequency rise rate DF / DF1 is close to 1.0, and C1 decreases as the frequency rise rate moves away from 1.0.
  • the vibration amplitude of the two-port SAW resonator tends to be concentrated at the center of the element due to the decrease of C1. Can be estimated.
  • Fig. 7 shows the relationship between the ratio of the surface acoustic wave wavelength to the film thickness H of the aluminum electrode constituting the strip conductor of each IDT ( ⁇ / person) and the equivalent series resistance R 1.
  • the frequency increase of the first IDT 103 is 500 ppm
  • the logarithm Ml, M2, and M3 of the three IDTs M is 300 pairs
  • the number of IDT divisions DIV is 4.Set the frequency rise rate to 0.0 Is defined.
  • a one-port SAW with sufficient performance as shown in Fig. 3 A resonator can be configured. Further, if the 80 pairs of electrode fingers are divided under predetermined conditions, a 2-port Saw resonator having sufficient performance can be formed.
  • FIG. FIGS. 8 to 11 show the frequency rise rate (DF / DF 1) of the two-port SAW resonator shown in FIG. 1 as 1.5, 1.0, 0.0, and — 6 is a graph showing transmission characteristics when 0.5 is set.
  • Fig. 12 shows the first I-port of the two-port SAW resonator shown in Fig. 1.
  • 9 is a graph showing the relationship between the amount of frequency rise of DT103 and the equivalent series resistance R1.
  • Each of the transmission characteristics shown in FIGS. 8 to 11 is based on the ratio of the input voltage VIN to the element generated by the AC signal source 107 in FIG. 1 to the output voltage V 0 UT from the element. It is a logarithmic value (20 ⁇ L0G "(V0UT / VIN)).
  • the output voltage is equal to the voltage between the terminals of the load impedance Z L106, and in this case, a resistance value of 50 ⁇ was used as the load impedance Z L106.
  • S1 symmetric first-order
  • S3 tertiary-order
  • SO main resonance mode
  • SO spurious mode
  • the amplitude of the vibration displacement has a rotationally symmetric displacement of 180 degrees with respect to the central origin in the X-axis direction (X-axis 120 in FIG. 1) of the two-port SAW resonator. It can be said that the better the symmetry of the conductor pattern with respect to the center origin, the smaller its resonance amplitude.
  • the curve 900 represents the curve 900.
  • the forward transmission characteristic (S 21) in the state shown in FIG. 1 is shown, and the curve 901 is the reverse transmission characteristic (S S) when the signal source 107 and the load 106 in FIG. 1 2).
  • the logarithm of 0 3 is equal to the sum of the logarithm of the second IDT 102 and the logarithm of the third IDT 104, but the difference in the number of divisions is about 4 ⁇ 2%, that is, the number of divisions is 4 There was no practical problem within the range of ⁇ 0.08.
  • the spurs S1 and S2 are farther from the main resonance S0 and are attenuated.
  • FIG. 12 shows the frequency of IDT 1 when the frequency rise rate DF / DF 1 of the second and third IDTs 102 and 104 with respect to the first ITD 103 is -0.5.
  • FIG. 12 also shows the IDT 1 when the frequency increase rate DF / DF 1 of the second and third IDTs 102 and 104 with respect to the first IDT 103 is 0.0.
  • Frequency rise The relationship between and the equivalent series resistance R 1 is represented by a curve 1 102.
  • the frequency rise of the first IDT 103 is about 500 ppm
  • the equivalent series resistance R 1 can be reduced to around 20 ⁇ when the frequency rise amount DF 1 of 1 D T 103 is in the range from 2000 ppm to 1200 ppm. Also, the frequency rise amount D F 1 of the first I D T 103 is
  • the equivalent series resistance R 1 can be reduced more remarkably within the range from 200 ppm to 120 ppm, especially within the range from 400 ppm to 100 ppm.
  • the period PT2 of the conductor, PT3, is equal to the strip of the first and second reflectors 101, 105. If the period PR of the loop conductor is almost equal to that of the two-port SAW resonator, the equivalent series resistance R1 is small and the spurious mode can be suppressed.
  • FIG. 13 is a plan view of an electrode pattern of a two-port SAW resonator according to the present invention, which constitutes the cross bus bar conductor described above.
  • the first IDT 12 that excites surface acoustic waves by a metal parallel conductor periodically formed on a piezoelectric flat plate (not shown) is used.
  • FIG. 13 shows only two pairs. It is shown.
  • the first cross busbar conductors 124 pass between the first IDT 1201 and the second IDT 122.
  • a second cross busbar conductor 125 passes between the first IDT 1203 and the third IDT 1204.
  • the first IDT 1201 is set to the input terminal side of the element, and the second and third IDTs 122, 103 form the output IDT of the element.
  • the first, second and third IDTs 1201, 12 A pair of first and second reflectors 1206 and 1207 are arranged on both sides of 02 and 1203.
  • the other basic configuration is the same as that described with reference to FIG. 1, and a description thereof will not be repeated.
  • cross bus bar conductor widths of the cross bus bar conductors 1 204 and 1 205 are B, the first I D T 1 201 and the cross bus bar conductor 1 204, 1
  • the width of the space between the two IDTs 122 and SP3 and the width of the space between the second IDT 1202 and the third IDT 1203 and the cross busbar conductors 124 and 125 is defined as SP1.
  • the transmission characteristics in the case of 1, 2, ...) are shown by the curve 1302 in Fig. 14.
  • the waveform has two resonance frequencies. This resonance phenomenon occurs as two substantially equal amplitudes, even though the above-mentioned high-order longitudinal harmonic mode group is completely suppressed.
  • the frequency increase of the second and third IDTs with respect to the first IDT is set from 2 OOO ppm to 120 OO ppm, and the number of electrode fingers of the second and third IDTs is set to 2 of the total number of electrode fingers of the entire IDT.

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Description

明 細 書
2ポート S AW共振子 技爾分野
本発明は、 弾性表面波を用いた 2ポー ト型弾性表面波共振子 （以下、 2ポー ト S AW ( S u r f a c e A c o u s t i c Wa v e ) 共振 子と略す。 ） に関するものである。 さ らに詳しく は、 2ポー ト S AW共 振子における高次縦イ ンハ一モニックモー ドを原因とするスプリアス （ 不要共振） を抑圧するための構造技術に関するものである。 背景技術
従来の 2ポート S A W共振子の電極構造と しては、 基本的電極構成に ついては、 例えば米国特許 3 8 8 6 5 0 4号公報に開示され、 水晶回転 Y板については、 電極膜厚み 1 0 0 O A以下の場合につき、 特閧昭 6 1 一 2 5 1 2 2 3号公報に開示されている。 また、 特開昭 6 1 — 2 3 0 4 1 9号公報には 3個のすだれ状電極 （ I n t e r d i g i t a l T r a n s d u c e r /以下、 I D Tという。 ） を用いた例が記載されてい る。
3個のすだれ状電極を有する 2ポー ト S AW共振子は、 中央のすだれ 状電極が入力端子とな り、 その両側に出力端子となるすだれ状電極が配 置される。 このため、 2ポー ト S AW共振子は出力側負荷回路の負荷変 動に対して周波数が安定である。 また、 この形式を用いれば、 水晶単結 晶からなる S Tカヅ ト X伝搬板に形成してなるいわゆる S Tカツ ト 2ポ ー ト S AW共振子は、 温度係数が零となって周波数安定性の面では 1ポ ー ト型に劣らぬ優れたものが得られる。 しかし、 前記の従来技術では、 3個のすだれ状電極をもつ S Tカッ ト 2ポー ト S A W共振子において、 電極膜厚みを 1 0 0 O A以上に して素 子の小型化をはかった場合に、 主共振周波数の下側に複数の高次縦ィ ン ハーモニックモー ドによる共振が存在する。 これらの複数の高次縦イ ン ハーモニックモー ドによる共振のうち、 前記の主共振周波数に最も近い モードは、 通信機器の発振回路に 2ポー ト S A W共振子を組み込んだ際 に、 発振周波数の調整時に使用される伸長コイルによ り周波数が近接し. 同時に励振する結果、 周波数ジャンプを発生して通信不良を引き起こす という課題があった。
さらにまた、 前述の高次縦イ ンハーモニックモー ド群を完全に抑圧し たにもかかわらず、 中央のすだれ状電極と、 両側のすだれ状電極との間 にクロスバスバー導体を配置したとき、 クロスバスバー導体の構成によ つては二つのほぼ同等振幅のスプリアスが発生するこ とを発見した。 そこで、 本発明は、 このような問題点を解決するもので、 その目的と するところは、 周波数安定性に優れ、 スプリアスのない 2ポー ト型 S A
W共振子を通信市場などに提供するこ とにある。 発明の開示
本発明では、 S A W共振子において、 まず、 I D Tおよびその両側に 配置した反射器については、 弾性表面波のエネルギーを閉じ込めるよう に構成するこ とを前提と している。 また、 エネルギー閉じ込め型の S A W共振子において、 周波数ポテンシャルの観点から、 I D Tを 3つに分 割し、 その中央に配置した I D Tで弾性表面波を励振し、 両側に配置し た I D Tで弾性表面波を受信するように構成して、 変位を制御するよう に構成してある。
すなわち、 本発明 （請求の範囲第 1項） では、 圧電体平板 J:に周期的 に形成された金属の平行導体によって、 弾性表面波を励振する第 1のす だれ状電極と、 この第 1のすだれ状電極の両側で弾性表面波を受信する 1対の第 2および第 3のすだれ状電極と、 前記第 2および第 3のすだれ 状電極の両側に位置する 1対の反射器とが構成され、 前記反射器と前記 第 2および第 3のすだれ状電極間の最も近接した平行導体間の距離がす だれ状電極の持つライ ンとスペースのうちのスペースからなる 2ポー ト S A W共振子において、 前記第 1のすだれ状電極の平行導体の周期を、 前記反射器のもつ平行導体の周期よ り小さ く して周波数上昇せしめ、 か つ、 その トータル反射係数 Γを 1 0 > Γ > 0. 8 と したエネルギー閉じ 込め型とする とともに、 前記第 2および第 3のすだれ状電極の平行導体 の周期を、 前記第 1のすだれ状電極の平行導体の周期よ り大き く して周 波数を下げたこ とを特徴とする。
本発明 （請求の範囲第 2項） では、 前記第 2および第 3のすだれ状電 極の対数が、 前記第 1、 第 2および第 3のすだれ状電極の対数の総和の 1 / 2. 7 5から 1 Ζ 3. 7 5までの範囲にあるこ とが好ま しい。 すな わち、 3つの I D Τにおいて対数の総和が変動しても、 平行導体を 3つ の I D Τに分割する際には、 第 1、 第 2および第 3のすだれ状電極の対 数の総和の 1 / 2. 7 5から 1 / 3 . 7 5までの範囲に設定して、 2ポ —ト S AW共振子の等価直列抵抗を低減するこ とが好ま しい。
本発明 （請求の範囲第 3項） では、 前記第 2および第 3のすだれ状電 極の対数が、 前記第 1、 第 2および第 3のすだれ状電極の対数の総和の 1 / ( 4 ± 2 %) 、 すなわち、 1 /3 . 9 2から 1 /4. 0 8までの範 囲にあるこ とが好ま しい。
本発明 （請求の範囲第 4項） において、 前記第 1のすだれ状電極の周 波数上昇量が 2 0 0 0 p p mから 1 2 0 0 0 p p mまでの範囲であるこ とが好ま しい。 すなわち、 第 1のすだれ状電極の周波数上昇量を 2 0 0 O p p mから 1 2 0 0 0 p p mの範囲に設定すれば、 スプリアスの抑圧 に適している。 特に、 前記第 1のすだれ状電極の周波数上昇量が 4 0 0 O p p mから 1 0 0 0 O p p m'までの範囲であるこ とが好ま しい （請求 の範囲第 5項） 。
本発明 （請求の範囲第 6項） において、 前記第 1のすだれ状電極の対 数が 8 0対から 1 1 0対の範囲であるこ とが好ま しい。 すなわち、 第 1 のすだれ状電極の対数が多い程、 エネルギーを閉じ込める ことができる が、 第 1のすだれ状電極の対数が多すぎる と、 縦モー ドのスプリアス振 動が犬となるので、 第 1のすだれ状電極の対数を適正な範囲、 たとえば、 8 0対から 1 1 0対までの範囲とするこ とが好ま しい。
本発明 （請求の範囲第 7項） において、 前記第 2および第 3のすだれ 状電極の平行導体の周期が、 前記反射器のそれとほぼ等しいこ とが好ま しい。
本発明 （請求の範囲第 8項） において、 前記第 1のすだれ状電極の電 極膜厚を前記第 2および前記第 3のすだれ状電極の膜厚よ り薄く するこ とが好ま しい。
本発明 （請求の範囲第 9項） において、 前記第 1、 第 2および第 3の すだれ状電極の膜厚を Hと し、 弾性表面波の波長を λと したときに、 前 記すだれ状電極の膜厚 Ηと弾性表面波の波長えの比 Η/λは、 たとえば、 0. 0 1 3から 0. 0 3までの範囲である。
本発明 （請求の範囲第 1 0項） において、 前記第 1、 第 2および第 3 のすだれ状電極の対数の総和は、 たとえば、 1 8 0対から 3 0 0対まで の範囲であれば、 実用上、 問題もないレベルにまで等価直列抵抗を低減 できる。
本発明 （請求の範囲第 1 1項） において、 前記第 1のすだれ状電極と 前記第 2のすだれ状電極との間、 および前記第 1のすだれ状電極と前記 第 3のすだれ状電極との間に形成されたクロスバスバー導体の幅とその 両側のスペース幅との合計長が、 弾性表面波の波長をえ と したときに、 η λ + ( 1 /4 ) 人、 あるいは η λ + ( 3 /4 ) λ (ただ し η = 0、 1 2、 · · ） であるこ とが好ま しい。 クロスバスバー導体幅とその両側の スペース幅の合計長が、 弾性表面波の波長をえと したときに、 （η + 1
) えあるいは ηえ + ( 1 /2 ) λ (η = 0、 1、 2、 - · ) の場合には. 高次縦イ ンハーモニックモー ド群を完全に抑圧したにもかかわらず、 二 つのほぼ同等の振幅を有する共振モードが励振される。 しかるに、 クロ スバスバー導体幅とその両側のスペース幅の合計長を ηえ + ( 1 / 4 ) 入あるいは ( 3 /4 ) 人にする と、 1つの共振モー ドのみをもつ 波形とな り、 前述の 2つの共振モー ドが励振される現象を回避するこ と ができる。 すなわち、 前記第 1のすだれ状電極と前記第 2のすだれ状電 極との間隔、 および前記第 1のすだれ状電極と前記第 3のすだれ状電極 との間隔を適正化するこ とによって、 前述の新たな 2つの共振モー ドが 励振されるのを回避することができる。
本発明 （請求の範囲第 1 2項） において、 前記圧電体平板が、 水晶の S Tカツ トあるいは Κカツ トであるこ とが好ま しい。 このように圧電体 平板が水晶の S Τカッ トであれば、 温度特性を向上するこ とができる。 また、 圧電体平板が水晶の Κカッ トであれば、 さらに温度特性を向上す るこ とができる。 こ こでいう Κカッ ト とは、 X軸回 り 6 . 5度の回転 Υ カッ トの面内に、 X軸よ り約 3 2. 4度方向に位相伝搬方向をもつよう にカッ ト したこ とを意味する。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明を適用 した 2ポー ト S A W共振子の平面図である。 第 2図は、 S AW共振子においてエネルギーを閉じ込めるための条件 を説明するグラフである。
第 3図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子の構成条件を示すグラ フである。
第 4図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子における I D Tの分割 数と R 1の関係を示すグラフである。
第 5図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子における第 1の I D T の周波数上昇量を示すグラフである。
第 6図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 第 2および 第 3の I D Tが示す周波数上昇率と等価直列抵抗との関係を示すグラフ である。
第 7図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子における電極膜厚と等 価
直列抵抗との関係を示すグラフである。
第 8図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 周波数上昇 率を 1 . 5にした場合の伝送特性を示すグラフである。
第 9図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 周波数上昇 率を 1 . 0にした場合の伝送特性を示すグラフである。
第 1 0図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 周波数上 昇率を 0 . 0にした場合の伝送特性を示すグラフである。
第 1 1図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 周波数上 昇率を一 0 . 5にした場合の伝送特性を示すグラフである。
第 1 2図は、 第 1図に示す 2ポート S A W共振子において、 第 1の I D Tの周波数上昇量と等価直列抵抗との関係を示すグラフである。 第 1 3図は、 本発明の別の形態に係る 2ポート S A W共振子の電極パ ターンの平面図である。
第 1 4図は、 第 1 3図に示す 2ポート S A W共振子の伝送特性を示す グラフである。
[符号の説明]
1 0 0 圧電体平板
1 0 1 第 1の反射器
1 0 2 第 2の I D T
1 0 3 第 1の I D T
1 0 4 第 3の I D T
1 0 5 第 2の反射器 発明を実施するための最良の形態
以下、 レ一リー波、 リーキー波、 S TW ( s u r f a c e t r a n s v e r s a 1 w a v e ) 波等の弾性表面波を用いた本発明の 2ポー ト S AW共振子を説明する。
以下の説明において、 第 2、 第 3の I D Tを電気的に接続する導体と しては、 アルミニウム線や金線を用いるこ とができる。 ただ し、 I D T を形成する際、 導体も圧電体平板上で形成した方がコス ト上も信頼性上 も好都合である。 従って、 以下に説明するものでは、 弾性表面波が伝播 する部分を横断する導体をクロスバスバ一導体を形成し、 それを導体で 接続している。 従って、 この接続用の導体については、 クロスバスバー 導体と区別するために接続導体と称する。
(全体構成）
第 1図は、 本発明を適用した 2ポー ト S A W共振子の電極パターンを 示す平面図である。
第 1図において、 圧電体平板 1 0 0は、 水晶よ り切り 出された S T— X伝搬カッ ト、 L S T— X伝搬カッ ト、 Kカッ ト （X軸回り 6. 5度の 回転 Yカッ トの面内に、 X軸よ り約 3 2. 4度方向に位相伝搬方向をも つ。 ） のような特定のウェハーを細断して得られる素子片である。
この圧電体平板 1 0 0には、 周期的に形成された金属のス ト リ ップ導 体 （平行導体） によって、 弾性表面波を励振する第 1の I D T 1 0 3 と. この第 1の I D T 1 0 3の両側において弾性表面波を受信する 1対の第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4が形成されている。 ここで、 第 1. 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4には、 多数の電極対が 形成されているが、 第 1図には 2対のみが示されている。
本形態では、 第 1の I D T 1 0 3 と第 2の I D T 1 0 2 との間に第 1 のク ロスバスバー導体 1 0 8および第 2のクロスバスバー導体 1 0 9が 通っている。 また、 第 1の I D T 1 0 3 と第 3の I D T 1 0 4 との間に は第 3のクロスバスバー導体 1 1 0および第 4のクロスパスバ一導体 1 1 1が通っている。
第 1の I D T 1 0 3は素子の入力端子側とされ、 電気的な交流信号源 1 0 7にアルミニウム線等の導体で接続されている。 第 1の I D T 1 0 3の両側に配置した 1対の第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4は、 接続導体 1 1 2、 1 1 3で相互に接続されて、 全体で 1つの出力側の I D Tを構成している。 これらの第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4 には電気的負荷イ ンピーダンス Z L 1 0 6が接続されている。
さ らに、 第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4の両 側には 1対の第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5が配置されている < この 2ポー ト S AW共振子において、 レーリ一波等の弾性表面波の位 相伝搬方向は X軸 1 2 0で示されている。
このような第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4、 第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5、 第 1、 第 2、 第 3および第 4 のクロスバスバー導体 1 0 8、 1 0 9、 1 1 0、 1 1 1、 および接続導 体 1 1 2、 1 1 3等の導体パターンは、 いずれも、 圧電体平板 1 0 0上 に、 A l、 Au、 C u等の導体金属膜を蒸着およびスパヅ夕等の薄膜形 成手段によ り形成した上で、 フォ ト リ ソグラフィ技術によ りパターン形 成して得られる。 こ こで、 薄膜に対するパターニングにイオンエツチン グ法を用いれば、 微細なパターンを高い精度で形成することができる。 さ らに詳細に説明する と、 第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1
0 2 , 1 0 4の導体ス ト リ ップ 1 1 8、 1 1 9等 （平行導体） や、 第 1 および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5の導体ス ト リ ップ 1 1 4、 1 1 5等 (平行導体） は、 細長い矩形からなる導体ス ト リ ップを弾性表面波の位 相伝搬方向 （X軸 1 2 0で示す。 ） に直交するよう に多数平行に周期的 間隔をもって配置されている。
ここで、 図中にも示すとおり、 第 1の反射器 1 0 1 における導体ス ト リ ップの周期的間隔を P R 1、 第 2の I D T 1 0 2における導体ス ト リ ヅプの周期的間隔を P T 2、 第 1の I D T 1 0 3における導体ス ト リ ヅ プの周期的間隔を P T 1、 第 3の I D T 1 0 3における導体ス ト リ ップ の周期的間隔を P T 3、 第 2の反射器 1 0 5における導体ス ト リ ップの 周期的間隔を P R 2 とする。 ここで、 第 2の I D T 1 0 2における導体 ス ト リ ヅ プの周期的間隔 Ρ Τ 2 と、 第 3の I D T 1 0 3における導体ス ト リ ップの周期的間隔 Ρ Τ 3 とは等しい。 また、 第 1の反射器 1 0 1 に おける導体ス ト リ ップの周期的間隔 P R 1 と、 第 2の反射器における導 体ス ト リ ップの周期的間隔 P R 2 とは等しい。
通常、 導体ス ト リ ップの存在する部分の X軸方向の幅をライ ン （ L ) 、 導体が存在しない部分の X軸方向の幅をスペース （ S ) と呼んでお り、 上記の周期的間隔は、 導体ス ト リ ップの X軸方向の幅寸法 （ライ ン ； L ) と、 導体が存在しない部分の X軸方向の幅寸法 （スペース ； S ) との 和である。
なお、 本願の請求の範囲第 1項ないし第 1 0項、 および第 1 2項に記 載された発明は、 クロスパスバー導体の有無にかかわらず成り立つもの である。 また、 クロスバスバー導体を設けた場合の最適な構成は、 第 1 3図を参照して後述する。
本発明を適用 した 2ポー ト S AW共振子の動作は、 次のように行われ る。 電気的な交流信号源 1 0 7よ り加えられる交流信号は、 第 1の I D
T 1 0 3の正電極端子 1 1 7 と負電極端子 1 1 6に接続する電極指間に 交番電界を印加して、 圧電体平板 1 0 0に交番的に振動する応力を発生 させる。 この交番的応力によ り、 X軸 1 2 0の正負の方向に弾性表面波 が放射され、 放射された弾性表面波は、 第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5において多数の導体ス ト リ ップ群によ り圧電体平板 1 0 0の中央 に向けて反射される。 その結果、 第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5のピッチに応じた定在波が形成され、 振動現象を呈する。 そして、 第 2の I D T 1 0 2 と第 3の I D T 1 0 4は、 弾性振動によ り発生する振 動電荷を検出して、 負荷イ ンピーダンス Z L 1 0 6に供給する。 このよ うにして、 前記の振動現象が最大の振幅を有する周波数において直列共 振する 2ポー ト S AW共振子が実現する。
( S A W共振子におけるエネルギー閉じ込め）
このように構成した 2ポート S A W共振子は、 I D Tおよびその両側 に配置した反射器については、 弾性表面波のエネルギーを閉じ込めるよ うに構成されている。
エネルギー閉じ込め型の概念は、 信学技報 （THE INSUTITUTE OF ELECT RONICS 、 INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS THECNICAL REPORT
IEICE、 JAPAN ) U S 8 7 - 3 6 ( p p 9 - 1 6 ( 1 9 8 7年 9月発行 ) ) の 「エネルギー閉じ込め弾性表面波共振子」 において、 鈴木、' 清水、 山之内によって詳細に記載されている。 この文献では、 1ポー ト S AW 共振子におけるエネルギー閉じ込めについて記載されている。 ここで、 I D Tおよびその両側に配置した反射器の ト一タル反射係数 Γを、 下式のとお り定義したとき、 この値をほぼ 0 . 8から 1 0 までの 範囲に設定すれば、 エネルギー閉じ込め型を構成できるこ とが経験的に 知られている。
Γ = 4 · Μ · a · Η / λ · · · ( 1 )
ここで、 Μは I D Tの対数、 aはス ト リ ップ導体 1本当た りの弾性表 面波の反射係数、 Hはス ト リ ップ導体の膜厚、 人は弾性表面波の波長で ある。
トータル反射係数 Γ とエネルギー閉じ込めとの関係を説明するために、 第 2図には、 1 ポー ト S A W共振子において、 I D Tの対数 Mを変数に して トータル反射係数 Γを制御し、 その時の S A W共振子の共振振幅の 変化を示してある。 この図からわかるように、 トータル反射係数 Γが 0 . 8程度になったときから振幅が立ち上がる傾向にあり、 共振子と して使 用可能であるこ とがわかる。 但し、 トータル反射係数 Γを大き く するた めに、 電極膜厚 Hに対する弾性表面波の波長えの比を大き く する と、 弾 性表面波からバルク波への変換損失あるいは電極材の粘性などによって、 振幅は最大値をもってその後、 徐々に減少する。 第 2図に示す例では、 トータル反射係数 Γが 1 0 を越える と、 振幅が減少している。 従って、 トータル反射係数 Γの上限値 1 0は、 等価直列抵抗 R 1 が増加傾向を示 す境界値に対応する。 それ故、 トータル反射係数 Γをほぼ 0 . 8から 1
0 までの範囲に設定すれば、 エネルギー閉じ込め型を実現できる といえ る。
本発明は、 このような概念を発展させて、 エネルギー閉じ込め型の 2 ポート S A W共振子を構成する とともに、 この 2 ポー ト S A W共振子に おいて、 周波数安定性の向上、 およびスプリ アスの抑圧を図るものであ る。 (周波数ポテンシャル）
第 3図は、 第 ΐ ήに示す 2ポー ト S A W共振子がもつ属性を示すグラ フである。 図中の縦軸は、 2ポー ト S AW共振子において第 1 図の X軸 1 2 0の方向に配置された各要素 （第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4、 第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5 ) がもつ 角周波数 ω ( = 2 7Γ f ) である。
この角周波数 ωは、 利用する弾性表面波が該当する領域において有す る音速を Vと し、 要素を構成する導体ス ト リ ップの周期 （ピッチとも呼 ぶ） を Ρ と したときに、 下式の示すように、 音速 Vを導体ス ト リ ップの 周期 Ρで割って得られるものである。
ω = 2 · 7Γ · ν/ 2 · Ρ · · · ( 2 )
各要素 （第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4、 第 1 および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5 ) の各周期は、 第 1 図を参照して 説明したように、 それぞれ P T 1、 P T 2、 P T 3、 P R 1、 P R 2で ある。
第 3図に示す角周波数 w Rは第 1 および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5 の角周波数であ り、 角周波数 ω 1、 ω 2、 ω 3はそれそれ、 第 1、 第 2 および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4の角周波数である。 これら の角周波数は、 それぞれ以下の式で表される。
ω 1 = 2 · ττ · ν/ 2 · Ρ Τ 1 · · · ( 3 )
ω 2 = 2 · 7Γ · ν/ 2 · Ρ Τ 2 · · · ( 4 )
ω 3 = 2 · 7Γ · ν/ 2 · Ρ Τ 3 · · · ( 5 )
ω = 2 · π · V / 2 · P R · · · ( 6 )
但し、 P R = P R 1 = P R 2
本発明の特徴は、 第 1 の I D T 1 0 3 の角周波数 ω ΐ を最も大き く し て、 第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4の角周波数 ω 2、 ω 3 を角 周波数 1 よ り小さ く設定するこ とである。
すなわち、 ω 1、 ω 2 ω 3、 w Rは、 下式
ω 1 > ω 2 = ω 3 ≥ ω · · · ( 7 )
を満たす。 従って、 各周期は、
P T 1 < P T 2 = P T 2 ≤ P R · · · ( 8 )
を満たすように設定される結果、 第 1 の I D T 1 0 3 のもつス ト リ ップ 導体の周期 P T 1 を、 第 1および第 2 の反射器 1 0 1、 1 0 5のもつス ト リ ップ導体の周期 P R ( P R 1、 P R 2 ) よ り小さ く設定する。 また、 第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4のス ト リ ップ導体の周期 P T 2、 Ρ Τ 3 を第 1 の I D T 1 0 3のス ト リ ップ導体の周期 P T 1 よ り大き く 設定する。
なお、 第 1 の I D T 1 0 3 の周波数を高める という観点からすれば、 第 1 の I D Τ 1 0 3 を構成するス ト リ ヅプ導体を、 第 2および第 3の I
D Τ 1 0 2、 1 0 4を構成するス ト リ ップ導体よ り も薄く してもよい。 このような高い精度を求められるエッチング工程ではイオンエッチング を採用するこ とが好ま しい。
第 3図に示した角周波数の構成が妥当であるのは、 水晶 S Τ— Xカツ ト、 Κカッ ト等にアルミ二ゥムで電極構成したいわゆるエネルギー上昇 型の波数分散特性をもつ場合である。
従って、 水晶 S T— Xカッ ト、 Κカッ ト等の平板に金電極を形成した 場合には、 周波数降下型の波数分散特性をもつので第 3図の角周波数の 大小関係を全部逆に設定する必要がある。
これらの S A W共振子のおける周波数上昇型と降下型についても、 先 の文献、 信学技報 （THE INSUTITUTE OF ELECTRONICS 、 INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS THECNICAL REPORT IEICE、 JAPAN ) U S 8 7
— 3 6 ( p p 9 - 1 6 ( 1 9 8 7年 9月発行） ） の 「エネルギー閉じ込 め弾性表面波共振子」 に記載されている。
( I D Tの分割数と等価直列抵抗の関係）
つぎに、 本発明の第 1図と第 3図に示した構成によ り本発明の目的で ある縦イ ンハーモニックモー ドの抑圧がいかに達成されるかについて、 水晶 S Tカッ トにおける レイ リー波を利用した場合を例にと り、 さ らに 詳細な構成条件とグラフを示して説明する。
第 4図は、 第 1図に示す 2ポー ト S AW共振子における I D Tの分割 数と R 1の関係を示すグラフである。
この第 4図に示す検討結果は、 第 1図に示す電極構成例において第 1 の I D T 1 0 3、 第 2の I D T 1 0 2、 第 3の I D T 1 0 4の正負電極 指 （第 1図の 1 1 8 と 1 1 9等） を 1対と したときの対数を最適に設定 するためのものである。 すなわち、 第 4図には、 第 1、 第 2および第 3 の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4の対数をそれぞれ M l、 M 2、 M 3 と したときに、 第 1、 第 2および第 3の I D T 1 0 3、 1 0 2、 1 0 4の 持つ対数の総和 M ( = M 1 +M 2 +M 3 ) を色々な分割数 D I Vで割つ て、 各 I D Tのもつ対数を変えたときの 2ポー ト S A W共振子の等価直 列抵抗 R 1の値の変化を示してある。 但し、 第 2の I D T 1 0 2の対数 M 2 と、 第 3の I D T 1 0 4の対数 M 3 とは等しく設定してある。
第 4図において、 曲線 3 0 0、 3 0 1、 3 0 2はそれそれ、 3つの I D Tの持つ対数の総和 Mが 3 0 0対、 2 2 0対、 1 8 0対であった場合 の検討結果を示す。
第 4図からわかるように、 等価直列抵抗 R 1の変動を 1 0 %以下 （抵 抗値の変化が 2 Ω以下） と した場合には、 2ポー ト S A W共振子の等価 直列抵抗 R 1が最低値を示す分割数 D I Vの範囲は、 分割数 D I V = 2 , 7 5〜 3. 7 5である。 すなわち、 3つの I D Tの持つ対数の総和 Mが 変動しても、 分割数 D I Vを 2. 7 5 - 3. 7 5までの範囲に設定すれ ば、 2ポー ト S AW共振子の等価直列抵抗 R 1 を最低レベルとするこ と ができる。
また、 第 4図に示す結果において、 3つの I D Tの持つ対数の総和 M が 1 8 0対から 3 0 0対までの範囲であれば、 実用上、 問題のないレべ ルにまで等価直列抵抗 R 1 を低減できる。
(第 1の I D Tの対数）
第 5図は、 2ポー ト S A W共振子の第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4の対数 M 2 =M 3 = 0 と して、 中央に位置する第 1の I D T 1 0 3の対数 M 1 =Mと、 角周波数 ω 1の周波数上昇量 Δ f / f (単位は p p m) との組み合わせに対して、 高次縦イ ンハーモニックモー ドの発生 状況を図示したグラフである。 すなわち、 2ポー ト S AW共振子を 1ポ ー ト S AW共振子と して高次縦イ ンハーモニックモー ドの発生状況を検 討したものである。
ここで、 前記の周波数上昇量と しては、 第 1および第 2の反射器 1 0 1 , 1 0 5の角周波数 ω Rを基準と して、 A f /f = (ω 1 - ω R ) / と定義した （第 3図参照。 ） 。
第 5図において、 斜線を付した領域が高次縦ィ ンハーモニヅクモー ド の発生する条件範囲を示す。 すなわち、 図中の曲線 4 0 0は発生のカツ トオフ周波数を与える条件を示している。 従って、 曲線 4 0 0以下の条 件範囲で製作すれば、 高次縦イ ンハーモニックモー ドを抑圧できるこ と になる。
また、 第 5図によれば、 第 1の I D T 1 0 3の対数 M lが増加する程、 高次縦イ ンハーモニックモー ドの発生しない周波数上昇量範囲が狭く な つている。 従って、 実用的な範囲と しては、 曲線 4 0 0以下で、 かつ、 周波数上昇量 A f /f = 2 0 0 0 p p m〜 1 2 0 0 0 p p m、 対数 M l
= 8 0対〜 1 1 0対の組み合わせ範囲がスプリ アスの抑圧と、 等価直列 抵抗 R 1の低減という面で好ま しい。
すなわち、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量が 2 0 0 O p p mから 1 2 0 0 O p p mまでの範囲、 または第 1の I D T 1 0 3の対数 M lが 8 0対から 1 1 0対までの範囲に設定すれば、 スプリ アスの抑圧が可能 で、 かつ、 2ポー ト S AW共振子の等価直列抵抗 R 1 を低くできる。 なお、 一般的傾向と しては、 第 1の I D T 1 0 3の対数 M lが小さ く . 周波数上昇量、 Δ f /f が小さいほど高次縦イ ンハーモニックモー ドは 発生しない傾向にある。
第 6図には、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量を前記の範囲 （ 2 0 O O p p mから 1 2 0 0 0 p p mの範囲） に固定した場合において、 第
1の I D T 1 0 3の周波数上昇量 D F 1 = ( Δ f / f ) 1 と、 第 2およ び第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4の周波数上昇量 D Fとの比 （周波数上昇 率 D F/D F 1 ) を変えたときの 2ポー ト S AW共振子の等価直列抵抗 R 1 (曲線 5 0 0 ) および等価容量 C 1 (曲線 5 0 1 ) の変化を示すグ ラフである。
第 6図からわかる とお り、 周波数上昇率 D F/D F 1が 1 . 0の近傍 において、 最低の R 1が実現し、 また周波数上昇率が 1 . 0から離れる 程 C 1が減少しているこ とがわかる。 こ とに、 周波数上昇率が 1 . 0以 下となればなるほど、 前記 C 1の減少から、 2ポー ト S AW共振子の振 動振幅が素子中央に集中する傾向になっているこ とが推定できる。
( I D Tの膜厚） ·
第 7図は、 各 I D Tのス ト リ ツプ導体を構成するアルミ二ゥム電極の 膜厚 Hに対する弾性表面波の波長人の比 （Η/人） と、 等価直列抵抗 R 1 との関係を示すグラフである。 このときの第 1の I D T 1 0 3の周波 数上昇量は 5 0 0 0 p p m、 3つの I D Tの対数 M l、 M 2、 M 3の総 和 Mは 3 0 0対、 I D T分割数 D I Vは 4、 周波数上昇率は 0 . 0に設 定されている。
第 7図からわかるように、 特性曲線 6 0 0は、 H /人 = 1 . 3 %~ 3 % の範囲において、 発振回路において問題な く使用可能な 4 0 Ω以下 の R 1値を実現できるこ とを示している。 すなわち、 第 1ないし第 3の I D T 1 0 3 , 1 0 2 , 1 0 4の膜厚 Hと弾性表面波の波長えの比 H / 入を、 0. 0 1 3から 0 . 0 3までの範囲に設定すれば、 等価直列抵抗 R 1を低減できる。
但し、 H/えが 1 . 3 %以下の範囲においては、 I D Tの電極全体で の トータル反射係数 Γが減少するために、 共振条件が構成できな くな り . R 1の急速な増加が生じて しまう。 その結果、 エネルギー閉じ込めが成 立しな くなって しまう。
従って、 I D Tの対数、 ス リ ト ップ導体 1本当たりの弾性表面波の反 射係数、 導体の膜厚、 弾性表面波の波長をそれぞれ M、 a、 Η、 λと し たときに、 圧電体平板 1 0 0が従来の水晶 S Τカ ッ ト X伝搬の水晶板で、 アルミニウム導体を用いた I D Tにおいて、 a = 0. 2 5 5、 H/ λ =
0. 0 3、 Μ= 8 0対とすれば、 Γ = 2. 4 4 8程度とな り、 このよう な条件を満たせば、 第 3図に示すような十分な性能をもつ 1ポー ト S A W共振子を構成できる。 また、 8 0対の電極指を所定の条件で分割すれ ば、 十分な性能をもつ 2ポー ト S A W共振子を構成できる。
(伝送特性）
つぎに、 前述の条件にて得られる 2ポー ト S AW共振子の伝送特性に ついて、 第 8図ない し第 1 1図を用いて説明する。 第 8図ない し第 1 1 図はそれぞれ、 第 1図に示す 2ポー ト S AW共振子において、 周波数上 昇率 （D F/D F 1 ) を 1 . 5、 1 . 0、 0. 0、 — 0. 5にした場合 の伝送特性を示すグラフである。
第 1 2図は、 第 1図に示す 2ポー ト S A W共振子において、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量と等価直列抵抗 R 1の関係を示すグラフであ る。
これらの第 8図ないし第 1 1図に示す伝送特性は、 いずれも第 1図の 交流信号源源 1 0 7が発生する素子への入力電圧 V I Nと、 素子からの 出力電圧 V 0 U Tの比の対数値 （ 2 0 · L 0 G " ( V0UT / V IN) ) で ある。
前記の出力電圧は負荷イ ンピーダンス Z L 1 0 6の端子間電圧に等し く、 今回は負荷イ ンピーダンス Z L 1 0 6 と して 5 0 Ωの抵抗値を用い た。 また、 2ポー ト S A W共振子の構成条件と して、 M= 2 7 0対、 反 射器導体ス ト リ ップの本数 1 7 4本、 Η/λ = 2. 0 %、 I D Tの分割 数 D I V = 2 . 7 5、 クロスバスバ一幅 B = 2 5 . 0 8 m, スペース 幅 S P 1 = 1 . 7 9 m、 S P 2 = 5. 3 7 zmと した。
第 8図には、 周波数上昇率 D F/D F 1 = 1 . 5の場合の伝送特性を 曲線 7 0 0で示してある。 第 8図からわかるように、 基本波縦モー ドで ある主共振モー ド S O以外に多数の対称 1次 （ S 1 ) から 3次 （ S 3 ) が存在している とともに、 対称モー ドの間に存在する斜対称の高次縦ィ ンハ一モニックモー ドからなるスプリアスモー ドが存在しているこ とが わかる。 この斜対称モー ドは、 その振動変位の振幅が 2ポー ト S A W共 振子の X軸方向 （第 1図の X軸 1 2 0 ) の中央原点に関して 1 8 0度の 回転対称変位を有するため、 中央原点に関して導体パターンの対称性が 良い程、 その共振振幅は小さいと言える。
第 9図には、 周波数上昇率 D F/D F 1 = 1 . 0の場合の伝送特性を 曲線 8 0 0で示してある。 基本的には、 第 8図と同様な傾向を示してい る。
第 1 0図には、 周波数上昇率 D F/D F 1 = 0. 0の場合の伝送特性 を曲線 9 0 0で示してある。 なお、 第 1 0図において、 曲線 9 0 0は第 1図の状態での順方向伝送特性 （ S 2 1 ) であ り、 曲線 9 0 1は第 1図 の信号源 1 0 7 と負荷 1 0 6 とを交換した場合の逆方向伝送特性 （ S 1 2 ) である。
曲線 9 0 0、 9 0 1を比較してわかるように、 両者の間には僅かなず れが発生していることがわかる。 このずれは若干の共振周波数変化をも たら し、 特に数 p p mの周波数精度を要求される場合には不都合である 原因と して、 入力と出力側の I D Tの電極指がつ く る並列容量の値が等 しくないためと考えられる。
そこで、 対策を検討した結果、 I D Tの分割数 D I Vを 4. 0 と した ところ、 全く一致した伝送特性が得られた。 このとき、 第 1の I D T 1
0 3の対数は、 第 2の I D T 1 0 2の対数 2 と第 3の I D T 1 0 4の対 数の和に等しいが、 分割数に 4 ± 2 %程度の差、 すなわち、 分割数が 4 ± 0. 0 8の範囲内であれば実用上は問題なかった。
第 1 0図の場合には、 スプリアス S l、 S 2が主共振 S 0よ り遠ざか り、 かつ減衰している。
第 1 1図には、 周波数上昇率 D F/D F 1 =— 0. 5の場合の伝送特 性を曲線 1 0 0 0で示してある。 このように、 I D Tの周波数上昇率を 低下させて、 D F/D F l =— 0 . 5 と した場合には、 前述の高次縦モ — ドからなるスプリアスは全く消滅し、 主共振 S 0のみが存在している < さ らに、 第 1 2図を参照して、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量の 最適値にっき説明する。 第 1 2図には、 第 1の I T D 1 0 3に対する第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4の周波数上昇率 D F/D F 1 を— 0 . 5 と した場合における I D T 1の周波数上昇量と等価直列抵抗 R 1 との関係を曲線 1 1 0 1で表してある。 また、 第 1 2図には、 第 1の I D T 1 0 3 に対する第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4の周波数上 昇率 D F/D F 1 を 0. 0 と した場合における I D T 1の周波数上昇量 と等価直列抵抗 R 1 との関係を曲線 1 1 0 2で表してある。 このときの I D Tの各対数の総和 M= 3 0 0、 I D Tの膜厚 Hと弾性表面波の波長 えの比 HZえ = 2. 5 %、 I D Tの分割数 D I V= 4. 0である。 第 1 2図からわかるように、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量が約 5 0 0 0 p p mのときに、 等価直列抵抗 R 1の最小値が存在し、 第 1の
1 D T 1 0 3の周波数上昇量 D F 1が 2 0 0 0 p p mから 1 2 0 0 0 p p mまでの範囲において、 等価直列抵抗 R 1を 2 0 Ω付近まで低減でき ることが判明した。 また、 第 1の I D T 1 0 3の周波数上昇量 D F 1が
2 0 0 O p p mから 1 2 0 0 0 p p mまでの範囲内のうち特に 4 0 0 0 p p mから l O O O O p p mまでの範囲内であれば、 等価直列抵抗 R 1 をよ り顕著に低減できる。
以上の結果から考えるに、 水晶 S T— Xカッ トの場合は、 2ポー ト S AW共振子に求められている、 等価直列抵抗 R 1が小さ く、 スプリ アス モー ドの全く存在しないという 目標は同時には満足できないが、 両者の 条件をほぼ満足できる妥協点を探る と、 以下に示す構成条件に集約でき る。
周波数上昇量 D F 1 = 4 0 0 O p p m〜 l 0 0 0 0 p p m 周波数上昇率 D F/D F 1は 0付近
I D Tの分割数 4 ± 2 % ( 3 . 9 2〜 4. 0 8 )
H /えは 2〜 2. 5 %付近
ここで、 周波数上昇率 D F/D F 1が 0付近とは、 D F = 0から、 第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4のス ト リ ツプ導体の周期 P T 2、 P T 3が第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5ののス ト リ ヅプ導体の 周期 P Rとほぼ等しいこ とである。
すなわち、
ω 2 =ω 3 =ω Ε · · · ( 9 ) P T 2 = P T 3 = P R · · · ( 1 0 ) である。 従って、 第 2および第 3の I D T 1 0 2、 1 0 4のス ト リ ップ 導体の周期 P T 2、 Ρ Τ 3が第 1および第 2の反射器 1 0 1、 1 0 5の ス ト リ ヅプ導体の周期 P Rとほぼ等しければ、 2ポー ト S A W共振子に おいて、 等価直列抵抗 R 1が小さ く、 スプリアスモードを抑圧するこ と ができる。
(クロスバスバー導体の構成）
第 1 3図と第 1 4図を参照して、 第 1の I D Tと第 2の I D Tとの間、 および第 1の I D Tと第 3の I D Tとの間にクロスバスバー導体を構成 した 2ポー ト S A W共振子におけるクロスバスバー導体幅とその両側の スペース幅の合計長と伝送特性との関係を説明する。
第 1 3図は、 前述のクロスバスバー導体を構成した本発明の 2ポー ト S AW共振子の電極パターンの平面図である。
第 1 3図に示す 2ポー ト S AW共振子でも、 圧電体平板 （図示せず。 ) に周期的に形成された金属の平行導体によって、 弾性表面波を励振す る第 1の I D T 1 2 0 1 と、 この第 1の I D T 1 2 0 1の両側において 弾性表面波を受信する 1対の第 2および第 3の I D T 1 2 0 2、 1 2 0
3が形成されている。 ここで、 第 1、 第 2および第 3の I D T 1 2 0 1、 1 2 0 2、 1 0 3には、 多数の電極対が形成されているが、 第 1 3図に は 2対のみが示されている。
本形態では、 第 1の I D T 1 2 0 1 と第 2の I D T 1 2 0 2 との間に 第 1のクロスバスバー導体 1 2 0 4が通っている。 また、 第 1の I D T 1 2 0 3 と第 3の I D T 1 2 0 4 との間には第 2のクロスバスバ一導体 1 2 0 5が通っている。 第 1の I D T 1 2 0 1は素子の入力端子側とさ れ、 第 2および第 3の I D T 1 2 0 2、 1 0 3は素子の出力側 I D Tを 構成している。 さ らに、 第 1、 第 2および第 3の I D T 1 2 0 1、 1 2 0 2、 1 2 0 3の両側には 1対の第 1および第 2の反射器 1 2 0 6、 1 2 0 7が配置されている。 その他の基本的な構成は第 1図を参照して説 明したものと同様であるので、 説明を省略する。
ここで、 クロスバスパー導体幅 1 2 0 4、 1 2 0 5のクロスバスバー 導体幅を B、 第 1の I D T 1 2 0 1 とクロスバスバー導体 1 2 0 4、 1
2 0 5 とのスペースの幅を S P 1、 第 2の I D T 1 2 0 2あるいは第 3 の I D T 1 2 0 3 とクロスバスバ一導体 1 2 0 4、 1 2 0 5 とのスぺー スの幅を S P 2 とする。
このように構成した 2ポー ト S AW共振子において、 寸法 （B + S P 1 + S P 2 ) を （n + 1 ) え、 あるいは η λ + ( 1 /2 ) λ ( η = 0、
1、 2、 · · ） にした場合の伝送特性を、 第 1 4図に曲線 1 3 0 2で示 す。 この曲線 1 3 0 2からわかるように、 寸法 （B + S P 1 + S P 2 ) を （n + 1 ) え、 あるいは η λ + ( 1 / 2 ) 入、 （ η = 0、 1、 2、 . · ) に した場合には、 2つの共振周波数をもつ波形となる。 この共振現 象は、 前述の高次縦イ ンハーモニックモー ド群を完全に抑圧したにもか かわらず、 二つのほぼ同等振幅と して発生している。
この 2つのモー ドが励振される現象を回避するために、 寸法 （B + S Ρ 1 + S Ρ 2 ) の最適化を検討した中で、 寸法 （B + S P 1 + S P 2 ) を η λ + ( 1 /4 ) え、 あるいは η λ + ( 3 /4 ) え、 （η = 0、 1、 2、 · · ） にした場合の伝送特性を、 第 1 4図に曲線 1 3 0 1で示す。 この曲線 1 3 0 1からわかるように、 寸法 （B + S P 1 + S P 2 ) を η λ + ( 1 /4 ) 入、 あるいは η λ + ( 3 /4 ) 入、 （ η = 0、 1、 2、 • · ) にした場合には、 1つの共振モー ドのみをもつ波形とな り、 前述 の 2つの共振モードが励振される現象を回避するこ とができる。
(その他の実施形態） '.. 水晶における他の力ッ ト角を用いた平板の場合、 さ らには他の圧電体 材料を用いた場合でも、 本発明の基本構成と詳細設定値の最適化によ り . 良好な 2ポー ト S AW共振子が構成できる。 また、 レーリー波以外の弾 性表面波を用いた場合についても、 本発明の基本構成と詳細設定値の最 適化によ り、 良好な 2ポート S AW共振子が構成できる。 発明の利用可能性
以上述べたように本発明によれば、 一対の反射器と、 3個の I D Tを 有する 2ポー ト S AW共振子において、 第 1の I D Tに対して、 第 2 と 第 3の I D Tの周波数上昇率を小さ く設定し、 第 1の周波数上昇量を 2 O O O p p mから 1 2 0 O O p p mと し、 第 2および第 3の I D Tの電 極指対数を、 I D T全体の電極指対数の総和の 2. 7 5から 3 . 7 5ま たは 4分の 1の対数と したこ とによ り、 高次縦イ ンハーモニックモー ド が原因となるスプリ アスの抑圧が可能となる。
また、 クロスバスパー導体とその両側のスペース幅を適切に設定する こ とによ り、 他の別個なスプリアスモー ドの抑圧ができるため、 等価直 列抵抗値も 2 0 Ω程度と小さ く実現でき、 5 0 0 MH z以上の高周波帯 において、 周波数安定性に優れた 2ポー ト S A W共振子を市場に提供で きる o

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 圧電体平板上に周期的に形成された金属の平行導体によって、 弾性表面波を励振する第 1のすだれ状電極と、 該第 1のすだれ状電極の 両側で弾性表面波を受信する 1対の第 2および第 3のすだれ状電極と、 前記第 2および第 3のすだれ状電極の両側に位置する 1対の反射器とが 構成され、 前記反射器と前記第 2および第 3のすだれ状電極間の最も近 接した平行導体間の距離がすだれ状電極の持つライ ンとスペースのうち のスペースからなる 2ポー ト S A W共振子において、
前記第 1のすだれ状電極の平行導体の周期を、 前記反射器のもつ平行 導体の周期よ り小さ く して周波数上昇せしめ、 かつ、 その トータル反射 係数 Γを 1 0 > Γ > 0. 8 と したエネルギー閉じ込め型とする と ともに- 前記第 2および第 3のすだれ状電極の平行導体の周期を、 前記第 1の すだれ状電極の平行導体の周期よ り大き く して周波数を下げたこ とを特 徴とする 2ポー ト S AW共振子。
2. 請求の範囲第 1項において、 前記第 2および第 3のすだれ状電 極の対数が、 前記第 1、 第 2および第 3のすだれ状電極の対数の総和の 1 /2 . 7 5から 1 /3. 7 5までの範囲にあるこ とを特徴とする 2ポ ー ト S A W共振子。
3. 請求の範囲第 1項において、 前記第 2および第 3のすだれ状電 極の対数が、 前記第 1、 第 2および第 3のすだれ状電極の対数の総和の 1 / 3 . 9 2から 1 /4. 0 8までの範囲にある こ とを特徴とする 2ポ —ト S A W共振子。
4. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1のすだれ状電極の周波数 上昇量が 2 0 0 O p p mから 1 2 0 0 0 p p mまでの範囲であるこ とを 特徴とする 2ポート S AW共振子。
5. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1のすだれ状電極の周波数 上昇量が 4 0 0 O p p mから 1 0 0 0 O p p mまでの範囲であるこ とを 特徴とする 2ポート S AW共振子。
6. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1のすだれ状電極の対数が 8 0から 1 1 0の範囲であるこ とを特徴とする 2ポー ト S AW共振子。
7. 請求の範囲第 1項において、 前記第 2および第 3のすだれ状電 極の平行導体の周期が、 前記反射器のそれとほぼ等しいことを特徴とす る 2ポート S A W共振子。
8. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1のすだれ状電極の電極膜 厚を前記第 2および第 3のすだれ状電極の膜厚よ り薄く したこ とを特徴 とする 2ポー ト S AW共振子。
9. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1、 第 2および第 3のすだ れ状電極の膜厚を Hと し、 弾性表面波の波長を； Iと したときに、 前記すだれ状電極の膜厚 Hと前記弾性表面波の波長； Iの比 H/えが、 0. 0 1 3から 0. 0 3 までの範囲であるこ とを特徴とする 2ポー ト S A W共振子。
1 0. 請求の範囲第 1項において、 前記第 1、 第 2および第 3のすだ れ状電極の対数の総和が、 1 8 0対から 3 0 0対までの範囲である こ と を特徴とする 2ポー ト S AW共振子。
1 1 . 請求の範囲第 1項において、 前記第 1のすだれ状電極と前記第 2のすだれ状電極との間、 および前記第 1のすだれ状電極と前記第 3の すだれ状電極との間に形成されたクロスバスバー導体の幅とその両側の スペース幅との合計長が、 弾性表面波の波長をえと したときに、 η λ +
( 1 /4 ) 入、 ある ¾ は η λ + ( 3 /4 ) λ (ただ し η = 0、 1、 2、 • · ) であるこ とを特徴とする 2ポー ト S AW共振子。
1 2. 請求の範囲第 1項において、 前記圧電体平板が、 水晶の S T力 ッ ト、 あるいは水晶の Kカッ トであるこ とを特徴とする 2ポー ト S AW 共振子。
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