JPH05267990A - 縦結合二重モ−ドｓａｗフィルタ - Google Patents
縦結合二重モ−ドｓａｗフィルタInfo
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- JPH05267990A JPH05267990A JP23415191A JP23415191A JPH05267990A JP H05267990 A JPH05267990 A JP H05267990A JP 23415191 A JP23415191 A JP 23415191A JP 23415191 A JP23415191 A JP 23415191A JP H05267990 A JPH05267990 A JP H05267990A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、１ＧＨｚに近い高周波領域に於け
る広帯域低損失のフィルタを実現する為、結合係数の大
なる６４〓Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に３個
のＩＤＴを縦型に近接配置し、各ＩＤＴ間に閉じ込めら
れた振動相互の音響結合によって生起する一次及び三次
モ−ドの振動を利用し二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィル
タを構成するものである。この際、３乃至４％の比帯域
を得る為、各ＩＤＴの相隣接する最内側電極指中心間隔
を基本的にλ／４（λは励起したＳＡＷの波長）とする
こと、３乃至４％の比帯域と２乃至３ｄＢの挿入損失を
実現する為Ａｌ電極膜厚を約４％とすべきこと及びチュ
−ニング回路なしで入出力インピ−ダンスを５０Ωに合
わせる為中央ＩＤＴ電極指対数を１５乃至２０対、両側
ＩＤＴのそれを夫々８乃至１２対としたものである。
る広帯域低損失のフィルタを実現する為、結合係数の大
なる６４〓Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に３個
のＩＤＴを縦型に近接配置し、各ＩＤＴ間に閉じ込めら
れた振動相互の音響結合によって生起する一次及び三次
モ−ドの振動を利用し二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィル
タを構成するものである。この際、３乃至４％の比帯域
を得る為、各ＩＤＴの相隣接する最内側電極指中心間隔
を基本的にλ／４（λは励起したＳＡＷの波長）とする
こと、３乃至４％の比帯域と２乃至３ｄＢの挿入損失を
実現する為Ａｌ電極膜厚を約４％とすべきこと及びチュ
−ニング回路なしで入出力インピ−ダンスを５０Ωに合
わせる為中央ＩＤＴ電極指対数を１５乃至２０対、両側
ＩＤＴのそれを夫々８乃至１２対としたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明はＳＡＷフィルタ、殊に
１ＧＨZ に近い高周波領域に於て極めて広帯域且つ低損
失性能を実現せんとする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィル
タに関する。
１ＧＨZ に近い高周波領域に於て極めて広帯域且つ低損
失性能を実現せんとする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィル
タに関する。
【０００２】
【従来技術】 ＶＨＦ〜ＵＨＦ帯の高周波領域に於て使
用する広帯域低損失のフィルタとしては従来から一方向
性ＩＤＴを利用したトランスバ−サルＳＡＷフィルタあ
るいはマルチＩＤＴを用いたＳＡＷフィルタが広く用い
られてきた。前者はフィルタの周波数特性に対する設計
の自由度が高いという利点はあるが、フィルタ素子に移
相器の付加を必要としたり（グル−プ型一方向性ＩＤＴ
或は３相一方向性ＩＤＴを用いる場合）製造の歩留に問
題を生じたりすると云う欠陥がある上励振したＳＡＷの
方向性損失が少なくなくフィルタの低損失化の点でも未
だ満足すべきものではなかった。
用する広帯域低損失のフィルタとしては従来から一方向
性ＩＤＴを利用したトランスバ−サルＳＡＷフィルタあ
るいはマルチＩＤＴを用いたＳＡＷフィルタが広く用い
られてきた。前者はフィルタの周波数特性に対する設計
の自由度が高いという利点はあるが、フィルタ素子に移
相器の付加を必要としたり（グル−プ型一方向性ＩＤＴ
或は３相一方向性ＩＤＴを用いる場合）製造の歩留に問
題を生じたりすると云う欠陥がある上励振したＳＡＷの
方向性損失が少なくなくフィルタの低損失化の点でも未
だ満足すべきものではなかった。
【０００３】一方、後者、即ちマルチＩＤＴを利用した
ＳＡＷフィルタは９組以上のＩＤＴを並べれば方向性損
失も１ｄＢ次下となりフィルタの低損失化は実現し得る
ものの電極対数の増大によりフィルタ素子サイズが大型
化するのみならずＩＤＴ内部に於けるＳＡＷの反射増大
に起因するスプリアスが多数出現しフィルタの阻止域減
衰量が不足するという欠陥があった。
ＳＡＷフィルタは９組以上のＩＤＴを並べれば方向性損
失も１ｄＢ次下となりフィルタの低損失化は実現し得る
ものの電極対数の増大によりフィルタ素子サイズが大型
化するのみならずＩＤＴ内部に於けるＳＡＷの反射増大
に起因するスプリアスが多数出現しフィルタの阻止域減
衰量が不足するという欠陥があった。
【０００４】上述の如きタイプのフィルタに対し従前よ
り多重モ−ドＳＡＷフィルタと称する共振子型のＳＡＷ
フィルタとして大別して横結合二重モ−ドＳＡＷフィル
タ（例えば特公平２−１６６１３を参照されたい）と縦
結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：田中ら、第１５
回ＥＭシンポジュ−ム、ｐｐ．５−１０（１９８６）と
があるが、いずれも複数のＩＤＴを近接配置し、これら
が励振するＳＡＷが互いに音響結合した際に生ずるモ−
ドの異なった２つの波動（対称モ−ドと反対称モ−ドと
称する）の共振周波差がフィルタの通過帯域幅を決定す
るものであってフィルタの低損失化を図る上では前述し
たタイプのフィルタより優れているが、通過帯域幅が共
振子の容量比の制約を受ける為広帯域フィルタへの適用
に難点があった。
り多重モ−ドＳＡＷフィルタと称する共振子型のＳＡＷ
フィルタとして大別して横結合二重モ−ドＳＡＷフィル
タ（例えば特公平２−１６６１３を参照されたい）と縦
結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：田中ら、第１５
回ＥＭシンポジュ−ム、ｐｐ．５−１０（１９８６）と
があるが、いずれも複数のＩＤＴを近接配置し、これら
が励振するＳＡＷが互いに音響結合した際に生ずるモ−
ドの異なった２つの波動（対称モ−ドと反対称モ−ドと
称する）の共振周波差がフィルタの通過帯域幅を決定す
るものであってフィルタの低損失化を図る上では前述し
たタイプのフィルタより優れているが、通過帯域幅が共
振子の容量比の制約を受ける為広帯域フィルタへの適用
に難点があった。
【０００５】例えば結合係数が比較的大（５％）なる３
６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 基板を用いて縦結
合二重モ−ドＳＡＷフィルタを構成しても中心周波数に
対して高々２％前後の通過帯域幅を有するものにしかな
らず、一方、清水らが発見した結合係数が極めて大（３
０％）なるＹカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用
いＡｕ電極にてラブ波を励振する所謂ラブ波共振子（文
献：信学技法、ＵＳ８６−３７（１９８６）を用いれば
共振子の容量比は極めて小さく（約３）なり極めて広帯
域低損失フィルタが実現可能かと思われたが、結合係数
が過大であることから各ＩＤＴ内に振動エネルギがほぼ
完全に閉じ込められ相互の音響結合が十分に発生せず、
かえってフィルタの通過帯域が狭くなることが判明し
た。
６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 基板を用いて縦結
合二重モ−ドＳＡＷフィルタを構成しても中心周波数に
対して高々２％前後の通過帯域幅を有するものにしかな
らず、一方、清水らが発見した結合係数が極めて大（３
０％）なるＹカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用
いＡｕ電極にてラブ波を励振する所謂ラブ波共振子（文
献：信学技法、ＵＳ８６−３７（１９８６）を用いれば
共振子の容量比は極めて小さく（約３）なり極めて広帯
域低損失フィルタが実現可能かと思われたが、結合係数
が過大であることから各ＩＤＴ内に振動エネルギがほぼ
完全に閉じ込められ相互の音響結合が十分に発生せず、
かえってフィルタの通過帯域が狭くなることが判明し
た。
【０００６】そこで本願発明者は未ださほど広い通過帯
域を得るにいたっていないものの従来の一次及び二次モ
−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ
より通過帯域幅の広がる可能性のある神田等が研究中の
ＸカットＬｉＴａＯ3 基板上で一次及び三次モ−ドの振
動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：
昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会予稿Ａ−２３
８）の電極構造を柴山らが発見した結合係数１１％程度
の６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板（文
献：Ｊ．Ａｐｐｌ．Ｐｈｙｓ．， Ｖｏｌ．４３，Ｎ
ｏ．３，ｐｐ．８５６−８６２（１９７２））に適用し
縦結合二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタを構成するこ
とに想到した。しかしながら、この基板を利用してＳＡ
Ｗデバイスを試作した例は殆どなく、ましてやこれを縦
結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用せんとしたものは
存在しないため、いかなる電極構成を採るべきかについ
ては全く未知数であった。
域を得るにいたっていないものの従来の一次及び二次モ
−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ
より通過帯域幅の広がる可能性のある神田等が研究中の
ＸカットＬｉＴａＯ3 基板上で一次及び三次モ−ドの振
動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：
昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会予稿Ａ−２３
８）の電極構造を柴山らが発見した結合係数１１％程度
の６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板（文
献：Ｊ．Ａｐｐｌ．Ｐｈｙｓ．， Ｖｏｌ．４３，Ｎ
ｏ．３，ｐｐ．８５６−８６２（１９７２））に適用し
縦結合二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタを構成するこ
とに想到した。しかしながら、この基板を利用してＳＡ
Ｗデバイスを試作した例は殆どなく、ましてやこれを縦
結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用せんとしたものは
存在しないため、いかなる電極構成を採るべきかについ
ては全く未知数であった。
【０００７】
【発明の目的】 本発明は上述した如き従来一般に知ら
れていたＳＡＷフィルタの欠陥を一挙に解決し、１ＧＨ
Z に近い高周波領域において４％にも及ぶ比帯域を有し
且つ低損失の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを実現す
ることを目的とする。
れていたＳＡＷフィルタの欠陥を一挙に解決し、１ＧＨ
Z に近い高周波領域において４％にも及ぶ比帯域を有し
且つ低損失の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを実現す
ることを目的とする。
【０００８】
【発明の概要】 上述の目的を達成するため、本発明に
係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタは３個のＩＤＴを
励振するＳＡＷの伝搬方向に沿って近接配置すると共に
これらＩＤＴ列の両側に反射器を配置し、前記３個のＩ
ＤＴ相互の間の音響結合によって発生する一次及び３次
の振動モ−ドを利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタに於
いて、（１） 各ＩＤＴ間々隔を一定の範囲まで近接せ
しめ、更には相対面するＩＤＴ最内側電極指同志を一体
化せしめ、（２） 前述した６４°Ｙカット−Ｘ方向伝
搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いた際の各ＩＤＴの電極指対
数、ＩＤＴ電極指及び反射器グレ−テイ ングの周期比及
び電極膜厚の最適値を決定した、ものである。
係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタは３個のＩＤＴを
励振するＳＡＷの伝搬方向に沿って近接配置すると共に
これらＩＤＴ列の両側に反射器を配置し、前記３個のＩ
ＤＴ相互の間の音響結合によって発生する一次及び３次
の振動モ−ドを利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタに於
いて、（１） 各ＩＤＴ間々隔を一定の範囲まで近接せ
しめ、更には相対面するＩＤＴ最内側電極指同志を一体
化せしめ、（２） 前述した６４°Ｙカット−Ｘ方向伝
搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いた際の各ＩＤＴの電極指対
数、ＩＤＴ電極指及び反射器グレ−テイ ングの周期比及
び電極膜厚の最適値を決定した、ものである。
【０００９】
【実施例】 以下、本発明を図面に示した実施例及び実
験データによって詳細に説明する。実施例の説明に先立
って、本発明の理解を助けるため縦結合二重モードＳＡ
Ｗフィルタの基本原理について少しく解説する。図１１
（ａ）及び（ｂ）は夫々最も基本的な縦結合二重モード
ＳＡＷフィルタの構成及び圧電気板上の振動エネルギ分
布を示す図であって、圧電基板１表面に２個のＩＤＴ
２、２をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向３に沿って
近接配置すると共にこれらＩＤＴ２、２の両側に反射器
４、４を設け、前記ＩＤＴ２、２内に夫々閉じ込められ
た振動（図示せず）を互いに音響結合せしめた結果発生
する一次（対称）モードと二次（反対称）モードの２つ
の振動を利用して通過帯域フィルタを構成するものであ
る。
験データによって詳細に説明する。実施例の説明に先立
って、本発明の理解を助けるため縦結合二重モードＳＡ
Ｗフィルタの基本原理について少しく解説する。図１１
（ａ）及び（ｂ）は夫々最も基本的な縦結合二重モード
ＳＡＷフィルタの構成及び圧電気板上の振動エネルギ分
布を示す図であって、圧電基板１表面に２個のＩＤＴ
２、２をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向３に沿って
近接配置すると共にこれらＩＤＴ２、２の両側に反射器
４、４を設け、前記ＩＤＴ２、２内に夫々閉じ込められ
た振動（図示せず）を互いに音響結合せしめた結果発生
する一次（対称）モードと二次（反対称）モードの２つ
の振動を利用して通過帯域フィルタを構成するものであ
る。
【００１０】この際一次モ−ド及び二次モ−ドの振動の
共振周波数を夫々ｆ1 及びｆ2 、フィルタの通過帯域幅
をＢとするとＢ≒２（ｆ1 −ｆ2 ）、中心周波数がｆ1
となることは周知である。しかしながら前記ｆ1 とｆ2
との差は前述した如く共振子の容量比に反比例するから
同一タイプの共振子フィルタにおいて更に広い通過帯域
幅を要求された場合には一次モ−ドと３次以上のモ−ド
の振動を利用することになる。図１２（ａ）及び（ｂ）
は夫々一次モ−ドと３次モ−ドの振動を利用する縦結合
二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本的電極構成図及び振動
エネルギの分布を示す図である。 このようなタイプの
ＳＡＷフィルタにおいては圧電基板１上に３個のＩＤＴ
をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向に沿って配列する
が、少なくとも中央のＩＤＴ５の両側に設ける６、６は
同一電極対数としこれらの外側に反射器４、４を配置す
る。而して各ＩＤＴ５及び６、６相互間の音響結合の結
果発生する振動モ−ドは同図（ｂ）に示すごとく一次、
二次及び三次の３個のモ−ドとなるが本図（ｂ）からも
明らかなごとく二次モ−ドの振動は前記３個のＩＤＴ５
及び６、６上でいずれもキャンセルされるから斯る電極
構成を有するフィルタは一次及び三次モ−ドの振動の共
振周波数ｆ1 及びｆ3 を利用し、中心周波数ｆ1 、通過
帯域幅Ｂはｆ1 とｆ3 との差の１乃至２倍となるフィル
タを構成することができる。
共振周波数を夫々ｆ1 及びｆ2 、フィルタの通過帯域幅
をＢとするとＢ≒２（ｆ1 −ｆ2 ）、中心周波数がｆ1
となることは周知である。しかしながら前記ｆ1 とｆ2
との差は前述した如く共振子の容量比に反比例するから
同一タイプの共振子フィルタにおいて更に広い通過帯域
幅を要求された場合には一次モ−ドと３次以上のモ−ド
の振動を利用することになる。図１２（ａ）及び（ｂ）
は夫々一次モ−ドと３次モ−ドの振動を利用する縦結合
二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本的電極構成図及び振動
エネルギの分布を示す図である。 このようなタイプの
ＳＡＷフィルタにおいては圧電基板１上に３個のＩＤＴ
をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向に沿って配列する
が、少なくとも中央のＩＤＴ５の両側に設ける６、６は
同一電極対数としこれらの外側に反射器４、４を配置す
る。而して各ＩＤＴ５及び６、６相互間の音響結合の結
果発生する振動モ−ドは同図（ｂ）に示すごとく一次、
二次及び三次の３個のモ−ドとなるが本図（ｂ）からも
明らかなごとく二次モ−ドの振動は前記３個のＩＤＴ５
及び６、６上でいずれもキャンセルされるから斯る電極
構成を有するフィルタは一次及び三次モ−ドの振動の共
振周波数ｆ1 及びｆ3 を利用し、中心周波数ｆ1 、通過
帯域幅Ｂはｆ1 とｆ3 との差の１乃至２倍となるフィル
タを構成することができる。
【００１１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィ
ルタの原理は以上の如きものであるが、本願発明者はこ
れを特定の要求、例えば９００ＭＨZ 帯の携帯／自動車
電話のＲＦフィルタの如く比帯域を３乃至４％、挿入損
失２乃至３５ｄＢという極めて広帯域低損失のフィルタ
であって更にチュ−ニングなしで入出力インピ−ダンス
を５０Ωとしたいという要求に対しいかなる電極構成を
採るべきかについて以下のごとき推論と実験を行った。
ルタの原理は以上の如きものであるが、本願発明者はこ
れを特定の要求、例えば９００ＭＨZ 帯の携帯／自動車
電話のＲＦフィルタの如く比帯域を３乃至４％、挿入損
失２乃至３５ｄＢという極めて広帯域低損失のフィルタ
であって更にチュ−ニングなしで入出力インピ−ダンス
を５０Ωとしたいという要求に対しいかなる電極構成を
採るべきかについて以下のごとき推論と実験を行った。
【００１２】先ず、ＩＤＴ間の音響結合を利用するタイ
プのフィルタは周知の如く複数のＩＤＴ間の感覚が音響
結合の大小を決定し、これがフィルタの通過帯域幅に概
ね比例する故、ＩＤＴ間隔をＩＤＴ電極指の周期的配列
をはずれて近接せしめることを考えた。このようなＩＤ
Ｔ感覚の変更は一般に共振子のインピ−ダンスの増大を
招くものであるが６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3
のごとく結合係数の大なる圧電基板を用いた共振子は元
々インピ−ダンスが低いからＩＤＴ間隔を適宜変更して
も重大な問題は生じないはずである。
プのフィルタは周知の如く複数のＩＤＴ間の感覚が音響
結合の大小を決定し、これがフィルタの通過帯域幅に概
ね比例する故、ＩＤＴ間隔をＩＤＴ電極指の周期的配列
をはずれて近接せしめることを考えた。このようなＩＤ
Ｔ感覚の変更は一般に共振子のインピ−ダンスの増大を
招くものであるが６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3
のごとく結合係数の大なる圧電基板を用いた共振子は元
々インピ−ダンスが低いからＩＤＴ間隔を適宜変更して
も重大な問題は生じないはずである。
【００１３】そこで図１に示す如く６４°Ｙカット−Ｘ
伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に１６対の中央ＩＤＴ５を、そ
の両側に夫々１０対のＩＤＴ６、６を配置しＩＤＴ交叉
幅を４０λ、反射器４は左右夫々２５０本、Ａ〓電極膜
圧４％λの電極を形成し中心周波数８８１．５ＭＨZ の
フィルタ素子を試作し各ＩＤＴの最内側電極指中心間々
隔〓のみを変化させた場合通過帯域幅Ｂがどのように変
化するか実験すると共に理論計算も併せ行った。その結
果図２に示す如くであって、〓の値がλ／２変化する毎
に通過帯域幅のピ−クが出現することが判る。以上の結
果を基に比帯域３乃至４％を満足する〓の範囲を考察す
るに、（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）
λであればよく、ｎの値としては、前述の通り通過帯域
幅Ｂのピ−クがλ／２周期に現れることを勘案して〓＝
（ｎ／２−１／４）λとした際のｎと通過帯域幅Ｂとの
関係を示す図３を参照して２≦ｎ≦５であれば十分であ
ろう。
伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に１６対の中央ＩＤＴ５を、そ
の両側に夫々１０対のＩＤＴ６、６を配置しＩＤＴ交叉
幅を４０λ、反射器４は左右夫々２５０本、Ａ〓電極膜
圧４％λの電極を形成し中心周波数８８１．５ＭＨZ の
フィルタ素子を試作し各ＩＤＴの最内側電極指中心間々
隔〓のみを変化させた場合通過帯域幅Ｂがどのように変
化するか実験すると共に理論計算も併せ行った。その結
果図２に示す如くであって、〓の値がλ／２変化する毎
に通過帯域幅のピ−クが出現することが判る。以上の結
果を基に比帯域３乃至４％を満足する〓の範囲を考察す
るに、（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）
λであればよく、ｎの値としては、前述の通り通過帯域
幅Ｂのピ−クがλ／２周期に現れることを勘案して〓＝
（ｎ／２−１／４）λとした際のｎと通過帯域幅Ｂとの
関係を示す図３を参照して２≦ｎ≦５であれば十分であ
ろう。
【００１４】ところでＩＤＴ間隔〓と通過帯域幅Ｂとの
関係を示す図２を考察するに〓の値がλ／４の場合、即
ちＩＤＴの最内側電極指が密着した状態において最大の
通過帯域幅Ｂを示すことが判る。 そこで〓＝λ／４を
実現し得るＩＤＴ電極構造を検討するに例えば図４の如
くすれば良い。即ち、相隣接するＩＤＴ５及び６の相対
面する最内側電極指夫々７及び８が接地するバスバ−夫
々９及び１０を設置したところ理論値にほぼ見合った通
過帯域幅Ｂが実現し得ることを確認した。尚、上記のア
イデアは図５に示す如く相隣接するＩＤＴ５及び６の相
対面する最内側電極指の一方、例えば本実施例において
はＩＤＴ６のそれ８をＩＤＴ６のバスバ−１０から切り
離した方の電極指７と結合してもよい。 この際ホット
端子とア−ス端子とが互いに交換し得ることは自明であ
ろう。
関係を示す図２を考察するに〓の値がλ／４の場合、即
ちＩＤＴの最内側電極指が密着した状態において最大の
通過帯域幅Ｂを示すことが判る。 そこで〓＝λ／４を
実現し得るＩＤＴ電極構造を検討するに例えば図４の如
くすれば良い。即ち、相隣接するＩＤＴ５及び６の相対
面する最内側電極指夫々７及び８が接地するバスバ−夫
々９及び１０を設置したところ理論値にほぼ見合った通
過帯域幅Ｂが実現し得ることを確認した。尚、上記のア
イデアは図５に示す如く相隣接するＩＤＴ５及び６の相
対面する最内側電極指の一方、例えば本実施例において
はＩＤＴ６のそれ８をＩＤＴ６のバスバ−１０から切り
離した方の電極指７と結合してもよい。 この際ホット
端子とア−ス端子とが互いに交換し得ることは自明であ
ろう。
【００１５】尚、上記図５に示した実施例を本願発明に
係る３個のＩＤＴを近接配置した二重モ−ドＳＡＷフィ
ルタに適用する場合には、図６（ａ）及び（ｂ）に示す
如くλ／２幅の電極指１１は中央ＩＤＴ５の両側に付属
せしめるか或は両側ＩＤＴ６、６間に位置する中央ＩＤ
Ｔ５との隣接面に付属せしめてＩＤＴ配列の中央に対し
左右対称となるようにし反射するＳＡＷの位相を合わせ
るようにすればよい。以上、一次及び三次モ−ドの振動
を利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタの電極構造に関し
６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂ3 基板を用いた実
施例を以って説明したがこのような電極構造は上記特定
の圧電基板のみならずその他の圧電基板を用いたフィル
タについても同様に適用可能であることはいうまでもあ
るまい。
係る３個のＩＤＴを近接配置した二重モ−ドＳＡＷフィ
ルタに適用する場合には、図６（ａ）及び（ｂ）に示す
如くλ／２幅の電極指１１は中央ＩＤＴ５の両側に付属
せしめるか或は両側ＩＤＴ６、６間に位置する中央ＩＤ
Ｔ５との隣接面に付属せしめてＩＤＴ配列の中央に対し
左右対称となるようにし反射するＳＡＷの位相を合わせ
るようにすればよい。以上、一次及び三次モ−ドの振動
を利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタの電極構造に関し
６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂ3 基板を用いた実
施例を以って説明したがこのような電極構造は上記特定
の圧電基板のみならずその他の圧電基板を用いたフィル
タについても同様に適用可能であることはいうまでもあ
るまい。
【００１６】最後に９００ＭＨZ の携帯／自動車電話用
ＲＦフィルタに使用するため結合係数の大なる６４°Ｙ
カット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用い比帯域３乃至４
％という広帯域低損失のフィルタを実現せんとする本願
発明に係る二重モ−ド・リ−キ−ＳＡＷフィルタに於
て、更に要求されている挿入損失２乃至３ｄＢ、チュ−
ニング回路なしで入出力インピ−ダンス５０Ωの条件を
満足せしめるべく行った電極構成上の諸パラメ−タの最
適化実験について以下に説明する。上述の付加された要
求の内入出力インピ−ダンスを左右する要素は、中央Ｉ
ＤＴ５を入出力ＩＤＴとするならばその電極指対数であ
り、このフィルタのスカ−ト特性をシャ−プにし減衰量
を充分にとる為には、上述した如きフィルタ素子を２段
縦続接続することを前提とすれば段間に整合回路（Ｌま
たはＣ）を要するか否かを決定するのは前記中央ＩＤＴ
５の両側に配置するＩＤＴ６、６の電極指対数である。
したがって量ＩＤＴの電極指対数の組合せを実験によ
って調べたところ図７に示すごとき結果を得た。
ＲＦフィルタに使用するため結合係数の大なる６４°Ｙ
カット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用い比帯域３乃至４
％という広帯域低損失のフィルタを実現せんとする本願
発明に係る二重モ−ド・リ−キ−ＳＡＷフィルタに於
て、更に要求されている挿入損失２乃至３ｄＢ、チュ−
ニング回路なしで入出力インピ−ダンス５０Ωの条件を
満足せしめるべく行った電極構成上の諸パラメ−タの最
適化実験について以下に説明する。上述の付加された要
求の内入出力インピ−ダンスを左右する要素は、中央Ｉ
ＤＴ５を入出力ＩＤＴとするならばその電極指対数であ
り、このフィルタのスカ−ト特性をシャ−プにし減衰量
を充分にとる為には、上述した如きフィルタ素子を２段
縦続接続することを前提とすれば段間に整合回路（Ｌま
たはＣ）を要するか否かを決定するのは前記中央ＩＤＴ
５の両側に配置するＩＤＴ６、６の電極指対数である。
したがって量ＩＤＴの電極指対数の組合せを実験によ
って調べたところ図７に示すごとき結果を得た。
【００１７】即ち、通常一般に使用可能な電極指交叉長
の範囲（１５λ乃至５０λ）に於て中央ＩＤＴ５の電極
指対数が１４対以下であると入出力インピ−ダンスが５
０Ωを越え、２１対以下であると５０Ω以下となる故結
局中央ＩＤＴ５の電極指対数は１５乃至２０の範囲にな
ければならないことが判明した。 一方、両側ＩＤＴ
６、６についても夫々の電極指対数が７対以下であると
段間にＬを、１３対以上であると段間にＣを挿入しなけ
れば通過帯域が平坦にならない故、両側ＩＤＴ６、６の
電極指対数は夫々８乃至１２の範囲に選択すべきことが
判明した。もっともこれら両者の組み合わせの内、組み
合わせによっては上述した要求を満足し得ないものもあ
るが、一般には入出力端に或は段間にチュ−ニング回路
の挿入が許される場合もあることを考慮すれば上述した
電極指対数の許容範囲は充分に合理的なものである。
の範囲（１５λ乃至５０λ）に於て中央ＩＤＴ５の電極
指対数が１４対以下であると入出力インピ−ダンスが５
０Ωを越え、２１対以下であると５０Ω以下となる故結
局中央ＩＤＴ５の電極指対数は１５乃至２０の範囲にな
ければならないことが判明した。 一方、両側ＩＤＴ
６、６についても夫々の電極指対数が７対以下であると
段間にＬを、１３対以上であると段間にＣを挿入しなけ
れば通過帯域が平坦にならない故、両側ＩＤＴ６、６の
電極指対数は夫々８乃至１２の範囲に選択すべきことが
判明した。もっともこれら両者の組み合わせの内、組み
合わせによっては上述した要求を満足し得ないものもあ
るが、一般には入出力端に或は段間にチュ−ニング回路
の挿入が許される場合もあることを考慮すれば上述した
電極指対数の許容範囲は充分に合理的なものである。
【００１８】次に他の重要な要求項目である挿入損失の
大小に関係するパラメ−タは電極（Ａ〓）の膜厚である
ので、中央ＩＤＴ電極指１６対、両側ＩＤＴの夫々１０
対、電極指交叉幅４０λ、２段縦続接続の条件の下で電
極膜厚を変化せしめた最挿入損失がどのように変化する
か調べた結果を図８に示す、 もっとも電極膜厚は通過
帯域幅Ｂに対して挿入損失の大小と同等の影響を及ぼす
ことは周知である故、これも併せて測定した。 即ち、
図８から明らかなごとく比帯域３．５乃至４．５％、挿
入損失２乃至３ｄＢをともに満足する電極膜厚は励起す
るリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％であることが判
明した。 電極膜厚が３乃至５％λである場合ＩＤＴ電
極指周期ＬT と反射器グレ−テイ ングの周期ＬR との比
ＬT ／ＬR は理論上０．９９０乃至０．９７５とする必
要がある。 斯くすることによって反射器の周波数に対
する反射率最大の領域内に前述した一次及び３次モ−ド
振動の共振周波数を位置せしめ最大の通過帯域幅Ｂを得
ることができる。
大小に関係するパラメ−タは電極（Ａ〓）の膜厚である
ので、中央ＩＤＴ電極指１６対、両側ＩＤＴの夫々１０
対、電極指交叉幅４０λ、２段縦続接続の条件の下で電
極膜厚を変化せしめた最挿入損失がどのように変化する
か調べた結果を図８に示す、 もっとも電極膜厚は通過
帯域幅Ｂに対して挿入損失の大小と同等の影響を及ぼす
ことは周知である故、これも併せて測定した。 即ち、
図８から明らかなごとく比帯域３．５乃至４．５％、挿
入損失２乃至３ｄＢをともに満足する電極膜厚は励起す
るリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％であることが判
明した。 電極膜厚が３乃至５％λである場合ＩＤＴ電
極指周期ＬT と反射器グレ−テイ ングの周期ＬR との比
ＬT ／ＬR は理論上０．９９０乃至０．９７５とする必
要がある。 斯くすることによって反射器の周波数に対
する反射率最大の領域内に前述した一次及び３次モ−ド
振動の共振周波数を位置せしめ最大の通過帯域幅Ｂを得
ることができる。
【００１９】以上説明した如く各種パラメ−タを選び更
に反射器本数を左右２５０本としたフィルタ素子を図９
に示す如く２段縦続した２重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィ
ルタは図１０に示す如く中心周波数８８１．５ＭＨｚ、
比帯域３．９％、挿入損失２ｄＢの極めて広帯域且つ低
損失のフィルタとなり厖大なチャンネル数を要求される
９００ＭＨｚ帯の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタ等の
要求を満足するものでる。しかもフィルタ入出力端及び
フィルタ素子段間にチュ−ニング回路を挿入することな
くインピ−ダンスを５０Ωに合わせ得る故、超小型化が
厳しく要求されるこれら通信機の部品として殊に好適で
ある。
に反射器本数を左右２５０本としたフィルタ素子を図９
に示す如く２段縦続した２重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィ
ルタは図１０に示す如く中心周波数８８１．５ＭＨｚ、
比帯域３．９％、挿入損失２ｄＢの極めて広帯域且つ低
損失のフィルタとなり厖大なチャンネル数を要求される
９００ＭＨｚ帯の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタ等の
要求を満足するものでる。しかもフィルタ入出力端及び
フィルタ素子段間にチュ−ニング回路を挿入することな
くインピ−ダンスを５０Ωに合わせ得る故、超小型化が
厳しく要求されるこれら通信機の部品として殊に好適で
ある。
【００２０】
【発明の効果】本発明に係るフィルタは以上説明した如
く構成するものであるから今後殊に重要性を増す１ＧＨ
ｚに近い高周波帯域に於いて多数のチャンネルを許容す
べく極めて広い比帯域を有することが必須要件となる公
衆通信用無線装置等のＲＦフィルタを低損失且つ小型に
実現する上で著しい効果を発揮する。
く構成するものであるから今後殊に重要性を増す１ＧＨ
ｚに近い高周波帯域に於いて多数のチャンネルを許容す
べく極めて広い比帯域を有することが必須要件となる公
衆通信用無線装置等のＲＦフィルタを低損失且つ小型に
実現する上で著しい効果を発揮する。
【００２１】
【図１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ
の基本構成を示す構成図。
の基本構成を示す構成図。
【図２】縦結合二重モ−ドＳＷフィルタのＩＤＴ間隔ｌ
と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す理論及び実験
結果の図。
と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す理論及び実験
結果の図。
【図３】ＩＤＴ間隔ｌを｛（ｎ／２）−（１／４）｝λ
とした場合ｎの値と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を
示す図。
とした場合ｎの値と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を
示す図。
【図４】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ
最内側電極指構造の一実施例を示す構成図。
最内側電極指構造の一実施例を示す構成図。
【図５】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ
最内側電極指構造の他の実施例を示す構成図。
最内側電極指構造の他の実施例を示す構成図。
【図６】（ａ）は本発明に係るフィルタに於いて使用す
るＩＤＴ最内側電極指配列の一実施例を示す構成図、
（ｂ）は他の実施例を示す構成図。
るＩＤＴ最内側電極指配列の一実施例を示す構成図、
（ｂ）は他の実施例を示す構成図。
【図７】中央ＩＤＴとその両側ＩＤＴの電極指対数の最
適組合わせを求める為に行った実験結果を示す図。
適組合わせを求める為に行った実験結果を示す図。
【図８】ＩＤＴ電極指電極膜厚と挿入損失及び比帯域と
の関係を示す実験結果の図
の関係を示す実験結果の図
【図９】本発明に係る二段縦続接続二重モ−ドリキ−Ｓ
ＡＷフィルタの構成図。
ＡＷフィルタの構成図。
【図１０】図９に示したフィルタの特性図。
【図１１】（ａ）は一次及び二次モ−ド振動を利用する
縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はそ
の使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はそ
の使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【図１２】（ａ）は一次及び三次モ−ド振動を利用する
縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はそ
の使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はそ
の使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【００２２】
１・・・圧電基板、 ２、５及び６・・・ＩＤＴ、 ４
・・・反射器、７、８・・・最内側電極指、 ｌ・・
・最内側電極指間隔
・・・反射器、７、８・・・最内側電極指、 ｌ・・
・最内側電極指間隔
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒崎 武文 神奈川県高座群寒川町小谷二丁目１番１号 東洋通信機株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 圧電基板上に３個のインタデイ ジタルト
ランスジュ−サ（ＩＤＴ）電極をこれらＩＤＴが励振又
は受信する弾性表面波（ＳＡＷ）の伝搬方向に沿って配
置し、更にその両側に反射器を設け、励振したＳＡＷの
振動エネルギを前記３個のＩＤＴ内にほぼ閉じ込めると
共にこれら各振動の前記ＩＤＴ間における音響結合によ
って発生する１次及び３次の２つの振動モ−ドを利用す
る二重モ−ドフィルタにおいて、前記各ＩＤＴが互いに
対面する最内側電極指の中心間々隔〓を前記各ＩＤＴの
電極指周期ＬT （励起されるＳＡＷの波長λと実質的に
等しい）に対して （ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）λ
（但し ｎ＝２〜５）としたことを特徴とする縦結合二
重モ−ドＳＡＷフィルタ。 - 【請求項２】 前記最内側電極指中心間々隔〓をλ／４
とすることによって互に対面するＩＤＴ最内側電極指同
志を密着し幅λ／２の電極指を構成しこれを接地するか
或は互に相隣接するＩＤＴの一方の最内側電極指幅をλ
／２とすると共にこれらＩＤＴ相互の中心間距離をＩＤ
Ｔの周期的配置からλ／４だけ偏位せしめたことを特徴
とする請求項１記載の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィル
タ。 - 【請求項３】 前記圧電基板を結合係数の大なる６４°
Ｙカット−Ｘ方向伝搬のＬｉＮｂＯ3 基板とし、前記３
個のＩＤＴの内中央のそれの電極対数を１５乃至２０
対、両側のそれを夫々８乃至１２対、前記ＩＤＴ電極指
の周期ＬT ／ＬR を０．９９０乃至０．９７５、且つＡ
〓電極膜厚Ｈを励振されるリ−キ−ＳＡＷの波長λの３
乃至５％としたことを特徴とする請求項１又は２記載の
縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23415191A JP3160023B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 縦結合二重モードｓａｗフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23415191A JP3160023B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 縦結合二重モードｓａｗフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05267990A true JPH05267990A (ja) | 1993-10-15 |
| JP3160023B2 JP3160023B2 (ja) | 2001-04-23 |
Family
ID=16966451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23415191A Expired - Fee Related JP3160023B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 縦結合二重モードｓａｗフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3160023B2 (ja) |
Cited By (21)
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- 1991-08-21 JP JP23415191A patent/JP3160023B2/ja not_active Expired - Fee Related
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