WO2004086713A1 - 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置 - Google Patents

直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2004086713A1
WO2004086713A1 PCT/JP2004/003816 JP2004003816W WO2004086713A1 WO 2004086713 A1 WO2004086713 A1 WO 2004086713A1 JP 2004003816 W JP2004003816 W JP 2004003816W WO 2004086713 A1 WO2004086713 A1 WO 2004086713A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
phase
output
pseudo
noise
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/003816
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Takashi Kato
Original Assignee
Advantest Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Advantest Corporation filed Critical Advantest Corporation
Priority to US10/549,629 priority Critical patent/US7358828B2/en
Priority to DE112004000516T priority patent/DE112004000516B4/de
Priority to JP2005504033A priority patent/JP4344357B2/ja
Publication of WO2004086713A1 publication Critical patent/WO2004086713A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0018—Arrangements at the transmitter end

Definitions

  • the present invention relates to the calibration of quadrature modulators. Background art
  • Fig. 6 shows a quadrature modulation circuit according to the prior art.
  • the paceband signal includes an I signal and a Q signal.
  • the I signal is amplified by the amplifier 102.
  • the local signal generated by the local signal source 300 is mixed by the multiplier 104.
  • the Q signal is amplified by the amplifier 202.
  • the phase of the local signal generated by the local signal source 300 is shifted 90 degrees by the phase shifter 304.
  • the multiplier 204 mixes the Q signal amplified by the amplifier 202 with the local signal whose phase has shifted by 90 degrees.
  • the output of the multiplier 104 and the output of the multiplier 204 are added by the adder 400 and output as an IF signal.
  • the amplitudes of the I and Q signals may differ. Therefore, an amplitude error occurs. Therefore, it is necessary to eliminate such errors, that is, to calibrate.
  • To perform calibration provide calibration signals as I and Q signals. Calibration is performed based on the signal output from the adder 400 as a result of providing the signal for calibration.
  • the calibration of the demodulator is described in Japanese Patent Laid-Open Publication No.
  • an object of the present invention is to provide a quadrature modulator and the like that can perform calibration without stopping the modulation operation of the quadrature modulator.
  • the present invention provides an adding unit that outputs a pseudo noise superimposed signal obtained by adding a user signal and a pseudo noise, and a signal conversion that mixes the pseudo noise superimposed signal and a local signal having a predetermined local frequency to output a converted signal.
  • the adding means outputs a pseudo noise superimposed signal obtained by adding the user signal and the pseudo noise.
  • the signal conversion means mixes the pseudo noise superimposed signal with a local signal having a predetermined local frequency and outputs a converted signal.
  • the phase shifting means outputs a phase shifted local signal obtained by changing the phase of the local signal.
  • the phase shift local signal multiplying means multiplies the converted signal by the phase shift local signal.
  • the correlation means correlates the output of the phase shifter-cal signal multiplication means with the pseudo noise.
  • the correlation means includes pseudo noise multiplication means for multiplying the output of the phase-shift local signal multiplication means and pseudo noise, and integration means for integrating and outputting the output of the pseudo noise multiplication means. You may. Further, in the present invention, the integration section of the integration means may be set to be sufficiently longer than the cycle of the local signal.
  • the integration interval of the integration means may be sufficiently longer than the period of the pseudo noise, and the period of the pseudo noise may be sufficiently longer than the period of the oral signal.
  • the present invention may include an error measuring means for measuring a DC offset error, a phase error and an amplitude error from the output of the integrating means. Further, in the present invention, the error measuring means may ignore any one or more of the DC offset error, the phase error and the amplitude error, and measure the error which has not been ignored.
  • the pseudo noise may be smaller than the user signal. In the present invention, the pseudo noise may be substantially equal to the floor noise.
  • the user signal has an I signal and a Q signal, and includes a pseudo noise addition target signal selecting means for selecting which of the I signal and the Q signal to add the pseudo noise.
  • the present invention includes first subtraction means for subtracting the user signal from the output of the phase-shift local signal multiplication means, wherein the pseudo noise multiplication means multiplies the output of the first subtraction means by the pseudo noise. Is also good.
  • the present invention provides a pseudo noise addition target signal selecting means for selecting which of the I signal and the Q signal to add the pseudo noise to, wherein the user signal has an I signal and a Q signal, A subtraction target signal selection unit that sets the user signal given to the subtraction unit to a user signal selected to add the pseudo noise may be provided.
  • the present invention includes second subtraction means for subtracting a mixed signal of the user signal and the local signal from the converted signal, and the phase-shifting local signal multiplying means outputs a signal output from the second subtraction means and a local signal. May be multiplied.
  • the present invention provides a pseudo-noise addition target signal selecting means for selecting which of the I signal and the Q signal to add the pseudo noise to, wherein the user signal has an I signal and a Q signal, A signal to be subtracted may be provided as a user signal to be given to the subtracting means, and a signal to be subtracted as a user signal selected to add pseudo noise.
  • the present invention also provides an adding step of outputting a pseudo noise superimposed signal obtained by adding a user signal and pseudo noise, and outputting a converted signal by mixing the pseudo noise superimposed signal and a local signal having a predetermined roll frequency.
  • a correlation step of correlating the output of the power signal multiplication step with the pseudo noise and an error measurement step of measuring an error of the user signal based on the output of the correlation step may be provided.
  • the present invention provides an adding means for outputting a pseudo-noise superimposed signal obtained by adding a user signal and pseudo-noise, and outputting a converted signal by mixing the pseudo-noise superimposed signal and a local signal having a predetermined oral frequency.
  • Signal conversion means for outputting a phase-shifted local signal in which the phase of the local signal is changed; phase-shift roll signal multiplication means for multiplying the converted signal by the phase-shifted local signal;
  • the present invention provides an adding means for outputting a pseudo-noise superimposed signal obtained by adding a user signal and pseudo-noise, and outputting a converted signal by mixing the pseudo-noise superimposed signal and a local signal having a predetermined oral frequency.
  • Signal conversion means a phase shift means for outputting a phase-shifted low-frequency signal obtained by changing the phase of the input signal, and a phase-shift local signal multiplication for multiplying the converted signal by the phase-shift signal
  • a computer that stores a program for causing a computer to execute an error measurement process in a quadrature modulation device that includes a correlation unit that correlates the output of the phase-shifting signal multiplication unit with pseudo noise.
  • the present invention includes an adding unit that outputs a pseudo noise superimposed signal obtained by adding a user signal and a pseudo noise, a modulating signal obtained by modulating the output of the adding unit, and a correlating unit that correlates the pseudo noise. It may be.
  • the adding means outputs a pseudo noise superimposed signal obtained by adding the user signal and the pseudo noise.
  • the correlating means correlates the modulated signal obtained by modulating the output of the adding means with the pseudo noise.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the quadrature modulation device according to the first embodiment of the present invention.
  • Figure 2 shows the output (D et) of the integrator 58 with the horizontal axis representing I and the vertical axis representing Q, with no error ( Figure 2 (a)) and an amplitude error.
  • FIG. 2 (b) and those having a DC offset error and a phase error (FIG. 2 (c)).
  • FIG. 18 is a diagram showing the coordinates of the output (D e t) of the integrator 58 when the angle is changed by 45 ° to 360 °.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a quadrature modulation device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the quadrature modulation device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a quadrature modulation circuit according to the related art.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the quadrature modulation device according to the first embodiment of the present invention.
  • the quadrature modulator according to the first embodiment includes amplifiers 12 and 22, adders 14 and 24, signal converters 16 and 26, a pseudo-noise generator 32 and an attenuator 34, Pseudo-noise addition target signal selection unit 36, mouth-cal signal source 40, 90 degree phase shifter 42, phase fine adjustment unit 44 I, Q, phase shifter 50, adder for IF signal output 5 2, a phase shifter single signal multiplier 54, a pseudo noise multiplier 56, an integrator 58, and an error measuring unit 70.
  • the amplifier 12 amplifies the I signal.
  • the amplifier 22 amplifies the Q signal.
  • the I and Q signals are user signals.
  • the pseudo noise generator 32 generates a pseudo noise PN.
  • the pseudo-noise PN is, for example, an M-sequence pseudo-random pattern that generates a long-period random pattern with a binary occurrence probability of approximately 50%. That is, In this case, 2 m- i high-level signals and 2 ⁇ -1 low-level signals are generated.
  • the pseudo noise ⁇ ⁇ ⁇ here is a non-zero constant if P (t) 2 is integrated over a sufficiently long interval, if P (t) is the pseudo noise, and P (t) becomes If it is integrated over a long period of time, it is sufficient if it becomes 0. It is not necessary to limit the pseudo noise PN to an M-sequence pseudo random pattern.
  • the attenuator 34 makes the level of the pseudo noise PN generated by the pseudo noise generator 32 smaller than the level of the I signal or the Q signal. It is preferable that the level of the pseudo noise PN be equal to or lower than the floor noise (for example, about -70 dBc).
  • the pseudo noise addition target signal selection unit 36 selects whether to add the pseudo noise PN to the I signal or the Q signal.
  • the pseudo noise addition target signal selection unit 36 is a switch. If terminal 36a and terminal 36I are connected, the pseudo noise PN is added to the I signal. If terminal 36a is connected to terminal 36Q, pseudo noise PN is added to the Q signal.
  • the adder 14 adds a DC offset (D C-I) and a pseudo noise PN to the I signal amplified by the amplifier 12. However, the pseudo noise PN is added by the pseudo noise addition target signal selection unit 36. In this case, it is selected to add the pseudo noise PN to the I signal.
  • the DC offset (DC-I) is a signal for adjusting the offset error of the I signal.
  • the adder 24 adds a DC offset (DC-Q) and a pseudo noise PN to the Q signal amplified by the amplifier 22. However, the addition of the pseudo noise PN is performed when the pseudo noise addition target signal selection unit 36 selects the addition of the pseudo noise PN to the Q signal.
  • the DC offset (DC-Q) is a signal for adjusting the offset error of the Q signal.
  • a signal obtained by adding pseudo noise PN to the I signal (Q signal) is called a pseudo noise superimposed signal.
  • the local signal source 40 generates a local signal having a predetermined oral frequency.
  • the 90-degree phase shifter 42 shifts the phase of the oral signal by 90 degrees.
  • the phase fine adjuster 4 41 finely adjusts the phase of the local signal.
  • the phase fine adjuster 44Q fine-tunes the phase of the output of the 90-degree phase shifter 42.
  • the phase fine adjusters 4 41 and 4 4 Q finely adjust the phase so that the phase difference between the signals output from each of them becomes exactly 90 °. That is, the phase error of the I signal and the Q signal is adjusted.
  • the signal conversion section 16 has a multiplier 16a and a variable gain amplifier 16b.
  • the multiplier 16a multiplies the local signal output from the phase fine adjustment unit 44 I by the output of the adder 14 and mixes. If the pseudo noise signal is added to the I signal by the adder 14, the pseudo noise superimposed signal is Will be mixed with the cull signal.
  • the variable gain amplifier 16b amplifies and outputs the output of the multiplier 16a.
  • the variable gain amplifier 16b adjusts the amplitude error of the I signal by changing the gain. Note that the variable gain amplifier 16b may be provided before the multiplier 16a.
  • the signal conversion unit 16 outputs a converted signal obtained by mixing the pseudo noise superimposed signal with the local signal or a signal obtained by mixing the I signal with the local signal.
  • the signal converter 26 includes a multiplier 26a and a variable gain amplifier 26b.
  • the multiplier 26a multiplies and mixes the oral signal output from the phase fine adjustment unit 44Q and the output of the adder 24.
  • the variable gain amplifier 26b amplifies and outputs the output of the multiplier 26a.
  • the variable gain amplifier 26b adjusts the amplitude error of the Q signal by changing the gain. Note that the variable gain amplifier 26 b may be provided before the multiplier 26 a.
  • the signal conversion unit 26 outputs a converted signal obtained by mixing the pseudo noise superimposed signal with the local signal or a signal obtained by mixing the Q signal with the local signal.
  • the phase shifter 50 changes the phase of the local signal from 0 to 360 ° and outputs it.
  • the phase is changed from 0 ° to 45 ° in steps of 360 °.
  • the IF signal output adder 52 adds the output of the signal conversion unit 16 and the output of the signal conversion unit 26 and outputs the result.
  • D Output of adder for F signal output 52 The power is the sum of the converted signal (a pseudo noise superimposed signal obtained by adding pseudo noise to the I signal (Q signal) and a local signal) and a signal obtained by mixing the Q signal (I signal) with the local signal. It was done. Since the level of the pseudo noise PN is low, the output of the IF signal output adder 52 can be used as an IF signal. In addition, a DC offset error, a phase error, and an amplitude error can be obtained using this IF signal.
  • the phase shift local signal multiplier 54 multiplies the output of the phase shifter 50 by the IF signal. Since the IF signal contains the converted signal, the output of the phase shifter 50 is multiplied by the converted signal.
  • the pseudo noise multiplier 56 multiplies the output of the phase shift local signal multiplier 54 by the pseudo noise PN.
  • the integrator 58 integrates the output of the pseudo noise multiplier 56 and outputs the result. However, the integration interval is sufficiently longer than the local signal period and the pseudo noise PN period. However, the period of the pseudo noise is sufficiently longer than the period of the speech signal.
  • the output of the integrator 58 is called Det.
  • the pseudo-noise multiplier 56 and the integrator 58 correlate the output of the phase-shift local signal multiplier 54 with the pseudo-noise PN.
  • ⁇ o Error measuring section 70 measures a DC offset error, a phase error, and an amplitude error based on Det.
  • DC offset error, phase error At least one of the difference and the amplitude error (for example, the DC offset error) may be ignored, and the error not ignored may be measured.
  • the DC offset (DC-I, DC-Q) provided to the adders 14 and 24 ⁇ the phase adjustment amount by the phase fine adjustment unit 44 I 44 Q, the variable gain amplifier 16 b, The gain of 26 b is determined. This adjusts the DC offset error, phase error, and amplitude error.
  • the pseudo noise generator 32 generates a pseudo noise PN.
  • the level of the pseudo noise PN is reduced by the attenuator 34 to a level below the floor noise.
  • the pseudo noise addition target signal selection unit 36 inputs the signal to the adder 14 or the adder 24.
  • the I signal (Q signal) is amplified by the amplifier 12 (22) and supplied to the adder 14 (24).
  • the pseudo noise PN is supplied to the adder 14 (or the adder 24).
  • the pseudo noise PN is added to the I signal amplified by the amplifier 12, and becomes a pseudo noise superimposed signal.
  • the DC offset (DC-I) is further added to the adder 14, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • the DC offset (D CQ) is added to the Q signal amplified by the amplifier 22, and the offset and the error of the Q signal are adjusted.
  • the pseudo noise PN is given to the adder 24, the pseudo noise PN is added to the Q signal amplified by the amplifier 22 to form a pseudo noise superimposed signal.
  • the DC offset (DC-Q) is further added to the adder 24 to adjust the offset error of the Q signal.
  • the DC offset (DC-I) is added to the I signal amplified by the amplifier 12 to adjust the offset error of the I signal.
  • the local signal source 40 generates a local signal having a predetermined local frequency.
  • the oral signal is supplied to the signal conversion unit 16 via the phase fine adjustment unit 44 1.
  • the local signal is supplied to the signal conversion unit 26 via the 90-degree phase shifter 42 and the phase fine adjustment unit 44Q.
  • the pseudo noise PN is given to the adder 14, the oral signal is mixed with the pseudo noise superimposed signal output from the adder 14 by the multiplier 16a. If the I signal is I (t), the pseudo noise PN is P (t), and the oral signal is cosw t, the output of the multiplier 16a is
  • the output of the multiplier 16a is amplified by the variable gain amplifier 16b. This adjusts the amplitude error of the I signal. Further, the oral signal (the phase is shifted by 90 °) is mixed with the signal output from the adder 24 by the multiplier 26a. Assuming that the Q signal is Q (t) and the oral signal is cosc t, the output of the multiplier 26 a is
  • the output of the multiplier 26a is amplified by the variable gain amplifier 26b. This adjusts the amplitude error of the Q signal.
  • the outputs of the signal conversion unit 16 and the signal conversion unit 26 are added by an IF signal output adder 52 to obtain an F signal. Therefore, it is possible to obtain an IF signal, that is, perform modulation. Since the level of the pseudo noise PN is low, there is no problem when using an IF signal as a modulation signal.
  • the local signal generated by the local signal source 40 is supplied to the phase-shifted local signal multiplier 54 via the phase shifter 50.
  • the IF signal and the output of the phase shifter 50 are multiplied by a phase shift local signal multiplier 54. Assuming that the output of the phase shifter 50 is cos (wt + 0) (however, the amount of the phase shifted by the phase shifter 50), the output of the phase shifter one signal multiplier 54 is
  • the integrator 58 integrates the output of the pseudo noise multiplier 56 and outputs the result. However, the integration interval is sufficiently longer than the period of the oral signal and the period of the pseudo noise. However, the period of the pseudo noise is sufficiently longer than the period of the oral signal.
  • the output of integrator 58 is SP (t) ((I (t) + P (t)) coswt + Q (t) sinwt) coswt
  • c is a constant of a certain value. If P (t) is integrated over a sufficiently long interval, it becomes 0, and the term of P (t) disappears. If sin2 ⁇ t is integrated over a sufficiently long interval, it becomes 0, and the term of sin2wt disappears. If P (t) 2 is integrated over a sufficiently long interval, it will be a non-zero constant, so c will be a constant of some value.
  • the output of the integrator 58 is given as Det to the error measuring unit 70.
  • the case where the pseudo noise PN is given to the adder 14 has been described. However, the pseudo noise PN may be given to the adder 24. In this case, the output of multiplier 16a is
  • Det becomes a circle with radius c as shown in Fig. 2 (a).
  • this means that DC offset, phase and amplitude errors This is the case where it is assumed that there is not. In practice, these errors exist. For example, suppose that there is an amplitude error, and the I signal becomes m 1 times and the Q signal becomes m 2 times. In this case, as shown in Fig. 2 (b), the radius on the I axis is ml times and the radius on the Q axis is m2 times. Further, it is assumed that there is a DC offset error of I 0 for the I signal and Qo for the Q signal, and a phase error. Then, as shown in Fig.
  • the error measuring unit 70 receives Det, and measures DC offset error, phase error, and amplitude error in the IQ coordinate system as shown in FIG.
  • ⁇ is changed from 0 ° to 45 ° in increments of 45 ° to 360 °
  • the coordinates of eight points are obtained as shown in FIG.
  • the error can be measured by calculating the major axis, minor axis, center, and inclination of the ellipse from the coordinates of the eight points.
  • Fig. 3 when a, b ⁇ r1, r2 are taken, the phase error ⁇ is
  • the IF signal output adder 52 mixes the converted signal (a pseudo noise superimposed signal obtained by adding pseudo noise to the I signal (Q signal) with a local signal) and Q A signal obtained by adding the signal (I signal) and the signal obtained by mixing the local signal and the local signal is obtained.
  • This signal can be treated as an IF signal because the level of the pseudo noise PN is low.
  • error measuring section 70 can measure the DC offset error, phase error, and amplitude error. This makes it possible to calibrate these errors. Therefore, it is possible to acquire the IF signal, that is, acquire the DC offset error and the like while performing the modulation, and further perform the calibration of the I signal and the Q signal.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a quadrature modulation device according to a second embodiment of the present invention.
  • the quadrature modulation device includes Steps 1, 2, 2, Adders 14, 24, Signal Converters 16, 26, Pseudo Noise Generator 32, Attenuator 34, Pseudo Noise Addition Target Signal Selector 36, Mouthpiece CAL signal source 40, 90-degree phase shifter 42, fine phase adjuster 41, Q, phase shifter 50, IF signal output adder 52, phase shifter cull signal multiplier 54 , Pseudo noise multiplier 56, integrator 58, first subtractor 60, subtraction target signal selector 61, amplifier 62, adder 64, variable gain amplifier 68, and error measuring unit 70 .
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the multiplier 56, the integrator 58, and the error measuring unit 70 are the same as in the first embodiment.
  • the pseudo noise multiplier 56 multiplies the output of the first subtractor 60 by the pseudo noise PN.
  • the first subtractor 60 subtracts the I signal or the Q signal from the output of the phase shift local signal multiplier 54.
  • the I signal or the Q signal is supplied to the first subtractor 60 via the signal selection unit for subtraction 61, the amplifier 62, the adder 64, and the variable gain amplifier 68.
  • the subtraction target signal selection unit 61 sets the user signal supplied to the first subtractor 60 as an I signal or a Q signal.
  • the user signal given to the first subtractor 60 is a user signal for which the pseudo noise PN is given by the pseudo noise addition target signal selection unit 36.
  • pseudo noise PN is Signal (Q signal)
  • the subtraction target signal selector 61 sets the user signal to be supplied to the first subtractor 60 as an I signal (Q signal).
  • the subtraction target signal selection unit 61 is a switch.
  • the first subtractor 60 is supplied with the I signal. If the terminal 61 a is connected to the terminal 61 Q, the Q signal is given to the first subtractor 60.
  • the amplifier 62 obtains the I signal or the Q signal from the subtraction target signal selection section 61 and amplifies it.
  • the adder 64 adds a DC offset (DC-R) to the output of the amplifier 62.
  • the DC offset (DC-R) is a signal for adjusting the offset error of the input signal or the Q signal. DC-R stands for reference.
  • the user signal provided to the first subtractor 60 can be regarded as a reference signal.
  • the variable gain amplifier 68 amplifies the output of the adder 64 and outputs the result.
  • the variable gain amplifier 68 adjusts the amplitude error of the I signal or the Q signal by changing the gain.
  • the pseudo noise generator 32 generates a pseudo noise PN.
  • the level of the pseudo noise PN is reduced by the attenuator 34 to a level below the floor noise.
  • the signal is added to the adder 14 or the adder 24 by the pseudo noise addition target signal selection unit 36.
  • the I signal (Q signal) is amplified by the amplifier 12 (22) and supplied to the adder 14 (24).
  • the pseudo noise PN is supplied to the adder 14 (or the adder 24).
  • the pseudo noise PN When the pseudo noise PN is given to the adder 14, the pseudo noise PN is added to the I signal amplified by the amplifier 12, and becomes a pseudo noise superimposed signal.
  • the DC offset (DC-I) is further added to the adder 14, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • a DC offset (DC-Q) is added to the Q signal amplified by the amplifier 22, and the offset error of the Q signal is adjusted.
  • the pseudo noise PN is given to the adder 24, the pseudo noise PN is added to the Q signal amplified by the amplifier 22 to form a pseudo noise superimposed signal.
  • the DC offset (DC-Q) is further added to the adder 24, and the offset error of the Q signal is adjusted.
  • the DC offset (DC-I) is added to the I signal amplified by the amplifier 12, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • the local signal source 40 generates a local signal having a predetermined local frequency.
  • the local signal is supplied to the signal conversion unit 16 via the phase fine adjustment unit 44I.
  • the local signal is supplied to the signal conversion unit 26 via the 90-degree phase shifter 42 and the phase fine adjustment unit 44Q.
  • the pseudo noise PN is given to the adder 14, the oral signal is mixed with the pseudo noise superimposed signal output from the adder 14 by the multiplier 6a.
  • the output of the multiplier 16a is amplified by the variable gain amplifier 16b. This adjusts the amplitude error of the I signal.
  • the local signal (the phase is shifted by 90 °) is mixed with the signal output from the adder 24 by the multiplier 26a. Assuming that the Q signal is Q (t) and the local signal is coswt, the output of the multiplier 26a is Q (t) sinwt... (32)
  • the output of the multiplier 26a is amplified by the variable gain amplifier 26b. This adjusts the amplitude error of the Q signal.
  • the outputs of the signal converters 16 and 26 are added by an IF signal output adder 52 to form an IF signal. Therefore, acquisition of an IF signal, that is, modulation can be performed. Since the level of the pseudo noise PN is low, there is no problem when the IF signal is used as a modulation signal. Further, the local signal generated by the local signal source 40 is provided to the phase-shifted local signal multiplier 54 via the phase shifter 50.
  • phase shifter cull signal multiplier 54 The IF signal and the output of the phase shifter 50 are multiplied by a phase shift local signal multiplier 54. Assuming that the output of the phase shifter 50 is cos (t + (however, the amount of the phase shifted by the phase shifter 50)), the output of the phase shifter cull signal multiplier 54 is
  • the I signal or the Q signal is selected by the subtraction target signal selection section 61 and supplied to the amplifier 62.
  • the I signal is given to the amplifier 62.
  • the I signal is amplified by the amplifier 62 and supplied to the adder 64.
  • a DC offset (DC-R) is added to the I signal amplified by the amplifier 62, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • the output of the adder 64 is amplified by the variable gain amplifier 68. As a result, the amplitude error of the I signal is adjusted.
  • the output of the phase-shift local signal multiplier 54 and the output of the variable gain amplifier 68 are supplied to a first subtractor 60.
  • the first subtractor 60 subtracts the output of the variable gain amplifier 68 from the output of the phase shift roll signal multiplier 54.
  • the output of the variable gain amplifier 68 is I (t).
  • the output of the first subtractor 60 is
  • the dynamic range of the pseudo noise multiplier 56 may be lower than that of the first embodiment. If the term of I (t) cannot be ignored (first embodiment), the dynamics of the pseudo-noise multiplier 56 I need to raise my cleanse. The pseudo noise multiplier 56 multiplies the output of the first subtractor 60 by the pseudo noise PN. Subsequent operations are the same as in the first embodiment. According to the second embodiment, the same effects as in the first embodiment can be obtained. Moreover, the dynamic range of the pseudo noise multiplier 56 may be low. Third embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a quadrature modulation device according to the third embodiment of the present invention.
  • the quadrature modulator includes amplifiers 12 and 22, adders 14 and 24, signal converters 16 and 26, a pseudo-noise generator 32 and an attenuator 34 and Pseudo-noise addition target signal selection unit 36, oral signal source 40, 90-degree phase shifter 42, switch 43, phase fine adjustment unit 441, QsR phase shifter 50, IF signal Output adder 52, phase-shifted local signal multiplier 54, pseudo-noise multiplier 56, integrator 58, subtraction target signal selector 61, amplifier 62, adder 64, multiplier 66 A variable gain amplifier 68, an error measuring unit 70, and a second subtractor 80.
  • the multiplier 56, the integrator 58, and the error measuring unit 70 are the same as in the first embodiment.
  • the phase shift local signal multiplier 54 multiplies the output of the phase shifter 50 by the output of the second subtractor 80.
  • the subtraction target signal selection unit 61, the amplifier 62, and the adder 64 are the same as in the second embodiment.
  • the switch 43 is connected to the local signal generated by the local signal source 40 (when the subtraction signal selection unit 61 selects the I signal) or the output of the 90-degree phase shifter 42 (the subtraction signal selection unit). 6 When 1 selects the Q signal) to the fine phase adjuster 4 4 R.
  • the phase fine adjuster 44R adjusts the phase of its output to match the I signal or Q signal. That is, the phase error is adjusted.
  • Multiplier 66 multiplies the output of phase fine adjustment section 44 R by the output of adder 64 and outputs the result. This mixes the I or Q signal with the low signal.
  • Variable gain amplifier 68 amplifies the output of multiplier 66 and outputs the result.
  • the variable gain amplifier 68 adjusts the amplitude error of the I signal or the Q signal by changing the gain.
  • the variable gain amplifier 6 8 is a multiplier 6 6 It may be provided before.
  • the second subtractor 80 subtracts the output of the variable gain amplifier 68 from the output of the IF signal output adder 52.
  • the pseudo noise generator 32 generates a pseudo noise PN.
  • the level of the pseudo noise PN is reduced by the attenuator 34 to a level below the floor noise.
  • the pseudo noise addition target signal selection unit 36 inputs the signal to the adder 14 or the adder 24.
  • the I signal (Q signal) is amplified by the amplifier 12 (22) and supplied to the adder 14 (2).
  • the pseudo noise PN is supplied to the adder 14 (or the adder 24).
  • the pseudo noise PN is added to the I signal amplified by the amplifier 12, and becomes a pseudo noise superimposed signal.
  • the DC offset (DC-I) is further added to the adder 14, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • a DC offset (DC-Q) is added to the Q signal amplified by the amplifier 22, and the offset error of the Q signal is adjusted.
  • the pseudo noise PN is given to the adder 24, the pseudo noise PN is added to the Q signal amplified by the amplifier 22 to form a pseudo noise superimposed signal.
  • Adder 24 also has a DC offset (DC—Q). Are added to adjust the offset error of the Q signal.
  • a DC offset (DC-I) is added to the I signal amplified by the amplifier 12 to adjust the offset error of the I signal.
  • the oral signal source 40 generates a local signal having a predetermined local frequency.
  • the oral signal is supplied to the signal conversion unit 16 via the phase fine adjustment unit 44I.
  • the local signal is provided to the signal conversion unit 26 via the 90-degree phase shifter 42 and the phase fine adjustment unit 44Q.
  • the pseudo noise PN is provided to the adder 14, the local signal is mixed with the pseudo noise superimposed signal output from the adder 14 by the multiplier 16a. If the I signal is I (t), the pseudo noise PN is P (t), and the local signal is coswt, the output of the multiplier 16a is
  • the output of the multiplier 16a is amplified by the variable gain amplifier 16b. This adjusts the amplitude error of the I signal.
  • the mouth signal (the phase is shifted by 90 °) is mixed with the signal output from the adder 24 by the multiplier 26a. Assuming that the Q signal is Q (t) and the local signal is coswt, the output of multiplier 26a is Q (t) sinwt... (42)
  • the output of the multiplier 26a is amplified by the variable gain amplifier 26b. This adjusts the amplitude error of the Q signal.
  • the outputs of the signal converters 16 and 26 are added by an IF signal output adder 52 to form an IF signal. Therefore, acquisition of IF signal, That is, modulation can be performed. Since the level of the pseudo noise PN is low, there is no problem when using the IF signal as a modulation signal.
  • the I signal or the Q signal is selected by the subtraction target signal selection section 61 and supplied to the amplifier 62. Here, since the pseudo noise is given to the I signal, the I signal is given to the amplifier 62.
  • the I signal is amplified by the amplifier 62 and supplied to the adder 64.
  • the DC offset (DC-R) is added to the I signal amplified by the amplifier 62, and the offset error of the I signal is adjusted.
  • the output of adder 64 is provided to multiplier 66.
  • the multiplier 66 mixes the I signal with the low-level signal. Then, it is amplified by the variable gain amplifier 68. Thereby, the amplitude error of the I signal is adjusted.
  • the output of the variable gain amplifier 68 is I (t) coswt. Unlike the second embodiment, since the local signals are mixed, it does not become I (t).
  • the second subtracter 80 subtracts the output of the variable gain amplifier 68 from the output of the IF signal output adder 52.
  • the output of the second subtractor 80 is
  • phase shifter 50 The output of the second subtractor 80 and the output of the phase shifter 50 are multiplied by a phase shift local signal multiplier 54. Assuming that the output of the phase shifter 50 is cos ( ⁇ +) (however, the amount of phase moved by the phase shifter 50), the output of the phase shifter local signal multiplier 54 is
  • the output of the phase shifter signal multiplier 54 is multiplied by the pseudo noise PN by the pseudo noise multiplier 56 and integrated by the integrator 58.
  • the integration interval is sufficiently longer than the period of the pseudo noise PN and sufficiently longer than the period of the local signal. However, the period of the pseudo noise PN is sufficiently longer than the period of the speech signal.
  • if , the output of the integrator 58 is
  • the dynamic range of the pseudo noise multiplier 56 may be lower than that of the first embodiment. If the term of I (t) cannot be ignored (first embodiment), the dynamic range of the pseudo noise multiplier 56 must be increased. Subsequent operations are the same as in the first embodiment. According to the third embodiment, effects similar to those of the first embodiment are achieved. Moreover, the dynamic range of the pseudo noise multiplier 56 may be low.
  • each of the above parts (for example, erroneous data) is added to the media reading device of the convenience provided with the CPU hard disk and the media (floppy disk, CD-ROM, etc.) reading device. Read the medium on which the program for realizing the difference measuring section 70) is recorded and install it on the hard disk.
  • Such a method can also realize a quadrature modulator. .

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

　直交変調装置の変調動作を停止することなく、Ｉ（Ｑ）信号の校正を行う。　Ｉ（Ｑ）信号と擬似ノイズＰＮとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算器１４（２４）と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換部１６（２６）と、移相器５０により位相が変化させられたローカル信号と変換信号とを乗算する移相ローカル信号乗算器５４と、移相ローカル信号乗算器５４の出力を擬似ノイズと乗算する擬似ノイズ乗算器５６と、擬似ノイズ乗算器５６の出力を積分する積分器５８と、積分器５８の出力をもとにＩ（Ｑ）信号の誤差を計測する誤差計測部７０とを備える。ＩＦ信号出力用加算器５２の出力をＩＦ信号として利用できるので、変調動作を停止することもなく校正が行える。

Description

明 細 書 直交変調装置、 方法、 プログラム、 記録媒体および変調装置 技術分野
本発明は、 直交変調器の校正に関する。 背景技術
従来より、 直交変調により I F (Intermediate Frequency) 信号を 生成することが行われている。 図 6に、 従来技術にかかる直交変調回 路を示す。 図 6を参照して、ペースバンド信号には I信号および Q信号がある。 I信号は、 アンプ 1 0 2により増幅される。 そして、 乗算器 1 0 4に より、 ローカル信号源 3 0 0が生成したローカル信号と混合される。 Q信号は、 アンプ 2 0 2により増幅される。 また、 ローカル信号源 3 0 0が生成したローカル信号は移相器 3 0 4により位相が 9 0度移動 する。 そして、 乗算器 2 0 4により、 アンプ 2 0 2により増幅された Q信号と、 位相が 9 0度移動したローカル信号と混合される。 乗算器 1 0 4の出力および乗算器 2 0 4の出力は、 加算器 4 0 0により加算 され、 I F信号として出力される。 ここで、 乗算器 1 0 4および乗算器 2 0 4に与えるローカル信号の 位相差を正確に 9 0度に保つことは困難である。 よって、 位相誤差が 生ずる。 また、 ベースバンド信号には I信号および Q信号の二系統が あるため、 I信号および Q信号の振幅が相違してしまうことがある。 よって、 振幅誤差が生ずる。 そこで、 このような誤差を取り除く、 す なわち校正する必要がある。 校正を行うためには、 I信号および Q信号として、 校正用の信号を 与える。 校正用の信号を与えた結果として、 加算器 4 0 0から出力さ れる信号に基づき、 校正を行う。 なお、 復調器の校正についてならば、 特開 2 0 0 1 - 3 3 3 1 2 0 号公報に記載がある。 しかしながら、 このような校正を行っている間は、 直交変調による ェ F信号の生成は行えない。 そこで、 本発明は、 直交変調装置の変調動作を停止することなく、 校正を行うことができる直交変調装置等を提供することを課題とする。
発明の開示
本発明は、 ユーザ信号と擬似ノィズとを加算した擬似ノィズ重畳信 号を出力する加算手段と、 擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波 数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、 ローカル信号の位相を変化させた移相ローカル信号を出力する移相手 段と、 変換信号と移相ローカル信号とを乗算する移相ローカル信号乗 算手段と、 移相ローカル信号乗算手段の出力と擬似ノイズとの相関を とる相関手段とを備えるように構成される。 上記のように構成された発明によれば、 加算手段は、 ユーザ信号と 擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する。 信号変換手 段は、 擬似ノィズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号と を混合して変換信号を出力する。 移相手段は、 ローカル信号の位相を 変化させた移相ローカル信号を出力する。 移相ローカル信号乗算手段 は、 変換信号と移相ローカル信号とを乗算する。 相関手段は、 移相口 —カル信号乗算手段の出力と擬似ノィズとの相関をとる。 なお、 本発明は、 相関手段が、 移相ローカル信号乗算手段の出力と 擬似ノイズとを乗算する擬似ノイズ乗算手段と、 擬似ノイズ乗算手段 の出力を積分して出力する積分手段とを有するようにしてもよい。 また、 本発明は、 積分手段の積分区間が、 ローカル信号の周期より も充分に長いようにしてもよい。 さらに、 本発明は、 積分手段の積分区間が擬似ノイズの周期よりも 充分に長く、 擬似ノイズの周期は口一カル信号の周期よりも充分に長 いようにしてもよい。 また、 本発明は、 積分手段の出力から、 D Cオフセッ ト誤差、 位相 誤差および振幅誤差を計測する誤差計測手段を備えるようにしてもよ い。 さらに、 本発明は、 誤差計測手段が、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤 差および振幅誤差の内のいずれか一つ以上を無視し、 無視しなかった 誤差を計測するようにしてもよい。 また、 本発明は、 擬似ノイズがユーザ信号よりも小さいものである ようにしてもよい。 また、 本発明は、 擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものであ るようにしてもよい。 さらに、 本発明は、 ユーザ信号は、 I信号および Q信号を有し、 擬 似ノイズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを選択する 擬似ノィズ加算対象信号選択手段を備えるようにしてもよい。 また、 本発明は、 移相ローカル信号乗算手段の出力からユーザ信号 を減算する第一減算手段、 を備え、 擬似ノイズ乗算手段が第一減算手 段の出力と擬似ノイズとを乗算するようにしてもよい。 さらに、 本発明は、 ユーザ信号が、 I信号および Q信号を有し、 擬 似ノイズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを選択する 擬似ノイズ加算対象信号選択手段と、 第一減算手段に与えるユーザ信 号を、 擬似ノィズを加算することを選択されたユーザ信号とする減算 対象信号選択手段とを備えるようにしてもよい。 また、 本発明は、 変換信号から、 ユーザ信号をローカル信号と混合 したものを減算する第二減算手段を備え、 移相ローカル信号乗算手段 が第二減算手段の出力する信号と移相ローカル信号とを乗算するよう にしてもよい。 さらに、 本発明は、 ユーザ信号が、 I信号および Q信号を有し、 擬 似ノィズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを選択する 擬似ノィズ加算対象信号選択手段と、 第二減算手段に与えるユーザ信 号を、 擬似ノイズを加算することを選択されたユーザ信号とする減算 対象信号選択手段とを備えるようにしてもよい。 また、 本発明は、 ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノィズ 重畳信号を出力する加算工程と、 擬似ノイズ重畳信号と所定のロー力 ル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換ェ 程と、 ローカル信号の位相を変化させた移相口一カル信号を出力する 移相工程と、 変換信号と移相ローカル信号とを乗算する移相ローカル 信号乗算工程と、 移相ロー力ル信号乗算工程の出力と擬似ノイズとの 相関をとる相関工程と、 相関工程の出力に基づきユーザ信号の誤差を 計測する誤差計測工程とを備えるようにしてもよい。 さらに、 本発明は、 ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノィ ズ重畳信号を出力する加算手段と、 擬似ノィズ重畳信号と所定の口一 カル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換 手段と、 ローカル信号の位相を変化させた移相口一カル信号を出力す る移相手段と、 変換信号と移相ローカル信号とを乗算する移相ロー力 ル信号乗算手段と、 移相口一カル信号乗算手段の出力と擬似ノイズと の相関をとる相関手段とを備えた直交変調装置における誤差計測処理 をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、 相関手段の 出力に基づきユーザ信号の誤差を計測する誤差計測処理をコンビユー 夕に実行させるためのプログラムである。 また、 本発明は、 ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ 重畳信号を出力する加算手段と、 擬似ノィズ重畳信号と所定の口一力 ル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手 段と、 口一力ル信号の位相を変化させた移相ロー力ル信号を出力する 移相手段と、 変換信号と移相口一カル信号とを乗算する移相ローカル 信号乗算手段と、 移相ロー力ル信号乗算手段の出力と擬似ノイズとの 相関をとる相関手段とを備えた直交変調装置における誤差計測処理を コンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュー夕 によって読み取り可能な記録媒体であって、 相関手段の出力に基づき ユーザ信号の誤差を計測する誤差計測処理をコンピュータに実行させ るためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な 記録媒体である。 本発明は、 ユーザ信号と擬似ノィズとを加算した擬似ノィズ重畳信 号を出力する加算手段と、 加算手段の出力を変調した変調信号と、 擬 似ノイズとの相関をとる相関手段とを備えるようにしてもよい。 上記のように構成された発明によれば、 加算手段は、 ユーザ信号と 擬似ノィズとを加算した擬似ノィズ重畳信号を出力する。相関手段は、 加算手段の出力を変調した変調信号と、 擬似ノイズとの相関をとる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第一の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すプロック図である。
図 2は、 積分器 5 8の出力 ( D e t ) を横軸に I、 縦軸に Qをとつ て表示した図であり、 誤差のないもの （図 2 ( a ) )、 振幅誤差がある もの（図 2 ( b ) )、 D Cオフセヅ ト誤差および位相誤差があるもの（図 2 ( c ) ) を示す。
図 3は、 移相器 5 0により移動される位相の量 øを 0。 から 4 5 ° ずつ変化させて 3 6 0 ° まで変化させた場合の、積分器 5 8の出力（D e t ) の座標を示す図である。
図 4は、 本発明の第二の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すブロック図である。
図 5は、 本発明の第三の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すプロック図である。
図 6は、 従来技術にかかる直交変調回路の構成を示すプロック図で あ o 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。 第一の実施形態
図 1は、 本発明の第一の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すブロック図である。 第一の実施形態にかかる直交変調装置は、 アン プ 1 2、 2 2、 加算器 1 4、 2 4、 信号変換部 1 6、 2 6、 擬似ノィ ズ発生器 3 2、 減衰器 3 4、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6、 口 —カル信号源 4 0、 9 0度移相器 4 2、 位相微調整部 4 4 I、 Q、 移 相器 5 0、 I F信号出力用加算器 5 2、移相口一カル信号乗算器 5 4、 擬似ノイズ乗算器 5 6、 積分器 5 8、 誤差計測部 7 0を備える。 アンプ 1 2は、 I信号を増幅する。 アンプ 2 2は、 Q信号を増幅す る。 I信号および Q信号は、 ユーザ信号である。 擬似ノイズ発生器 32は、 擬似ノイズ PNを発生する。 擬似ノイズ PNとは、 例えば M系列の擬似ランダムパターンであって、 2値の発 生確率がほぼ 50 %とした長周期なランダムパターンを発生する。 す なわち、
Figure imgf000010_0001
の周期としたとき、 ハイレベル信号が 2m-i、 ローレべ ル信号が 2∞·ι-1個の発生である。 しかし、 ここでいう擬似ノィズ Ρ Ν とは、 擬似ノイズを P(t)とすれば、 P(t)2を充分に長い区間で積分すれ ば 0ではない定数になり、 P(t)を充分に長い区間で積分すれば 0にな るようなものであればよい。 あえて、 擬似ノィズ P Nを M系列の擬似 ランダムパターンには限定しない。 なお、 擬似ノイズ発生器 32の代 りに、 自然の熱雑音を使用することも考えられる。 減衰器 34は、 擬似ノイズ発生器 32により生成された擬似ノイズ PNのレベルを、 I信号あるいは Q信号のレベルよりも小さくする。 擬似ノイズ PNのレベルをフロアノイズ以下 （例えば、 — 70dBc程 度） とすることが好ましい。 擬似ノイズ加算対象信号選択部 36は、 擬似ノイズ PNを I信号お よび Q信号のいずれに加算するかを選択する。 擬似ノイズ加算対象信 号選択部 36は、 スィツチである。 端子 36 aと端子 36 Iとを接続 すれば、 擬似ノイズ PNは I信号に加算される。 端子 36 aと端子 3 6 Qとを接続すれば、 擬似ノイズ PNは Q信号に加算される。 加算器 14は、 アンプ 12により増幅された I信号に、 D Cオフセ ヅ ト (D C- I ) および擬似ノイズ PNを加算する。 ただし、 擬似ノ ィズ PNを加算するのは、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 36によつ て、 I信号に擬似ノイズ P Nを加算することが選択されている場合で ある。 なお、 D Cオフセッ ト （D C— I ) は、 I信号のオフセヅ ト誤 差を調整するための信号である。 加算器 2 4は、 アンプ 2 2により増幅された Q信号に、 D Cオフセ ヅト ( D C - Q ) および擬似ノイズ P Nを加算する。 ただし、 擬似ノ ィズ P Nを加算-するのは、 擬似ノィズ加算対象信号選択部 3 6によつ て、 Q信号に擬似ノイズ P Nを加算することが選択されている場合で ある。 なお、 D Cオフセッ ト （D C— Q ) は、 Q信号のオフセヅ ト誤 差を調整するための信号である。
I信号 （Q信号） に、 擬似ノイズ P Nを加算した信号を、 擬似ノィ ズ重畳信号という。 ローカル信号源 4 0は、 所定の口一カル周波数のローカル信号を発 生する。 9 0度移相器 4 2は、 口一カル信号の位相を 9 0度、 移動さ せる。 位相微調整部 4 4 1は、 ローカル信号の位相を微調整する。 位 相微調整部 4 4 Qは、 9 0度移相器 4 2の出力の位相を微調整する。 位相微調整部 4 4 1、 4 4 Qは、 それそれの出力する信号の位相差が 正確に 9 0 ° になるように位相を微調整する。 すなわち、 I信号およ び Q信号の位相誤差を調整する。 信号変換部 1 6は、 乗算器 1 6 a、 可変ゲインアンプ 1 6 bを有す る。乗算器 1 6 aは、位相微調整部 4 4 Iの出力したローカル信号と、 加算器 1 4の出力とを乗算して、 混合する。 加算器 1 4にて I信号に 擬似ノィズ信号が加算されている場合は、 擬似ノイズ重畳信号を口一 カル信号と混合することになる。 可変ゲインアンプ 1 6 bは、 乗算器 1 6 aの出力を増幅して出力する。 可変ゲインアンプ 1 6 bは、 ゲイ ンを変えることで、 I信号の振幅誤差を調整する。 なお、 可変ゲイン アンプ 1 6 bは、 乗算器 1 6 aの前にあってもよい。 信号変換部 1 6 は、 このようにして、 擬似ノイズ重畳信号をロー力ル信号と混合した 変換信号、 あるいは、 I信号をローカル信号と混合した信号を出力す る。 信号変換部 2 6は、 乗算器 2 6 a、 可変ゲインアンプ 2 6 bを有す る。乗算器 2 6 aは、位相微調整部 4 4 Qの出力した口一カル信号と、 加算器 2 4の出力とを乗算して、 混合する。 加算器 2 4にて Q信号に 擬似ノィズ信号が加算されている場合は、 擬似ノィズ重畳信号を口一 カル信号と混合することになる。 可変ゲインアンプ 2 6 bは、 乗算器 2 6 aの出力を増幅して出力する。 可変ゲインアンプ 2 6 bは、 ゲイ ンを変えることで、 Q信号の振幅誤差を調整する。 なお、 可変ゲイン アンプ 2 6 bは、 乗算器 2 6 aの前にあってもよい。 信号変換部 2 6 は、 このようにして、 擬似ノイズ重畳信号をローカル信号と混合した 変換信号、 あるいは、 Q信号をローカル信号と混合した信号を出力す 。 移相器 5 0は、 ローカル信号の位相を 0〜3 6 0 ° まで変化させて 出力する。 例えば、 位相を 0 ° から 4 5 ° ずつ変化させて 3 6 0 ° ま で変化させる。 I F信号出力用加算器 5 2は、 信号変換部 1 6の出力および信号変 換部 2 6の出力を加算して出力する。 ェ F信号出力用加算器 5 2の出 力は、 変換信号 （ I信号 （Q信号） に擬似ノイズを加算した擬似ノィ ズ重畳信号と、 ローカル信号と混合したもの） と、 Q信号 （ I信号） をローカル信号と混合した信号とが加算されたものとなる。 擬似ノィ ス P Nのレベルは低いため、 I F信号出力用加算器 5 2の出力は I F 信号として使用できる。 しかも、 この I F信号を用いて、 D Cオフセ ッ ト誤差、 位相誤差および振幅誤差を取得できる。 よって、 I F信号 の取得、 すなわち変調を行いながら、 D Cオフセッ ト誤差等の取得、 さらには、 I信号および Q信号の校正も行うことができる。 移相ローカル信号乗算器 5 4は、 移相器 5 0の出力と、 I F信号と を乗算する。 I F信号には、 変換信号が含まれているので、 移相器 5 0の出力と変換信号とを乗算することになる。 擬似ノイズ乗算器 5 6は、 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力と、 擬似ノイズ P Nとを乗算する。 積分器 5 8は、 擬似ノイズ乗算器 5 6の出力を積分して出力する。 ただし、 積分区間は、 ローカル信号の周期および擬似ノイズ P Nの周 期よりも充分に長いものである。 ただし、 擬似ノイズの周期は口一力 ル信号の周期よりも充分に長い。 積分器 5 8の出力は D e tという。 なお、 擬似ノイズ乗算器 5 6および積分器 5 8により、 移相ローカル 信号乗算器 5 4の出力と擬似ノィズ P Nとの相関がとられることにな
^ o 誤差計測部 7 0は、 D e tに基づき、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤 差および振幅誤差を計測する。 ただし、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤 差および振幅誤差の内のいずれか一つ以上 （例えば、 D Cオフセヅ ト 誤差） を無視し、 無視しなかった誤差を計測するようにしてもよい。 なお、 計測結果に基づき、 加算器 14、 24に与えられる D Cオフセ ッ 卜 （DC - I、 D C— Q)ヽ 位相微調整部 44 I 44 Qによる位相 の調整量、 可変ゲインアンプ 1 6 b、 2 6 bのゲインが決定される。 これにより、 DCオフセッ ト誤差、 位相誤差および振幅誤差が調整さ れる。 次に、 第一の実施形態の動作を説明する。 擬似ノイズ発生器 32は擬似ノイズ PNを発生する。 擬似ノイズ P Nのレベルは、 減衰器 34によりフロアノイズ以下のレベルにまで低 くされる。 そして、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 36により、 加算 器 14または加算器 24に入力される。
I信号 （Q信号） は、 アンプ 12 (22) により増幅され、 加算器 14 (24) に与えられる。 擬似ノイズ PNは、 加算器 14 (あるい は加算器 24) に与えられる。 擬似ノイズ PNが加算器 14に与えられた場合は、 アンプ 12によ り増幅された I信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノイズ重畳信 号となる。 加算器 14には、 さらに、 D Cオフセヅ ト （DC— I) が 加算され、 I信号のオフセヅ ト誤差が調整される。 アンプ 22により 増幅された Q信号には、 D Cオフセッ ト (D C-Q) が加算され、 Q 信号のオフセヅ 1、誤差が調整される。 擬似ノイズ P Nが加算器 2 4に与えられた場合は、 アンプ 2 2によ り増幅された Q信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノイズ重畳信 号となる。 加算器 2 4には、 さらに、 D Cオフセッ ト ( D C - Q ) が 加算され、 Q信号のオフセッ ト誤差が調整される。 アンプ 1 2により 増幅された I信号には、 D Cオフセヅ ト （D C— I ) が加算され、 I 信号のオフセッ ト誤差が調整される。 ローカル信号源 4 0は、 所定のローカル周波数のローカル信号を発 生する。 口一カル信号は、 信号変換部 1 6には、 位相微調整部 4 4 1 を介して与えられる。 また、 ローカル信号は、 信号変換部 2 6には、 9 0度移相器 4 2および位相微調整部 4 4 Qを介して与えられる。 擬似ノイズ P Nが加算器 1 4に与えられた場合は、 加算器 1 4から 出力された擬似ノイズ重畳信号に口一カル信号が、 乗算器 1 6 aによ つて混合される。 I信号を I(t)、 擬似ノイズ P Nを P(t)、 口一カル信 号を cosw tとすれば、 乗算器 1 6 aの出力は、
(I(t) + P(t)) cosw t … ( 1 )
となる。 乗算器 1 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 1 6 bにより増 幅される。 これにより、 I信号の振幅誤差を調整する。 また、 加算器 2 4から出力された信号に口一カル信号 （ただし位相 が 9 0 ° 移動している） が、 乗算器 2 6 aによって混合される。 Q信 号を Q(t)、 口一カル信号を cosc tとすれば、 乗算器 2 6 aの出力は、
Q(t)sinw t … （2 )
となる。 乗算器 2 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 2 6 bにより増 幅される。 これにより、 Q信号の振幅誤差を調整する。 信号変換部 1 6および信号変換部 2 6の出力は、 I F信号出力用加 算器 5 2により加算されてェ F信号となる。よって、 I F信号の取得、 すなわち変調を行うことができる。 なお、 擬似ノイズ PNのレペルは 低いため、 I F信号を変調信号として利用する際には問題にならない。 さらに、 ローカル信号源 40が生成した口一カル信号は、 移相器 5 0を介して、 移相ローカル信号乗算器 5 4に与えられる。 I F信号と移相器 5 0の出力とは、 移相ローカル信号乗算器 54に よって、乗算される。移相器 5 0の出力を cos (wt+ 0) とすると （た だし、 移相器 5 0により移動される位相の量）、移相口一カル信号 乗算器 54の出力は、
((I(t) + P(t)) cosc t-l-Q(t)sinc)t) cos (ωΐ+^) … （ 3 ) となる。 移相口一カル信号乗算器 54の出力は、 擬似ノイズ乗算器 5 6によ り、 擬似ノイズ ΡΝと乗算される。 ここで、 0= 0とすると、 擬似ノ ィズ乗算器 5 6の出力は、
P(t) ((I(t) + P(t)) coswt + Q(t)sinwt) coswt … （ 5 ) となる。 積分器 5 8は、 擬似ノイズ乗算器 5 6の出力を積分して出力する。 ただし、 積分区間は、 口一カル信号の周期および擬似ノイズの周期よ りも充分に長いものである。 ただし、 擬似ノイズの周期は口一カル信 号の周期よりも充分に長い。 φ= 0の場合、 積分器 5 8の出力は、 S P(t) ((I(t) + P(t)) coswt + Q(t)sinwt) coswt
= S P(t)l(t)cos2wt+ S P(t)2 t + (l/2) S P(t)Q(t)sin2wt = S P(t)2cos2< )t
= c ··· ( 6 )
となる。 ただし、 cは、 ある値の定数である。 なお、 P(t)を充分に 長い区間で積分すれば 0になるので、 P(t)の項は無くなる。 sin2 ω t も充分に長い区間で積分すれば 0になるので、 sin2wt の項は無くな る。 P(t)2を充分に長い区間で積分すれば 0ではない定数になるため、 cは、 ある値の定数となる。 積分器 5 8の出力は、 D e tとして、誤差計測部 7 0に与えられる。 なお、 これまで、 擬似ノイズ P Nが加算器 1 4に与えられた場合を 説明してきた。 しかし、 擬似ノイズ P Nが加算器 2 4に与えられるこ ともある。 この場合、 乗算器 1 6 aの出力は、
I(t)coscot ··· ( 1 1 )
となる。 乗算器 2 6 aの出力は、
(Q(t) + P(t)) sinwt … ( 1 2 )
となる。 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力は、
(l(t)coswt+ (Q(t) + PW) βίηωΐ) cos ( ωΐ+ φ ) … 丄 3 ) となる。 ここで、 ø二 0とすると、 擬似ノイズ乗算器 5 6の出力は、 P(t) (I(t)coswt+ (Q(t) + P(t)) sm ω t ) coswt … ( 1 5 ) となる。 積分器 5 8の出力 （D e t ) は、
S P(t) (I(t)coswt+ (Q(t) + P(t)) sinw t) cos t
= S P(t)l(t)cos2Cdt + (l/2) S P(t)Q(t)sin2wt+(l/2) S P(t)2sin2wt = 0 ··· ( 1 6 )
となる。 なお、 P(t)を充分に長い区間で積分すれば 0になるので、 P(t)の項は無くなる。 sin2o tも充分に長い区間で積分すれば 0になる ので、 sin2wtの項は無くなる。 よって、 0= 0の場合、 D e tは、
擬似ノイズ PNが加算器 14 ( I信号） に与えられた場合 = c 擬似ノイズ PNが加算器 24 (Q信号） に与えられた場合 = 0 となる。 このような D e tを、 図 2 (a) に示すように、 横軸に I、 縦軸に Qをとつて表示する。 Φ = 0の場合は、 （ I、 Q) = ( c、 0 ) となる。 なお、 0 = 9 0。 の場合は、 （ 1、 Q) = ( 0、 - c )s =— 9 0。 の場合は、 （ I、 Q) = ( 0、 c)、 = 45 ° の場合は、 （ I、 Q ) = ( c/ 2、 - c/f2) ø =— 45 ° の場合は、 （ 1、 Q) = ( c /f2、 c/ 2) となる。 よって、 D e tは、 図 2 (a) に示すよ うな半径 cの円となる。 しかし、 これは、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤差および振幅誤差が 無いと仮定した場合である。 実際には、 これらの誤差が存在する。 例えば、 振幅誤差があり、 I信号が m 1倍、 Q信号が m 2倍になつ てしまうとする。 この場合、 図 2 (b) に示すように、 I軸上の半径 が m l倍、 Q軸上の半径が m 2倍になってしまう。 さらに、 D Cオフセヅ ト誤差が I信号について I0、 Q信号について Qoあり、 位相誤差が あつたとする。 すると、 図 2 ( c) に示すよう に、楕円の中心の座標が（Io、 Qo) となり、 軸が角度^だけ回転する。 誤差計測部 7 0は、 D e tを受け、 これを図 2に示すような、 I Q 座標系にとって、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤差および振幅誤差を計 測する。 なお、 øを 0 ° から 4 5 ° ずつ変化させて 3 6 0 ° まで変化させた 場合は、 図 3に示すように、 8点の座標が得られる。 この場合、 8点 の座標から楕円の長軸、 短軸、 中心、 軸の傾きを求めれば誤差を計測 できる。 ここで、 図 3に示すように、 a、 bヽ r 1、 r 2をとつた場 合、 位相誤差 Φは、
Φ = cos' 2 rlr2/(rl2+r22)) … ( 2 0 )
となる。 また、 I信号の振幅誤差は、 基準半径を Rとすると
- Rcos Φ )/ Rcos … ( 2 1 )
となる。 さらに、 Q信号の振幅誤差は、 基準半径を Rとすると、
(b— Rcos Φ VRcos Φ … ( 2 2 )
となる。 第一の実施形態によれば、 I F信号出力用加算器 5 2により、 変換 信号 （ I信号 （Q信号） に擬似ノイズを加算した擬似ノイズ重畳信号 と、 ローカル信号と混合したもの） と、 Q信号 （ I信号） をローカル 信号と混合した信号とが加算されたものが得られる。 この信号は、 擬 似ノイズ P Nのレペルが低いため、 I F信号として扱うことができる。 しかも、 I F信号出力用加算器 5 2の加算結果を利用して、 誤差計 測部 7 0は D Cオフセヅ ト誤差、 位相誤差および振幅誤差を計測する ことができる。 これにより、 これらの誤差の校正が可能である。 よって、 I F信号の取得、 すなわち変調を行いながら、 D Cオフセ ッ ト誤差等の取得、 さらには、 I信号および Q信号の校正も行うこと ができる。 第二の実施形態
第二の実施形態は、 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力から I信号 あるいは Q信号を第一減算器 6 0により減算すること、 および減算結 果を擬似ノィズ乗算器 5 6に入力することが第一の実施形態と相違す る o 図 4は、 本発明の第二の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すブロック図である。 第二の実施形態にかかる直交変調装置は、 アン プ 1 2、 2 2、 加算器 1 4、 2 4、 信号変換部 1 6、 2 6、 擬似ノィ .ズ発生器3 2、 減衰器 3 4、 擬 ノイズ加算対象信号選択部 3 6、 口 一カル信号源 4 0、 9 0度移相器 4 2、 位相微調整部 4 4 1、 Q、 移 相器 5 0、 I F信号出力用加算器 5 2、移相口一カル信号乗算器 5 4、 擬似ノイズ乗算器 5 6、 積分器 5 8、 第一減算器 6 0、 減算対象信号 選択部 6 1、 アンプ 6 2、 加算器 6 4、 可変ゲインアンプ 6 8、 誤差 計測部 7 0を備える。 以下、 第一の実施形態と同様な部分は同一の番 号を付して説明を省略する。 アンプ 1 2、 2 2、 加算器 1 4、 2 4、 信号変換部 1 6、 2 6、 擬 似ノイズ発生器 3 2、 減衰器 3 4、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6、 口一カル信号源 4 0、 9 0度移相器 4 2、 位相微調整部 4 4 I、 Q s 移相器 5 0、 I F信号出力用加算器 5 2、 移相ローカル信号乗算 器 5 4、 擬似ノイズ乗算器 5 6、 積分器 5 8、 誤差計測部 7 0は第一 の実施形態と同様である。 ただし、 擬似ノイズ乗算器 5 6は、 第一減 算器 6 0の出力と、 擬似ノイズ P Nとを乗算する。 第一減算器 6 0は、 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力から I信号 または Q信号を減算する。 ただし、 I信号または Q信号は減算対象信 号選択部 6 1、 アンプ 6 2、 加算器 6 4、 可変ゲインアンプ 6 8を介 して第一減算器 6 0に与えられる。 減算対象信号選択部 6 1は、 第一減算器 6 0に与えるユーザ信号を I信号または Q信号とする。 ただし、 第一減算器 6 0に与えるユーザ 信号は、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6により擬似ノイズ P Nを 与えることとしたユーザ信号とする。 例えば、 擬似ノイズ P Nを I信 号 （Q信号） に与えた場合、 減算対象信号選択部 6 1は、 第一減算器 6 0に与えるユーザ信号を I信号 （Q信号） とする。 減算対象信号選 択部 6 1は、 スィツチである。 端子 6 1 aと端子 6 1 Iとを接続すれ ば、 第一減算器 6 0には I信号が与えられる。 端子 6 1 aと端子 6 1 Qとを接続すれば、 第一減算器 6 0には Q信号が与えられる。 アンプ 6 2は、 減算対象信号選択部 6 1から I信号または Q信号を 得て、 増幅する。 加算器 6 4は、 アンプ 6 2の出力に、 D Cオフセッ ト （D C— R ) を加算する。 なお、 D Cオフセッ ト （D C— R ) は、 ェ信号または Q 信号のオフセッ ト誤差を調整するための信号である。 なお、 D C— R の は referenceの頭文字である。 第一減算器 6 0に与えられる ユーザ信号は参照 （reference) 信号ととらえることができる。 可変ゲインアンプ 6 8は、 加算器 6 4の出力を増幅して出力する。 可変ゲインアンプ 6 8は、 ゲインを変えることで、 I信号または Q信 号の振幅誤差を調整する。 次に、 第二の実施形態の動作を説明する。 擬似ノイズ発生器 3 2は擬似ノィズ P Nを発生する。 擬似ノイズ P Nのレベルは、 減衰器 3 4によりフロアノイズ以下のレベルにまで低 くされる。 そして、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6により、 加算 器 1 4または加算器 2 4に入力される。 I信号 （Q信号） は、 アンプ 12 (22) により増幅され、 加算器 14 (24) に与えられる。 擬似ノイズ PNは、 加算器 14 (あるい は加算器 24) に与えられる。 擬似ノイズ PNが加算器 14に与えられた場合は、 アンプ 12によ り増幅された I信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノィズ重畳信 号となる。 加算器 14には、 さらに、 D Cオフセヅ ト (D C - I ) が 加算され、 I信号のオフセッ ト誤差が調整される。 アンプ 22により 増幅された Q信号には、 D Cオフセッ ト （D C— Q) が加算され、 Q 信号のオフセッ ト誤差が調整される。 擬似ノイズ PNが加算器 24に与えられた場合は、 アンプ 22によ り増幅された Q信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノィズ重畳信 号となる。 加算器 24には、 さらに、 D Cオフセッ ト （DC— Q) が 加算され、 Q信号のオフセッ ト誤差が調整される。 アンプ 12により 増幅された I信号には、 D Cオフセッ ト （D C— I) が加算され、 I 信号のオフセッ ト誤差が調整される。 ローカル信号源 40は、 所定のローカル周波数のローカル信号を発 生する。 ローカル信号は、 信号変換部 1 6には、 位相微調整部 44 I を介して与えられる。 また、 ローカル信号は、 信号変換部 2 6には、 90度移相器 42および位相微調整部 44 Qを介して与えられる。 擬似ノイズ PNが加算器 14に与えられた場合は、 加算器 14から 出力された擬似ノイズ重畳信号に口一カル信号が、 乗算器 6 aによ つて混合される。 I信号を I(t)、 擬似ノイズ PNを ： P(t)、 ローカル信 号を coswtとすれば、 乗算器 1 6 aの出力は、
(I(t) + P(t)) coswt … ( 3 1 )
となる。 乗算器 1 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 1 6 bにより増 幅される。 これにより、 I信号の振幅誤差を調整する。 また、 加算器 2 4から出力された信号にローカル信号 （ただし位相 が 9 0 ° 移動している） が、 乗算器 2 6 aによって混合される。 Q信 号を Q(t)、 ローカル信号を coswtとすれば、 乗算器 2 6 aの出力は、 Q(t)sinwt … ( 3 2 )
となる。 乗算器 2 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 2 6 bにより増 幅される。 これにより、 Q信号の振幅誤差を調整する。 信号変換部 1 6および信号変換部 2 6の出力は、 I F信号出力用加 算器 5 2により加算されて I F信号となる。よって、 I F信号の取得、 すなわち変調を行うことができる。 なお、 擬似ノイズ P Nのレベルは 低いため、 I F信号を変調信号として利用する際には問題にならない。 さらに、 ローカル信号源 4 0が生成したローカル信号は、 移相器 5 0を介して、 移相ローカル信号乗算器 5 4に与えられる。
I F信号と移相器 5 0の出力とは、 移相ローカル信号乗算器 5 4に よって、乗算される。移相器 5 0の出力を cos ( t+ とすると （た だし、 移相器 5 0により移動される位相の量）、移相口一カル信号 乗算器 5 4の出力は、
((Ktj + PW) c 0 s ω t + Q sin ω t ) cos (cot+ φ ) … (, 3 3 ) となる。 減算対象信号選択部 6 1により、 I信号あるいは Q信号が選択され て、 アンプ 6 2に与えられる。 ここでは、 擬似ノイズが I信号に与え られているものとしているので、 I信号がアンプ 6 2に与えられる。 I信号は、 アンプ 6 2により増幅され、 加算器 6 4に与えられる。 ァ ンプ 6 2により増幅された I信号には、 D Cオフセッ ト (D C -R) が加算され、 I信号のオフセヅ ト誤差が調整される。 加算器 6 4の出 力は、 可変ゲインアンプ 6 8により増幅される。 これにより、 I信号 の振幅誤差が調整される。 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力および可変ゲインアンプ 6 8の 出力は第一減算器 6 0に与えられる。 第一減算器 6 0は、 移相ロー力 ル信号乗算器 5 4の出力から可変ゲインアンプ 6 8の出力を減算する。 移相ローカル信号乗算器 5 4の出力を式 （ 3 4 ) に示す。 ただし、 φ = 0とする。
((I(t) + P(t)) coswt + Q(t)sinwt) coswt … ( 3 )
また、 可変ゲインアンプ 6 8の出力は、 I(t)である。 第一減算器 6 0の出力は、
((I(t) + P(t)) coswt + Q(t)sinC)t) coswt— I(t)
= (— l + cos2wt) I(t) + P(t)cos2 ω t + (l/2)Q(t)sin2 ω t … ( 3 5 ) となる。 cos2 co t= 1となるようにすれば、 I(t)の項もほぼ無視でき る。 これにより、 擬似ノイズ乗算器 5 6のダイナミヅクレンジが、 第 一の実施形態に比べて低くてもよいことになる。 I(t)の項が無視でき ない場合 （第一の実施形態） は、 擬似ノイズ乗算器 5 6のダイナミツ クレンジを高くしないといけない。 擬似ノイズ乗算器 5 6は第一減算器 6 0の出力と、 擬似ノイズ； P N とを乗算する。 これ以降の動作は第一の実施形態と同様である。 第二の実施形態によれば、 第一の実施形態と同様な効果を奏する。 しかも、擬似ノイズ乗算器 5 6のダイナミヅクレンジが低くてもよい。 第三の実施形態
第三の実施形態は、 I F信号出力用加算器 5 2の出力から、 I信号 あるいは Q信号をローカル信号と混合したものを減算したものを、 移 相ローカル信号乗算器 5 4により移相器 5 0の出力と乗算することが 第一の実施形態と相違する。 図 5は、 本発明の第三の実施形態にかかる直交変調装置の構成を示 すブロック図である。 第三の実施形態にかかる直交変調装置は、 アン プ 1 2、 2 2、 加算器 1 4、 2 4、 信号変換部 1 6、 2 6、 擬似ノィ ズ発生器 3 2、 減衰器 3 4、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6、 口 一カル信号源 4 0、 9 0度移相器 4 2、 スィッチ 4 3、 位相微調整部 4 4 1 , Q s R 移相器 5 0、 I F信号出力用加算器 5 2、 移相ロー カル信号乗算器 5 4、 擬似ノイズ乗算器 5 6、 積分器 5 8、 減算対象 信号選択部 6 1、 アンプ 6 2、 加算器 6 4、 乗算器 6 6、 可変ゲイン アンプ 6 8、 誤差計測部 7 0、 第二減算器 8 0を備える。 以下、 第一 あるいは第二の実施形態と同様な部分は同一の番号を付して説明を省 略する。 アンプ 1 2、 2 2、 加算器 1 4、 2 4、 信号変換部 1 6、 2 6、 擬 似ノイズ発生器 3 2、 減衰器 3 4、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 3 6、 口一カル信号源 4 0、 9 0度移相器 4 2、 位相微調整部 4 4 1、 Q、 移相器 5 0、 I F信号出力用加算器 5 2、 移相ローカル信号乗算 器 5 4、 擬似ノイズ乗算器 5 6、 積分器 5 8、 誤差計測部 7 0は第一 の実施形態と同様である。 ただし、 移相ローカル信号乗算器 5 4は、 移相器 5 0の出力と、 第二減算器 8 0の出力とを乗算する。 減算対象信号選択部 6 1、 アンプ 6 2、 加算器 6 4は第二の実施形 態と同様である。 スィッチ 4 3は、 ローカル信号源 4 0が生成したローカル信号 （減 算対象信号選択部 6 1が I信号を選択した場合）、あるいは 9 0度移相 器 4 2の出力 （減算対象信号選択部 6 1が Q信号を選択した場合） を 位相微調整部 4 4 Rに送る。 位相微調整部 4 4 Rは、 その出力の位相が I信号あるいは Q信号に 一致するようにする。 すなわち、 位相誤差を調整する。 乗算器 6 6は、 位相微調整部 4 4 Rの出力および加算器 6 4の出力 を乗算して出力する。 これにより、 I信号あるいは Q信号が、 ロー力 ル信号と混合される。 可変ゲインアンプ 6 8は、 乗算器 6 6の出力を増幅して出力する。 可変ゲインアンプ 6 8は、 ゲインを変えることで、 I信号または Q信 号の振幅誤差を調整する。 なお、 可変ゲインアンプ 6 8は乗算器 6 6 よりも前に設けてもよい。 第二減算器 80は、 I F信号出力用加算器 52の出力から可変ゲイ ンアンプ 68の出力を減算する。 次に、 第三の実施形態の動作を説明する。 擬似ノイズ発生器 32は擬似ノイズ P Nを発生する。 擬似ノイズ P Nのレベルは、 減衰器 34によりフロアノイズ以下のレベルにまで低 くされる。 そして、 擬似ノイズ加算対象信号選択部 36により、 加算 器 14または加算器 24に入力される。
I信号 （Q信号） は、 アンプ 12 (22) により増幅され、 加算器 14 (2 ) に与えられる。 擬似ノイズ PNは、 加算器 14 (あるい は加算器 24) に与えられる。 擬似ノイズ PNが加算器 14に与えられた場合は、 アンプ 12によ り増幅された I信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノィズ重畳信 号となる。 加算器 14には、 さらに、 D Cオフセヅ ト （DC— I) が 加算され、 I信号のオフセット誤差が調整される。 アンプ 22により 増幅された Q信号には、 D Cオフセッ ト （DC— Q) が加算され、 Q 信号のオフセッ ト誤差が調整される。 擬似ノイズ PNが加算器 24に与えられた場合は、 アンプ 22によ り増幅された Q信号には擬似ノイズ P Nが加算され擬似ノィズ重畳信 号となる。 加算器 24には、 さらに、 D Cオフセッ ト (DC— Q) が 加算され、 Q信号のオフセッ ト誤差が調整される。 アンプ 1 2により 増幅された I信号には、 D Cオフセッ ト （D C— I ) が加算され、 I 信号のオフセヅ ト誤差が調整される。 口一カル信号源 40は、 所定のローカル周波数のローカル信号を発 生する。 口一カル信号は、 信号変換部 1 6には、 位相微調整部 44 I を介して与えられる。 また、 ローカル信号は、 信号変換部 2 6には、 9 0度移相器 42および位相微調整部 44 Qを介して与えられる。 擬似ノイズ PNが加算器 14に与えられた場合は、 加算器 14から 出力された擬似ノイズ重畳信号にローカル信号が、 乗算器 1 6 aによ つて混合される。 I信号を I(t)、 擬似ノイズ PNを P(t)、 ローカル信 号を coswtとすれば、 乗算器 1 6 aの出力は、
(I(t) + P(t)) coswt … (4 1 )
となる。 乗算器 1 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 1 6 bにより増 幅される。 これにより、 I信号の振幅誤差を調整する。 また、 加算器 24から出力された信号に口一カル信号 （ただし位相 が 9 0 ° 移動している） が、 乗算器 2 6 aによって混合される。 Q信 号を Q(t)、 ローカル信号を coswtとすれば、 乗算器 2 6 aの出力は、 Q(t)sinwt … (42)
となる。 乗算器 2 6 aの出力は、 可変ゲインアンプ 2 6 bにより増 幅される。 これにより、 Q信号の振幅誤差を調整する。 信号変換部 1 6および信号変換部 2 6の出力は、 I F信号出力用加 算器 5 2により加算されて I F信号となる。よって、 I F信号の取得、 すなわち変調を行うことができる。 なお、 擬似ノイズ PNのレベルは 低いため、 I F信号を変調信号として利用する際には問題にならない。 減算対象信号選択部 6 1により、 I信号あるいは Q信号が選択され て、 アンプ 6 2に与えられる。 ここでは、 擬似ノイズが I信号に与え られているものとしているので、 I信号がアンプ 6 2に与えられる。
I信号は、 アンプ 6 2により増幅され、 加算器 6 4に与えられる。 ァ ンプ 6 2により増幅された I信号には、 D Cオフセッ ト (D C-R) が加算され、 I信号のオフセッ ト誤差が調整される。 加算器 6 4の出 力は、 乗算器 6 6に与えられる。 乗算器 6 6により、 I信号はロー力 ル信号と混合される。 そして、 可変ゲインアンプ 6 8により増幅され る。 これにより、 I信号の振幅誤差が調整される。 可変ゲインアンプ 6 8の出力は、 I(t)coswt となる。 第二の実施形態とは異なり、 ロー カル信号が混合されるため、 I(t)とはならない。 第二減算器 8 0は、 I F信号出力用加算器 5 2の出力から可変ゲイ ンアンプ 6 8の出力を減算する。 第二減算器 8 0の出力は、
(I(t) + PW) cos ω t + Q(t)sin ω t— I(t)cos ω t = P(t)cos ω t + Q (t)sin ω t
… (4 3 ) となる。ここで、 I(t)の項が無くなってしまうことに留意されたい。 第二減算器 8 0の出力と移相器 5 0の出力とは、 移相ローカル信号 乗算器 5 4によって、 乗算される。移相器 5 0の出力を cos (ωί+ ) とすると （ただし、 移相器 5 0により移動される位相の量）、 移相 ローカル信号乗算器 5 4の出力は、
(P(t)cos(Wt + Q(t)sinwt) cos ( ωΐΗ- φ ) … (44) となる 移相口一カル信号乗算器 54の出力は、 擬似ノイズ乗算器 5 6によ り擬似ノイズ PNと乗算され、 積分器 5 8により積分される。 積分区 間は、 擬似ノィズ P Nの周期よりも充分に長く、 かつ、 ローカル信号 の周期よりも充分に長い。 ただし、 擬似ノイズ PNの周期は、 口一力 ル信号の周期よりも充分に長い。 ここで、 = とすると、 積分器 5 8の出力は、
S P(t) (P(t)cos ω t + Q(t)sin ω t) coswt
= S P(t)2cos2 ω t + (1/2) S P(t)Q(t)sin2 ω t
= c … (4 5 )
となる。 なお、 S sinwt · coswt: (1/2) · S sin2wt = 0 となるた め、 Q(t)の項は消える。 また、 I(t)の項は無い。 これにより、 擬似ノィ ズ乗算器 5 6のダイナミックレンジが、 第一の実施形態に比べて低く てもよいことになる。 I(t)の項が無視できない場合 （第一の実施形態） は、 擬似ノイズ乗算器 5 6のダイナミックレンジを高くしないといけ ない。 これ以降の動作は第一の実施形態と同様である。 第三の実施形態によれば、 第一の実施形態と同様な効果を奏する。 しかも、擬似ノイズ乗算器 5 6のダイナミヅクレンジが低くてもよい。 なお、 上記の実施形態において、 C PUs ハードディスク、 メディ ァ （フロッピーディスク、 CD— ROMなど） 読み取り装置を備えた コンビユー夕のメディア読み取り装置に、 上記の各部分 （例えば、 誤 差計測部 7 0 ) を実現するプログラムを記録したメディアを読み取ら せて、 ハ一,ドディスクにインストールする。 このような方法でも直交 変調装置を実現できる。 .

Claims

1 · ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノィズ重畳信号を出 力する加算手段と、
前記擬似ノィズ重畳信号と所定のロー力ル周波数の口一カル信号と を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、
前記ロー力ル信号の位相有を変化させた移相ローカル信号を出力する 移相手段と、
前記変換信号と前記移相ローカルの 3信号とを乗算する移相口一カル信
1
号乗算手段と、 IB- 前記移相ローカル信号乗算手段の出力と前囲記擬似ノイズとの相関を とる相関手段と、
を備えた直交変調装置。 ―
2 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記相関手段は、
前記移相ローカル信号乗算手段の出力と前記擬似ノイズとを乗算す る擬似ノイズ乗算手段と、
前記擬似ノイズ乗算手段の出力を積分して出力する積分手段と、 を有する直交変調装置。
3 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記積分手段の積分区間が、 前記ローカル信号の周期よりも充分に 長い、
直交変調装置。
4 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記積分手段の積分区間が前記擬似ノイズの周期よりも充分に長く、 前記擬似ノイズの周期は前記ローカル信号の周期よりも充分に長い、 直交変調装置。
5 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記積分手段の出力から、 D Cオフセッ ト誤差、 位相誤差および振 幅誤差を計測する誤差計測手段、
を備えた直交変調装置。
6 . 請求項 5に記載の直交変調装置であって、
前記誤差計測手段が、 前記 D Cオフセッ ト誤差 、 前記位相誤差およ び前記振幅誤差の内のいずれか一つ以上 ¾無視し、 無視しなかった誤 差を計測する、
直交変調装置。
7 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記擬似ノィズが前記ユーザ信号よりも小さいものである、 直交変調装置。 '
8 . 請求項 7に記載の直交変調装置であって、
前記擬似ノィズがフロアノイズとほぼ等しいものである、
直交変調装置。
9 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記ユーザ信号は、 I信号および Q信号を有し、 前記擬似ノィズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを 選択する擬似ノィズ加算対象信号選択手段、
を備えた直交変調装置。
1 0 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記移相ローカル信号乗算手段の出力から前記ユーザ信号を減算す る第一減算手段、
を備え、
前記擬似ノィズ乗算手段が前記第一減算手段の出力と前記擬似ノィ ズとを乗算する、
直交変調装置。
1 1 . 請求項 1 0に記載の直交変調装置であって、
前記ユーザ信号は、 I信号および Q信号を有し、
前記擬似ノイズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを 選択する擬似ノィズ加算対象信号選択手段と、
前記第一減算手段に与える前記ユーザ信号を、 前記擬似ノイズを加 算することを選択されたユーザ信号とする減算対象信号選択手段と、 を備えた直交変調装置。
1 2 . 請求項 1に記載の直交変調装置であって、
前記変換信号から、 前記ユーザ信号を前記ローカル信号と混合した ものを減算する第二減算手段、
を備え、
前記移相ローカル信号乗算手段が前記第二減算手段の出力する信号 と前記移相ローカル信号とを乗算する、 直交変調装置。
1 3 . 請求項 1 2に記載の直交変調装置であって、
前記ユーザ信号は、 I信号および Q信号を有し、
前記擬似ノィズを I信号および Q信号の内のいずれに加算するかを 選択する擬似ノィズ加算対象信号選択手段と、
前記第二減算手段に与える前記ユーザ信号を、 前記擬似ノィズを加 算することを選択されたユーザ信号とする減箅対象信号選択手段と、 を備えた直交変調装置。
1 4 . ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を 出力する加算工程と、
前記擬似ノィズ重畳信号と所定の口一カル周波数のローカル信号と を混合して変換信号を出力する信号変換工程と、
前記ローカル信号の位相を変化させた移相ローカル信号を出力する 移相工程と、
前記変換信号と前記移相ローカル信号とを乗算する移相ローカル信 号乗算工程と、
前記移相ローカル信号乗算工程の出力と前記擬似ノイズとの相関を とる相関工程と、
前記相関工程の出力に基づき前記ユーザ信号の誤差を計測する誤差 計測工程と、
を備えた直交変調方法。
1 5 . ユーザ信号と擬似ノィズとを加算した擬似ノィズ重畳信号を 出力する加算手段と、 前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波 数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、 前記口一カル信号の位相を変化させた移相ローカル信号を出力する移 相手段と、 前記変換信号と前記移相ローカル信号とを乗算する移相口 —カル信号乗算手段と、 前記移相ローカル信号乗算手段の出力と前記 擬似ノイズとの相関をとる相関手段とを備えた直交変調装置における 誤差計測処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって 前記相関手段の出力に基づき前記ユーザ信号の誤差を計測する誤差 計測処理、
をコンピュー夕に実行させるためのプログラム。
1 6 . ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を 出力する加算手段と、 前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波 数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、 前記ローカル信号の位相を変化させた移相ローカル信号を出力する移 相手段と、 前記変換信号と前記移相ローカル信号とを乗算する移相口 一カル信号乗算手段と、 前記移相ローカル信号乗算手段の出力と前記 擬似ノイズとの相関をとる相関手段とを備えた直交変調装置における 誤差計測処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録し たコンビュ一夕によって読み取り可能な記録媒体であって、
前記相関手段の出力に基づき前記ユーザ信号の誤差を計測する誤差 計測処理、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンビュ —夕によつて読み取り可能な記録媒体。
1 7 . ュ一ザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を 出力する加算手段と、 前記加算手段の出力を変調した変調信号と、 前記擬似ノイズとの相 関をとる相関手段と、
を備えた変調装置。
PCT/JP2004/003816 2003-03-24 2004-03-22 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置 WO2004086713A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/549,629 US7358828B2 (en) 2003-03-24 2004-03-22 Orthogonal modulation device, method, program, recording medium, and modulation device
DE112004000516T DE112004000516B4 (de) 2003-03-24 2004-03-22 Vorrichtung zur Orthogonalmodulation, Verfahren, Programm, Aufzeichnungsmedium und Modulationsvorrichtung
JP2005504033A JP4344357B2 (ja) 2003-03-24 2004-03-22 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003-079475 2003-03-24
JP2003079475 2003-03-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2004086713A1 true WO2004086713A1 (ja) 2004-10-07

Family

ID=33094843

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/003816 WO2004086713A1 (ja) 2003-03-24 2004-03-22 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7358828B2 (ja)
JP (1) JP4344357B2 (ja)
KR (1) KR100726835B1 (ja)
CN (1) CN100521675C (ja)
DE (1) DE112004000516B4 (ja)
TW (1) TWI249925B (ja)
WO (1) WO2004086713A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008205810A (ja) * 2007-02-20 2008-09-04 Matsushita Electric Works Ltd ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3902184B2 (ja) * 2004-02-24 2007-04-04 株式会社アドバンテスト 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体
JP4772792B2 (ja) * 2005-07-26 2011-09-14 株式会社アドバンテスト シンボル変調精度測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体
JP4889330B2 (ja) * 2006-03-20 2012-03-07 株式会社アドバンテスト 信号解析装置、方法、プログラム、記録媒体
JP3970909B1 (ja) * 2006-04-17 2007-09-05 株式会社アドバンテスト 変調器
DE102006032961A1 (de) * 2006-07-17 2008-02-21 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und System zur Ermittlung der Abhängigkeit zwischen Geräteparametern eines Mobilfunkgeräts und Signalgrößen
TWI426397B (zh) * 2009-06-29 2014-02-11 Lee Ming Inst Technology Can be used in a signal interval in the unequal spacing of the sample, the signal in this interval between a single and multiple numerical integration device.
CN102340467B (zh) * 2011-05-19 2014-06-04 乐鑫信息科技（上海）有限公司 一种调制解调器失配的校准方法
CN110441741A (zh) * 2019-07-11 2019-11-12 纳瓦电子（上海）有限公司 一种实现正交幅度调制的方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09504673A (ja) * 1994-06-06 1997-05-06 エリクソン インコーポレイテッド 自己調節変調器
JP2000022592A (ja) * 1998-07-06 2000-01-21 Canon Inc 送受信装置、変調制御方法及び記憶媒体
JP2001505016A (ja) * 1996-11-29 2001-04-10 ノキア テレコミュニカシオンス オサケ ユキチュア デジタル直角変調及び復調方法、並びにデジタル直角変調器及び復調器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4736390A (en) * 1986-10-15 1988-04-05 Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation Zero IF radio receiver apparatus
US5351016A (en) * 1993-05-28 1994-09-27 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptively self-correcting modulation system and method
JP2579843B2 (ja) * 1994-11-08 1997-02-12 エバーコーン インク 澱粉エステルの製造方法、澱粉エステル、及び澱粉エステル組成物
US5784402A (en) * 1995-01-09 1998-07-21 Kamilo Feher FMOD transceivers including continuous and burst operated TDMA, FDMA, spread spectrum CDMA, WCDMA and CSMA
JP4360739B2 (ja) 1999-05-24 2009-11-11 株式会社アドバンテスト 直交復調装置、方法、記録媒体

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09504673A (ja) * 1994-06-06 1997-05-06 エリクソン インコーポレイテッド 自己調節変調器
JP2001505016A (ja) * 1996-11-29 2001-04-10 ノキア テレコミュニカシオンス オサケ ユキチュア デジタル直角変調及び復調方法、並びにデジタル直角変調器及び復調器
JP2000022592A (ja) * 1998-07-06 2000-01-21 Canon Inc 送受信装置、変調制御方法及び記憶媒体

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008205810A (ja) * 2007-02-20 2008-09-04 Matsushita Electric Works Ltd ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP4344357B2 (ja) 2009-10-14
TW200423648A (en) 2004-11-01
KR100726835B1 (ko) 2007-06-11
TWI249925B (en) 2006-02-21
KR20050121212A (ko) 2005-12-26
US7358828B2 (en) 2008-04-15
JPWO2004086713A1 (ja) 2006-06-29
DE112004000516T5 (de) 2006-03-09
DE112004000516B4 (de) 2009-09-17
US20060133537A1 (en) 2006-06-22
CN1765098A (zh) 2006-04-26
CN100521675C (zh) 2009-07-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2004086713A1 (ja) 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置
JP3175580B2 (ja) 直交位相変調器の調整装置
JP5361927B2 (ja) 無線受信装置
WO2002067522A1 (fr) Circuit de detection de phase et recepteur
TW200826518A (en) Extended range RMS-DC converter
US7805273B2 (en) Waveform generator, waveform generation apparatus, test apparatus and computer readable medium
JP5106614B2 (ja) 定包絡線信号生成回路、電力増幅装置および通信装置
US20060007029A1 (en) D/A conversion apparatus with offset compensation function and offset compensation method for a D/A conversion apparatus
WO2005081488A1 (ja) 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体
JP2007189438A (ja) タイミング調整装置及びタイミング調整方法
WO2005073738A1 (ja) 位相測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体
JP5155381B2 (ja) 信号発生器及び信号発生システム並びに信号発生方法
JP2009060174A (ja) 無線装置、無線回路および無線回路制御方法
JP3568284B2 (ja) 復調方法および復調装置
JP6209239B2 (ja) 信号調整システム及び信号調整方法
JP5013613B2 (ja) 直交変調・復調装置、直交変調器および直交復調器
JP4185817B2 (ja) 測定装置、信号生成装置、及びプログラム
JP4755669B2 (ja) 直交変調器
JP5161820B2 (ja) ローカル周波数誤差測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体
JP2011109520A (ja) 受信機
JP2006029826A (ja) 遅延量測定方法
JP2009182900A (ja) 電力増幅装置及び通信装置
JP2002026824A (ja) Ｃ／ｎ比測定装置、方法、記録媒体
JP2008109476A (ja) 信号測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体
JP2003163710A (ja) 直交復調器

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2005504033

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020057017820

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 20048082114

Country of ref document: CN

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1020057017820

Country of ref document: KR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2006133537

Country of ref document: US

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10549629

Country of ref document: US

RET De translation (de og part 6b)

Ref document number: 112004000516

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20060309

Kind code of ref document: P

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 112004000516

Country of ref document: DE

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8607

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10549629

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase
WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 1020057017820

Country of ref document: KR

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8607