WO2004036782A1 - 無線受信装置及びｓｉｒ算出方法 - Google Patents

無線受信装置及びｓｉｒ算出方法 Download PDF

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Takenobu Arima
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception

Definitions

  • the present invention relates to a radio receiving apparatus used in a digital radio communication system and a method for calculating SIR. Akira Background technology
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the system capacity is limited by the amount of interference received by the receiving station.
  • interference In order to secure system capacity, it is necessary to keep interference low, that is, the transmission power of other stations as low as possible.
  • transmission power control which increases or decreases the transmission power according to the quality of the received signal
  • a desired signal power to interference power ratio that is, a SIR (Signal to Interference Ratio) is generally used as a measure for measuring the quality of a received signal.
  • SIR Signal to Interference Ratio
  • SIR measurement methods include an SIR measurement method after RAKE combining and an SIR measurement method before RAKE combining. Both methods measure SIR using known symbols included in the received signal.
  • RSCP Received Signal Code Power
  • ISCP interference signal code power
  • SIR the ratio between RSCP and ISCP
  • the average of the despread value of the known symbol and the variance of the despread value from the average are calculated for each path using the despread value of the known symbol before RAKE combining. Let the sum of the average values be the desired signal power (RSCP), the average of the dispersion for each path be the interference signal power (ISCP), and the ratio of RSCP to ISCP be SIR.
  • the conventional SIR measurement method after RAKE combining will be described using mathematical expressions.
  • the known symbols included in the received signal are despread to perform synchronous detection and RAKE combining.
  • the synchronous detection coefficients h [p] .i and h [p] .q for each path are obtained by quadrant correction of the despread value for each symbol as shown in the following equations (1) and (2).
  • RSCP is calculated.
  • the RSCP measurement result rscp for each slot can be obtained by the following formulas (5) and (6) as the average of the known symbols after RAKE synthesis. rscpi-Equation (5)
  • the I SCP component iscp [n].
  • Iiscp [n] .q can be obtained by the equations (8) and (9) from the difference between the known symbol after RAKE synthesis and the average of each slot.
  • the power of the measurement result of the ISCP for each slot can be obtained by the following equation (10).
  • RSCP is measured for the quadrant-corrected signal.
  • the average rscp [p] .i and rscp [p] .q of the known symbol after quadrant correction can be obtained by the following equations (15) and (16). Equation (1 5) Equation (16) From this, the RSCP for each path is obtained by the following equation (17). + rscp [p] .q 2 , 1 (')
  • the total RSCP is obtained by adding the RSCP measured power for each path.
  • the ISCP component is calculated from the difference between the known symbol after quadrant correction and the average per slot (RSCP per path).
  • i scp [n] [p] .i, i scp ⁇ [ ⁇ ] [ ⁇ ] ⁇ ( ⁇ ) which is an I SCP component, can be obtained by the following equations (19) and (20).
  • the total I SCP is calculated by dividing the total I SCP obtained by adding the I SCP for each pass by the number of passes.
  • the SIR measurement method after RAKE combining requires synchronous detection processing equations (1) to (4) for RAKE combining in SIR measurement, and the processing load increases to perform high-speed SIR measurement. There is a problem of doing.
  • the interference signal power is simply the average of the components between paths (Equation (22)), so the reliability of each path is There is a problem that the gender is not reflected.
  • the reliability of the path assignment position is often low in the first place, and if the path position deviates from the correct position, the correct output cannot be obtained even if the SIR measurement is performed. There is.
  • paths with low RSCP are significantly affected by noise, and the reliability of the SIR measurement itself is low.
  • the SIR measurement is performed including such an unreliable path, it is considered that the influence of the unreliable path is small for the RCP that takes the sum of the power between the paths because the contribution of the unreliable path is small.
  • the ISCP is averaged over the number of passes, so the more unreliable passes the more often the ISCP is measured larger than it actually is.
  • a delay profile as shown in Fig. 1 is obtained from the received signal, and path 4 is assigned to a position outside the correct path position.
  • the peak appearing in the delay profile is due to the delay wave of the desired signal, and the other noise (interference) power is basically constant during the delay profile.
  • the power of RS CP and IS CP calculated in each path is shown in FIG.
  • the RSCP desired signal power
  • the respective RSCP and ISCP interference signal power
  • the power of the ISCP is assumed to be constant and 2 during the delay profile.
  • Path 3 and Path 4 have a small RSCP and are greatly affected by the interfering signal, resulting in a large measured ISCP value and large variations in the ISCP measurement. I will.
  • the I SCP obtained for each pass is averaged by the number of passes, so that it is obtained as follows.
  • I SCP (2 + 2 + 3 + 4) / 4
  • the RS CP such as path 3 and path 4 is small and the path that is not reliable in the ISCP measurement is simply added to the average, so the IS CP gets higher.
  • a path is assigned to a path other than the correct path position as described above depending on the performance of the path search function that searches for the path position from the received signal or the propagation path environment, a large amount of power other than RSCP is received. The difference between the measured ISCP and the original ISCP becomes larger, and the measured SIR becomes worse than it actually is.
  • An object of the present invention is to perform high-precision SIR measurement equivalent to measurement after RAKE combining in the measurement before RAKE combining by performing the vector calculation of the interference wave component. And a SIR calculation method.
  • the purpose of this is to measure the interference signal power in the SIR measurement by adding the vector of the interference wave components of each path before RAKE combining, and then measuring the interference wave power, which is equivalent to measuring after RAKE combining. Achieved by performing highly accurate SIR measurements.
  • Figure 2 is a diagram showing the power of each path calculated by the conventional method
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless reception device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A is an IQ plan view illustrating power of each path calculated by the method according to the embodiment.
  • FIG. 4B is an IQ plan view showing the power of each path calculated by the method according to the above embodiment
  • FIG. 5A is an IQ plan view showing the power of each path calculated by the method according to the above embodiment.
  • FIG. 5B is an IQ plan view showing the power of each path calculated by the method according to the above embodiment.
  • the inventors of the present invention pay attention to the fact that suppression of interference wave components performed by RAKE combining is not taken into account in the SIR measurement method before RAKE combining that does not require synchronous detection processing, and performs interference-component beta addition. As a result, it has been found that the interference wave power can be accurately calculated, and the present invention has been made.
  • the gist of the present invention is to measure after RAKE combining by measuring the interference wave power after adding the interference wave components of each path before RAKE combining in interference signal power measurement of SIR measurement. To perform SIR measurements with the same high accuracy as And
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to one embodiment of the present invention.
  • Fig. 3 shows the configuration when there are three passes, the number of passes is not particularly limited, and the number of components can be changed as appropriate according to the number of passes. It is.
  • the wireless signal transmitted from the transmitting side is received by wireless receiving section 102 via antenna 101.
  • Radio reception section 102 performs predetermined radio reception processing (for example, down-conversion or AZD conversion) on the received signal, and outputs the signal after the radio reception processing to despreading sections 103a to 103c. Output.
  • predetermined radio reception processing for example, down-conversion or AZD conversion
  • the despreading sections 103a to 103c perform despreading processing on the signal after the radio reception processing using the spreading code used on the transmitting side to perform quadrant correction, and corresponding averaging sections 104a to 104c. And the corresponding subtractors 105a to 105c.
  • the averaging units 104 a to 104 c average the known symbols included in the signals captured in the quadrants over a plurality of slots, and correspond to the subtractors 105 a to 105 c and the corresponding RSCP calculators 106 a to 106 c. Output to c.
  • the subtraction units 105 a to 105 c subtract the average value of the known symbol calculated by the averaging units 104 a to 104 c from the known symbol for each slot output from the despreading units 103 a to 103 c. By doing so, the deviation of the known symbol for each path and each slot is obtained and output to the corresponding multiplication units 107a to 107c.
  • the RSC P calculation sections 106 a to 106 c calculate the R SCP for each path using the average value of the known symbols, and output the calculated R SCP to the corresponding multiplication sections 107 a to L 07 c and the synthesis section 108.
  • the multipliers 107a to 107c weight the deviation of each path and each slot by multiplying the deviation of the known symbol of each path and each slot by the RSCP of each path.
  • the combining unit 108 calculates the total RS CP by adding the RS CP for each path, Output to IR calculator 1 12.
  • the combining unit 109 calculates the deviation for each slot by adding the deviation of the weighted known symbol of each path, and outputs the deviation to the ISCP calculation unit 110.
  • Calculation section 110 calculates a variance value for each slot using the deviation of known symbols for each slot, and outputs the variance value to averaging section 111.
  • the averaging unit 111 calculates the entire ISCP by averaging the variance value over a plurality of slots, and outputs the calculated ISCP to the SIR calculation unit 112.
  • the SIR calculation unit 112 calculates SIR using the entire RSCP and the entire ISCP.
  • a radio signal received via the antenna 101 is transmitted to the radio reception unit 1
  • despreading sections 103a to 103c After performing predetermined radio reception processing in 02, despreading sections 103a to 103c perform despreading processing and perform quadrant correction on known symbols after despreading processing.
  • the averagers rscp [p] .i and rscp [p] .q of the known symbols after quadrant correction are obtained by the averaging units 104a to 104c by the above equations (15) and (16). . Further, the RSCP calculators 106 a to 106 c obtain the RSC P for each path by the above equation (17). Then, the combining unit 108 sets the RSC for each path.
  • the total RSCP can be obtained by the above equation (18).
  • the ISCP components of known symbols for each path and each slot arecp [n] [p] .i and iscp [n] [p]. More required. Equation (23)
  • the multipliers 107 a to l 07 c use a known symbol for each path and each slot.
  • the weighted ISCP component iscp [n] [p] .i and iscp [n] [p] .q are weighted by the following equation (24) (weight is denoted by w [n]).
  • the averaging unit 111 averages the deviation of the known symbol for each symbol over the slot, so that the entire ISCP is obtained by the following equation (27). iscp [n] expression (2 7)
  • the SIR is calculated by the SIR calculation unit 112 using the entire RSCP and the entire ISCP according to the above equations (11) and (12).
  • This SIR value is compared with a target SIR value, and transmission power control bits are generated based on the comparison result, so-called transmission power control is performed.
  • FIG. 4A and 4B are IQ plan views showing the power of each path calculated by the method of the present embodiment.
  • Fig. 4A shows the power of RCP and ISCP of each path in the delay profile shown in Fig. 1 in a vector display on the IQ plane.
  • FIG. 4B is a diagram showing the power of the ISCP of each path in FIG. 4A with the starting point of the vector as the origin.
  • FIG. 5A is a diagram showing a state after weighting the power of the I SCP of each path in FIG. 4B. As shown in Figure 5A, the ISCP is sized according to the size of the RSCP.
  • FIG. 5B is a diagram showing a state in which the ISCPs of the respective paths after the weighting shown in FIG. 5A are combined.
  • the noise component is suppressed by the vector (in-phase) addition, and the measurement can be performed with high accuracy, as in the case of measuring the ISCP after RAKE combining.
  • the ISCP calculated from a path having a small RSCP and a low reliability compared to other paths is obtained. Since the contribution to the measured values can be kept small, the dispersion of the ISCP measurement can be suppressed, and the reliability of the measured value of the ISCP can be improved.
  • the noise component is weighted before the variance is calculated, and the noise component is suppressed by adding a beta (in-phase), so that the corresponding ISCP after RAKE combining can be obtained accurately with a short averaging time. it can.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented with various modifications.
  • the number of paths used for SIR measurement is not limited to the above embodiment.
  • the numerical values used in the above calculation are not limited to these.
  • the present invention can be mounted on a radio base station apparatus and a communication terminal apparatus in a digital wireless communication system, particularly a CDMA system.
  • a digital wireless communication system particularly a CDMA system.
  • highly accurate SIR measurement can be performed, and optimal TPC control can be performed. Therefore, interference given to the system can be reduced, and the system capacity can be increased.
  • the noise component is suppressed by performing the vector addition of the interference wave component, the interference wave power can be measured with high accuracy, and the highly accurate SIR measurement can be performed.
  • the present invention is suitable for use in a radio receiving device used in a digital radio communication system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

ＲＳＣＰ算出部１０６ａ～１０６ｃは、既知シンボルの平均値を用いてパス毎にＲＳＣＰを算出する。乗算部１０７ａ～１０７ｃは、パス毎、スロット毎の既知シンボルの偏差にパス毎のＲＳＣＰを乗算することにより、パス毎、スロット毎の偏差に重み付けを行う。合成部１０８は、パス毎のＲＳＣＰを加算して全体のＲＳＣＰを算出する。合成部１０９は、重み付けされた各パスの既知シンボルの偏差を加算してスロット毎の偏差を算出する。ＩＳＣＰ算出部１１０は、スロット毎の既知シンボルの偏差を用いてスロット毎の分散値を算出する。平均化部１１１は、分散値を複数スロットに渡って平均化することにより全体のＩＳＣＰを算出する。ＳＩＲ算出部１１２は、全体のＲＳＣＰ及び全体のＩＳＣＰを用いてＳＩＲを算出する。これにより、ＲＡＫＥ合成前での測定で、ＲＡＫＥ合成後での測定相当の高精度なＳＩＲ測定を行うことができる。

Description

無線受信装置及び S I R算出方法 技術分野
本発明は、 ディジタル無線通信システムにおいて使用される無線受信装置及 び S I R算出方法に関する。 明 背景技術
移動体通信システムのアクセス方式として書注目を集めている CDMA (Code Division Multiple Access) では、受信局が受ける干渉量によってシステム容量 が制限される。 システム容量を確保するためには、 干渉を低く抑える、 すなわ ち他局の送信電力をできるだけ低く抑える必要がある。
そのため、 CDMAにおいては、 受信信号の品質に応じて送信電力を増減す る送信電力制御 （TPC) が必須の技術となる。 この送信電力制御において、 受信信号の品質を図る尺度としては、 受信希望信号電力対干渉電力比、 すなわ ち S I R (Signal to Interference Ratio) が一般に用いられる。 システムに与 える干渉を最小にして、 システム容量を確保するためには、 受信信号の S I R を正確に測定して、 正確な送信電力制御を行う必要がある。
従来検討されている S I Rの測定方式としては、 RAKE合成後 S I R測定 方式と RAKE合成前 S I R測定方式がある。 どちらも受信信号に含まれる既 知シンボルを用いて S I Rを測定する方式である。
具体的には、 RAKE合成後 S I R測定方式では、 既知シンポルに対する R AKE合成後の信号を用い、既知シンボルを平均して希望信号電力（R S C P： Received Signal Code Power) とし、 その平均シンボルから各 RAK E合成シ ンポルとの分散を求めて、その分散値を干渉信号電力（I SCP： Interference Signal Code Power) とし、 R S C Pと I S C Pの比率を S I Rとする。 一方、 RAKE前 S I R測定方式では、 RAKE合成前の既知シンポルの逆 拡散値を用い、 各パス毎に既知シンボルの逆拡散値の平均及びその平均からの 逆拡散値の分散を求め、パス毎の平均値の和を希望信号電力（R S C P) とし、 パス毎の分散の平均を干渉信号電力 （I S C P) とし、 R S C Pと I S C Pの 比率を S I Rとする。
以下、従来の RAKE合成後 S I R測定方式について数式を用いて説明する。 まず、 受信信号に含まれる既知シンボルを逆拡散して同期検波及ぴ RAKE 合成を行う。 このとき、 パス毎の同期検波係数 h[p]. i , h[p].qは、 下記式 ( 1) ， 式 （2) のように、 シンボル毎逆拡散値を象限補正することにより求 めることができる。 式 （1) 式 （2)
Figure imgf000004_0001
RAKE合成後の既知シンボル R ， R x[n].qは、 下記式 (3) 式 （4) により求められる。
J¾c[w]./ = ZJ (?[ ?]. x x[n].i + h\p \.q x x[n].q 式 (3)
R [7].g = J、- 1 x
Figure imgf000004_0002
x 式 (4) 次に、 R S CPを算出する。 スロット毎の R S C Pの測定結果 r s c pは、 RAKE合成後の既知シンポルの平均として、 下記式 （5) ， 式 （6) により 求めることができる。 rscpi - 式 （5)
Figure imgf000004_0003
rscp.q -一∑ (- 1 x re/[«]xi¾c[«]i) 式 (6) これにより、 RS CPの測定結果は、 下記式 （7) により求められる。
RSCP = rscp +rscp.q2 式 （7)
次に、 I S CPを測定する。 I S CP成分 i s c p[n]. i i s c p[n].q は、 RAKE合成後の既知シンポルと、 そのスロット毎の平均との差分から、 式 （8) ， 式 （9) により求めることができる。
ςρ[?7]. = ref\n]x x[n].q - rscpi 式 (8)
?5cp [77] . = -lx r ["]χ Rx[7? Ι.ζ - rscp.q 式 ( 9 )
これにより、 スロット毎の I S CPの測定結果の電力は、 下記式 （1 0) に より求めることができる。
N 、
ISCP =丄∑ φ[4ζ'2 +iscp[n].q2) 式 U 0 )
Α "=1
最後に、 S I Rを測定する。 S I Rは、 式 （2) 及び式 (3) により求めた RSCP及び I S CPを用いて、 下記式 （1 1) ， 式 （1 2) により求めるこ とができる。
SIR=^L 式 丄）
ISCP SIR^ = 10 X log10 (SIR) 式 （ 1 2 )
次に、従来の RAKE合成前 S I R測定方式について数式を用いて説明する。 まず、 受信信号に含まれる既知シンボルに対して逆拡散処理を行い、 逆拡散 処理後の既知シンボルについて象限補正を行う。 各パスの象限補正後の既知シ ンボル S x[n][p]. i , S x[n][p].q(n= 1 Ν)は、下記式（1 3) , 式（1 4) により求められる。
Sx[w]( 7].Z = re "[/7]x [;?l[p].(7 式 3 )
Figure imgf000005_0001
x[«][ ].z 式 、 4 )
次に、 象限補正された信号について RS C Pを測定する。 この場合、 象限補 正後の既知シンポルの平均 r s c p[p]. i , r s c p [p]. qは、下記式（ 1 5), 式 （1 6) により求められる。 式 (1 5)
Figure imgf000006_0001
式 (1 6) これにより、 パス毎の RSCPは、 下記式 （1 7) により求められる。
Figure imgf000006_0002
+rscp[p].q2 、1 (')
そして、 下記式 （1 8) のように、 パス毎の RSCP測定電力を加えること により全体の R S CPが求められる。
RSCP二 ∑rscp\p] 式 （1 8)
—方、 象限補正後の既知シンボルと、 そのスロット毎の平均 （パス毎の RS CP) との差分より、 I S CP成分が求められる。 すなわち、 I S CP成分で ある i s c p[n][p]. i， i s c ρ[η][ρ]·(ΐは、 下記式 （1 9) , 式 （20) により求めることができる。
z'5cp[«j[p]. = Sx[«J[p].z一 rscp
Figure imgf000006_0003
式 9 )
c声]！ !. = >¾；["][?]· - 式 )
そして、 下記式 （2 1) のように、 複数スロットに渡って平均化することに よりパス毎の I S CPが求められる。 {iscp[n][p].i2 + iscp[n][p].q2 ) 式 （ 2 1 )
Figure imgf000006_0004
そして、 下記式 （22) のように、 パス毎の I S CPを加えた総 I SCPを パス数で除すことによって全体の I S CPが求められる。
ISCP =丄∑ [p] 式 （ 22 ) 最後に S I Rを測定する。 S I Rは、 全体の R S CP及び全体の I SCPを 用いて、 上記式 （1 1) ， 式 （1 2) により求めることができる。
ここで、 S I R測定に基づくクローズドループ型送信電力制御では、 S I R 測定から送信電力制御コマンド送信までの遅延が性能劣化の原因となるため、 高速な S I R測定が要求される。
しかしながら、 RAKE合成後 S I R測定方式では、 S I R測定において R AKE合成のための同期検波処理式 （1) 〜式 （4) が必要となり、 高速な S I R測定を行うためには、 処理の負担が増大してしまうという問題がある。 一方、 RAKE合成前 S I R測定方式では、 S I R測定において同期検波処 理は必要ないものの、 干渉信号電力について、 単純にパス間の成分の平均とし ている （式 （22) ) ので、 パスそれぞれの信頼性が反映されないという問題 がある。
すなわち、 RS CPの小さいパスでは、 そもそもパスの割り当て位置の信頼 性が低い場合が多く、 パス位置が正しい位置からずれている場合は、 S I R測 定を行ったとしても正しい出力は得られないことがある。 さらに、 RSCPが 小さいパスは、 雑音の影響を大きく受けているため、 S I R測定値自体の信頼 性も低い。 このような信頼性の低いパスを含めて S I R測定を行った場合、 パ ス間の電力の和をとる RS CPについては、 信頼性が低いパスの寄与は小さい ため影響は小さいと考えられるが、 I SCPについては、 パス数による平均を とるため、 信頼性の低いパスが多いほど、 I S C Pは実際よりも大きく測定さ れることが多くなる。
したがって、 受信信号からパスの位置を探すパスサーチ機能の性能、 あるい は伝搬路状態によって S I R測定結果 （平均値のずれ、 分散の大きさなど） が 変化してしまうという欠点がある。
この問題について詳細に説明する。 パスサーチ及びフィンガ割り当てから s
I R測定の動作の例を以下に示す。 受信信号から図 1に示すような遅延プロフ アイルを得て、 パス 4は正しいパス位置から外れた場所に割り当てられたとす る。 遅延プロファイルに現れるピークは、 希望波信号の遅延波によるものであ り、それ以外の雑音（干渉）電力は基本的に遅延プロファイル中は一定である。 このとき、それぞれのパスで計算した RS CP, I S CPの電力を図 2に示す。 パス 1及びパス 2については、 RSCP (希望波信号電力） が十分に大きい ため、 雑音 （干渉信号） の影響が少なく、 それぞれの RS CPと I SCP (干 渉信号電力） が正しく測定される。 ここでは、 I SCPの電力は、 遅延プロフ アイル中は一定で 2と仮定している。
これに対して、 パス 3及びパス 4については、 RSCPが小さいため、 干渉 信号の影響を大きく受けてしまい、 測定される I S CPの値は大きくなり、 さ らに I S C P測定 のばらつきも大きくなってしまう。
ここで、 従来の I S C Pを平均化する方法では、 パス毎に得られた I S C P をパス数で平均化するため、 以下のように求まる。
I SCP= (2 + 2+3 + 4) /4
=2. 75
本来の I S CPは 2であるにもかかわらず、 パス 3及びパス 4のような R S CPが小さく I S CP測定値に信頼性のないパスまでも単純に平均に加えてい るため、 平均後の I S CPは高くなつてしまう。
例えば、 受信信号からパス位置を探すパスサーチ機能の性能、 あるいは伝搬 路環境によって、 上記のように正しいパス位置以外にパスが割り当てられるこ とがある場合、 RSCP以外の電力を多く受信するため、 測定された I SCP と本来の I S CPの乖離がより大きくなり、 測定 S I Rが実際より劣化してし まフ。
さらに、 その S I R測定結果を用いて行われる TP Cの性能も変化し、 最終 的に T P C誤差の増大により、 品質を満足するために必要となる送信電力の増 大を招くことになる。 したがって、 無線システムにあたえる干渉を増大させ、 システム容量を減少させるという問題がある。 発明の開示
本発明の目的は、 干渉波成分のベク トノレカ卩算を行うことによって、 RAKE 合成前での測定で、 RAKE合成後での測定相当の高精度な S I R測定を行う ことができる無線受信装置及び S I R算出方法を提供することである。
この目的は、 S I R測定の干渉信号電力測定において、 R AK E合成前の各 パスの干渉波成分をベクトル加算した後、 干渉波電力を測定することで、 R A K E合成後で測定するのと同等な高精度な S I R測定を行うことにより達成さ れる。 図面の簡単な説明
図 1は、 遅延プロファイルを示す図、
図 2は、 従来の方法により算出した各パスの電力を示す図、
図 3は、本発明の一実施の形態に係る無線受信装置の構成を示すプロック図、 図 4 Aは、 上記実施の形態に係る方法により算出した各パスの電力を示す I Q平面図、
図 4 Bは、 上記実施の形態に係る方法により算出した各パスの電力を示す I Q平面図、
図 5 Aは、 上記実施の形態に係る方法により算出した各パスの電力を示す I Q平面図、 及び、
図 5 Bは、 上記実施の形態に係る方法により算出した各パスの電力を示す I Q平面図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明者は、 同期検波処理を必要としない R A K E合成前 S I R測定方式に おいて、 R A K E合成でなされる干渉波成分の抑圧が考慮されていないことに 着目し、 干渉波成分のベタトル加算を行うことにより、 精度良く干渉波電力を 算出できることを見出し、 本発明をするに至った。
すなわち、 本発明の骨子は、 S I R測定の干渉信号電力測定において、 R A K E合成前の各パスの干渉波成分をべクトル加算した後、 干渉波電力を測定す ることで、 R A K E合成後で測定するのと同等な高精度な S I R測定を行うこ とである。
以下、 本発明の実施の形態について、 添付図面を参照して詳細に説明する。 図 3は、 本発明の一実施の形態に係る無線受信装置の構成を示すプロック図 である。 なお、 図 3においては、 パスが 3つである場合の構成について記載し ているが、 パス数については特に制限がないので、 各構成要素数はパス数に応 じて適宜変更することが可能である。
送信側から送信された無線信号は、 アンテナ 101を介して無線受信部 10 2で受信される。 無線受信部 102は、 受信された信号に対して所定の無線受 信処理 （例えば、 ダウンコンバートや AZD変換など） を行って、 無線受信処 理後の信号を逆拡散部 103 a~103 cに出力する。
逆拡散部 103 a〜 103 cは、 送信側で使用した拡散コードを用いて無線 受信処理後の信号に対して逆拡散処理を行って象限補正を行い、 対応する平均 化部 104 a〜 104 c及び対応する減算部 105 a〜 105 cに出力する。 平均化部 104 a〜 104 cは、 象限捕正された信号に含まれる既知シンポ ルを複数スロットに渡って平均化し、 対応する減算部 105 a〜 105 c及び 対応する R S C P算出部 106 a〜 106 cに出力する。
減算部 105 a〜 105 cは、 逆拡散部 103 a〜l 03 cから出力された スロッ ト毎の既知シンポルから平均化部 104 a〜 104 cにて算出された既 知シンポルの平均値を減算することによりパス毎、 スロット毎の既知シンボル の偏差を求め、 対応する乗算部 107 a〜 107 cに出力する。
RSC P算出部 106 a〜 106 cは、 既知シンボルの平均値を用いてパス 毎に R S C Pを算出し、 対応する乗算部 107 a〜： L 07 c及び合成部 108 に出力する。
乗算部 107 a〜 107 cは、 パス毎、 スロット毎の既知シンボルの偏差に パス毎の RS CPを乗算することにより、 パス毎、 スロッ ト毎の偏差に重み付 けを行う。
合成部 108は、 パス毎の RS CPを加算して全体の RS CPを算出し、 S I R算出部 1 12に出力する。
合成部 109は、 重み付けされた各パスの既知シンボルの偏差を加算してス ロット毎の偏差を算出し、 I SCP算出部 1 10に出力する。
I 3〇？算出部1 10は、 スロット毎の既知シンボルの偏差を用いてスロッ ト毎の分散値を算出し、 平均化部 11 1に出力する。
平均化部 1 1 1は、 分散値を複数スロットに渡つて平均化することにより全 体の I S C Pを算出し、 S I R算出部 1 12に出力する。
S I R算出部 1 12は、 全体の RS C P及び全体の I S CPを用いて S I R を算出する。
次に、 上記構成を有する無,锒受信装置において本発明に係る RAKE合成前
S I R測定を行う場合について数式を用いて説明する。
まず、 アンテナ 101を介して受信された無線信号に対して、 無線受信部 1
02にて所定の無線受信処理を行った後に、 逆拡散部 103 a〜 103 cが逆 拡散処理を行い、 逆拡散処理後の既知シンボルについて象限補正を行う。 各パ スの象限補正後の既知シンボル S x[n][p]. i， S x[n][p].q(n = 1〜N)は、 上記式 （13) ， 式 （14) により求められる。
次に、 平均化部 104 a〜 104 cにて、 象限補正後の既知シンボルの平均 r s c p[p]. i , r s c p[p].qが上記式 （15) , 式 （16) により求めら れる。 更に、 RSCP算出部 106 a〜l 06 cにて、 パス毎の RSC Pが上 記式 （17) により求められる。 そして、 合成部 108にて、 パス毎の RSC
P測定電力を加えて、 全体の RSCPが上記式 （18) により求められる。 一方、 減算部 105 a〜 105 cにて、 パス毎、 スロット毎の既知シンボル の I SCP成分 i s c p[n][p]. i , i s c p [n][ p ]. qが下記式 (23) によ り求められる。
Figure imgf000011_0001
式 (23)
そして、 乗算部 107 a〜l 07 cにて、 パス毎、 スロット毎の既知シンポ ノレの I SCP成分 i s c p[n][p]. i， i s c p [n][p]. qに対して下記式 (2 4) により重み付けがなされる （重みを w[n]で示す） 。
Figure imgf000012_0001
iscp
Figure imgf000012_0002
= -scplpj x iscp [n] q 式 (24) そして、 合成部 1 0 9にて、 各パスの既知シンポルの I S C P成分が加算さ れ、 シンポル毎の既知シンポルの I S C P成分が下記式 （25) により求めら れる。 iscp
Figure imgf000012_0003
iscp
Figure imgf000012_0004
式 （25) そして、 I 3〇？算出部1 1 0にて、 シンポノレ毎の既知シンボルの I SCP が下記式 （26) により求められる。
iscp \n]= iscp w[n]r +iscp w[n]. 2 式 、26)
そして、 平均化部 1 1 1にて、 シンボル毎の既知シンボルの偏差をスロット 内に渡って平均化することにより、 全体の I S CPが下記式 (27) により求 められる。 iscp[n] 式 （2 7)
Figure imgf000012_0005
最後に、 S I R算出部 1 1 2にて、 全体の R S C P及び全体の I S C Pを用 いて、 S I Rが上記式 （1 1) ， 式 （1 2) により求められる。
この S I R値を目標 S I R値と比較し、 その比較結果に基づいて送信電力制 御ビットを生成する、 いわゆる送信電力制御が行われる。
次に、 本実施の形態により算出される I S CPについて、 図 4を用いて具体 的に説明する。 図 4 Aおよび図 4 Bは、 本実施の形態の方法で算出した各パス の電力を示す I Q平面図である。 図 4 Aは、 上記図 1に示した遅延プロフアイ ルにおける各パスの RS CP及び I S CPの電力を I Q平面上にべクトル表示 した図である。 また、 図 4Bは、 図 4 Aの各パスの I S CPの電力をベク トル の始点を原点にして示した図である。
本実施の形態では、 全体の R S C Pに占めるそのパスの R S C Pの比率で各 パスの I S C Pに重み付けを行い、 合成する。 図 5Aは、 図 4Bの各パスの I S CPの電力に重み付けした後の状態を示した図である。図 5 Aに示すように、 I SCPは、 RSCPの大きさ応じた大きさになっている。
図 5Bは、 図 5 Aに示した重み付け後の各パスの I S CPを合成した状態を 示した図である。 図 5Bから明らかなように、 ベクトル （同相） 加算すること によりノイズ成分が抑圧され、 RAKE合成後に I S CPを測定した場合と同 様に、 高精度に測定することができる。
このように、 本発明によれば、 パス毎に RS CPに比例した重みを I S CP に乗算することにより、 他のパスに比較して R S C Pが小さく信頼性が低いパ スから計算される I S CPの測定値に対する寄与を小さく抑えることができる ので、 I S C P測定 のばらつきを抑え、 I S CPの測定値の信頼性を高める ことができる。
さらに、分散を算出する前のノイズべクトルに重み付けを行い、ベタトル（同 相） 加算することによりノイズ成分が抑圧されるので、 RAKE合成後に相当 する I S C Pを短い平均化時間で精度よく得ることができる。
なお、 本発明は上記一実施の形態に限定されず、 種々変更して実施すること が可能である。 例えば、 S I R測定に使用するパス数は上記一実施の形態に限 定されない。 また、 上記計算に使用した数値などはこれに限定されるものでは ない。
また、 本発明は、 ディジタル無;?泉通信システム、 特に CDMA方式のシステ ムにおける無線基地局装置及び通信端末装置に搭載することができる。 これに より、 高精度の S I R測定を行うことができ、 最適な TP C制御を行うことが できる。 したがって、 システムに与える干渉を低減でき、 システム容量を増大 させることができる。 以上の説明から明らかなように、 本発明によれば、 干渉波成分をべクトノレ加 算することでノィズ成分の抑圧を行うので、 精度良く干渉波電力を測定するこ とができ、 高精度な S I R測定を行うことができる。 これにより、 パスサーチ 性能の優劣や伝搬路による S I R測定性能の変化を抑えることができ、 最適な T PC制御を行うことができる。 したがって、 システムに与える干渉を低減で き、 システム容量を増大させることができる。
本明細書は、 2002年 10月 16日出願の特願 2002— 301 524に 基づくものである。 この内容をここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 ディジタル無線通信システムにおいて使用される無線受信装置に 用いるに好適である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 受信した既知シンボルを複数スロットに渡ってパス毎に平均化する平均化 手段と、 平均化された既知シンボルを用いてパス毎の希望波電力を算出する希 望波電力算出手段と、 前記受信した既知シンボルと前記平均化された既知シン ボルとの偏差をパス毎に算出する減算手段と、 パス毎の前記偏差に対して重み 付け制御を行う重み付け制御手段と、 重み付け制御された偏差を用いてベタト ル加算し、 干渉波電力を算出する干渉波電力算出手段と、 希望波電力及び干渉 波電力を用いて希望波電力対干渉波電力比を算出する希望波電力対干渉波電力 比算出手段と、 を具備する無線受信装置。
2 . 重み付け制御手段は、 パス毎の希望波電力を重み係数とする請求項 1記載 の無線受信装置。
3 . 無線受信装置を備える無線基地局装置であって、 前記無線受信装置は、 受 信した既知シンボルを複数スロットに渡ってパス毎に平均化する平均化手段と、 平均化された既知シンボルを用いてパス毎の希望波電力を算出する希望波電力 算出手段と、 前記受信した既知シンボルと前記平均化された既知シンポルとの 偏差をパス毎に算出する減算手段と、 パス毎の前記偏差に対して重み付け制御 を行う重み付け制御手段と、重み付け制御された偏差を用いてべクトル加算し、 干渉波電力を算出する干渉波電力算出手段と、 希望波電力及び干渉波電力を用 いて希望波電力対干渉波電力比を算出する希望波電力対干渉波電力比算出手段 と、 を具備する。
4 . 無線受信装置を備える通信端末装置であって、 前記無線受信装置は、 受信 した既知シンボルを複数スロットに渡ってパス毎に平均化する平均化手段と、 平均化された既知シンボルを用いてパス毎の希望波電力を算出する希望波電力 算出手段と、 前記受信した既知シンボルと前記平均化された既知シンボルとの 偏差をパス毎に算出する減算手段と、 パス毎の前記偏差に対して重み付け制御 を行う重み付け制御手段と、重み付け制御された偏差を用いてべクトル加算し、 干渉波電力を算出する干渉波電力算出手段と、 希望波電力及び干渉波電力を用 いて希望波電力対干渉波電力比を算出する希望波電力対干渉波電力比算出手段 と、 を具備する。
5 .受信した既知シンポルを複数スロットに渡ってパス毎に平均化する工程と、 平均化された既知シンボルを用いてパス毎の希望波電力を算出する工程と、 前 記受信した既知シンポルと前記平均化された既知シンボルとの偏差をパス毎に 算出する工程と、 パス毎の前記偏差に対して重み付け制御を行う工程と、 重み 付け制御された偏差を用いてベタトル加算し、 干渉波電力を算出する工程と、 を具備することを特徴とする S I R算出方法。
6 . 重み付け制御工程において、 パス毎の希望波電力を重み係数とすることを 特徴とする請求項 5記載の S I R算出方法。
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