CN1666433A - 无线接收机装置和信干比计算方法 - Google Patents

Abstract

RSCP计算部件(106a－160c)通过采用已知码元的平均值计算每路径的RSCP。乘法器(107a－107c)将每条路径和每个时隙的已知码元的偏差与RSCP相乘，以便加权每条路径和每个时隙的已知码元的偏差。合并器(108)相加每条路径的RSCP并且计算总RSCP。另一个合并器(109)相加加权后的每条路径的已知码元的偏差并且计算每个时隙的偏差。ISCP计算器(110)通过采用每个时隙的已知码元的偏差来计算每个时隙的离差值。平均部件(111)通过平均多个时隙的离差值计算总ISCP。SIR计算器(112)通过使用总RSCP和总ISCP计算SIR。由此，在RAKE合并前，可完成与在RAKE合并后的测量具有相同高精度的SIR测量。

Description

无线接收机装置和信干比计算方法

技术领域

本发明涉及一种用于数字无线通信系统中的无线接收机装置和信干比计算方法。

背景技术

在作为一种移动通信系统的接入方法而引起关注的码分多址(CDMA)中，系统容量受到接收台可接收的干扰量的限制。为了确保足够的系统容量，必须减少干扰，即，必须将其它台的发送功率尽可能地减小。

所以，根据所接收的信号质量而提高或降低发送功率的发送功率控制(TPC)对于CDMA来讲是必要的技术。在TPC中，通常采用期望的接收信号功率相对于干扰功率的比率，即信干比(SIR)，作为接收信号质量的测量值。为了减小影响系统的干扰并且保证足够的系统容量，必须正确地测量接收信号的SIR以精确地进行发送功率控制。

通常，已被考虑的传统的SIR测量方法是：在RAKE合并之后进行SIR测量；和在RAKE合并之前进行SIR测量。上述每一种方法都通过采用包括在所接收的信号中的已知码元来进行SIR测量。

特别地，在在RAKE合并之后的SIR测量方法中，在对已知码元的RAKE合并之后，通过利用经RAKE合并的信号，将已知码元的平均功率确定为所期望的信号功率(RSCP：接收信号码功率)。将相对于平均码元功率的经RAKE合并的码元的方差量确定为干扰信号功率(ISCP：干扰信号码功率)。将RSCP对ISCP的比率计算为SIR。

另一方面，在在RAKE合并之前的SIR测量方法中，通过在RAKE合并之前使用已知码元的解扩后的信号功率，为每个路径确定已知码元的解扩后的信号功率的平均功率和相对于平均值的解扩后的信号功率的方差量。将每路径的平均值的和作为所期望的信号功率(RSCP)并且将每路径的方差量的平均值作为干扰信号功率(ISCP)。将RSCP对ISCP的比率计算为SIR。

将在下面通过利用方程解释传统的在RAKE合并之后的SIR测量方法。

首先，包括在接收信号中的已知码元被解扩，同步检测，和RAKE合并。同步检测系数h[p].i和h[p].q可通过每码元对解扩后的信号功率进行正交补偿获得，表示为如下方程(1)和(2)：

$h\left[p\right].i=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ref}\left[n\right]\×x\left[n\right]\left[p\right].q$ 方程(1)

$h\left[p\right].q=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(-1\×\mathrm{ref}[n]\×x[n\left]\right[p].i)$ 方程(2)

通过使用下面方程(3)和(4)得到RAKE合并后的已知码元Rx[n].i和Rx[n].q：

$\mathrm{Rx}\left[n\right].i=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\left(h\right[p].i\×x[n].i+h[p].q\×x[n].q)$ 方程(3)

$\mathrm{Rx}\left[n\right].q=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}(-1\×h[p].q\×x[n].i+h[p].i\×x[n].q)$ 方程(4)

然后，计算RSCP。通过使用下面方程(5)和(6)，可由每时隙径RAKE合并的已知码元的平均功率得到每时隙的RSCP测量结果，其由rscp表示：

$\mathrm{rscp}.i=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ref}\left[n\right]\×\mathrm{Rx}\left(n\right).q$ 方程(5)

$\mathrm{rscp}.q=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(-1\×\mathrm{ref}[n]\×\mathrm{Rx}[n].i)$ 方程(6)

由此，通过如下方程(7)计算RSCP的测量结果：

RSCP＝rscp.i²+rscp.q²            方程(7)

然后，测量ISCP。ISCP分量iscp[n].i和iscp[n].q可通过每个RAKE合并后的已知码元功率和每时隙码元的平均功率之间的差值得到，以如下方程(8)和(9)表示：

iscp[n].i＝ref[n]×Rx[n].q-rscp.i          方程(8)

iscp[n].q＝-1×ref[n]×Rx[n].i-rscp.q      方程(9)

由此，每时隙的ISCP测量功率由如下方程(10)表示：

$\mathrm{ISCP}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{iscp}\right[n].i^2+\mathrm{iscp}[n].q^2)$ 方程(10)

最后，测量SIR。SIR可从由上述方程得到的RSCP和ISCP得到，由如下方程(11)和(12)表示：

$\mathrm{SIR}=\frac{\mathrm{RSCP}}{\mathrm{ISCP}}$ 方程(11)

SIR_dB＝10×log₁₀(SIR)                    方程(12)

接下来，利用方程，解释传统的在RAKE合并之前的SIR测量方法。

首先，包括在接收信号中的已知码元被解扩，并且经如此解扩的已知码元被正交补偿。通过如下方程(13)和(14)，得到每路径的经正交补偿的已知码元Sx[n][p].i和Sx[n][p].q(n＝1-N)：

Sx[n][p].i＝ref[n]×x[n][p].q                    方程(13)

Sx[n][p].q＝-1×ref[n]×x[n][p].i                方程(14)

然后，对经正交补偿的信号测量RSCP。采用如下方程(15)和(16)，得到经正交补偿的已知码元平均功率rscp[p].i和rscp[p]q：

$\mathrm{rscp}\left[p\right].i=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Sx}\left[n\right]\left[p\right].i$ 方程(15)

$\mathrm{rscp}\left[p\right].q=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Sx}\left[n\right]\left[p\right].q$ 方程(16)

采用如下方程(17)，得到每路径RSCP：

rscp[p]²＝rscp[p].i²+rscp[p].q²                 方程(17)

通过将由此测量的每路径RSCP值相加，得到总RSCP，由如下方程(18)表示：

$\mathrm{RSCP}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{rscp}{\left[p\right]}^2$ 方程(18)

同时，从在每个经正交补偿的已知码元功率和每时隙码元的平均功率(每路径RSCP)之间的差值得到ISCP分量。即，采用如下方程(19)和(20)，得到ISCP分量iscp[n][p].i和iscp[n][p].q：

iscp[n][p].i＝Sx[n][p].i-rscp[p].i             方程(19)

iscp[n][p].q＝Sx[n][p].q-rscp[p].q             方程(20)

然后，通过对多个时隙的iscp取平均值，得到每路径的ISCP，由如下方程(21)表示：

$\mathrm{iscp}\left[p\right]=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{iscp}\right[n\left]\right[p].i^2+\mathrm{iscp}[n\left]\right[p].q^2)$ 方程(21)

然后，通过将每路径的ISCP值相加并且将结果和除以路径的条数，得到总ISCP，由如下方程(22)表示：

$\mathrm{ISCP}=\frac{1}{P}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{iscp}\left[p\right]$ 方程(22)

最后，测量SIR。将总RSCP和总ISCP代入方程(11)和(12)，可得到SIR。

对于基于SIR测量的闭环类型的TPC，因为从SIR测量直到TPC命令发送的时延导致性能变坏，需要以高速率执行SIR测量。

然而，在在RAKE合并之后的SIR测量方法中，对在SIR测量中的RAKE合并而言，需要与同步检测处理相关的方程(1)至(4)。这引起如下问题：必须提高处理负载以便以高速率执行SIR测量。

另一方面，在在RAKE合并之前的SIR测量中，对SIR测量无需同步检测处理。然而，该方法的问题是ISCP不反映每条路径的可靠性，其原因是仅通过对路径的ISCP取平均值得到ISCP(方程(22))。

实际上，对于具有小RSCP的路径而言，在多数情况下，在正确的位置将RAKE耙指(RAKE figer)指定给路径的可靠性是低的。假如路径位置偏离其正确位置，SIR测量不能产生正确输出。另外，SIR测量本身的可靠性也是低的，其原因是这样的路径极大地受到噪声的影响。对于包括这样的(多条)低可靠性的路径的SIR测量将受到(多条)低可靠性路径的影响。对作为路径的RSCP的和的RSCP而言，该影响可以是小的，这是由于低可靠性路径的相对小的影响。然而，对于通过对路径的ISCP取平均值得到的ISCP而言，低可靠性路径的数目越多，测量的ISCP可能比实际的ISCP越大。

因此，在执行路径搜索功能中可出现缺点，该路径搜索功能用于从接收信号或SIR测量结果(诸如平均偏移或者方差程度)中搜索路径位置，其根据传播路径条件而变化。

对该问题将进行深入解释。下面从路径搜索和RAKE耙指指定角度讨论S IR测量操作示例。假设得到如图1中所示的时延曲线图，其中偏离其正确位置地将RAKE耙指指定到路径4。由于期望无线电波信号的某些时延在时延曲线中出现峰值并且在时延曲线中噪声(干扰)功率基本恒定。在这种状态下，在图2中显示为路径计算的RSCP和ISCP。

对于路径1和2，噪声(干扰信号)的影响是小的，其原因为RSCP(期望信号功率)足够大，并且正确测量了RSCP与ISCP。这里，假设在时延曲线中ISCP恒定为值2。

相反，路径3和4受干扰信号的影响极大，其原因为那里的RSCP小。随着ISCP测量值的变化增大，对它们测量的ISCP值变大。

然后，根据传统方法，通过将每路径得到的ISCPS除以路径数对ISCP取平均值。如下得到平均ISCP：

     ISCP＝(2+2+3+4)/4

     ＝2.75

尽管理想ISCP是2，但是简单地对包括路径3和4的全部路径的ISCP取平均值会产生较高的平均ISCP，对路径3和4来讲RSCP小并且SCP测量值较不可靠。

例如，如上所述，假如由于从接收信号或者传播路径环境搜索路径位置的路径搜索功能的不适当的操作而将RAKE耙指指定到位于不正确位置的路径，则接收信号功率的非RSCP部分增加。结果，在测量的ISCP和理想的ISCP之间的差值变得更大并且SIR比实际测量值更坏。

此外，采用这样不正确的SIR测量结果，所完成的TPC的性能也受影响。最终，显著的TPC误差将发送功率提高到高于满足信号质量所需的发送功率。结果，这导致了增加对无线通信系统的干扰影响并且降低系统容量的问题。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种无线接收装置和一种SIR计算方法，该装置和方法可以在RAKE合并之前完成SIR测量，通过加上干扰分量的向量达到与在RAKE合并之后得到的SIR测量值一样高的精确度。

该目的通过如下在SIR测量处理中执行ISCP测量达到：在RAKE合并前对全部路径加上干扰信号分量的向量，然后测量ISCP。这样，实现具有与在RAKE合并之后得到的SIR测量值一样高的精确度的SIR测量值。

附图说明

图1是时延曲线曲线图。

图2是表示根据现有技术方法为多径计算RSCP和ISCP的图。

图3是根据本发明的优选实施例的无线接收机配置的部件图。

图4A显示由上面实施例的方法计算的、在多径I-Q平面上的RSCP和ISCP向量。

图4B显示由上面实施例的方法计算的、在多径I-Q平面上的RSCP和ISCP向量。

图5A显示由上面实施例的方法计算的、在多径I-Q平面上的RSCP和ISCP向量。

图5B显示由上面实施例的方法计算的、在多径I-Q平面上的RSCP和ISCP向量。

最佳实施方式

本发明的发明人注意到在在RAKE合并之前的SIR测量方法中(该方法不进行同步检测处理)，未考虑在RAKE合并中执行干扰信号分量抑制。本发明的发明人发现：通过相加干扰信号分量，可以准确地进行ISCP计算，并且本发明的发明人开发了本发明。

本发明的实质特点是当在SIR测量处理中考虑干扰功率测量值时，在RAKE合并之前加上多径的干扰信号分量的向量，然后测量干扰功率。由此，实现与在RAKE合并之后得到的SIR测量值一样高的精确度的SIR测量值。

本发明将参照其优选实施例和附图说明。

图3是根据本发明的优选实施例的无线接收机配置的部件图。尽管图3所示接收机配置具有三条路径，相应于路径数的分量数可以适当改变，其原因是对路径数没有限制。

通过天线101，无线接收部件102接收从发送端发送的无线信号。无线接收部件102对接收信号执行给定的无线接收处理(诸如，例如，下变频所述信号和A/D转换)，并且输出这样经转换的信号到解扩部件103a-103c。

在无线接收处理之后，采用在发送端使用的解扩码，解扩部件103a-103c对所述信号执行解扩，对信号执行正交补偿，并输出正交补偿后的信号到相应的平均部件104a-104c和相应的减法器105a-105c。

平均部件104a-104c平均包括在跨越多个时隙的正交补偿后的信号中的已知码元，并且将其输出到相应的减法器105a-105c和相应的RSCP计算部件106a-160c。

每个减法器105a-105c从自每个解扩部件103a-103c输出的每时隙已知码元的功率中减去由每个平均部件104a-104c计算的已知码元的平均值，以得到每路径和每时隙的码元功率偏差。减法器105a-105c输出码元功率偏差到相应的乘法器107a-107c。

RSCP计算部件106a-160c采用平均码元功率计算每路径的RSCP，并且输出每路径的RSCP值到相应的乘法器107a-107c和合并部件108。

每个乘法器107a-107c将输入其中的每路径和每时隙的码元功率偏差乘以输入其中的每路径的RSCP，由此加权每路径和每时隙的偏差。

合并部件108通过将加上每路径的RSCP值计算总RSCP，并且输出总RSCP到SIR计算部件112。

另一个合并部件109通过加上每路径的加权后的码元功率偏差计算每时隙的码元功率偏差，并输出该每时隙的偏差到ISCP计算部件110。

ISCP计算部件110采用每时隙的码元功率偏差计算每时隙的码元功率方差值，并输出方差值到平均部件111。

平均部件111通过对跨越多个时隙的码元功率方差值取平均值计算总ISCP，并且输出总ISCP到SIR计算部件112。

SIR计算部件112从总RSCP和总ISCP计算SIR。

然后，通过采用方程，将解释由本发明无线接收机执行的在RAKE合并之前的SIR测量方法，该无线接收机的结构已在上文中描述。

首先，通过天线101接收的无线信号在无线接收部件102中通过给定的无线接收处理转换。然后，解扩部件103a-103c解扩经转换的信号并且解扩后的已知码元被正交补偿。从上述方程(13)和(14)得到每路径的正交补偿后的已知码元Sx[n][p].i和Sx[n][p].q(n＝1-N)。

然后，平均部件104a-104c对正交补偿后的已知码元取平均值得到码元平均功率；从上述方程(15)和(16)得到平均功率rscp[p].i和rscp[p]q。依上述方程(17)，RSCP计算部件106a-160c计算每路径的RSCP。依上述方程(18)，通过加上每路径的RSCP测量值，合并部件108计算总RSCP。

同时，对于每路径和每时隙的已知码元，减法器105a-105c采用如下方程(23)计算ISCP分量iscp[n][p].i和iscp[n][p].q：

iscp[n][p].i＝Sx[n][p].i-rscp[p].i

iscp[n][p].q＝Sx[n][p].q-rscp[p].q                 方程(23)

对于每路径和每时隙的已知码元，乘法器107a-107c采用如下方程加权ISCP分量iscp[n][p].i和iscp[n][p].q(w[n]表示加权)：

$\mathrm{iscp}\_w\left[n\right]\left[p\right].i=\sqrt{\mathrm{rscp}\left[p\right]}\×\mathrm{iscp}\left[n\right]\left[p\right].i$

$\mathrm{iscp}\_w\left[n\right]\left[p\right].q=\sqrt{\mathrm{rscp}\left[p\right]}\×\mathrm{iscp}\left[n\right]\left[p\right].q$ 方程(24)

合并部件109采用如下方程(25)加上每路径的已知码元ISCP分量并计算每码元的已知码元ISCP分量：

$\mathrm{iscp}\_w\left[n\right].i=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{iscp}\_w\left[n\right]\left[p\right]i$

$\mathrm{iscp}\_w\left[n\right].q=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{iscp}\_w\left[n\right]\left[p\right].q$ 方程(25)

ISCP计算部件110采用如下方程(26)计算每码元的已知码元ISCP：

iscp[n]＝iscp_w[n]i²+iscp_w[n].q²    方程(26)

通过平均跨越时隙的每码元的已知码元偏差，平均部件111采用如下方程(27)计算总ISCP：

$\mathrm{ISCP}=\frac{1}{N}\underset{N=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{iscp}\left[n\right]$ 方程(27)

最终，SIR计算部件112从来自上述方程(11)和(12)的总RSCP和总ISCP中计算SIR。

将这样得到的SIR值与目标SIR值比较并且基于比较结果产生TPC比特；简而言之，执行所谓的TPC。

然后，将采用图4详细地解释由本实施例计算的ISCP。图4A和4B显示在I-Q平面上每路径的ISCP和RSCP，其由本实施例的方法计算。图4A显示对于相应于在上面图1的时延曲线中路径的路径来讲的I-Q平面上的RSCP和ISCP向量。图4B显示对于图4A中相应路径，从I-Q原点起始的ISCP向量。

在本实施例中，按照总RSCP中的路径的RSCP比例加权路径的ISCP，并且合并全部路径的ISCP。图5A显示在图4B中所显示的路径ISCP加权后的向量。如图5A所示，加权后的ISCP向量与RSCP向量在幅值上匹配。

图5B显示在图5A中所显示的路径ISCP向量加权后的合并状态。如图5B所示，通过加上向量(同相)，噪声分量被抑制，并且与在RAKE合并之后ISCP测量的情况一样，可执行高度精确的1SCP测量。

如上所述，根据本发明，将路径的ISCP乘以与路径的RSCP成比例的权重。由此，为RSCP比其它路径还要小的低可靠性路径所计算的ISCP对总ISCP测量值的影响可减小。因此，本发明的方法可抑制ISCP测量值的偏差并且可提高ISCP测量值的可靠性。

此外，通过在计算方差之前加权噪声向量并且加上向量(同相)，该方法抑制噪声分量。因此，在与在RAKE合并之后测量相近的精确度上，该方法可以较短的平均时间得到精确的ISCP测量值。

本发明不局限于这里描述的实施例并且可以其它形式实现。例如，完成SIR测量的路径数不局限于上述实施例。同时，上述用于计算的方程和参数不受限制。

本发明的无线接收机可安装在数字无线通信系统中的无线基站和通信终端设备中，特别是CDMA系统。该无线接收机可得到高精确的SIR测量和最优TPC。因此，可减小对系统的干扰影响并且可增加系统的容量。

如上所述，根据本发明的方法通过向量相加干扰功率分量来抑制噪声分量，并且可得到高精度的ISCP和SIR测量。这样，由于可变的路径搜索性能和传播路径导致的SIR测量执行偏差可被抑制，并且可完成最优TPC。因此，可减小对系统的干扰影响并且可增加系统的容量。

本申请要求于2002年10月16日提交的日本申请JP 2002-301524的优先权，在此引入其内容作为参考。

工业应用性

本发明适用于数字无线通信系统中的无线接收装置。

Claims (6)

1.一种无线接收装置，包括：

平均部件，对跨过多个时隙每路径接收的已知码元取平均值；

期望信号功率计算部件，采用平均后的已知码元计算每路径的期望信号功率；

减法部件，从所述每路径的平均后的已知码元计算所述接收的已知码元的偏差；

加权控制部件，对所述每路径的偏差执行加权控制；

干扰信号功率计算部件，通过相加使用加权控制后的偏差的向量来计算干扰信号功率；和

期望信号功率对干扰信号功率比率计算部件，通过使用期望信号功率和干扰信号功率来计算期望信号功率对干扰信号功率的比率。

2.如权利要求1的无线接收装置，其中所述加权控制部件使用每路径的期望信号功率作为加权系数。

3.一种配有无线接收装置的无线基站装置，所述无线接收装置包括：

平均部件，对跨过多个时隙每路径接收的已知码元取平均值；

期望信号功率计算部件，采用平均后的已知码元计算每路径的期望信号功率；

减法部件，从所述每路径的平均后的已知码元计算所述接收的已知码元的偏差；

加权控制部件，对所述每路径的偏差执行加权控制；

干扰信号功率计算部件，通过相加使用加权控制后的偏差的向量来计算干扰信号功率；和

期望信号功率对干扰信号功率比率计算部件，通过使用期望信号功率和干扰信号功率来计算期望信号功率对干扰信号功率的比率。

4.一种配有无线接收装置的通信终端装置，所述无线接收装置包括：

平均部件，对跨过多个时隙每路径接收的已知码元取平均值；

期望信号功率计算部件，采用平均后的已知码元计算每路径的期望信号功率；

减法部件，从所述每路径的平均后的已知码元计算所述接收的已知码元的偏差；

加权控制部件，对所述每路径的偏差执行加权控制；

干扰信号功率计算部件，通过相加使用加权控制后的偏差的向量来计算干扰信号功率；和

期望信号功率对干扰信号功率比率计算部件，通过使用期望信号功率和干扰信号功率来计算期望信号功率对干扰信号功率的比率。

5.一种SIR计算方法，包括以下步骤：

对跨过多个时隙每路径接收的已知码元取平均值；

采用平均后的已知码元计算每路径的期望信号功率；

从所述每路径的平均后的已知码元计算所述接收的已知码元的偏差；

对所述每路径的偏差执行加权控制；

通过相加使用加权控制后的偏差的向量来计算干扰信号功率；和

通过使用期望信号功率和干扰信号功率来计算期望信号功率对干扰信号功率的比率。

6.如权利要求5的SIR计算方法，其中所述加权控制步骤使用每路径的期望信号功率作为加权系数。

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